JP6314882B2

JP6314882B2 - 電源システム

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Publication number: JP6314882B2
Application number: JP2015055222A
Authority: JP
Inventors: 正俊篠原; 英嗣浜田; 暁彦井手; 昌平砂原
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 2015-03-18
Filing date: 2015-03-18
Publication date: 2018-04-25
Anticipated expiration: 2035-03-18
Also published as: JP2016178729A

Description

本発明は、電源システムの制御、特に２つのＰＷＭ信号によって複数のスイッチング素子をオン・オフさせて２つのバッテリの接続を直列と並列との間で切換え可能な電圧変換器を含む電源システムの制御に関する。

従来からスイッチング素子をＰＷＭ制御でオン・オフ動作させてバッテリの電圧変換を行う電圧変換器が多く用いられているが、近年、２つのＰＷＭ信号によって複数のスイッチング素子をオン・オフさせて２つのバッテリの接続を直列と並列との間で切換え可能な電圧変換器を含む電源システムが提案されている。例えば、特許文献１には、４つのスイッチング素子によって構成され、スイッチング素子のオン・オフ動作の組み合わせによって２つのバッテリを直列に接続して電圧変換するシリーズモードと、２つのバッテリを並列に接続して電圧変換するパラレルモードと、を備える電圧変換器を用いた電源システムが提案されている。このような電源システムに用いられる電圧変換器をパラレルモードで動作させる際には、２つのバッテリに対応する２つのＰＷＭ信号に従って各スイッチング素子をオン・オフさせて各バッテリの電圧変換制御を行う。

特開２０１３−１３２３４号公報

ところで、特許文献１に記載されている従来技術では、第１、第２のバッテリ電圧と出力電圧指令値とに基づいて、２つのＰＷＭ信号の各デューティ比を算出し、この２つのＰＷＭ信号とその反転ＰＷＭ信号とを論理合成することにより４つのスイッチング素子の制御信号を生成している。しかし、４つのスイッチング素子の制御信号を生成する過程で各スイッチング損失を考慮していない。このため、２つのＰＷＭ信号の各ハイレベル期間の合計期間がデューティサイクル期間よりも短い場合、つまり、２つのＰＷＭ信号のデューティ比の合計が１未満の場合には、エネルギーが集中する第３スイッチング素子で大きな損失が発生する場合があった。

そこで、本発明は、２つのＰＷＭ信号によって複数のスイッチング素子をオン・オフさせて２つのバッテリの電圧変換を行う電圧変換器を含む電源システムにおいて、２つのＰＷＭ信号のデューティ比の合計が１未満の場合にスイッチング素子の損失を抑制することを目的とする。

本発明の電源システムは、第１バッテリと、第２バッテリと、第１バッテリまたは第２バッテリのいずれか一方または両方と出力電路との間で双方向に電圧変換を行うと共に、出力電路に対する第１バッテリおよび第２バッテリの接続を直列または並列に切換える複数のスイッチング素子を含む電圧変換器と、複数のスイッチング素子をＰＷＭ制御に従ってオン・オフする制御部と、を含む電源システムであって、出力電路は、第１の電路と第１の電路よりも電位の低い第２の電路とを含み、複数のスイッチング素子は、第１の電路から第２の電路に向かって直列に設けられた第１、第２、第３、第４スイッチング素子を含み、第１バッテリは、第３および第４スイッチング素子と並列に接続され、第２バッテリは、第２および第３スイッチング素子と並列に接続され、制御部は、第１バッテリの電圧値と出力電圧指令値とに基づいて算出される第１デューティ比によって第１バッテリと出力電路との間に形成される第１電圧変換回路の第１電圧変換を制御する第１ＰＷＭ信号の第１ハイレベル期間と、第２バッテリの電圧値と出力電圧指令値とに基づいて算出される第２デューティ比によって第２バッテリと出力電路との間に形成される第２電圧変換回路の第２電圧変換を制御する第２ＰＷＭ信号の第２ハイレベル期間との合計ハイレベル期間が、第１、第２ＰＷＭ制御信号のデューティサイクル期間よりも短い場合に、第３スイッチング素子のスイッチング損失と定常損失の合計損失が第１ＰＷＭ信号と第２ＰＷＭ信号とを変更する前よりも小さくなるように第１ＰＷＭ信号の第１デューティ比または第２ＰＷＭ信号の第２デューティ比の少なくとも一方を大きくすることを特徴とする。

本発明は、２つのＰＷＭ信号によって複数のスイッチング素子をオン・オフさせて２つのバッテリの電圧変換を行う電圧変換器を含む電源システムにおいて、２つのＰＷＭ信号のデューティ比の合計が１未満の場合にスイッチング素子の損失を抑制することができる。

電動車両に搭載した本発明の電源システムの構成を示すシステム系統図である。本発明の制御対象の電圧変換回路において第１バッテリにより第１リアクトルをチャージする際の電流の流れを示す説明図である。本発明の制御対象の電圧変化器において第１リアクトルにチャージした電力を出力電路に出力する際の電流の流れを示す説明図である。本発明の制御対象の電圧変換回路において第２バッテリにより第２リアクトルをチャージする際の電流の流れを示す説明図である。本発明の制御対象の電圧変換回路において第２リアクトルにチャージした電力を出力電路に出力する際の電流の流れを示す説明図である。本発明の制御対象の電圧変換回路におけるＰＷＭ１，／ＰＷＭ１，ＰＷＭ２，／ＰＷＭ２、及び各スイッチング素子制御信号の例を示すタイムチャートである。本発明の電圧変換回路において、ＰＷＭ１のハイレベル期間とＰＷＭ２のハイレベル期間の合計期間がデューティサイクル期間よりも短い場合のＰＷＭ１，／ＰＷＭ１，ＰＷＭ２，／ＰＷＭ２と第３スイッチング素子のスイッチング素子制御信号を示す説明図である。本発明の電圧変換回路において、ＰＷＭ１のハイレベル期間とＰＷＭ２のハイレベル期間の合計期間がデューティサイクル期間と同一の場合のＰＷＭ１，／ＰＷＭ１，ＰＷＭ２，／ＰＷＭ２と第３スイッチング素子のスイッチング素子制御信号を示す説明図である。本発明の電源システムにおいて、ＰＷＭ１のハイレベル期間とＰＷＭ２のハイレベル期間の合計期間がデューティサイクル期間と同一の場合のＰＷＭ１，ＰＷＭ２と、第１、第２バッテリから第３スイッチング素子に流れる電流の変化を示すタイムチャートである。本発明の電源システムの動作を示すフローチャートである。本発明の電源システムにおいて、ＰＷＭ１，ＰＷＭ２を変更した後の各スイッチング素子制御信号を示すタイムチャートである。図１１に記載した各スイッチング素子制御信号により本発明の電源システムを動作させた際の第１バッテリによる第１リアクトルのチャージと、第２リアクトルにチャージした電力を出力電路に出力する際の電流の流れを示す説明図である。図１１に記載した各スイッチング素子制御信号により本発明の電源システムを動作させた際の第２バッテリによる第２リアクトルのチャージと、第１リアクトルにチャージした電力を出力電路に出力する際の電流の流れを示す説明図である。

