JP6936993B2 - 電力変換回路 - Google Patents

Description

本発明は，最大３つの直流電源を接続し，昇圧または降圧して負荷に電力を供給する電力変換回路に関する。

近年は再生可能エネルギー利用への関心の高まりから，一般家庭においても商用電源のみでなく太陽光発電や風力発電，燃料電池など様々な電源の利用促進が図られている。一方，太陽光や風力を初めとする再生可能エネルギーによる発電は発電量のムラが大きいため，電力を平準化し，安定した電力供給を実現するために二次電池が備えられている。さらに，インバータを接続して発電した電力や二次電池に蓄えられた余剰電力を逆潮流として電力系統に送り込むことも実施されている。これらを含む電力変換回路においては，太陽光パネルを初めとする電源の電圧をインバータ入力電圧(電力系統電圧の波高値以上)に昇圧する回路(昇圧回路)と，電源電圧から二次電池の充電電圧まで降圧する回路(降圧回路)が含まれている。

これらの昇圧回路および降圧回路は，近年，半導体スイッチング素子と受動素子であるインダクタおよびコンデンサを用いたチョッパ回路（昇圧チョッパ回路，降圧チョッパ回路）が一般的に採用されている。上記の回路中で，インダクタは大きく，重く，かつ高価な部品であるため，インダクタの小型化や使用個数の削減はシステムの小型化，軽量化および低コスト化に直接的に影響を与えることが多い。

特許文献１に記載されたＤＣ−ＤＣコンバータ２０は，４つのスイッチＳ１〜Ｓ４と１つのインダクタで構成され，昇降圧動作が可能である。つまり，二次電池に対しては降圧して充電し，二次電池から昇圧して負荷に電力を供給するという動作を実現している。特許文献２に記載されたコンバータ５０は，入力される電力源の電圧を昇圧する昇圧コンバータまたは降圧可能なバックコンバータとして作用する双方向コンバーティング動作を行うことができると説明されている（段落００５９）。

しかしながら特許文献１，２に記載された技術では，１つの発電装置と１つの二次電池しか接続することができない。そこで出願人らは，非特許文献１に開示されている「スイッチドキャパシタコンバータ(以下，ＳＣＣという）に昇圧リアクトル(インダクタ)を接続したマルチレベルＤＣ−ＤＣコンバータ」を応用して，フライングキャパシタに代えて電源を接続することにより，３つ以上の複数電源を接続可能とし，相互の電力融通を可能とした電力変換回路を出願している（特許文献３）。

特開２０１６−０２５８２６号公報 特開２０１４−０６７６９７号公報 特願２０１９−１２６２２２号

松浦浩一, 伊東淳一: 「スイッチドキャパシタ形3レベルDC-DCコンバータの損失評価」, SPC沖縄, SPC-11-098, PSE-11-061, PE-11-044 (2011)

特許文献３の回路においては，確かに，電圧の異なる直流電源が最大３つまで接続可能であり，かつ１つのインダクタで昇圧または降圧して電源間での電力融通および負荷への電力供給が可能である。しかしながら，回路両側にあるポートの負極を接地してグランドとする場合，マルチレベルＤＣ−ＤＣコンバータのフライングキャパシタに代えて接続するポートは，負極とグランドとの間にスイッチがあり，直接接地することができない。したがって，回路両側のポートに電源や負荷を接続し，それらの負極を接地する場合，従来，フライングキャパシタが接続されていたポートには，漏電対策など，公衆の安全を確保するという観点から接地を必要とする電源や負荷は接続できないという問題がある。

また，上記のポートに接続される電源は，電源の負極とグランドとの間にスイッチがあるため，電位が不安定になる。具体的には，各スイッチのＯＮ／ＯＦＦの状態によって，負極がグランドに直接接続される場合や他の電源を介してグランドと接続される場合などがある。結果的に電源の電位が頻繁かつ大幅に変動するため，システムと対地間に発生する寄生コンデンサを介して高周波電流が外部に流出し，コモンモードノイズが増大するおそれがある。コモンモードノイズは種々のガイドラインに従って抑制する必要があるが，ノイズレベルが大きいほど高い減衰性能を持つコモンモードノイズフィルタを採用しなければならず，システムの大型化，高重量化および高コスト化を招いてしまうという問題がある。

そこで本発明では，電圧の異なる直流電源または負荷が最大３つまで接続可能であり，１つのインダクタで昇圧または降圧して電源間での電力融通および負荷への電力供給が可能であり，さらに全ての電源または負荷が接地可能であり，特許文献３で提示している従来回路に対してコモンモードノイズの低減を図ることができる電力変換回路の提供を目的としている。

上記課題を解決するために，本発明にかかる電力変換回路の代表的な構成は，グランドから直列に接続された第１および第２のスイッチと，第１および第２のスイッチの間に一端を接続されたインダクタと，グランドとインダクタの他端との間を接続する第１ポートと，第１および第２のスイッチの間に一端を接続された第３のスイッチと，グランドと第３のスイッチの他端との間を接続する第２ポートと，グランドと第２のスイッチの後段とを接続する第３ポートとを有し，第１から第３ポートに電源もしくは負荷，またはその両方を接続することを特徴とする。また，本回路方式は，種々の回路動作において，第１から第３のスイッチを電流がゼロになっている状態あるいは電流がゼロとなる付近(ゼロクロス付近)でＯＮ，ＯＦＦさせる電流不連続モードで動作させてもよい。

