JP6991491B2

JP6991491B2 - 電力変換回路

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Publication number: JP6991491B2
Application number: JP2019126222A
Authority: JP
Inventors: 俊貴中西; 隼永田; 和博小林; 佳祐日下; 淳一伊東; 悟司永井; 充宮下
Original assignee: Nagaoka University of Technology
Current assignee: Nagaoka University of Technology
Priority date: 2019-07-05
Filing date: 2019-07-05
Publication date: 2022-01-12
Anticipated expiration: 2039-07-05
Also published as: JP2021013246A

Description

特許法第３０条第２項適用平成３１年３月７日（木）～３月８日〈金〉、大濱信泉記念館（沖縄県石垣市登野城２－７０）にて開催された「電気学会研究会電気学会－電力技術・電力系統技術・半導体電力変換合同研究会」において発表された、発表タイトル「電流不連続モードを適用したフライングキャパシタ型ＤＣ－ＤＣコンバータによるバッテリマネジメントシステムの動作検証」

本発明は、最大３つの直流電源を接続し，昇圧または降圧して負荷に電力を供給する電力変換回路に関する。

近年は再生可能エネルギーへの関心の高まりから、一般家庭においても商用電源のみでなく太陽光発電や風力発電、燃料電池など様々な電源の利用促進が図られている。一方、太陽光や風力などの再生可能エネルギーによる発電は発電量のムラが大きいため、電力を平準化し、安定した電力供給を実現するために二次電池が備えられている。さらに，インバータを接続して発電した電力や二次電池に蓄えられた余剰電力を逆潮流として電力系統に送り込むことも実施されている。これらを含む電力変換回路においては，電源電圧をインバータ入力電圧(電力系統電圧の波高値以上)に昇圧する回路(昇圧回路)と，電源電圧から二次電池の充電電圧まで降圧する回路(降圧回路)が含まれている。これらの昇圧回路および降圧回路は、近年，半導体のスイッチング素子とインダクタおよびコンデンサを用いたチョッパ回路（昇圧チョッパ回路、降圧チョッパ回路）が一般的に採用されている。

特に家庭用の設備と考えた場合、小型・軽量であること、安価であること、省エネルギー化のために高効率であることなどが求められている。上記の回路中で、内包されるインダクタは大きく、重く、高価な部品であるため，インダクタの小型化や使用個数の削減はシステムの小型化，軽量化および低コスト化に直接的に影響を与えることが多い。

従来から、回路の小型化や低コスト化を目的として１つのインダクタを共用して昇圧チョッパ回路と降圧チョッパ回路を構成する昇降圧回路が提案されている。特許文献１に記載されたＤＣ－ＤＣコンバータ２０は、４つのスイッチＳ１－Ｓ４と１つのインダクタで昇降圧を行い、二次電池に対して降圧して充電し、二次電池から昇圧して負荷に電力を供給することが可能となっている。特許文献２に記載されたコンバータ５０は、入力される電力源の電圧を昇圧する昇圧コンバータまたは降圧可能なバックコンバータとして作用する双方向コンバーティング動作を行うことができると説明されている（段落００５９）。

特開２０１６－０２５８２６号公報特開２０１４－０６７６９７号公報

松浦浩一, 伊東淳一: 「スイッチドキャパシタ形3レベルDC-DCコンバータの損失評価」, SPC沖縄, SPC-11-098, PSE-11-061, PE-11-044 (2011)

再生可能エネルギーによる発電は上記したように発電量にムラがあるため、一時的なエネルギーバッファとして二次電池を併設する方式が広く採用されている。また，太陽光発電と風力発電のように、複数の種類の発電装置を電源として利用することも行われている。さらに，電気自動車（ＥＶ）の普及に伴い、電気自動車に搭載されている二次電池も電源のひとつとして捉えるようになってきている。すなわち、多種多様な電源を複数接続できるような方式の電力変換回路が求められている。

