CN105493388A - 电力变换装置 - Google Patents

Abstract

在利用直流电容器(8)的充放电而变换为期望的电压的电力变换装置中，具备与整流电路(200)连接的电抗器(3)、将二极管(4、5)、第一、第二开关元件(6a、7a)串联地连接于平滑电容器(9)的正负端子之间并连接电抗器(3)的支路部(300)以及直流电容器(8)。控制电路(10)能够按照相等的驱动周期以使基准相位错开半周期的方式对第一、第二开关元件(6a、7a)进行高频PWM控制，控制1个周期内的第一、第二开关元件(6a、7a)的各接通期间的总和以及比率，实现输入交流电流的高功率因数控制和直流电容器(8)的电压控制这两者。

Description

电力变换装置

技术领域

本发明涉及获得期望的直流电压的电力变换装置。

背景技术

以往的电力变换装置是一种DC/DC电力变换装置，该DC/DC电力变换装置具有2个以上的由2个半导体开关元件构成的开关部件，串联地构成各开关部件中的各半导体开关元件，并且具有进行充放电的能量转移用电容器和电感，通过基于4种开关模式的动作，调整输入输出电压之比和电力方向(参照例如专利文献1)。

专利文献1：日本特开2012-016075号公报

发明内容

在上述以往的电力变换装置中，在对输入侧连接了交流电源的情况下，无法进行与交流电源相位对应的控制，所以无法进行输入电流的高功率因数控制，并且难以将能量转移用电容器电压控制为恒定。

本发明是为了消除上述那样的问题而完成的，其目的在于在对来自交流电源的输入进行整流之后利用直流电容器的充放电而变换为期望的电压的电力变换装置中，能够实现输入电流的高功率因数控制和使直流电容器的电压成为恒定的控制这两者。

本发明提供一种电力变换装置，其特征在于，具备：整流电路，对来自交流电源的输入进行整流；开关部，使所述整流电路的输出升压而输出；平滑电容器，对所述开关部的输出进行平滑；以及控制电路，控制所述开关部。所述开关部具备：电抗器，第一端连接到整流电路的正极侧端子；支路部，分别控制电流的导通以及切断的第一半导体元件、第二半导体元件、第一开关元件以及第二开关元件串联地连接于所述平滑电容器的正负端子之间，所述电抗器的第二端连接到所述第二半导体元件和所述第一开关元件的连接点；以及直流电容器，连接于所述第一半导体元件、所述第二半导体元件的连接点与所述第一开关元件、所述第二开关元件的连接点之间。所述控制电路通过对所述开关部进行高频PWM控制，将所述直流电容器的电压控制为指令值，并且控制从所述交流电源经由所述整流电路流过的电路电流以改善来自所述交流电源的输入功率因数，同时将所述平滑电容器的电压控制为目标电压，按照相等的驱动周期以使基准相位错开半周期的方式对所述第一开关元件和所述第二开关元件进行高频驱动，控制1个周期内的所述第一开关元件的第一接通期间和1个周期内的所述第二开关元件的第二接通期间的总和，从而控制所述电路电流，并且控制所述第一接通期间与所述第二接通期间的比率，从而控制所述直流电容器的电压。

本发明的电力变换装置如以上那样构成，所以能够实现输入电流的高功率因数控制和使直流电容器的电压成为恒定的控制，能够可靠地得到期望的直流电压。另外，能够降低电抗器的电容以及直流电容器的电容而实现装置结构的小型化。

附图说明

图1是本发明的实施方式1的电力变换装置的结构图。

图2是本发明的实施方式1的电力变换装置的第一控制模式下的选通信号以及各部的波形图。

图3是说明本发明的实施方式1的电力变换装置的第一控制模式下的动作的电流路径图。

图4是说明本发明的实施方式1的电力变换装置的第一控制模式下的动作的电流路径图。

图5是说明本发明的实施方式1的电力变换装置的第一控制模式下的动作的电流路径图。

图6是本发明的实施方式1的电力变换装置的第二控制模式下的选通信号以及各部的波形图。

图7是说明本发明的实施方式1的电力变换装置的第二控制模式下的动作的电流路径图。

图8是说明本发明的实施方式1的电力变换装置的第二控制模式下的动作的电流路径图。

图9是说明本发明的实施方式1的电力变换装置的第二控制模式下的动作的电流路径图。

图10是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的基本控制的控制框图。

图11是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的控制中的调整相位以及控制模式的选择的控制框图。

图12是示出本发明的实施方式1的各开关元件的占空指令的生成的控制框图。

图13是示出本发明的实施方式1的各开关元件的选通信号的生成的控制框图。

图14是示出本发明的实施方式1的各开关元件的选通信号的生成中使用的三角波的图。

图15是本发明的实施方式2的电力变换装置的第一控制模式下的选通信号以及各部的波形图。

图16是本发明的实施方式2的电力变换装置的第二控制模式下的选通信号以及各部的波形图。

图17是示出本发明的实施方式2的电力变换装置的控制中的调整相位的选择的控制框图。

图18是示出本发明的实施方式2的各开关元件的占空指令的生成的控制框图。

图19是示出本发明的实施方式2的各开关元件的选通信号的生成的控制框图。

图20是本发明的实施方式3的电力变换装置的结构图。

图21是本发明的实施方式3的电力变换装置的第一控制模式下的选通信号以及各部的波形图。

图22是本发明的实施方式3的电力变换装置的第二控制模式下的选通信号以及各部的波形图。

图23是本发明的实施方式3的其他例子的电力变换装置的第一控制模式下的选通信号以及各部的波形图。

图24是本发明的实施方式3的其他例子的电力变换装置的第二控制模式下的选通信号以及各部的波形图。

图25是本发明的实施方式4的电力变换装置的结构图。

图26是示出本发明的实施方式4的电力变换装置的基本控制的控制框图。

图27是本发明的实施方式5的电力变换装置的结构图。

具体实施方式

实施方式1.

以下，说明本发明的实施方式1。

图1是本发明的实施方式1的电力变换装置的概略结构图。如图1所示，电力变换装置具备用于将交流电源1的交流电力变换为直流电力而输出的主电路和控制电路10。

主电路具备：整流电路200，对交流电源1的输入进行整流；开关部100，使整流电路200的输出升压而输出；以及平滑电容器9，对开关部100的输出进行平滑。整流电路200是将4个二极管201～204设为全桥结构而得到的二极管整流电路。开关部100具备作为限流电路的电抗器3、作为第一半导体元件的二极管4、作为第二半导体元件的二极管5、第一开关元件6a、第二开关元件7a以及直流电容器8。另外，二极管4、二极管5、第一开关元件6a以及第二开关元件7a在平滑电容器9的正负端子之间串联地连接而构成支路部300。

交流电源1的输出与整流电路200的输入端子连接。整流电路200的第一输出端子与电抗器3的一端连接，对电抗器3的另一端连接二极管5的阳极端子和第一开关元件6a的连接点。二极管4连接于二极管5的阴极端子与平滑电容器9的正极之间。第二开关元件7a连接于第一开关元件6a与平滑电容器9的负极之间。直流电容器8连接于二极管5的阴极端子与第一开关元件6a、第二开关元件7a的连接点之间。平滑电容器9的负极和整流电路200的第二输出端子被直接连接。

第一开关元件6a、第二开关元件7a分别由将二极管6b、7b反并联地连接而得到的IGBT(InsulatedGateBipolarTransistor)构成。

另外，第一开关元件6a、第二开关元件7a除了IGBT以外，也可以是在源极、漏极之间内置有二极管的MOSFET(MetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)等半导体开关元件。

另外，具备分别检测交流电源的电压Vac、直流电容器8的电压Vc1、平滑电容器9的电压Vc2的电压传感器以及检测作为从交流电源1经由整流电路200流过的电路电流的电流Ic的电流传感器。在该情况下，作为电流Ic，检测在电抗器3中流过的电流。

控制电路10根据所检测到的直流电容器电压Vc1、平滑电容器电压Vc2以及交流电源电压Vac和电流Ic，以使平滑电容器电压Vc2成为所设定的恒定电压即目标电压Vc2^*的方式，生成选通信号G1、G2，对第一开关元件6a、第二开关元件7a进行接通/断开控制，对开关部100进行输出控制。

另外，对平滑电容器9连接未图示的负载，在通常时，平滑电容器电压Vc2比目标电压Vc2^*低，控制电路10为了变换来自交流电源1的交流电力并对平滑电容器9供给直流电力，对开关部100进行输出控制。

以下，说明这样构成的电力变换装置的动作。

整流电路200对来自交流电源1的输入电力进行全波整流，开关部100通过第一开关元件6a、第二开关元件7a的接通/断开动作，利用直流电容器8的充放电，向平滑电容器9输出直流电力。

控制电路10以使来自交流电源1的输入功率因数大致为1的方式，控制电流Ic，并且以使平滑电容器9的电压成为目标电压Vc2^*的方式，通过高频PWM(pulsewidthmodulation，脉冲宽度调制)控制，使第一开关元件6a、第二开关元件7a接通/断开而对开关部100进行输出控制。另外，在该输出控制中，调整直流电容器8的充放电量而将直流电容器电压Vc1控制为恒定的指令值Vc1^*。以下，简称为电流控制的情况是指以使来自交流电源1的输入功率因数大致为1的方式控制电流Ic。

输出级的平滑电容器电压Vc2比交流电源电压Vac的峰值电压高，开关部100执行升压。另外，直流电容器电压Vc1的指令值Vc1^*被设定为平滑电容器9的目标电压Vc2^*的1/2。

控制电路10在交流电源1的绝对值电压│Vac│比直流电容器电压Vc1低的情况和绝对值电压│Vac│是直流电容器电压Vc1以上的情况下具有不同的控制模式，以第一控制模式控制前者，以第二控制模式控制后者。即，在交流电源电压Vac的峰值电压是直流电容器电压Vc1以上时，在交流电源1的绝对值电压│Vac│与直流电容器电压Vc1相等的相位下，切换第一控制模式和第二控制模式。如果交流电源电压Vac的峰值电压小于直流电容器电压Vc1，则仅使用第一控制模式。以下，将交流电源1的绝对值电压│Vac│简记为电压│Vac│。

