JP6452578B2 - 電源システム - Google Patents

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Description

この発明は、電源システムに関し、より特定的には、２つの直流電源と共通の電力線との間に接続された電力変換器を含んで構成された電源システムの制御に関する。
複数の電源と負荷の間に接続された電力変換器を用いて、複数の電源を組み合わせて負荷へ電源を供給するハイブリッド電源システムが用いられている。
たとえば、特開２０１３−４６４４６号公報（特許文献１）には、二次電池および充放電可能な補助電源の各々に対して設けられた昇圧チョッパ（電力変換器）を並列に接続した、車両用電源システムが記載されている。
また、特開２０１３−１３２３４号公報（特許文献２）には、複数の電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」とも称する）のスイッチングパターンを切換えることよって、２つの直流電源を直列接続した状態でＤＣ／ＤＣ変換を行なう動作モード（直列接続モード）と、２つの直流電源を並列に使用する状態でＤＣ／ＤＣ変換を行なう動作モード（並列接続モード）とを切替えることが可能な電力変換器の構成が記載されている。
特開２０１３−４６４４６号公報 特開２０１３−１３２３４号公報
特許文献２に記載された電力変換器では、直列接続モードの選択によって昇圧比を抑制することにより、特許文献１の構成と比較して、高電圧出力時の電力損失を抑制することができる。さらに、特許文献２の回路構成では、第１の直流電源の電力変換のための電流と、第２の直流電源の電力変換のための電流とが、共通のスイッチング素子を重なって流れる現象が生じる。
このため、特許文献２では、第１の直流電源および第１のリアクトルを流れる電流と、第２直流電源および第２のリアクトルを流れる電流との位相関係（具体的には、上昇タイミングおよび下降タイミングの関係）を、特定のスイッチング素子での電力損失が低下するように制御することが記載されている。
しかしながら、特定のスイッチング素子で電力損失の低下は、電力変換器全体での効率向上には寄与するが、素子間で発熱量の偏りの低減には効果が小さい。一般的に、スイッチング素子は、トランジスタチップの並列接続によってモジュール構成され、熱定格はトランジスタチップの並列個数によって設計される。したがって、一部のスイッチング素子での発熱量が相対的に大きくなると、当該スイッチング素子での並列チップ個数が他のスイッチング素子よりも多く必要になるため、量産時における製造コストの低減効果が小さくなる。
このように、２つの直流電源を並列に使用する動作モードを有する電力変換器では、スイッチング素子での電力損失の総和を低減するだけに止まらず、スイッチング素子間での損失の偏りについても低減するように、電力変換のためのスイッチング制御を行うことが好ましい。
この発明はこのような問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、２つの直流電源を備えた電源システムにおいて電力変換における複数のスイッチング素子の間の電力損失の偏りを低減することである。
この発明のある局面では、高電圧側の第１の電力線および低電圧側の第２の電力線の間の直流電圧を制御するための電源システムであって、第１の直流電源と、第２の直流電源と、第１および第２の直流電源と第１および第２の電力線との間で直流電圧変換を実行するための電力変換器と、電力変換器の動作を制御するための制御装置とを備える。電力変換器は、第１から第５の半導体素子と、第１および第２のリアクトルとを含む。第１の半導体素子は、第１の電力線と第１のノードとの間に電気的に接続される。第１のリアクトルは、第１のノードと第２の電力線との間に、第１の直流電源と直列に電気的に接続される。第２の半導体素子は、第２の電力線と第１のノードとの間に電気的に接続される。第２のリアクトルは、第２のノードと第１の電力線の間に、第２の直流電源と直列に電気的に接続される。第３の半導体素子は、第２のノードと、第２の電力線との間に電気的に接続される。第４の半導体素子は、第１の電力線と第２のノードとの間に電気的に接続される。第５の半導体素子は、第１のノードと第２のノードとの間に電気的に接続される。第１から第５の半導体素子の少なくとも一部は、制御装置からの信号に応じて電流経路の形成および遮断を制御するように構成されたスイッチング素子を含む。第１のリアクトルを経由する第１のリアクトル電流および第２のリアクトルを経由する第２のリアクトル電流の各々は、制御装置からの制御信号に応答したスイッチング素子のオンオフ制御によって、各制御周期において複数個の変曲点を有するように制御される。制御装置は、第１のスイッチング制御モードを有する。第１のスイッチング制御モードでは、第１および第２のリアクトル電流のうちの絶対値が大きい第１の電流が、各制御周期において、極大点および極小点の一方ずつである第１および第２の変曲点を有し、かつ、第１および第２のリアクトル電流のうちの絶対値が小さい第２の電流が、各制御周期において、第１および第２の変曲点に加えて、第３および第４の変曲点を有するように、スイッチング素子の制御信号が生成される。さらに、第１のスイッチング制御モードにおいて、第１および第２の電流の間で第１の変曲点は、同一タイミングであり、第１の電流の第２の変曲点と、第２の電流の第３の変曲点とは、同一タイミングである。
好ましくは、第１のスイッチング制御モードにおいて、第１および第２の直流電源の両方が力行動作または回生動作を行っている期間では、第１および第２の電流の第１の変曲点は、一方ずつが極大点および極小点である。さらに、第１の電流の第２の変曲点と、第２の電流の第３の変曲点とは、一方ずつが極大点および極小点である。
さらに好ましくは、制御装置は、第１および第２のリアクトル電流の各々が、各制御周期において、極大点および極小点の一方ずつである第１および第２の変曲点を有するように、スイッチング素子の制御信号を生成する第２のスイッチング制御モードをさらに有する。さらに、制御装置は、第１および第２のスイッチング制御モードが交互に適用されるように、スイッチング素子の制御信号を生成する。
好ましくは、第１の直流電源からの出力を制御する第１の出力デューティ比と、第１の出力デューティ比の最大値に相当する電圧幅を有する第１のキャリア波との比較に従って第１のリアクトル電流に第１および第２の変曲点を生じさせる。さらに、制御装置は、第２の直流電源からの出力を制御する第２の出力デューティ比と、第２の出力デューティ比の最大値に相当する電圧幅を有する第２のキャリア波との比較に従って第１のリアクトル電流に第１および第２の変曲点を生じさせるように、スイッチング素子の制御信号を生成する。
また好ましくは、第１から第４の半導体素子の各々は、スイッチング素子およびダイオードを含む。スイッチング素子は、電流経路を形成するオン状態と当該電流経路を遮断するオフ状態とを制御装置からの信号に応答して選択的に形成する。ダイオードは、スイッチング素子と逆並列に接続されて、順バイアス時に電流経路を形成する。第５の半導体素子は、第１のノードおよび第２のノードの間の電流経路の形成および遮断を制御するためのスイッチング素子を含む。
さらに好ましくは、第１から第４の半導体素子の各々は、スイッチング素子およびダイオードを含む。スイッチング素子は、電流経路を形成するオン状態と当該電流経路を遮断するオフ状態とを制御装置からの信号に応答して選択的に形成する。ダイオードは、スイッチング素子と逆並列に接続されて、順バイアス時に電流経路を形成する。第５の半導体素子は、第１のノードから第２のノードへの電流経路の形成および遮断を制御するためのスイッチング素子と、第２のノードから第１のノードへの電流経路の形成および遮断を制御するためのスイッチング素子とを含む。
好ましくは、第２および第４の半導体素子の各々において、スイッチング素子が設けられる。第１および第３の半導体素子において、第１のノードから第１の電力線へ向かう方向を順方向として接続されたダイオードと、第２の電力線から第２のノードへ向かう方向を順方向として接続されたダイオードとがそれぞれ設けられる。さらに、第５の半導体素子において、少なくとも第１のノードから第２のノードへの電流経路の形成および遮断を制御するためのスイッチング素子が設けられる。
さらに好ましくは、第１および第３の半導体素子のいずれか一方において、ダイオードと並列に接続されたスイッチング素子がさらに設けられる。
この発明によれば、２つの直流電源を備えた電源システムにおいて、電力変換のための複数のスイッチング素子での電力損失について素子間の偏りを低減することができる。この結果、複数のスイッチング素子間での発熱量を均等化することができる。
本発明の実施の形態１に従う電源システムの構成を示す回路図である。 図１に示された負荷の構成例を示す概略図である。 基本的な昇圧チョッパ回路の構成を示す回路図である。 図３に示した昇圧チョッパ回路の動作波形図である。 図１に示した電力変換器のパラレル昇圧モードにおける第１の等価回路図である。 図５に示した等価回路図における各直流電源の下アームオン時の電流経路を示す回路図である。 図５に示した等価回路図における各直流電源の上アームオン時の電流経路を示す回路図である。 図１に示した電力変換器のパラレル昇圧モードにおける第２の等価回路図である。 図８に示した等価回路図における各直流電源の下アームオン時の電流経路を示す回路図である。 図８に示した等価回路図における各直流電源の上アームオン時の電流経路を示す回路図である。 第１アームおよび第２アームを用いる昇圧チョッパ回路の各アームオンオフとスイッチング素子のオンオフとの対応関係が示される。 実施の形態１に従う電力変換器パラレル昇圧モードにおいて各スイッチング素子をオンオフ制御するためのゲート論理式の一覧を示す図表である。 図１に示した電力変換器のパラレル昇圧モードにおける直流電源の出力制御例を説明するため機能ブロック図である。 ＰＷＭ制御の動作を説明するための波形図である。 パラレル昇圧モードにおけるスイッチングパターンの一覧を示す図表である。 実施の形態１に従う電力変換器におけるリアクトル電流の向きの組み合わせを説明する概念図である。 第２アーム形成時における電流挙動を説明する回路図である。 電流位相制御が適用されたＰＷＭ制御の動作を説明するための波形図である。 電流位相制御が適用された場合における各スイッチング素子の電力損失を説明するための波形図（力行時）である。 本実施の形態に従うスイッチング制御の適用時における各スイッチング素子の電力損失を説明するための波形図（力行時）である。 本実施の形態に従うスイッチング制御の適用時および非適用時の間でスイッチング損失を比較する概念図である。 比較のために示される本実施の形態に従うスイッチング制御の条件を変更したときの波形図（力行時）である。 本実施の形態に従うスイッチング制御の適用時におけるＰＷＭ制御を説明するための波形図である。 電流位相制御が適用された場合における各スイッチング素子の電力損失を説明するための波形図（回生時）である。 回生動作時における電力変換器１０での第２アーム形成時の電流挙動を説明する回路図である。 本実施の形態に従うスイッチング制御の適用時における各スイッチング素子の電力損失を説明するための波形図（回生時）である。 比較のために示される本実施の形態に従うスイッチング制御の条件を変更したときの波形図（回生時）である。 実施の形態２に従う電源システムに適用されるスイッチング制御を説明するための概念図である。 実施の形態２に従うスイッチング制御の適用時におけるスイッチング素子の温後変化履歴の一例を示す概念的な波形図である。 実施の形態３に従う電力変換器の構成を説明するための回路図である。 実施の形態３に従う電力変換器パラレル昇圧モードにおいて各スイッチング素子をオンオフ制御するためのゲート論理式の一覧を示す図表である。 実施の形態３に従う電力変換器に対して図１９と同様の電流位相制御が適用された場合における各スイッチング素子の電力損失を説明するための波形図（力行時）である。 実施の形態３に従う電力変換器に対して図２０と同様のスイッチング制御が適用された場合における各スイッチング素子の電力損失を説明するための波形図（力行時）である。 実施の形態３に従う電力変換器に対して図２４と同様の電流位相制御が適用された場合における各スイッチング素子の電力損失を説明するための波形図（回生時）である。 実施の形態３に従う電力変換器に対して図２６と同様のスイッチング制御が適用された場合における各スイッチング素子の電力損失を説明するための波形図（回生時）である。 実施の形態４に従うシリーズ昇圧モードにおける、実施の形態１に従う電力変換器の等価回路図（下アームオン時）である。 実施の形態４に従うシリーズ昇圧モードにおける、実施の形態１に従う電力変換器の等価回路図（上アームオン時）である。 実施の形態１に従う電力変換器のシリーズ昇圧モードにおいて各スイッチング素子をオンオフ制御するためのゲート論理式の一覧を示す図表である。 実施の形態４に従うシリーズ昇圧モードにおける、実施の形態３に従う電力変換器の等価回路図（下アームオン時）である。 実施の形態４に従うシリーズ昇圧モードにおける、実施の形態３に従う電力変換器の等価回路図（上アームオン時）である。 実施の形態３に従う電力変換器のシリーズ昇圧モードにおいて各スイッチング素子をオンオフ制御するためのゲート論理式の一覧を示す図表である。 実施の形態１，３に従う電力変換器に選択的に適用可能な複数の動作モードの一覧を示すための図表である。 第１の直流電源を回生充電しない場合における図１に示した電力変換器の構成からの変形例を示す回路図である。 第２の直流電源を回生充電しない場合における図１に示した電力変換器の構成からの変形例を示す回路図である。 第１および第２の直流電源を回生充電しない場合における図１に示した電力変換器の構成からの変形例を示す回路図である。 第１の直流電源を回生充電しない場合における図３０に示した電力変換器の構成からの変形例を示す回路図である。 第２の直流電源を回生充電しない場合における図３０に示した電力変換器の構成からの変形例を示す回路図である。 第１および第２の直流電源を回生充電しない場合における図３０に示した電力変換器の構成からの変形例を示す回路図である。
以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では、図中の同一または相当部分には同一符号を付して、その説明は原則的に繰返さないものとする。
［実施の形態１］
（回路構成）
図１は、本発明の実施の形態に従う電源システムの構成を示す回路図である。
図１を参照して、電源システム５は、直流電源Ｂ１と、直流電源Ｂ２と、電力変換器１０と、制御装置１００とを備える。
本実施の形態において、直流電源Ｂ１およびＢ２は、二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電装置によって構成される。たとえば、直流電源Ｂ１は、リチウムイオン二次電池やニッケル水素電池のような二次電池で構成される。また、直流電源Ｂ２は、たとえば、電気二重層キャパシタやリチウムイオンキャパシタ等の出力特性に優れた直流電圧源要素により構成される。直流電源Ｂ１および直流電源Ｂ２は、「第１の直流電源」および「第２の直流電源」にそれぞれ対応する。
なお、直流電源Ｂ１およびＢ２を同種の蓄電装置によって構成することも可能である。また、直流電源Ｂ１およびＢ２の容量についても特に限定されることはなく、直流電源Ｂ１およびＢ２は、各々を同等の容量で構成してもよく、一方の直流電源の容量を他方の直流電源の容量より大きくしてもよい。
電力変換器１０は、高電圧側の電力線ＰＬおよび低電圧側の電力線ＧＬの間の直流電圧ＶＨ（以下、出力電圧ＶＨとも称する）を制御するように構成される。電力線ＧＬは、代表的には、接地配線で構成される。
負荷３０は、電力変換器１０の出力電圧ＶＨを受けて動作する。出力電圧ＶＨの電圧指令値ＶＨ＊は、負荷３０の動作に適した電圧に設定される。電圧指令値ＶＨ＊は、負荷３０の状態に応じて可変に設定されてもよい。さらに、負荷３０は、回生発電等によって、直流電源Ｂ１および／またはＢ２の充電電力を発生可能に構成されてもよい。
電力変換器１０は、スイッチング素子（電力用半導体スイッチング素子）Ｓ１〜Ｓ５と、リアクトルＬ１，Ｌ２とを含む。本実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。
スイッチング素子Ｓ１は、電力線ＰＬおよびノードＮ１の間に電気的に接続される。リアクトルＬ１および直流電源Ｂ１は、ノードＮ１および電力線ＧＬの間に直列に、電気的に接続される。たとえば、リアクトルＬ１は、直流電源Ｂ１の正極端子およびノードＮ１の間に電気的に接続されるとともに、直流電源Ｂ１の負極端子は、電力線ＧＬと電気的に接続される。スイッチング素子Ｓ２は、ノードＮ１および電力線ＧＬの間に電気的に接続される。なお、リアクトルＬ１および直流電源Ｂ１の接続順序を入れ換えても、電気的には等価な回路構成が維持される。
スイッチング素子Ｓ３は、ノードＮ２および電力線ＧＬの間に電気的に接続される。スイッチング素子Ｓ４は、電力線ＰＬおよびノードＮ２の間に電気的に接続される。スイッチング素子Ｓ５は、ノードＮ１およびＮ２の間に電気的に接続される。リアクトルＬ２および直流電源Ｂ２は、電力線ＰＬおよびノードＮ２の間に直列に、電気的に接続される。たとえば、リアクトルＬ２は、直流電源Ｂ２の正極端子および電力線ＰＬの間に電気的に接続されるとともに、直流電源Ｂ２の負極端子は、ノードＮ２と電気的に接続される。なお、リアクトルＬ２および直流電源Ｂ２の接続順序を入れ換えても、電気的には等価な回路構成が維持される。
スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対しては、逆並列ダイオードＤ１〜Ｄ４がそれぞれ配置されている。ダイオードＤ１〜Ｄ４は、順バイアス時に、電力線ＧＬから電力線ＰＬへ向かう方向（図中、下から上へ向かう方向）の電流経路を形成するように配置される。一方で、ダイオードＤ１〜Ｄ４は、逆バイアス時には、当該電流経路を非形成とする。具体的には、ダイオードＤ１は、ノードＮ１から電力線ＰＬへ向かう方向を順方向とするように接続され、ダイオードＤ２は、電力線ＧＬからノードＮ１へ向かう方向を順方向とするように接続される。同様に、ダイオードＤ３は、電力線ＧＬからノードＮ２へ向かう方向を順方向とするように接続され、ダイオードＤ４は、ノードＮ２から電力線ＰＬへ向かう方向を順方向とするように接続される。
図１の構成例では、スイッチング素子Ｓ５は、ノードＮ１からノードＮ２へ向かう電流経路および、ノードＮ２からノードＮ１へ向かう電流経路のそれぞれについて、形成および遮断を別個に制御可能な双方向スイッチとして設けられる。すなわち、双方向スイッチ（Ｓ５）は、ノードＮ１およびＮ２の間に電気的に直列接続された、ダイオードＤ５ａおよびスイッチング素子Ｓ５ａを有する。ダイオードＤ５ａは、ノードＮ１からノードＮ２へ向かう方向を順方向として、ノードＮ１，Ｎ２間に電気的に接続される。
双方向スイッチ（Ｓ５）は、ノードＮ１およびＮ２の間に電気的に直列接続された、ダイオードＤ５ｂおよびスイッチング素子Ｓ５ｂをさらに有する。ダイオードＤ５ｂおよびスイッチング素子Ｓ５ｂは、ノードＮ１およびＮ２間に、ダイオードＤ５ａおよびスイッチング素子Ｓ５ａに対して並列に接続される。ダイオードＤ５ｂは、ノードＮ２からノードＮ１へ向かう方向を順方向として、ノードＮ１，Ｎ２間に電気的に接続される。
双方向スイッチでは、スイッチング素子Ｓ５ａがオンされると、ダイオードＤ５ａにより、ノードＮ１からＮ２に向かう方向に電流経路が形成される。一方で、スイッチング素子Ｓ５ａがオフされると、当該電流経路は遮断される。すなわち、スイッチング素子Ｓ５ａは、ノードＮ１からＮ２への電流経路の形成および遮断を制御するために配置される。
