JP6936993B2 - 電力変換回路 - Google Patents

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Description

本発明は,最大3つの直流電源を接続し,昇圧または降圧して負荷に電力を供給する電力変換回路に関する。
近年は再生可能エネルギー利用への関心の高まりから,一般家庭においても商用電源のみでなく太陽光発電や風力発電,燃料電池など様々な電源の利用促進が図られている。一方,太陽光や風力を初めとする再生可能エネルギーによる発電は発電量のムラが大きいため,電力を平準化し,安定した電力供給を実現するために二次電池が備えられている。さらに,インバータを接続して発電した電力や二次電池に蓄えられた余剰電力を逆潮流として電力系統に送り込むことも実施されている。これらを含む電力変換回路においては,太陽光パネルを初めとする電源の電圧をインバータ入力電圧(電力系統電圧の波高値以上)に昇圧する回路(昇圧回路)と,電源電圧から二次電池の充電電圧まで降圧する回路(降圧回路)が含まれている。
これらの昇圧回路および降圧回路は,近年,半導体スイッチング素子と受動素子であるインダクタおよびコンデンサを用いたチョッパ回路(昇圧チョッパ回路,降圧チョッパ回路)が一般的に採用されている。上記の回路中で,インダクタは大きく,重く,かつ高価な部品であるため,インダクタの小型化や使用個数の削減はシステムの小型化,軽量化および低コスト化に直接的に影響を与えることが多い。
特許文献1に記載されたDC−DCコンバータ20は,4つのスイッチS1〜S4と1つのインダクタで構成され,昇降圧動作が可能である。つまり,二次電池に対しては降圧して充電し,二次電池から昇圧して負荷に電力を供給するという動作を実現している。特許文献2に記載されたコンバータ50は,入力される電力源の電圧を昇圧する昇圧コンバータまたは降圧可能なバックコンバータとして作用する双方向コンバーティング動作を行うことができると説明されている(段落0059)。
しかしながら特許文献1,2に記載された技術では,1つの発電装置と1つの二次電池しか接続することができない。そこで出願人らは,非特許文献1に開示されている「スイッチドキャパシタコンバータ(以下,SCCという)に昇圧リアクトル(インダクタ)を接続したマルチレベルDC−DCコンバータ」を応用して,フライングキャパシタに代えて電源を接続することにより,3つ以上の複数電源を接続可能とし,相互の電力融通を可能とした電力変換回路を出願している(特許文献3)。
特開2016−025826号公報 特開2014−067697号公報 特願2019−126222号
松浦浩一, 伊東淳一: 「スイッチドキャパシタ形3レベルDC-DCコンバータの損失評価」, SPC沖縄, SPC-11-098, PSE-11-061, PE-11-044 (2011)
特許文献3の回路においては,確かに,電圧の異なる直流電源が最大3つまで接続可能であり,かつ1つのインダクタで昇圧または降圧して電源間での電力融通および負荷への電力供給が可能である。しかしながら,回路両側にあるポートの負極を接地してグランドとする場合,マルチレベルDC−DCコンバータのフライングキャパシタに代えて接続するポートは,負極とグランドとの間にスイッチがあり,直接接地することができない。したがって,回路両側のポートに電源や負荷を接続し,それらの負極を接地する場合,従来,フライングキャパシタが接続されていたポートには,漏電対策など,公衆の安全を確保するという観点から接地を必要とする電源や負荷は接続できないという問題がある。
また,上記のポートに接続される電源は,電源の負極とグランドとの間にスイッチがあるため,電位が不安定になる。具体的には,各スイッチのON/OFFの状態によって,負極がグランドに直接接続される場合や他の電源を介してグランドと接続される場合などがある。結果的に電源の電位が頻繁かつ大幅に変動するため,システムと対地間に発生する寄生コンデンサを介して高周波電流が外部に流出し,コモンモードノイズが増大するおそれがある。コモンモードノイズは種々のガイドラインに従って抑制する必要があるが,ノイズレベルが大きいほど高い減衰性能を持つコモンモードノイズフィルタを採用しなければならず,システムの大型化,高重量化および高コスト化を招いてしまうという問題がある。
そこで本発明では,電圧の異なる直流電源または負荷が最大3つまで接続可能であり,1つのインダクタで昇圧または降圧して電源間での電力融通および負荷への電力供給が可能であり,さらに全ての電源または負荷が接地可能であり,特許文献3で提示している従来回路に対してコモンモードノイズの低減を図ることができる電力変換回路の提供を目的としている。
