CN102959843A - Dc/dc功率转换装置 - Google Patents

Dc/dc功率转换装置 Download PDF

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Abstract

本发明的DC/DC功率转换装置（10）具有2个以上的开关单元（SU1）（SU2），各开关单元分别由2个半导体开关元件（Sa，Sb）构成，各个开关单元中的各个半导体开关元件（S1a，S1b，S2a，S2b）全部串联连接，还具有进行充放电的用于能量转移的电容（C1）、以及电感（L），该DC/DC功率转换装置还包括控制部，该控制部根据功率转换装置的输入输出电压之比V2/V0以及功率传输方向，使半导体开关元件按照四种开关模式执行动作，并在低负载时在开关动作中执行电感电流为零的电流不连续动作。

Description

DC/DC功率转换装置
技术领域
本发明涉及一种将直流电压转换为升压或者降压后的直流电压的DC/DC功率转换装置。
背景技术
作为以往的DC/DC功率转换装置，已知有如下装置：采用具有2个以上的开关单元，各开关单元分别由2个互补地执行开关动作的半导体开关元件构成，各个开关单元的半导体开关元件全部串联连接；还具有用于能量转移的电容、以及电感的结构，根据各个开关单元的半导体开关元件的开关动作，利用用于能量转移的电容的充放电，进行直流/直流转换，并且已知：能够使用低耐压的半导体开关元件和小型的电感，此外，通过改变半导体开关元件的导通占空比（on duty），从而能够调整输入电压与输出电压之比。
（例如，参考专利文献1）
现有技术文献
专利文献
专利文献1：特许第3414749号
非专利文献
非专利文献1：Thierry A.Meynard,et al.：“Multicell Converters:BasicConcepts and Industry Applications”,IEEE TRANSA CTIONS ONINDUSTRIAL ELECTRONICS,VOL.49,NO.5,OCTOBER 2002
发明所要解决的问题
以往的DC/DC功率转换装置中，使用用于能量转移的电容和电感，利用用于能量转移的电容的充放电，进行直流/直流功率转换，从而能够使用低耐压的半导体开关元件和小型的电感。
但是，以往的DC/DC功率转换装置中，由于2个半导体开关元件互补地进行开关动作，因此会在电感中流过一定的与负载量无关的纹波电流(ripple current)，该电流也流经用于能量转移的电容和半导体开关元件，会产生损耗。因此，低负载时的功率转换效率较低。
而在使电感的电感值增大时，纹波电流变小，可以减小损耗，可提高低负载时的功率转换效率。但是，当使电感值增大时，电感的体积与重量随之增大，存在DC/DC功率转换装置的体积与重量也增加的问题。
发明内容
本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于，提供一种改良的DC/DC功率转换装置，即使采用电感值较小的小型轻重量的电感，也可以减小低负载时的损耗。
解决问题的方法
本发明所涉及的DC/DC功率转换装置中，具有2个以上的开关单元，该开关单元分别由2个执行开关动作的半导体开关元件Sa，Sb构成，所述各个开关单元中的所述各个半导体开关元件全部串联连接，还具有：用于能量转移的电容，该电容根据所述各个开关单元中的所述各个半导体开关元件的开关动作进行充放电；以及电感，该DC/DC功率转换装置还包括：控制部，该控制部根据所述DC/DC功率转换装置的输入输出电压之比以及DC/DC功率转换装置的功率传输方向，使所述开关单元的半导体开关元件按照4种开关模式执行开关动作，并在低负载时在开关动作中执行流过所述电感的电流为零的电流不连续动作。
发明效果
根据本发明的DC/DC功率转换装置，由于具有如下单元：根据DC/DC功率转换装置的输入输出电压之比以及DC/DC功率转换装置的功率传输方向，按照4种开关模式执行动作，因此在低负载时执行电感电流为零的电流不连续动作，即使采用电感值较小的小型电感，低负载时的电感的纹波电流也较小，可以减小用于能量转移的电容、电感、半导体开关元件的损耗，由此可提高低负载时的功率转换效率。
上述的或者其他的本发明的目的、特征、效果将由以下实施方式中的详细说明与附图的记载变得更为明确。
附图说明
图1是表示本发明实施方式1的DC/DC功率转换装置的主电路结构的电路图。
图2是表示本发明实施方式1的DC/DC功率转换装置与电源与电动发电机的连接关系的整体概要图。
图3是表示本发明实施方式1的DC/DC功率转换装置的控制部的结构的方框图。
图4A是表示本发明实施方式1的DC/DC功率转换装置的动作的波形图，是电压比为2以上，高负载，升压时的动作波形图。
图4B是表示本发明实施方式1的DC/DC功率转换装置的动作的波形图，是电压比为2以上，低负载，升压时的动作波形图。
图5A是表示本发明实施方式1的DC/DC功率转换装置的动作的波形图，是电压比为2以下，高负载，升压时的动作波形图。
图5B是表示本发明实施方式1的DC/DC功率转换装置的动作的波形图，是电压比为2以下，低负载，升压时的动作波形图。
图6A是表示本发明实施方式1的DC/DC功率转换装置的动作的波形图，是电压比为2以上，高负载，降压时的动作波形图。
图6B是表示本发明实施方式1的DC/DC功率转换装置的动作的波形图，是电压比为2以上，低负载，降压时的动作波形图。
图7A是表示本发明实施方式1的DC/DC功率转换装置的动作的波形图，是电压比为2以下，高负载，降压时的动作波形图。
图7B是表示本发明实施方式1的DC/DC功率转换装置的动作的波形图，是电压比为2以下，低负载，降压时的动作波形图。
图8A是表示以往的DC/DC功率转换装置的高负载，升压时的动作的波形图。
图8B是表示以往的DC/DC功率转换装置的低负载，升压时的动作的波形图。
图9是表示本发明实施方式1的DC/DC功率转换装置的功率转换效率的图。
图10是表示本发明实施方式2的DC/DC功率转换装置的主电路结构的电路图。
具体实施方式
下面，参照附图说明本发明的实施方式。另外，各图中相同标号表示相同或相当的部分。
实施方式1
图1是表示本发明实施方式1的DC/DC功率转换装置10的主电路结构的电路图。
实施方式1中的DC/DC功率转换装置10是双方向的DC/DC功率转换装置，具有以下功能：将电压端子VL与电压端子VN之间输入的直流电压V0转换为经过升压的直流电压V2，在电压端子VH与电压端子VN之间输出的升压功能；以及将电压端子VH与电压端子VN之间输入的直流电压V2转换为经过降压的直流电压V0，在电压端子VL与电压端子VN之间输出的降压功能。
图1中，DC/DC功率转换装置10的主电路包括：对输入输出直流电压V0，V2进行平滑化的平滑电容(smoothing condenser)C0，C2；起到作为用于能量转移的电容功能的平滑电容C1；多个半导体开关元件S1a，S1b，S2a，S2b；以及电感L。半导体开关元件S1a，S1b构成开关单元SU1，半导体开关元件S2a，S2b构成开关单元SU2。