また、スイッチング素子Ｓ５ｂがオンされると、ダイオードＤ５ｂにより、ノードＮ２からＮ１に向かう方向に電流経路が形成される。一方で、スイッチング素子Ｓ５ｂがオフされると、当該電流経路は遮断される。すなわち、スイッチング素子Ｓ５ｂは、ノードＮ２からＮ１への電流経路の形成および遮断を制御するために配置される。
スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５ａ，Ｓ５ｂは、制御装置１００からの制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４，ＳＧ５ａ，ＳＧ５ｂにそれぞれ応答して、オンオフを制御することが可能である。具体的には、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５は、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ５が論理ハイレベル（以下、「Ｈレベル」とも表記する）のときにオン状態となって、電流経路を形成可能な状態となる。一方で、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５ａ，Ｓ５ｂは、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４，ＳＧ５ａ，ＳＧ５ｂが論理ローレベル（以下、「Ｌレベル」とも表記する）のときにオフ状態となって、当該電流経路を遮断する状態となる。
図１の構成例では、スイッチング素子Ｓ１およびダイオードＤ１は「第１の半導体素子」に対応し、スイッチング素子Ｓ２およびダイオードＤ２は「第２の半導体素子」に対応し、スイッチング素子Ｓ３およびダイオードＤ３は「第３の半導体素子」に対応する。さらに、スイッチング素子Ｓ４およびダイオードＤ４は「第４の半導体素子」に対応し、スイッチング素子Ｓ５ａ，Ｓ５ｂおよびダイオードＤ５ａ，Ｄ５ｂは、「第５の半導体素子」に対応する。さらに、リアクトルＬ１およびＬ２は、「第１のリアクトル」および「第２のリアクトル」にそれぞれ対応する。図１の例では、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５ａ，Ｓ５ｂのオンオフ制御により、第１〜第５の半導体素子の各々において、電流経路の形成および遮断を制御することができる。
制御装置１００は、たとえば、図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）およびメモリを有する電子制御ユニット（ＥＣＵ）によって構成される。制御装置１００は、メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、各センサによる検出値を用いた演算処理を行なうように構成される。あるいは、制御装置１００の少なくとも一部は、電子回路等のハードウェアにより所定の数値・論理演算処理を実行するように構成されてもよい。
制御装置１００は、出力電圧ＶＨを制御するために、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５のオンオフを制御する制御信号ＳＧ１〜ＳＧ５ａ，ＳＧ５ｂを生成する。なお、図１では図示を省略しているが、直流電源Ｂ１の電圧（Ｖ［１］と表記する）および電流（Ｉ［１］と表記する）、直流電源Ｂ２の電圧（Ｖ［２］と表記する）および電流（Ｉ［２］と表記する）、ならびに、出力電圧ＶＨの検出器（電圧センサ）が設けられている。これらの検出器の出力は、制御装置１００へ与えられる。
図２は、負荷３０の構成例を示す概略図である。
図２を参照して、負荷３０は、たとえば電動車両の走行用電動機を含むように構成される。負荷３０は、平滑コンデンサＣＨと、インバータ３２と、モータジェネレータ３５と、動力伝達ギヤ３６と、駆動輪３７とを含む。
モータジェネレータ３５は、車両駆動力を発生するための走行用電動機であり、たとえば、複数相の永久磁石型同期電動機で構成される。モータジェネレータ３５の出力トルクは、減速機や動力分割機構によって構成される動力伝達ギヤ３６を経由して、駆動輪３７へ伝達される。駆動輪３７に伝達されたトルクにより電動車両が走行する。また、モータジェネレータ３５は、電動車両の回生制動時には、駆動輪３７の回転力によって発電する。この発電電力は、インバータ３２によってＡＣ／ＤＣ変換される。この直流電力は、電源システム５に含まれる直流電源Ｂ１，Ｂ２の充電電力として用いることができる。
モータジェネレータの他にエンジン（図示せず）が搭載されたハイブリッド自動車では、このエンジンおよびモータジェネレータ３５を協調的に動作させることによって、電動車両に必要な車両駆動力が発生される。この際には、エンジンの回転による発電電力を用いて直流電源Ｂ１，Ｂ２を充電することも可能である。
このように、電動車両は、走行用電動機を搭載する車両を包括的に示すものであり、エンジンおよび電動機を搭載したハイブリッド自動車と、エンジンを搭載しない電気自動車および燃料電池車との両方を含むものである。
（電力変換器の動作）
電力変換器１０は、特許文献２に記載された電力変換器と同様に、直流電源Ｂ１，Ｂ２と電力線ＰＬ，ＧＬとの間での直流電力変換（ＤＣ／ＤＣ変換）の態様が異なる複数の動作モードを有する。これらの動作モードは、スイッチング素子のオンオフ制御の態様を切換えることによって選択的に適用される。
電力変換器１０の複数の動作モードには、直流電源Ｂ１およびＢ２と電力線ＰＬ，ＧＬとの間で並列にＤＣ／ＤＣ変換を行なうための「パラレル昇圧モード」と、直列接続された直流電源Ｂ１およびＢ２と電力線ＰＬ，ＧＬとの間でＤＣ／ＤＣ変換を行なうための「シリーズ昇圧モード」とが含まれる。パラレル昇圧モードは、特許文献２での「パラレル接続モード」に対応し、シリーズ昇圧モードは、特許文献２での「シリーズ接続モード」に対応する。
以下の説明で明らかになるように、本実施の形態に従う電源システムでは、電力変換器１０のパラレル昇圧モードにおいて、スイッチング素子間の発熱差を抑制するためのスイッチング制御を特徴とする。このため、まず、基本となるパラレル昇圧モードでの動作および制御について説明する。
図１から理解されるように、電力変換器１０は、直流電源Ｂ１および電力線ＰＬ，ＧＬの間に形成された昇圧チョッパ回路と、直流電源Ｂ２および電力線ＰＬ，ＧＬの間に形成された昇圧チョッパ回路とが組み合わされた回路構成を有している。したがって、まず、基本的な昇圧チョッパ回路の動作について詳細に説明する。
図３には、基本的な昇圧チョッパ回路の構成を示す回路図が示される。
図３を参照して、昇圧チョッパ回路ＣＨＰは、上アームを構成するスイッチング素子Ｓｕと、下アームを構成するスイッチング素子Ｓｌと、リアクトルＬとを有する。ダイオードＤｕおよびＤｌは、上アームのスイッチング素子Ｓｕおよび下アームのスイッチング素子Ｓｌにそれぞれ逆並列接続される。
昇圧チョッパ回路ＣＨＰでは、下アーム（スイッチング素子Ｓｌ）のオン期間およびオフ期間が交互に設けられる。下アームのオン期間には、直流電源ＰＳ−リアクトルＬ−下アーム素子Ｓｌ（オン）を経由する電流経路１０１が形成される。これにより、リアクトルＬにエネルギが蓄積される。
下アームのオフ期間には、直流電源ＰＳ−リアクトルＬ−ダイオードＤｕ（またはスイッチング素子Ｓｕ）−負荷３０を経由した電流経路１０２が形成される。これにより、下アーム素子Ｓｌのオン期間でリアクトルＬに蓄えられたエネルギと、直流電源ＰＳからのエネルギとが、負荷３０へ供給される。これにより、負荷３０への出力電圧は、直流電源ＰＳの出力電圧よりも昇圧される。
上アームのスイッチング素子Ｓｕは、下アームのスイッチング素子Ｓｌのオン期間には、オフされる必要がある。また、下アームのスイッチング素子Ｓｌのオフ期間には、上アームのスイッチング素子Ｓｕをオンすることによって、負荷３０からの電力を直流電源ＰＳへ回生することができる。たとえば、上アームのスイッチング素子Ｓｕおよび下アームのスイッチング素子Ｓｌを、周期的かつ相補的にオンオフすることにより、電流方向に応じてスイッチング制御（オンオフ制御）の態様を切換えることなく、出力電圧ＶＨを制御しながら、回生および力行の両方に対応してＤＣ／ＤＣ変換を実行することができる。
なお、直流電源ＰＳへの電力回生を行なわない場合には、電流方向が一方向に限定されるので、上アームについては、スイッチング素子Ｓｕの配置を省略して、ダイオードＤｕのみで構成することも可能である。また、下アームについては、ダイオードＤｌの配置を省略することが可能である。
図４には、図３に示した昇圧チョッパ回路の動作波形例が示される。
図４を参照して、下アームのオン期間には、リアクトルＬおよび直流電源ＰＳを流れる電流（以下、「リアクトル電流」と称する）ＩＬが上昇し、下アームのオフ期間には、リアクトル電流ＩＬが低下する。したがって、下アームのスイッチング素子Ｓｌのオン期間およびオフ期間の比を制御することによって、出力電圧ＶＨを制御することができる。具体的には、オン期間の比率を上昇させることによって、出力電圧ＶＨが上昇する。
昇圧チョッパ回路ＣＨＰにおける電圧変換比（昇圧比）は、直流電源ＰＳの電圧Ｖｉ、出力電圧ＶＨおよびデューティ比ＤＴ（以下、単にデューティ比ＤＴとも称する）を用いて、下記（１）式で示されることが知られている。なお、デューティ比ＤＴは、オン期間比率を示すパラメータであり、スイッチング周期Ｔｏ（オン期間＋オフ期間）に対する下アームのオン期間比率（時間比）で定義される。
ＶＨ＝１／（１−ＤＴ）・Ｖｉ …（１）
昇圧チョッパ回路ＣＨＰでは、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御によって、スイッチング素子のオンオフ制御（以下、スイッチング制御）を実行できる。たとえば、キャリア波ＣＷおよびデューティ比ＤＴとの電圧比較に従って、下アームをオンオフするための制御パルス信号ＳＤが生成される。
キャリア波ＣＷは、スイッチング周期Ｔｏと同一周期を有する。たとえば、キャリア波ＣＷには、三角波が用いられる。キャリア波ＣＷの周波数は、スイッチング素子Ｓｌ（Ｓｕ）のスイッチング周波数に相当する。キャリア波ＣＷの電圧幅（ピークトゥピーク）は、ＤＴ＝１．０に対応する電圧に設定される。
制御パルス信号ＳＤは、デューティ比ＤＴを示す電圧が、キャリア波ＣＷの電圧よりも高いときにＨレベルに設定される一方で、キャリア波ＣＷの電圧よりも低いときにＬレベルに設定される。制御パルス信号／ＳＤは、制御パルス信号ＳＤの反転信号である。
下アームのスイッチング素子Ｓｌのオンオフは、制御パルス信号ＳＤに従って制御される。すなわち、下アームのスイッチング素子Ｓｌは、制御パルス信号ＳＤのＨレベル期間にオン状態に制御される一方で、制御パルス信号ＳＤのＬレベル期間にはオフ状態に制御される。上アームのスイッチング素子Ｓｕは、制御パルス信号／ＳＤに従って、下アームのスイッチング素子Ｓｌと相補的かつ周期的にオンオフ制御することができる。
リアクトル電流ＩＬは、スイッチング制御に伴って、下アームオン期間では上昇する一方で、上アームオン期間では低下する。すなわち、上アームオンから下アームオンへの遷移タイミングで、リアクトル電流ＩＬは極小点を有する。反対に、リアクトル電流ＩＬは、下アームオンから上アームオンへの遷移タイミングで極大点を有する。
デューティ比ＤＴが高くなると、下アームのオン期間が長くなるため、電流ＩＬの平均値が増加する。これにより、直流電源ＰＳからの出力が上昇することによって、出力電圧ＶＨが上昇する。
反対に、デューティ比ＤＴが低くなると、上アームオン期間が長くなるので、電流ＩＬの平均値は低下する。これにより、直流電源ＰＳからの出力が低下することによって、出力電圧ＶＨが低下する。このように、チョッパ回路では、スイッチング制御によって、リアクトル電流ＩＬに、極大点および極小点、すなわち複数個の変曲点を設けることを通じて、出力が制御される。
（パラレル昇圧モードの回路動作）
次に、電力変換器１０のパラレル昇圧モードにおける動作および制御について詳細に説明する。電力変換器１０は、パラレル昇圧モードにおいては、直流電源Ｂ１およびＢ２の各々に対して２つの昇圧チョッパ回路を並列に動作させる態様により動作する。すなわち、電力変換器１０は、特許文献２でのパラレル接続モードと同様に、直流電源Ｂ１およびＢ２と電力線ＰＬ，ＧＬ（負荷３０）との間で並列なＤＣ／ＤＣ変換を行なうことにより、電圧指令値ＶＨ＊に従って出力電圧ＶＨを制御する。
再び図１を参照して、電力変換器１０においては、スイッチング素子Ｓ５（Ｓ５ａ，Ｓ５ｂ）のオフによってノードＮ１およびＮ２の間に電流が流れない場合と、そうでない場合との間で、直流電源Ｂ１およびＢ２に対して形成される昇圧チョッパ回路が異なることが特徴である。
図５には、ノードＮ１およびＮ２の間に電流が流れないときの電力変換器１０の等価回路が示される。以下では、スイッチング素子Ｓ５ａおよびＳ５ｂの少なくとも一方がオフされることによってノードＮ１およびＮ２間に電流が流れない状態を、スイッチング素子Ｓ５のオフ時とも称する。
図５を参照して、スイッチング素子Ｓ５のオフ時には、直流電源Ｂ１に対して、スイッチング素子Ｓ２およびダイオードＤ２を下アームとし、スイッチング素子Ｓ１およびダイオードＤ１を上アームとする昇圧チョッパ回路が形成される。一方、直流電源Ｂ２に対しては、スイッチング素子Ｓ４およびダイオードＤ４を下アームとし、スイッチング素子Ｓ３およびダイオードＤ３を上アームとする昇圧チョッパ回路が形成される。
したがって、電力変換器１０は、スイッチング素子Ｓ５のオフ時には、特許文献１と同様に、直流電源Ｂ１，Ｂ２に対して昇圧チョッパ回路が並列に設けられた回路構成を有する。
図６には、図５に示した等価回路図において、直流電源Ｂ１，Ｂ２の下アームオン時における電流経路が示される。
図６を参照して、スイッチング素子Ｓ２をオンすることにより、図３における電流経路１０１と同様に、直流電源Ｂ１の出力によりリアクトルＬ１にエネルギを蓄積するための電流経路１１１が形成される。すなわち、スイッチング素子Ｓ２は、直流電源Ｂ１に対応して形成される昇圧チョッパ回路の下アームに相当する。
同様に、スイッチング素子Ｓ４をオンすることにより、図３における電流経路１０１と同様に、直流電源Ｂ２の出力によりリアクトルＬ２にエネルギを蓄積するための電流経路１１２が形成される。すなわち、スイッチング素子Ｓ４は、直流電源Ｂ２に対応して形成される昇圧チョッパ回路の下アームに相当する。
図７には、図５に示した等価回路図において、直流電源Ｂ１，Ｂ２の上アームオン時における電流経路が示される。
図７を参照して、スイッチング素子Ｓ２をオフすることにより、スイッチング素子Ｓ１またはダイオードＤ１を経由して、リアクトルＬ１の蓄積エネルギを直流電源Ｂ１からのエネルギとともに電力線ＰＬへ出力するための電流経路１１３が形成される。本実施の形態では、スイッチング素子Ｓ１およびＳ２を相補的にオンオフすることにより、スイッチング素子Ｓ２のオフ期間にスイッチング素子Ｓ１がオンされる。スイッチング素子Ｓ１は、直流電源Ｂ１に対応して形成される昇圧チョッパ回路の上アームに相当する。
同様に、スイッチング素子Ｓ４をオフすることにより、スイッチング素子Ｓ３またはダイオードＤ３を経由して、リアクトルＬ２の蓄積エネルギを直流電源Ｂ２からのエネルギとともに電力線ＰＬへ出力するための電流経路１１４が形成される。本実施の形態では、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４を相補的にオンオフするので、スイッチング素子Ｓ４のオフ期間にスイッチング素子Ｓ３がオンされる。スイッチング素子Ｓ３は、直流電源Ｂ２に対応して形成される昇圧チョッパ回路の上アームに相当する。
図６および図７から理解されるように、電流経路１１１および１１３を交互に形成することによって、直流電源Ｂ１および電力線ＰＬ，ＧＬの間のＤＣ／ＤＣ変換が実行される。同様に、電流経路１１２および１１４を交互に形成することによって、直流電源Ｂ２および電力線ＰＬ，ＧＬの間のＤＣ／ＤＣ変換が実行される。
以下では、直流電源Ｂ１に対応して形成される昇圧チョッパ回路の上アームを「Ｂ１Ｕアーム」とも称し、下アームを「Ｂ１Ｌアーム」と称する。同様に、直流電源Ｂ２に対応して形成される昇圧チョッパ回路の上アームを「Ｂ２Ｕアーム」とも称し、下アームを「Ｂ２Ｌアーム」とも称する。
なお、図６から理解されるように、Ｂ１ＬアームおよびＢ２Ｌアームの形成時には、ノードＮ２からＮ１へ向かう電流経路が形成されると、電力線ＰＬから電力線ＧＬへの短絡経路が形成されてしまうため、当該電流経路を遮断する必要がある。したがって、この場合には、スイッチング素子Ｓ５ｂをオフする必要がある。一方、スイッチング素子Ｓ５ａについてはオン状態としても、ダイオードＤ５ａによりノードＮ２からＮ１へ向かう電流経路を遮断できる。
同様に、図７から理解されるように、Ｂ１ＵアームおよびＢ２Ｕアームの形成時には、ノードＮ１からＮ２へ向かう電流経路が形成されると、電力線ＰＬから電力線ＧＬへの短絡経路が形成されてしまうため、当該電流経路を遮断する必要がある。したがって、この場合には、スイッチング素子Ｓ５ａをオフする必要がある。一方、スイッチング素子Ｓ５ｂについてはオン状態としても、ダイオードＤ５ｂによりノードＮ１からＮ２へ向かう電流経路を遮断できる。
このように、スイッチング素子Ｓ５を双方向スイッチで構成した場合には、スイッチング素子Ｓ５ａ，Ｓ５ｂを個別にオンオフすることができる。
一方で、図８には、ノードＮ１およびＮ２の間に電流が流れるときの電力変換器１０の等価回路が示される。以下では、スイッチング素子Ｓ５ａおよびＳ５ｂのオンによってノードＮ１およびＮ２間に電流が流れる状態を、スイッチング素子Ｓ５のオン時とも称する。
図８を参照して、直流電源Ｂ１に関して、スイッチング素子Ｓ５のオン時には、ノードＮ２および電力線ＧＬの間に接続されたスイッチング素子Ｓ３を、直流電源Ｂ１の下アーム（Ｂ１Ｌアーム）として昇圧チョッパ回路を形成することができる。同様に、ノードＮ２および電力線ＰＬの間に電気的に接続されたスイッチング素子Ｓ４を直流電源Ｂ１の上アーム（Ｂ１Ｕアーム）として、昇圧チョッパ回路を形成することができる。
また、直流電源Ｂ２に対しては、ノードＮ１および電力線ＰＬの間に接続されたスイッチング素子Ｓ１を下アーム（Ｂ２Ｌアーム）とし、スイッチング素子Ｓ２を上アーム（Ｂ２Ｕアーム）とした昇圧チョッパ回路を形成することができる。
図９には、図８に示した等価回路図において、直流電源Ｂ１，Ｂ２の下アームオン時における電流経路が示される。
図９（ａ）を参照して、スイッチング素子Ｓ３およびＳ５ａをオンすることにより、直流電源Ｂ１の出力によりリアクトルＬ１にエネルギを蓄積するための電流経路１１５が形成される。一方で、図９（ｂ）に示されるように、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ５ａをオンすることにより、直流電源Ｂ２の出力によりリアクトルＬ２にエネルギを蓄積するための電流経路１１６が形成される。
図１０には、図８に示した等価回路図において、直流電源Ｂ１，Ｂ２の上アームオン時における電流経路が示される。
図１０（ａ）を参照して、直流電源Ｂ１に関して、スイッチング素子Ｓ５（Ｓ５ａ）がオンされた状態でスイッチング素子Ｓ３をオフすることにより、スイッチング素子Ｓ４またはダイオードＤ４を経由してリアクトルＬ１の蓄積エネルギを直流電源Ｂ１からのエネルギとともに電力線ＰＬへ出力するための電流経路１１７が形成される。上述のように、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４は相補的にオンオフされるので、スイッチング素子Ｓ３によってＢ１Ｌアームを形成するとともに、スイッチング素子Ｓ４によってＢ１Ｕアームを形成することができる。