上記課題を解決するために,本発明にかかる電力変換回路の代表的な構成は,グランドから直列に接続された第1および第2のスイッチと,第1および第2のスイッチの間に一端を接続されたインダクタと,グランドとインダクタの他端との間を接続する第1ポートと,第1および第2のスイッチの間に一端を接続された第3のスイッチと,グランドと第3のスイッチの他端との間を接続する第2ポートと,グランドと第2のスイッチの後段とを接続する第3ポートとを有し,第1から第3ポートに電源もしくは負荷,またはその両方を接続することを特徴とする。また,本回路方式は,種々の回路動作において,第1から第3のスイッチを電流がゼロになっている状態あるいは電流がゼロとなる付近(ゼロクロス付近)でON,OFFさせる電流不連続モードで動作させてもよい。
本発明によれば,第1ポートから第3ポートにはいずれも電源を接続したり,しなかったりすることができ,電圧の異なる直流電源または負荷が最大3つまで接続可能である。そして,1つのインダクタで昇圧または降圧して電源間での電力融通および負荷への電力供給が可能である。
さらに,第1から第3ポートの全ての負極が共通のグランド(グランド線ないしグランドパターン)で接続されるため,全負極を接地することが可能である。よって,いずれのポートにおいても漏電などの事故発生時における安全性が向上し,接地を必要とする電源や負荷の接続が可能となる。また,いずれのポートにおいても,接続された電源あるいは負荷の電位が安定するため,特許文献3で提示している従来回路に比べてコモンモードノイズのレベルを低減することができる。したがって,ノイズフィルタの小型化を図ることができ,ひいてはシステムの小型化,低重量化および低コスト化を図ることができる。
第1から第3ポートの全てに合計3つの直流電源を接続し,第1から第3ポートのいずれか1つまたは複数に負荷を接続してもよい。
この構成においては,第1ポートに接続した直流電源の電圧から第2ポートの電圧および第3ポートの電圧へ変換(昇圧)することができるし,第2ポートに接続した直流電源の電圧および第3ポートに接続した直流電源の電圧から第1ポートの電圧へ変換(降圧)することもできる。さらに,第1ポートにバッファ素子を接続し,第2ポートから第1ポートへ一時的にエネルギーを受け渡した後,第1ポートから第3ポートへエネルギーを送ることで第2ポートから第3ポートへの電力伝送が可能である。この場合,第2ポートから第1ポートへのエネルギー伝送時は降圧動作,第1ポートから第3ポートへのエネルギー伝送時は昇圧動作となる。また上記とは逆に,第3ポートから第1ポートを経由して第2ポート側に電流を流すことで第3ポートから第2ポートへの電力伝送もできる。この場合,第3ポートから第1ポートへのエネルギー伝送は降圧動作,第1ポートから第2ポートへのエネルギー伝送は昇圧動作となる。すなわち3種類のいずれも電圧が異なる直流電源を同時に利用することができ,かつ相互の電力融通が可能となる。
第2のスイッチに代えて,インダクタから第3のポートへと向かって電流が流れるダイオードを備えていてもよい。第3ポート側から第1,第2ポート側へ電流を流すような回路動作をさせない場合,第2のスイッチには外部駆動回路の設置が要求されるスイッチング素子を採用する必要がない。このため1方向にのみ電流を流すためのダイオードに置き換えることができ,外部駆動回路削減によるシステムの簡略化とコストの低減が可能となる。
スイッチのそれぞれには逆並列ダイオードが備えられていてもよい。スイッチにIGBTを使用する場合には,逆並列ダイオードが内包されていないものもあるため,そのような素子を使用する場合には逆並列ダイオードとして別途ダイオードを接続する必要がある。MOSFETの場合には寄生ダイオードを逆並列ダイオードとして利用することができるが,別途ダイオードを取り付けることによって回路特性の改善(効率向上やノイズ低減)が可能となる。
第1から第3のスイッチは,複数のスイッチング素子を直列または並列して構成していてもよい。スイッチング素子がMOSFETである場合には,複数並列接続することにより,1素子に流れる電流が小さくなることで導通損失を低減することができる。別の見方では,MOSFETの内部抵抗が並列接続されることで,抵抗成分を減少させることができる。スイッチング素子がIGBTである場合,IGBTを多段直列接続することで高圧のアプリケーションに対応することができる。通常,IGBTなどのスイッチング素子全般は仕様で決められている耐圧以上の電圧を扱うアプリケーションには適用できないが,IGBTを多段直列接続することでIGBT単体に印加される電圧が小さくなるためIGBT単体の耐圧を超えるような高い電圧を扱うアプリケーションにも適用が可能となる。その結果として,IGBT単体の耐圧を超えるような高電圧を扱うアプリケーションに比較的耐圧が低いIGBTを使用することができるようになる。なお,一般的に耐圧が高いIGBTは半導体素子の特性上,高速スイッチングが困難であるため,受動素子(インダクタやコンデンサ)の大型化を招くおそれがある。一方,耐圧が低いIGBTは高速駆動が可能であるため前記した受動素子の小型化に寄与することができる。SiC−MOSFETやGaN−FET,パワートランジスタなどの電力変換回路に一般的に用いられる半導体スイッチング素子であれば上記のMOSFETやIGBTと同様,単体あるいは直並列接続しての動作が可能である。