本発明によれば，第１ポートから第３ポートにはいずれも電源を接続したり，しなかったりすることができ，電圧の異なる直流電源または負荷が最大３つまで接続可能である。そして，１つのインダクタで昇圧または降圧して電源間での電力融通および負荷への電力供給が可能である。

さらに，第１から第３ポートの全ての負極が共通のグランド（グランド線ないしグランドパターン）で接続されるため，全負極を接地することが可能である。よって，いずれのポートにおいても漏電などの事故発生時における安全性が向上し，接地を必要とする電源や負荷の接続が可能となる。また，いずれのポートにおいても，接続された電源あるいは負荷の電位が安定するため，特許文献３で提示している従来回路に比べてコモンモードノイズのレベルを低減することができる。したがって，ノイズフィルタの小型化を図ることができ，ひいてはシステムの小型化，低重量化および低コスト化を図ることができる。

第１から第３ポートの全てに合計３つの直流電源を接続し，第１から第３ポートのいずれか１つまたは複数に負荷を接続してもよい。

この構成においては，第１ポートに接続した直流電源の電圧から第２ポートの電圧および第３ポートの電圧へ変換(昇圧)することができるし，第２ポートに接続した直流電源の電圧および第３ポートに接続した直流電源の電圧から第１ポートの電圧へ変換(降圧)することもできる。さらに，第１ポートにバッファ素子を接続し，第２ポートから第１ポートへ一時的にエネルギーを受け渡した後，第１ポートから第３ポートへエネルギーを送ることで第２ポートから第３ポートへの電力伝送が可能である。この場合，第２ポートから第１ポートへのエネルギー伝送時は降圧動作，第１ポートから第３ポートへのエネルギー伝送時は昇圧動作となる。また上記とは逆に，第３ポートから第１ポートを経由して第２ポート側に電流を流すことで第３ポートから第２ポートへの電力伝送もできる。この場合，第３ポートから第１ポートへのエネルギー伝送は降圧動作，第１ポートから第２ポートへのエネルギー伝送は昇圧動作となる。すなわち３種類のいずれも電圧が異なる直流電源を同時に利用することができ，かつ相互の電力融通が可能となる。

第２のスイッチに代えて，インダクタから第３のポートへと向かって電流が流れるダイオードを備えていてもよい。第３ポート側から第１，第２ポート側へ電流を流すような回路動作をさせない場合，第２のスイッチには外部駆動回路の設置が要求されるスイッチング素子を採用する必要がない。このため１方向にのみ電流を流すためのダイオードに置き換えることができ，外部駆動回路削減によるシステムの簡略化とコストの低減が可能となる。

スイッチのそれぞれには逆並列ダイオードが備えられていてもよい。スイッチにＩＧＢＴを使用する場合には，逆並列ダイオードが内包されていないものもあるため，そのような素子を使用する場合には逆並列ダイオードとして別途ダイオードを接続する必要がある。ＭＯＳＦＥＴの場合には寄生ダイオードを逆並列ダイオードとして利用することができるが，別途ダイオードを取り付けることによって回路特性の改善（効率向上やノイズ低減）が可能となる。

第１から第３のスイッチは，複数のスイッチング素子を直列または並列して構成していてもよい。スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴである場合には，複数並列接続することにより，１素子に流れる電流が小さくなることで導通損失を低減することができる。別の見方では，ＭＯＳＦＥＴの内部抵抗が並列接続されることで，抵抗成分を減少させることができる。スイッチング素子がＩＧＢＴである場合，ＩＧＢＴを多段直列接続することで高圧のアプリケーションに対応することができる。通常，ＩＧＢＴなどのスイッチング素子全般は仕様で決められている耐圧以上の電圧を扱うアプリケーションには適用できないが，ＩＧＢＴを多段直列接続することでＩＧＢＴ単体に印加される電圧が小さくなるためＩＧＢＴ単体の耐圧を超えるような高い電圧を扱うアプリケーションにも適用が可能となる。その結果として，ＩＧＢＴ単体の耐圧を超えるような高電圧を扱うアプリケーションに比較的耐圧が低いＩＧＢＴを使用することができるようになる。なお，一般的に耐圧が高いＩＧＢＴは半導体素子の特性上，高速スイッチングが困難であるため，受動素子(インダクタやコンデンサ)の大型化を招くおそれがある。一方，耐圧が低いＩＧＢＴは高速駆動が可能であるため前記した受動素子の小型化に寄与することができる。ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴやＧａＮ−ＦＥＴ，パワートランジスタなどの電力変換回路に一般的に用いられる半導体スイッチング素子であれば上記のＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴと同様，単体あるいは直並列接続しての動作が可能である。

本発明によれば，電圧の異なる直流電源および負荷が最大３つまで接続可能であり，かつ１つのインダクタで昇圧または降圧して電源間での電力融通および負荷への電力供給が可能であり，さらに全ての電源または負荷が接地可能であり，コモンモードノイズの低減を図ることが可能な電力変換回路を提供することができる。