以下、図面を参照しながら本発明の電源システム１００について説明する。以下の実施形態では、電源システム１００は電動車両２００のモータジェネレータ５０に電力を供給するものとして説明するが、汎用機械のモータ或いはモータジェネレータに電力を供給するものであってもよい。

図１に示すように、本発明の電源システム１００は、第１バッテリ２０と、第２バッテリ２３と、複数のスイッチング素子３１〜３４及び第１リアクトル２２、第２リアクトル２５、第１コンデンサ２１、第２コンデンサ２４、出力電路２６を含む電圧変換器１０と、複数のスイッチング素子３１〜３４をオン・オフする制御部６０とを含んでいる。出力電路２６には平滑コンデンサ４１とインバータ４０とが接続され、インバータ４０には電動車両２００を駆動するモータジェネレータ５０が接続されている。なお、図１中の一点鎖線は信号線を示す。

電圧変換器１０の出力電路２６は、電圧変換器１０で昇圧した高電圧を出力する高圧電路１２と、各バッテリ２０，２３のマイナス側に接続され、高圧電路よりも電位の低いグランド電路１１とを含み、複数のスイッチング素子３１〜３４は、高圧電路１２からグランド電路１１に向って直列に接続され、各スイッチング素子３１〜３４には、それぞれダイオード３５〜３８が逆並列に接続されている。また、電圧変換器１０は、スイッチング素子３２とスイッチング素子３３との間の第２接続点１７とグランド電路１１との間を接続する第１電路１３と、スイッチング素子３１とスイッチング素子３２との間の第１接続点１６と、スイッチング素子３３とスイッチング素子３４との間の第３接続点１８との間を接続する第２電路１４と、を有している。第１バッテリ２０と第１リアクトル２２とは第１電路１３の上に直列に配置され、第２バッテリ２３と第２リアクトル２５とは第２電路１４の上に直列に配置されており、第１コンデンサ２１は第１バッテリ２０と並列に接続され、第２コンデンサ２４は第２バッテリ２３と並列に接続されている。また、平滑コンデンサ４１は、高圧電路１２とグランド電路１１との間に接続されている。このように、第１バッテリ２０は、スイッチング素子３３，３４と並列に接続され、第２バッテリ２３は、スイッチング素子３２，３３と並列に接続されている。

第１，第２バッテリ２０，２３には、電圧ＶＢ１、ＶＢ２を検出する電圧センサ６１，７１が取り付けられ、第１電路１３とグランド電路１１との間には第１コンデンサ２１の両端の電圧ＶＬ１を検出する電圧センサ６４が取り付けられ、第２電路１４には、第２コンデンサ２４の両端の電圧ＶＬ２を検出する電圧センサ７４が取り付けられており、高圧電路１２とグランド電路１１との間には、平滑コンデンサ４１の両端の電圧ＶＨを検出する電圧センサ７５が取り付けられている。

インバータ４０は、内部に図示しない複数のスイッチング素子を備え、各スイッチング素子をオン・オフ動作させて電圧変換器１０の出力電路２６（グランド電路１１と高圧電路１２とで構成される）から出力された直流電力をＵ，Ｖ，Ｗの三相交流電力に変換して各相の出力線４３，４４，４５から出力する。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各出力線４３，４４，４５はモータジェネレータ５０に接続されている。モータジェネレータ５０の出力軸５１はギヤ装置５２に接続され、ギヤ装置５２には車軸５３が接続され、車軸５３には車輪５４が取り付けられている。

制御部６０は、演算及び情報処理を行うＣＰＵと、制御プログラム及び制御データを格納する記憶部と、各機器、センサが接続される機器・センサインターフェースとを含み、ＣＰＵと記憶部と機器・センサインターフェースとは相互にデータバスで接続されるコンピュータである。電圧変換器１０の各スイッチング素子３１〜３４は、機器・センサインターフェースを介して制御部６０に接続され、制御部６０の指令によってオン・オフ動作する。また、電圧センサ６１，６４，７１，７４，７５は機器・センサインターフェースを介して制御部６０に接続され、各センサによって検出されたデータは制御部６０に入力される。また、制御部６０には、他の制御装置から出力電圧指令値である高電圧指令値ＶＨ^＊、出力電流指令値である電流指令値Ｉ^＊が入力される。

＜電圧変換器１０の基本動作＞
電圧変換器１０は、４つのスイッチング素子３１〜３４のオン・オフ動作パターンを切換えることにより、第１、第２バッテリ２０，２３の電圧を昇圧して出力電路２６に出力或いは出力電路２６の電圧を降圧して第１、第２バッテリ２０，２３に充電するように、第１、第２バッテリ２０，２３のいずれか一方または両方と出力電路２６との間で双方向に電圧変換を行うと共に、出力電路２６に対する第１、第２バッテリ２０，２３の接続を直列と並列との間で切換え可能である。以下、図２〜図４を参照して第１、第２バッテリ２０，２３の接続を並列とした場合の電圧変換器１０の基本動作について簡単に説明する。なお、以下の説明では、第１〜第４スイッチング素子３１〜３４は、Ｓ１（３１），Ｓ２（３２），Ｓ３（３３），Ｓ４（３４）と記載する。また、Ｓ１（３１）〜Ｓ４（３４）にそれぞれ逆並列に接続されている各ダイオード３５〜３８は、Ｄ１（３５）〜Ｄ４（３８）と記載する。同様に、第１バッテリ２０、第２バッテリ２３はそれぞれＢ１（２０）、Ｂ２（２３）と記載し、第１、第２コンデンサ２１，２４はそれぞれＣ１（２１）、Ｃ２（２４）と記載し、第１、第２リアクトル２２，２５はそれぞれ記号Ｌ１（２２）、Ｌ２（２５）と記載する。また、Ｓ１（３１）〜Ｓ４（３４）は、オンとなると図１の矢印の方向にのみ電流が流れ、矢印と反対方向には電流が流れないＩＧＢＴ等の半導体素子であるが、図２〜５，１２，１３ではＳ１（３１）〜Ｓ４（３４）のオン・オフの状態が表示できるように単純なオン・オフスイッチとして図示する。

＜Ｂ１（２０），Ｂ２（２３）並列接続の場合の昇降圧動作＞
図２〜図５を参照して電圧変換器１０におけるＢ１（２０），Ｂ２（２３）を並列接続した場合の昇降圧動作について説明する。