各个半导体开关元件S1a，S1b，S2a，S2b分别由IGBT（绝缘栅型双极晶体管，insulated gate bipolar transistor）以及与IGBT反并联连接的二极管构成。
各个半导体开关元件S1a，S1b，S2a，S2b的IGBT分别具有集电极端子、发射极端子以及栅极端子，各个半导体开关元件S1a，S1b，S2a，S2b的二极管在各个半导体开关元件S1a，S1b，S2a，S2b的IGBT的集电极端子与发射极端子之间以反并联方式连接，以使得阳极端子与发射极端子连接。
下面对DC/DC功率转换装置10的连接进行详细说明。
半导体开关元件S1b的IGBT的发射极端子与电压端子VM连接，其集电极端子与平滑电容（用于能量转移的电容）C1的高电压侧端子连接。半导体开关元件S1a的IGBT的发射极端子与平滑电容（用于能量转移的电容）C1的低电压侧端子连接，其集电极端子与电压端子VM连接。半导体开关元件S2b的IGBT的发射极端子与平滑电容（用于能量转移的电容）C1的高电压侧端子连接，其集电极端子与平滑电容C2的高电压侧端子连接。半导体开关元件S2a的IGBT的发射极端子与平滑电容C2的低电压侧端子连接，其集电极端子与平滑电容（用于能量转移的电容）C1的低电压侧端子连接。
平滑电容C0的低电压侧端子与电压端子VN连接，该平滑电容C0的高电压侧端子与电压端子VL连接。平滑电容C2的低电压侧端子与电压端子VN连接，该平滑电容C2的高电压侧端子与电压端子VH连接。电感L的一个端子与电压端子VL连接，而另一个端子与电压端子VM连接。
半导体开关元件S1b的IGBT的栅极端子与栅极驱动电路101b的输出端子连接，栅极信号G1b输入到该栅极驱动电路101b的输入端子。半导体开关元件S1a的IGBT的栅极端子与栅极驱动电路101a的输出端子连接，栅极信号G1a输入到该栅极驱动电路101a的输入端子。半导体开关元件S2b的IGBT的栅极端子与栅极驱动电路102b的输出端子连接，栅极信号G2b输入到该栅极驱动电路102b的输入端子。半导体开关元件S2a的IGBT的栅极端子与栅极驱动电路102a的输出端子连接，栅极信号G2a输入到该栅极驱动电路102a的输入端子。
图2是表示DC/DC功率转换装置10与电源、电动发电机的连接的整体概要图。起到作为电压源功能的电池Vs连接在DC/DC功率转换装置10的电压端子VL-VN之间，三相逆变器INV的直流端子连接在电压端子VH-VN之间。电动发电机MG与三相逆变器INV的交流端子连接。
电动发电机MG进行动力运转动作时，DC/DC功率转换装置10执行将电压端子VL-VN间输入的直流电压V0输出为经过升压的直流电压V2的升压动作；电动发电机MG进行再生运转动作时，DC/DC功率转换装置10执行将电压端子VH-VN间输入的直流电压V2输出为经过降压的直流电压V0的降压动作。
图3是表示DC/DC功率转换装置10的控制部的结构的方框图。
该控制部包含：开关模式输出部310、PWM（pulse width modulation）波形输出部320、升降压判断部330、以及运算部340。
向运算部340输入直流电压V2的电压指令值V2*和直流电压V2，运算部340输出电感平均电流指令值ILdc*。向升降压判断部330输入电感平均电流指令值ILdc*，升降压判断部330输出升降压信号UD。向开关模式输出部310输入升降压信号UD、直流电压V0，V2，开关模式输出部310输出开关模式信号SM。向PWM波形输出部320输入开关模式信号SM、电感平均电流指令值ILdc*，PWM波形输出部320输出栅极信号G1a，G1b，G2a，G2b。
栅极信号G1a，G1b，G2a，G2b经由栅极驱动电路，与各个半导体开关元件连接。半导体开关元件S1a，S1b，S2a，S2b分别在栅极信号G1a，G1b，G2a，G2b为高（high）电平信号时导通（on），而在栅极信号G1a，G1b，G2a，G2b为低（low）电平信号时断开（off）。
在运算部340中，计算电压指令值V2*与电压V2之差，执行比例积分运算，将该结果作为电感平均电流指令值ILdc*输出。输出电感平均电流指令值ILdc*，对直流电压V2进行反馈控制，以使得直流电压V2跟随电压指令值V2*。
在升降压判断部330中，电感平均电流指令值ILdc*为正时，判断为升压动作，作为升降压信号UD＝升压信号进行输出。而电感平均电流指令值ILdc*为负时，判断为降压动作，作为升降压信号UD＝降压信号进行输出。
在开关模式选择部310中，选择开关模式，输出开关模式信号SM。
在执行升压动作且电压比V2/V0大于2时，选择开关模式[1]，作为开关模式信号SM＝开关模式[1]进行输出。在执行升压动作且电压比V2/V0小于2时，选择开关模式[2]，作为开关模式信号SM＝开关模式[2]进行输出。
在执行降压动作且电压比V2/V0大于2时，选择开关模式[3]，作为开关模式信号SM＝开关模式[3]进行输出。在执行降压动作且电压比V2/V0小于2时，选择开关模式[4]，作为开关模式信号SM＝开关模式[4]进行输出。另外，无论何种动作模式，电压比V2/V0均为1以上。
在PWM波形输出部320中，基于开关模式与电感平均电流指令值ILdc*的值，输出栅极信号G1a，G1b，G2a，G2b。
在为开关模式[1]时，输出半导体开关元件S1a，S2a的导通占空比为50%以上、半导体开关元件S1b，S2b的导通占空比为0%的栅极信号G1a，G1b，G2a，G2b。
在为开关模式[2]时，输出半导体开关元件Sa1，Sa2的导通占空比为50%以下、半导体开关元件S1b，S2b的导通占空比为0%的栅极信号G1a，G1b，G2a，G2b。
在为开关模式[3]时，输出半导体开关元件S1a，S2a的导通占空比为0%、半导体开关元件S1b，S2b的导通占空比为50%以下的栅极信号G1a，G1b，G2a，G2b。
在为开关模式[4]时，输出半导体开关元件S1a，S2a的导通占空比为0%、半导体开关元件S1b，S2b的导通占空比为50%以上的栅极信号G1a，G1b，G2a，G2b。
接着说明将直流电压转换为升压或者降压后的直流电压的动作。
在稳定状态下，平滑电容（用于能量转移的电容）C1的电压Vc1的平均电压是直流电压V2的1/2，即V2/2。由于直流电压V2对平滑电容C2进行充电，因此各个半导体开关元件S1a，S1b，S2a，S2b的施加电压近似为V2/2。此外，如所述非专利文献1的记载，由于施加到电感L上的纹波电压变小，并且施加到电感L上的纹波电压的频率为开关频率的2倍，因此可以使用小型的电感L。
此外，栅极信号G2a，G2b是相对于栅极信号G1a，G1b，相位延迟180°的信号。
图4A、图4B是实施方式1的DC/DC功率转换装置10将直流电压V0升压为大于2倍的直流电压V2（电压比V2/V0大于2，功率传输方向为V0→V2）的动作，开关模式[1]时的波形图。
图4A表示在从直流电压V0升压到直流电压V2的功率较大的情况（高负载）下的升压动作、以及电感电流持续流过的电流连续动作。
而图4B表示在从直流电压V0升压到直流电压V2的功率较小的情况（低负载）下的升压动作、以及存在未流过电感电流的期间的电流不连续动作。
图5A、图5B是实施方式1的DC/DC功率转换装置10将直流电压V0升压为小于2倍的直流电压V2（电压比V2/V0小于2，功率传输方向为V0→V2）的动作，开关模式[2]时的波形图。