図１０（ｂ）を参照して、直流電源Ｂ２に関しては、スイッチング素子Ｓ５（Ｓ５ａ）がオンされた状態でスイッチング素子Ｓ１をオフすることにより、スイッチング素子Ｓ２またはダイオードＤ２を経由してリアクトルＬ２の蓄積エネルギを直流電源Ｂ２からのエネルギとともに電力線ＰＬへ出力するための電流経路１１８が形成される。上述のように、スイッチング素子Ｓ１およびＳ２は相補的にオンオフされるので、スイッチング素子Ｓ１によってＢ２Ｌアームを形成するとともに、スイッチング素子Ｓ２によってＢ２Ｕアームを形成することができる。なお、図１０（ａ），（ｂ）では、スイッチング素子Ｓ５ｂのオンにより、電流経路１１７，１１８とは逆方向に流れる負荷３０からの回生電流を受け入れて、直流電源Ｂ１，Ｂ２を充電することができる。
図１１には、スイッチング素子Ｓ５のオフ時およびオン時にそれぞれ形成される昇圧チョッパ回路の各アームとスイッチング素子のオンオフとの対応関係が示される。
図１１を参照して、スイッチング素子Ｓ５のオフ時（図５〜図７）に形成される昇圧チョッパ回路における各アームを「第１アーム」と称し、スイッチング素子Ｓ５のオン時（図８〜図１０）に形成される昇圧チョッパ回路の各アームを「第２アーム」と称することとする。
スイッチング素子Ｓ５のオフ時、すなわち第１アームの形成時には、直流電源Ｂ１に対して、上述のように、スイッチング素子Ｓ２のオンによってＢ１Ｌアームがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ１のオン（スイッチング素子Ｓ２のオフ）によってＢ１Ｕアームがオンされる。また、直流電源Ｂ２に対しては、スイッチング素子Ｓ４のオンによってＢ２Ｌアームがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ３のオン（スイッチング素子Ｓ４のオフ）によってＢ２Ｕアームがオンされる。
一方で、スイッチング素子Ｓ５のオン時、すなわち第２アームの形成時には、直流電源Ｂ１に対して、上述のように、スイッチング素子Ｓ３のオンによってＢ１Ｌアームがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ４のオン（スイッチング素子Ｓ３のオフ）によってＢ１Ｕアームがオンされる。また、直流電源Ｂ２に対しては、スイッチング素子Ｓ１のオンによってＢ２Ｌアームがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ２のオン（スイッチング素子Ｓ１のオフ）によってＢ２Ｕアームがオンされる。
このように、第１アームおよび第２アームのいずれにおいても、スイッチング素子Ｓ１およびＳ２を相補的にオンオフするとともに、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４を相補的にオンオフすることにより、直流電源Ｂ１およびＢ２の各々に対して、上アームおよび下アームが交互にオンオフされるように制御することができる。
実施の形態１に従う電力変換器１０のパラレル昇圧モードでは、図１１に示された第１アームおよび第２アームを使い分けてＤＣ／ＤＣ変換を実行する。ただし、図１１に示したように、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、直流電源Ｂ１，Ｂ２の一方に対して第１アームとして動作するとともに、直流電源Ｂ１，Ｂ２の他方に対して第２アームとして動作する。このような、第１アームおよび第２アーム間の干渉により、第２アームを適用できる期間が限定される点に留意する必要がある。
具体的には、直流電源Ｂ１，Ｂ２の一方について第２アームをオンすると、直流電源Ｂ１，Ｂ２の他方に対しては、上下反対側の第１アームがオンされることになる。たとえば、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ５をオンして第２アームのうちのＢ１Ｌアームをオンすると（図９（ａ））、スイッチング素子Ｓ３のオンに応じて、図７と同様に、直流電源Ｂ２に対しては第１アームのうちのＢ２Ｕアームがオンされる。反対に、スイッチング素子Ｓ４，Ｓ５のオンによって第２アームのうちのＢ１Ｕアームをオンすると（図１０（ａ））、図６と同様に、直流電源Ｂ２に対しては第１アームのうちのＢ２Ｌアームがオンされる。
図９（ａ），（ｂ）からも理解されるように、第２アームの形成時に、Ｂ１ＬアームおよびＢ２Ｌアームの両方をオンした場合には、オン状態のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ３，Ｓ５ａを経由して、電力線ＰＬおよびＧＬ間に短絡経路が形成されてしまう。このため、上述のように、Ｂ１ＬアームおよびＢ２Ｌアームの両方をオンする場合には、スイッチング素子Ｓ５（少なくともＳ５ａ）のオフによって、第１アーム（図６）を適用することが必要である。
同様に、図１０（ａ），（ｂ）からも理解されるように、第２アームの形成時に、Ｂ１ＵアームおよびＢ２Ｕアームの両方をオンした場合には、オン状態のスイッチング素子Ｓ４，Ｓ５ｂ，Ｓ２を経由して、電力線ＰＬおよびＧＬ間に短絡経路が形成されてしまう。このため、上述のように、Ｂ１ＬアームおよびＢ２Ｌアームの両方をオンする場合には、スイッチング素子Ｓ５（少なくともＳ５ｂ）のオフによって、第１アーム（図６）を適用することが必要である。
したがって、第２アームを使用できる期間は、直流電源Ｂ１，Ｂ２の間で、上アームへの指令（オン／オフ）と下アームへの指令（オン／オフ）とが異なる期間に限定される。すなわち、直流電源Ｂ１に対して上アームオンが指令されている一方で直流電源Ｂ２に対して下アームオンが指令されている期間、または、直流電源Ｂ１に対して下アームオンが指令されている一方で直流電源Ｂ２に対して上アームオンが指令されている期間に限って、第２アームを使用することができる。
図１２には、パラレル昇圧モードにおけるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５の各々についてのオンオフ制御のためのゲート論理式が示される。
図１２を参照して、制御パルス信号ＳＤ１は、直流電源Ｂ１に対応する昇圧チョッパ回路における制御パルス信号ＳＤ（図４）に相当する。すなわち、制御パルス信号ＳＤ１のＨレベル時には、直流電源Ｂ１に対する下アームオンが指示される。制御パルス信号ＳＤ１のＨレベル期間が長くなる程、直流電源Ｂ１からの出力が増加することになる。
制御パルス信号／ＳＤ１は、制御パルス信号ＳＤ１の反転信号である。すなわち、制御パルス信号／ＳＤ１のＨレベル時には、直流電源Ｂ１に対する上アームオンが指示される。制御パルス信号／ＳＤ１のＨレベル期間（すなわち、制御パルス信号ＳＤ１のＬレベル期間）が長くなる程、直流電源Ｂ１からの出力が減少することになる。
同様に、制御パルス信号ＳＤ２は、直流電源Ｂ２に対応する昇圧チョッパ回路における制御パルス信号ＳＤ（図４）に相当し、制御パルス信号／ＳＤ２は、制御パルス信号ＳＤ２の反転信号である。制御パルス信号ＳＤ２のＨレベル期間が長くなる程、直流電源Ｂ２からの出力が増加する一方で、制御パルス信号／ＳＤ１のＨレベル期間（すなわち、制御パルス信号ＳＤ１のＬレベル期間）が長くなる程、直流電源Ｂ１からの出力が減少することになる。
電力変換器１０のパラレル昇圧モードでは、スイッチング素子Ｓ２は、制御パルス信号ＳＤ１に対応してオンオフ制御されるとともに、スイッチング素子Ｓ１は、制御パルス信号／ＳＤ１に応答してオンオフされる。さらに、スイッチング素子Ｓ４は、制御パルス信号ＳＤ２に応じてオンオフ制御されるとともに、スイッチング素子Ｓ３は制御パルス信号／ＳＤ２に応答してオンオフされる。
基本的には、スイッチング素子Ｓ５は、制御パルス信号ＳＤ１およびＳＤ２の排他的論理和（ＸＯＲ）に従ってオンオフ制御することができる。このようにすると、制御パルス信号ＳＤ１およびＳＤ２の論理レベルが等しいとき（すなわち、ＳＤ１＝ＳＤ２＝Ｈ、または、ＳＤ１＝ＳＤ２＝Ｌ）である場合には、スイッチング素子Ｓ５はオフされる。この結果、図６または図７に示した回路状態において、ノードＮ１およびＮ２の間を電気的に切り離すことによって、電力線ＰＬおよびＧＬ間に短絡経路が形成されることを回避できる。
一方で、上述のように、図６および図７の回路状態の各々において、上記短絡経路の形成を回避するためには、一方向の電流経路を遮断すれば足りる。具体的には、図６の回路状態では、ノードＮ２からＮ１へ向かう方向の電流経路のみを遮断すれば短絡経路の形成を回避できる。同様に、図７の回路状態では、ノードＮ１からＮ２へ向かう方向の電流経路のみを遮断すればよい。
したがって、Ｂ１Ｌアーム（スイッチング素子Ｓ２）およびＢ２Ｌアーム（スイッチング素子Ｓ４）の両方をオンする期間、すなわち、ＳＤ１＝ＳＤ２＝Ｈレベルの期間では、スイッチング素子Ｓ５ｂのオフが必要である一方で、スイッチング素子Ｓ５ａはオンすることができる。一方で、Ｂ１Ｕアーム（スイッチング素子Ｓ１）およびＢ２Ｕアーム（スイッチング素子Ｓ３）の両方をオンする期間、すなわち、ＳＤ１＝ＳＤ２＝Ｈレベルの期間では、スイッチング素子Ｓ５ａのオフが必要である一方で、スイッチング素子Ｓ５ｂはオンすることができる。
したがって、スイッチング素子Ｓ５ａは、制御パルス信号ＳＤ１およびＳＤ２の論理和（ＯＲ）に従ってオンオフすることも可能である。同様に、スイッチング素子Ｓ５ｂは、制御パルス信号／ＳＤ１および／ＳＤ２の論理和（ＯＲ）に従ってオンオフすることも可能である。
このようにすると、スイッチング素子Ｓ５ａ，Ｓ５ｂの各々を、制御パルス信号ＳＤ１およびＳＤ２の排他的論理和（ＸＯＲ）に従って共通にオンオフする場合と比較して、オンオフ回数を減少させることができるので、スイッチング損失を抑制することができる。
このように、図１２に示した論理演算式に従って、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５ａ，Ｓ５ｂのオンオフを、制御パルス信号ＳＤ１，ＳＤ２に応じて制御することにより、第１アームを用いる昇圧チョッパ回路と、第２アームを形成する用いる昇圧チョッパ回路とを自動的に選択しながら、パラレル昇圧モードにおけるＤＣ／ＤＣ変換を実行することができる。特に、スイッチング素子Ｓ５（Ｓ５ａ，Ｓ５ｂ）によるノードＮ１，Ｎ２間の電流経路の形成／遮断の制御によって、電力線ＰＬ，ＧＬ間に短絡経路が形成されることを回避しながら、第１アームおよび第２アームを切換えることができる。
図１３は、電力変換器１０のパラレル昇圧モード時における直流電源Ｂ１，Ｂ２の出力制御例を説明するため機能ブロック図である。なお、以下では、図１３を始めとする各機能ブロック図中の機能ブロックについて、制御装置１００によるソフトウェア処理および／またはハードウェア処理によってその機能が実現されるものとする。
図１３を参照して、パラレル昇圧モードでは、特許文献２のパラレル接続モードと同様に、直流電源Ｂ１およびＢ２の一方の出力を、出力電圧ＶＨの電圧偏差ΔＶ（ΔＶ＝ＶＨ＊−ＶＨ）を補償するように制御（電圧制御）するとともに、直流電源Ｂ１およびＢ２の他方の出力を、電流Ｉ［１］またはＩ［２］の電流偏差を補償するように制御（電流制御）することができる。たとえば、電流制御の指令値（Ｉｏ＊）は、当該電源の出力電力を制御するように設定することができる。
一例として、パラレル昇圧モードにおけるコンバータ制御部２５０は、直流電源Ｂ１の出力を電圧制御する一方で、直流電源Ｂ２の出力を電流制御するように、電力変換器１０を制御する。この場合には、直流電源Ｂ２の電力指令値Ｐ［２］＊および電圧Ｖ［２］を用いて、Ｉｏ＊＝Ｐ［２］＊／Ｖ［２］に設定すると、直流電源Ｂ２の入出力電圧を電力指令値Ｐ［２］＊に従って制御することができる。
コンバータ制御部２５０は、減算部２５２，２５４と、直流電源Ｂ１の出力を制御するためのコントローラ２１０と、直流電源Ｂ２の出力を制御するためのコントローラ２２０と、ＰＷＭ制御部２３０と、キャリア波発生部２４０とを含む。
減算部２５２は、電圧制御のための電圧偏差ΔＶを演算する（ΔＶ＝ＶＨ＊−ＶＨ）。コントローラ２１０は、電圧偏差ΔＶを補償するためのフィードバック制御（たとえばＰＩ制御）によって、直流電源Ｂ１のデューティ比ＤＴ１（以下、単にデューティ比ＤＴ１と称する）を演算する。なお、直流電源Ｂ１の電圧Ｖ［１］および電圧指令値ＶＨ＊の電圧比から、式（１）を用いて算出される理論昇圧比をさらに反映して、デューティ比ＤＴ１を演算することも可能である。
減算部２５４は、電流制御のための電流偏差ΔＩを演算する（ΔＩ＝Ｉｏ＊−Ｉ［２］）。コントローラ２２０は、電流偏差ΔＩを補償するためのフィードバック制御（たとえば、ＰＩ制御）によって、直流電源Ｂ２のデューティ比ＤＴ２（以下、単にデューティ比ＤＴ２と称する）を演算する。なお、直流電源Ｂ２の電圧Ｖ［２］および電圧指令値ＶＨ＊の電圧比から、式（１）を用いて算出される理論昇圧比をさらに反映して、デューティ比ＤＴ２を演算することも可能である。
キャリア波発生部２４０は、直流電源Ｂ１の制御に用いるキャリア波ＣＷ１および、直流電源Ｂ２の制御に用いるＣＷ２を発生する。ＰＷＭ制御部２３０は、デューティ比ＤＴ１およびキャリア波ＣＷ１の比較に基づくＰＷＭ制御と、キャリア波ＣＷ２およびデューティ比ＤＴ２との比較に基づくＰＷＭ制御との組合せにより、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ５を生成する。キャリア波ＣＷ１およびＣＷ２は、スイッチング周波数に相当する同一周波数を有する。
図１４には、パラレル接続モードにおけるＰＷＭ制御部２３０の動作を説明するための波形図が示される。
図１４を参照して、直流電源Ｂ１に対して、制御パルス信号ＳＤ１，／ＳＤ１は、キャリア波ＣＷ１とデューティ比ＤＴ１との電圧比較に基づくＰＷＭ制御によって生成される。ＤＴ１＞ＣＷ１の期間では、制御パルス信号ＳＤ１がＨレベルに設定される一方で、ＣＷ１＞ＤＴ１の期間では、制御パルス信号ＳＤ１がＬレベルに設定される。したがって、デューティ比ＤＴ１の上昇に応じて、制御パルス信号ＳＤ１のＨレベル期間が長くなり、制御パルス信号／ＳＤ１のＨレベル期間が短くなる。上述のように、制御パルス信号ＳＤ１のＨレベル期間には、直流電源Ｂ１の下アームオンが指令されるので、デューティ比ＤＴ１の上昇に応じて直流電源Ｂ１の出力が増加する。
同様に、直流電源Ｂ２に対しても、デューティ比ＤＴ２とキャリア波ＣＷ２との電圧比較に基づくＰＷＭ制御によって、制御パルス信号ＳＤ２，／ＳＤ２が生成される。制御パルス信号ＳＤ１，／ＳＤ１と同様に、ＤＴ２＞ＣＷ２の期間では、制御パルス信号ＳＤ２がＨレベルに設定される一方で、ＣＷ２＞ＤＴ２の期間では、制御パルス信号ＳＤ２はＬレベルに設定される。制御パルス信号ＳＤ２のＨレベル期間には、直流電源Ｂ２の下アームオンが指令されるため、デューティ比ＤＴ２の上昇に応じて直流電源Ｂ２の出力が増加する。
制御信号ＳＧ１〜ＳＧ５は、図１２に示された論理演算式に従って、上記ＰＷＭ制御によって得られた制御パルス信号ＳＤ１，／ＳＤ１，ＳＤ２，／ＳＤ２に応じて生成される。ここで、図１２に示した論理式に従えば、制御パルス信号ＳＤ１のＨ／Ｌレベルと、制御パルス信号ＳＤ２のＨ／Ｌレベルとの組合せに応じて、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５のスイッチングパターンは、図１５に示す４通りに限定される。
図１５は、パラレル昇圧モードにおけるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５のオンオフパターン（スイッチングパターン）の一覧を示す図表である。
図１４を参照して、時刻ｔ０〜ｔ１間では、ＳＤ１＝ＳＤ２＝Ｈである。このとき、図１５に示されるように、制御信号ＳＧ１＝ＳＧ３＝ＳＧ５ｂ＝Ｌとなる一方で、ＳＧ２＝ＳＧ４＝ＳＧ５ａ＝Ｈとなる。したがって、スイッチング素子Ｓ５ｂがオフされて第１アームが形成される。そして、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３がオフされる一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオンされる。
このとき、図１１から理解されるように、直流電源Ｂ１およびＢ２の各々に対して下アーム（Ｂ１ＬアームおよびＢ２Ｌアーム）のオンが指令される。したがって、時刻ｔ０〜ｔ１間では、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の両方が上昇する。なお、図１の回路構成から明らかなとおり、リアクトル電流ＩＬ１は直流電源Ｂ１の電流Ｉ［１］に相当し、リアクトル電流ＩＬ２は直流電源Ｂ２の電流Ｉ［２］に相当する。
再び図１４を参照して、時刻ｔ１において制御パルス信号ＳＤ２がＨレベルからＬレベルへ変化するため、時刻ｔ１〜ｔ２間では、ＳＤ１＝Ｈ、かつ、ＳＤ２＝Ｌである。このとき、図１５に示されるように、制御信号ＳＧ２＝ＳＧ３＝ＳＧ５ａ＝ＳＧ５ｂ＝Ｈとなる一方で、ＳＧ１＝ＳＧ４＝Ｌとなる。したがって、スイッチング素子Ｓ５ａ，Ｓ５ｂがオンされて、第２アームが形成される下で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオフされる。
このとき、図１１から理解されるように、直流電源Ｂ１に対して下アーム（Ｂ１Ｌアーム）のオンが指令される一方で、直流電源Ｂ２に対して上アーム（Ｂ２Ｕアーム）のオンが指令される。したがって、時刻ｔ１〜ｔ２間では、リアクトル電流ＩＬ１が上昇する一方で、リアクトル電流ＩＬ２は低下する。この結果、時刻ｔ１において、リアクトル電流ＩＬ２は、上昇から低下に転じるので、極大点を有することになる。
再び図１４を参照して、時刻ｔ２において制御パルス信号ＳＤ１がＨレベルからＬレベルへ変化するため、時刻ｔ２〜ｔ３間では、ＳＤ１＝ＳＤ２＝Ｌである。このとき、図１５に示されるように、制御信号ＳＧ２＝ＳＧ４＝ＳＧ５ａ＝Ｌとなる一方で、ＳＧ１＝ＳＧ３＝ＳＧ５ｂ＝Ｈとなる。したがって、スイッチング素子Ｓ５ａがオフされて第１アームを用いる昇圧チョッパ回路が形成される下で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３がオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオフされる。
このとき、図１１から理解されるように、直流電源Ｂ１およびＢ２の各々に対して上アーム（Ｂ１ＵアームおよびＢ２Ｕアーム）のオンが指令される。したがって、時刻ｔ２〜ｔ３間では、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の両方が低下する。この結果、時刻ｔ２において、リアクトル電流ＩＬ１は、上昇から低下に転じるので、極大点を有することになる。
再び図１４を参照して、時刻ｔ３において制御パルス信号ＳＤ１がＬレベルからＨレベルへ変化するため、時刻ｔ３〜ｔ４間では、ＳＤ１＝Ｈ、かつ、ＳＤ２＝Ｌである。したがって、時刻ｔ０〜ｔ１間におけるスイッチングパターンが再現されることにより、第１アームの使用下で、リアクトル電流ＩＬ１が上昇する一方で、リアクトル電流ＩＬ２が低下するように、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５が制御される。この結果、時刻ｔ３において、リアクトル電流ＩＬ１は、低下から上昇に転じるので、極小点を有することになる。
このように、デューティ比ＤＴ１，ＤＴ２に従って直流電源Ｂ１，Ｂ２の出力を制御するために、キャリア波ＣＷ１，ＣＷ２の１周期に相当する各制御周期において、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の各々には、２個の変曲点（極大点および極小点）が生じることになる。
なお、図１４の動作例では、ＤＴ１＞ＤＴ２であるため、時刻ｔ０〜ｔ１間とは反対にＳＤ１＝Ｌ、かつ、ＳＤ２＝Ｈとなる期間が存在していないが、当該期間においては、図１５に示されるように、制御信号ＳＧ１＝ＳＧ４＝ＳＧ５ａ＝ＳＧ５ｂ＝Ｈとなる一方で、ＳＧ２＝ＳＧ３＝Ｌとなる。したがって、スイッチング素子Ｓ５ａ，ＳＧ５ｂがオンされて、第２アームを用いる昇圧チョッパ回路が形成される下で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオフされる。