しかしながら特許文献１、２に記載された技術では、１つの発電装置と１つの二次電池しか接続することができない。二次電池も電源として数えたとしても、電圧の異なる直流電源を２つまでしか接続することができない。一般的に回路機能を増やすことでより多くの電源を接続できるようになるが，回路機能を増やすことは半導体スイッチや受動素子であるインダクタ，コンデンサの個数が増えることになる。特に，インダクタは一般的に受動素子の中でも大型かつ高コストである。よって，インダクタの体積や採用個数を削減しながら複数の直流電源が接続可能で，直流入力ポート間での電力融通(発電素子から蓄電素子への電力伝送)および直流出力ポートへの電力伝送を実現することが求められる。

そこで本発明では、最大３つの電圧の異なる直流電源が接続可能であり、かつ１つのインダクタで昇圧または降圧して電源間での電力融通および負荷への電力供給が可能な電力変換回路の提供を目的としている。

非特許文献１には、スイッチドキャパシタコンバータ(以下，ＳＣＣ）に昇圧リアクトル(インダクタ)を接続したマルチレベルＤＣ－ＤＣコンバータ（以下，電圧制御形ＳＣＣ）が開示されている。非特許文献１に記載された従来回路においては、リアクトル電流が連続である期間であれば，出力電圧の制御が可能である。昇圧のためのエネルギー蓄積の大部分をリアクトルでなく，キャパシタを利用して行うため，インダクタンスを低減できると述べている。

非特許文献１に記載された従来回路は３値以上の電圧を出力することができる電力変換器であるが、回路動作として複数電源を設置した際の電力融通が考慮されていない。発明者らは、電源間での電力融通および回路の小型化を目的に，非特許文献１に記載された従来回路（電圧制御形ＳＣＣ）の構成を応用し、本発明にかかる電力変換回路を完成するに至った。

上記課題を解決するために、本発明にかかる電力変換回路の代表的な構成は、グランドから直列に接続された第１から第４のスイッチと、第２と第３のスイッチの間に一端を接続されたインダクタと、グランドとインダクタの他端との間を接続する第１ポートと、第１と第２のスイッチの間から第３と第４のスイッチの間を接続する第２ポートと、グランドと第４のスイッチの後段とを接続する第３ポートとを有し、第１から第３ポートに電源もしくは負荷、またはその両方を接続することを特徴とする。また，本回路方式は，種々の回路動作において，第１から第４のスイッチを電流がゼロになっている状態あるいは電流がゼロとなる付近(ゼロクロス付近)でＯＮ，ＯＦＦさせる電流不連続モードで動作させてもよい。

第１ポートから第３ポートにはいずれも電源を接続したり、しなかったりすることができる。ただし第１ポートに接続する電源の電圧＜第２ポートに接続する電源の電圧＜第３ポートに接続する電源の電圧という関係がある。

上記構成においては、第１ポートに接続した直流電源から第２，第３ポートを見れば、インダクタを昇圧回路の一部として利用することができる。一方、第２または第３ポートに接続した直流電源から第１ポートを見れば、インダクタを降圧回路の一部として利用することができる。さらに，第１ポートに二次電池を含む電源やコンデンサなどの回路部品を接続して一時的なエネルギーバッファとして利用することで第２ポートから第３ポートへの電力伝送が可能である。逆に，第３ポートから第２ポートを経由して第１ポート側に電流を流すことで第３ポートから第２ポートへの電力伝送もできる。すなわち最大３つの電圧の異なる直流電源が接続可能であり、かつ１つのインダクタで昇圧回路と降圧回路を実現し，電力を伝送することができる。また，インダクタが１つであるため、システムの小型化および軽量化を図ることができる。

第１から第３ポートの全てに合計３つの直流電源を接続し、第１から第３ポートのいずれか１つまたは複数に負荷を接続してもよい。

この構成においては、第１ポートに接続した直流電源および第２ポートに接続した直流電源の電圧から第３ポートの電圧へ変換(昇圧)することができるし、第２ポートに接続した直流電源および第３ポートに接続した直流電源の電圧から第１ポートの電圧へ変換(降圧)することもできる。さらに，第１ポートにバッファ素子を接続し，第２ポートから第１ポートへ一時的にエネルギーを受け渡した後，第１ポートから第３ポートへエネルギーを送ることで第２ポートから第３ポートへの電力伝送が可能である。逆に，第３ポートから第２ポートを経由して第１ポート側に電流を流すことで第３ポートから第２ポートへの電力伝送もできる。すなわち３種類の電圧の異なる直流電源を同時に利用することが可能となる。