本発明によれば,電圧の異なる直流電源および負荷が最大3つまで接続可能であり,かつ1つのインダクタで昇圧または降圧して電源間での電力融通および負荷への電力供給が可能であり,さらに全ての電源または負荷が接地可能であり,コモンモードノイズの低減を図ることが可能な電力変換回路を提供することができる。
本実施形態にかかる電力変換回路の構成を説明する図である。 スイッチとして具体的なスイッチング素子を示した図である。 電源PW1の電圧V1から第3ポートPt3の電圧V3に変換する場合の動作(昇圧動作)を説明する図である。 電源PW2の電圧V2から電源PW1の電圧V1に変換する場合の動作(降圧動作)を説明する図である。 電源PW2の電圧V2から電源PW1の電圧V1へ変換(降圧)するとともに,電源PW1の電圧V1から第3ポートPt3の電圧V3へ変換(昇圧)する動作を説明する図である。 図5の構成の回路動作図である。 電源PW3の電圧V3から電源PW1の電圧V1へ変換(降圧)するとともに,電源PW1の電圧V1から第2ポートPt2の電圧V2へ変換(昇圧)する動作を説明する図である。 図7の構成の回路動作図である。 電力変換回路の他の構成を説明する図である。 電力変換回路の他の構成を説明する図である。
以下に添付図面を参照しながら,本発明の好適な実施形態について詳細に説明する。かかる実施形態に示す寸法,材料,その他具体的な数値などは,発明の理解を容易とするための例示に過ぎず,特に断る場合を除き,本発明を限定するものではない。なお,本明細書および図面において,実質的に同一の機能,構成を有する要素については,同一の符号を付することにより重複説明を省略し,また本発明に直接関係のない要素は図示または説明を省略する。
図1は本実施形態にかかる電力変換回路の構成を説明する図である。図1に示す電力変換回路100は,グランドGから直列に接続された第1および第2のスイッチS1,S2と,第1および第2のスイッチS1,S2の間に一端を接続されたインダクタLとを備えている。
本発明において,電源や負荷が接続可能な端子をポートと称する。図1の回路では,グランドGとインダクタLの他端との間を接続する第1ポートPt1と,第1および第2のスイッチS1,S2の間に一端を接続された第3のスイッチS3と,グランドと第3のスイッチS3の他端との間を接続する第2ポートPt2と,グランドGと第2のスイッチS2の後段とを接続する第3ポートPt3とを有している。
これら3つのポートPt1,Pt2,Pt3の少なくとも1つに直流電源を接続する。全てのポートに同時に電源を接続することもでき,電源PW1,PW2,PW3として,電圧の異なる電源を最大3つまで接続することができる。ただし,第1ポートに接続する電源の電圧V1<第2ポートに接続する電源の電圧V2<第3ポートに接続する電源の電圧V3という関係がある。また3つのポートPt1,Pt2,Pt3のいずれにも,電源に代えて負荷またはコンデンサを接続することができる。
各ポートには,電源に代えてコンデンサを単体で接続してもよいし,コンデンサと負荷を両方接続してもよい。コンデンサの種類は特に指定がなく,電力変換器に一般的に使用されるコンデンサであれば適用可能である。
電源PW1〜PW3の種類については,直流電源であればよく,特段の指定や限定はない。例えば発電装置としては,太陽光パネルや燃料電池などが適用できる。蓄電デバイスとしては二次電池全般および電気二重層キャパシタなどが適用可能である。また,発電装置や二次電池に何らかの電力変換器が備えられている場合であっても,直流電源として利用することができる。例えば,風力発電のような交流電源に整流器を接続して直流に変換したものも直流電源として取り扱うことができる。
そして本発明の特徴的な構成として,第1から第3のポートPt1〜Pt3の負極は共通のグランドGで接続されている。このグランドGを接地することにより,全ポートの負極を接地することが可能である。よって,いずれのポートも漏電などの事故発生時における安全性が向上し,接地を必要とする電源や負荷を接続することが可能となる。また,いずれのポートにおいても,接続された電源あるいは負荷の電位が安定するため,コモンモードノイズのレベルを低減することができる。したがってノイズフィルタの小型化を図ることができ,ひいてはシステムの小型化,低重量化および低コスト化を図ることができる。
図1の例では,第3ポートPt3に連結された第4ポートPt4に負荷Load1を接続している。第3ポートPt3と第4ポートPt4は並列であって,電源や負荷,コンデンサなどの回路部品を第3ポートPt3に接続することと第4ポートPt4に接続することは電気的に等価である。つまり,電圧条件が合致するのであれば電源と負荷を並列に接続しても良い。また後述する図7に示すように,第1ポートPt1に連結された第5ポートPt5に負荷Load2を接続することもできる。第1ポートPt1に接続することと第5ポートPt5に接続することは電気的に等価である。同様に,第2ポートPt2に連結された第6ポートPt6に負荷Load3を接続することもできる。第2ポートPt2に接続することと第6ポートPt6に接続することは電気的に等価である。