图5A表示在从直流电压V0升压到直流电压V2的功率较大的情况（高负载）下的升压动作、以及电感电流持续流过的电流连续动作。
而图5B表示在从直流电压V0升压到直流电压V2的功率较小的情况（低负载）下的升压动作、以及存在未流过电感电流的期间的电流不连续动作。
图6A、图6B是实施方式1的DC/DC功率转换装置10将直流电压V2降压为小于1/2倍的直流电压V0（电压比V2/V0大于2，功率传输方向为V2→V0）的动作，开关模式[3]时的波形图。
图6A表示在从直流电压V2降压到直流电压V0的功率较大的情况（高负载）下的降压动作、以及电感电流持续流过的电流连续动作。
而图6B表示在从直流电压V2降压到直流电压V0的功率较小的情况（低负载）下的降压动作、以及存在未流过电感电流的期间的电流不连续动作。
图7A、图7B是实施方式1的DC/DC功率转换装置10将直流电压V2降压为大于1/2倍的直流电压V0（电压比V2/V0小于2，功率传输方向为V2→V0）的动作，开关模式[4]时的波形图。
图7A表示在从直流电压V2降压到直流电压V0的功率较大的情况（高负载）下的降压动作、以及电感电流持续流过的电流连续动作。
而图7B表示在从直流电压V2降压到直流电压V0的功率较小的情况（低负载）下的降压动作、以及存在未流过电感电流的期间的电流不连续动作。
在图4A、图4B、图5A、图5B、图6A、图6B、图7A、图7B中，（a）表示三角波信号Sc1，Sc2与占空比信号Sda（或者1-Sdb），（b）表示栅极信号G1a，G1b，G2a，G2b，（c）表示电感L的电压，（d）表示电感L的电流。另外，图4A、图4B、图5A、图5B、图6A、图6B、图7A、图7B的横轴是共用的时间轴。
开关周期Ts沿着时间轴与三角波信号Sc1，Sc2一起在图4A、图4B、图5A、图5B、图6A、图6B、图7A、图7B的（a）图中示出。此处是将三角波信号Sc1的值为0.0的相邻两点之间作为一个周期的示例。
区间1～9沿着时间轴与栅极信号G1a，G1b，G2a，G2b一起在图4A、图4B、图5A、图5B、图6A、图6B、图7A、图7B的（b）图中示出。
电感L的电压在图4A、图4B、图5A、图5B、图6A、图6B、图7A、图7B的（c）图中以实线表示。
电感L的电流在图4A、图4B、图5A、图5B、图6A、图6B、图7A、图7B的（d）图中以实线表示，并且其平均电流Ildc以虚线表示。
在PWM波形输出部320的内部，将三角波信号Sc1，Sc2与占空比信号Sda进行比较，输出栅极信号G1a，G2a。而将三角波信号Sc1，Sc2与占空比信号Sdb进行比较，输出栅极信号G1b，G2b。
三角波信号Sc1，Sc2的周期为Ts，三角波信号Sc2的相位相对于三角波信号Sc1落后180°。此外，三角波信号Sc1，Sc2是振幅为1.0的三角波信号。另外，三角波信号Sc1，Sc2中，相当于该三角波波谷的信号电平大小为0.0，而相当于该三角波波峰的信号电平大小为1.0。
当占空比信号Sda大于三角波信号Sc1时，栅极信号G1a为高电平信号，当占空比信号Sda小于三角波信号Sc1时，栅极信号G1a为低电平信号。当占空比信号Sda大于三角波信号Sc2时，栅极信号G2a为高电平信号，当占空比信号Sda小于三角波信号Sc2时，栅极信号G2a为低电平信号。
而作为占空比信号Sdb，当（1-Sdb）小于三角波信号Sc1时，栅极信号G1b为高电平信号，当（1-Sdb）大于三角波信号Sc1时，栅极信号G1b为低电平信号。当（1-Sdb）小于三角波信号Sc2时，栅极信号G2b为高电平信号，当（1-Sdb）大于三角波信号Sc2时，栅极信号G2b为低电平信号。
此外，各个半导体开关元件S1a，S1b，S2a，S2b的开关周期中的导通时间T1a，T1b，T2a，T2b如下式所示：
T1a=Sda×Ts    ……(式1)
T1b=Sdb×Ts    ……(式2)
T2a=Sda×Ts    ……(式3)
T2b=Sdb×Ts    ……(式4)
将栅极信号G1a为高电平信号，栅极信号G1b为低电平信号，栅极信号G2a为高电平信号，栅极信号G2b为低电平信号的区间作为区间1进行说明。
此外，将G1a为高电平信号，G1b为低电平信号，G2a为低电平信号，G2b为高电平信号的区间作为区间2。
将G1a为低电平信号，G1b为高电平信号，G2a为高电平信号，G2b为低电平信号的区间作为区间3。
将G1a为低电平信号，G1b为高电平信号，G2a为低电平信号，G2b为高电平信号的区间作为区间4。
将G1a为高电平信号，G1b为低电平信号，G2a为低电平信号，G2b为低电平信号的区间作为区间5。
将G1a为低电平信号，G1b为低电平信号，G2a为高电平信号，G2b为低电平信号的区间作为区间6。
将G1a为低电平信号，G1b为高电平信号，G2a为低电平信号，G2b为低电平信号的区间作为区间7。
将G1a为低电平信号，G1b为低电平信号，G2a为低电平信号，G2b为高电平信号的区间作为区间8。
将G1a为低电平信号，G1b为低电平信号，G2a为低电平信号，G2b为低电平信号的区间作为区间9。
归纳上述内容在表1中示出。
表1
区间1 区间2 区间3 区间4 区间5 区间6 区间7 区间8 区间9
G2b Lo Hi Lo Hi Lo Lo Lo Hi Lo
G2a Hi Lo Hi Lo Lo Hi Lo Lo Lo
G1b Lo Lo Hi Hi Lo Lo Hi Lo Lo
G1a Hi Hi Lo Lo Hi Lo Lo Lo Lo
Lo：低电平信号
Hi：高电平信号
然后说明各个开关模式的动作。
对于采用开关模式[1]、将直流电压V0升压到大于2倍的直流电压V2（电压比V2/V0大于2，功率传输方向为V0→V2）的动作，由图4A、图4B进行说明。如图4A、图4B所示，处于开关模式[1]时，半导体开关元件S1a，S2a的导通占空比大于50%（Sda>50%），半导体开关元件S1b，S2b的导通占空比为0%（Sdb=0%），由区间1、区间5、区间6构成一个周期，不存在其他区间。
此外，一个开关周期中的区间1、区间5、区间6的时间Ts1、Ts5、Ts6分别如下式所示。且区间1在一个周期内有2次，而Ts1设为每一次的时间。
Ts5=(1-Sda)×Ts    ……(式5)
Ts6=(1-Sda)×Ts    ……(式6)
Ts1=(Ts-Ts5-Ts6)/2=(Sda-0.5)Ts    ……(式7)
首先，关于从直流电压V0升压到直流电压V2的功率较大的情况（高负载）下的升压动作，参照图4A进行以下说明。
在高负载的情况下，电感中持续流过正方向的电流。
在区间1中，栅极信号G1a，G2a为高电平信号，半导体开关元件S1a，S2a处于导通状态，因此电流以如下所示的路径流过，电压V0施加于电感L。且为了简化说明，假设半导体开关元件、电容等的电压降为零。
电容C0→电感L→半导体开关元件S1a的IGBT→半导体开关元件S2a的IGBT
在区间6中，半导体开关元件S2a处于导通状态，因此电流以下述的路径流过，电压（V0-V2/2）施加于电感L。
电容C0→电感L→半导体开关元件S 1b的二极管→电容C1→半导体开关元件S2a的IGBT