第４のスイッチに代えて、第３のスイッチから第３ポートへと向かって電流が流れるダイオードを備えていてもよい。第３ポート側から第１，第２ポート側へ電流を流すような回路動作をさせない場合には、第４のスイッチはスイッチングする必要がない。このためダイオードに置き換えることができ、回路の簡略化とコストの低減が可能となる。

スイッチのそれぞれには逆並列ダイオードが備えられていてもよい。スイッチにＩＧＢＴを使用する場合には、逆並列ダイオードが内包されていないものもあるため、そのような場合には逆並列ダイオードとして別途ダイオードを接続する必要がある。ＭＯＳＦＥＴの場合には寄生ダイオードを逆並列ダイオードとして利用することができるが、別途ダイオードを取り付けることによって回路の特性（効率やノイズ）を改善させることができる。

第１から第４のスイッチは、複数のスイッチング素子を直列または並列して構成していてもよい。スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴである場合には、複数並列接続とすることにより、１素子に流れる電流が小さくなることで導通損失を低減することができる。別の見方では、ＭＯＳＦＥＴの内部抵抗が並列接続されることで、抵抗成分を減少させることができる。スイッチング素子がＩＧＢＴである場合、通常，ＩＧＢＴの仕様で決められている耐圧以上の電圧を扱うアプリケーションには適用できないが，ＩＧＢＴを多段直列接続することでＩＧＢＴ単体に印加される電圧が小さくなるためＩＧＢＴ単体の耐圧を超えるような高い電圧を扱うアプリケーションにも適用が可能となる。別の見方では，ＩＧＢＴ単体の耐圧を超えるような高電圧を扱うアプリケーションに比較的耐圧が低いＩＧＢＴを使用することができるようになる。なお、一般的に耐圧が高いＩＧＢＴは半導体素子の特性上，高速スイッチングが困難であるため、受動素子(インダクタやコンデンサ)の大型化を招くおそれがある。一方，耐圧が低いＩＧＢＴは高速駆動が可能であるため前記した受動素子の小型化に寄与することができる。ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴやＧａＮ－ＦＥＴ，パワートランジスタなどもＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴと同様，直並列接続しての動作が可能である。

本発明によれば、最大３つの電圧の異なる直流電源が接続可能であり、かつ１つのインダクタで昇圧回路と降圧回路を実現することができる。このため、電源間での電力融通および負荷への電力供給を可能とすると共に、システムの小型化および軽量化を図ることができる。

本実施形態にかかる電力変換回路の構成を説明する図である。スイッチとして具体的なスイッチング素子を示した図である。電源Ｖ１の電圧から電源Ｖ３の電圧に変換する場合の動作（昇圧動作）を説明する図である。電源Ｖ1と電源Ｖ２の電圧から電源Ｖ３の電圧へ変換する場合の動作（昇圧動作）を説明する図である。電源Ｖ２の電圧から電源Ｖ１の電圧に変換する場合の動作(降圧動作)を説明する図である。電源Ｖ３の電圧から電源Ｖ１の電圧に変換する場合の動作(降圧動作)を説明する図である。電源Ｖ２の電圧から電源Ｖ１の電圧へ変換(降圧)するとともに，電源Ｖ1と電源Ｖ２の電圧から電源Ｖ３の電圧へ変換(昇圧)する動作を説明する図である。電力変換回路の他の構成を説明する図である。

以下に添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施形態について詳細に説明する。かかる実施形態に示す寸法、材料、その他具体的な数値などは、発明の理解を容易とするための例示に過ぎず、特に断る場合を除き、本発明を限定するものではない。なお、本明細書および図面において、実質的に同一の機能、構成を有する要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略し、また本発明に直接関係のない要素は図示または説明を省略する。