本実施形態にかかる電力変換回路の構成を説明する図である。 スイッチとして具体的なスイッチング素子を示した図である。 電源ＰＷ１の電圧Ｖ１から第３ポートＰｔ３の電圧Ｖ３に変換する場合の動作（昇圧動作）を説明する図である。 電源ＰＷ２の電圧Ｖ２から電源ＰＷ１の電圧Ｖ１に変換する場合の動作(降圧動作)を説明する図である。 電源ＰＷ２の電圧Ｖ２から電源ＰＷ１の電圧Ｖ１へ変換(降圧)するとともに，電源ＰＷ1の電圧Ｖ１から第３ポートＰｔ３の電圧Ｖ３へ変換(昇圧)する動作を説明する図である。 図５の構成の回路動作図である。 電源ＰＷ３の電圧Ｖ３から電源ＰＷ１の電圧Ｖ１へ変換(降圧)するとともに，電源ＰＷ1の電圧Ｖ１から第２ポートＰｔ２の電圧Ｖ２へ変換(昇圧)する動作を説明する図である。 図７の構成の回路動作図である。 電力変換回路の他の構成を説明する図である。 電力変換回路の他の構成を説明する図である。

以下に添付図面を参照しながら，本発明の好適な実施形態について詳細に説明する。かかる実施形態に示す寸法，材料，その他具体的な数値などは，発明の理解を容易とするための例示に過ぎず，特に断る場合を除き，本発明を限定するものではない。なお，本明細書および図面において，実質的に同一の機能，構成を有する要素については，同一の符号を付することにより重複説明を省略し，また本発明に直接関係のない要素は図示または説明を省略する。

図１は本実施形態にかかる電力変換回路の構成を説明する図である。図１に示す電力変換回路１００は，グランドＧから直列に接続された第１および第２のスイッチＳ１，Ｓ２と，第１および第２のスイッチＳ１，Ｓ２の間に一端を接続されたインダクタＬとを備えている。

本発明において，電源や負荷が接続可能な端子をポートと称する。図１の回路では，グランドＧとインダクタＬの他端との間を接続する第１ポートＰｔ１と，第１および第２のスイッチＳ１，Ｓ２の間に一端を接続された第３のスイッチＳ３と，グランドと第３のスイッチＳ３の他端との間を接続する第２ポートＰｔ２と，グランドＧと第２のスイッチＳ２の後段とを接続する第３ポートＰｔ３とを有している。

これら３つのポートＰｔ１，Ｐｔ２，Ｐｔ３の少なくとも１つに直流電源を接続する。全てのポートに同時に電源を接続することもでき，電源ＰＷ１，ＰＷ２，ＰＷ３として，電圧の異なる電源を最大３つまで接続することができる。ただし，第１ポートに接続する電源の電圧Ｖ1＜第２ポートに接続する電源の電圧Ｖ２＜第３ポートに接続する電源の電圧Ｖ３という関係がある。また３つのポートＰｔ１，Ｐｔ２，Ｐｔ３のいずれにも，電源に代えて負荷またはコンデンサを接続することができる。

各ポートには，電源に代えてコンデンサを単体で接続してもよいし，コンデンサと負荷を両方接続してもよい。コンデンサの種類は特に指定がなく，電力変換器に一般的に使用されるコンデンサであれば適用可能である。

電源ＰＷ１〜ＰＷ３の種類については，直流電源であればよく，特段の指定や限定はない。例えば発電装置としては，太陽光パネルや燃料電池などが適用できる。蓄電デバイスとしては二次電池全般および電気二重層キャパシタなどが適用可能である。また，発電装置や二次電池に何らかの電力変換器が備えられている場合であっても，直流電源として利用することができる。例えば，風力発電のような交流電源に整流器を接続して直流に変換したものも直流電源として取り扱うことができる。

そして本発明の特徴的な構成として，第１から第３のポートＰｔ１〜Ｐｔ３の負極は共通のグランドＧで接続されている。このグランドＧを接地することにより，全ポートの負極を接地することが可能である。よって，いずれのポートも漏電などの事故発生時における安全性が向上し，接地を必要とする電源や負荷を接続することが可能となる。また，いずれのポートにおいても，接続された電源あるいは負荷の電位が安定するため，コモンモードノイズのレベルを低減することができる。したがってノイズフィルタの小型化を図ることができ，ひいてはシステムの小型化，低重量化および低コスト化を図ることができる。

図１の例では，第３ポートＰｔ３に連結された第４ポートＰｔ４に負荷Ｌｏａｄ１を接続している。第３ポートＰｔ３と第４ポートＰｔ４は並列であって，電源や負荷，コンデンサなどの回路部品を第３ポートＰｔ３に接続することと第４ポートＰｔ４に接続することは電気的に等価である。つまり，電圧条件が合致するのであれば電源と負荷を並列に接続しても良い。また後述する図７に示すように，第１ポートＰｔ１に連結された第５ポートＰｔ５に負荷Ｌｏａｄ２を接続することもできる。第１ポートＰｔ１に接続することと第５ポートＰｔ５に接続することは電気的に等価である。同様に，第２ポートＰｔ２に連結された第６ポートＰｔ６に負荷Ｌｏａｄ３を接続することもできる。第２ポートＰｔ２に接続することと第６ポートＰｔ６に接続することは電気的に等価である。

負荷（Ｌｏａｄ１〜Ｌｏａｄ３）としては，特段の指定や限定はない。また，負荷としてＤＣ−ＤＣコンバータやインバータなどの他の電力変換器を接続することも可能である。なお，図示は省略しているが，電源ラインとグランドとの間に，平滑用のコンデンサを適宜取り付けるとよい。