图2是第一控制模式下的第一开关元件6a、第二开关元件7a的各选通信号G1、G2、电流Ic以及直流电容器电压Vc1的各波形图。另外，图3～图5是说明第一控制模式下的电力变换装置的动作的电流路径图。

另外，图6是第二控制模式下的第一开关元件6a、第二开关元件7a的各选通信号G1、G2、电流Ic以及直流电容器电压Vc1的各波形图。另外，图7～图9是说明第二控制模式下的电力变换装置的动作的电流路径图。

如图2、图6所示，将被进行高频PWM控制的第一开关元件6a、第二开关元件7a的驱动周期(载波周期)设为T，在相位0～相位(T/2)的半周期内，设定第一相位α，在相位(T/2)～相位T的半周期内，设定第二相位β，将驱动周期T分割为4个期间。另外，示出了该4个期间内的第一开关元件6a、第二开关元件7a这2个开关元件的接通/断开以及各部的波形图。另外，关于第一相位α、第二相位β的设定方法，在后面叙述。

另外，图2、图6的波形图示出平滑电容器电压Vc2被控制为目标电压Vc2^*而恒定的状态。

首先，示出电压│Vac│比直流电容器电压Vc1低的情况下的第一控制模式。

如图2所示，使第一开关元件6a在相位0下接通并在第二相位β下断开，使第二开关元件7a在相位(T/2)下接通并在第一相位α下断开。即，第一开关元件6a将相位0作为基准相位而在相位0～第二相位β的第一接通期间内接通，第二开关元件7a将相位(T/2)作为基准相位，在相位(T/2)～第一相位α的第二接通期间内接通。此时，第一接通期间、第二接通期间的长度分别是半周期(T/2)以上。

另外，相位(T/2)～第一相位α是指将相位0～第一相位α和相位(T/2)～相位T合起来的期间，但由于是以反复周期而连续的期间，所以表示为相位(T/2)～第一相位α。

在相位0～第一相位α的第一期间和相位(T/2)～第二相位β的第三期间内，第一开关元件6a、第二开关元件7a都是接通状态，在图3所示的电流路径中流过电流Ic。即，直流电容器8和平滑电容器9被旁路，从交流电源1经由整流电路200流入到电抗器3的电流Ic通过第一开关元件6a和第二开关元件7a并经由整流电路200而返回到交流电源1。此时，通过电抗器3而电流Ic增加。直流电容器8被旁路，所以不进行充放电，电压不变动。

在相位α～相位(T/2)的第二期间内，第一开关元件6a是接通状态，且第二开关元件7a是断开状态，在图4所示的电流路径中流过电流Ic。即，从交流电源1经由整流电路200流入到电抗器3的电流Ic依次经由开关元件6a、直流电容器8、二极管4、平滑电容器9、整流电路200而返回到交流电源1。此时，直流电容器8被放电而电压Vc1降低。另外，电压│Vac│与直流电容器电压Vc1之和比平滑电容器电压Vc2低，所以通过电抗器3而电流Ic减少。

在相位β～相位T的第四期间内，第一开关元件6a是断开状态，第二开关元件7a是接通状态，在图5所示的电流路径中流过电流Ic。即，平滑电容器9被旁路，从交流电源1经由整流电路200流入到电抗器3的电流Ic依次经由二极管5、直流电容器8、第二开关元件7a、整流电路200而返回到交流电源1。此时，直流电容器8被充电而电压Vc1增加。另外，电压│Vac│比直流电容器电压Vc1低，所以通过电抗器3而电流Ic减少。

如上所述，控制电路10通过将驱动周期的1个周期分割为4个期间而组合3种控制，对第一开关元件6a、第二开关元件7a进行接通/断开控制，使电流Ic和直流电容器电压Vc1增减。

接下来，示出电压│Vac│是直流电容器电压Vc1以上的情况下的第二控制模式。

如图6所示，使第一开关元件6a在相位0下断开并在第二相位β下接通，使第二开关元件7a在相位(T/2)下断开并在第一相位α下接通。即，第一开关元件6a将相位0作为基准相位，在第二相位β～相位0(＝T)的第一接通期间内接通，第二开关元件7a将相位(T/2)作为基准相位，在第一相位α～相位(T/2)的第二接通期间内接通。此时，第一接通期间、第二接通期间的长度分别是半周期(T/2)以下。

在相位0～第一相位α的第一期间和相位(T/2)～第二相位β的第三期间内，第一开关元件6a、第二开关元件7a都是断开状态，在图7所示的电流路径中流过电流Ic。即，直流电容器8被旁路，从交流电源1经由整流电路200流入到电抗器3的电流Ic依次经由二极管5、二极管4、平滑电容器9、整流电路200而返回到交流电源1。此时，电压│Vac│比平滑电容器电压Vc2低，所以通过电抗器3而电流Ic减少。直流电容器8被旁路，所以不进行充放电，电压不变动。

在相位α～相位(T/2)的第二期间内，第一开关元件6a是断开状态，第二开关元件7a是接通状态，在图8所示的电流路径中流过电流Ic。即，平滑电容器9被旁路，从交流电源1经由整流电路200流入到电抗器3的电流Ic依次经由二极管5、直流电容器8、开关元件7a、整流电路200而返回到交流电源1。此时，直流电容器8被充电而电压Vc1增加。另外，电压│Vac│比直流电容器电压Vc1高，所以通过电抗器3而电流Ic增加。

在相位β～相位T的第四期间内，第一开关元件6a是接通状态，且第二开关元件7a是断开状态，在图9所示的电流路径中流过电流Ic。即，从交流电源1经由整流电路200流入到电抗器3的电流Ic依次经由开关元件6a、直流电容器8、二极管4、平滑电容器9、整流电路200而返回到交流电源1。此时，直流电容器8被放电而电压Vc1降低。另外，电压│Vac│与直流电容器电压Vc1之和比平滑电容器电压Vc2高，所以通过电抗器3而电流Ic增加。

如上所述，控制电路10在第二控制模式中，也将驱动周期的1个周期分割为4个期间而组合3种控制，从而对第一开关元件6a、第二开关元件7a进行接通/断开控制，使电流Ic和直流电容器电压Vc1增减。

接下来，说明直流电容器电压Vc1和平滑电容器电压Vc2的关系。

在直流电容器电压Vc1比平滑电容器电压Vc2的1/2低的情况下，在第二控制模式下的第四期间(参照图9)内，电压│Vac│与直流电容器电压Vc1之和有时比平滑电容器电压Vc2低，无法通过电抗器3使电流Ic可靠地增加。另外，在直流电容器电压Vc1比平滑电容器电压Vc2的1/2高的情况下，在第一控制模式下的第二期间(参照图4)内，电压│Vac│与直流电容器电压Vc1之和有时比平滑电容器电压Vc2高，无法通过电抗器3使电流Ic可靠地减少。

因此，以将直流电容器电压Vc1控制为平滑电容器电压Vc2的1/2的方式，将直流电容器电压Vc1的指令值Vc1^*设定为平滑电容器9的目标电压Vc2^*的1/2。

在图2、图6所示的第一控制模式、第二控制模式这2种控制中，电流Ic的增减调整以及直流电容器电压Vc1的增减调整通过选择第一相位α、第二相位β中的任意一方并调整该相位来实施。

首先，参照图2，说明第一控制模式下的电流Ic的增减调整以及直流电容器电压Vc1的增减调整。

如果使第一相位α增加而接近相位(T/2)，则第一期间延长而第二期间缩短。此时，第二相位β不变化。关于电流Ic，增加期间延长而减少期间缩短，电流Ic增加。另外，关于直流电容器电压Vc1，不变动的期间延长而降低期间缩短。此时，直流电容器电压Vc1的增加期间(第四期间)不变化，所以1个周期内的直流电容器电压Vc1的平均电压(以下称为平均直流电容器电压Vc1)增加。

如果使第二相位β增加而接近相位T，则第三期间延长而第四期间缩短。此时，第一相位α不变化。关于电流Ic，增加期间延长而减少期间缩短，电流Ic增加。另外，关于直流电容器电压Vc1，不变动的期间延长而增加期间缩短。此时，直流电容器电压Vc1的降低期间(第二期间)不变化，所以平均直流电容器电压Vc1降低。

如果使第一相位α减少而接近相位0，则第一期间缩短而第二期间延长。此时，第二相位β不变化。关于电流Ic，增加期间缩短而减少期间延长，电流Ic减少。另外，关于直流电容器电压Vc1，不变动的期间缩短而降低期间延长，平均直流电容器电压Vc1降低。

如果使第二相位β减少而接近相位(T/2)，则第三期间缩短而第四期间延长。此时，第一相位α不变化。关于电流Ic，增加期间缩短而减少期间延长，电流Ic减少。另外，关于直流电容器电压Vc1，不变动的期间缩短而增加期间延长，平均直流电容器电压Vc1增加。

即，在第一控制模式中，为了使电流Ic增加，使第一相位α或者第二相位β增加，使得第一接通期间和第二接通期间的总和增加。为了使电流Ic减少，使第一相位α或者第二相位β减少，使得第一接通期间和第二接通期间的总和减少。

另外，第一相位α、第二相位β的选择是根据直流电容器电压Vc1而进行的。

为了在使电流Ic增加时使平均直流电容器电压Vc1增加，选择第一相位α而使其增加。另外，为了在使电流Ic减少时使平均直流电容器电压Vc1增加，选择第二相位β而使其减少。由此，使第一接通期间与第二接通期间的比率(第一接通期间/第二接通期间)降低而使平均直流电容器电压Vc1增加。