まず、図２、図３を参照して、Ｂ１（２０）と出力電路２６との間の第１電圧変換について説明する。図２に示すように、Ｓ３（３３）、Ｓ４（３４）のペアをオンにし、Ｓ１（３１）、Ｓ２（３２）のペアをオフとすることによって、［Ｂ１（２０）→Ｌ１（２２）→Ｓ３（３３）→Ｓ４（３４）→Ｂ１（２０）］と電流が流れる回路Ｒ１が形成され、Ｂ１（２０）から出力された電力は回路Ｒ１を流れてＬ１（２２）にチャージされる。次に、図３に示すように、Ｓ３（３３）、Ｓ４（３４）のペアをオフにし、Ｓ１（３１）、Ｓ２（３２）のペアをオンとすることによって、［Ｂ１（２０）→Ｌ１（２２）→Ｄ２（３６）→Ｄ１（３５）→高圧電路１２→グランド電路１１→Ｂ１（２０）］と電流が流れる回路Ｒ５（実線で示す）と、［高圧電路１２→Ｓ１（３１）→Ｓ２（３２）→Ｌ１（２２）→Ｂ１（２０）→グランド電路１１→高圧電路１２］と電流が流れる回路Ｒ７（破線で示す）とが形成され、Ｌ１（２２）にチャージされた電力は回路Ｒ５を通って出力電路２６に出力され、モータジェネレータ５０からの回生電力は、回路Ｒ７（破線で示す）を通ってＢ１（２０）に充電される。また、回生時にＳ１（３１）、Ｓ２（３２）のペアをオフとした場合、Ｌ１（２２）にチャージされた電力は図２に示す回路Ｒ１と逆向きの電流回路によってＢ１（２０）へ回生される。そして、Ｓ３（３３）、Ｓ４（３４）のペアがオンされている一方で、Ｓ１（３１）、Ｓ２（３２）の少なくとも一方がオフされている第１オン期間と、Ｓ１（３１）、Ｓ２（３２）がオンされる一方でＳ３（３３）、Ｓ４（３４）の少なくとも一方がオフとされる第１オフ期間とを交互に繰り返すことにより、Ｂ１（２０）の電圧ＶＢ１を昇圧して出力電路２６に出力する。

このように、電圧変換器１０では、Ｂ１（２０）に対してはＳ３（３３）、Ｓ４（３４）のペアをＬ１（２２）のチャージの際にオンとするスイッチング素子（第１の等価的な下アーム素子）とし、Ｓ１（３１）、Ｓ２（３２）のペアを電力出力の際にオンとするスイッチング素子（第１の等価的な上アーム素子）とする双方向の昇圧チョッパ回路が形成される。この昇圧チョッパ回路は、図２，３を参照して説明した回路Ｒ１と回路Ｒ５，Ｒ７であり、Ｂ１（２０）と出力電路２６との間に形成されてＢ１（２０）と出力電路２６との間の第１電圧変換を行う第１電圧変換回路である。

第１電圧変換回路における第１オン期間と第１オフ期間との合計期間はデューティサイクル期間であり、デューティサイクル期間に対する第１オン期間の比率は第１デューティ比Ｄ１である。第１電圧変換回路において、Ｂ１（２０）の電圧ＶＢ１を高電圧指令値ＶＨ^＊に昇圧する際には、第１デューティ比Ｄ１と、高電圧指令値ＶＨ^＊、Ｂ１（２０）の電圧ＶＢ１との関係が、
ＶＨ^＊＝［１／（１−Ｄ１）］×ＶＢ１ ---------------- （式１）
となるように、Ｓ１（３１）、Ｓ２（３２）のペア（第１の等価的な上アーム素子）とＳ３（３３）、Ｓ４（３４）のペア（第１の等価的な下アーム素子）とをパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）する。実際の制御では、ＶＢ１に代えてＣ１（２１）の両端の電圧であるＶＬ１を用いて、
ＶＨ^＊＝［１／（１−Ｄ１）］×ＶＬ１ ---------------- （式２）
或いは、
Ｄ１＝［１−（ＶＬ１／ＶＨ^＊）］ ---------------- （式３）
となるように、Ｓ１（３１）、Ｓ２（３２）のペア（第１の等価的な上アーム素子）とＳ３（３３）、Ｓ４（３４）のペア（第１の等価的な下アーム素子）とをＰＷＭ制御する。このＰＷＭ制御の制御信号を第１ＰＷＭ信号（ＰＷＭ１）という。

次に、図４、図５を参照して、Ｂ２（２３）と出力電路２６との間の第２電圧変換について説明する。図４に示すように、Ｓ２（３２）、Ｓ３（３３）のペアをオンにし、Ｓ１（３１）、Ｓ４（３４）のペアをオフとすることによって、［Ｂ２（２３）→Ｌ２（２５）→Ｓ２（３２）→Ｓ３（３３）→Ｂ２（２３）］と電流が流れる回路Ｒ２が形成され、Ｂ２（２３）から出力された電力は回路Ｒ２を流れてＬ２（２５）にチャージされる。次に、図５に示すように、Ｓ２（３２）、Ｓ３（３３）のペアをオフにし、Ｓ１（３１）、Ｓ４（３４）のペアをオンとすることによって、［Ｂ２（２３）→Ｌ２（２５）→Ｄ１（３５）→高圧電路１２→グランド電路１１→Ｄ４（３８）→Ｂ２（２３）］と電流が流れる回路Ｒ６（実線で示す）と、［高圧電路１２→Ｓ１（３１）→Ｌ２（２５）→Ｂ２（２３）→Ｓ４（３４）→グランド電路１１→高圧電路１２］と電流が流れる回路Ｒ８（破線で示す）とが形成され、Ｌ２（２５）にチャージされた電力は回路Ｒ６を通って出力電路２６に出力され、モータジェネレータ５０からの回生電力は、回路Ｒ８（破線で示す）を通ってＢ２（２３）に充電される。また、回生時にＳ１（３１）、Ｓ４（３４）のペアをオフとした場合、Ｌ２（２５）にチャージされた電力は図４に示す回路Ｒ２と逆向きの電流回路によってＢ２（２３）へ回生される。そして、Ｓ２（３２）、Ｓ３（３３）のペアがオンされている一方で、Ｓ１（３１）、Ｓ４（３４）の少なくとも一方がオフされている第２オン期間と、Ｓ１（３１）、Ｓ４（３４）がオンされる一方でＳ２（３２）、Ｓ３（３３）の少なくとも一方がオフとされる第２オフ期間とを交互に繰り返すことにより、Ｂ２（２３）の電圧ＶＢ２を昇圧して出力電路２６に出力する。

このように、電圧変換器１０では、Ｂ２（２３）に対してはＳ２（３２）、Ｓ３（３３）のペアをＬ２（２５）のチャージの際にオンとするスイッチング素子（第２の等価的な下アーム素子）とする一方で、Ｓ１（３１）、Ｓ４（３４）のペアを電力出力の際にオンとするスイッチング素子（第２の等価的な上アーム素子）とする双方向の昇圧チョッパ回路が形成される。この昇圧チョッパ回路は、図４，５を参照して説明した回路Ｒ２と回路Ｒ６，Ｒ８であり、Ｂ２（２３）と出力電路２６との間に形成されてＢ２（２３）と出力電路２６との間の第２電圧変換を行う第２電圧変換回路である。