図１は本実施形態にかかる電力変換回路の構成を説明する図である。図１に示す電力変換回路１００は、グランドＧから直列に接続された第１から第４のスイッチＳ１～Ｓ４と、第２と第３のスイッチＳ２，Ｓ３の間に一端を接続されたインダクタＬとを備えている。

説明の便宜上、電源や負荷を接続可能な端子をポートと称する。図１の回路では、グランドＧとインダクタＬの他端との間を接続する第１ポートＰｔ１と、第１と第２のスイッチＳ１，Ｓ２の間から第３と第４のスイッチＳ３，Ｓ４の間を接続する第２ポートＰｔ２と、グランドＧと第４のスイッチＳ４の後段とを接続する第３ポートＰｔ３とを有している。これら３つのポートＰｔ１，Ｐｔ２，Ｐｔ３の少なくとも１つに直流電源を接続することができ、最大３つの電圧の異なる電源Ｖ１～Ｖ３を接続することができる。また３つのポートＰｔ１，Ｐｔ２，Ｐｔ３のいずれにも、電源に代えて負荷を接続することができ、または電源と負荷を両方接続することもできる。

なお、第２ポートＰｔ２以外のポートには、電源や負荷の替わりにコンデンサを単体で接続することも可能である。コンデンサの種類は特に指定がなく，電力変換器に一般的に使用されるコンデンサであれば適用可能である。

電源Ｖ１～Ｖ３の種類については、直流電源であればよく、特段の指定や限定はない。例えば発電装置としては、太陽光パネルや燃料電池などが適用できる。蓄電デバイスとしては二次電池全般および電気二重層キャパシタなどが適用可能である。また、発電装置や二次電池に何らかの電力変換器が備えられている場合であっても、直流電源として利用することができる。例えば、風力発電のような交流電源に整流器を接続して直流に変換したものも直流電源として取り扱うことができる。

第３ポートＰｔ３に連結された第４ポートＰｔ４に負荷Ｌｏａｄ１を接続する。第３ポートＰｔ３と第４ポートＰｔ４は並列であって、第３ポートＰｔ３に接続することと第４ポートＰｔ４に接続することは電気的に等価である。また図１に破線で示すように、第１ポートＰｔ１に連結された第５ポートＰｔ５に負荷Ｌｏａｄ２を接続することもできる。第１ポートＰｔ１に接続することと第５ポートＰｔ５に接続することは電気的に等価である。なお、図１の回路では第２ポートＰｔ２には電源Ｖ２のみを接続しているが、電源Ｖ２に代えて負荷を接続することもできるし、電源Ｖ２と並列に負荷を接続することもできる。

負荷（Ｌｏａｄ１，Ｌｏａｄ２）としては、特段の指定や限定はない。また、負荷としてＤＣ－ＤＣコンバータやインバータなどの他の電力変換器を接続することも可能である。なお、図示は省略しているが、電源ラインとグランド線との間に、平滑用のコンデンサを適宜取り付けるとよい。

第１から第４のスイッチＳ１～Ｓ４は、電力変換器において一般的に使用されるスイッチング素子であれば全般的に適用が可能である。適用可能なスイッチング素子の例として、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳＦＥＴ以外のＦＥＴ(J-FETや Metal-semiconductor FET(MESFET)等)、パワートランジスタ、ＳｉＣ（Silicon Carbide）－ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ（Gallium nitride）－ＦＥＴなどを使用することができる。

図２はスイッチとして具体的なスイッチング素子を示した図であって、図２（ａ）ではスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを示している。スイッチＳ１～Ｓ４は単体のスイッチング素子で構成してもよいし、複数のスイッチング素子を直列または並列して構成していてもよい。スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを使用する場合には、図２（ａ）にて破線の枠で示すように、複数並列接続（Ｓ１－１～Ｓ１－ｎ）とすることができる。これにより、１素子に流れる電流が小さくなることで導通損失を低減することができる。別の見方では、並列接続されることで、ＭＯＳＦＥＴの内部抵抗による抵抗成分を減少させることができる。