另外，为了在使电流Ic增加时使平均直流电容器电压Vc1降低，选择第二相位β而使其增加。另外，为了在使电流Ic减少时使平均直流电容器电压Vc1降低，选择第一相位α而使其减少。由此，使比率(第一接通期间/第二接通期间)增加而使平均直流电容器电压Vc1降低。

接下来，参照图6，说明第二控制模式下的电流Ic的增减调整以及直流电容器电压Vc1的增减调整。

使第一相位α增加而接近相位(T/2)，此时，第二相位β不变化。由此，电流Ic减少，平均直流电容器电压Vc1降低。

使第二相位β增加而接近相位T，此时，第一相位α不变化。由此，电流Ic减少，平均直流电容器电压Vc1增加。

使第一相位α减少而接近相位0，此时，第二相位β不变化。由此，电流Ic增加，平均直流电容器电压Vc1增加。

使第二相位β减少而接近相位(T/2)，此时，第一相位α不变化。由此，电流Ic增加，平均直流电容器电压Vc1降低。

即，在第二控制模式中，为了使电流Ic增加，使第一相位α或者第二相位β减少，使得第一接通期间和第二接通期间的总和增加。为了使电流Ic减少，使第一相位α或者第二相位β增加，使得第一接通期间和第二接通期间的总和减少。

另外，第一相位α、第二相位β的选择是根据直流电容器电压Vc1而进行的。

为了在使电流Ic增加时使平均直流电容器电压Vc1增加，选择第一相位α，为了在使电流Ic减少时使平均直流电容器电压Vc1增加，选择第二相位β。由此，使比率(第一接通期间/第二接通期间)降低，使得平均直流电容器电压Vc1增加。

另外，为了在使电流Ic增加时使平均直流电容器电压Vc1降低，选择第二相位β，为了在使电流Ic减少时使平均直流电容器电压Vc1降低，选择第一相位α。由此，使比率(第一接通期间/第二接通期间)增加，使得平均直流电容器电压Vc1降低。

以下，说明为了进行以上那样的控制动作而生成针对第一开关元件6a、第二开关元件7a的选通信号G1、G2。

在该情况下，控制电路10为了生成针对第一开关元件6a的选通信号G1，运算与决定第一开关元件6a的占空比的第二相位β对应的占空比(β/T)的指令(β-占空指令)。另外，为了生成针对第二开关元件7a的选通信号G2，运算与决定第二开关元件7a的占空比的第一相位α对应的占空比(α/T)的指令(α-占空指令)。

作为用于运算该β-占空指令以及α-占空指令的基础信息，运算以下所示的基本占空指令ΔD。

图10是示出由控制电路10实施的第一开关元件6a、第二开关元件7a的输出控制中的基本控制的控制框图。为了以将平滑电容器电压Vc2维持为目标电压Vc2^*并且改善来自交流电源1的输入功率因数的方式，控制电流Ic，运算第一开关元件6a以及第二开关元件7a的基本占空指令ΔD。

如图10所示，将平滑电容器电压Vc2和目标电压Vc2^*的偏差12作为反馈量，通过PI控制器13进行控制运算。将PI控制器13的输出作为振幅目标值，使用交流电源同步频率Fs来生成正弦波电流指令14，进行绝对值变换而生成与│Vac│同步的电流指令Ic^*。接下来，将电流指令Ic^*和所检测到的电流Ic的偏差15作为反馈量，通过PI控制器16进行控制运算。通过限幅器将使PI控制器16的输出除以直流电容器电压Vc1而得到的输出17限制为±0.5来运算基本占空指令ΔD。

该基本占空指令ΔD对应于第一相位α、第二相位β中的选择出的某一方的调整量，所以第一相位α、第二相位β的调整量是半周期以下，所以限制为±0.5。另外，在ΔD是正时，成为使电流Ic增加的控制，在ΔD是负时，成为使电流Ic减少的控制。

图11(a)是示出由控制电路10实施的调整相位(第一相位α/第二相位β)的选择的控制框图，图11(b)是示出由控制电路10实施的控制模式(第一控制模式/第二控制模式)的选择的控制框图。

如图11(a)所示，比较器19比较直流电容器电压Vc1和其指令值Vc1^*，比较器20判定基本占空指令ΔD的符号，比较器19、20的输出被分别输入到调整相位选择器21。在比较器19、20的输出都是H或者都是L时，调整相位选择器21的输出22(判断信号)是H且选择第二相位β。另外，在比较器19、20的输出是H和L的组合时，调整相位选择器21的输出22(判断信号)是L且选择第一相位α。

即，在Vc1≧Vc1^*的情况下，在ΔD≧0时，选择第二相位β，在ΔD<0时，选择第一相位α。另外，在Vc1<Vc1^*的情况下，在ΔD≧0时，选择第一相位α，在ΔD<0时，选择第二相位β。

另外，如图11(b)所示，比较器23比较电压│Vac│和直流电容器电压Vc1，输出选择控制模式的逻辑信号。即，在│Vac│<Vc1时，逻辑信号是L，选择第一控制模式。另外，在│Vac│≧Vc1时，逻辑信号是H，选择第二控制模式。

图12是运算用于决定第一开关元件6a、第二开关元件7a的占空比的β-占空指令、α-占空指令的控制框图。β-占空指令、α-占空指令是分别根据作为调整相位选择器21的输出22的判断信号、表示控制模式的逻辑信号以及所运算出的基本占空指令ΔD运算的。

图12(a)是运算β-占空指令的控制框图。在该情况下，以在驱动周期T的相位(T/2)至相位T的半周期内使电流Ic的增加量和减少量相等的方式，设定第二相位β的初始相位。将与该初始相位对应的占空比用作β-占空指令的初始值β1、β2，进行前馈控制。另外，β1是第一控制模式的情况下的初始值，β2是第二控制模式的情况下的初始值。

如图12(a)所示，选择器24根据判断信号，输出是0或者基本占空指令ΔD的信号25。在判断信号是L且选择第一相位α时，信号25成为0，在判断信号是H且选择第二相位β时，信号25成为基本占空指令ΔD。

接下来，生成使信号25反转了极性而得到的反极性信号25a，选择器26根据逻辑信号，输出信号25、反极性信号25a中的任意一方。在逻辑信号是L且选择第一控制模式时，选择器26的输出27是信号25，在逻辑信号是H且选择第二控制模式时，选择器26的输出27成为反极性信号25a。

另一方面，选择器28根据逻辑信号，输出初始值β1、β2中的任意一方。选择器28的输出29在逻辑信号为L(选择第一控制模式)时，是初始值β1，在逻辑信号为H(选择第二控制模式)时，是初始值β2。将该输出29作为前馈项加到选择器26的输出27，由此生成β-占空指令30。

图12(b)是运算α-占空指令的控制框图。在该情况下，以在驱动周期T的相位0至相位(T/2)的半周期内使电流Ic的增加量和减少量相等的方式，设定第一相位α的初始相位。将与该初始相位对应的占空比用作α-占空指令的初始值α1、α2，进行前馈控制。另外，α1是第一控制模式的情况下的初始值，α2是第二控制模式的情况下的初始值。

如图12(b)所示，选择器31根据判断信号，输出基本占空指令ΔD或者是0的信号32。在判断信号是L且选择第一相位α时，信号32成为基本占空指令ΔD，在判断信号是H且选择第二相位β时，信号32成为0。

接下来，生成使信号32反转了极性而得到的反极性信号32a，选择器33根据逻辑信号，输出信号32、反极性信号32a中的任意一方。在逻辑信号是L且选择第一控制模式时，选择器33的输出34是信号32，在逻辑信号是H且选择第二控制模式时，选择器33的输出34成为反极性信号32a。

另一方面，选择器35根据逻辑信号，输出初始值α1、α2中的任意一方。选择器35的输出36在逻辑信号为L(选择第一控制模式)时，是初始值α1，在逻辑信号为H(选择第二控制模式)时，是初始值α2。将该输出36作为前馈项加到选择器33的输出34，由此生成α-占空指令37。

如上所述，运算β-占空指令30、α-占空指令37。

在第一控制模式的情况下，如果作为调整相位选择第二相位β，则对初始值β1加上基本占空指令ΔD而生成β-占空指令30，α-占空指令37成为初始值α1。在第一控制模式的情况下，如果作为调整相位选择第一相位α，则β-占空指令30成为初始值β1，对初始值α1加上基本占空指令ΔD而生成α-占空指令37。

在第二控制模式的情况下，如果作为调整相位选择第二相位β，则对初始值β2加上基本占空指令ΔD的极性反转值而生成β-占空指令30，α-占空指令37成为初始值α2。在第二控制模式的情况下，如果作为调整相位选择第一相位α，则β-占空指令30成为初始值β2，对初始值α2加上基本占空指令ΔD的极性反转值而生成α-占空指令37。

接下来，说明在图12所示的前馈控制中使用的初始值β1、β2和初始值α1、α2。

如上所述，用于决定使第一开关元件6a接通/断开的第二相位β的初始值β1、β2以在驱动周期T的相位(T/2)至相位T的半周期内使电流Ic的增加量和减少量相等的方式来设定。

首先，说明电压│Vac│比直流电容器电压Vc1低的情况下的第一控制模式。

在相位(T/2)至相位T的半周期内，电流Ic的增加期间是第三期间(相位(T/2)～第二相位β)。因此，该半周期内的电流增加量Iup通过以下的式(1)提供。其中，L是电抗器3的电抗器电容。

Iup＝(│Vac│/L)·(β-(T/2))··式(1)

另外，在相位(T/2)至相位T的半周期内，电流Ic的减少期间是第四期间(第二相位β～相位T)。因此，该半周期内的电流减少量Idown通过以下的式(2)提供。

Idown＝((Vc1-│Vac│)/L)·(T-β)··式(2)

在电流增加量Iup和电流减少量Idown相等、即满足以下的式(3)时，

Iup＝Idown··式(3)

(β/T)的值是初始值β1，根据式(1)～式(3)，得到以下的式(4)。

β1＝(β/T)＝(2Vc1-│Vac│)/2Vc1··式(4)