在区间5中，半导体开关元件S1a处于导通状态，因此电流以下述路径流过，电压（V0-V2/2）施加于电感L。
电容C0→电感L→半导体开关元件S1a的IGBT→电容C1→半导体开关元件S2b的二极管→电容C2
然后，说明占空比信号Sda与输入输出直流电压V0，V2的关系。若忽略因电感L的阻抗分量引起的电压降，则在稳定状态下，电感L两端之间在一个开关周期的平均电压为零，且成为如下关系，若进行整理则成为式8。
0=((V0-V2/2)×(Ts5+Ts6)+V0×(2×Ts1))/Ts
V0=(1-Sda)×V2                         ……(式8)
由式8表明，在高负载下，通过控制占空比信号Sda，从而能够控制输入输出直流电压V0，V2的电压比。
然后，对于从直流电压V0升压到直流电压V2的功率较小的情况（低负载）下的升压动作，参照图4B进行以下说明。
按照时间序列，以区间1、区间6、区间1、区间5的顺序说明一个周期的动作。在低负载的情况下，存在流经电感L的电流持续为零的期间。
在区间1中，栅极信号G1a，G2a为高电平信号，半导体开关元件S1a，S2a处于导通状态，因此电压施加于电感L，电流开始以如下所示的路径流过：
电容C0→电感L→半导体开关元件S1a的IGBT→半导体开关元件S2a的IGBT
直流电压V0施加于电感L，电流从零开始增加。
在区间6中，半导体开关元件S2a处于导通状态，因此最初电流以下述路径流过：
电容C0→电感L→半导体开关元件S1b的二极管→电容C1→半导体开关元件S2a的IGBT
此时电感L的施加电压为负的电压（V0-V2/2），电感电流减小。随着电感电流减小，在区间6的中途电流成为零，而在区间6的之后剩余的期间，电流为零。
在区间1中，电流流动与上述的区间1相同。
在区间5中，半导体开关元件S1a处于导通状态，因此最初电流以下述路径流过。
电容C0→电感L→半导体开关元件S1a的IGBT→电容C1→半导体开关元件S2b的二极管→电容C2
此时，电感L的施加电压为负的电压（V0-V2/2），电感电流减小。随着电感电流减小，在区间5的中途电流成为零，而在区间5的之后剩余的期间，电流为零。
这样，电感L的电流在区间6、区间5的中途成为零，即执行电流不连续动作，减少了电感L、半导体开关元件S1a，S1b，S2a，S2b、以及电容C1的损耗。
然后，说明占空比信号Sda与输入输出直流电压V0，V2的关系。首先说明关于电感L的平均电流Ildc。
在区间1中，电压V0施加在电感上。若使用电感的电感值L，则电感最大电流Ilmax如以下式9所示：
Ilmax=V0×Ts1/L=V0(Sda-0.5)Ts/L    ……(式9)
此外，在区间6中，将电感中有电流流过的区间作为区间61。
设区间61的时间为Ts61。在区间61中，电压（V0-V2/2）施加于电感上，电感的电流成为零，因此Ts61如以下式10所示：
Ts61=L×Ilmax/(V2/2-V0)
=(V0/(V2/2-V0))×(Sda-0.5)Ts        ……(式10)
此外，在区间5中，将电感中有电流流过的区间作为区间51。设区间51的时间为Ts51，则同样地如以下式11所示：
Ts51＝(V0/(V2/2-V0))×(Sda-0.5)Ts    ……(式11)
然后，电感的一个周期内的平均电流即电感平均电流Ildc如以下式12所示：
Ildc=0.5×Ilmax×((Ts1+Ts51)+(Ts1+Ts61))/Ts
=0.5×(V0×V2/(V2/2-V0))×(Sda-0.5)2Ts/L    ……(式12)
此外，从直流电压V0升压到经过升压的直流电压V2的功率P可由以下的式13表示，通过调节半导体开关元件S1a，S2a的导通占空比（占空比信号Sda），从而能够调节功率P。
P=V0×Ildc
=0.5×(V02×V2/(V2/2-V0))×(Sda-0.5)2Ts/L    ……(式13)
当进行升压的功率P大于逆变器INV所消耗的功率时，其功率之差对电容C2进行充电，直流电压V2上升。反之，当进行升压的功率P小于逆变器INV所消耗的功率时，电容C2进行放电，直流电压V2下降。即使在低负载的情况下，通过调节半导体开关元件S1a，S2a的导通占空比（占空比信号Sda），也能够控制功率P，从而能够控制直流电压V0，V2的电压比。
由此，在将直流电压V0升压到大于2倍的直流电压V2（电压比V2/V0大于2，功率传输方向为V0→V2）的动作中，通过采用半导体开关元件S1a，S2a的导通占空比大于50%（Sda>50%），半导体开关元件S1b，S2b的导通占空比为0%（Sdb=0%）的开关模式[1]，从而能够控制直流电压V0，V2的电压比。
此外，即使使用电感值较小的电感，也在低负载时，进行电感电流为零的电流不连续动作，减少了电感L、半导体开关元件S1a，S1b，S2a，S2b、以及电容C1的损耗。
对于采用开关模式[2]、将直流电压V0升压到小于2倍的直流电压V2（电压比V2/V0小于2，功率传输方向为V0→V2）的动作，由图5A、图5B进行说明。
如图5A、图5B所示，处于开关模式[2]时，半导体开关元件S1a，S2a的导通占空比小于50%（Sda<50%），半导体开关元件S1b，S2b的导通占空比为0%（Sdb=0%），由区间9、区间5、区间6构成一个周期，不存在其他区间。
此外，一个开关周期中的区间9、区间5、区间6的时间Ts9、Ts5、Ts6分别如下式所示。且区间9在一个周期内有2次，Ts9设为每一次的时间。
Ts5=Sda×Ts                       ……(式14)
Ts6=Sda×Ts                       ……(式15)
Ts9=(Ts-Ts5-Ts6)/2=(0.5-Sda)Ts    ……(式16)
首先，对于从直流电压V0升压到直流电压V2的功率较大的情况（高负载）下的升压动作，参照图5A进行以下说明。在高负载的情况下，电感中持续流过正方向的电流。
在区间5中，栅极信号G1a为高电平信号，半导体开关元件S1a处于导通状态，因此电流以如下所示的路径流过，电压(V0-V2/2)施加于电感L。
电容C0→电感L→半导体开关元件S1a的IGBT→电容C1→半导体开关元件S2b的二极管→电容C2
在区间9中，所有半导体开关元件处于断开状态，因此电流以下述路径流过，电压（V0-V2）施加于电感L。
电容C0→电感L→半导体开关元件S1b的二极管→半导体开关元件S2b的二极管→电容C2
在区间6中，栅极信号G2a为高电平信号，半导体开关元件S2a处于导通状态，因此电压施加于电感L，电流以如下所示的路径流过，电压(V0-V2/2)施加于电感L。
电容C0→电感L→半导体开关元件S1b的二极管→电容C1→半导体开关元件S2a的IGBT
此外，说明占空比信号Sda与输入输出直流电压V0，V2的关系。在稳定状态下，电感L的两端之间在一个开关周期的平均电压为零，如以下式17所示：
0=((V0-V2/2)×(Ts5+Ts6)+(V0-V2)×(2×Ts9))/Ts
V0=(1-Sda)×V2                                 ……(式17)