このとき、図１１から理解されるように、直流電源Ｂ２に対して下アーム（Ｂ２Ｌアーム）のオンが指令される一方で、直流電源Ｂ１に対して上アーム（Ｂ１Ｕアーム）のオンが指令される。したがって、当該期間では、リアクトル電流ＩＬ２が上昇する一方で、リアクトル電流ＩＬ１が低下するように、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５ａ，Ｓ５ｂが制御されることが理解される。
図１４での時刻ｔ４以降についても、デューティ比ＤＴ１，ＤＴ２に応じたＰＷＭ制御によって、図１５に示されたスイッチングパターンに従って、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５を同様に制御することができる。
このように、実施の形態１に従う電力変換器１０によれば、パラレル昇圧モードにおいて、図１２に示した論理式に従って、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５ａ，Ｓ５ｂがオンオフ制御される。これにより、第１アームを用いる昇圧チョッパ回路が形成される期間と、第２アームを用いる昇圧チョッパ回路が形成される期間とを自動的に切換えながら、直流電源Ｂ１およびＢ２が、電力線ＰＬ，ＧＬに対して並列にＤＣ／ＤＣ変換を実行することができる。
特に、デューティ比ＤＴ１，ＤＴ２に基づく直流電源Ｂ１およびＢ２からの出力制御によって、直流電源Ｂ１，Ｂ２の一方を電圧制御（ＶＨ→ＶＨ＊）するとともに、直流電源Ｂ１，Ｂ２の他方を電流制御（Ｉ［１］またはＩ［２］→Ｉｏ＊）するように、電力変換器１０を制御することができる。これにより、パラレル昇圧モードでは、負荷３０に対する電力変換器１０全体の入出力電力ＰＬ（負荷電力ＰＬ）に対して、電流制御される直流電源の入出力電力を制御することにより、電圧制御される直流電源の入出力電力についても間接的に制御することができる。
なお、直流電源Ｂ１およびＢ２の出力制御は、図１３での例示に限定されず、デューティ比ＤＴ１，ＤＴ２の算出は、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御する機能を有する限り、任意の態様で実行することができる。
アレンジの一例として、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御するために電力変換器１０から入出力される必要電力Ｐｒの算出に基づいて、直流電源Ｂ１，Ｂ２の出力を電力制御（電流制御）することも可能である。具体的には、当該必要電力Ｐｒを直流電源Ｂ１，Ｂ２の間で配分した電力指令値Ｐ１＊，Ｐ２＊に従って、直流電源Ｂ１およびＢ２の出力電力を制御することが可能である（Ｐｒ＝Ｐ１＊＋Ｐ２＊）。パラレル昇圧モードでは、電力指令値Ｐ１＊，Ｐ２＊間の配分を自由にすることができる。この場合には、電力指令値Ｐ１＊，Ｐ２＊から求められた、電流指令値Ｉ１＊（Ｉ１＊＝Ｐ１＊／Ｖ［１］）およびＩ２＊（Ｉ２＊＝Ｐ２＊／Ｖ［２］）を基準値とする電流Ｉ［１］，Ｉ［２］のフィードバック制御によって、デューティ比ＤＴ１，ＤＴ２を算出することができる。
（パラレル昇圧モードにおける電力変換器の電力損失）
次に、実施の形態１に従う電力変換器１０のパラレル昇圧モードにおける電力損失低減効果について詳細に説明する。
電力変換器１０は、スイッチング素子Ｓ５のオフによる第１アームの適用時には、図５に示したように、２個の昇圧チョッパ回路を並列接続した回路構成（特許文献１）によって、ＤＣ／ＤＣ変換を実行する。
一方で、特許文献２に示された電力変換器のパラレル接続モードでは、一部のスイッチング素子には、２つの直流電源のＤＣ／ＤＣ変換の電流が重畳して流れることにより、導通損失が増加することが懸念される。すなわち、特許文献２の電力変換器のパラレル接続モードでは、スイッチング素子での電力損失が、特許文献１の回路構成、および、電力変換器１０の第１アームの適用時よりも高くなってしまう虞がある。
これに対して、実施の形態１に従う電力変換器１０では、以下に説明するように、上述した第２アームが形成される期間が設けられることにより、スイッチング素子の導通損失を低減することができる。
再び図１５を参照して、電力変換器１０において第２アームを用いる昇圧チョッパ回路が形成される期間には、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３，Ｓ５（Ｓ５ａ，Ｓ５ｂ）がオン（Ｓ１，Ｓ４はオフ）される第１のパターンと、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４，Ｓ５（Ｓ５ａ，Ｓ５ｂ）がオン（Ｓ２，Ｓ３はオフ）される第２のパターンとの２つのパターンのみが存在する。第１のパターンでは、Ｂ１ＬアームおよびＢ２Ｕアームがオンされる一方で、第２のパターンでは、Ｂ１ＵアームおよびＢ２Ｌアームがオンされる。
図８から理解されるように、第１のパターン（Ｓ２，Ｓ３，Ｓ５ａ，Ｓ５ｂがオン）では、スイッチング素子Ｓ２およびＳ３は、直流電源Ｂ１の下アームとして、ノードＮ２および電力線ＧＬの間に電気的に並列接続される構成となる。同時に、スイッチング素子Ｓ２およびＳ３は、直流電源Ｂ２の上アームとして、ノードＮ２および電力線ＧＬの間に電気的に並列接続される。
また、第２のパターン（Ｓ１，Ｓ４，Ｓ５ａ，Ｓ５ｂがオン）では、スイッチング素子Ｓ１およびＳ４は、直流電源Ｂ２の下アームとして、ノードＮ２および電力線ＰＬの間に電気的に並列接続される構成となる。同時に、スイッチング素子Ｓ１およびＳ４は、直流電源Ｂ１の上アームとして、ノードＮ１および電力線ＰＬの間に電気的に並列接続される。
第２アームの形成時には、直流電源Ｂ１，Ｂ２の上アームまたは下アームとして、複数のスイッチング素子が並列接続されることによる分流効果と、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の打ち消し合い効果とによって、スイッチング素子での電力損失が抑制される。電流打消し合い効果は、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の向き（正／負）によって挙動が異なる。
図１６には、電力変換器１０におけるリアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の方向の組合せを説明する概念図が示される。
図１６を参照して、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の正／負の組合せから、電力変換器１０の動作領域は、直流電源Ｂ１およびＢ２の両方が力行動作する領域（ＩＬ１＞０，ＩＬ２＞０）と、直流電源Ｂ１が回生動作する一方で直流電源Ｂ２が力行動作する領域（ＩＬ１＜０，ＩＬ２＞０）と、直流電源Ｂ１，Ｂ２の両方が回生動作をする領域（ＩＬ１＜０，ＩＬ２＜０）と、直流電源Ｂ１が力行動作する一方で直流電源Ｂ２が回生動作する領域（ＩＬ１＞０，ＩＬ２＜０）に分けられる。
次に、第２アーム形成時の電流挙動について、図１７を用いて説明する。図１７（ａ）には、第１のパターン（Ｂ１ＬアームおよびＢ２Ｕアームオン）での電流挙動が示される。一方で、図１７（ｂ）には、第２のパターン（Ｂ１ＵアームおよびＢ２Ｌアームオン）での電流挙動が示される。
図１７（ａ）には、直流電源Ｂ１，Ｂ２の両方が力行動作するＩＬ１＞０，ＩＬ２＞０のときの電流挙動が示される。第１のパターンでは、オン状態のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３，Ｓ５（Ｓ５ａ，Ｓ５ｂ）が、ノードＮ１，Ｎ２および電力線ＧＬの間にループ状に接続される。この状態では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５の各々は、双方向にダイオードが並列接続された状態となるので、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の経路は、ノードＮ１，Ｎ２の電位関係に応じて変化する。すなわち、リアクトル電流ＩＬ２は、電流経路１１８に加えて、分流によってスイッチング素子Ｓ２およびスイッチング素子Ｓ５ａを経由する電流経路１１８ｄを形成し得る。同様に、リアクトル電流ＩＬ１は、電流経路１１５に加えて、分流によってスイッチング素子Ｓ２を経由する電流経路１１５ｄを形成し得る。
ここで、導通して電流が流れている状態のダイオードの各々には、ほぼ同じ大きさの順方向電圧が発生する。したがって、ループ状に接続されたスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３，Ｓ５のすべてに電流が流れている状態（導通状態）は発生しない。なぜなら、ほぼ同等の３つの電圧がループ状の閉路を形成するとすれば、それぞれの電圧がどのような向きであっても、キルヒホッフ電圧則が成立しないからである。したがって、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３，Ｓ５のいずれかは、自然に非導通となって電流が通過しない状態となる。
図１７（ａ）に示されるように、ＩＬ１＞０，ＩＬ２＞０の場合には、ノードＮ１に対してＩＬ１が流入する一方で、ノードＮ２からはＩＬ２が流入する。この電流方向に対して、ＩＬ２＞ＩＬ１のときには、スイッチング素子Ｓ２が非導通状態（電流＝０）となり、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ５が導通状態となる。
まず、Ｓ２，Ｓ３が導通状態（Ｓ５が非導通状態）とすると、キルヒホッフの電圧則に矛盾した回路状態となるため、このような回路状態は発生しない。具体的には、Ｓ２，Ｓ３が導通状態（Ｓ５が非導通状態）のとき、ＩＬ１は電流経路１１５ｄにより全量がＳ２を通過し、ＩＬ２は電流経路１１８により全量がＳ３を通過することになる。しかしながら、この電流方向では、スイッチング素子Ｓ５には、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３で生じる順電圧降下の和が印可されることになるため、スイッチング素子Ｓ５を非導通状態とすることができない。
同様に、Ｓ２，Ｓ５が導通状態（Ｓ３が非導通状態）としても、キルヒホッフの電圧則に矛盾した回路状態となるため、このような回路状態は発生しない。具体的には、Ｓ２，Ｓ５が導通状態（Ｓ３が非導通状態）のとき、ＩＬ２は電流経路１１８ｄにより全量がＳ２を通過し、ＩＬ１は電流経路１１５、１１５ｄに分流することになる。この結果、Ｓ５にＩＬ２が通過するとともに、Ｓ２には差分電流（ＩＬ１−ＩＬ２）が通過する。しかしながら、ＩＬ２＞ＩＬ１のときには、Ｓ２での順電圧降下と、Ｓ５での順電圧降下との和が、スイッチング素子Ｓ３に印可されることになるため、スイッチング素子Ｓ３を非導通状態とすることができない。
これに対して、Ｓ３，Ｓ５が導通状態（Ｓ２が非導通状態）とすると、ＩＬ１は電流経路１１５により全量がＳ５を通過し、ＩＬ２は電流経路１１８，１１８ｄに分流する。この結果、Ｓ５にＩＬ１が通過するとともに、Ｓ３には差分電流（ＩＬ１−ＩＬ２）が通過する。ＩＬ２＞ＩＬ１のときには、Ｓ５での順電圧降下と、Ｓ３での順電圧降下との差が、スイッチング素子Ｓ２に印可されることになるため、スイッチング素子Ｓ２は非導通状態になる。
したがって、図１７（ａ）においてＩＬ２＞ＩＬ１のときには、スイッチング素子Ｓ２の電流は０である一方で、スイッチング素子Ｓ３には差分電流（ＩＬ２−ＩＬ１）が通過し、スイッチング素子Ｓ５ａにはＩＬ１が通過する。
一方で、図１７（ａ）においてＩＬ１＞ＩＬ２のときには、差分電流（ＩＬ１−ＩＬ２）の方向が反対になるため、スイッチング素子Ｓ３が非導通状態（電流＝０）となり、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ５が導通状態となる。すなわち、スイッチング素子Ｓ３の電流は０である一方で、スイッチング素子Ｓ２には差分電流（ＩＬ２−ＩＬ１）が通過し、スイッチング素子Ｓ５ａにはＩＬ２が通過する。
図１７（ｂ）には、第２のパターン（Ｂ１ＵアームおよびＢ２Ｌアームオン）において、直流電源Ｂ１，Ｂ２の両方が力行動作するＩＬ１＞０，ＩＬ２＞０のときの電流挙動が示される。
第２のパターンでは、オン状態のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４，Ｓ５（Ｓ５ａ，Ｓ５ｂ）が、ノードＮ１，Ｎ２および電力線ＰＬの間にループ状に接続される。この状態では、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４，Ｓ５の各々は、双方向にダイオードが並列接続された状態となる。このため、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の経路は、ノードＮ１，Ｎ２の電位関係に応じて変化する。すなわち、リアクトル電流ＩＬ２は、電流経路１１６に加えて、分流によってスイッチング素子Ｓ１およびＳ５ａを経由する電流経路１１６ｄを形成し得る。同様に、リアクトル電流ＩＬ１は、電流経路１１７に加えて、分流によってスイッチング素子Ｓ１（ダイオードＤ１）を経由する電流経路１１７ｄを形成し得る。
図１７（ｂ）においてＩＬ２＞ＩＬ１の場合には、図１７（ａ）で説明したのと同様の考察により、スイッチング素子Ｓ１が非導通状態（電流＝０）となり、スイッチング素子Ｓ４，Ｓ５が導通状態となる。すなわち、スイッチング素子Ｓ１の電流は０である一方で、スイッチング素子Ｓ４には差分電流（ＩＬ２−ＩＬ１）が通過し、スイッチング素子Ｓ５ａにはＩＬ１が通過する。
同様に、図１７（ｂ）においてＩＬ１＞ＩＬ２のときには、差分電流（ＩＬ１−ＩＬ２）の方向が反対になるため、スイッチング素子Ｓ４が非導通状態（電流＝０）となり、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ５が導通状態となる。すなわち、スイッチング素子Ｓ４の電流は０である一方で、スイッチング素子Ｓ３には差分電流（ＩＬ１−ＩＬ２）が通過し、スイッチング素子Ｓ５ａにはＩＬ２が通過する。
このように、電力変換器１０のパラレル昇圧モードにおける第２アーム形成時に、直流電源Ｂ１およびＢ２の両方が力行動作する場合には、３個のスイッチング素子がオンされるとともに、それぞれの電流が０、ＩＬ１またはＩＬ２、および、差分電流ΔＩ（ＩＬ１−ＩＬ２）となる。ＩＬ１，ＩＬ２が同符号のときは、｜ＩＬ１−ＩＬ２｜＜ＩＬ１、かつ、｜ＩＬ１−ＩＬ２｜＜ＩＬ２である。したがって、第２アーム形成時には、ＩＬ１およびＩＬ２が１個ずつのスイッチング素子を通過する第１アームの形成時と比較して、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５（Ｓ５ａ，Ｓ５ｂ）における電力損失（導通損失およびスイッチング損失）を低減することができる。
また、直流電源Ｂ１およびＢ２の両方が回生動作する場合には、ＩＬ１およびＩＬ２の電流方向がそれぞれ逆となるため、第１パターンおよび第２パターンにおける電流経路は、図１７（ａ），（ｂ）の電流方向を反転させたものとなる。この場合にも、｜ＩＬ１−ＩＬ２｜＜｜ＩＬ１｜、かつ、｜ＩＬ１−ＩＬ２｜＜｜ＩＬ２｜であるため、第２アーム形成時におけるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５（Ｓ５ａ，Ｓ５ｂ）における電力損失は、直流電源Ｂ１およびＢ２の両方が力行動作する場合と同様である。
したがって、電力変換器１０では、直流電源Ｂ１，Ｂ２の両方が揃って力行動作または回生動作を行う場合には、第２アーム形成時において、スイッチング素子の電流が差分電流｜ＩＬ１−ＩＬ２｜となる効果により、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５（Ｓ５ａ，Ｓ５ｂ）での電力損失を低下することができる。
また、図１７（ａ）の回路状態（第１パターン）で、直流電源Ｂ１が力行動作（ＩＬ１＞０）する一方で、直流電源Ｂ２が回生動作（ＩＬ２＜０）する場合には、オン状態のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３，Ｓ５に対して、ノードＮ１およびＮ２の両方から電流が流入する。この際には、スイッチング素子Ｓ５が非導通状態となって、ＩＬ１が全てスイッチング素子Ｓ２を通過するとともにＩＬ２がスイッチング素子Ｓ３を通過する状態となる。スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３，Ｓ５によるループ経路において、スイッチング素子Ｓ２またはＳ３が非導通状態となる回路状態は、順電圧降下の方向を考慮するとキルヒホッフ電圧則に矛盾するからである。
同様に、図１７（ｂ）の回路状態（第２パターン）で、上記と同様にＩＬ１＞０かつＩＬ２＜０である場合には、オン状態のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４，Ｓ５に対して、ノードＮ１およびＮ２の両方から電流が流入する。この際にも、スイッチング素子Ｓ５が非導通状態となって、ＩＬ１が全てスイッチング素子Ｓ１を通過するとともにＩＬ２がスイッチング素子Ｓ４を通過する状態となる。スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４，Ｓ５によるループ経路において、スイッチング素子Ｓ１またはＳ４が非導通状態となる回路状態は、順電圧降下の方向を考慮するとキルヒホッフ電圧則に矛盾するからである。
これらの場合には、差分電流を生じさせる電流打消し効果が発生しないので、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５（Ｓ５ａ，Ｓ５ｂ）における電力損失は、スイッチング素子Ｓ５がオフされた第１アームの形成時、すなわち、特許文献１の回路構成と同等となることが理解される。
また、直流電源Ｂ１が回生動作（ＩＬ１＜０）する一方で、直流電源Ｂ２が力行動作（ＩＬ２＞０）する場合には、第１パターンおよび第２パターンにおける電流経路は、上述したＩＬ１＞０，ＩＬ２＜０の場合の電流方向を反転させたものとなる。この場合にも、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５（Ｓ５ａ，Ｓ５ｂ）における電力損失は、第１アームの形成時、すなわち、特許文献１の回路構成と同等となる。
以上説明した、電力変換器１０のパラレル昇圧モードでのスイッチング素子の電力損失を整理すると、第１アーム形成時、および、第２アーム形成時のうち、直流電源Ｂ１およびＢ２の一方ずつが力行動作および回生動作する場合（ＩＬ１＞０，ＩＬ２＜０またはＩＬ１＜０，ＩＬ２＞０）には、スイッチング素子の電力損失は、２個の昇圧チョッパ回路が並列動作する特許文献１と同等である。
一方で、第２アーム形成時のうち、直流電源Ｂ１およびＢ２の力行／回生動作が同じである場合（ＩＬ１＞０，ＩＬ２＞０またはＩＬ１＜０，ＩＬ２＜０）には、差分電流を生じさせる電流打消し効果によって、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５ａ，Ｓ５ｂでの電力損失は、第１アーム形成時および特許文献１よりも低下する。
したがって、第２アームが形成される全期間を通じて、直流電源Ｂ１およびＢ２の力行／回生動作が異なる場合においても、スイッチング素子の導通損失は、第１アームを用いた昇圧チョッパ回路での導通損失（すなわち、特許文献１の電力変換器の導通損失）と同等となる。そして、少しでも、直流電源Ｂ１およびＢ２の両方が揃って力行動作または回生動作する期間が存在すれば、スイッチング素子の導通損失は、第１アーム形成時よりも低減される。