接下来，说明电压│Vac│是直流电容器电压Vc1以上的情况下的第二控制模式。

在相位(T/2)至相位T的半周期内，电流Ic的增加期间是第四期间(第二相位β～相位T)。因此，该半周期内的电流增加量Iup通过以下的式(5)提供。其中，Vc2是平滑电容器电压。

Iup＝((│Vac│+Vc1-Vc2)/L)·(T-β)··式(5)

另外，在相位(T/2)至相位T的半周期内，电流Ic的减少期间是第三期间(相位(T/2)～第二相位β)。因此，该半周期内的电流减少量Idown通过以下的式(6)提供。

Idown＝((Vc2-│Vac│)/L)·(β-(T/2))··式(6)

在电流增加量Iup和电流减少量Idown相等、即满足以下的式(7)时，

Iup＝Idown··式(7)

(β/T)的值是初始值β2，根据式(5)～式(7)得到以下的式(8)。

β2＝(β/T)＝(│Vac│+2Vc1-Vc2)/2Vc1··式(8)

另外，如上所述，用于决定使第二开关元件7a接通/断开的第一相位α的初始值α1、α2以在驱动周期T的相位0至相位(T/2)的半周期内使电流Ic的增加量和减少量相等的方式来设定。

首先，说明电压│Vac│比直流电容器电压Vc1低的情况下的第一控制模式。

在相位0至相位(T/2)的半周期内，电流Ic的增加期间是第一期间(相位0～第一相位α)。因此，该半周期内的电流增加量Iup通过以下的式(9)提供。

Iup＝(│Vac│/L)·α··式(9)

另外，在相位0至相位(T/2)的半周期内，电流Ic的减少期间是第二期间(第一相位α～相位(T/2))。因此，该半周期内的电流减少量Idown通过以下的式(10)提供。

Idown＝((Vc2-│Vac│-Vc1)/L)·((T/2)-α)··式(10)

在电流增加量Iup和电流减少量Idown相等、即满足以下的式(11)时，

Iup＝Idown··式(11)

(α/T)的值是初始值α1，根据式(9)～式(11)，得到以下的式(12)。

α1＝(α/T)＝(Vc2-│Vac│-Vc1)/2(Vc2-Vc1)··式(12)

接下来，说明电压│Vac│是直流电容器电压Vc1以上的情况下的第二控制模式。

在相位0至相位(T/2)的半周期内，电流Ic的增加期间是第二期间(第一相位α～相位(T/2))。因此，该半周期内的电流增加量Iup通过以下的式(13)提供。

Iup＝((│Vac│-Vc1)/L)·((T/2)-α)··式(13)

另外，在相位0至相位(T/2)的半周期内，电流Ic的减少期间是第一期间(相位0～第二相位α)。因此，该半周期内的电流减少量Idown通过以下的式(14)提供。

Idown＝((Vc2-│Vac│)/L)·α··式(14)

在电流增加量Iup和电流减少量Idown相等、即满足以下的式(15)时，

Iup＝Idown··式(15)

(α/T)的值是初始值α2，根据式(13)～式(15)得到以下的式(16)。

α2＝(α/T)＝(│Vac│-Vc1)/2(Vc2-Vc1)··式(16)

图13是根据β-占空指令、α-占空指令生成第一开关元件6a、第二开关元件7a的选通信号G1、G2的控制框图。

图13(a)是生成第一开关元件6a的选通信号G1的控制框图。首先，将通过限幅器将所运算出的β-占空指令30限制为0.5～1.0而得到的值38输入到比较器40的正端子以及比较器41的负端子。另外，将用于PWM控制的三角波信号39输入到比较器40的负端子以及比较器41的正端子。三角波信号39如图14所示是周期T的载波，在0相位下成为占空比＝0，在相位T下成为占空比＝1。

比较器40、41的输出信号42、43被输入到选择器44，根据逻辑信号，将某一方的输出信号42、43从选择器44作为选通信号G1输出。在逻辑信号是L且选择第一控制模式时，选通信号G1是输出信号42，在相位0～第二相位β的期间内成为H。在逻辑信号是H且选择第二控制模式时，选通信号G1是输出信号43，在第二相位β～相位T的期间内成为H。

图13(b)是生成第二开关元件7a的选通信号G2的控制框图。

将0.5的占空指令信号46输入到比较器48的正端子以及比较器49的负端子。另外，将三角波信号39输入到比较器48的负端子以及比较器49的正端子。

另外，将通过限幅器将所运算出的α-占空指令37限制为0～0.5而得到的值47输入到比较器52的正端子以及比较器53的负端子。另外，将三角波信号39输入到比较器52的负端子以及比较器53的正端子。

比较器49的输出51和比较器52的输出54被输入到OR运算器56。比较器48的输出50和比较器53的输出55被输入到AND运算器58。

OR运算器56的输出信号57和AND运算器58的输出信号59被输入到选择器60，根据逻辑信号，将某一方的输出信号57、59作为选通信号G2输出。在逻辑信号是L且选择第一控制模式时，选通信号G2是输出信号57，在相位(T/2)～第一相位α的期间内成为H。在逻辑信号是H且选择第二控制模式时，选通信号G1是输出信号59，在第一相位α～相位(T/2)的期间内成为H。

控制电路10如上所述地生成选通信号G1、G2来控制第一开关元件6a、第二开关元件7a。

接下来，说明第一控制模式和第二控制模式的切换。使用逻辑信号，在电压│Vac│与直流电容器电压Vc1相等的交流电源相位下进行控制模式的切换。此时，使第一开关元件6a、第二开关元件7a的各接通/断开状态反转。

在控制模式的切换时，

│Vac│＝Vc1

所以β-占空指令的初始值β1、β2根据上述式(4)、式(8)而成为β1＝β2＝1/2，α-占空指令的初始值α1、α2根据上述式(12)、式(16)而成为α1＝α2＝0。其中，直流电容器电压Vc1为平滑电容器电压Vc2的1/2。

这样，在根据交流电源电压Vac的变化而在第一控制模式与第二控制模式之间对控制进行切换时，在β-占空指令、α-占空指令中的任意一个中，初始值β1(＝β2)、α1(＝α2)都不变化。因此，仅通过使第一开关元件6a、第二开关元件7a的各接通/断开状态简单地反转而就能够切换控制模式，能够容易且高速地切换控制运算。

如上所述，控制电路10通过使用电流指令Ic^*来调整与第一开关元件6a和第二开关元件7a的占空比对应的β-占空指令、α-占空指令，控制开关部100以将平滑电容器9的直流电压Vc2控制为目标电压Vc2^*并改善来自交流电源1的输入功率因数。

另外，控制电路10通过单独地生成并调整β-占空指令、α-占空指令，控制1个周期内的第一开关元件6a的第一接通期间和第二开关元件7a的第二接通期间的总和以及比率。由此，能够在改善来自交流电源1的输入功率因数的电流控制的同时，控制直流电容器8的充放电而使电压Vc1跟随指令值Vc1^*。

另外，电抗器3在第一开关元件6a和第二开关元件7a的驱动频率的2倍的频率下电流进行增减，所以能够降低必要电抗器电容而小型化。

进而，在直流电容器8的各充放电期间，以驱动周期T的1/2以下且第一开关元件6a和第二开关元件7a的驱动频率的2倍的频率进行充放电，所以能够降低必要电容器电容，直流电容器8也能够小型化。

另外，开关部100成为在通常的斩波器结构的电路中设置大量第一开关元件6a、二极管5以及直流电容器8的结构。

由此，能够将向电抗器3的施加电压降低为平滑电容器电压Vc2和直流电容器电压Vc1的差电压或者直流电容器电压Vc1，能够实现电抗器3的低损失化和小型、轻质化。另外，对第一开关元件6a和第二开关元件7a施加的电压也被降低为平滑电容器电压Vc2和直流电容器电压Vc1的差电压或者直流电容器电压Vc1。因此，通过降低开关损失，能够实现高效化，并且能够通过散热构造的简化而实现电力变换装置的小型化。另外，噪声产生量也能够降低，能够通过滤波器电路的简化进一步促进电力变换装置的小型化。

另外，控制电路10根据交流电源电压Vac和直流电容器电压Vc1的大小关系，设置不同的控制模式，所以能够与交流电源电压Vac的宽的电压范围对应地实现功率因数改善控制。

进而，根据交流电源电压Vac和直流电容器电压Vc1的大小关系，将第一开关元件6a和第二开关元件7a的控制逻辑设定为反转的关系。由此，交流电源电压Vac和直流电容器电压Vc1的大小关系调换的相位下的控制模式的切换是简单的切换，能够进一步提高电流控制性。

另外，在第一开关元件6a、第二开关元件7a的β-占空指令、α-占空指令的控制中，设定初始值而用作前馈量。此时，根据直流电容器电压Vc1以及电流Ic，使基本占空指令ΔD仅反映到β-占空指令、α-占空指令的被选择出的一方，另一方固定为初始值。由此，能够迅速地控制1个周期内的第一开关元件6a的第一接通期间和第二开关元件7a的第二接通期间的总和以及比率，即使在控制模式的切换中，能够防止控制按反馈控制的响应时间量延迟，实现高速控制。

实施方式2.