上記構成の電力変換回路によれば，１つのインダクタＬで昇圧または降圧して電源間での電力融通および負荷への電力供給が可能である。図１において，第１ポートＰｔ１から第３ポートＰｔ３へ電力を供給する場合，破線Ａで囲った素子の組み合わせは昇圧回路として機能する。また，第１ポートＰｔ１に接続した直流電源から第３ポートＰｔ３を見れば，インダクタＬを昇圧回路の一部として利用することができる。逆に，第３ポートＰｔ３から第１ポートＰｔ１へ電力を供給する場合，破線Ａは降圧回路となり，インダクタＬは降圧回路の一部となる。図１において，第２ポートＰｔ２から第１ポートＰｔ１へ電力を供給する場合，破線Ｂで囲った素子の組み合わせは降圧回路として機能する。よって，インダクタＬは降圧回路の一部として利用することができる。一方，第１ポートＰｔ１から第２ポートＰｔ２へ電力を供給する場合，破線Ｂは昇圧回路となり，インダクタＬは昇圧回路の一部となる。

さらに，第１ポートＰｔ１に二次電池を含む電源あるいはコンデンサなどの回路部品を接続して一時的なエネルギーバッファとして利用することで，第２ポートＰｔ２から第３ポートＰｔ３への電力伝送が可能である。逆に，第３ポートＰｔ３から第１ポートＰｔ１を経由して第２ポートＰｔ２に電力伝送もできる。すなわち電圧の異なる直流電源が最大３つまで接続可能であり，かつ１つのインダクタＬで昇圧回路と降圧回路を実現し，電力を伝送することができる。また，インダクタＬが１つであるため，システムの小型化および軽量化を図ることができる。

第１から第３のスイッチＳ１〜Ｓ３は，電力変換器において一般的に使用されるスイッチング素子であれば全般的に適用が可能である。適用可能なスイッチング素子の例として，ＭＯＳＦＥＴ（Metal-oxide-semiconductor field-effect transistor），ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor），ＭＯＳＦＥＴ以外のＦＥＴ(J-FETや Metal-semiconductor FET(MESFET)等)，パワートランジスタ，ＳｉＣ（Silicon Carbide）−ＭＯＳＦＥＴ，ＧａＮ（Gallium nitride）−ＦＥＴなどを使用することができる。

図２はスイッチとして具体的なスイッチング素子を示した図であって，図２（ａ）ではスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを採用した場合の構成を示している。スイッチＳ３は，ＭＯＳＦＥＴのソース同士を接続して双方向スイッチ（交流スイッチ）としている。スイッチＳ３を構成している２つのスイッチＳ３−１，Ｓ３−２は電流を流す方向に応じて片方ずつスイッチングさせて使用してもよいし，ＭＯＳＦＥＴの双方向導通性を生かして電力損失低減のために両スイッチを同期させてスイッチングさせてもよい。また，スイッチＳ１，Ｓ２は単体のスイッチング素子で構成してもよいし，複数のスイッチング素子を直列または並列して構成していてもよい。スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを使用する場合には，図２（ａ）にて破線の枠で示すように，複数並列接続（Ｓ１−１〜Ｓ１−ｎ）とすることができる。これにより，１素子に流れる電流が小さくなることで導通損失を低減することができる。別の見方では，素子が並列接続されることで，ＭＯＳＦＥＴの内部抵抗が並列接続されることになり，その結果，抵抗成分を減少させることができる。

図２（ｂ）はスイッチング素子としてＩＧＢＴを採用した場合の構成を示している。スイッチＳ３を構成している２つのスイッチＳ３−１，Ｓ３−２は電流を流す方向に応じて片方ずつスイッチングさせて使用する。半導体スイッチング素子全般において半導体素子の特性上あるいは素子で発生する電力損失の関係上，一般的に定格電圧（耐圧）が低いものの方が高速駆動に適している。したがってＩＧＢＴを採用する場合，多段直列接続（Ｓ１−１〜Ｓ１−ｎ）として１素子にかかる電位差を小さくすることにより，高速駆動可能な低耐圧のＩＧＢＴを使用することが可能となる。結果として，ＩＧＢＴ単体の耐圧を超える高電圧を扱うアプリケーションにも低耐圧品を適用することが可能となる。なお，既述した半導体素子の特性により，一般的な高耐圧ＩＧＢＴは高速スイッチングが困難であるため，受動素子(インダクタやコンデンサ)が大型化する傾向があり，小型軽量化や低廉化という本発明の目的から離れてしまう。

図２（a），（ｂ）の回路図において，スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３−１，Ｓ３−２の各スイッチング素子に逆並列接続されているダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３−１，Ｄ３−２については，スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴの場合には素子内の寄生ダイオードを利用することができる。スイッチング素子にＩＧＢＴを使用する場合には，逆並列ダイオードが内包されていないものもあるため，そのような場合には別途，逆並列にダイオードを接続する必要がある。ＭＯＳＦＥＴの場合にも，ダイオードを別途取り付けることによって回路特性を改善（効率向上やノイズ低減）が可能となる。

図３は電源ＰＷ１の電圧Ｖ１から第３ポートＰｔ３の電圧Ｖ３へ変換する場合の動作（昇圧動作）を説明する図である。第３ポートＰｔ３には平滑用のコンデンサＣ１が接続されていて，第４ポートＰｔ４には負荷Ｌｏａｄ１が接続されている。図３（ａ）ではスイッチＳ１をＯＮにしてインダクタＬに電流を流してエネルギーをチャージしている。図３（ｂ）ではスイッチＳ１をＯＦＦさせ，Ｓ２はＯＦＦ状態を継続させてインダクタＬのエネルギーを放出し，電流をダイオードＤ２を介して流して負荷Ｌｏａｄ１に電力を供給する。図３（ａ），（ｂ）の状態を適切なタイミングで繰り返しスイッチングすることにより，電源ＰＷ１の電圧Ｖ１から第３ポートＰｔ３の電圧Ｖ３に変換（昇圧）することができる（昇圧チョッパ回路としての動作）。