図２（ｂ）はスイッチング素子としてＩＧＢＴを示している。スイッチング素子がＩＧＢＴである場合には、半導体素子の特性上，一般的に定格電圧（耐圧）が低い物の方が高速駆動に適している。したがって多段直列接続（Ｓ１－１～Ｓ１－ｎ）として１素子にかかる電位差を小さくすることにより、低耐圧のＩＧＢＴを使用することが可能となる。結果として、ＩＧＢＴ単体の耐圧を超える電圧を扱うアプリケーションにも低耐圧品を適用することが可能となる。なお、一般的に高耐圧ＩＧＢＴは高速スイッチングが困難であるため、受動素子(インダクタ等)が大型化する傾向があり、小型軽量化や低廉化という本発明の目的から離れてしまう。

スイッチＳ１～Ｓ４と逆並列に備えられているダイオードＤ１～Ｄ４については、スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴの場合には素子内の寄生ダイオードを利用することができる。スイッチング素子にＩＧＢＴを使用する場合には、逆並列ダイオードが内包されていないものもあるため、そのような場合には別途，逆並列にダイオードを接続する必要がある。ＭＯＳＦＥＴの場合にも、別途のダイオードを取り付けることによって回路の特性（効率やノイズ）を改善させることができる。

図３は電源Ｖ１の電圧から電源Ｖ３の電圧へ変換する場合の動作（昇圧動作）を説明する図である。図３（ａ）では、スイッチＳ１，Ｓ２をＯＮにしてインダクタＬにエネルギーをチャージしている。図３（ｂ）では、全てのスイッチＳ１～Ｓ４をＯＦＦにしてインダクタＬのエネルギーを放出し、ダイオードＤ３，Ｄ４を通して負荷Ｌｏａｄ１に電力を供給する。図３（ａ）（ｂ）の状態を適切なタイミングで繰り返しスイッチングすることにより、電源Ｖ１の電圧から電源Ｖ３の電圧に変換（昇圧）することができる（昇圧チョッパ回路）。

なお図３（ｂ）の状態において、スイッチＳ３，Ｓ４をＯＮにする同期整流を行ってもよい。ＭＯＳＦＥＴは双方向導通が可能であり，一般的にＭＯＳＦＥＴはダイオードよりも損失特性が小さい。そこでダイオードＤ３，Ｄ４に電流が流れる期間でスイッチＳ３，Ｓ４をＯＮすることにより、電力損失を低減することができる。またダイオードＤ３，Ｄ４に電流を流さないことにより、ダイオードのリカバリ(逆回復)による電力損失やノイズの低減も図ることができる。

図４は電源Ｖ1と電源Ｖ２の電圧から電源Ｖ３の電圧へ変換する場合の動作(電源Ｖ1と電源Ｖ２から電源Ｖ３へ電力伝送する場合の動作)を説明する図である。ただし，電源Ｖ１の電圧＜電源Ｖ２の電圧＜電源Ｖ３の電圧である。

図４（ａ）では、スイッチＳ１，Ｓ２をＯＮにしてインダクタＬにエネルギーをチャージしている。図４（ｂ）ではスイッチＳ２のＯＮを継続し、スイッチＳ１をＯＦＦさせてインダクタＬのエネルギーを放出する。電源Ｖ１，Ｖ２は直列接続となり、ダイオードＤ４を通して電流が流れるため電源Ｖ１と電源Ｖ２の両方から負荷Ｌｏａｄ１に電力を供給する。図４（ａ）（ｂ）の状態を適切なタイミングで繰り返しスイッチングすることにより、電源Ｖ１と電源Ｖ２の電圧から電源Ｖ３の電圧へ変換(昇圧)することができる。なお、（電源Ｖ１の電圧＋電源Ｖ２の電圧）＜（電源Ｖ３の電圧）であっても、インダクタＬの作用によって昇圧が可能である。なお、図４（ｂ）の状態においてダイオードＤ４に電流が流れるタイミングでスイッチＳ４をＯＮにする同期整流を行ってもよい。