第２電圧変換回路における第２オン期間と第２オフ期間との合計期間はデューティサイクル期間であり、デューティサイクル期間に対する第２オン期間の比率は第２デューティ比Ｄ２であり、第２電圧変換回路において、Ｂ２（２３）の電圧ＶＢ２を高電圧指令値ＶＨ^＊に昇圧する際には、第２デューティ比Ｄ２と、高電圧指令値ＶＨ^＊、Ｂ２（２３）の電圧ＶＢ２との関係が、
ＶＨ^＊＝［１／（１−Ｄ２）］×ＶＢ２ ---------------- （式４）
となるように、Ｓ１（３１）、Ｓ４（３４）のペア（第２の等価的な上アーム素子）とＳ２（３２）、Ｓ３（３３）のペア（第２の等価的な下アーム素子）とをパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）する。実際の制御では、ＶＢ２に代えてＣ２（２４）の両端の電圧であるＶＬ２を用いて、
ＶＨ^＊＝［１／（１−Ｄ２）］×ＶＬ２ ---------------- （式５）
或いは
Ｄ２＝［１−（ＶＬ２／ＶＨ^＊）］ ---------------- （式６）
となるように、Ｓ１（３１）、Ｓ４（３４）のペア（第２の等価的な上アーム素子）とＳ２（３２）、Ｓ３（３３）のペア（第２の等価的な下アーム素子）とをＰＷＭ制御する。このＰＷＭ制御の制御信号を第２ＰＷＭ信号（ＰＷＭ２）という。

＜ＰＷＭ１，ＰＷＭ２と各スイッチング素子制御信号ＳＳ１〜ＳＳ４の生成の例＞
次に、図６（ａ）〜図６（ｊ）を参照しながら、ＰＷＭ１とＰＷＭ２の生成及び、ＰＷＭ１，ＰＷＭ２に基づいてＳ１（３１）〜Ｓ４（３４）をオン・オフ動作させるスイッチング素子制御信号ＳＳ１〜ＳＳ４を生成する方法について、一例をあげて簡単に説明する。

図６（ａ）、図６（ｄ）に示すように、制御部６０の内部で、ＰＷＭ１を生成するための所定の周波数の第１三角波８１と、ＰＷＭ２を生成するための第２三角波８３とを発生させる。図６（ａ）〜図６（ｊ）に示す本実施形態では、第１三角波８１と第２三角波８３の周波数（周期）は同一であり、この周波数をキャリア周波数という。なお、図６（ａ）〜図６（ｊ）の横軸は時間又は各三角波８１，８３の位相角であり、一周期は位相角３６０度に対応する。また、第１、第２三角波８１，８３の一周期をデューティサイクル期間またはキャリア周期という。図６（ａ）〜図６（ｊ）の横軸に記載したｔ０からｔ２４は時刻を表し、各時刻の間隔は一周期或いはデューティサイクル期間を１２等分した時間となっている。各時刻の間隔（例えば、時刻ｔ０と時刻ｔ１の間）を１区間という。従って、１２区間が１デューティサイクル期間であり、第１、第２三角波８１，８３の一周期で、位相角３６０度に対応する。なお、図６（ａ）、図６（ｄ）に示すように、第１三角波８１と第２三角波８３の位相はφ（１８０°）だけずれている。

次に、第１、第２三角波８１，８３の山と谷の間に直線８２と直線８４を設定する。そして、デューティサイクル期間（ΔＴ_Ｄ＝ΔＴ_Ｈ１+ΔＴ_Ｌ１）の中で第１三角波８１の値の方が直線８２の値よりも大きくなる期間（ハイレベル期間（ΔＴ_Ｈ１））の割合が先に説明した第１デューティ比Ｄ１となるように、つまり、Ｄ１＝（ΔＴ_Ｈ１／ΔＴ_Ｄ）となるように、直線８２の高さ（閾値）を設定する。同様に、デューティサイクル期間ΔＴ_Ｄの中で第２三角波８３の値の方が直線８４の値よりも大きくなる期間（ハイレベル期間（ΔＴ_Ｈ２））の割合が先に説明した第２デューティ比Ｄ２となるように、つまり、Ｄ２＝（ΔＴ_Ｈ２／ΔＴ_Ｄ，ここで、ΔＴ_Ｄ＝ΔＴ_Ｈ２+ΔＴ_Ｌ２）となるように、直線８４の高さ（閾値）を設定する。このように各三角波８１，８３、直線（閾値）８２，８４を設定することにより、図６（ｂ）に示すような第１デューティ比Ｄ１のＰＷＭ１と、図６（ｅ）に示すように、ＰＷＭ１と位相が１８０°ずれ、第２デューティ比Ｄ２のＰＷＭ２とが生成される。また、同時にＰＷＭ１の反転信号である／ＰＷＭ１、ＰＷＭ２の反転信号である／ＰＷＭ２も生成される。

Ｓ１（３１）〜Ｓ４（３４）をオン・オフ動作させるスイッチング素子制御信号ＳＳ１〜ＳＳ４は、上記のＰＷＭ１，／ＰＷＭ１，ＰＷＭ２，／ＰＷＭ２を用いて次の論理式で表わされる。
ＳＳ１：（／ＰＷＭ１）ｏｒ（／ＰＷＭ２） --------------（式７）
ＳＳ２：（／ＰＷＭ１）ｏｒ（ＰＷＭ２） --------------（式８）
ＳＳ３：（ＰＷＭ１）ｏｒ（ＰＷＭ２） --------------（式９）
ＳＳ４：（ＰＷＭ１）ｏｒ（／ＰＷＭ２） --------------（式１０）

ＳＳ１は、図６（ｇ）に示すように、一周期（デューティサイクル期間）において、Ｓ１（３１）を常時オンとする信号である。また、図６（ｈ）に示すように、ＳＳ２は時刻ｔ０から時刻ｔ３の３区間はＳ２（３２）をオンとし、時刻ｔ３から時刻ｔ９の６区間はＳ２（３２）をオフとし、時刻ｔ９から時刻ｔ１２までの３区間はＳ２（３２）をオンとすることをデューティサイクル毎に繰り返す信号である。また、図６（ｉ）に示すように、ＳＳ３は、時刻ｔ０から時刻ｔ２の２区間はＳ３（３３）をオンとし、時刻ｔ２から時刻ｔ３の１区間はＳ３（３３）をオフとし、時刻ｔ３から時刻ｔ９までの６区間はＳ３（３３）をオンとし、時刻ｔ９から時刻ｔ１０までの１区間はＳ３（３３）をオフとし、時刻ｔ１０から時刻ｔ１２までの２区間はＳ３（３３）をオンとすることをデューティサイクル毎に繰り返す信号である。また、図６（ｊ）に示すように、ＳＳ４は、時刻ｔ０から時刻ｔ２の２区間はＳ４（３４）をオフとし、時刻ｔ２から時刻ｔ１０の８区間はＳ４（３４）をオンとし、時刻ｔ１０から時刻ｔ１２までの２区間はＳ４（３４）をオフとすることをデューティサイクル毎に繰り返す信号である。そして、各スイッチング素子Ｓ１（３１）〜Ｓ４（３４）は各スイッチング素子制御信号ＳＳ１〜ＳＳ４によってオン・オフ動作する。