すなわち、第２アームの形成期間（スイッチング素子Ｓ５のオン期間）が設けられることによって、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５ａ，Ｓ５ｂの電力損失（導通損失およびスイッチング損失）を、第１アームを用いた昇圧チョッパ回路での電力損失よりも小さくすることができる。
（電流位相制御）
実施の形態１に係る電源システムでは、直流電源Ｂ１およびＢ２の出力制御に用いられるキャリア波の位相差調整による、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の位相制御（以下、「電流位相制御」とも称する）によって、電力変換器１０のさらなる損失低減を図る。
図１８は、実施の形態１に従う電力変換器１０に対する電流位相の適用を説明するための波形図である。
図１８を参照して、電流位相制御の適用時には、キャリア波発生部２４０（図１３）は、直流電源Ｂ１のＰＷＭ制御に用いられるキャリア波ＣＷ１と、直流電源Ｂ２のＰＷＭ制御に用いられるキャリア波ＣＷ２との間に位相差φを設ける。
これに対して、図１４に例示された動作波形では、キャリア波ＣＷ１およびＣＷ２は、同一周波数かつ同一位相である。言い換えると、図１４では、φ＝０である。
位相差φが設けられた下でも、制御パルス信号ＳＤ１，／ＳＤ１は、キャリア波ＣＷ１とデューティ比ＤＴ１との電圧比較に基づくＰＷＭ制御によって生成される。同様に、制御パルス信号ＳＤ２，／ＳＤ２は、キャリア波ＣＷ２とデューティ比ＤＴ２との電圧比較に基づくＰＷＭ制御によって生成される。
図１８において、デューティ比ＤＴ１，ＤＴ２は図１４と同一値である。したがって、図１８の制御パルス信号ＳＤ１は、図１４の制御パルス信号ＳＤ１と比較して、位相は異なるもののＨレベル期間の長さは同じである。同様に、図１８の制御パルス信号ＳＤ２についても、図１４の制御パルス信号ＳＤ２と比較して、位相は異なるもののＨレベル期間の長さは同じである。
キャリア波ＣＷ１およびＣＷ２の間に位相差を設けることにより、図１８の制御信号ＳＧ１〜ＳＧ５ａ，ＳＧ５ｂは、図１４の制御信号ＳＧ１〜ＳＧ５ａ，ＳＧ５ｂとは異なった波形となる。図１４および図１８の比較から、キャリア波ＣＷ１およびＣＷ２の間の位相差φを変化させることにより、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の位相関係（電流位相）についても変化することが理解される。
一方で、同一のデューティ比ＤＴ１，ＤＴ２に対して、電流ＩＬ１およびＩＬ２の平均値は、図１４および図１８の間で同等であることが理解される。すなわち、直流電源Ｂ１，Ｂ２の出力は、デューティ比ＤＴ１およびＤＴ２によって制御されるものであり、キャリア波ＣＷ１，ＣＷ２間の位相差φを変化させても影響が生じない。
したがって、電流位相制御では、キャリア波ＣＷ１，ＣＷ２間の位相差φを適切に調整するキャリア位相制御によって、電力変換器１０のパラレル接続モードにおける、スイッチング素子の導通損失の低減を図る。
具体的には、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の変曲点が同一タイミングとなるように位相差φが調整される。図１８の例では、制御パルス信号ＳＤ１がＨレベルからＬレベルへ遷移するタイミングと、制御パルス信号ＳＤ２がＬレベルからＨレベルへ遷移するタイミングとが同一となるように（時刻ｔａ）、位相差φ＝φ＊とすることができる。これにより、時刻ｔａにおいて、リアクトル電流ＩＬ１は、上昇から低下に転じるので、極大点を有する。反対に、リアクトル電流ＩＬ２は、低下から上昇に転じるので、極小点を有する。
このような電流位相とすることにより、図１４および図１８の比較から理解されるように、制御周期（キャリア波ＣＷ１，ＣＷ２の１周期に相当）毎でのスイッチング素子Ｓ５ａおよびＳ５ｂのオンオフ回数（合計値）を減らすことができる。さらに、制御パルス信号ＳＤ１およびＳＤ２の論理レベルが異なる期間、すなわち、第２アームの使用期間を長く確保することができる。以下では、このような位相関係をもたらす位相差φ＊を、最適位相差φ＊とも称する。
上述のように、電力変換器１０のパラレル昇圧モードでは、第２アームの適用時の方が、第１アームの適用時と比較して、スイッチング素子における電力損失（導通損失およびスイッチング損失）が低減される。一方で、図１２に示されたゲート論理式から理解されるように、第２アームを使用できる期間は、制御パルス信号ＳＤ１およびＳＤ２の論理レベルが異なる期間に限られる。したがって、制御パルス信号ＳＤ１およびＳＤ２のＨレベル期間の長さが、デューティ比ＤＴ１およびＤＴ２によってそれぞれ規定される下で、両制御パルス信号間の論理レベルが異なる期間がより長くなるようにパルス位相を調整すれば、電力変換器１０のパラレル昇圧モードにおける第２アームの使用期間を長くすることができる。これにより、電力変換器１０のパラレル昇圧モードの導通損失をさらに低減できる。
なお、図１８の例とは逆に、制御パルス信号ＳＤ１がＬレベルからＨレベルへ遷移するタイミング（時刻ｔｂ）と、制御パルス信号ＳＤ２がＨレベルからＬレベルへ遷移するタイミング（時刻ｔｃ）とが同一となるように位相差φを設定した場合にも、図１８と同様に、スイッチング素子Ｓ５ａおよびＳ５ｂのオンオフ回数（合計値）を減少するとともに、第２アームの適用期間を長く確保することができる。すなわち、このときの位相差φを最適位相差φ＊とすることも可能である。
上記のように、第２アームの使用期間が最大となるように、制御パルス信号ＳＤ１およびＳＤ２の論理レベルの遷移タイミングを一致させるように位相差φ＝φ＊に設定すると、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の変曲点が同一タイミングとなる。
図１４および図１８から理解されるように、制御パルス信号ＳＤ１，ＳＤ２の波形は、デューティ比ＤＴ１，ＤＴ２によって決まる。したがって、図１８のような制御パルスＳＤ１，ＳＤ２間の関係およびＩＬ１，ＩＬ２の電流位相が実現できる最適位相差φ＊についても、デューティ比ＤＴ１，ＤＴ２に応じて変わることが理解される。
このため、デューティ比ＤＴ１，ＤＴ２と、最適位相差φ＊との関係を予め求めるとともに、その対応関係を予めマップ（以下、「位相差マップ」とも称する）あるいは関数式（以下、「位相差算出式」とも称する）として制御装置１００に記憶することが可能である。
したがって、電力変換器１０のパラレル昇圧モードの選択時には、キャリア波発生部２４０（図１３）は、コントローラ２１０および２２０（図１３）で算出されたデューティ比ＤＴ１，ＤＴ２に基づいて、上記位相差マップないし位相差算出式を参照して、最適位相差φ＊を設定することができる。さらに、キャリア波発生部２４０は、設定された最適位相差φ＊を有するように、同一周波数のキャリア波ＣＷ１，ＣＷ２を発生する。
ＰＷＭ制御部２３０（図１３）では、図３１に示したように、制御パルス信号ＳＤ１およびＳＤ２の間で論理レベル（Ｈ／Ｌレベル）が異なる期間が最大となるような位相関係で、制御パルス信号ＳＤ１，ＳＤ２が生成される。さらに、図１２に示された論理演算式に従って、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４，ＳＧ５ａ，ＳＧ５ｂが生成される。
この結果、電力変換器１０では、電流位相制御の適用によって、スイッチング素子Ｓ５ａ，Ｓ５ｂによるスイッチング損失低減および、第２アームの適用期間拡大によるスイッチング素子の損失低減によって、ＤＣ／ＤＣ変換をさらに効率化することができる。
（本実施の形態に従うスイッチング制御）
これまで説明してきたように、電力変換器１０では、デューティ比ＤＴ１，ＤＴ２に従ったＰＷＭ制御が行われる。これにより、各制御周期（キャリア波ＣＷ１，ＣＷ２の１周期）において、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２に変曲点（極大点および極小点）を設けることを通じて、直流電源Ｂ１，Ｂ２からの出力が制御される。さらに、電流位相制御によって、特定のスイッチング素子に差分電流が流れることにより、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５ａ，Ｓ５ｂでの電力損失のトータル値を低減することができる。
しかしながら、特定のスイッチング素子で電力損失の低下は、電力変換器全体での効率向上には寄与するが、素子間で発熱量の偏りの低減には効果が小さい。すなわち、スイッチング素子間で電力損失の差が大きくなると、一部のスイッチング素子での発熱量が相対的に大きくなることが懸念される。この結果、当該スイッチング素子での並列チップ個数が他のスイッチング素子よりも多く必要になるため、量産時における製造コストの低減効果が小さくなる虞がある。
したがって、本実施の形態１に従う電源システムでは、スイッチング素子間での電力損失の差を縮小するための、ＤＣ／ＤＣ変換でのスイッチング制御を実行する。
図１９は、比較例として示される電流位相制御適用時の各スイッチング素子の電力損失を説明するための波形図である。図１９には、直流電源Ｂ１およびＢ２の両方が力行動作する場合（ＩＬ１＞０，ＩＬ２＞０）の波形図が示される。また、図１９では、｜ＩＬ２｜＞｜ＩＬ１｜のときの電流波形が示される。以下では、絶対値の小さい方のリアクトル電流を「小電流」とも称し、絶対値の大きい方のリアクトル電流を「大電流」とも称する。
図１９を参照して、時刻ｔｂまでの期間では、ＳＤ１＝Ｌ，ＳＤ２＝Ｈであるため、第２アームが適用される。さらに、Ｂ１Ｕアームオンによりリアクトル電流ＩＬ１が低下する一方で、Ｂ２Ｌアームオンによりリアクトル電流ＩＬ２は上昇する。
このとき、図１７（ｂ）に示されるように、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４，Ｓ５ａ，Ｓ５ｂがオンされる。ＩＬ２＞ＩＬ１のため、スイッチング素子Ｓ１の電流は０であり、差分電流ΔＩ（ＩＬ２−ＩＬ１）がスイッチング素子Ｓ４を流れる。さらに、スイッチング素子Ｓ５ａには電流ＩＬ１が流れる一方で、スイッチング素子Ｓ５ｂの電流は０である。
したがって、電力損失（導通損失）は、スイッチング素子Ｓ４およびＳ５ａのみで生じる。スイッチング素子Ｓ４では、ΔＩ＝（ＩＬ２−ＩＬ１）に応じた導通損失が生じる一方で、スイッチング素子Ｓ５ａではＩＬ１に応じた導通損失が発生する。このため、スイッチング素子Ｓ４，Ｓ５ａのトータルではＩＬ２に応じた導通損失しか生じないことが理解される。一方で、特許文献１の回路構成では、ＩＬ１、ＩＬ２が別個のスイッチング素子を通過するため、（ＩＬ１＋ＩＬ２）に応じた導通損失が生じる。
図１８と同様に、時刻ｔｂにおいて、デューティ比ＤＴ１に従う制御パルス信号ＳＤ１がＬレベルからＨレベルに変化する。これに応じて、リアクトル電流ＩＬ１が極小点を有する。
時刻ｔｂでは、Ｂ１Ｕアームがオフされるとともに、Ｂ１Ｌアームがオンされる。このため、スイッチング素子Ｓ２がターンオンされるとともに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ５ｂがターンオフされる。この結果、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５ａがオン状態となる。
スイッチング素子Ｓ２では、電流ＩＬ１のハードスイッチングによるスイッチング損失（ターンオン）が発生する。図１９中を含み以降では、ハードスイッチングによるターンオンまたはターンオフを「太矢印（白抜き）」で表記する。一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ５ｂは、オン状態での電流＝０であったのでターンオフによるスイッチング損失は発生しない。図１９中を含み以降では、スイッチング損失が発生しないターンオンおよびターンオフを「点線矢印」で表記する。また、リアクトル電流ＩＬ２は、オン状態に維持されたスイッチング素子Ｓ４を流れるので、ＩＬ２によるスイッチング損失は発生しない。
時刻ｔｂ〜ｔｃ間では、ＳＤ１＝ＳＤ２＝Ｈのため、第１アームが適用されてリアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２とも上昇する（Ｂ１ＬアームおよびＢ２Ｌアームオン）。したがって、図６に示されるように、スイッチング素子Ｓ２にリアクトル電流ＩＬ１が流れるとともに、スイッチング素子Ｓ４にリアクトル電流ＩＬ２が流れる。このため、電力変換器１０全体では、特許文献１の回路構成と同等の導通損失が生じる。一方で、スイッチング素子Ｓ５ａの電流は０である。
時刻ｔｃにおいて、制御パルス信号ＳＤ２がＨレベルからＬレベルに変化すると、リアクトル電流ＩＬ２が極大点を有する。時刻ｔｃでは、Ｂ２Ｌアームがオフされるとともに、Ｂ２Ｕアームがオンされる。このため、スイッチング素子Ｓ４がターンオフされるとともに、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ５ｂがターンオンされる。この結果、図１７（ａ）に示されるように、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３，Ｓ５ａ，Ｓ５ｂがオン状態となる。
時刻ｔｃでは、スイッチング素子Ｓ４において、電流ＩＬ２のハードスイッチングによる電力損失（ターンオフ）が発生する。一方で、ＩＬ２＞ＩＬ１のため、リアクトル電流ＩＬ１は、オン状態が維持されるスイッチング素子Ｓ５ａを流れることになり、ターンオンしたスイッチング素子Ｓ５ｂには電流が流れない。この結果、スイッチング素子Ｓ５ｂにはスイッチング損失は生じない。
さらに、図１７（ａ）に示されるように、ＩＬ２＞ＩＬ１のため、差分電流ΔＩは、スイッチング素子Ｓ３ではなくダイオードＤ３を流れることが理解される。このため、スイッチング素子Ｓ３のターンオンにおけるスイッチング損失は発生しない。
時刻ｔｃ〜ｔｄ間では、第２アームが適用されてリアクトル電流ＩＬ１が上昇する一方で、リアクトル電流ＩＬ２が低下する（Ｂ１ＬアームおよびＢ２Ｕアームオン）。したがって、図１７（ａ）に示されるように、スイッチング素子Ｓ５ａにリアクトル電流ＩＬ１が流れるとともに、ダイオードＤ３に差分電流ΔＩ（ΔＩ＝ＩＬ２−ＩＬ１）が流れる。このため、電力変換器１０全体では、ＩＬ１とΔＩの和、すなわち、ＩＬ２に応じた導通損失しか生じない。なお、図１９中を含み以降では、ダイオードを流れる電流については、添字「Ｄ」を付して表記する。
時刻ｔｄでは、電流位相制御により、制御パルス信号ＳＤ１がＨレベルからＬレベルに変化するとともに、制御パルス信号ＳＤ２がＬレベルからＨレベルに変化する。これにより、同一タイミングにおいて、リアクトル電流ＩＬ１が極大点を有するとともに、リアクトル電流ＩＬ２が極小点を有する。
時刻ｔｄ以降では、時刻ｔｂ以前と同様に、第２アームが適用されるとともに、Ｂ１ＵアームおよびＢ２Ｌアームがオンされる。この結果、図１７（ｂ）に示されるように、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４，Ｓ５ａ，Ｓ５ｂがオン状態となる。
時刻ｔｄでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がターンオンされるとともに、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がターンオフされる。このとき、スイッチング素子Ｓ４において、差分電流ΔＩに応じたスイッチング損失（ターンオン）が生じる。このスイッチング損失は、ＩＬ１またはＩＬ２のハードスイッチングによる損失よりも小さい。また、ＩＬ２＞ＩＬ１のため、スイッチング素子Ｓ１には電流が流れないので、スイッチング素子Ｓ１のスイッチング損失は発生しない。同様に、時刻ｔｃ〜ｔｄにおいてスイッチング素子Ｓ２の電流は０であるため、スイッチング素子Ｓ２のターンオンにスイッチング損失は発生しない。また、ダイオードＤ３は自然消弧によってオフするためスイッチング素子Ｓ３にターンオフ損失は発生しない。
図１９から理解されるように、電力変換器１０では、電流位相制御によってリアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の変曲点（極大点および極小点）が同一タイミングとされた時刻ｔｄにおいて、ＩＬ１，ＩＬ２をハードスイッチングすることなく、差分電流ΔＩに応じたスイッチングのみが実行される。この結果、電流位相制御の効果によって、スイッチング素子のスイッチング損失（オンオフ損失）のトータル値が低減できる。さらに、上述のように、第２アームの適用期間（時刻ｔｂ〜ｔｃを除く期間）では、差分電流ΔＩが生じることによって、導通損失を低減できている。
図１９に例示した回路状態（ＩＬ１＞０，ＩＬ２＞０）では、スイッチング損失は、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のみに生じる。特に、スイッチング素子Ｓ４では、大電流のＩＬ２の極大点（時刻ｔｃ）においてハードスイッチングを行うので、スイッチング損失（Ｐ（ｔｃ））が大きくなる。さらに、スイッチング素子Ｓ４は、時刻ｔｄにおいても、差分電流ΔＩに応じたスイッチング損失Ｐ（ｔｄ）が発生する。一方で、スイッチング素子Ｓ２では、小電流のＩＬ１の極小点（時刻ｔｂ）でのハードスイッチングによるスイッチング損失Ｐ（ｔｂ）のみが発生する。このため、図１９の回路動作が長時間継続すると、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４間でのスイッチング損失差に起因して、両者での発熱量の差が大きくなることが懸念される。
図２０には、本実施の形態に従うスイッチング制御の適用時における各スイッチング素子の電力損失を説明するための波形図である。図２０には、図１９と同一の回路状態に対して、実施の形態１に従うスイッチング制御が適用された場合の波形図が示される。すなわち、図２０においても、ＩＬ１＞０，ＩＬ２＞０、かつ、｜ＩＬ１｜＞｜ＩＬ２｜である。
図２０を図１９と比較して、本実施の形態に従うスイッチング制御では、小電流のＩＬ１に対して、時刻ｔｘおよびｔｃにおいて、変曲点が追加される。したがって、制御パルス信号ＳＤ１は、図１９ではＨレベルに維持された時刻ｔｂ〜ｔｄ間において、時刻ｔｘ〜ｔｃにＬレベル期間（反転期間）が設けられる。なお、反転期間長Ｔｘは、調整可能な可変値である。なお、当該反転期間は、デューティ制御による変曲点に対して、スイッチング損失を調整するための変曲点を追加するために設けられる。したがって、反転期間長Ｔｘは、スイッチング素子を安定的にオンオフできるインターバルを有するものであれば、出力制御への影響を軽減するためになるべく短い期間とすることが好ましい。たとえば、反転期間長Ｔｘ（時刻ｔｃ〜ｔｘ）については、時刻ｔｂ〜ｔｘよりも短くなるように設定することが好ましい。
図２０を参照して、時刻ｔｂ以前および時刻ｔｂでの回路状態は、図１９と同様であるので詳細な説明は繰り返さない。すなわち、時刻ｔｂでは、スイッチング素子Ｓ２に、小電流（リアクトル電流ＩＬ１）の極小点におけるハードスイッチングによる損失（ターンオン）が発生する。
時刻ｔｘにおいて、制御パルス信号ＳＤ１がＨレベルからＬレベルに変化すると、リアクトル電流ＩＬ１が極大点を有する。時刻ｔｘからの回路状態は、時刻ｔｂ以前と同様である。したがって、時刻ｔｘ〜ｔｃでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４，Ｓ５ａ，Ｓ５ｂがオン状態になるとともに、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオフ状態となる。したがって、時刻ｔｘでは、スイッチング素子Ｓ２がターンオフされるとともに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ５ｂがターンオンされる。