由此，在高负载下，通过控制占空比信号Sda，从而能够控制输入输出直流电压V0，V2的电压比。
然后，对于从直流电压V0升压到直流电压V2的功率较小的情况（低负载）下的升压动作，参照图5B进行以下说明。
按照时间序列，以区间5、区间9、区间6、区间9的顺序说明一个周期的动作。在低负载的情况下，存在流经电感L的电流持续为0的期间。
在区间5中，栅极信号G1a为高电平信号，半导体开关元件S1a处于导通状态，因此电压施加于电感L，电流开始以如下所示的路径流过。
电容C0→电感L→半导体开关元件S1a的IGBT→电容C1→半导体开关元件S2b的二极管→电容C2
电压(V0-V2/2)施加于电感L，电流从零开始增加。
在区间9中，所有半导体开关元件处于断开状态，因此最初电流以下述路径流过。
电容C0→电感L→半导体开关元件S1b的二极管→半导体开关元件S2b的二极管→电容C2
此时电感L的施加电压为负的电压（V0-V2），电感电流减小。随着电感电流减小，在区间9的中途电流成为零，而在区间9的之后剩余的期间，电流为零。
在区间6中，同样地，栅极信号G2a为高电平信号，半导体开关元件S2a处于导通状态，因此电压施加于电感L，电流开始以如下所示的路径流过。
电容C0→电感L→半导体开关元件S 1b的二极管→电容C 1→半导体开关元件S2a的IGBT
电压(V0-V2/2)施加于电感L，电流从零开始增加。
在区间9中，电流流动与上述对区间9的说明相同。
由此，电感L的电流在区间9的中途成为零，即执行电流不连续动作，由于存在电流为零的期间，因此减小了电感L、半导体开关元件S1a，S1b，S2a，S2b、以及电容C1的损耗。
此外，说明占空比信号Sda与输入输出直流电压V0，V2的关系。首先说明关于电感L的平均电流Ildc。
在区间5、6中，电压(V0-V2/2)施加在电感上。若使用电感的电感值L，则电感最大电流Ilmax如以下式18所示：
Ilmax=(V0-V2/2)×Ts5/L=(V0-V2/2)×Sda×Ts/L    ……(式18)
此外，在区间9中，将电感中有电流流过的区间设为区间91。
设区间91的时间为Ts91。在区间91中，电压（V0-V2）施加于电感上，电感的电流成为零，因此Ts91如以下式19所示：
Ts91=L×Ilmax/(V2-V0)
=((V0-V2/2)/(V2-V0))×Sda×Ts                 ……(式19)
然后，电感的一个周期内的平均电流即电感平均电流Ildc如以下式20所示：
Ildc=0.5×Ilmax×((Ts5+Ts91)+(Ts6+Ts91))/Ts
=0.5×(V2(V0-V2/2)/(V2-V0))×Sda2×Ts/L       ……(式20)
此外，从直流电压V0升压到经过升压的直流电压V2的功率P可由以下的式21表示，通过调节半导体开关元件S1a，S2a的导通占空比（占空比信号Sda），从而能够调节功率P。
P=V0×Ildc
=0.5×(V0×V2(V0-V2/2)/(V2-V0))×Sda2×Ts/L  ……(式21)
即使在低负载的情况下，通过调节半导体开关元件S1a，S2a的导通占空比（占空比信号Sda），也能够控制功率P，从而能够控制直流电压V0，V2的电压比。
由此，在将直流电压V0升压到小于2倍的直流电压V2（电压比V2/V0小于2，功率传输方向为V0→V2）的动作中，通过采用半导体开关元件S1a，S2a的导通占空比小于50%（Sda<50%），半导体开关元件S1b，S2b的导通占空比为0%（Sdb=0%）的开关模式[2]，从而能够控制直流电压V0，V2的电压比。
此外，即使使用电感值较小的电感，也在低负载时，进行电感电流为零的电流不连续动作，减少了电感L、半导体开关元件S1a，S1b，S2a，S2b、电容C1的损耗。
对于采用开关模式[3]、将直流电压V2降压到小于1/2倍的直流电压V0（电压比V2/V0大于2，功率传输方向为V2→V0）的动作，由图6A、图6B进行说明。如图6A、图6B所示，处于开关模式[3]时，半导体开关元件S1b，S2b的导通占空比小于50%（Sdb<50%），半导体开关元件S1a，S2a的导通占空比为0%（Sda=0%），由区间8、区间9、区间7构成一个周期，不存在其他区间。
此外，一个开关周期中的区间8、区间9、区间7的时间Ts8、Ts9、Ts7分别如下式所示。且区间9在一个周期内有2次，Ts9设为每一次的时间。
Ts8=Sdb×Ts                       ……(式22)
Ts7=Sdb×Ts                       ……(式23)
Ts9=(Ts-Ts7-Ts8)/2=(0.5-Sdb)Ts    ……(式24)
首先，对于从直流电压V2降压到直流电压V0的功率较大的情况（高负载）下的降压动作，参照图6A，进行以下说明。在高负载的情况下，电感中持续流过负方向的电流。
在区间8中，栅极信号G2b为高电平信号，半导体开关元件S2b处于导通状态，因此电流以如下所示的路径流过，电压(V0-V2/2)施加于电感L。
电容C2→半导体开关元件S2b的IGBT→电容C1→半导体开关元件S1a的二极管→电感L→电容C0
在区间9中，所有半导体开关元件处于断开状态，因此电流以下述路径流过，电压（V0-V2）施加于电感L。
半导体开关元件S2a的二极管→半导体开关元件S1a的二极管→电感L→电容C0
在区间7中，栅极信号G1b为高电平信号，半导体开关元件S1b处于导通状态，因此电流以下述路径流过，电压(V0-V2/2)施加于电感L。
半导体开关元件S2a的二极管→电容C1→半导体开关元件S1b的IGBT→电感L→电容C0
此外，说明占空比信号Sdb与输入输出直流电压V0，V2的关系。在稳定状态下，电感L的两端之间在一个开关周期的平均电压为零，具有如下关系：
0=((V0-V2/2)×(Ts8+Ts7)+V0×(2×Ts9))/Ts
V0=Sdb×V2                               ……(式25)
由此，在高负载下，通过控制占空比信号Sdb，从而能够控制输入输出直流电压V0，V2的电压比。
然后，对于从直流电压V2降压到直流电压V0的功率较小的情况（低负载）下的降压动作，参照图6B进行以下说明。
按照时间序列，以区间8、区间9、区间7、区间9的顺序说明一个周期的动作。在低负载的情况下，存在流经电感L的电流持续为零的期间。
在区间8中，栅极信号G2b为高电平信号，半导体开关元件S2b处于导通状态，因此电压施加于电感L，电流开始以如下所示的路径流过。
电容C2→半导体开关元件S2b的IGBT→电容C1→半导体开关元件S1a的二极管→电感L→电容C0
负的电压(V0-V2/2)施加于电感L，电流向负方向增加。
在区间9中，所有半导体开关元件处于断开状态，因此最初电流以下述路径流过。
半导体开关元件S2a的二极管→半导体开关元件S1a的二极管→电感L→电容C0
此时电感L的施加电压为正的电压V0，负方向上流动的电感电流减小。
随着电感电流减小，在区间9的中途电流成为零，而在区间9的之后剩余的期间，电流为零。
在区间7中，同样地，栅极信号G1b为高电平信号，半导体开关元件S1b处于导通状态，因此电压施加于电感L，电流开始以如下所示的路径流过。