＜Ｓ１（３１）〜Ｓ４（３４）に流れる電流の大きさ＞
電圧変換器１０では、図２、図４に示すように、Ｓ３（３３）はＢ１（２０）からＬ１（２２）に電力をチャージする際及びＢ２（２３）からＬ２（２５）に電力をチャージする際にオンとなって電流が流れる。また、図1、図３に示すように、Ｓ１（３１）は、負荷からＢ１（２０）に電力回生する場合にもＢ２（２３）に電力回生する場合にもオンとなって電流が流れる。これに対してＳ２（３２）、Ｓ４（３４）はＢ１からＬ１或いはＢ２からＬ２に電力をチャージする際のいずれか一方の場合にのみオンとなり、電力回生の場合には負荷からＢ１（２０）或いはＢ２（２３）のいずれか一方に電力回生する場合にのみオンとなる。したがって、Ｓ３（３３），Ｓ１（３１）の方がＳ２（３２），Ｓ４（３４）よりも電流が集中して流れる。また、Ｂ１（２０），Ｂ２（２３）からＬ１（２２），Ｌ２（２５）に電力をチャージする場合の方が電力回生の場合よりも大きな電流が流れることが多いので、Ｓ１（３１）〜Ｓ４（３４）のうち、Ｓ３（３３）が最も大きな電流が流れるスイッチング素子となる。このため、Ｓ３（３３）は、４つのスイッチング素子の中で最も定常損失（電流が流れることによって発生する損失）が大きく、また、スイッチング動作する場合に発生するスイッチング損失もＳ３（３３）が一番大きくなる。このため、Ｓ３（３３）の定常損失、スイッチング損失を低減することが電源システム１００の損失を低減する上で大きなポイントとなってくる。

＜Ｓ３（３３）のスイッチング損失をゼロ、且つ、定常損失を最小とするデューティ比の計算方法＞
まず、図７、図８を参照しながら、Ｓ３（３３）のスイッチング損失をゼロとする方法について説明する。先に式９を参照して説明したように、Ｓ３（３３）をオン・オフ動作させるスイッチング素子制御信号ＳＳ３は、（ＰＷＭ１）ｏｒ（ＰＷＭ２）の論理式で表わされる。図７（ａ）、（ｂ）に示すように、ＰＷＭ１のハイレベル期間ΔＴ_Ｈ１とＰＷＭ２のハイレベル期間ΔＴ_Ｈ２の合計期間（ΔＴ_Ｈ１＋ΔＴ_Ｈ２）が、ＰＷＭ１のハイレベル期間ΔＴ_Ｈ１とローレベル期間ΔＴ_Ｌ１の合計期間或いは、ＰＷＭ２のハイレベル期間ΔＴ_Ｈ２とローレベル期間（ΔＴ_Ｌ２＝ΔＴ_Ｌ２Ｆ＋ΔＴ_Ｌ２Ｒ）の合計期間であるデューティサイクル期間ΔＴ_Ｄよりも短い場合には、ＰＷＭ１とＰＷＭ２の位相を調整して、ＰＷＭ１の立下りとＰＷＭ２の立ち上がりのタイミングを時刻ｔ７に合わせ、ＰＷＭ１のハイレベル期間ΔＴ_Ｈ１とＰＷＭ２のハイレベル期間ΔＴ_Ｈ２とが連続するようにした場合でも、デューティサイクル期間ΔＴ_Ｄの間の時刻ｔ１１と時刻ｔ１２との間（位相角で３０°の間）でＰＷＭ１，ＰＷＭ２の両方がローレベル期間ΔＴ_Ｌ２Ｒとなる状態が発生する。換言すると、ＰＷＭ１のデューティ比Ｄ１（ΔＴ_Ｈ１／ΔＴ_Ｄ）とＰＷＭ２のデューティ比Ｄ２（ΔＴ_Ｈ２／ΔＴ_Ｄ）の合計が１未満の場合には、ＰＷＭ１，ＰＷＭ２の両方がローレベル期間ΔＴ_Ｌ２Ｒとなる状態が発生する。このため、図７（ｃ）に示すように、Ｓ３（３３）のスイッチング素子制御信号ＳＳ３は、時刻ｔ０〜ｔ１１までは、連続的にオン状態の信号となるが、時刻ｔ１１〜時刻ｔ１２の間（位相角で３０°の間）はオフ状態の信号となり、時刻ｔ１１と時刻ｔ１２でＳ３（３３）がスイッチング動作することになる。

そこで、本実施形態では、ＰＷＭ１、ＰＷＭ２のデューティ比Ｄ１，Ｄ２を変更することにより、図８に示すように、ＰＷＭ１或いはＰＷＭ２のハイレベル期間（ΔＴ_Ｈ１、ΔＴ_Ｈ２）のいずれか一方或いは両方を長くして、ＰＷＭ１のハイレベル期間ΔＴ_Ｈ１とＰＷＭ２のハイレベル期間ΔＴ_Ｈ２の合計期間がデューティサイクル期間ΔＴ_Ｄに一致するようにして、デューティサイクル期間ΔＴ_Ｄの間にＰＷＭ１，ＰＷＭ２が共にローレベルとなることをなくし、Ｓ３（３３）のスイッチング素子制御信号ＳＳ３が常時オン信号となるようにする。このようにする方法はいろいろな方法が考えられるが、例えば、図８（ａ）、図８（ｂ）の実線に示すように、ＰＷＭ１のハイレベル期間ΔＴ_Ｈ１を位相角で１５°だけ長いΔＴ_Ｈ１２とし（ＰＷＭ１のローレベル期間ΔＴ_Ｌ１を位相角で１５°だけ短いΔＴ_ＨＬ１２とし）、ＰＷＭ２の位相を位相角で１５°だけずらすと共に、ＰＷＭ２のハイレベル期間ΔＴ_Ｈ２を位相角で１５°だけ長いΔＴ_Ｈ２２とする（ＰＷＭ２のローレベル期間ΔＴ_Ｌ２を位相角で１５°だけ長いΔＴ_Ｌ２２とする）方法がある。また、図８（ａ）、図８（ｂ）の二点鎖線に示すように、ＰＷＭ１のハイレベル期間ΔＴ_Ｈ１を位相角で３０°だけ長いΔＴ_Ｈ１３とし（ＰＷＭ１のローレベル期間ΔＴ_Ｌ１を位相角で３０°だけ短いΔＴ_Ｌ１３とし）、ＰＷＭ２の位相を位相角で３０°だけずらし、ＰＷＭ２のハイレベル期間ΔＴ_Ｈ２はそのままとする（ＰＷＭ２のローレベル期間ΔＴ_Ｌ２を位相角で３０°だけ長いΔＴ_Ｌ２３とする）方法もある。更に、図８（ａ）、図８（ｂ）の破線に示す様に、ＰＷＭ２のローレベル期間ΔＴ_Ｌ２はそのままで、ＰＷＭ２のハイレベル期間ΔＴ_Ｈ２をΔＴ_Ｈ２３に長くし、ＰＷＭ１のハイレベル期間ΔＴ_Ｈ１、ローレベル期間ΔＴ_Ｌ１をそのままとする方法もある。