負荷(Load1〜Load3)としては,特段の指定や限定はない。また,負荷としてDC−DCコンバータやインバータなどの他の電力変換器を接続することも可能である。なお,図示は省略しているが,電源ラインとグランドとの間に,平滑用のコンデンサを適宜取り付けるとよい。
上記構成の電力変換回路によれば,1つのインダクタLで昇圧または降圧して電源間での電力融通および負荷への電力供給が可能である。図1において,第1ポートPt1から第3ポートPt3へ電力を供給する場合,破線Aで囲った素子の組み合わせは昇圧回路として機能する。また,第1ポートPt1に接続した直流電源から第3ポートPt3を見れば,インダクタLを昇圧回路の一部として利用することができる。逆に,第3ポートPt3から第1ポートPt1へ電力を供給する場合,破線Aは降圧回路となり,インダクタLは降圧回路の一部となる。図1において,第2ポートPt2から第1ポートPt1へ電力を供給する場合,破線Bで囲った素子の組み合わせは降圧回路として機能する。よって,インダクタLは降圧回路の一部として利用することができる。一方,第1ポートPt1から第2ポートPt2へ電力を供給する場合,破線Bは昇圧回路となり,インダクタLは昇圧回路の一部となる。
さらに,第1ポートPt1に二次電池を含む電源あるいはコンデンサなどの回路部品を接続して一時的なエネルギーバッファとして利用することで,第2ポートPt2から第3ポートPt3への電力伝送が可能である。逆に,第3ポートPt3から第1ポートPt1を経由して第2ポートPt2に電力伝送もできる。すなわち電圧の異なる直流電源が最大3つまで接続可能であり,かつ1つのインダクタLで昇圧回路と降圧回路を実現し,電力を伝送することができる。また,インダクタLが1つであるため,システムの小型化および軽量化を図ることができる。
第1から第3のスイッチS1〜S3は,電力変換器において一般的に使用されるスイッチング素子であれば全般的に適用が可能である。適用可能なスイッチング素子の例として,MOSFET(Metal-oxide-semiconductor field-effect transistor),IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor),MOSFET以外のFET(J-FETや Metal-semiconductor FET(MESFET)等),パワートランジスタ,SiC(Silicon Carbide)−MOSFET,GaN(Gallium nitride)−FETなどを使用することができる。
図2はスイッチとして具体的なスイッチング素子を示した図であって,図2(a)ではスイッチング素子としてMOSFETを採用した場合の構成を示している。スイッチS3は,MOSFETのソース同士を接続して双方向スイッチ(交流スイッチ)としている。スイッチS3を構成している2つのスイッチS3−1,S3−2は電流を流す方向に応じて片方ずつスイッチングさせて使用してもよいし,MOSFETの双方向導通性を生かして電力損失低減のために両スイッチを同期させてスイッチングさせてもよい。また,スイッチS1,S2は単体のスイッチング素子で構成してもよいし,複数のスイッチング素子を直列または並列して構成していてもよい。スイッチング素子としてMOSFETを使用する場合には,図2(a)にて破線の枠で示すように,複数並列接続(S1−1〜S1−n)とすることができる。これにより,1素子に流れる電流が小さくなることで導通損失を低減することができる。別の見方では,素子が並列接続されることで,MOSFETの内部抵抗が並列接続されることになり,その結果,抵抗成分を減少させることができる。
図2(b)はスイッチング素子としてIGBTを採用した場合の構成を示している。スイッチS3を構成している2つのスイッチS3−1,S3−2は電流を流す方向に応じて片方ずつスイッチングさせて使用する。半導体スイッチング素子全般において半導体素子の特性上あるいは素子で発生する電力損失の関係上,一般的に定格電圧(耐圧)が低いものの方が高速駆動に適している。したがってIGBTを採用する場合,多段直列接続(S1−1〜S1−n)として1素子にかかる電位差を小さくすることにより,高速駆動可能な低耐圧のIGBTを使用することが可能となる。結果として,IGBT単体の耐圧を超える高電圧を扱うアプリケーションにも低耐圧品を適用することが可能となる。なお,既述した半導体素子の特性により,一般的な高耐圧IGBTは高速スイッチングが困難であるため,受動素子(インダクタやコンデンサ)が大型化する傾向があり,小型軽量化や低廉化という本発明の目的から離れてしまう。