図５は電源Ｖ２（発電装置を想定する）の電圧から電源Ｖ１（二次電池を想定する）の電圧に変換する場合の動作(降圧動作)を説明する図である。本動作モードにおいては電源Ｖ１または電源Ｖ２から負荷Ｌｏａｄ１に対する電力供給はない。

図５（ａ）では、スイッチＳ３をＯＮにして、電源Ｖ２から電源Ｖ１へインダクタＬを介して電流を流す。インダクタＬの働きにより、電流は時間と共に増加する。図５（ｂ）では全てのスイッチＳ１～Ｓ４をＯＦＦにすると、インダクタの作用によりダイオードＤ1およびＤ２を介して電流が循環する。このとき，インダクタＬのエネルギーが放出され続け、電源Ｖ１側に流れる電流は時間と共に減少する。図５（ａ）（ｂ）の状態を適切なタイミングで繰り返しスイッチングすることにより、電源Ｖ２の電圧から電源Ｖ１の充電電圧へ変換(降圧)することができる（降圧チョッパ回路）。

また、図５中の破線で示すように、第１ポートＰｔ１に連結された第５ポートＰｔ５に、電源Ｖ１の電圧で動作する負荷Ｌｏａｄ２を接続することもできる。負荷Ｌｏａｄ２は第５ポートＰｔ５に接続しているが、第１ポートＰｔ１に接続することと等価である。この場合、電源Ｖ２から降圧して、電源Ｖ１に充電しつつ負荷Ｌｏａｄ２に電力を供給することができる。電源Ｖ２が発電していないときには、電源Ｖ１から負荷Ｌｏａｄ２に電力が供給される。

図６は電源Ｖ３（発電装置を想定する）の電圧から電源Ｖ１（二次電池を想定する）の電圧に変換する場合の動作(降圧動作)を説明する図である。

図６（ａ）では、スイッチＳ３，Ｓ４をＯＮにして、電源Ｖ３から電源Ｖ１へインダクタを介して電流を流す。インダクタＬの働きにより、電流は時間と共に増加する。図６（ｂ）では全てのスイッチＳ１～Ｓ４をＯＦＦにすると、インダクタの作用によりダイオードＤ1およびＤ２を介して電流が循環する。このとき，インダクタＬのエネルギーが放出され続け、電源Ｖ１側に流れる電流は時間と共に減少する。図６（ａ）（ｂ）の状態を適切なタイミングで繰り返しスイッチングすることにより、電源Ｖ３の電圧を電源Ｖ１の充電電圧に変換(降圧)することができる（降圧チョッパ回路）。また、図６に破線で示すように、第５ポートＰｔ５に接続された負荷Ｌｏａｄ２に電力を供給することができる。

図７は電源Ｖ２の電圧から電源Ｖ１の電圧へ変換(降圧)すると共に、電源Ｖ１の電圧と電源Ｖ２の電圧から昇圧動作によって電源Ｖ３の電圧へと変換する場合の動作を説明する図である。図７では、電源Ｖ２の電力を一旦電源Ｖ１に移した後，電源Ｖ1から電源Ｖ３へ電力を伝送する。換言すれば、電源Ｖ１を一時的なエネルギーバッファとして利用し，電源Ｖ２の電力を電源Ｖ３へと伝送するための動作である。ここでいう一時的なエネルギーバッファとは電源Ｖ２から電源Ｖ１に送り込まれる電力と電源Ｖ１から電源Ｖ３に送り出される電力を等しくすることを指す。また，電源Ｖ１が二次電池などの場合，半導体素子のスイッチングタイミングを調整し，電源Ｖ２から送り込む電力を大きくすることで電源Ｖ２から電源Ｖ３へ電力を伝送すると同時に二次電池を充電することも可能である。

図７の回路では、図７（ｅ）の回路動作図に示すように、電流不連続モードを用いる。電流不連続モードとは、第１から第４のスイッチを電流がゼロになっている状態あるいは電流がゼロとなる付近(ゼロクロス付近)でＯＮ，ＯＦＦさせる動作方式である。