本実施形態では、ＰＷＭ１，ＰＷＭ２のいずれのハイレベル期間を長くするかについて、以下のような演算により、Ｓ３（３３）の定常損失Ｐ_{ｓａｔ＿ｓｗａ}が最小となる組合せを計算する。以下、詳細に説明する。

図９（ａ）、図９（ｂ）は、図８（ａ）、図８（ｂ）に破線で示したように、ＰＷＭ１のハイレベル期間ΔＴ_Ｈ１をそのままとし、ＰＷＭ２のハイレベル期間をΔＴ_Ｈ２３に長くし、時刻ｔ７においてＰＷＭ１の立下りのタイミングとＰＷＭ２の立ち上がりのタイミングとが一致するようにＰＷＭ１，ＰＷＭ２の位相を調整し、Ｓ３（３３）のスイッチング素子制御信号ＳＳ３が常時オン信号となるようした状態を示している。図９（ａ）の時刻ｔ０〜時刻ｔ７までのＰＷＭ１がハイレベルの期間は、図２を参照して説明したように、Ｓ３（３３）、Ｓ４（３４）がオンとなり、Ｂ１（２０）からＬ１（２２）に電力がチャージされている状態である。図９（ｅ）に示すように、Ｂ１（２０）からＳ３（３３）に向かってＬ１（２２）を流れる電流は、時刻ｔ０のＩ_ｂ１０（点ａ）から時刻ｔ７のＩ_ｂ１１（点ｂ）まで上昇していく。時刻ｔ７にＰＷＭ１がローレベルとなると、図３を参照して説明したように、Ｓ３（３３）、Ｓ４（３４）がオフとなり、Ｌ１（２２）にチャージされていた電力は、Ｄ１（３５）、Ｄ２（３６）を通って出力電路２６に出力される。従って、時刻ｔ７以降は、Ｌ１（２２）を流れる電流は、時刻ｔ７のＩ_ｂ１１（点ｂ）から時刻ｔ１２のＩ_ｂ１２（点ｃ）まで低下していく。従って、時刻ｔ０から時刻ｔ７までの間にＳ３（３３）に流れる平均電流Ｉ_{ＳＷ３−１}は、Ｉ_{ＳＷ３−１}＝（Ｉ_ｂ１１−Ｉ_ｂ１０）／２となる。ここで、時刻ｔ０のＩ_ｂ１０（点ａ）から時刻ｔ７のＩ_ｂ１１（点ｂ）までの電流の上昇割合（点ａから点ｂまでの直線の傾き）は、（１／Ｌ１）×ＶＬ１（Ｌ１はＬ１（２２）のリアクトル量（Ｈ）を示す）であるから、ＰＷＭ１の第１デューティ比Ｄ１（Ｄ１＝ΔＴ_Ｈ１／ΔＴ_Ｄ）及び、キャリア周波数Ｆ_ｃｎｖ（＝１／ΔＴ_Ｄ）を用いて平均電流Ｉ_{ＳＷ３−１}を表すと、
Ｉ_{ＳＷ３−１}＝（１／Ｌ１）×ＶＬ１×（１／２）Ｄ１×（１／Ｆ_ｃｎｖ）
＋Ｉ_ｂ１０ ---------------------------------- （式１１）
となる。

同様に、図９（ａ）の時刻ｔ７〜時刻ｔ１２までのＰＷＭ２がハイレベルの期間は、図４を参照して説明したように、Ｓ２（３２），Ｓ３（３３）がオンとなり、Ｂ２（２３）からＬ２（２５）に電力がチャージされている状態であり、図９（ａ）の時刻ｔ０〜時刻ｔ７までのＰＷＭ２がローレベルの期間は、図５を参照して説明したように、Ｓ２（３２），Ｓ３（３３）がオフとなり、Ｌ２（２５）にチャージされていた電力が出力電路に出力される状態である。図９（ｄ）に示すように、時刻ｔ０から時刻ｔ７までのＬ２（２５）を流れる電流の低下割合（点ｄの電流Ｉ_ｂ２０から点ｅのＩ_ｂ２１までの傾き）は、（１／Ｌ２）×（ＶＬ２−ＶＨ）（Ｌ２はＬ２（２５）のリアクトル量（Ｈ）、ＶＨは電圧センサ７５で検出した高電圧を示す）で表される。また、時刻ｔ７から時刻ｔ１２までのＬ２（２５）からＳ３（３３）に流れる電流の上昇割合（点ｅのＩ_ｂ２１から点ｆのＩ_ｂ２２までの傾き）は、（１／Ｌ２）×ＶＬ２で表される。時刻ｔ７から時刻ｔ１２までの間にＳ３（３３）に流れる平均電流Ｉ_{ＳＷ３−２}は、Ｉ_{ＳＷ３−２}＝（Ｉ_ｂ２２−Ｉ_ｂ２１）／２であり、先と同様、これをＰＷＭ１の第１デューティ比Ｄ１（Ｄ１＝ΔＴ_Ｈ１／ΔＴ_Ｄ）及び、キャリア周波数Ｆ_ｃｎｖ（＝１／ΔＴ_Ｄ）を用いて表すと、
Ｉ_{ＳＷ３−２}＝Ｉ_ｂ２０＋（１／Ｌ２）×（ＶＬ２−ＶＨ）×Ｄ１×（１／Ｆ_ｃｎｖ）
＋（１／Ｌ２）×ＶＬ２×（１／２）×（１−Ｄ１）×（１／Ｆ_ｃｎｖ）
---------------------------------- （式１２）
となる。

式１１、式１２から、Ｓ３（３３）の定常損失Ｐ_{ｓａｔ＿ｓｗａ}は、Ｓ３（３３）のコレクタ−エミッタ間電圧をＶ_ＣＥとして、
Ｐ_{ｓａｔ＿ｓｗａ}＝（Ｖ_ＣＥ／Ｆ_ｃｎｖ）×［Ｉ_{ＳＷ３−１}×Ｄ１＋Ｉ_{ＳＷ３−２}×（１−Ｄ１）］
---------------------------------- （式１３）
となる。
式１３を微分してＤ１について解くと定常損失Ｐ_{ｓａｔ＿ｓｗａ}が最小となる第１デューティ比Ｄ１´を求めることができる。また、定常損失_{ｓａｔ＿ｓｗａ}が最小となる第２デューティ比Ｄ２´は、（１−Ｄ１´）として求めることができる。