なお図３（ｂ）の状態において，ダイオードＤ２に電流が流れるタイミングでスイッチＳ２をＯＮにする同期整流を行ってもよい。ＭＯＳＦＥＴは双方向導通が可能であり，一般的にＭＯＳＦＥＴはダイオードよりも損失特性が小さい。そこでダイオードＤ２に電流が流れる期間でスイッチＳ２をＯＮすることにより，電力損失を低減することができる。またダイオードＤ２に電流を流さないことにより，ダイオードのリカバリ(逆回復)による電力損失やノイズの低減も図ることができる。

図４は電源ＰＷ２（発電装置を想定する）の電圧Ｖ２から電源ＰＷ１（二次電池や電気二重層キャパシタなどの蓄電デバイスを想定する）の電圧Ｖ１に変換する場合の動作(降圧動作)を説明する図である。本動作モードにおいては電源ＰＷ１または電源ＰＷ２から第４ポートＰｔ４に接続された負荷Ｌｏａｄ１に対する電力供給はない。

図４（ａ）では，スイッチＳ３をＯＮにして，電源ＰＷ２から電源ＰＷ１へインダクタＬを介して電流を流す。インダクタＬの作用により，電流は時間と共に増加する。図４（ｂ）では全てのスイッチＳ１〜Ｓ３をＯＦＦにすると，インダクタＬの作用によりダイオードＤ1を介して電流が環流する。このとき，インダクタＬのエネルギーが放出され続け，電源ＰＷ１側に流れる電流は時間と共に減少する。図４（ａ），（ｂ）の状態を適切なタイミングで繰り返しスイッチングすることにより，電源ＰＷ２の電圧Ｖ２から電源ＰＷ１の電圧Ｖ1（蓄電デバイスを採用している場合は充電電圧に相当）へ変換(降圧)することができる（降圧チョッパ回路としての動作）。

また，図４（ａ）中の破線で示すように，第１ポートＰｔ１に連結された第５ポートＰｔ５に，電源ＰＷ１の電圧Ｖ１で動作する負荷Ｌｏａｄ２を接続することもできる。負荷Ｌｏａｄ２は第５ポートＰｔ５に接続しているが，第１ポートＰｔ１に接続することと電気的に等価である。この場合，電源ＰＷ２から降圧して，電源ＰＷ１に充電しつつ負荷Ｌｏａｄ２に電力を供給することができる。また，電源ＰＷ２が発電していないときには，電源ＰＷ１から負荷Ｌｏａｄ２に電力が供給される。

図５および図６は，電源ＰＷ２の電圧Ｖ２から電源ＰＷ１の電圧Ｖ１へ変換(降圧)すると共に，電源ＰＷ１の電圧Ｖ１から昇圧動作によって第３ポートＰｔ３の電圧Ｖ３へと変換（昇圧）する動作を説明する図である。第３ポートＰｔ３にはコンデンサＣ１が接続されていて，第４ポートＰｔ４には負荷Ｌｏａｄ１が接続されている。

図５では，電源ＰＷ２の電力を一旦電源ＰＷ１に移した後，電源ＰＷ1から第３ポートＰｔ３側へ電力を伝送する。換言すれば，電源ＰＷ１を一時的なエネルギーバッファ（バッファ素子）として利用し，電源ＰＷ２の電力を第３ポートＰｔ３側へと伝送するための動作である。ここでいう一時的なエネルギーバッファとは電源ＰＷ２から電源ＰＷ１に送り込まれる電力と電源ＰＷ１から第３ポートＰｔ３に送り出される電力を等しくすることを指す。また，電源ＰＷ１が二次電池や電気二重層キャパシタなどの場合，半導体素子のスイッチングタイミングを調整し，電源ＰＷ２から送り込む電力を大きくすることで電源ＰＷ２から第３ポートＰｔ３側へ電力を伝送すると同時に二次電池（電源ＰＷ１）を充電することも可能である。逆に，電源ＰＷ１から第３ポートＰｔ３側へ電力を伝送する際に電源ＰＷ２から伝送されてきた電力以上を電源ＰＷ１から引き抜くことも可能である。この場合，電源ＰＷ１とＰＷ２の両電源から第３ポートＰｔ３側へ電力を供給することになる。

図５の回路では，図６の回路動作図に示すように，インダクタに流れる電流(インダクタ電流)を不連続にする手法を採用している。なお，この回路動作，状態は一般的に電流不連続モードと呼称される。電流不連続モードとは，第１から第３のスイッチをインダクタ電流がゼロになっている状態あるいは電流がゼロとなる付近(ゼロクロス付近)でＯＮ，ＯＦＦさせる動作方式である。

図５（ａ）のＭｏｄｅ１では，スイッチＳ３をＯＮにして電源ＰＷ２から電源ＰＷ１にインダクタＬを介して電流を流す。インダクタＬの作用により，電流は時間と共に増加する。図５（ｂ）のＭｏｄｅ２では，全てのスイッチＳ１〜Ｓ３をＯＦＦにし，インダクタＬの作用によりダイオードＤ1を介して電流を環流させる。このとき，インダクタＬのエネルギーが放出され続け，電源ＰＷ１側に流れる電流は時間と共に減少し，いずれゼロとなる。