図2(a),(b)の回路図において,スイッチS1,S2,S3−1,S3−2の各スイッチング素子に逆並列接続されているダイオードD1,D2,D3−1,D3−2については,スイッチング素子がMOSFETの場合には素子内の寄生ダイオードを利用することができる。スイッチング素子にIGBTを使用する場合には,逆並列ダイオードが内包されていないものもあるため,そのような場合には別途,逆並列にダイオードを接続する必要がある。MOSFETの場合にも,ダイオードを別途取り付けることによって回路特性を改善(効率向上やノイズ低減)が可能となる。
図3は電源PW1の電圧V1から第3ポートPt3の電圧V3へ変換する場合の動作(昇圧動作)を説明する図である。第3ポートPt3には平滑用のコンデンサC1が接続されていて,第4ポートPt4には負荷Load1が接続されている。図3(a)ではスイッチS1をONにしてインダクタLに電流を流してエネルギーをチャージしている。図3(b)ではスイッチS1をOFFさせ,S2はOFF状態を継続させてインダクタLのエネルギーを放出し,電流をダイオードD2を介して流して負荷Load1に電力を供給する。図3(a),(b)の状態を適切なタイミングで繰り返しスイッチングすることにより,電源PW1の電圧V1から第3ポートPt3の電圧V3に変換(昇圧)することができる(昇圧チョッパ回路としての動作)。
なお図3(b)の状態において,ダイオードD2に電流が流れるタイミングでスイッチS2をONにする同期整流を行ってもよい。MOSFETは双方向導通が可能であり,一般的にMOSFETはダイオードよりも損失特性が小さい。そこでダイオードD2に電流が流れる期間でスイッチS2をONすることにより,電力損失を低減することができる。またダイオードD2に電流を流さないことにより,ダイオードのリカバリ(逆回復)による電力損失やノイズの低減も図ることができる。
図4は電源PW2(発電装置を想定する)の電圧V2から電源PW1(二次電池や電気二重層キャパシタなどの蓄電デバイスを想定する)の電圧V1に変換する場合の動作(降圧動作)を説明する図である。本動作モードにおいては電源PW1または電源PW2から第4ポートPt4に接続された負荷Load1に対する電力供給はない。
図4(a)では,スイッチS3をONにして,電源PW2から電源PW1へインダクタLを介して電流を流す。インダクタLの作用により,電流は時間と共に増加する。図4(b)では全てのスイッチS1〜S3をOFFにすると,インダクタLの作用によりダイオードD1を介して電流が環流する。このとき,インダクタLのエネルギーが放出され続け,電源PW1側に流れる電流は時間と共に減少する。図4(a),(b)の状態を適切なタイミングで繰り返しスイッチングすることにより,電源PW2の電圧V2から電源PW1の電圧V1(蓄電デバイスを採用している場合は充電電圧に相当)へ変換(降圧)することができる(降圧チョッパ回路としての動作)。
また,図4(a)中の破線で示すように,第1ポートPt1に連結された第5ポートPt5に,電源PW1の電圧V1で動作する負荷Load2を接続することもできる。負荷Load2は第5ポートPt5に接続しているが,第1ポートPt1に接続することと電気的に等価である。この場合,電源PW2から降圧して,電源PW1に充電しつつ負荷Load2に電力を供給することができる。また,電源PW2が発電していないときには,電源PW1から負荷Load2に電力が供給される。
図5および図6は,電源PW2の電圧V2から電源PW1の電圧V1へ変換(降圧)すると共に,電源PW1の電圧V1から昇圧動作によって第3ポートPt3の電圧V3へと変換(昇圧)する動作を説明する図である。第3ポートPt3にはコンデンサC1が接続されていて,第4ポートPt4には負荷Load1が接続されている。
図5では,電源PW2の電力を一旦電源PW1に移した後,電源PW1から第3ポートPt3側へ電力を伝送する。換言すれば,電源PW1を一時的なエネルギーバッファ(バッファ素子)として利用し,電源PW2の電力を第3ポートPt3側へと伝送するための動作である。ここでいう一時的なエネルギーバッファとは電源PW2から電源PW1に送り込まれる電力と電源PW1から第3ポートPt3に送り出される電力を等しくすることを指す。また,電源PW1が二次電池や電気二重層キャパシタなどの場合,半導体素子のスイッチングタイミングを調整し,電源PW2から送り込む電力を大きくすることで電源PW2から第3ポートPt3側へ電力を伝送すると同時に二次電池(電源PW1)を充電することも可能である。逆に,電源PW1から第3ポートPt3側へ電力を伝送する際に電源PW2から伝送されてきた電力以上を電源PW1から引き抜くことも可能である。この場合,電源PW1とPW2の両電源から第3ポートPt3側へ電力を供給することになる。
図5の回路では,図6の回路動作図に示すように,インダクタに流れる電流(インダクタ電流)を不連続にする手法を採用している。なお,この回路動作,状態は一般的に電流不連続モードと呼称される。電流不連続モードとは,第1から第3のスイッチをインダクタ電流がゼロになっている状態あるいは電流がゼロとなる付近(ゼロクロス付近)でON,OFFさせる動作方式である。