半导体开关元件S2a的二极管→电容C1→半导体开关元件S1b的IGBT→电感L→电容C0
电压(V0-V2/2)施加于电感L，电流向负方向增加。
在区间9中，电流流动与上述的区间9相同。
这样，电感L的电流在区间9中的中途成为零，执行电流不连续动作，减少了电感L、半导体开关元件S1a，S1b，S2a，S2b、以及电容C1的损耗。
此外，说明占空比信号Sdb与输入输出直流电压V0，V2的关系。首先说明关于电感L的平均电流Ildc。
在区间8，7中，电压(V0-V2/2)施加在电感上。若使用电感的电感值L，则电感最小电流Ilmin如以下式26所示：
Ilmin=(V0-V2/2)×Ts8/L=-(V2/2-V0)×Sdb×Ts/L    ……(式26)
在区间9中，将电感中有电流流过的区间设为区间91。设区间91的时间为Ts91。在区间91中，电压V0施加于电感上，电感的电流成为零，因此Ts91由以下式27表示：
Ts91=-L×Ilmin/V0
=((V2/2-V0)/V0)×Sdb ×Ts                       ……(式27)
然后，电感的一个周期内的平均电流即电感平均电流Ildc如以下式28所示：
Ildc=0.5×Ilmin×((Ts8+Ts91)+(Ts7+Ts91))/Ts
=-0.5×(V2(V2/2-V0)/V0)×Sdb2×Ts/L             ……(式28)
此外，从直流电压V2降压到经过降压的直流电压V0的功率P可由以下的式29表示，通过调节半导体开关元件S1b，S2b的导通占空比（占空比信号Sdb），从而能够调节功率P。
另外，功率P以降压方向为正。
P=-V0×Ildc
=0.5×V2(V2/2-V0)×Sdb2×Ts/L                  ……(式29)
即使在低负载的情况下，通过调节S1b，S2b的导通占空比（占空比信号Sdb），也能够控制功率P，从而能够控制直流电压V0，V2的电压比。
由此，在将直流电压V2降压到小于1/2倍的直流电压V0（电压比V2/V0大于2，功率传输方向为V2→V0）的动作中，通过采用半导体开关元件S1b，S2b的导通占空比小于50%（Sdb<50%），半导体开关元件S1a，S2a的导通占空比为0%（Sda=0%）的开关模式[3]，从而能够控制直流电压V0，V2的电压比。
此外，即使使用电感值较小的电感，也在低负载时，进行电感电流为零的电流不连续动作，减少了电感L、半导体开关元件S1a，S1b，S2a，S2b、以及电容C1的损耗。
对于采用开关模式[4]、将直流电压V2降压到大于1/2倍的直流电压V0（电压比V2/V0小于2，功率传输方向为V2→V0）的动作，由图7A、图7B进行说明。如图7A、图7B所示，处于开关模式[4]时，半导体开关元件S1b，S2b的导通占空比大于50%（Sdb>50%），半导体开关元件S1a，S2a的导通占空比为0%（Sda=0%），由区间8、区间7、区间4构成一个周期，不存在其他区间。
此外，一个开关周期中的区间8、区间7、区间4的时间Ts8、Ts7、Ts4分别如下式所示。且区间4在一个周期内有2次，Ts4设为每一次的时间。
Ts8=(1-Sdb)×Ts                   ……(式30)
Ts7=(1-Sdb)×Ts                   ……(式31)
Ts4=(Ts-Ts8-Ts7)/2=(Sdb-0.5)Ts    ……(式32)
首先，对于从直流电压V2降压到直流电压V0的功率较大的情况（高负载）下的降压动作，参照图7A，进行以下说明。
在高负载的情况下，电感中持续流过负方向的电流。
在区间4中，栅极信号G1b，G2b为高电平信号，半导体开关元件S1b，S2b处于导通状态，因此电流以下述路径流过，电压(V0-V2)施加于电感L。
电容C2→半导体开关元件S2b的IGBT→半导体开关元件S1b的IGBT→电感L→电容C0
在区间7中，栅极信号G1b为高电平信号，半导体开关元件S1b处于导通状态，因此电流以下述路径流过，电压(V0-V2/2)施加于电感L。
半导体开关元件S2a的二极管→电容C1→半导体开关元件S1b的IGBT→电感L→电容C0
在区间8中，栅极信号G2b为高电平信号，半导体开关元件S2b处于导通状态，因此电流以下述路径流过，电压(V0-V2/2)施加于电感L。
电容C2→半导体开关元件S2b的IGBT→电容C1→半导体开关元件S1a的二极管→电感L→电容C0
此外，说明占空比信号Sdb与输入输出直流电压V0，V2的关系。在稳定状态下，电感L的两端之间在一个开关周期的平均电压为零，具有如下关系：
0=((V0-V2/2)×(Ts8+Ts7)+(V0-V2)×(2×Ts4))/Ts
V0=Sdb×V2                                     ……(式33)
由此，在高负载下，通过控制占空比信号Sdb，从而能够控制输入输出直流电压V0，V2的电压比。
然后，关于从直流电压V2降压到直流电压V0的功率较小的情况（低负载）下的降压动作，参照图7B进行以下说明。
按照时间序列，以区间4、区间7、区间4、区间8的顺序说明一个周期的动作。在低负载的情况下，存在流经电感L的电流持续为零的期间。
在区间4中，栅极信号G1b，G2b为高电平信号，半导体开关元件S1b，S2b处于导通状态，因此电压施加于电感L，电流开始以如下所示的路径流过。
电容C2→半导体开关元件S2b的IGBT→半导体开关元件S1b的IGBT→电感L→电容C0
负的电压(V0-V2)施加于电感L，电流向负方向增加。
在区间7中，栅极信号G1b为高电平信号，半导体开关元件S1b处于导通状态，因此最初电流以下述路径流过。
半导体开关元件S2a的二极管→电容C1→半导体开关元件S1b的IGBT→电感L→电容C0
此时电感L的施加电压为正的电压(V0-V2/2)，负方向上流动的电感电流减小。随着电感电流减小，在区间7的中途电流成为零，而在区间7的之后剩余的期间，电流为零。
在区间4中，电流流动与上述的区间4相同。
在区间8中，栅极信号G2b为高电平信号，半导体开关元件S2b处于导通状态，因此最初电流以下述路径流过。
电容C2→半导体开关元件S2b的IGBT→电容C1→半导体开关元件S1a的二极管→电感L→电容C0
此时电感L的施加电压为正的电压(V0-V2/2)，负方向上流动的电感电流减小。随着电感电流减小，在区间8的中途电流成为零，而在区间8的之后剩余的期间，电流为零。
这样，电感L的电流在区间7、区间8的中途成为零，执行电流不连续动作，减少了电感L、半导体开关元件S1a，S1b，S2a，S2b、以及电容C1的损耗。
此外，说明占空比信号Sdb与输入输出直流电压V0，V2的关系。首先说明关于电感L的平均电流Ildc。
在区间4中，电压（V0-V2）施加于电感L上，电感最小电流Ilmin由以下式34表示：
Ilmin=(V0-V2)×Ts4/L=-(V2-V0)×(Sdb-0.5)×Ts/L    ……(式34)
此外，在区间7、区间8中，将电感中有电流流过的区间设为区间71、区间81。设区间71、区间81的时间为Ts71、Ts81。在区间71、区间81中，电压（V0-V2/2）施加于电感上，电感的电流成为零，因此Ts71，Ts81由以下式35表示：