接下来，说明本发明的实施方式2。

在该实施方式2中，具有与图1所示的上述实施方式1同样的主电路和控制电路10，控制电路10生成与上述实施方式1不同的选通信号G1a、G2a而对开关部100进行输出控制。

在该情况下，控制电路10也根据所检测到的直流电容器电压Vc1、平滑电容器电压Vc2、交流电源电压Vac以及电流Ic，以使来自交流电源1的输入功率因数大致为1的方式，控制电流Ic，并且以使平滑电容器9的电压成为目标电压Vc2^*的方式，通过高频PWM控制使第一开关元件6a、第二开关元件7a接通/断开而对开关部100进行输出控制。另外，调整直流电容器8的充放电量而将直流电容器电压Vc1控制为恒定的指令值Vc1^*。

另外，平滑电容器电压Vc2比交流电源电压Vac的峰值电压高，并且，直流电容器电压Vc1的指令值Vc1^*被设定为平滑电容器9的目标电压Vc2^*的1/2。

控制电路10在电压│Vac│比直流电容器电压Vc1低的情况下，以第一控制模式进行控制，在电压│Vac│是直流电容器电压Vc1以上的情况下，以第二控制模式进行控制。以下，根据图15、图16，说明该实施方式2的第一控制模式、第二控制模式。

图15是第一控制模式下的第一开关元件6a、第二开关元件7a的各选通信号G1a、G2a、电流Ic以及直流电容器电压Vc1的各波形图。另外，图16是第二控制模式下的第一开关元件6a、第二开关元件7a的各选通信号G1a、G2a、电流Ic以及直流电容器电压Vc1的各波形图。

如图15、图16所示，将被进行高频PWM控制的第一开关元件6a、第二开关元件7a的驱动周期(载波周期)设为T，在相位0～相位(T/2)的半周期内，设定第一相位αa，在相位(T/2)～相位T的半周期内，设定第二相位βa，将驱动周期T分割为4个期间。另外，示出了该4个期间内的第一开关元件6a、第二开关元件7a这2个开关元件的接通/断开以及各部的波形图。另外，关于第一相位αa、第二相位βa的设定方法，在后面叙述。

另外，图15、图16的波形图示出平滑电容器电压Vc2被控制为目标电压Vc2^*而恒定的状态。

首先，示出电压│Vac│比直流电容器电压Vc1低的情况下的第一控制模式。

如图15所示，使第一开关元件6a在相位0下断开并在第一相位αa下接通，使第二开关元件7a在相位(T/2)下断开并在第二相位βa下接通。即，关于第一开关元件6a，将相位0作为基准相位，在直至相位0的期间(第一相位αa～相位0(＝T))即第一接通期间内接通，关于第二开关元件7a，将相位(T/2)作为基准相位，在直至相位(T/2)的期间(第二相位βa～相位(T/2))即第二接通期间内接通。此时，第一接通期间、第二接通期间的长度分别是半周期(T/2)以上。

另外，第二相位βa～相位(T/2)是指将第二相位βa～相位T和相位0～相位(T/2)合起来的期间，但由于是以反复周期而连续的期间，所以表示为第二相位βa～相位(T/2)。

在第一控制模式下的电力变换装置的动作说明中，使用上述实施方式1的图3～图5所示的电流路径图。

在相位0～第一相位αa的第一期间内，第一开关元件6a是断开状态，第二开关元件7a是接通状态，在图5所示的电流路径中流过电流Ic。即，平滑电容器9被旁路，从交流电源1经由整流电路200流入到电抗器3的电流Ic依次经由二极管5、直流电容器8、第二开关元件7a、整流电路200而返回到交流电源1。此时，直流电容器8被充电而电压Vc1增加。另外，电压│Vac│比直流电容器电压Vc1低，所以通过电抗器3而电流Ic减少。

在第一相位αa～相位(T/2)的第二期间和第二相位βa～相位T的第四期间内，第一开关元件6a、第二开关元件7a都是接通状态，在图3所示的电流路径中流过电流Ic。即，直流电容器8和平滑电容器9被旁路，从交流电源1经由整流电路200流入到电抗器3的电流Ic通过第一开关元件6a和第二开关元件7a经由整流电路200而返回到交流电源1。此时，通过电抗器3而电流Ic增加。直流电容器8被旁路，所以不进行充放电，电压不变动。

在相位(T/2)～第二相位βa的第三期间内，第一开关元件6a是接通状态，且第二开关元件7a是断开状态，在图4所示的电流路径中流过电流Ic。即，从交流电源1经由整流电路200流入到电抗器3的电流Ic依次经由开关元件6a、直流电容器8、二极管4、平滑电容器9、整流电路200而返回到交流电源1。此时，直流电容器8被放电而电压Vc1降低。另外，电压│Vac│与直流电容器电压Vc1之和比平滑电容器电压Vc2低，所以通过电抗器3而电流Ic减少。

如上所述，控制电路10通过将驱动周期的1个周期分割为4个期间而组合3种控制，对第一开关元件6a、第二开关元件7a进行接通/断开控制，使得电流Ic和直流电容器电压Vc1增减。

接下来，示出电压│Vac│是直流电容器电压Vc1以上的情况下的第二控制模式。

如图16所示，使第一开关元件6a在相位0下接通并在第一相位αa下断开，使第二开关元件7a在相位(T/2)下接通并在第二相位βa下断开。即，关于第一开关元件6a，将相位0作为基准相位，在相位0～第一相位αa的第一接通期间内接通，关于第二开关元件7a，将相位(T/2)作为基准相位，在相位(T/2)～第二相位βa的第二接通期间内接通。此时，第一接通期间、第二接通期间的长度分别是半周期(T/2)以下。

在第二控制模式下的电力变换装置的动作说明中，使用上述实施方式1的图7～图9所示的电流路径图。

在相位0～第一相位αa的第一期间内，第一开关元件6a是接通状态，且第二开关元件7a是断开状态，在图9所示的电流路径中流过电流Ic。即，从交流电源1经由整流电路200流入到电抗器3的电流Ic依次经由开关元件6a、直流电容器8、二极管4、平滑电容器9、整流电路200而返回到交流电源1。此时，直流电容器8被放电而电压Vc1降低。另外，电压│Vac│与直流电容器电压Vc1之和比平滑电容器电压Vc2高，所以通过电抗器3而电流Ic增加。

在第一相位αa～相位(T/2)的第二期间和第二相位βa～相位T的第四期间内，第一开关元件6a、第二开关元件7a都是断开状态，在图7所示的电流路径中流过电流Ic。即，直流电容器8被旁路，从交流电源1经由整流电路200流入到电抗器3的电流Ic依次经由二极管5、二极管4、平滑电容器9、整流电路200而返回到交流电源1。此时，电压│Vac│比平滑电容器电压Vc2低，所以通过电抗器3而电流Ic减少。直流电容器8被旁路，所以不进行充放电，电压不变动。

在相位(T/2)～第二相位βa的第三期间内，第一开关元件6a是断开状态，第二开关元件7a是接通状态，在图8所示的电流路径中流过电流Ic。即，平滑电容器9被旁路，从交流电源1经由整流电路200流入到电抗器3的电流Ic依次经由二极管5、直流电容器8、开关元件7a、整流电路200而返回到交流电源1。此时，直流电容器8被充电而电压Vc1增加。另外，电压│Vac│比直流电容器电压Vc1高，所以通过电抗器3而电流Ic增加。

如上所述，控制电路10在第二控制模式中，也通过将驱动周期的1个周期分割为4个期间而组合3种控制，对第一开关元件6a、第二开关元件7a进行接通/断开控制，使得电流Ic和直流电容器电压Vc1增减。

在图15、图16所示的第一控制模式、第二控制模式这2种控制中，通过选择第一相位αa、第二相位βa中的任意一方并调整该相位，实施电流Ic的增减调整以及直流电容器电压Vc1的增减调整。

首先，参照图15，说明第一控制模式下的电流Ic的增减调整以及直流电容器电压Vc1的增减调整。

如果使第一相位αa减少而接近相位0，则第一期间缩短而第二期间延长。此时，第二相位βa不变化。关于电流Ic，减少期间缩短而增加期间延长，电流Ic增加。另外，关于直流电容器电压Vc1，增加期间缩短而不变动的期间延长，1个周期内的直流电容器电压Vc1的平均电压(平均直流电容器电压Vc1)降低。

如果使第二相位βa减少而接近相位(T/2)，则第三期间缩短而第四期间延长。此时，第一相位αa不变化。关于电流Ic，减少期间缩短而增加期间延长，电流Ic增加。另外，关于直流电容器电压Vc1，降低期间缩短而不变动的期间延长，平均直流电容器电压Vc1增加。

如果使第一相位αa增加而接近相位(T/2)，则第一期间延长而第二期间缩短。此时，第二相位βa不变化。关于电流Ic，减少期间延长而增加期间缩短，电流Ic减少。另外，关于直流电容器电压Vc1，增加期间延长而不变动的期间缩短，平均直流电容器电压Vc1增加。

如果使第二相位βa增加而接近相位T，则第三期间延长而第四期间缩短。此时，第一相位αa不变化。关于电流Ic，减少期间延长而增加期间缩短，电流Ic减少。另外，关于直流电容器电压Vc1，降低期间延长而不变动的期间缩短，平均直流电容器电压Vc1降低。

即，在第一控制模式中，为了使电流Ic增加，使第一相位αa或者第二相位βa减少，使得第一接通期间和第二接通期间的总和增加。为了使电流Ic减少，使第一相位αa或者第二相位βa增加，使得第一接通期间和第二接通期间的总和减少。

另外，第一相位αa、第二相位βa的选择是根据直流电容器电压Vc1而进行的。

为了在使电流Ic增加时使平均直流电容器电压Vc1增加，选择第二相位βa，为了在使电流Ic减少时使平均直流电容器电压Vc1增加，选择第一相位αa。由此，使第一接通期间与第二接通期间的比率(第一接通期间/第二接通期间)降低而使平均直流电容器电压Vc1增加。

另外，为了在使电流Ic增加时使平均直流电容器电压Vc1降低，选择第一相位αa，为了在使电流Ic减少时使平均直流电容器电压Vc1降低，选择第二相位βa。由此，使比率(第一接通期间/第二接通期间)增加，使得平均直流电容器电压Vc1降低。