図5(a)のMode1では,スイッチS3をONにして電源PW2から電源PW1にインダクタLを介して電流を流す。インダクタLの作用により,電流は時間と共に増加する。図5(b)のMode2では,全てのスイッチS1〜S3をOFFにし,インダクタLの作用によりダイオードD1を介して電流を環流させる。このとき,インダクタLのエネルギーが放出され続け,電源PW1側に流れる電流は時間と共に減少し,いずれゼロとなる。
図5(c)のMode3では,スイッチS1をONにしてインダクタLに電流を流してエネルギーをチャージしている。図5(d)のMode4ではスイッチS1をOFFさせてインダクタLのエネルギーを放出し,ダイオードD2を通して第3ポートPt3側に電流を流し,負荷Load1に電力を供給する。
図5(a)〜(d)の状態を適切なタイミングで繰り返しスイッチングすることにより,電源PW2の電力によって電源PW1を充電(降圧)しながら,電源PW1の電圧V1から第3ポートPt3(および第4ポートPt4)の電圧V3に変換(昇圧)することができる。あるいは,電源PW2から電源PW1へと流れる電流と電源PW1から第3ポートPt3へと流れる電流をスイッチングによって制御し,電源PW1からの電流流出入量をゼロにすることで,電源PW1における入出力電力のバランスを釣り合わせることができる。この動作は結果的に電源PW2単体での第3ポートPt3側への電力伝送を達成していることになる。これは電源PW2から第3ポートPt3側への直接的な電力伝送が難しいため,電源PW1を一時的なエネルギーバッファとして用いて電力伝送を可能とする手法である。さらに,インダクタに流れる電流を制御し,電源PW1から第3ポートPt3へ伝送される電力よりも電源PW2から電源PW1へ伝送される電力を大きくすれば負荷に電力供給を行いながらの電源PW1の充電が実現できる。逆に,電源PW1から第3ポートPt3側へ伝送される電力を充電電力よりも大きくすれば電源PW1とPW2両方からの負荷Load1への電力供給が可能となる。
なお,上記動作を実現するためにはインダクタLに流れる電流の向きを反転させる必要がある。本回路方式ではMode2とMode3の間,Mode4とMode1の間でゼロ電流期間Pa. (インダクタおよびスイッチS1〜S3のスイッチング素子に回路動作の原理的に電流が流れていない期間:Pause) を設けることで電流の反転を達成している。この回路動作,状態は一般的に電流不連続モードと呼称され,インダクタ電流が一方向に流れる電流連続モードと比べてインダクタンスを低減することができる。また,電流不連続モードは各動作の間にゼロ電流期間が入るためタイムシェアリングによる回路制御が可能となり,複数の制御手法を半導体素子のスイッチング周期レベルで実現することができる。さらに,ゼロ電流期間で半導体素子のON/OFFを切り替えることでスイッチング損失を低減することもできる。結果,インダクタの小型化,電力変換効率の向上に伴う冷却装置の小型化および簡素化が実現できる。
なお,MOSFETのような双方向の導通が可能なスイッチング素子を採用している場合,図5(b)のダイオードD1に電流が流れるときにスイッチS1をONにしたり,図5(d)のダイオードD2に電流が流れるタイミングでスイッチS2をONにしたりする同期整流を行ってもよい。
図7および図8は,電源PW3の電圧V3から電源PW1の電圧V1へ変換(降圧)するとともに,電源PW1の電圧V1から第2ポートPt2の電圧V2へ変換(昇圧)する動作を説明する図である。第1ポートPt1に連結された第5ポートPt5に負荷Load2が接続されている。第2ポートPt2にはコンデンサC2が接続されていて,第2ポートPt2に連結された第6ポートPt6に負荷Load3が接続されている。第3ポートPt3には電源PW3が接続されている。
図7では,電源PW3の電力を一旦電源PW1に移した後,電源PW1から第2ポートPt2側へ電力を伝送する。換言すれば,電源PW1を一時的なエネルギーバッファ(バッファ素子)として利用し,電源PW3の電力を第2ポートPt2側へと伝送するための動作である。ここでいう一時的なエネルギーバッファとは電源PW3から電源PW1に送り込まれる電力と電源PW1から第2ポートPt2側に送り出される電力を等しくすることを指す。また,電源PW1が二次電池などの場合,半導体素子のスイッチングタイミングを調整し,電源PW3から送り込む電力を大きくすることで電源PW3から第2ポートPt2へ電力を伝送すると同時に二次電池(電源PW1)を充電することも可能である。逆に,電源PW3から電源PW1への伝送電力よりも電源PW1から第2ポートPt2側への伝送電力を大きくすると,電源PW1とPW3の両電源から負荷Load3に電力を供給することもできる。
図7の回路では,図8の回路動作図に示すように,インダクタに流れる電流(インダクタ電流)を不連続にする手法を採用している。なお,この回路動作,状態は一般的に電流不連続モードと呼称される。電流不連続モードとは,第1から第3のスイッチをインダクタ電流がゼロになっている状態あるいは電流がゼロとなる付近(ゼロクロス付近)でON,OFFさせる動作方式である。