図５（ｃ）のＭｏｄｅ３では，スイッチＳ１をＯＮにしてインダクタＬに電流を流してエネルギーをチャージしている。図５（ｄ）のＭｏｄｅ４ではスイッチＳ１をＯＦＦさせてインダクタＬのエネルギーを放出し，ダイオードＤ２を通して第３ポートＰｔ３側に電流を流し，負荷Ｌｏａｄ１に電力を供給する。

図５（ａ）〜（ｄ）の状態を適切なタイミングで繰り返しスイッチングすることにより，電源ＰＷ２の電力によって電源ＰＷ１を充電（降圧）しながら，電源ＰＷ１の電圧Ｖ１から第３ポートＰｔ３（および第４ポートＰｔ４）の電圧Ｖ３に変換(昇圧)することができる。あるいは，電源ＰＷ２から電源ＰＷ１へと流れる電流と電源ＰＷ1から第３ポートＰｔ３へと流れる電流をスイッチングによって制御し，電源ＰＷ１からの電流流出入量をゼロにすることで，電源ＰＷ１における入出力電力のバランスを釣り合わせることができる。この動作は結果的に電源ＰＷ２単体での第３ポートＰｔ３側への電力伝送を達成していることになる。これは電源ＰＷ２から第３ポートＰｔ３側への直接的な電力伝送が難しいため，電源ＰＷ１を一時的なエネルギーバッファとして用いて電力伝送を可能とする手法である。さらに，インダクタに流れる電流を制御し，電源ＰＷ１から第３ポートＰｔ３へ伝送される電力よりも電源ＰＷ２から電源ＰＷ１へ伝送される電力を大きくすれば負荷に電力供給を行いながらの電源ＰＷ１の充電が実現できる。逆に，電源ＰＷ１から第３ポートＰｔ３側へ伝送される電力を充電電力よりも大きくすれば電源ＰＷ１とＰＷ２両方からの負荷Ｌｏａｄ1への電力供給が可能となる。

なお，上記動作を実現するためにはインダクタＬに流れる電流の向きを反転させる必要がある。本回路方式ではＭｏｄｅ２とＭｏｄｅ３の間，Ｍｏｄｅ４とＭｏｄｅ１の間でゼロ電流期間Ｐａ． (インダクタおよびスイッチＳ１〜Ｓ３のスイッチング素子に回路動作の原理的に電流が流れていない期間：Ｐａｕｓｅ) を設けることで電流の反転を達成している。この回路動作，状態は一般的に電流不連続モードと呼称され，インダクタ電流が一方向に流れる電流連続モードと比べてインダクタンスを低減することができる。また，電流不連続モードは各動作の間にゼロ電流期間が入るためタイムシェアリングによる回路制御が可能となり，複数の制御手法を半導体素子のスイッチング周期レベルで実現することができる。さらに，ゼロ電流期間で半導体素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替えることでスイッチング損失を低減することもできる。結果，インダクタの小型化，電力変換効率の向上に伴う冷却装置の小型化および簡素化が実現できる。

なお，ＭＯＳＦＥＴのような双方向の導通が可能なスイッチング素子を採用している場合，図５（ｂ）のダイオードＤ１に電流が流れるときにスイッチＳ１をＯＮにしたり，図５（ｄ）のダイオードＤ２に電流が流れるタイミングでスイッチＳ２をＯＮにしたりする同期整流を行ってもよい。

図７および図８は，電源ＰＷ３の電圧Ｖ３から電源ＰＷ１の電圧Ｖ１へ変換(降圧)するとともに，電源ＰＷ1の電圧Ｖ１から第２ポートＰｔ２の電圧Ｖ２へ変換(昇圧)する動作を説明する図である。第１ポートＰｔ１に連結された第５ポートＰｔ５に負荷Ｌｏａｄ２が接続されている。第２ポートＰｔ２にはコンデンサＣ２が接続されていて，第２ポートＰｔ２に連結された第６ポートＰｔ６に負荷Ｌｏａｄ３が接続されている。第３ポートＰｔ３には電源ＰＷ３が接続されている。

図７では，電源ＰＷ３の電力を一旦電源ＰＷ１に移した後，電源ＰＷ1から第２ポートＰｔ２側へ電力を伝送する。換言すれば，電源ＰＷ１を一時的なエネルギーバッファ（バッファ素子）として利用し，電源ＰＷ３の電力を第２ポートＰｔ２側へと伝送するための動作である。ここでいう一時的なエネルギーバッファとは電源ＰＷ３から電源ＰＷ１に送り込まれる電力と電源ＰＷ１から第２ポートＰｔ２側に送り出される電力を等しくすることを指す。また，電源ＰＷ１が二次電池などの場合，半導体素子のスイッチングタイミングを調整し，電源ＰＷ３から送り込む電力を大きくすることで電源ＰＷ３から第２ポートＰｔ２へ電力を伝送すると同時に二次電池（電源ＰＷ１）を充電することも可能である。逆に，電源ＰＷ３から電源ＰＷ１への伝送電力よりも電源ＰＷ１から第２ポートＰｔ２側への伝送電力を大きくすると，電源ＰＷ１とＰＷ３の両電源から負荷Ｌｏａｄ３に電力を供給することもできる。