これにより、スイッチング素子Ｓ２では、小電流のＩＬ１のハードスイッチングによる損失（ターンオフ）が発生する。一方、時刻ｔｘ〜ｔｃにおいて、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ５ｂの電流は０である。このため、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ５ｂではスイッチング損失は発生しない。また、リアクトル電流ＩＬ１および差分電流ΔＩは、オン状態に維持されたスイッチング素子Ｓ５ａおよびＳ４をそれぞれ流れるので、これらの電流によるスイッチング損失も発生しない。
時刻ｔｃでは、制御パルス信号ＳＤ２がＨレベルからＬレベルに変化するのに同期して、制御パルス信号ＳＤ１がＨレベルに復帰する。これにより、リアクトル電流ＩＬ１が極小点を有するとともに、リアクトル電流ＩＬ２が極大点を有する。
時刻ｔｃ以降の回路状態は図１９と同様であるので、時刻ｔｃでは、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がターンオンするとともに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がターンオフする。スイッチング素子Ｓ４には、差分電流ΔＩのスイッチングによる損失（ターンオフ）が発生する。一方で、ＩＬ２＞ＩＬ１のため、リアクトル電流ＩＬ１は、オン状態が維持されるスイッチング素子Ｓ５ａを流れ続けることになり、スイッチング素子Ｓ５ｂにはスイッチング損失は生じない。また、差分電流ΔＩはダイオードＤ３を流れるので、スイッチング素子Ｓ３にはターンオンによるスイッチング損失は発生しない。さらに、スイッチング素子Ｓ１およびＳ２についても、ターンオフ前およびターンオン後の電流がそれぞれ０であるので、スイッチング損失は発生しない。
時刻ｔｄでは、図１９と同様に、スイッチング素子Ｓ４において差分電流ΔＩのスイッチングによる損失（ターンオン）が発生する。
このように、「第１の電流」に対応する大電流のＩＬ２では、１制御周期内で、時刻ｔｃおよびｔｄにおいて、デューティ比ＤＴ２に従ったＰＷＭ制御による変曲点（極大点および極小点）が発生している。ＩＬ２では、時刻ｔｄでの極大点が「第１の変曲点」に対応し、時刻ｔｃでの極小点が「第２の変曲点」に相当する。
「第２の電流」に対応する小電流のＩＬ１では、１制御周期内で、時刻ｔｂおよびｔｄにおいて、デューティ比ＤＴ１に従ったＰＷＭ制御による変曲点（極小点および極大点）が発生している。ＩＬ１では、ＩＬ２の極大点と同一タイミングである時刻ｔｄでの極大点が「第１の変曲点」に対応し、時刻ｔｂでの極小点が「第２の変曲点」に相当する。さらに、ＩＬ１には、同一制御周期内に、時刻ｔｃおよびｔｘに、反転期間に対応した２個の変曲点（極小点および極大点）が追加的に設けられる。反転期間は、追加されたＩＬ１（小電流）の変曲点が、大電流（ＩＬ２）の第２の変曲点と同一タイミングとなるように設けられる。すなわち、図２０では、ＩＬ２の極大点と同一タイミングである時刻ｔｃでの極小点が「第３の変曲点」に対応し、時刻ｔｘでの極大点が「第４の変曲点」に対応する。
図２０に示されるように、直流電源Ｂ１，Ｂ２の両方が力行動作を行う場合には、時刻ｔｃおよびｔｄの各々において、ＩＬ１の変曲点とＩＬ２の変曲点とは、一方ずつが極大点および極小点となっている。この結果、大電流（ＩＬ２）の変曲点において、ＩＬ２のハードスイッチングが行われなくなる。
図２１には、本実施の形態に従う、電流位相制御に加えて変曲点追加有りのスイッチング制御（図２０）と、比較例として示された、電流位相制御のみで変曲点追加無しのスイッチング制御（図１９）とのスイッチング損失を比較するための概念図が示される。
図２１（ａ）を参照して、図１９に示された変曲点追加無しのスイッチング制御（すなわち、本実施の形態に従うスイッチング制御の非適用時）には、スイッチング素子Ｓ２のスイッチング損失Ｐｌ２は、時刻ｔｂでの損失Ｐ（ｔｂ）のみで構成される。Ｐ（ｔｂ）は、小電流のＩＬ１の極小点でのハードスイッチングによる電力損失である。
スイッチング素子Ｓ４でのスイッチング損失Ｐｌ４は、時刻ｔｃにおける損失Ｐ（ｔｃ）と、時刻ｔｄにおける損失Ｐ（ｔｄ）との和となる。Ｐ（ｔｃ）は、大電流のＩＬ２の極大点でのハードスイッチングによる電力損失である。Ｐ（ｔｄ）は、極小点のＩＬ２と極大点のＩＬ１との差分電流ΔＩのスイッチングによる電力損失である。このため、Ｐ（ｔｃ）は、Ｐ（ｔｂ）およびＰ（ｔｄ）と比較して大きくなる。この結果、図１９のスイッチング制御では、スイッチング素子Ｓ２およびＳ４間でのスイッチング損失差ΔＰも、ΔＰ（ｔｃ）の影響で比較的大きくなる。
図２１（ｂ）を参照して、図２０に示された変曲点追加有りのスイッチング制御では、スイッチング素子Ｓ２のスイッチング損失Ｐｌ２は、時刻ｔｂでの損失Ｐ（ｔｂ）および時刻ｔｘでの損失Ｐ（ｔｘ）の和となる。Ｐ（ｔｂ）は、時刻ｔｂにおけるＩＬ１の極小点でのハードスイッチングによる電力損失であるので、図１９および図２０の間でＰ（ｔｂ）は同等である。Ｐ（ｔｘ）は、時刻ｔｘにおける小電流のＩＬ１の極小点でのハードスイッチングによる電力損失である。
図２０でのスイッチング素子Ｓ４でのスイッチング損失Ｐｌ４は、時刻ｔｃにおける損失Ｐ（ｔｃ）と、時刻ｔｄにおける損失Ｐ（ｔｄ）との和となる。Ｐ（ｔｃ）は、時刻ｔｃにおけるＩＬ２（極大点）およびＩＬ１の差分電流のスイッチングによる電力損失である。したがって、図２０におけるＰ（ｔｃ）は、図１９でのＰ（ｔｃ）よりも小さくなる。また、Ｐ（ｔｄ）は、極小点のＩＬ２と極大点のＩＬ１との差分電流ΔＩのスイッチングによる電力損失であるので、図１９および図２０の間でＰ（ｔｄ）は同等である。
このように、図２０によるスイッチング制御では、Ｐｌ４が、Ｐ（ｔｃ）の減少によって低下する一方で、Ｐｌ２が、Ｐ（ｔｘ）の発生により増加する。したがって、変曲点を追加するスイッチング制御（図２０）の適用によって、スイッチング素子Ｓ２およびＳ４間でのスイッチング損失の差（ΔＰ）を縮小することができる。これにより、スイッチング素子Ｓ２およびＳ４の間での発熱量の偏りを軽減することができる。
また、Ｐｌ２がＩＬ１のハードスイッチング２回分の電力損失であるのに対して、ＰＬ４は、差分電流ΔＩのスイッチング２回分による電力損失である。したがって、図２１（ｂ）では、図２１（ａ）と比較して、ΔＰが低減される。さらに、ＩＬ１，ＩＬ２の値によっては、Ｐｌ２＞Ｐｌ４となってスイッチング素子間での電力損失の大小についても逆転する可能性がある。
このように、小電流側（ＩＬ１）に、大電流側（ＩＬ２）と同期した変曲点を追加するスイッチング制御により、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４間でのスイッチング損失の偏りを低減することができる。
なお、図２０に示されるように、変曲点追加のために、制御パルス信号ＳＤ１に対して強制的な反転期間（期間長Ｔｘ）が設けられる結果、ＳＤ１のＨレベル期間長が、直流電源Ｂ１の出力制御のための本来の期間長よりも短くなる。これにより、リアクトル電流ＩＬ１の平均値が、本来の制御値よりも低下することが懸念される。ただし、図１３に示したフィードバック制御による補償機能によって、反転期間の影響による電圧または電流低下分に従って、デューティ比ＤＴ１が、反転期間を設けない場合よりも高く設定されることになる。これにより、図２０中に点線で示すように、制御パルス信号ＳＤ１のＨレベル期間が、反転期間の非設置時と同等に確保されることにより、電圧指令値ＶＨ＊に従う制御は、正常に継続することができる。
図２２には、図２０とは反対に、大電流側（ＩＬ２）に、小電流側（ＩＬ１）と同期した変曲点を追加するスイッチング制御を実行したときの波形図が比較のために示される。
図２２を図１９と比較して、図２２の例では、大電流のＩＬ２に対して、時刻ｔｂおよびｔｘにおいて、変曲点が追加される。したがって、制御パルス信号ＳＤ２は、図１９ではＨレベルに維持された時刻ｔｃ以前の期間において、時刻ｔｘ〜ｔｂに強制的な反転期間（反転期間長Ｔｘ）が設けられる。
図２２を参照して、時刻ｔｂ以前での回路状態は、図１９と同様である。この状態から、時刻ｔｂにおいて、制御パルスＳＤ１がＬレベルからＨレベルに変化するのに加えて、制御パルス信号ＳＤ２もＨレベルからＬレベルに変化する。これにより、リアクトル電流ＩＬ１に極小点が発生するとともに、リアクトル電流ＩＬ２に極大点が発生する。
さらに、時刻ｔｘでは、制御パルス信号ＳＤ１はＨレベルに維持された状態で、制御パルス信号ＳＤ２はＬレベルからＨレベルに変化する。これにより、リアクトル電流ＩＬ１に極小点が発生する。この結果、大電流のＩＬ２に対して、時刻ｔｂ，ｔｘにおける変曲点が追加される。
時刻ｔｂ〜ｔｘでは、ＳＤ１＝Ｈレベル、かつ、ＳＤ２＝Ｌレベルであるので、図１９の時刻ｔｃ〜ｔｄ間と同様に、リアクトル電流ＩＬ１が上昇する一方で、リアクトル電流ＩＬ２が低下する（Ｂ１ＬアームおよびＢ２Ｕアームオン）。したがって、図１７（ａ）に示されるように、スイッチング素子Ｓ５ａにリアクトル電流ＩＬ１が流れるとともに、ダイオードＤ３に差分電流ΔＩ（ΔＩ＝ＩＬ２−ＩＬ１）が流れる。
したがって、時刻ｔｂでは、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がターンオンされるとともに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がターンオフされる。このとき、スイッチング素子４には、差分電流ΔＩのスイッチングによる損失（ターンオフ）が発生する。一方で、オン状態での電流が０であるスイッチング素子Ｓ１のターンオフ、ダイオードＤ３に電流が流れているスイッチング素子Ｓ３のターンオン、および、ターンオン後の電流が０であるスイッチング素子Ｓ２でのターンオンでは、電力損失は発生しない。
時刻ｔｘ〜ｔｃでは、図１９での時刻ｔｂ〜ｔｃ間と同様に、ＳＤ１＝ＳＤ２＝Ｈレベであるので、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の両方が上昇する（Ｂ１ＬアームおよびＢ２Ｌアームオン）。このため、図６に示されるように、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオンされて、ＩＬ１およびＩＬ２がスイッチング素子Ｓ２およびＳ４をそれぞれ流れる。
したがって、時刻ｔｘでは、スイッチング素子Ｓ４がターンオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ３およびＳ５ｂがターンオフされる。このとき、スイッチング素子Ｓ４では、リアクトル電流ＩＬ２のハードスイッチングによる電力損失（ターンオン）が生じる。一方で、ダイオードＤ３に電流が流れているスイッチング素子Ｓ３のターンオフ、オン状態での電流が０であるスイッチング素子Ｓ５ｂのターンオフにおいて電力損失は発生しない。
時刻ｔｘ以降における回路動作は、図１９と同様であるので詳細な説明は繰り返さない。すなわち、時刻ｔｃでは、スイッチング素子Ｓ４にＩＬ２のハードスイッチングによる損失（ターンオフ）が発生する。さらに、時刻ｔｄでは、スイッチング素子Ｓ４に差分電流ΔＩのスイッチングによる損失（ターンオン）が発生する。
なお、図２２の例においても、反転期間を設けたときに、フィードバック制御によって変形される制御パルス信号ＳＤ２およびリアクトル電流ＩＬ２の波形を点線で表記している。
図２２のスイッチング制御では、スイッチング素子Ｓ２において、差分電流ΔＩのスイッチングによる損失Ｐ（ｔｂ）が発生しなくなるので、電力損失は図１９よりも減少する。一方で、スイッチング素子Ｓ４では、差分電流ΔＩのスイッチングによる損失Ｐ（ｔｂ）およびＩＬ２のハードスイッチングによる損失Ｐ（ｔｃ）が、図１９での損失Ｐ（ｔｃ）およびＰ（ｔｄ）に加えて発生する。
図２２では、スイッチング素子Ｓ４での損失増加分が、スイッチング素子Ｓ２での損失減少分より小さいので、電力変換器１０全体でのスイッチング損失が図１９よりも増加する。さらに、スイッチング素子Ｓ４のみで電力損失が発生するので、図１９と比較して、素子間での電力損失の偏りについても悪化する。
このように、大電流側に変曲点を追加すると、電力変換器１０全体でのスイッチング損失、および、スイッチング素子間での電力損失の偏りの両方が悪化する。したがって、本実施の形態に従うスイッチング制御は、図２０に示したように、小電流側（ＩＬ１）に、大電流側（ＩＬ２）と同期した変曲点を追加することにより、スイッチング素子間での電力損失（スイッチング損失）の偏りを低減する。
なお、図２０等では、表記を分かり易くするために、全期間を通じてＩＬ２＞ＩＬ１である例を示したが、変曲点追加のスイッチング制御における大電流および小電流の区別は、このような電流条件に限定されるものではない。すなわち、一部の期間では、ＩＬ１およびＩＬ２の大小関係が逆転する場合にも、電流平均値、電流極大値、または、電流極小値同士での比較によって、ＩＬ１，ＩＬ２のいずれを大電流／小電流とするかについては、適宜判定することが可能である。
図２３は、本実施の形態に従うスイッチング制御の適用時におけるＰＷＭ制御を説明するための波形図である。図２３では、図１９〜図２１と同様に、｜ＩＬ２｜＞｜ＩＬ１｜であるものとする。
図２３を参照して、フィードバック制御（図１３）によるデューティ比ＤＴ１，ＤＴ２に加えて、大電流側（ＩＬ２）のＰＷＭ制御には、デューティ比ＤＴ２ｘ（ＤＴ２ｘ＝ＤＴ２−ＤＴｘ）がさらに設定される。ＤＴｘを変化させることで、反転期間長Ｔｘを調整することができる。
大電流側（ＩＬ２）の制御パルス信号ＳＤ２は、従来と同様に、キャリア波ＣＷ２およびデューティ比ＤＴ２の比較結果に従って生成される。
なお、キャリア波ＣＷ１およびＣＷ２の間には、図１８で説明した最適位相差φ＊が設けられている。これにより、時刻ｔａ，ｔｄにおいて、制御パルス信号ＳＤ１のＨレベルからＬレベルへの遷移と、制御パルス信号ＳＤ２のＬレベルからＨレベルへの遷移とが同一タイミングとなっている。この結果、時刻ｔａ，ｔｄにおいて、リアクトル電流ＩＬ１の極大点と、リアクトル電流ＩＬ２の極小点とが同一タイミングとなる。
小電流側（ＩＬ２）の制御パルス信号ＳＤ１は、キャリア波ＣＷ１およびデューティ比ＤＴ１の比較結果に加えて、キャリア波ＣＷ２とデューティ比ＤＴ２およびＤ２ｘとの比較結果をさらに反映して生成される。
具体的には、Ｄ２ｘ＜ＣＷ２＜ＤＴ２の期間では、制御信号ＳＤ１の論理レベルが強制的に反転される。図２３の例では、ＤＴ１＞ＣＷ１の期間中（時刻ｔｂ〜ｔｄ間）のうち、Ｄ２ｘ＜ＣＷ２＜ＤＴ２の期間を反転期間として、ＳＤ１＝Ｌに設定する。これにより、制御パルス信号ＳＤ２のＨレベルからＬレベルへの遷移タイミングに同期して、ＳＤ１に強制的なＬレベル期間（反転期間）を設けることができる。
このように生成された制御パルス信号ＳＤ１，ＳＤ２に基づき、図１２に示されたゲート論理式に従って、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５ａ，Ｓ５ｂのオンオフを制御することにより、図２０に示された、小電流側（ＩＬ１）に変曲点を追加するスイッチング制御を実現することができる。
［実施の形態１の変形例］
実施の形態１では、直流電源Ｂ１およびＢ２の両方が力行動作する場合のスイッチング損失について説明した。実施の形態１の変形例では、直流電源Ｂ１およびＢ２の両方が回生動作する場合に、実施の形態１に従うスイッチング制御を適用した場合における効果について、確認のために記載する。
図２４は、図１９と同様に比較例として示される、変曲点追加無しでの電流位相制御適用時の各スイッチング素子の電力損失を説明するための波形図である。図２４には、直流電源Ｂ１およびＢ２の両方が回生動作する場合（ＩＬ１＜０，ＩＬ２＜０）の波形図が示される。また、図２４においても、｜ＩＬ２｜＞｜ＩＬ１｜のときの電流波形が示される。すなわち、以下の回生動作時の説明においても、ＩＬ１が小電流であり、ＩＬ２が大電流である。また、図２５は、回生動作時における電力変換器１０での第２アーム形成時の電流挙動を説明する回路図である。
図２４を参照して、時刻ｔｂまでの期間では、ＳＤ１＝Ｌ，ＳＤ２＝Ｈであるため、第２アームが適用される。さらに、Ｂ１Ｕアームオンによりリアクトル電流ＩＬ１が低下する一方で、Ｂ２Ｌアームオンによりリアクトル電流ＩＬ２は上昇する。当該期間における電力変換器１０での電流経路は、図２５（ｂ）に示される。
図２５（ｂ）を参照して、直流電源Ｂ１およびＢ２の回生時には、図１７（ｂ）とは、逆方向の電流が生じる。すなわち、直流電源Ｂ１は、電流経路１１７♯を流れるＩＬ１によって充電される（ＩＬ１＜０）。ＩＬ１は、分流によってスイッチング素子Ｓ１を経由する電流経路１１７ｄ♯を形成し得る。同様に、直流電源Ｂ２は、電流経路１１６♯を流れるＩＬ２によって充電される（ＩＬ２＜０）。ＩＬ２は、分流によってダイオードＤ１およびスイッチング素子Ｓ５ｂを経由する電流経路１１６ｄ♯を形成し得る。
したがって、時刻ｔｂ以前では、図１９と同一のスイッチングパターンにおいて、各素子に逆方向の電流が流れる。すなわち、|ＩＬ２|＞|ＩＬ１|のためスイッチング素子Ｓ１の電流は０である一方で、差分電流ΔＩ（ＩＬ２−ＩＬ１）は、スイッチング素子Ｓ４ではなくダイオードＤ４を流れる。さらに、スイッチング素子Ｓ５ｂに電流ＩＬ１が流れる一方で、スイッチング素子Ｓ５ａの電流は０となる。
同様に、時刻ｔｂ〜ｔｃの期間では（Ｂ１ＬアームおよびＢ２Ｌアームオン）、図６の電流経路１１１，１１２に反対方向の電流が流れる。このため、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５ａがオン状態とされる下、ダイオードＤ２にＩＬ１が流れるとともに、ダイオードＤ４にＩＬ２が流れる。また、力行動作時と同様にスイッチング素子Ｓ５ａの電流は０である。
したがって、時刻ｔｂでは、スイッチング素子Ｓ２がターンオンされるとともに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ５ｂがターンオフされる。スイッチング素子Ｓ５ｂにおいて、ＩＬ１のハードスイッチングによる電力損失（ターンオフ）が生じる。スイッチング素子Ｓ１のターンオフおよびスイッチング素子Ｓ２のターンオンでは、ターンオフ前およびターンオン後の電流がそれぞれ０であるため、スイッチング損失は発生しない。
時刻ｔｃ〜ｔｄの期間における電力変換器１０での電流経路は、図２５（ａ）に示される。時刻ｔｃ〜ｔｄでは、図１７（ｂ）と同様に、Ｂ１ＬアームおよびＢ２Ｕアームオンがオンされる。
図２５（ａ）を参照して、直流電源Ｂ１およびＢ２の回生時には、図１７（ｂ）とは逆方向の電流が生じる。すなわち、直流電源Ｂ１は、電流経路１１５♯を流れるＩＬ１によって充電される（ＩＬ１＜０）。ＩＬ１は、分流によってダイオードＤ２を経由する電流経路１１５ｄ♯を形成し得る。同様に、直流電源Ｂ２は、電流経路１１８♯を流れるＩＬ２によって充電される（ＩＬ２＜０）。ＩＬ２は、分流によってスイッチング素子Ｓ２，Ｓ５ｂを経由する電流経路１１８ｄ♯を形成し得る。
したがって、時刻ｔｃ〜ｔｄの期間では、図１９と同一のスイッチングパターンにおいて、各素子に逆方向の電流が流れる。すなわち、スイッチング素子Ｓ５ｂにリアクトル電流ＩＬ１が流れる一方で、スイッチング素子Ｓ５ａの電流は０となるとともに、スイッチング素子Ｓ３に差分電流ΔＩ（｜ＩＬ２−ＩＬ１｜）が流れる。力行動作時と同様にスイッチング素子Ｓ２の電流は０である。
したがって、時刻ｔｃでは、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ５ｂがターンオンされるとともに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がターンオフされる。スイッチング素子Ｓ５ｂにおいて、ＩＬ１のハードスイッチングによる電力損失（ターンオン）が生じるとともに、スイッチング素子Ｓ３では、差分電流ΔＩのスイッチングによる電力損失（ターンオン）が生じる。一方で、ダイオードＤ４が自己消弧によってオフするため、スイッチング素子Ｓ４のターンオフによる電力損失は生じない。