接下来，参照图16，说明第二控制模式下的电流Ic的增减调整以及直流电容器电压Vc1的增减调整。

使第一相位αa增加而接近相位(T/2)，此时，第二相位βa不变化。由此，电流Ic增加，平均直流电容器电压Vc1降低。

使第二相位βa增加而接近相位T，此时，第一相位αa不变化。由此，电流Ic增加，平均直流电容器电压Vc1增加。

使第一相位αa减少而接近相位0，此时，第二相位βa不变化。由此，电流Ic减少，平均直流电容器电压Vc1增加。

使第二相位βa减少而接近相位(T/2)，此时，第一相位αa不变化。由此，电流Ic减少，平均直流电容器电压Vc1降低。

即，在第二控制模式中，为了使电流Ic增加，使第一相位αa或者第二相位βa增加，使得第一接通期间和第二接通期间的总和增加。为了使电流Ic减少，使第一相位αa或者第二相位βa增加，使得第一接通期间和第二接通期间的总和减少。

另外，第一相位αa、第二相位βa的选择是根据直流电容器电压Vc1而进行的。

为了在使电流Ic增加时使平均直流电容器电压Vc1增加，选择第二相位βa，为了在使电流Ic减少时使平均直流电容器电压Vc1增加，选择第一相位αa。由此，使比率(第一接通期间/第二接通期间)降低，使得平均直流电容器电压Vc1增加。

另外，为了在使电流Ic增加时使平均直流电容器电压Vc1降低，选择第一相位αa，为了在使电流Ic减少时使平均直流电容器电压Vc1降低，选择第二相位βa。由此，使比率(第一接通期间/第二接通期间)增加，使得平均直流电容器电压Vc1降低。

以下，说明为了进行以上那样的控制动作而生成针对第一开关元件6a、第二开关元件7a的选通信号G1a、G2a。

控制电路10为了生成针对第一开关元件6a的选通信号G1a，运算与决定第一开关元件6a的占空比的第一相位αa对应的占空比(αa/T)的指令(αa-占空指令)。另外，为了生成针对第二开关元件7a的选通信号G2a，运算与决定第二开关元件7a的占空比的第二相位βa对应的占空比(βa/T)的指令(βa-占空指令)。

作为用于运算该αa-占空指令以及βa-占空指令的基础信息，运算基本占空指令ΔD。通过与上述实施方式1的图10所示的运算同样的运算，求出基本占空指令ΔD。

即，控制电路10为了将平滑电容器电压Vc1维持为目标电压Vc2^*并且改善来自交流电源1的输入功率因数，生成电流指令Ic^*，运算第一开关元件6a以及第二开关元件7a的基本占空指令ΔD。

该基本占空指令ΔD对应于第一相位αa、第二相位βa中的所选择出的某一方的调整量，第一相位α、第二相位β的调整量是半周期以下，所以限制为±0.5。另外，在ΔD是正时，成为使电流Ic增加的控制，在ΔD是负时，成为使电流Ic减少的控制。

图17是示出由控制电路10实施的调整相位(第一相位αa/第二相位βa)的选择的控制框图。

如图17所示，比较器19比较直流电容器电压Vc1和其指令值Vc1^*，比较器20判定基本占空指令ΔD的符号，比较器19、20的输出被分别输入到调整相位选择器62。在比较器19、20的输出都是H或者都是L时，调整相位选择器62的输出63(判断信号)是H且选择第一相位αa。另外，在比较器19、20的输出是H和L的组合时，调整相位选择器62的输出63(判断信号)是L且选择第二相位βa。

即，在Vc1≧Vc1^*的情况下，在ΔD≧0时，选择第一相位αa，在ΔD<0时，选择第二相位βa。另外，在Vc1<Vc1^*的情况下，在ΔD≧0时，选择第二相位βa，在ΔD<0时，选择第一相位αa。

图18是运算用于决定第一开关元件6a、第二开关元件7a的占空比的αa-占空指令、βa-占空指令的控制框图。分别根据作为调整相位选择器62的输出63的判断信号、表示控制模式的逻辑信号以及所运算出的基本占空指令ΔD，运算αa-占空指令、βa-占空指令。

另外，通过与上述实施方式1的图11(b)所示的运算同样的运算，求出表示控制模式的逻辑信号。即，在│Vac│<Vc1时，逻辑信号是L且选择第一控制模式。另外，在│Vac│≧Vc1时，逻辑信号是H且选择第二控制模式。

图18(a)是运算αa-占空指令的控制框图。在该情况下，以在驱动周期T的相位0至相位(T/2)的半周期内使电流Ic的增加量和减少量相等的方式，设定第一相位αa的初始相位。将与该初始相位对应的占空比用作αa-占空指令的初始值α1a、α2a，进行前馈控制。另外，α1a是第一控制模式的情况下的初始值，α2a是第二控制模式的情况下的初始值。

如图18(a)所示，选择器64根据判断信号，输出是0或者基本占空指令ΔD的信号65。在判断信号是L且选择第二相位βa时，信号65成为0，在判断信号是H且选择第一相位αa时，信号65成为基本占空指令ΔD。

接下来，生成使信号65反转了极性而得到的反极性信号65a，选择器66根据逻辑信号，输出信号65、反极性信号65a中的任意一方。在逻辑信号是L且选择第一控制模式时，选择器66的输出67是反极性信号65a，在逻辑信号是H且选择第二控制模式时，选择器66的输出67成为信号65。

另一方面，选择器68根据逻辑信号，输出初始值α1a、α2a中的任意一方。关于选择器68的输出69，在逻辑信号为L(选择第一控制模式)时，是初始值α1a，在逻辑信号为H(选择第二控制模式)时，是初始值α2a。将该输出69作为前馈项加到选择器66的输出67，由此生成αa-占空指令70。

图18(b)是运算βa-占空指令的控制框图。在该情况下，以在驱动周期T的相位(T/2)至相位T的半周期内使电流Ic的增加量和减少量相等的方式，设定第二相位βa的初始相位。将与该初始相位对应的占空比用作βa-占空指令的初始值β1a、β2a，进行前馈控制。另外，β1a是第一控制模式的情况下的初始值，β2a是第二控制模式的情况下的初始值。

如图18(b)所示，选择器71根据判断信号，输出是基本占空指令ΔD或者0的信号72。在判断信号是L且选择第二相位βa时，信号72成为基本占空指令ΔD，在判断信号是H且选择第一相位αa时，信号72成为0。

接下来，生成使信号72反转了极性而得到的反极性信号72a，选择器73根据逻辑信号，输出信号72、反极性信号72a中的任意一方。在逻辑信号是L且选择第一控制模式时，选择器73的输出74是反极性信号72a，在逻辑信号是H且选择第二控制模式时，选择器73的输出74成为信号72。

另一方面，选择器75根据逻辑信号，输出初始值β1a、β2a中的任意一方。关于选择器75的输出76，在逻辑信号为L(选择第一控制模式)时，是初始值β1a，在逻辑信号为H(选择第二控制模式)时，是初始值β1a。将该输出76作为前馈项加到选择器73的输出74，由此生成βa-占空指令77。

如上所述，运算αa-占空指令70、βa-占空指令77。

在第一控制模式的情况下，如果作为调整相位选择第一相位αa，则对初始值α1a加上基本占空指令ΔD的极性反转值而生成αa-占空指令70，βa-占空指令77成为初始值β1a。在第一控制模式的情况下如果作为调整相位选择第二相位βa，则αa-占空指令70成为初始值α1a，对初始值β1a加上基本占空指令ΔD的极性反转值而生成βa-占空指令77。

在第二控制模式的情况下，如果作为调整相位选择第一相位αa，则对初始值α2a加上基本占空指令ΔD而生成αa-占空指令70，βa-占空指令77成为初始值β2a。在第二控制模式的情况下如果作为调整相位选择第二相位βa，则αa-占空指令70成为初始值α2a，对初始值β2a加上基本占空指令ΔD而生成βa-占空指令77。

接下来，说明在图18所示的前馈控制中使用的初始值α1a、α2a和初始值β1a、β2a。

如上所述，用于决定使第一开关元件6a接通/断开的第一相位αa的初始值α1a、α2a以在驱动周期T的相位0至相位(T/2)的半周期内使电流Ic的增加量和减少量相等的方式来设定。

首先，说明电压│Vac│比直流电容器电压Vc1低的情况下的第一控制模式。

在相位0至相位(T/2)的半周期内，电流Ic的增加期间是第二期间(第一相位αa～相位(T/2))。因此，该半周期内的电流增加量Iup通过以下的式(17)提供。其中，L是电抗器3的电抗器电容。

Iup＝(│Vac│/L)·((T/2)-αa)···式(17)

另外，在相位0至相位(T/2)的半周期内，电流Ic的减少期间是第一期间(相位0～第一相位αa)。因此，该半周期内的电流减少量Idown通过以下的式(18)提供。

Idown＝((Vc1-│Vac│)/L)·αa··式(18)

在电流增加量Iup和电流减少量Idown相等、即满足以下的式(19)时，

Iup＝Idown··式(19)

(αa/T)的值是初始值α1a，根据式(17)～式(19)得到以下的式(20)。

α1a＝(αa/T)＝│Vac│/2Vc1··式(20)

接下来，说明电压│Vac│是直流电容器电压Vc1以上的情况下的第二控制模式。

在相位0至相位(T/2)的半周期内，电流Ic的增加期间是第一期间(相位0～第一相位αa)。因此，该半周期内的电流增加量Iup通过以下的式(21)提供。

Iup＝(│Vac│+Vc1-Vc2)/L)·αa··式(21)

另外，在相位0至相位(T/2)的半周期内，电流Ic的减少期间是第二期间(第一相位αa～相位(T/2))。因此，该半周期内的电流减少量Idown通过以下的式(22)提供。

Idown＝((Vc2-│Vac│)/L)·((T/2)-αa)··式(22)

在电流增加量Iup和电流减少量Idown相等、即满足以下的式(23)时，

Iup＝Idown··式(23)

(αa/T)的值是初始值α2a，根据式(21)～式(23)得到以下的式(24)。

α2a＝(αa/T)＝(Vc2-│Vac│)/2Vc1··式(24)

另外，如上所述，用于决定使第二开关元件7a接通/断开的第二相位βa的初始值β1a、β2a以在驱动周期T的相位(T/2)至相位T的半周期内使电流Ic的增加量和减少量相等的方式来设定。