以上、Ｓ３（３３）の定常損失Ｐ_{ｓａｔ＿ｓｗａ}を最小とできるような第１デューティ比Ｄ１´、第２デューティ比Ｄ２´の求め方について説明したが、上記の方法は、Ｌ１（２２）、Ｌ２（２５）に流れる電流の方向が逆転しない範囲、換言すると、図９（ｄ）の点ｅ、図９（ｅ）の点ｃにおいて、Ｌ１（２２）、Ｌ２（２５）の電流がプラスとなっており、ゼロ未満とならないこと（ゼロクロスしないこと）が必要である。
ゼロクロスが発生するのは、Ｄ１´が次の式１４、１５の範囲内にある場合である。
Ｄ１´≦−（Ｉ_ｂ２０×Ｌ２）／［（ＶＬ２−ＶＨ）×（１／Ｆ_ｃｎｖ）］-- （式１４）
Ｄ１´≧−［Ｉ_ｂ１０＋（１／Ｌ１）×（ＶＬ１−ＶＨ）×（１／Ｆ_ｃｎｖ）］
／［ＶＬ１×（１／Ｆ_ｃｎｖ）／Ｌ１−（ＶＬ１−ＶＨ）×（１／Ｆ_ｃｎｖ）／Ｌ１］
---------------------------------- （式１５）
以上の式１１〜式１５が、Ｓ３（３３）のスイッチング損失ゼロ、且つ、定常損失最小とするデューティ比の計算方法の基礎式である。

＜電源システム１００の動作＞
次に、図１０から図１２を参照して本実施形態の電源システム１００の動作について説明する。図１０のステップＳ１０１に示すように、図示しない他の制御装置から高電圧指令値ＶＨ^＊が入力されると、図１０のステップＳ１０２に示すように、式３、式６に基づいて、第１デューティ比の初期値Ｄ１１、第２デューティ比の初期値Ｄ２１を算出する。各初期値Ｄ１１，Ｄ２１を計算したら、制御部６０は、ステップＳ１０３に進み、Ｄ１１とＤ２１の数値の和が１未満かどうか、或いは、Ｄ１１、Ｄ２１の各ハイレベル期間の合計期間がデューティサイクル期間よりも短いかどうかを判断する。図１０のステップＳ１０３でＹＥＳと判断した場合、制御部６０は、Ｄ１１，Ｄ１２は、例えば、図７に示した様な状態で、Ｓ３（３３）がオン・オフ動作する状態となっていると判断し、図１０に示すステップＳ１０４に進む。一方、図１０のステップＳ１０３でＮＯと判断した場合、制御部６０は、Ｄ１１，Ｄ１２は、例えば、図８に示した様な状態で、Ｓ３（３３）がオン・オフしない状態となっていると判断し、ステップＳ１０５，Ｓ１０６をスキップして図１０に示すステップＳ１０７に進み、各デューティ比の初期値であるＤ１１，Ｄ１２を用いてＰＷＭ１，ＰＷＭ２を生成する。

制御部６０は、図１０に示すステップＳ１０４に進んだら、式１１から式１３を用いてＳ３（３３）の定常損失Ｐ_{ｓａｔ＿ｓｗａ}を求め、式１３を微分してＤ１１について解いて定常損失Ｐ_{ｓａｔ＿ｓｗａ}を最小とできる第１デューティ比の変更値Ｄ１２を求める。また、また、定常損失_{ｓａｔ＿ｓｗａ}が最小となる第２デューティ比の変更値Ｄ２２を、（１−Ｄ１２）として求める。第１、第２デューティ比の初期値Ｄ１１とＤ２１の数値の和は１未満で、第１、第２デューティ比の変更値Ｄ１２、Ｄ２２の数値の和は１であるから、Ｄ１２或いはＤ２２の少なくとも一方は、Ｄ１１或いはＤ２１よりも大きい数値となる。

第１、第２デューティの各変更値Ｄ１２，Ｄ２２を計算したら、制御部６０は、図１０に示すステップＳ１０５に進み、各変更値Ｄ１２，Ｄ２２は損失低減に有効かどうかを判断する。まず、制御部６０は、各変更値Ｄ１２を用いて式１３により変更値Ｄ１２の場合のＳ３（３３）の定常損失Ｐ_{ｓａｔ＿ｓｗａ}を再計算し、この損失が第１、第２デューティが初期値Ｄ１１，Ｄ２１であった場合のスイッチング損失と定常損失との合計損失よりも小さいかどうかを計算する。もし、変更値Ｄ１２の場合のＳ３（３３）の定常損失Ｐ_{ｓａｔ＿ｓｗａ}が第１、第２デューティが初期値Ｄ１１，Ｄ２１であった場合のスイッチング損失と定常損失との合計損失よりも大きくなっている場合には、各変更値Ｄ１２、Ｄ２２は有効ではないと判断し、第１、第２デューティ比を変更せずに図１０のステップＳ１０７に進み、ＰＷＭ１，ＰＷＭ２を生成する。一方、変更値Ｄ１２の場合のＳ３（３３）の定常損失Ｐ_{ｓａｔ＿ｓｗａ}が第１、第２デューティが初期値Ｄ１１，Ｄ２１であった場合のスイッチング損失と定常損失との合計損失よりも小さくなっている場合には、各変更値Ｄ１２、Ｄ２２は有効である可能性があると判断し、更に、Ｄ１２が式１４、式１５の範囲にないかどうかを判断する。そして、Ｄ１２が式１４、式１５の範囲にない場合には、第１、第２デューティ比を初期値のＤ１１、Ｄ２１から変更値のＤ１２，Ｄ２２に変更し、図１０のステップＳ１０７に進んでＰＷＭ１，ＰＷＭ２を生成する。なお、Ｄ１２が式１４、式１５の範囲内の場合には、制御部６０は、第１、第２デューティ比を変更せずに図１０のステップＳ１０７に進み、ＰＷＭ１，／ＰＷＭ１，ＰＷＭ２，／ＰＷＭ２を生成する。

次に、制御部６０は、図１０のステップＳ１０８に進んでＰＷＭ１とＰＷＭ２の位相操作を行い、図９（ａ）、図９（ｂ）に示すように、ＰＷＭ１の立下りのタイミングとＰＷＭ２の立ち上がりのタイミングとを合わせ、デューティサイクル期間ΔＴ_Ｄの間、スイッチング素子制御信号ＳＳ３が常にオン信号となるように調整する。その後、制御部６０は、図１０のステップＳ１０９に進み、式７〜式１０を用いて論理合成を行い、図１０のステップＳ１１０に示すように、各スイッチング素子Ｓ１（３１）〜Ｓ４（３４）をオン・オフ制御する各スイッチング素子制御信号ＳＳ１〜ＳＳ４を生成する。