Ts71＝Ts81＝-L×Ilmin/(V0-V2/2)=((V2-V0)/(V0-V2/2))(Sdb-0.5)Ts
                                                  ……(式35)
然后，电感的一个周期内的平均电流即电感平均电流Ildc如以下式36所示：
Ildc=0.5×Ilmin×((Ts4+Ts71)+(Ts4+Ts81))/Ts
=-0.5×(V2(V2-V0)/(V0-V2/2))×(Sdb-0.5)2×Ts/L    ……(式36)
此外，从直流电压V2降压到经过降压的直流电压V0的功率P可由以下的式37表示，通过调节半导体开关元件S 1b，S2b的导通占空比（占空比信号Sdb），从而能够调节功率P。
另外，功率P以降压方向为正。
P=-V0×Ildc
=0.5×(V0×V2(V2-V0)/(V0-V2/2))×(Sdb-0.5)2×Ts/L  ……(式37)
即使在低负载的情况下，通过调节半导体开关元件S1b，S2b的导通占空比（占空比信号Sdb），也能够控制功率P，从而能够控制直流电压V0，V2的电压比。
由此，在将直流电压V2降压到大于1/2倍的直流电压V0（电压比V2/V0小于2，功率传输方向为V2→V0）的动作中，通过采用半导体开关元件S1b，S2b的导通占空比大于50%（Sdb>50%），半导体开关元件S1a，S2a的导通占空比为0%（Sda=0%）的开关模式[4]，从而能够控制直流电压V0，V2的电压比。
此外，即使使用电感值较小的电感，也在低负载时，进行电感电流为零的电流不连续动作，减少了电感L、半导体开关元件S1a，S1b，S2a，S2b、以及电容C1的损耗。
接着，为了明确本发明的实施方式1的DC/DC功率转换装置的作用效果，下面进行与以往装置的比较说明。
为了进行比较，在以往的执行互补开关动作的情况下，关于将直流电压V0升压到大于2倍的直流电压V2（电压比V2/V0大于2，功率传输方向为V0→V2）的动作，参照图8A、图8B，进行以下说明。
图8A是从直流电压V0升压到直流电压V2的功率较大的情况（高负载）下的升压动作的图，而图8B是从直流电压V0升压到直流电压V2的功率较小的情况（低负载）下的升压动作的图。
在执行以往的互补的开关动作的情况下，半导体开关元件S1a与S1b执行互补的开关动作，半导体开关元件S2a与S2b执行互补的开关动作。如图8A、图8B所示，由区间1、区间2、区间3构成一个周期，不存在其他区间。
在区间1中，电压V0施加于电感上，在区间2、区间3中，电压（V0-V2/2）施加于电感上，电感电流持续流过。
如图8A所示，在高负载的动作中，本实施方式1的DC/DC功率转换装置与以往的示例中，电感L上流过的电流是相同的。但是如图8B所示，以往的装置中，在低负载的动作中，电感L上流过一定的纹波电流。
图9是表示在将直流电压V0升压到大于2倍的直流电压V2（电压比V2/V0大于2，功率传输方向为V0→V2）的动作中，本实施方式1的DC/DC功率转换装置的功率转换效率（虚线A）与以往例的功率转换效率（实线B）的图。如图9所示，通过采用开关模式[1]，从而在进行升压的功率较小时，本实施方式1的DC/DC功率转换装置执行在部分期间内电感电流为零的电流不连续动作，提高了功率转换效率。其他的开关模式中也是同样如此。
如上所述，根据本发明实施方式1的DC/DC功率转换装置，具有2个以上的开关单元，该开关单元分别由2个执行开关动作的半导体开关元件Sa，Sb构成，各个开关单元中的各个半导体开关元件全部串联连接，还具有根据各个开关单元中的各个半导体开关元件的开关动作进行充放电的用于能量转移的电容、以及电感，该DC/DC功率转换装置还包括控制部，该控制部根据DC/DC功率转换装置的输入输出电压之比以及DC/DC功率转换装置的功率传输方向，使所述开关单元的半导体开关元件按照四种开关模式执行开关动作，并在低负载时在开关动作中执行流过电感的电流为零的电流不连续动作，因此，通过利用四种开关模式（开关模式[1]～[4]）执行动作，从而能够容易地控制直流电压V0，V2的电压比。此外，即使采用电感值较小的小型电感，低负载时的电感的纹波电流也较小，能够降低用于能量转移的电容C1、电感L、以及半导体开关元件S1a，S1b，S2a，S2b的损耗，能够提高低负载时的功率转换效率。
另外，四种开关模式（开关模式[1]～[4]）如下所述，DC/DC功率转换装置的一侧的直流电压为V0，另一侧的直流电压为V2。
开关模式[1]：
该开关模式是在将直流电压V0升压为大于2倍的直流电压V2时（电压比V2/V0大于2，功率传输方向为V0→V2时），将开关单元中的一个半导体开关元件Sa的导通占空比设为50%以上的开关模式。
开关模式[2]：
该开关模式是在将直流电压V0升压为小于2倍的直流电压V2时（电压比V2/V0小于2，功率传输方向为V0→V2时），将开关单元中的一个半导体开关元件Sa的导通占空比设为50%以下的开关模式。
开关模式[3]：
该开关模式是在将直流电压V2降压为小于1/2倍的直流电压V0时（电压比V2/V0大于2，功率传输方向为V2→V0时），将开关单元中的另一个半导体开关元件Sb的导通占空比设为50%以下的开关模式。
开关模式[4]：
该开关模式是在将直流电压V2降压为大于1/2倍的直流电压V0时（电压比V2/V0小于2，功率传输方向为V2→V0时），将开关单元中的另一个半导体开关元件Sb的导通占空比设为50%以上的开关模式。
另外，在电压比V2/V0为2的情况下，采用以往的互补开关的DC/DC功率转换装置中，施加在电感L上的电压也变小，电感L的纹波电流也变小。因此，也可再增加一种互补开关的开关模式，在电压比V2/V0约为2左右的情况下，也可采用这种互补开关的开关模式。
此外，本实施方式1中，使用IGBT和二极管作为半导体开关元件，但也可使用MOSFET和二极管等其他半导体开关元件。
使用MOSFET的情况下，在电流流过二极管的期间中，若使MOSFET导通则进行同步整流，可进一步提高功率转换效率。
此外，通常较多地采用硅（Si）半导体作为半导体开关元件，但也可采用碳化硅（SiC）、氮化镓（GaN）等宽禁带半导体（wide gap）。
通过使用碳化硅、氮化镓等宽禁带半导体，从而能够降低半导体开关元件的导通损耗与开关损耗，能够实现更高的功率转换效率的DC/DC功率转换装置。
实施方式2
图10是表示本发明实施方式2的DC/DC功率转换装置的主电路结构的电路图。
该实施方式2中的DC/DC功率转换装置40是双方向的DC/DC功率转换装置，具有以下功能：将电压端子VL与电压端子VN之间输入的直流电压V0转换为经过升压的直流电压V2，在电压端子VH与电压端子VN2之间输出的升压功能；以及将电压端子VH与电压端子VN2之间输入的直流电压V2转换为经过降压的直流电压V0，在电压端子VL与电压端子VN之间输出的降压功能。
如图10所示，本实施方式2的DC/DC功率转换装置40的主电路的连接结构不同于图1所示的实施方式1的DC/DC功率转换装置10。下面对本实施方式2的DC/DC功率转换装置40的主电路连接进行详细说明。