首先，说明电压│Vac│比直流电容器电压Vc1低的情况下的第一控制模式。

在相位(T/2)至相位T的半周期内，电流Ic的增加期间是第四期间(第二相位βa～相位T)。因此，该半周期内的电流增加量Iup通过以下的式(25)提供。其中，L是电抗器3的电抗器电容。

Iup＝(│Vac│/L)·(T-βa)··式(25)

另外，在相位(T/2)至相位T的半周期内，电流Ic的减少期间是第三期间(相位(T/2)～第二相位βa)。因此，该半周期内的电流减少量Idown通过以下的式(26)提供。

Idown＝(Vc2-│Vac│-Vc1)/L)·(βa-(T/2))··式(26)

在电流增加量Iup和电流减少量Idown相等、即满足以下的式(27)时，

Iup＝Idown··式(27)

(β/T)的值是初始值β1a，根据式(25)～式(27)得到以下的式(28)。

β1a＝(β/T)＝(│Vac│-Vc1+Vc2)/2(Vc2-Vc1)··式(28)

接下来，说明电压│Vac│是直流电容器电压Vc1以上的情况下的第二控制模式。

在相位(T/2)至相位T的半周期内，电流Ic的增加期间是第三期间(相位(T/2)～第二相位βa)。因此，该半周期内的电流增加量Iup通过以下的式(29)提供。

Iup＝((│Vac│-Vc1)/L)·(βa-(T/2))··式(29)

另外，在相位(T/2)至相位T的半周期内，电流Ic的减少期间是第四期间(第二相位βa～相位T)。因此，该半周期内的电流减少量Idown通过以下的式(30)提供。

Idown＝((Vc2-│Vac│)/L)·(T-βa)··式(30)

在电流增加量Iup和电流减少量Idown相等、即满足以下的式(31)时，

Iup＝Idown··式(31)

(βa/T)的值是初始值β2a，根据式(29)～式(31)得到以下的式(32)。

β2a＝(βa/T)＝(2Vc2-│Vac│+Vc1)/2(Vc2-Vc1)··式(32)

图19是根据αa-占空指令70、βa-占空指令77生成第一开关元件6a、第二开关元件7a的选通信号G1a、G2a的控制框图。

图19(a)是生成第一开关元件6a的选通信号G1a的控制框图。首先，将通过限幅器将所运算出的αa-占空指令70限制为0～0.5而得到的值78输入到比较器79的负端子以及比较器81的正端子。另外，将与上述实施方式1的图14所示的同样的三角波信号39输入到比较器79的正端子以及比较器81的负端子。

比较器79、81的输出信号80、82被输入到选择器83，根据逻辑信号，将某一方的输出信号80、82从选择器83作为选通信号G1a输出。在逻辑信号是L且选择第一控制模式时，选通信号G1a是输出信号80，在第一相位αa～相位T的期间内成为H。在逻辑信号是H且选择第二控制模式时，选通信号G1a是输出信号82，在相位0～第一相位αa的期间内成为H。

图19(b)是示出第二开关元件7a的选通信号G2a的控制框图。

将0.5的占空指令信号85输入到比较器86的负端子以及比较器87的正端子。另外，将三角波信号39输入到比较器86的正端子以及比较器87的负端子。

另外，将通过限幅器将所运算出的βa-占空指令77限制为0.5～1.0而得到的值88输入到比较器89的负端子以及比较器90的正端子。另外，将三角波信号39输入到比较器89的正端子以及比较器90的负端子。

比较器87的输出91和比较器89的输出92被输入到OR运算器93。比较器86的输出95和比较器90的输出96被输入到AND运算器97。

OR运算器93的输出信号94和AND运算器97的输出信号98被输入到选择器99，根据逻辑信号，将某一方的输出信号94、98作为选通信号G2a输出。在逻辑信号是L且选择第一控制模式时，选通信号G2a是输出信号94，在第二相位βa～相位(T/2)的期间内成为H。在逻辑信号是H且选择第二控制模式时，选通信号G2a是输出信号98，在相位(T/2)～第二相位βa的期间内成为H。

控制电路10如上所述地生成选通信号G1a、G2a来控制第一开关元件6a、第二开关元件7a。

接下来，说明第一控制模式和第二控制模式的切换。使用逻辑信号，在电压│Vac│与直流电容器电压Vc1相等的交流电源相位下，进行控制模式的切换。此时，使第一开关元件6a、第二开关元件7a的各接通/断开状态反转。

在控制模式的切换时，

│Vac│＝Vc1，

所以αa-占空指令的初始值α1a、α2a根据上述式(20)、式(24)，成为：

α1a＝α2a＝1/2，

βa-占空指令的初始值β1、β2根据上述式(28)、式(32)，成为：

β1a＝β2a＝1。

其中，直流电容器电压Vc1成为平滑电容器电压Vc2的1/2。

这样，在通过交流电源电压Vac的变化而在第一控制模式与第二控制模式之间切换控制时，在αa-占空指令、βa-占空指令中的任意一个中，初始值α1a(＝α2a)、β1a(＝β2a)都不变化。因此，仅通过使第一开关元件6a、第二开关元件7a的各接通/断开状态简单地反转而就能够切换控制模式，能够容易且高速地切换控制运算。

在该实施方式中，第一开关元件6a和第二开关元件7a的开关相位以驱动周期T的相位(T/2)为轴，与上述实施方式1所示的开关相位对称。在该情况下，第一开关元件6a的占空比根据αa-占空指令而决定，第二开关元件7a的占空比根据βa-占空指令而决定，但控制运算的方法与上述实施方式1相同。

即，控制电路10通过使用电流指令Ic^*来调整与第一开关元件6a和第二开关元件7a的占空比对应的αa-占空指令、βa-占空指令，从而控制开关部100，以将平滑电容器9的直流电压Vc2控制为目标电压Vc2^*并且改善来自交流电源1的输入功率因数。另外，控制电路10通过单独地生成并调整αa-占空指令、βa-占空指令，控制1个周期内的第一开关元件6a的第一接通期间和第二开关元件7a的第二接通期间的总和以及比率。

由此，能够在改善来自交流电源1的输入功率因数的电流控制的同时控制直流电容器8的充放电而使电压Vc1跟随指令值Vc1^*，并且起到与上述实施方式1同样的效果。

实施方式3.

接下来，说明本发明的实施方式3。

图20是本发明的实施方式3的电力变换装置的概略结构图。如图20所示，电力变换装置具备主电路和控制电路10a，主电路与上述实施方式1同样地，具备对交流电源1的输入进行整流的整流电路200、使整流电路200的输出升压而输出的开关部100a以及使开关部100a的输出平滑的平滑电容器9。

在该实施方式3中，作为开关部100a内的支路部300a的构成要素的第一半导体元件、第二半导体元件由开关元件构成。即，作为第一半导体元件的开关元件4a、作为第二半导体元件的开关元件5a、第一开关元件6a以及第二开关元件7a在平滑电容器9的正负端子之间串联地连接而构成支路部300a。

在该情况下，开关元件4a、5a分别由将二极管4b、5c反并联地连接而得到的IGBT构成，但除了IGBT以外，也可以是在源极、漏极之间内置有二极管的MOSFET等半导体开关元件。

其他主电路结构与图1所示的上述实施方式1的电力变换装置相同。

控制电路10a根据所检测到的直流电容器电压Vc1、平滑电容器电压Vc2和交流电源电压Vac以及电流Ic，以使平滑电容器电压Vc2成为所设定的恒定电压即目标电压Vc2^*的方式，生成选通信号G1、G2、G3、G4，对第一开关元件6a、第二开关元件7a、开关元件4a、开关元件5a进行接通/断开控制，对开关部100a进行输出控制。

控制电路10a与上述实施方式1同样地，在电压│Vac│比直流电容器电压Vc1低的情况和电压│Vac│是直流电容器电压Vc1以上的情况下，具有不同的控制模式，以第一控制模式控制前者，以第二控制模式控制后者。

图21是第一控制模式下的各选通信号G1～G4、电流Ic以及直流电容器电压Vc1的各波形图，图22是第二控制模式下的各选通信号G1～G4、电流Ic以及直流电容器电压Vc1的各波形图。

如图21、图22所示，第一开关元件6a、第二开关元件7a的各选通信号G1、G2与上述实施方式1相同。另外，开关元件4a的选通信号G3是与第二开关元件7a的选通信号G2相比使接通/断开反转而得到的信号，开关元件5a的选通信号G4是与第一开关元件6a的选通信号G1相比使接通/断开反转而得到的信号。

因此，开关元件4a、5a分别在二极管4b、5b导通的期间内导通，进行与上述实施方式1的二极管4、5同样的导通以及切断动作。由此，与上述实施方式1同样地，流过电流而开关部100a进行动作，电流Ic和直流电容器电压Vc1的各波形图也与上述实施方式1相同。

控制电路10a与上述实施方式1同样地，生成第一开关元件6a、第二开关元件7a的选通信号G1、G2，并生成使选通信号G1、G2的接通/断开反转而得到的选通信号G4、G3。由此，与上述实施方式1同样地，电力变换装置进行动作，得到同样的效果。另外，作为第一半导体元件、第二半导体元件而使用开关元件4a、开关元件5a，所以相比于使用二极管的情况，能够降低导通损失，提高电力变换效率。

另外，也可以使用与上述实施方式2同样的选通信号G1a、G2a，如图23、图24所示。图23是第一控制模式下的各选通信号G1a～G4a、电流Ic以及直流电容器电压Vc1的各波形图，图22是第二控制模式下的各选通信号G1a～G4a、电流Ic以及直流电容器电压Vc1的各波形图。在该情况下，控制电路10a与上述实施方式2同样地，生成第一开关元件6a、第二开关元件7a的选通信号G1a、G2a，并使选通信号G1a、G2a的接通/断开反转而生成开关元件5a、开关元件4a的选通信号G4、G3。由此，与上述实施方式2同样地，电力变换装置进行动作，得到同样的效果。

实施方式4.