図7(a)のMode1では,スイッチS2をONにして,電源PW3から電源PW1へインダクタLを介して電流を流す。インダクタLの作用により,電流は時間と共に増加する。図7(b)のMode2で全てのスイッチS1〜S3をOFFにすると,インダクタLの作用によりダイオードD1を介して電流が環流する。このとき,インダクタLのエネルギーが放出され続け,第1ポートPt1側に流れる電流は時間と共に減少する。図7(a),(b)の状態を適切なタイミングで繰り返しスイッチングすることにより,電源PW3の電圧V3を電源PW1の電圧V1(電源PW1が蓄電デバイスである場合は充電電圧に相当)に変換(降圧)することができる(降圧チョッパ回路としての動作)。
図7(c)のMode3では,スイッチS1をONにすることで電源PW1からインダクタLに電流が流れ,エネルギーをチャージしている。図7(d)のMode4ではスイッチS1をOFFし,かつスイッチS3をONすることにより,インダクタLのエネルギーを放出して第2ポートPt2の電圧V2に変換(昇圧)する。これにより第6ポートPt6に接続された負荷Load3に電力を供給する。
図7(a)〜(d)の状態を適切なタイミングで繰り返しスイッチングすることにより,電源PW3から伝送される電力によって電源PW1を充電(降圧)しながら,電源PW1の電圧V1から第2ポートPt2(および第6ポートPt6)の電圧V2に変換(昇圧)することができる。あるいは,電源PW3から電源PW1へと流れる電流と電源PW1から第2ポートPt2側へと流れる電流をスイッチングによって制御し,電源PW1からの電流流出入量をゼロにすることで,電源PW1における入出力電力のバランスを釣り合わせることができる。この動作は結果的に電源PW3単体での第2ポートPt2側への電力伝送を達成していることになる。これは電源PW3から第2ポートPt2側への直接的な電力伝送が難しいため,電源PW1を一時的なエネルギーバッファとして用いて電力伝送を可能とする手法である。
さらに,インダクタに流れる電流を制御し,電源PW1から第2ポートPt2側へ伝送される電力よりも電源PW3から電源PW1へ伝送される電力を大きくすれば負荷に電力供給を行いながら電源PW1の充電が実現できる。逆に,電源PW1から第2ポートPt2側へ伝送される電力を電源PW3から電源PW1へ伝送される電力よりも大きくすれば,電源PW1とPW3両方からの負荷Load3への電力供給が可能となる。なお,図7の構成では上記のような動作をさせた場合においても,電源PW1に並列接続されている負荷Load2には電源PW1から安定して電力が供給される。
また,MOSFETのような双方向の導通が可能なスイッチング素子を採用している場合,図7(b)のダイオードD1に電流が流れるときにスイッチS1をONする同期整流を行ってもよい。スイッチS3を図2に示したような双方向スイッチとした場合も同様で,両方のMOSFETを同時にONさせることでダイオードを通過させる場合よりも電力損失を低減することができる。
図9は電力変換回路100の他の構成を説明する図である。スイッチS1〜S3のうち,同期整流以外でS2を積極的にスイッチングする必要があるのは,電源PW3の電圧V3から降圧する場合,つまり,第1ポートPt1あるいは第2ポートPt2側に電流を流す場合のみである(図7(a)参照)。したがって,定常的,瞬間的に関わらず,第3ポートPt3側から第1ポートPt1,第2ポートPt2側へ電流を流すような回路動作をさせない場合,スイッチS2の位置をダイオードD2のみに置き換えることが可能である。
上記については,回路の簡略化やコスト低減が可能となる利点が挙げられる。MOSFETやIGBTなどの半導体スイッチング素子は,基本的に外付けのドライブ回路が必要である。(MOSFETやIGBTなどの電圧駆動素子にはゲート駆動回路が必要となり,トランジスタなどの電流駆動素子にはベース電流を流すための回路が必要となる。)これに対して,ダイオードはドライブ回路が不要である。したがって上記のスイッチング素子をダイオードに置換することにより,回路を簡略化し,コストを低減させることができる。なお,ダイオードとしてはPNダイオードやショットキーバリアダイオード等,一般的な電力変換回路に使用されるダイオードであれば適用が可能である。
図10は電力変換回路100の他の構成を説明する図である。図2ではスイッチS3を2つのスイッチS3−1,S3−2(双方向スイッチ)で示していた。しかし,第2ポートPt2から第1ポートPt1へ電力供給する動作のみを実施する場合,つまり,第1ポートPt1から第2ポートPt2へ電流を流す必要が無い場合は,図10(a)に示すように,S3−1に代えて,第2ポートPt2から第1ポートPt1に電流が流れるダイオードD4を配置することができる。逆に,第1ポートPt1から第2ポートPt2へ電力供給する動作のみを実施する場合,つまり,第2ポートPt2から第1ポートPt1へ電流を流す必要が無い場合は,図10(b)に示すように,S3−2に代えて,第1ポートPt1から第2ポートPt2に電流が流れるダイオードD4を配置することができる。この意義としては,図9における説明でも記載したとおり,回路の簡略化やコスト低減が挙げられる。