なお、スイッチング素子Ｓ３およびＳ５ｂにおけるスイッチング損失は、両者のターンオンタイミングに時間差が生じると上記とは異なったものとなる。具体的には、スイッチング素子Ｓ３が先にターンオンした場合には、ＩＬ２のハードスイッチングによるターンオン損失がスイッチング素子Ｓ３に生じる一方で、後でターンオンするスイッチング素子Ｓ５ｂには、スイッチング損失は生じない。同様に、スイッチング素子Ｓ５ｂが先にターンオンした場合には、ＩＬ２のハードスイッチングによるターンオン損失がスイッチング素子Ｓ５ｂに生じる一方で、後でターンオンするスイッチング素子Ｓ３には、スイッチング損失は生じない。
時刻ｔｄ以降では、時刻ｔｂ以前と同様の電流が各素子を流れる。したがって、時刻ｔｄでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がターンオンされるとともに、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がターンオフされる。このとき、スイッチング素子Ｓ３では差分電流ΔＩのスイッチングによる電力損失（ターンオフ）が生じる。また、差分電流ΔＩの経路は、ダイオードＤ４に変わるので、スイッチング素子Ｓ４のターンオン損失は発生しない。また、スイッチング素子Ｓ１のターンオンおよびスイッチング素子Ｓ２のターンオフにおいても、ターンオン後およびターンオン前での電流がそれぞれ０であるので、スイッチング損失は発生しない。
この結果、図２４に例示した回路動作（ＩＬ１＜０，ＩＬ２＜０）では、スイッチング損失は、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ５ｂのみに生じる。ただし、回生動作時には、大電流のＩＬ２のハードスイッチングが行われないので、スイッチング損失はそれ程大きくない。すなわち、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ５ｂの間での損失電力差、すなわち、発熱差もそれ程大きくない。
ただし、時刻ｔｃにおけるスイッチング素子Ｓ３およびＳ５ｂのターンオンに時間差が生じると、一方のスイッチング素子（ターンオンが早い方）のみにＩＬ２のハードスイッチングによる損失が生じるので、電力損失差が大きくなる虞がある。特に、このようなターンオンの時間差は、素子または駆動回路（図示せず）の個体差によって生じる可能性があるが、この場合には、電力損失（すなわち、発熱量）が大きくなる素子が固定されることが懸念される。
図２６には、図２４と同一の回路状態に対して、実施の形態１に従う、変曲点を追加するスイッチング制御が適用された場合の波形図が示される。すなわち、図２６においても、ＩＬ１＜０，ＩＬ２＜０、かつ、｜ＩＬ２｜＞｜ＩＬ１｜である。
図２６を参照して、実施の形態１と同様に、小電流のＩＬ１に対して、時刻ｔｘおよびｔｃにおいて変曲点が追加される。時刻ｔｘまで、および、時刻ｔｃ以降でのＩＬ１，ＩＬ２の挙動および各素子の電流は、図２５と同様であるので、詳細な説明は繰り返さない。
時刻ｔｘ〜ｔｃの期間では、時刻ｔｂ以前と同様の電流が各素子を流れる。したがって、時刻ｔｘでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ５ｂがターンオンされるとともに、スイッチング素子Ｓ２がターンオフされる。
これにより、スイッチング素子Ｓ５ｂでは、小電流のＩＬ１のハードスイッチングによる損失（ターンオン）が発生する。一方、スイッチング素子Ｓ１のターンオンでは、ターンオン後の電流が０であるので、スイッチング損失は生じない。また、差分電流ΔＩの経路は、ダイオードＤ２の自然消弧によって変わるので、スイッチング素子Ｓ２のターンオフによるスイッチング損失は発生しない。
一方で、時刻ｔｃでは、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がターンオンされるとともに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がターンオフされる。これにより、スイッチング素子Ｓ３には、差分電流ΔＩのスイッチングによる損失（ターンオフ）が発生する。一方で、スイッチング素子Ｓ２のターンオンおよびスイッチング素子Ｓ１のターンオフでは、ターンオン後およびターンオフ前の電流がそれぞれ０であるので、スイッチング損失は生じない。また、差分電流ΔＩの経路は、ダイオードＤ４の自然消弧によって変化するので、スイッチング素子Ｓ４のターンオフによるスイッチング損失は発生しない。
なお、時刻ｔｂおよびｔｄで生じるスイッチング損失は、図２５と同様であるので、詳細な説明は繰り返さない。また、図２６中においても、図２０と同様に、反転期間長Ｔｘの影響がフィードバック制御によって補償された場合の制御パルス信号ＳＤ１およびリアクトル電流ＩＬ１の波形の変化が点線で示される。
この結果、図２６に例示した回路動作においても、スイッチング損失は、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ５ｂのみに生じる。さらに、図２４および図２５のいずれにおいても、スイッチング素子Ｓ３では、時刻ｔｃおよびｔｄにおいて、差分電流ΔＩのスイッチングによる電力損失が発生している。同様に、スイッチング素子Ｓ５ｂでは、時刻ｔｂおよびｔｃにおいて、ＩＬ１のハードスイッチングによる電力損失が発生している。
このため、図２４の時刻ｔｃにおけるスイッチング素子Ｓ３およびＳ５ｂのターンオンに時間差が生じない場合には、変曲点の追加有無によらず、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ５ｂでのスイッチング損失は同等である。
一方で、図２５に示された、変曲点追加有りのスイッチング制御では、時刻ｔｘおよびｔｃでスイッチング素子Ｓ５ｂおよびＳ３を段階的にオンすることにより、図２４で説明したターンオンの時間差に起因した問題が生じることが回避される。すなわち、素子または駆動回路（図示せず）の個体差によって、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ５ｂ間で電力損失差が拡大することを防止できる効果が生じる。このように、実施の形態１で説明した、変曲点を追加するスイッチング制御は、回生動作時に適用することも可能である。
図２６においても、「第１の電流」に対応する大電流のＩＬ２では、１制御周期内で、時刻ｔｃおよびｔｄにおいて、デューティ比ＤＴ２に従ったＰＷＭ制御による変曲点（極大点および極小点）が発生している。ＩＬ２では、時刻ｔｄでの極小点が「第１の変曲点」に対応し、時刻ｔｃでの極大点が「第２の変曲点」に相当する。
「第２の電流」に対応する小電流のＩＬ１では、１制御周期内で、時刻ｔｂおよびｔｄにおいて、デューティ比ＤＴ１に従ったＰＷＭ制御による変曲点（極小点および極大点）が発生している。ＩＬ１では、ＩＬ２の極小点と同一タイミングである時刻ｔｄでの極大点が「第１の変曲点」に対応し、時刻ｔｂでの極小点が「第２の変曲点」に相当する。さらに、ＩＬ１には、同一制御周期内に、時刻ｔｃおよびｔｘに、反転期間に対応した２個の変曲点（極小点および極大点）が追加的に設けられる。図２６においても、反転期間は、追加されたＩＬ１（小電流）の変曲点が、大電流（ＩＬ２）の第２の変曲点と同一タイミングとなるように設けられる。すなわち、ＩＬ２の極大点と同一タイミングである時刻ｔｃでの極小点が「第３の変曲点」に対応し、時刻ｔｘでの極大点が「第４の変曲点」に対応する。
図２６に示されるように、直流電源Ｂ１，Ｂ２の両方が回生動作を行う場合においても、時刻ｔｃおよびｔｄの各々において、ＩＬ１の変曲点とＩＬ２の変曲点とは、一方ずつが極大点および極小点となっている。
図２７には、図２２と同様に、図２６とは反対に、大電流側（ＩＬ２）に変曲点を追加するスイッチング制御を実行したときの波形図が比較のために示される。
図２７を図２６と比較して、図２７の例では、大電流のＩＬ２に対して、時刻ｔｂおよびｔｘにおいて、変曲点が追加される。したがって、制御パルス信号ＳＤ２には、時刻ｔｂ〜ｔｘに強制的な反転期間（期間長Ｔｘ）が設けられる。
図２７を参照して、時刻ｔｂ以前での回路状態は、図２６での時刻ｔｂ以前の回路状態と同様である。一方で、時刻ｔｂ〜ｔｘの期間では、図２６の時刻ｔｃ〜ｔｄ間と同様に、リアクトル電流ＩＬ１が上昇する一方で、リアクトル電流ＩＬ２が低下する（Ｂ１ＬアームおよびＢ２Ｕアームオン）。したがって、図２５（ａ）に示されるように、スイッチング素子Ｓ５ｂにリアクトル電流ＩＬ１が流れるとともに、スイッチング素子Ｓ３に差分電流ΔＩ（ΔＩ＝ＩＬ２−ＩＬ１）が流れる。
したがって、時刻ｔｂでは、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がターンオンされるとともに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がターンオフされる。このとき、スイッチング素子Ｓ３には、差分電流ΔＩのスイッチングによる電力損失（ターンオン）が発生する。一方で、オン状態の電流が０であるスイッチング素子Ｓ１のターンオフ、ダイオードＤ４に電流が流れているスイッチング素子Ｓ４のターンオフ、および、オン後の電流が０であるスイッチング素子Ｓ２のターンオンでは、電力損失は発生しない。
時刻ｔｘ〜ｔｃでは、図２６での時刻ｔｂ〜ｔｃ間と同様に、ＳＤ１＝ＳＤ２＝Ｈレベであるので、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の両方が上昇する（Ｂ１ＬアームおよびＢ２Ｌアームオン）。このため、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオンされて、図６の電流経路１１１，１１２に反対方向の電流が流れる。すなわち、ＩＬ１およびＩＬ２がダイオードＤ２およびＤ４をそれぞれ流れる。
したがって、時刻ｔｘでは、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ５ｂがターンオフされるとともに、スイッチング素子Ｓ４がターンオンされる。このとき、スイッチング素子Ｓ５ｂには、ＩＬ１のハードスイッチングによる電力損失（ターンオフ）が生じる。また、スイッチング素子Ｓ３には、差分電流ΔＩのスイッチングによる電力損失（ターンオフ）が生じる。一方で、ターンオン後にダイオードＤ４に電流が流れるスイッチング素子Ｓ４のターンオンには、電力損失は発生しない。
時刻ｔｃおよびｔｄで生じるスイッチング損失は、図２４と同様であるので、詳細な説明は繰り返さない。図２７中においても、図２２と同様に、反転期間長Ｔｘの影響がフィードバック制御によって補償された場合の制御パルス信号ＳＤ２およびリアクトル電流ＩＬ２の波形の変化が点線で示される。
図２７のスイッチング制御では、図２６と比較して、スイッチング素子Ｓ５ｂでの電力損失が同等である。一方で、スイッチング素子Ｓ３では、時刻ｔｃおよびｔｄに加えて、時刻ｔｂおよびｔｘにおいても、差分電流ΔＩのスイッチングよる電力損失が発生する。したがって、スイッチング素子Ｓ３での電力損失は、図２６よりも増加する。このため、電力変換器１０全体でのスイッチング損失が図２６よりも増加する。さらに、スイッチング素子Ｓ３およびＳ５ｂの間のスイッチング損失差についても、図２６よりも拡大する。
このように、回生動作時においても、大電流側に変曲点を追加すると、電力変換器１０全体でのスイッチング損失が悪化するとともに、スイッチング素子間での電力損失の偏りについても悪化する。したがって、本実施の形態に従うスイッチング制御は、回生動作時に適用する場合においても、絶対値が小さい方の電流（ＩＬ１）に変曲点を追加することにより、スイッチング素子間での電力損失（スイッチング損失）の偏りを低減することができる。
なお、回生動作および力行動作の両方において、電流平均値、電流極大値、または、電流極小値同士での比較によって、ＩＬ１，ＩＬ２のいずれを大電流／小電流とするかについては、適宜判定することが可能である。すなわち、大電流および小電流の区別は、電流平均値、電流極大値、または、電流極小値の絶対値を比較することによって判定することができる。
［実施の形態２］
実施の形態１およびその変形例では、小電流側のリアクトル電流に変曲点を追加することによって、スイッチング素子間のスイッチング損失差を低減するスイッチング制御について説明した。実施の形態２では、複数のスイッチング制御を時分割で組み合わせる制御について説明する。
図２８は、実施の形態２に従う電源システムに適用されるスイッチング制御を説明するための概念図である。
図２８を参照して、実施の形態２では、スイッチング制御モード１（ＳＷ制御モード♯１）およびスイッチング制御モード２（ＳＷ制御モード♯２）を切換えて、電力変換器１０を構成するスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５ａ，Ｓ５ｂのオンオフが制御される。
ＳＷ制御モード♯１は、たとえば、実施の形態１およびその変形例で説明した、電流位相制御に変曲点追加を組み合わせたスイッチング制御（図２０，図２６）である。一方で、ＳＷ制御モード♯２は、たとえば、変局点追加無しの電流位相制御のみが実行されたスイッチング制御（図１９，図２４）である。
スイッチング制御モード１の適用時に、遷移条件ＣＤ１が成立すると、制御モードが切換えられて、スイッチング制御モード２が新たに適用される。同様に、スイッチング制御モード２の適用時に、遷移条件ＣＤ２が成立すると、制御モードが切換えられて、スイッチング制御モード１が新たに適用される。
図１９、図２０および図２２で説明したように、電力変換器１０では、直流電源Ｂ１，Ｂ２の力行動作時には、スイッチング素子Ｓ２およびＳ４のみで電力損失が生じる。そして、図２１の例のように、変曲点追加有りと変曲点追加無しの間では、スイッチング素子Ｓ２およびＳ４の間で、スイッチング損失の大小が入れ換わることがある。
したがって、変曲点追加有りのスイッチング制御と、変曲点追加無しのスイッチング制御とを交互に適用することによって、スイッチング素子間の発熱量の差をさらに低減することが期待できる。すなわち、遷移条件ＣＤ１およびＣＤ２は、各スイッチング制御モードの連続時間が所定の閾値を超えたときに、制御モードが遷移するように定めることができる。
図２９には、実施の形態２に従うスイッチング制御の適用時におけるスイッチング素子の温後変化履歴の一例が示される。
図２９を参照して、スイッチング素子Ｓ２の温度Ｔ（Ｓ２）およびスイッチング素子Ｓ４の温度Ｔ（Ｓ４）は、スイッチング素子Ｓ２およびＳ４でのスイッチング損失による発熱量によって上昇する。この際に、スイッチング素子の熱容量により、Ｔ（Ｓ２）およびＴ（Ｓ４）は、一次遅れ応答で上昇する。
一方で、各スイッチング素子は、ヒートシンクに代表される放熱機構に取り付けられている。このため、Ｔ（Ｓ２）およびＴ（Ｓ４）は、スイッチング損失の発生に応じて上昇し続けることはなく、放熱機構による放熱量とスイッチング素子による発熱量との差分に従った温度上昇量で整定する。このとき、Ｔ（Ｓ２）およびＴ（Ｓ４）については、一定のスイッチング損失の入力に対して、温度上昇が飽和するまでの整定時間が存在する。
図２９中において、Ｔａ２およびＴａ４は、変曲点追加無しのスイッチング制御の適用により、図２１（ａ）に示されたスイッチング損失Ｐｌ２およびＰｌ４を受けてＴ（Ｓ２）およびＴ（Ｓ４）が上昇したときの整定温度に相当する。このとき、Ｐｌ４＞Ｐｌ２のため、Ｔａ４＞Ｔａ２である。
同様に、Ｔｂ２およびＴｂ４は、変曲点追加有りのスイッチング制御の適用により、図２１（ｂ）に示されたスイッチング損失Ｐｌ２およびＰｌ４を受けてＴ（Ｓ２）およびＴ（Ｓ４）が上昇したときの整定温度に相当する。このとき、Ｐｌ２＞Ｐｌ４のため、Ｔｂ２＞Ｔｂ４である。また、Ｔ（Ｓ２）において、Ｔｂ２＞Ｔａ２であり、Ｔ（Ｓ４）において、Ｔａ４＞Ｔｂ４である。
時刻ｔ１０以前では、変曲点追加無し（オフ）のスイッチング制御が適用される。したがって、Ｔ（Ｓ４）は整定温度Ｔａ４へ向けて上昇し、Ｔ（Ｓ２）は整定温度Ｔａ２へ向けて上昇する。変曲点追加のオフ時には、図２１（ａ）に示したように、スイッチング損失Ｐｌ４がスイッチング損失Ｐｌ２よりも大きいため、Ｔ（Ｓ４）の方が速やかに上昇する。
時刻ｔ１０において、スイッチング制御モードの切換えにより、変曲点有り（オン）のスイッチング制御が適用される。これにより、Ｔ（Ｓ４）は整定温度Ｔｂ４へ向けて上昇し、Ｔ（Ｓ２）は整定温度Ｔｂ２へ向けて上昇する。
時刻ｔ１０よりＴｋが経過した時刻ｔ１１において、遷移条件ＣＤ２が成立すると、これに応じたスイッチング制御モードの切換えにより、変曲点無し（オフ）のスイッチング制御が開始される。
時刻ｔ１１において、Ｔ（Ｓ２）は、整定温度Ｔａ２よりも高い。したがって、変曲点追加無し（オフ）のスイッチング制御の適用によって、時刻ｔ１１以降では、Ｔ（Ｓ２）は低下する。これに対して、時刻ｔ１１におけるＴ（Ｓ４）は整定温度Ｔａ４よりも低いので、Ｔ（Ｓ４）は、時刻ｔ１１以降ではＴａ４へ向けて上昇する。
時刻ｔ１１より期間Ｔｍが経過した時刻ｔ１２において、遷移条件ＣＤ１が成立すると、これに応じたスイッチング制御モードの切換えにより、変曲点有り（オン）のスイッチング制御が開始される。
時刻ｔ１２において、Ｔ（Ｓ４）は、整定温度Ｔｂ４よりも高い。したがって、変曲点追加有り（オン）のスイッチング制御の適用によって、時刻ｔ１２以降では、Ｔ（Ｓ４）は低下する。これに対して、時刻ｔ１２におけるＴ（Ｓ２）は整定温度Ｔｂ２よりも低いので、時刻ｔ１２以降では、Ｔ（Ｓ２）はＴｂ２へ向けて上昇する。
以降、各スイッチング制御モードの連続時間が、ＴｋまたはＴｍに達する毎に、スイッチング制御モードが切換えられる。これにより、時刻ｔ１３、ｔ１４および、ｔ１５において、変曲点追加のオン／オフが切換えられる。すなわち、遷移条件ＣＤ１，ＣＤ２は、「ＳＷ制御モード♯１または♯２の連続時間が、所定の閾値（Ｔｋ，Ｔｍ）を超えたか否か」と定めることができる。
上述した閾値ＴｋおよびＴｍを、上述した変曲点追加有り（オン）および無し（オフ）のときのそれぞれにおける、Ｔ（Ｓ２）およびＴ（Ｓ４）の整定時間よりも短くすることによって、Ｔ（Ｓ２）＜Ｔｂ２かつ、Ｔ（Ｓ４）＜Ｔａ４に、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の温度上昇を抑制できる。すなわち、スイッチング制御モードを切換えることなく、単一のスイッチング制御モードを継続的に適用する場合と比較して、スイッチング素子の温度上昇を抑制できることが理解される。
なお、上記の例のように、変曲点追加有りと変曲点追加無しとの間で、スイッチング素子Ｓ２およびＳ４のスイッチング損失の大小が入れ換わる場合に、実施の形態２に従うスイッチング制御の効果が大きくなることが理解される。ただし、変曲点追加によって、スイッチング素子Ｓ２およびＳ４のスイッチング損失の大小が入れ換わらない場合においても、変曲点追加無しのときに電力損失が大きいスイッチングスイッチング素子（図２１（ａ）におけるスイッチング素子Ｓ４）において、実施の形態２に従うスイッチング制御の適用によって発熱量が低下する。
このように、実施の形態２に従うスイッチング制御によれば、スイッチング損失が最大となるスイッチング素子が異なる複数のスイッチング制御モードを交互に適用することにより、スイッチング素子の最高温度を抑制することができる。各スイッチング素子の耐熱のための定格は、最高温度に対する耐熱性が確保されるように設計されるので、実施の形態２に従うスイッチング制御の適用によって、スイッチング素子の素子定格の緩和により製造コストの改善を図ることができる。特に、スイッチング素子を構成するモジュールにおけるトランジスタチップの並列接続個数を減少させることによる製造コストの削減を図ることが可能となる。