以上のようにして生成したＰＷＭ１，／ＰＷＭ１，ＰＷＭ２，／ＰＷＭ２、ＳＳ１〜ＳＳ４を図１１に示す。図１１に示す直線８５，８６はそれぞれ変更後の第１デューティ比Ｄ１２、第２デューティ比Ｄ２２を生成する高さに位置する直線である。図１１に示す例では、図１１（ｉ）に示すように、一番大きな電流が流れるＳ３（３３）のスイッチング素子制御信号ＳＳ３は常時オンとなっており、Ｓ３（３３）のスイッチング損失がゼロで電源システム１００の損失が低減できることが分かる。また、ＰＷＭ１がハイレベルとなっている図１１の時刻ｔ３から時刻ｔ１０の間は、図１２に示す様に、Ｓ１（３１）がオン、Ｓ２（３２）がオフ、Ｓ３（３３）、Ｓ４（３４）がオンでＢ１（２０）の電力が回路Ｒ１によりＬ１（２２）にチャージされると共に、Ｌ２（２５）にチャージされていた電力が回路Ｒ６から出力電路２６に出力される。また、ＰＷＭ２がハイレベルとなっている図１１の時刻ｔ１０から時刻ｔ１５の間は、図１３に示す様に、Ｓ１（３１），Ｓ２（３２），Ｓ３（３３）がオン、Ｓ４（３４）がオフでＬ１（２２）にチャージされていた電力が回路Ｒ５から出力電路２６に出力されると共に、Ｂ２（２３）の電力が回路Ｒ２によりＬ２（２５）にチャージされる。電圧変換器１０は、図１２、図１３に示す状態を交互に繰り返しながら、常にＳ３（３３）をオンとした状態で、Ｂ１（２０），Ｂ２（２３）の電圧を昇圧しながら出力電路２６に出力していく。

以上説明したように、本実施形態の電源システム１００は、第１、第２バッテリ２０，２３の各電圧値と高電圧指令値ＶＨ^＊とに基づいて算出される第１、第２デューティ比の初期値Ｄ１１、Ｄ２１の合計が１未満の場合、あるいは、その場合のＰＷＭ１，ＰＷＭ２の各ハイレベル期間の合計期間がデューティサイクル期間よりも短い場合、ＰＷＭ１，ＰＷＭ２各ハイレベル期間の合計期間がデューティサイクル期間となるように、ＰＷＭ１，ＰＷＭ２の各デューティ比をそれぞれＤ１２，Ｄ２２に変更すると共にＰＷＭ１，ＰＷＭ２の位相を調整してＳ３（３３）が常にオンとなるようにすることによってＳ３（３３）のスイッチング損失と定常損失の合計損失をＰＷＭ１，ＰＷＭ２の変更前よりも低減することができる。

なお、ＰＷＭ１，ＰＷＭ２を第１、第２バッテリ２０，２３の各電圧値と高電圧指令値ＶＨ^＊とに基づいて算出される第１、第２デューティ比の初期値Ｄ１１、Ｄ２１を各変更値Ｄ１２，Ｄ２２に変更すると、出力電圧が高電圧指令値ＶＨ^＊からずれるが、この場合にはインバータ４０のスイッチング素子のオン・オフ動作を調整してモータジェネレータ５０に供給される電力が要求電力となるようにすることができる。このため、第１、第２デューティ比の初期値Ｄ１１、Ｄ２１を各変更値Ｄ１２，Ｄ２２に変更したことにより電動車両２００の走行に与える影響はほとんどない。

１０電圧変換器、１１グランド電路、１２高圧電路、１３第１電路、１４第２電路、１６，１７，１８接続点、２０第１バッテリ、２１第１コンデンサ、２２第１リアクトル、２３第２バッテリ、２４第２コンデンサ、２５第２リアクトル、２６出力電路、３１〜３４スイッチング素子、３５〜３８ダイオード、４０インバータ、４１平滑コンデンサ、４３，４４，４５出力線、５０モータジェネレータ、５１出力軸、５２ギヤ装置、５３車軸、５４車輪、６０制御部、６１，６４，７１，７４，７５電圧センサ、８１，８３三角波、８２，８４，８５，８６直線、１００電源システム、２００電動車両、Ｄ１，Ｄ１´，Ｄ１１，Ｄ１２第１デューティ比、Ｄ２，Ｄ２´，Ｄ２１，Ｄ２２第２デューティ比、Ｆ_ｃｎｖキャリア周波数、Ｉ^＊流指令値、Ｉ_{ＳＷ３−１}，Ｉ_{ＳＷ３−２} 平均電流、Ｐ_{ｓａｔ＿ｓｗａ} 定常損失、Ｒ１〜Ｒ８回路、ＳＳ１〜ＳＳ４スイッチング素子制御信号、ＶＢ１，ＶＢ２，ＶＨ，ＶＬ１，ＶＬ２電圧、ＶＨ^＊高電圧指令値、ΔＴ_Ｄデューティサイクル期間、ΔＴ_Ｈ１，ΔＴ_Ｈ１２，ΔＴ_Ｈ１３，ΔＴ_Ｈ２，ΔＴ_Ｈ２２，ΔＴ_Ｈ２３ハイレベル期間、ΔＴ_Ｌ１，ΔＴ_Ｌ１２，ΔＴ_Ｌ１３，ΔＴ_Ｌ２，ΔＴ_Ｌ２Ｆ，ΔＴ_Ｌ２Ｒ，ΔＴ_Ｌ２２，ΔＴ_Ｌ２３ローレベル期間、φ 位相。

Claims

第１バッテリと、
第２バッテリと、
第１バッテリまたは第２バッテリのいずれか一方または両方と出力電路との間で双方向に電圧変換を行うと共に、出力電路に対する第１バッテリおよび第２バッテリの接続を直列または並列に切換える複数のスイッチング素子を含む電圧変換器と、
複数のスイッチング素子をＰＷＭ制御に従ってオン・オフする制御部と、を含む電源システムであって、
出力電路は、第１の電路と第１の電路よりも電位の低い第２の電路とを含み、
複数のスイッチング素子は、第１の電路から第２の電路に向かって直列に設けられた第１、第２、第３、第４スイッチング素子を含み、
第１バッテリは、第３および第４スイッチング素子と並列に接続され、
第２バッテリは、第２および第３スイッチング素子と並列に接続され、
制御部は、第１バッテリの電圧値と出力電圧指令値とに基づいて算出される第１デューティ比によって第１バッテリと出力電路との間に形成される第１電圧変換回路の第１電圧変換を制御する第１ＰＷＭ信号の第１ハイレベル期間と、第２バッテリの電圧値と出力電圧指令値とに基づいて算出される第２デューティ比によって第２バッテリと出力電路との間に形成される第２電圧変換回路の第２電圧変換を制御する第２ＰＷＭ信号の第２ハイレベル期間との合計ハイレベル期間が、第１、第２ＰＷＭ制御信号のデューティサイクル期間よりも短い場合に、第３スイッチング素子のスイッチング損失と定常損失の合計損失が第１ＰＷＭ信号と第２ＰＷＭ信号とを変更する前よりも小さくなるように第１ＰＷＭ信号の第１デューティ比または第２ＰＷＭ信号の第２デューティ比の少なくとも一方を大きくする電源システム。