在图10中，构成半导体开关元件S1a的IGBT的发射极端子与电压端子VN连接，其集电极端子与平滑电容（用于能量转移的电容）C10的高电压侧端子连接。构成半导体开关元件S1b的IGBT的发射极端子与平滑电容（用于能量转移的电容）C10的低电压侧端子VN2连接，其集电极端子与电压端子VN连接。
构成半导体开关元件S2b的IGBT的发射极端子与电压端子VM连接，其集电极端子与平滑电容（用于能量转移的电容）C11的高电压侧端子VH连接。构成半导体开关元件S2a的IGBT的发射极端子与平滑电容（用于能量转移的电容）C10的高电压侧端子以及平滑电容（用于能量转移的电容）C11的低电压侧端子连接，其集电极端子与电压端子VM连接。
本实施方式2的DC/DC功率转换装置40中，半导体开关元件S1a，S1b也执行开关动作，构成开关单元SU1。
此外，半导体开关元件S2a，S2b也执行开关动作，构成开关单元SU2。
平滑电容C0的低电压侧端子与电压端子VN连接，该平滑电容C0的高电压侧端子与电压端子VL连接。
平滑电容C2的低电压侧端子与平滑电容（用于能量转移的电容）C10的低电压侧端子连接，该平滑电容C2的高电压侧端子与平滑电容（用于能量转移的电容）C11的高电压侧端子连接。
平滑电容（用于能量转移的电容）C10的高电压侧端子与平滑电容（用于能量转移的电容）C11的低电压侧端子相互连接。
电感L的一个端子与电压端子VL连接，而其另一个端子与电压端子VM连接。另外，此处虽采用了平滑电容C2，但是由于平滑电容（用于能量转移的电容）C10与C11的串联体与平滑电容C2并联连接，因此也可去除平滑电容C2。平滑电容C10与平滑电容C11将电压端子VH-VN2之间的电压V2一分为二，各个电容C10，C11的电压均为V2/2。
半导体开关元件S1b的栅极端子与栅极驱动电路101b的输出端子连接，栅极信号G1b输入到该栅极驱动电路101b的输入端子。半导体开关元件S1a的栅极端子与栅极驱动电路101a的输出端子连接，栅极信号G1a输入到该栅极驱动电路101a的输入端子。半导体开关元件S2b的栅极端子与栅极驱动电路102b的输出端子连接，栅极信号G2b输入到该栅极驱动电路102b的输入端子。半导体开关元件S2a的栅极端子与栅极驱动电路102a的输出端子连接，栅极信号G2a输入到该栅极驱动电路102a的输入端子。
本实施方式2的DC/DC功率转换装置40的控制部与实施方式1的DC/DC功率转换装置10的控制部的结构及动作是相同的。
在各个开关模式[1]～[4]中，电感L的电压与实施方式1的DC/DC功率转换装置相同，电感L上流过的电流也相同。
因此，本实施方式2的DC/DC功率转换装置中，也可获得与实施方式1的DC/DC功率转换装置同样的效果。
工业上的实用性
本发明在用于将直流电压转换为升压或者降压后的直流电压的DC/DC功率转换装置时是有用的。
标号说明
C0～C2，C10，C11：电容
S1a，S1b，S2a，S2b：半导体开关元件
SU1，SU2：开关单元
L：电感
G1a，G1b，G2a，G2b：栅极信号
VH，VL，VN，VN2，VM：电压端子
101a，101b，102a，102b：栅极驱动电路
310：开关模式输出部
320：PWM波形输出部
330：升降压判断部
340：运算部
Sda，Sdb，Sd：占空比信号

Claims (8)

1.一种DC/DC功率转换装置，具有2个以上的开关单元，该开关单元分别由2个执行开关动作的半导体开关元件(Sa，Sb)构成，所述各个开关单元中的所述各个半导体开关元件全部串联连接，所述DC/DC功率转换装置还具有：用于能量转移的电容，该电容根据所述各个开关元件中的所述各个半导体开关元件的开关动作进行充放电；以及电感，其特征在于，该DC/DC功率转换装置还包括：
控制部，该控制部根据所述DC/DC功率转换装置的输入输出电压之比以及DC/DC功率转换装置的功率传输方向，使所述开关单元的半导体开关元件按照四种开关模式执行开关动作，并在低负载时在开关动作中执行流过所述电感的电流为零的电流不连续动作。
2.如权利要求1所述的DC/DC功率转换装置，其特征在于，
在进行所述DC/DC功率转换装置的低电压侧直流电压(V0)与高电压侧直流电压(V2)的输入输出电压比(V2/V0)大于2且功率传输方向是从低电压侧直流电压(V0)到高电压侧直流电压(V2)的升压动作时，所述控制部将所述开关单元的一个半导体开关元件(Sa)的导通占空比设为50%以上。
3.如权利要求1所述的DC/DC功率转换装置，其特征在于，
在进行所述DC/DC功率转换装置的输入输出电压比(V2/V0)小于2且功率传输方向是从低电压侧直流电压(V0)到高电压侧直流电压(V2)的升压动作时，所述控制部将所述开关单元的一个半导体开关元件(Sa)的导通占空比设为50%以下。
4.如权利要求1所述的DC/DC功率转换装置，其特征在于，
在进行所述DC/DC功率转换装置的输入输出电压比(V2/V0)大于2且功率传输方向是从高电压侧直流电压(V2)到低电压侧直流电压(V0)的降压动作时，所述控制部将所述开关单元的一个半导体开关元件(Sb)的导通占空比设为50%以下。
5.如权利要求1所述的DC/DC功率转换装置，其特征在于，
在进行所述DC/DC功率转换装置的输入输出电压比(V2/V0)小于2且功率传输方向是从高电压侧直流电压(V2)到低电压侧直流电压(V0)的降压动作时，所述控制部将所述开关单元的一个半导体开关元件(Sb)的导通占空比设为50%以上。
6.如权利要求1所述的DC/DC功率转换装置，其特征在于，
所述控制部的四种开关模式分别是：
在进行所述DC/DC功率转换装置的低电压侧直流电压(V0)与高电压侧直流电压(V2)的输入输出电压比(V2/V0)大于2且功率传输方向是从低电压侧直流电压(V0)到高电压侧直流电压(V2)的升压动作时，将所述开关单元的一个半导体开关元件(Sa)的导通占空比设为50%以上的第1开关模式；
在进行所述DC/DC功率转换装置的输入输出电压比(V2/V0)小于2且功率传输方向是从低电压侧直流电压(V0)到高电压侧直流电压(V2)的升压动作时，将所述开关单元的一个半导体开关元件(Sa)的导通占空比设为50%以下的第2开关模式；
在进行所述DC/DC功率转换装置的输入输出电压比(V2/V0)大于2且功率传输方向是从高电压侧直流电压(V2)到低电压侧直流电压(V0)的降压动作时，将所述开关单元的一个半导体开关元件(Sb)的导通占空比设为50%以下的第3开关模式；以及
在进行所述DC/DC功率转换装置的输入输出电压比(V2/V0)小于2且功率传输方向是从高电压侧直流电压(V2)到低电压侧直流电压(V0)的降压动作时，将所述开关单元的一个半导体开关元件(Sb)的导通占空比设为50%以上的第4开关模式。
7.如权利要求1至6中的任一项所述的DC/DC功率转换装置，其特征在于，
所述DC/DC功率转换装置的输入输出电压比(V2/V0)为2时，所述控制部使所述开关单元的半导体开关元件(Sa，Sb)执行互补开关动作。
8.如权利要求1至6中的任一项所述的DC/DC功率转换装置，其特征在于，
所述半导体开关元件是含有碳化硅、氮化镓的宽禁带半导体。
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