接下来，说明本发明的实施方式4。

以下，以与上述实施方式1以及实施方式2不同的部分为中心，使用附图说明该实施方式4。关于与上述实施方式1以及实施方式2同样的部分，附加同一符号而省略说明。

图25是该实施方式4的电力变换装置的概略结构图。

如图25所示，电力变换装置输入来自星形联结的3相的交流电源301的交流电力。另外，整流电路200a是将用于对交流电源301的全相进行整流的6个二极管201～206按照3相桥结构连接而构成的。在该情况下，在检测通过整流电路200a对来自交流电源301的输入进行整流之后的电压Vs的位置，配置电压传感器。

控制电路10b根据所检测到的直流电容器电压Vc1、平滑电容器电压Vc2和电压Vs以及电流Ic，以使平滑电容器电压Vc2成为所设定的恒定电压即目标电压Vc2^*的方式，生成选通信号G1、G2，对第一开关元件6a、第二开关元件7a进行接通/断开控制，对开关部100进行输出控制。

图26是控制电路10b的控制框图。

在该情况下，电流Ic是合成了对交流电源301的各相进行整流而得到的电流的直流电流，所以删除实施方式1的图10所示的交流电源同步频率Fs。在该情况下，也能够生成电流指令Ic*来进行控制以改善输入功率因数。

另外，在实施方式1以及实施方式2中，使用交流电源的电压Vac来进行控制模式的选择，但在该实施方式中，使用整流之后的电压Vs来进行控制模式的选择。

在该实施方式中，控制电路10b根据所检测到的直流电容器电压Vc1、平滑电容器电压Vc2、整流之后的电压Vs以及电流Ic，以使来自交流电源301的输入功率因数大致为1的方式控制电流Ic，并且以使平滑电容器9的电压成为目标电压Vc2^*的方式，通过高频PWM控制使第一开关元件6a、第二开关元件7a接通/断开而对开关部100进行输出控制。另外，调整直流电容器8的充放电量而将直流电容器电压Vc1控制为恒定的指令值Vc1^*。

另外，平滑电容器电压Vc2比电压Vs高，并且，直流电容器电压Vc1的指令值Vc1^*被设定为平滑电容器9的目标电压Vc2^*的1/2。

由此，在作为交流电源使用星形联结的3相的交流电源301的情况下，也能够在改善来自交流电源301的输入功率因数的电流控制的同时，控制直流电容器8的充放电而使电压Vc1跟随指令值Vc1^*，起到与上述实施方式1以及实施方式2同样的效果。

实施方式5.

接下来，说明本发明的实施方式5。

以下，以与上述实施方式4不同的部分为中心，使用附图说明该实施方式5。关于与上述实施方式4同样的部分，附加同一符号而省略说明。

图27是该实施方式5的电力变换装置的概略结构图。

如图27所示，电力变换装置输入来自Δ联结的3相的交流电源401的交流电力。

在该实施方式中，也与实施方式4同样地，通过整流电路200a对来自交流电源401的输入进行整流，控制电路10b根据所检测到的直流电容器电压Vc1、平滑电容器电压Vc2和对交流电源401的输入进行整流而得到的电压Vs以及合成了对各相进行整流而得到的电流的直流电流即电流Ic，以使来自交流电源401的输入功率因数大致为1的方式控制电流Ic，并且以使平滑电容器9的电压成为目标电压Vc2^*的方式，通过高频PWM控制使第一开关元件6a、第二开关元件7a接通/断开而对开关部100进行输出控制。另外，调整直流电容器8的充放电量而将直流电容器电压Vc1控制为恒定的指令值Vc1^*。

另外，平滑电容器电压Vc2比电压Vs高，并且，直流电容器电压Vc1的指令值Vc1^*被设定为平滑电容器9的目标电压Vc2^*的1/2。

由此，在作为交流电源使用Δ联结的3相的交流电源401的情况下，也能够在改善来自交流电源401的输入功率因数的电流控制的同时，控制直流电容器8的充放电而使电压Vc1跟随指令值Vc1^*，起到与上述实施方式4同样的效果。

另外，本发明能够在发明的范围内自由地组合各实施方式，或者使各实施方式适当地变形、省略。

Claims (11)

1.一种电力变换装置，其特征在于，具备：

整流电路，对来自交流电源的输入进行整流；

开关部，使所述整流电路的输出升压而输出；

平滑电容器，对所述开关部的输出进行平滑；以及

控制电路，控制所述开关部，

所述开关部具备：

电抗器，第一端连接到整流电路的正极侧端子；

支路部，分别控制电流的导通以及切断的第一半导体元件、第二半导体元件、第一开关元件以及第二开关元件串联地连接于所述平滑电容器的正负端子之间，所述电抗器的第二端连接到所述第二半导体元件和所述第一开关元件的连接点；以及

直流电容器，连接于所述第一半导体元件、所述第二半导体元件的连接点与所述第一开关元件、所述第二开关元件的连接点之间，

所述控制电路通过对所述开关部进行高频PWM控制，将所述直流电容器的电压控制为指令值，并且控制从所述交流电源经由所述整流电路流过的电路电流以改善来自所述交流电源的输入功率因数，同时将所述平滑电容器的电压控制为目标电压，

所述控制电路按照相等的驱动周期以使基准相位错开半周期的方式对所述第一开关元件和所述第二开关元件进行高频驱动，控制1个周期内的所述第一开关元件的第一接通期间和1个周期内的所述第二开关元件的第二接通期间的总和，从而控制所述电路电流，并且控制所述第一接通期间与所述第二接通期间的比率，从而控制所述直流电容器的电压。

2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

所述支路部内的所述第一半导体元件以及所述第二半导体元件由二极管构成。

3.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

所述支路部内的所述第一半导体元件以及所述第二半导体元件由开关元件构成，

所述控制电路将所述第二半导体元件控制成与所述第一开关元件相比接通/断开反转，将所述第一半导体元件控制成与所述第二开关元件相比接通/断开反转。

4.根据权利要求1至3中的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制电路以在所述交流电源的电压绝对值小于所述直流电容器的电压的情况下使用第一控制模式而在所述交流电源的电压绝对值是所述直流电容器的电压以上的情况下使用第二控制模式的方式控制所述开关部，

在所述第一控制模式中，所述第一开关元件的第一接通期间以及所述第二开关元件的第二接通期间分别是所述驱动周期的半周期以上，

在所述第二控制模式中，所述第一开关元件的第一接通期间以及所述第二开关元件的第二接通期间分别是所述驱动周期的半周期以下。

5.根据权利要求1至3中的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制电路在将所述驱动周期设为T时，将所述第一开关元件、所述第二开关元件的各所述基准相位设为相位0、相位T/2，在相位0至相位T/2的半周期内，设定第一相位，在相位T/2至相位T的半周期内，设定第二相位，

所述控制电路通过控制所设定的所述第一相位、所述第二相位，控制1个周期内的所述第一开关元件的第一接通期间和1个周期内的所述第二开关元件的第二接通期间的总和以及比率。

6.根据权利要求4所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制电路在将所述驱动周期设为T时，将所述第一开关元件、所述第二开关元件的各所述基准相位设为相位0、相位T/2，在相位0至相位T/2的半周期内，设定第一相位，在相位T/2至相位T的半周期内，设定第二相位，

所述控制电路在所述第一控制模式中，使所述第一开关元件在相位0下接通并在所述第二相位下断开，使所述第二开关元件在相位T/2下接通并在所述第一相位下断开，

所述控制电路在所述第二控制模式中，使所述第一开关元件在相位0下断开并在所述第二相位下接通，使所述第二开关元件在相位T/2下断开并在所述第一相位下接通，

所述控制电路通过控制所设定的所述第一相位、所述第二相位，控制1个周期内的所述第一开关元件的第一接通期间和1个周期内的所述第二开关元件的第二接通期间的总和以及比率。

7.根据权利要求4所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制电路在将所述驱动周期设为T时，将所述第一开关元件、所述第二开关元件的各所述基准相位设为相位0、相位T/2，在相位0至相位T/2的半周期内，设定第一相位，在相位T/2至相位T的半周期内，设定第二相位，

所述控制电路在所述第一控制模式中，使所述第一开关元件在相位0下断开并在所述第一相位下接通，使所述第二开关元件在相位T/2下断开并在所述第二相位下接通，

所述控制电路在所述第二控制模式中，使所述第一开关元件在相位0下接通并在所述第一相位下断开，使所述第二开关元件在相位T/2下接通并在所述第二相位下断开，

所述控制电路通过控制所设定的所述第一相位、所述第二相位，控制1个周期内的所述第一开关元件的第一接通期间和1个周期内的所述第二开关元件的第二接通期间的总和以及比率。

8.根据权利要求4所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制电路在所述第一控制模式和所述第二控制模式的切换时，使所述第一开关元件、所述第二开关元件的各接通/断开状态反转。

9.根据权利要求5所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制电路以在相位0至相位T/2的半周期内使所述电路电流的增加量和减少量相等的方式，设定所述第一相位的初始值，并且以在相位T/2至相位T的半周期内使所述电路电流的增加量和减少量相等的方式，设定所述第二相位的初始值，

所述控制电路根据所述直流电容器的电压以及所述电路电流，从初始值起调整所述第一相位、所述第二相位中的任意一方，将另一方保持为初始值。

10.根据权利要求1至3中的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制电路为了使所述平滑电容器的电压成为所述目标电压、并且改善来自所述交流电源的输入功率因数，生成所述电路电流的电流指令，决定所述第一开关元件以及所述第二开关元件的基本占空指令，

所述控制电路根据该基本占空指令和所述直流电容器的电压，单独地生成所述第一开关元件的占空指令和所述第二开关元件的占空指令，以使所述电路电流跟随所述电流指令并且所述直流电容器的电压成为所述指令值。

11.根据权利要求1至3中的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，

所述直流电容器的电压的所述指令值被设定为所述平滑电容器的所述目标电压的1/2。