上記で説明したとおり,本実施形態にかかる電力変換回路100は,最大3つまでの電圧の異なる電源PW1〜PW3が接続可能であり,かつ1つのインダクタLで昇圧回路と降圧回路を実現することができる。このため,システムの小型化,軽量化およびコスト低減を図ることができる。とくに第1から第3ポートの全てに合計3つの電源を接続した構成においては,3種類の電圧の異なる直流電源を同時に利用し,電源間での電力融通を実現することができる。
さらに,第1から第3ポートの全ての負極が共通のグランド(グランド線ないしグランドパターン)で接続されるため,全負極を接地することができる。よって,いずれのポートも漏電などの事故発生時における安全性が向上し,接地を必要とする電源や負荷を接続することが可能である。また,いずれのポートにおいても,接続された電源あるいは負荷の電位が安定するため,コモンモードノイズのレベルを低減することができる。したがってコモンモードノイズフィルタの小型化を図ることができ,ひいてはシステムの小型化,低重量化および低コスト化を図ることができる。
最後に,前述の実施形態は例示であり,発明の範囲はそれらに限定されない。前述の実施形態は種々変更可能であり,例えば,前述の実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素が削除されてもよく,さらに,異なる実施形態に係る構成要素が適宜組み合わされてもよい。
本発明は,最大3つの直流電源の電圧を昇圧または降圧して電源間での電力融通および負荷に電力を供給する電力変換回路として利用することができる。
100…電力変換回路,Pt1〜Pt6…第1〜第6ポート,PW1〜PW3…電源,D1,D2,D3−1,D3−2,D4…ダイオード,C1,C2…コンデンサ,S1〜S3,S3−1,S3−2…スイッチ,G…グランド,L…インダクタ,Load1〜Load3…負荷

Claims (4)

  1. グランドから直列に接続された第1および第2のスイッチと,
    前記第1および第2のスイッチの間に一端を接続されたインダクタと,
    グランドと前記インダクタの他端との間を接続する第1ポートと,
    前記第1および第2のスイッチの間に一端を接続された第3のスイッチと,
    グランドと前記第3のスイッチの他端との間を接続する第2ポートと,
    グランドと前記第2のスイッチの後段とを接続する第3ポートとを有し,
    第1ポートの電圧<第2ポートの電圧<第3ポートの電圧であり、
    前記第1から第3ポートに電源または電源と負荷を接続し、
    前記第1ポートから前記第2ポートまたは前記第3ポートに昇圧して電力伝送可能であり、
    前記第2ポートまたは前記第3ポートから前記第1ポートに降圧して電力伝送可能であることを特徴とする電力変換回路。
  2. グランドから直列に接続された第1および第2のスイッチと,
    前記第1および第2のスイッチの間に一端を接続されたインダクタと,
    グランドと前記インダクタの他端との間を接続する第1ポートと,
    前記第1および第2のスイッチの間に一端を接続された第3のスイッチと,
    グランドと前記第3のスイッチの他端との間を接続する第2ポートと,
    グランドと前記第2のスイッチの後段とを接続する第3ポートとを有し,
    第1ポートの電圧<第2ポートの電圧<第3ポートの電圧であり、
    前記第1及び第2ポートに電源または電源と負荷を接続し、
    前記第2ポートから前記第1ポートに降圧して電力伝送可能であり、
    前記第1ポートから前記第3ポートに昇圧して電力伝送可能であることを特徴とする請求項1に記載の電力変換回路。
  3. グランドから直列に接続された第1および第2のスイッチと,
    前記第1および第2のスイッチの間に一端を接続されたインダクタと,
    グランドと前記インダクタの他端との間を接続する第1ポートと,
    前記第1および第2のスイッチの間に一端を接続された第3のスイッチと,
    グランドと前記第3のスイッチの他端との間を接続する第2ポートと,
    グランドと前記第2のスイッチの後段とを接続する第3ポートとを有し,
    第1ポートの電圧<第2ポートの電圧<第3ポートの電圧であり、
    前記第1及び第3ポートに電源または電源と負荷を接続し、
    前記第3ポートから前記第1ポートに降圧して電力伝送可能であり、
    前記第1ポートから前記第2ポートに昇圧して電力伝送可能であることを特徴とする請求項1に記載の電力変換回路。
  4. 前記第1から第3のスイッチを,電流がゼロになっている状態あるいは電流がゼロとなる付近でON,OFFさせる電流不連続モードで動作させることを特徴とする請求項1から請求項3のいずれか1項に記載の電力変換回路。
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