図７（ａ）のＭｏｄｅ１では、スイッチＳ３をＯＮにして電源Ｖ２から電源Ｖ１にインダクタを介して電流を流す。インダクタＬの働きにより、電流は時間と共に増加する。図７（ｂ）のＭｏｄｅ２では、全てのスイッチＳ１～Ｓ４をＯＦＦにし、インダクタの作用によりダイオードＤ1およびＤ２を介して電流を循環させる。このとき，インダクタＬのエネルギーが放出され続け、電源Ｖ１側に流れる電流は時間と共に減少し、いずれゼロとなる。

図７（ｃ）のＭｏｄｅ３では、スイッチＳ１，Ｓ２をＯＮにしてインダクタＬにエネルギーをチャージしている。図７（ｄ）のＭｏｄｅ４ではスイッチＳ２のＯＮを継続し、スイッチＳ１をＯＦＦさせてインダクタＬのエネルギーを放出する。電源Ｖ１，Ｖ２は直列接続となり、ダイオードＤ４を通して負荷Ｌｏａｄ１に電力を供給する。なお，図７（ｄ）のＭｏｄｅ４において，電源Ｖ２を介したくない場合はスイッチＳ２をスイッチＳ１と同時にＯＦＦさせる。その結果，電流は電源Ｖ２を通らずにダイオードＤ３とＤ４を介して電源Ｖ３側に流れることになる。

図７（ａ）～（ｄ）の状態を適切なタイミングで繰り返しスイッチングすることにより、電源Ｖ１に充電しながら、電源Ｖ１の電圧とＶ２の電圧から電源Ｖ３の電圧に変換(昇圧)することができる。あるいは，電源Ｖ２から電源Ｖ１へと流れる電流と電源Ｖ1から電源Ｖ３へと流れる電流をスイッチングによって制御し，電源Ｖ１からの電流流出入量をゼロにすることで電源Ｖ２単体で電源Ｖ３への電力伝送を実現することができる。これは電源Ｖ２から電源Ｖ３への直接的な電力伝送が難しいため，電源Ｖ１を一時的なエネルギーバッファとして用いて電力伝送を実現する手法である。

なお，上記動作を実現するためにはインダクタＬに流れる電流の向きを反転させる必要がある。本回路方式ではＭｏｄｅ２とＭｏｄｅ３の間，Ｍｏｄｅ４とＭｏｄｅ１の間でゼロ電流期間 (インダクタおよびスイッチＳ１～Ｓ４の素子に電流が流れていない期間：Ｐａｕｓｅ) を設けることで電流の反転を達成している。これは一般的に電流不連続モードと呼称され，インダクタ電流が一方向に流れる電流連続モードと比べてインダクタンスを低減することができる。また，電流不連続モードは各動作の間にゼロ電流期間が入るためタイムシェアリングによる回路制御が可能となり，複数の制御手法を半導体素子のスイッチング周期レベルで実現することができる。さらに，ゼロ電流期間で半導体素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替えることでスイッチング損失を低減することもできる。結果，インダクタの小型化，電力変換効率の向上に伴う冷却装置の小型化および簡素化が可能である。

なお、ＭＯＳＦＥＴのような双方向導通が可能な素子を採用している場合，図７（ａ）のダイオードＤ１に電流が流れるときにスイッチＳ１をＯＮにしたり、図７（ｄ）のダイオードＤ４に電流が流れるタイミングでスイッチＳ４をＯＮにしたりする同期整流を行ってもよい。

図８は電力変換回路１００の他の構成を説明する図である。スイッチＳ１～Ｓ４のうち、同期整流以外でＳ４を積極的にスイッチングする必要があるのは、電源Ｖ３の電圧から降圧する場合，つまり，第１ポートＰｔ１あるいは第２ポートＰｔ２側に電流を流すのみである（図６（ａ）参照）。したがって、定常的、瞬間的に関わらず、第３ポートＰｔ３側から第１ポートＰｔ１，第２ポートＰｔ２側へ電流を流すような回路動作をさせない場合、スイッチＳ４の位置をダイオードＤ４に置き換えることが可能である。

ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどのスイッチング素子は、基本的に外付けのドライブ回路が必要である。（ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどの電圧駆動素子にはゲート駆動回路が必要となり、トランジスタなどの電流駆動素子にはベース電流を流すための回路が必要となる。）これに対して、ダイオードはドライブ回路が不要である。したがってダイオードに置換することにより、回路を簡略化し、コストを低減させることができる。なおダイオードとしては、ＰＮダイオードやショットキーバリアダイオード等、一般的な電力変換回路に使用されるダイオードであれば適用が可能である。

上記説明したとおり、本実施形態にかかる電力変換回路１００は、第１ポートＰｔ１に接続した電源Ｖ１から電源Ｖ２，電源Ｖ３を見れば、インダクタＬを昇圧回路の一部として利用することができる。一方、第２または第３ポートＰｔ２，Ｐｔ３に接続した電源Ｖ２、Ｖ３から電源Ｖ１を見れば、インダクタＬを降圧回路の一部として利用することができる。すなわち最大３つの電圧の異なる電源Ｖ１～Ｖ３が接続可能であり、かつ１つのインダクタＬで昇圧回路と降圧回路を実現することができる。このため、システムの小型化および軽量化を図ることができる。

とくに第１から第３ポートの全てに合計３つの電源を接続した構成においては、第１ポートＰｔ１に接続した電源Ｖ１単体の電圧，あるいは電源Ｖ１と第２ポートＰｔ２に接続した電源Ｖ２の合計電圧から第３ポートＰｔ３の電圧へ変換(昇圧)することができる。また，第２ポートＰｔ２に接続した電源Ｖ２の電圧または第３ポートＰｔ３に接続した電源Ｖ３の電圧から第１ポートＰｔ１の電圧へ変換(降圧)することも可能である。さらに，電源Ｖ１を一時的なエネルギーバッファとして利用することで電源Ｖ２から電源Ｖ３への電力伝送も可能となる。すなわち３種類の電圧の異なる直流電源を同時に利用し，電源間での電力融通を実現することができる。

最後に、前述の実施形態は例示であり、発明の範囲はそれらに限定されない。前述の実施形態は種々変更可能であり、例えば、前述の実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素が削除されてもよく、さらに、異なる実施形態に係る構成要素が適宜組み合わされてもよい。

本発明は、最大３つの直流電源の電圧を昇圧または降圧して負荷に供給する電力変換回路として利用することができる。

Ｐｔ１…第１ポート、Ｐｔ２…第２ポート、Ｐｔ３…第３ポート、Ｐｔ４…第４ポート、Ｐｔ５…第５ポート、Ｖ１～Ｖ３…電源、Ｄ１～Ｄ４…ダイオード、Ｓ１～Ｓ４…スイッチ、１００…電力変換回路、Ｇ…グランド、Ｌ…インダクタ、Ｌｏａｄ１、Ｌｏａｄ２…負荷

Claims

グランドから直列に接続された第１から第４のスイッチと、
前記第２と第３のスイッチの間に一端を接続されたインダクタと、
前記グランドと前記インダクタの他端との間を接続する第１ポートと、
前記第１と第２のスイッチの間から前記第３と第４のスイッチの間を接続する第２ポートと、
前記グランドと前記第４のスイッチの後段とを接続する第３ポートとを有し、
前記第１ポートおよび第３ポートには発電装置または二次電池からなる電源または負荷、もしくはその両方を接続し、
前記第２ポートには発電装置または二次電池からなる電源または該電源と負荷の両方を接続することを特徴とする電力変換回路。
前記第１から第３ポートの全てに発電装置または二次電池からなる電源を合計３つ接続し、前記第１から第３ポートのいずれか１つまたは複数に負荷を接続することを特徴とする請求項１に記載の電力変換回路。
前記第１から第４のスイッチを、それぞれのスイッチを流れる電流がゼロになっている状態あるいは電流がゼロとなる付近でＯＮ，ＯＦＦさせる電流不連続モードで動作させることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換回路。