図７の回路では，図８の回路動作図に示すように，インダクタに流れる電流(インダクタ電流)を不連続にする手法を採用している。なお，この回路動作，状態は一般的に電流不連続モードと呼称される。電流不連続モードとは，第１から第３のスイッチをインダクタ電流がゼロになっている状態あるいは電流がゼロとなる付近(ゼロクロス付近)でＯＮ，ＯＦＦさせる動作方式である。

図７（ａ）のＭｏｄｅ１では，スイッチＳ２をＯＮにして，電源ＰＷ３から電源ＰＷ１へインダクタＬを介して電流を流す。インダクタＬの作用により，電流は時間と共に増加する。図７（ｂ）のＭｏｄｅ２で全てのスイッチＳ１〜Ｓ３をＯＦＦにすると，インダクタＬの作用によりダイオードＤ１を介して電流が環流する。このとき，インダクタＬのエネルギーが放出され続け，第１ポートＰｔ１側に流れる電流は時間と共に減少する。図７（ａ），（ｂ）の状態を適切なタイミングで繰り返しスイッチングすることにより，電源ＰＷ３の電圧Ｖ３を電源ＰＷ１の電圧Ｖ1（電源ＰＷ１が蓄電デバイスである場合は充電電圧に相当）に変換(降圧)することができる（降圧チョッパ回路としての動作）。

図７（ｃ）のＭｏｄｅ３では，スイッチＳ１をＯＮにすることで電源ＰＷ１からインダクタＬに電流が流れ，エネルギーをチャージしている。図７（ｄ）のＭｏｄｅ４ではスイッチＳ１をＯＦＦし，かつスイッチＳ３をＯＮすることにより，インダクタＬのエネルギーを放出して第２ポートＰｔ２の電圧Ｖ２に変換（昇圧）する。これにより第６ポートＰｔ６に接続された負荷Ｌｏａｄ３に電力を供給する。

図７（ａ）〜（ｄ）の状態を適切なタイミングで繰り返しスイッチングすることにより，電源ＰＷ３から伝送される電力によって電源ＰＷ１を充電（降圧）しながら，電源ＰＷ１の電圧Ｖ１から第２ポートＰｔ２（および第６ポートＰｔ６）の電圧Ｖ２に変換(昇圧)することができる。あるいは，電源ＰＷ３から電源ＰＷ１へと流れる電流と電源ＰＷ1から第２ポートＰｔ２側へと流れる電流をスイッチングによって制御し，電源ＰＷ１からの電流流出入量をゼロにすることで，電源ＰＷ１における入出力電力のバランスを釣り合わせることができる。この動作は結果的に電源ＰＷ３単体での第２ポートＰｔ２側への電力伝送を達成していることになる。これは電源ＰＷ３から第２ポートＰｔ２側への直接的な電力伝送が難しいため，電源ＰＷ１を一時的なエネルギーバッファとして用いて電力伝送を可能とする手法である。

さらに，インダクタに流れる電流を制御し，電源ＰＷ１から第２ポートＰｔ２側へ伝送される電力よりも電源ＰＷ３から電源ＰＷ１へ伝送される電力を大きくすれば負荷に電力供給を行いながら電源ＰＷ１の充電が実現できる。逆に，電源ＰＷ１から第２ポートＰｔ２側へ伝送される電力を電源ＰＷ３から電源ＰＷ１へ伝送される電力よりも大きくすれば，電源ＰＷ1とＰＷ３両方からの負荷Ｌｏａｄ３への電力供給が可能となる。なお，図７の構成では上記のような動作をさせた場合においても，電源ＰＷ１に並列接続されている負荷Ｌｏａｄ２には電源ＰＷ１から安定して電力が供給される。

また，ＭＯＳＦＥＴのような双方向の導通が可能なスイッチング素子を採用している場合，図７（ｂ）のダイオードＤ１に電流が流れるときにスイッチＳ１をＯＮする同期整流を行ってもよい。スイッチＳ３を図２に示したような双方向スイッチとした場合も同様で，両方のＭＯＳＦＥＴを同時にＯＮさせることでダイオードを通過させる場合よりも電力損失を低減することができる。

図９は電力変換回路１００の他の構成を説明する図である。スイッチＳ１〜Ｓ３のうち，同期整流以外でＳ２を積極的にスイッチングする必要があるのは，電源ＰＷ３の電圧Ｖ３から降圧する場合，つまり，第１ポートＰｔ１あるいは第２ポートＰｔ２側に電流を流す場合のみである（図７（ａ）参照）。したがって，定常的，瞬間的に関わらず，第３ポートＰｔ３側から第１ポートＰｔ１，第２ポートＰｔ２側へ電流を流すような回路動作をさせない場合，スイッチＳ２の位置をダイオードＤ２のみに置き換えることが可能である。

上記については，回路の簡略化やコスト低減が可能となる利点が挙げられる。ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどの半導体スイッチング素子は，基本的に外付けのドライブ回路が必要である。（ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどの電圧駆動素子にはゲート駆動回路が必要となり，トランジスタなどの電流駆動素子にはベース電流を流すための回路が必要となる。）これに対して，ダイオードはドライブ回路が不要である。したがって上記のスイッチング素子をダイオードに置換することにより，回路を簡略化し，コストを低減させることができる。なお，ダイオードとしてはＰＮダイオードやショットキーバリアダイオード等，一般的な電力変換回路に使用されるダイオードであれば適用が可能である。

図１０は電力変換回路１００の他の構成を説明する図である。図２ではスイッチＳ３を２つのスイッチＳ３−１，Ｓ３−２（双方向スイッチ）で示していた。しかし，第２ポートＰｔ２から第１ポートＰｔ１へ電力供給する動作のみを実施する場合，つまり，第１ポートＰｔ１から第２ポートＰｔ２へ電流を流す必要が無い場合は，図１０（ａ）に示すように，Ｓ３−１に代えて，第２ポートＰｔ２から第１ポートＰｔ１に電流が流れるダイオードＤ４を配置することができる。逆に，第１ポートＰｔ１から第２ポートＰｔ２へ電力供給する動作のみを実施する場合，つまり，第２ポートＰｔ２から第１ポートＰｔ１へ電流を流す必要が無い場合は，図１０（ｂ）に示すように，Ｓ３−２に代えて，第１ポートＰｔ１から第２ポートＰｔ２に電流が流れるダイオードＤ４を配置することができる。この意義としては，図９における説明でも記載したとおり，回路の簡略化やコスト低減が挙げられる。

上記で説明したとおり，本実施形態にかかる電力変換回路１００は，最大３つまでの電圧の異なる電源ＰＷ１〜ＰＷ３が接続可能であり，かつ１つのインダクタＬで昇圧回路と降圧回路を実現することができる。このため，システムの小型化，軽量化およびコスト低減を図ることができる。とくに第１から第３ポートの全てに合計３つの電源を接続した構成においては，３種類の電圧の異なる直流電源を同時に利用し，電源間での電力融通を実現することができる。

さらに，第１から第３ポートの全ての負極が共通のグランド（グランド線ないしグランドパターン）で接続されるため，全負極を接地することができる。よって，いずれのポートも漏電などの事故発生時における安全性が向上し，接地を必要とする電源や負荷を接続することが可能である。また，いずれのポートにおいても，接続された電源あるいは負荷の電位が安定するため，コモンモードノイズのレベルを低減することができる。したがってコモンモードノイズフィルタの小型化を図ることができ，ひいてはシステムの小型化，低重量化および低コスト化を図ることができる。

最後に，前述の実施形態は例示であり，発明の範囲はそれらに限定されない。前述の実施形態は種々変更可能であり，例えば，前述の実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素が削除されてもよく，さらに，異なる実施形態に係る構成要素が適宜組み合わされてもよい。

本発明は，最大３つの直流電源の電圧を昇圧または降圧して電源間での電力融通および負荷に電力を供給する電力変換回路として利用することができる。

１００…電力変換回路，Ｐｔ１〜Ｐｔ６…第１〜第６ポート，ＰＷ１〜ＰＷ３…電源，Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３−１，Ｄ３−２，Ｄ４…ダイオード，Ｃ１，Ｃ２…コンデンサ，Ｓ１〜Ｓ３，Ｓ３−１，Ｓ３−２…スイッチ，Ｇ…グランド，Ｌ…インダクタ，Ｌｏａｄ１〜Ｌｏａｄ３…負荷

Claims (4)

1. グランドから直列に接続された第１および第２のスイッチと，
   前記第１および第２のスイッチの間に一端を接続されたインダクタと，
   グランドと前記インダクタの他端との間を接続する第１ポートと，
   前記第１および第２のスイッチの間に一端を接続された第３のスイッチと，
   グランドと前記第３のスイッチの他端との間を接続する第２ポートと，
   グランドと前記第２のスイッチの後段とを接続する第３ポートとを有し，
   第１ポートの電圧＜第２ポートの電圧＜第３ポートの電圧であり、
   前記第１から第３ポートに電源または電源と負荷を接続し、
   前記第１ポートから前記第２ポートまたは前記第３ポートに昇圧して電力伝送可能であり、
   前記第２ポートまたは前記第３ポートから前記第１ポートに降圧して電力伝送可能であることを特徴とする電力変換回路。
2. グランドから直列に接続された第１および第２のスイッチと，
   前記第１および第２のスイッチの間に一端を接続されたインダクタと，
   グランドと前記インダクタの他端との間を接続する第１ポートと，
   前記第１および第２のスイッチの間に一端を接続された第３のスイッチと，
   グランドと前記第３のスイッチの他端との間を接続する第２ポートと，
   グランドと前記第２のスイッチの後段とを接続する第３ポートとを有し，
   第１ポートの電圧＜第２ポートの電圧＜第３ポートの電圧であり、
   前記第１及び第２ポートに電源または電源と負荷を接続し、
   前記第２ポートから前記第１ポートに降圧して電力伝送可能であり、
   前記第１ポートから前記第３ポートに昇圧して電力伝送可能であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換回路。
3. グランドから直列に接続された第１および第２のスイッチと，
   前記第１および第２のスイッチの間に一端を接続されたインダクタと，
   グランドと前記インダクタの他端との間を接続する第１ポートと，
   前記第１および第２のスイッチの間に一端を接続された第３のスイッチと，
   グランドと前記第３のスイッチの他端との間を接続する第２ポートと，
   グランドと前記第２のスイッチの後段とを接続する第３ポートとを有し，
   第１ポートの電圧＜第２ポートの電圧＜第３ポートの電圧であり、
   前記第１及び第３ポートに電源または電源と負荷を接続し、
   前記第３ポートから前記第１ポートに降圧して電力伝送可能であり、
   前記第１ポートから前記第２ポートに昇圧して電力伝送可能であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換回路。
4. 前記第１から第３のスイッチを，電流がゼロになっている状態あるいは電流がゼロとなる付近でＯＮ，ＯＦＦさせる電流不連続モードで動作させることを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換回路。
   

Images