遷移条件ＣＤ１、ＣＤ２については、上述のように、スイッチング制御モードの連続時間による条件とする他、素子温度に着目して定めることも可能である。たとえば、変曲点追加有りのスイッチング制御（ＳＷ制御モード♯１）では、電力損失の高いスイッチング素子Ｓ２のＴ（Ｓ２）が所定温度を超えたときに、遷移条件ＣＤ１の成立を判定することができる。同様に、変曲点追加無しのスイッチング制御（ＳＷ制御モード♯２）では、電力損失の高いスイッチング素子Ｓ４のＴ（Ｓ４）が所定温度を超えたときに、遷移条件ＣＤ２の成立を判定することができる。
［実施の形態３］
実施の形態３では、実施の形態１および２で説明した電力変換器１０の回路構成の変形例について説明する。
図３０は、実施の形態３に従う電力変換器１１の構成を説明するための回路図である。
図３０を参照して、電力変換器１１は、図１に示された電力変換器１０と比較すると、ノードＮ１およびＮ２の間に接続される半導体素子として、図１での双方向スイッチに代えて、通常のスイッチング素子Ｓ５が接続される。すなわち、スイッチング素子Ｓ５は、「第５の半導体素子」に対応する。電力変換器１１のその他の構成は、電力変換器１０と同様であるので、詳細な説明は繰り返さない。
スイッチング素子Ｓ５は、制御装置１００（図１）からの制御信号ＳＧ５にそれぞれ応じてオンオフ制御される。電力変換器１１では、スイッチング素子Ｓ５のオフ時に第１アームが形成される一方で、スイッチング素子Ｓ５のオン時に第２アームが形成される。
図１に示された電力変換器１０における、スイッチング素子Ｓ５ａのオフ期間、および、スイッチング素子Ｓ５ｂのオフ期間の両方において、スイッチング素子Ｓ５はオフされる必要がある。一方で、スイッチング素子Ｓ５ａおよびＳ５ｂの両方がオンされる期間において、スイッチング素子Ｓ５をオンすることができる。
したがって、電力変換器１１では、パラレル昇圧モードにおいて、図３１に示す論理演算式に従って、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５のオンオフが制御される。
図３１は、電力変換器１１のパラレル昇圧モードにおける各スイッチング素子をオンオフ制御するための論理演算式の一覧を示す図表である。
図３１を参照して、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、電力変換器１０のパラレル昇圧モードと同様に、図１２と同様のゲート論理式に従ってオンオフ制御される。すなわち、スイッチング素子Ｓ２が制御パルス信号ＳＤ１に従ってオンオフされる一方で、スイッチング素子Ｓ１は制御パルス信号／ＳＤ１に従ってオンオフされる。同様に、スイッチング素子Ｓ４が制御パルス信号ＳＤ２に従ってオンオフされる一方で、スイッチング素子Ｓ３は制御パルス信号／ＳＤ２に従ってオンオフされる。
スイッチング素子Ｓ５は、制御パルス信号ＳＤ１およびＳＤ２の排他的論理和（ＸＯＲ）に従ってオンオフされる。
この結果、スイッチング素子Ｓ５は、Ｂ１ＬアームおよびＢ２Ｌアームのオン時（図６）、または、Ｂ１ＵアームおよびＢ２Ｕアームのオン時（図７）にはオフされる。一方で、スイッチング素子Ｓ５は、Ｂ１ＬアームおよびＢ２Ｕアームのオン時（図１７（ａ））、または、Ｂ１ＵアームおよびＢ２Ｌアームのオン時（図１７（ｂ））にはオンされる。したがって、電力変換器１１によっても、図１５に示した、４個のスイッチングパターンを切換えて、電力変換器１０と同様に第１アームおよび第２アームを使い分けたＤＣ／ＤＣ変換を実行することができる。
図３２には、電力変換器１１に対して図１９と同様の電流位相制御を適用した場合の波形図が示される。図３２においても、図１９と同様に、直流電源Ｂ１およびＢ２の両方が力行動作する場合（ＩＬ１＞０，ＩＬ２＞０）の電流波形が示される。また、｜ＩＬ２｜＞｜ＩＬ１｜のため、ＩＬ２が大電流であり、ＩＬ１が小電流である。
図３２を参照して、制御パルス信号ＳＤ１，ＳＤ２の波形、および、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の波形は、図１９と同様である。さらに、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の電流挙動およびスイッチング損失についても、図１９と同様である。
スイッチング素子Ｓ５は、時刻ｔｂでターンオフされるとともに、時刻ｔｃでターンオンされる。時刻ｔｂ以前の回路状態において、力行動作時には、ダイオードＤ１およびオン状態のスイッチング素子Ｓ４により、スイッチング素子Ｓ５の両端に電位差が無い状態となる。この状態から、時刻ｔｂにおいて、スイッチング素子Ｓ４のオンを維持してスイッチング素子Ｓ５をターンオフすると、ＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）となるのでスイッチング損失は生じない。
同様に、時刻ｔｂ〜ｔｃでは、力行動作時には、オン状態のスイッチング素子Ｓ２およびダイオードＤ３を経由して、スイッチング素子Ｓ５の両端は同電位とされる。この状態から、時刻ｔｃにおいて、スイッチング素子Ｓ２のオンを維持してスイッチング素子Ｓ５をターンオフすると、ＺＶＳとなるのでスイッチング損失は生じない。
したがって、電力変換器１１でのスイッチング素子Ｓ５についても、電力変換器１０でのスイッチング素子Ｓ５ａ，Ｓ５ｂと同様に、力行動作時にスイッチング損失は発生しない。
図３３には、電力変換器１１に対して、図２０と同様の変曲点を追加するスイッチング制御を適用した場合の波形図が示される。すなわち、図３３には、図３２と同一の回路状態に対して、実施の形態１に従うスイッチング制御が適用された場合の波形図が示される。すなわち、図３３においても、ＩＬ１＞０，ＩＬ２＞０、かつ、｜ＩＬ２｜＞｜ＩＬ１｜である。
制御パルス信号ＳＤ１，ＳＤ２の波形、および、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の波形は、図１９と同様である。さらに、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の電流挙動およびスイッチング損失についても、図１９と同様である。
図３３においても、スイッチング素子Ｓ５は、図３２と同様に、時刻ｔｂおよびｔｘにおいて、ＺＶＳによりターンオフおよびターンオフされる。したがって、図３２および図３３の間で、スイッチング素子Ｓ５の電力損失は変わらない。
したがって、図２１（ａ），（ｂ）に基づく考察から、電力変換器１１においても、小電流側に変曲点を追加するスイッチング制御の適用（図３３）により、図３２と比較して、スイッチング素子全体での電力損失（スイッチング損失）を増加させることなく、スイッチング素子間での電力損失差を低減できることが理解できる。
詳細な図示は省略するが、電力変換器１１において、図２２と同様に、大電流側に変曲点を追加するスイッチング制御を行った場合にも、スイッチング素子Ｓ５でのスイッチング損失は、図３２（変曲点追加無し）の場合と同等となる。また、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４でのスイッチング損失も図２２の場合と同様となるので、電力変換器１１においても、大電流側に変曲点を追加するスイッチング制御は、スイッチング素子全体でのスイッチング損失の増加、および、スイッチング素子間での電力損失差の拡大につながる。
したがって、電力変換器１１に対しても、変曲点を追加するスイッチング制御を適用する場合には、小電流側（ＩＬ１）に、大電流側（ＩＬ２）と同期した変曲点を追加することによって、スイッチング素子間での電力損失（スイッチング損失）の偏りを低減することが可能となる。
次に、電力変換器１１において、直流電源Ｂ１およびＢ２の両方が回生動作する場合におけるスイッチング制御について、確認のために説明する。
図３４は、電力変換器１１に対して、図２４と同様の電流位相制御を適用した場合の波形図が示される。図３４においても、図２４と同様に、直流電源Ｂ１およびＢ２の両方が回生動作する場合（ＩＬ１＜０，ＩＬ２＜０）の電流波形が示される。また、｜ＩＬ２｜＞｜ＩＬ１｜のため、ＩＬ２が大電流であり、ＩＬ１が小電流である。
図３４を参照して、制御パルス信号ＳＤ１，ＳＤ２の波形、および、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の波形は、図２４と同様である。さらに、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の電流挙動およびスイッチング損失についても、図２４と同様である。
さらに、スイッチング素子Ｓ５についても、図２４でのスイッチング素子Ｓ５ｂと同様に、時刻ｔｂでターンオフされるとともに、時刻ｔｃでターンオンされる。ただし、回生動作時には、力行動作時とはＩＬ１，ＩＬ２の方向が逆であるので、ダイオードＤ１（時刻ｔｂ）およびダイオードＤ３（時刻ｔｃ）による経路は形成されない。したがって、時刻ｔｂでのスイッチング素子Ｓ５のターンオフは、ＺＶＳとはならず、ＩＬ１のハードスイッチングによる電力損失（ターンオフ）が発生する。さらに、時刻ｔｃでのスイッチング素子Ｓ５のターンオンについても、ＩＬ１のハードスイッチングによる電力損失（ターンオン）が発生する。
なお、電力変換器１１においても、スイッチング素子Ｓ３およびＳ５に対して同時にターンオン指令が発せられる時刻ｔｃでは、スイッチング素子Ｓ３およびＳ５の間で実際のターンオンに時間差が生じると、一方のスイッチング素子（ターンオンが早い方）にＩＬ２のハードスイッチングによる損失が生じる問題が、電力変換器１０と同様に生じる。すなわち、素子または駆動回路（図示せず）の個体差によって、時刻ｔｃでのスイッチング素子Ｓ３，Ｓ５の間にターンオンの先／後が固定的に生じると、電力損失（すなわち、発熱量）が大きくなる素子が固定されてしまう。
図３５には、電力変換器１１に対して、図２６と同様の変曲点を追加するスイッチング制御を適用した場合の波形図が示される。すなわち、図３５には、図３４と同一の回路状態に対して、実施の形態１に従うスイッチング制御が適用された場合の波形図が示される。すなわち、図３５においても、ＩＬ１＜０，ＩＬ２＜０、かつ、｜ＩＬ２｜＞｜ＩＬ１｜である。
制御パルス信号ＳＤ１，ＳＤ２の波形、および、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の波形は、図２６と同様である。さらに、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の電流挙動およびスイッチング損失についても、図２６と同様である。
さらに、スイッチング素子Ｓ５では、時刻ｔｂおよびｔｃにおいて、ＩＬ１のハードスイッチングによる電力損失が発生する。時刻ｔｘおよびｔｃ間でのＩＬ１の電流差は小さいので、スイッチング素子Ｓ５の電力損失は、図３４とほぼ同等である。したがって、図３４および図３５の間で、スイッチング素子Ｓ５の電力損失は同等である。
図３５においても、図２６と同様に、時刻ｔｘおよびｔｃでスイッチング素子Ｓ５およびＳ３を段階的にオンすることにより、図３４でのターンオン時間差に起因した問題が生じることが回避される。すなわち、素子または駆動回路（図示せず）の個体差によって、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ５間で電力損失差が拡大することを防止できる効果が生じる。このように、電力変換器１１においても、実施の形態１で説明した、変曲点を追加するスイッチング制御を、回生動作時（ＩＬ１＜０，ＩＬ２＜０）に適用することが可能である。
また、詳細な図示は省略するが、電力変換器１１の回生動作時に、大電流側に変曲点を追加するスイッチング制御を行った場合には、図２７と同様に、小電流側に変曲点を追加するスイッチング制御を行った場合と比較して、スイッチング素子全体でのスイッチング損失が増加するとともに、スイッチング素子間での電力損失差が拡大する。
以上説明したように、電力変換器１１に対しても、力行動作時（ＩＬ１＞０，ＩＬ２＞０）および回生動作時（ＩＬ１＜０，ＩＬ２＜０）を通じて、小電流側（ＩＬ１）に、大電流側（ＩＬ２）と同期した変曲点を追加するスイッチング制御を適用することによって、スイッチング素子間での電力損失（スイッチング損失）の偏りを低減することが可能となる。
なお、電力変換器１０および１１において、直流電源Ｂ１およびＢ２の一方ずつが回生動作および力行動作を行う場合には、図１７（ａ），（ｂ）の説明で言及したように、第２アーム形成時にも、差分電流を発生させる電流打消し効果は生じない。このため、このような動作時には、変曲点を追加するスイッチング制御を適用しても、スイッチング損失の偏りを抑制する効果は生じない。したがって、変曲点追加によるスイッチング回数の増加を考慮すると、当該スイッチング制御は適用しないことが好ましい。
［実施の形態４］
実施の形態４では、電力変換器１０，１１における、パラレル昇圧モード以外の動作モードについて説明する。特に、高電圧領域での効率向上に有効であるシリーズ昇圧モードを中心に説明する。なお、以下に説明する、パラレル昇圧モード以外の動作モードでは、実施の形態１〜３で説明したスイッチング制御を適用することはできない。しかしながら、以下の説明で明らかになるように、複数の動作モードを使い分けることによって、直流電源Ｂ１およびＢ２の蓄積エネルギを効率的に活用することが可能となる。
実施の形態４では、まず、実施の形態１に従う電力変換器１０のシリーズ昇圧モードでの回路動作について説明する。
再び図１を参照して、電力変換器１０では、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３をオフする一方でスイッチング素子Ｓ５ａまたはＳ５ｂをオンすることにより、直列接続された直流電源Ｂ１およびＢ２を電力線ＰＬおよびＧＬの間に電気的に接続することができる。
シリーズ昇圧モードでは、直流電源Ｂ１およびＢ２の各々に対して下アームをオンした状態と、直列接続された直流電源Ｂ１およびＢ２に対して上アームをオンした状態とを交互に形成することによって、Ｖ［１｝＋Ｖ［２］（直流電源Ｂ１，Ｂ２）とＶＨ（電力線ＰＬ，ＧＬ）との間でのＤＣ／ＤＣ変換を実行することができる。
図３６は、シリーズ昇圧モードにおける電力変換器１０の等価回路図（下アームオン時）である。
図３６を参照して、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４をオンする一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３をオフすることにより、電流経路２０１および電流経路２０２が形成される。実施の形態４の各等価回路図では、シリーズ昇圧モードでオフ固定されるスイッチング素子Ｓ１，Ｓ３の表記は省略されている。
電流経路２０１によって、直流電源Ｂ１の出力によりリアクトルＬ１にエネルギが蓄積される。同様に、電流経路２０２によって、直流電源Ｂ２の出力によりリアクトルＬ２にエネルギが蓄積される。すなわち、図３６において、オン状態であるスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４は、シリーズ昇圧モードでは、直流電源Ｂ１，Ｂ２に両方に対する、昇圧チョッパ回路の下アームに相当する。
なお、図３６の回路状態では、ノードＮ２からＮ１へ向かう方向の電流経路が形成されると、電力線ＰＬからＧＬへの短絡経路が形成される。したがって、下アームオン期間では、スイッチング素子Ｓ５ｂをオフする必要がある。
図３７は、シリーズ昇圧モードにおける電力変換器１０の等価回路図（上アームオン時）である。
図３７を参照して、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオフするとともに、スイッチング素子Ｓ５ａをオンすることによって、電流経路２０３が形成される。電流経路２０３により、直列接続された直流電源Ｂ１，Ｂ２からの出力電圧によるエネルギと、リアクトルＬ１，Ｌ２に蓄積されたエネルギとの和が電力線ＰＬ，ＧＬ間へ出力される。この結果、直列接続された直流電源Ｂ１，Ｂ２に対して、昇圧チョッパ回路の上アーム素子をオンした状態が形成される。
また、スイッチング素子Ｓ５ｂをオンすることにより、電流経路２０３と反対方向の電流によって、直列接続された直流電源Ｂ１，Ｂ２を充電することができる。したがって、直流電源Ｂ１，Ｂ２の回生動作についても対応することが可能となる。このように、スイッチング素子Ｓ５ａ，Ｓ５ｂは、シリーズ昇圧モードでは、昇圧チョッパ回路の上アームに相当する。
図３８には、電力変換器１０のシリーズ昇圧モードにおけるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５ａ，Ｓ５ｂの各々についてのオンオフ制御のためのゲート論理式が示される。
図３８を参照して、シリーズ昇圧モードでは、直列接続された直流電源Ｂ１，Ｂ２に流れる電流は共通であるので、直流電源Ｂ１，Ｂ２の出力は、パラレル制御モードのように別個に制御することができない。したがって、電圧Ｖ［１］＋Ｖ［２］に対して１個の昇圧チョッパ回路が等価的に形成される。このため、デューティ制御のための制御パルス信号ＳＤは、直流電源Ｂ１，Ｂ２の間で共通である。
シリーズ昇圧モードにおいて、下アームを形成するスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４は、共通に、制御パルス信号ＳＤに従ってオンオフされる。一方で、上アームを形成するスイッチング素子Ｓ５ｂは、制御パルス信号／ＳＤ（ＳＤの反転信号）に従ってオンオフされる。すなわち、下アームを構成するスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアと、上アームを構成するスイッチング素子Ｓ５ｂとは相補的にオンオフされる。
図３６および図３７に示したように、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３は、シリーズ昇圧モードでは、オフに固定される。また、スイッチング素子Ｓ５ａは、下アームオン期間および上アームオン期間を通じてオンに固定することができる。
図３８での制御パルス信号ＳＤは、シリーズ昇圧モードにおけるデューティ比ＤＴと、キャリア波ＣＷ１またはＣＷ２とを比較するＰＷＭ制御によって生成することができる。デューティ比ＤＴは、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４を下アームとし、スイッチング素子Ｓ５ａ，Ｓ５ｂを上アームとする昇圧チョッパ回路における、スイッチング周期（キャリア波１周期）に対する下アームオンの期間比に相当する。
なお、シリーズ昇圧モードでの昇圧チョッパ回路では、式（１）において、Ｖｉ＝Ｖ［１］＋Ｖ［２］となる。すなわち、シリーズ昇圧モードにおいて、デューティ比ＤＴ、直流電源Ｂ１，Ｂ２の電圧Ｖ［１］，Ｖ［２］、および、出力電圧ＶＨの間には、下記（２）式が成立する。
ＶＨ＝１／（１−ＤＴ）・（Ｖ［１］＋Ｖ［２］）… （２）
このため、電圧指令値ＶＨ＊に対するデューティ比ＤＴの理論値は下記（３）式で示される。
ＤＴ＝１．０−（Ｖ［１］＋Ｖ［２］）／ＶＨ＊… （３）
たとえば、式（３）による理論値を、図１３の様な電圧指令値ＶＨ＊に対する電圧偏差ΔＶＨのフィードバック制御により修正することによって、デューティ比ＤＴを演算することができる。
このように、電力変換器１０にシリーズ昇圧モードを適用することによって、Ｖ［１］＋Ｖ［２］を出力電圧ＶＨへ昇圧するＤＣ／ＤＣ変換によって、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に従って制御できる。これにより、昇圧比（ＶＨ／（Ｖ［１］＋Ｖ［２］））の抑制によって、特許文献２のシリーズ接続モードと同様に、主にリアクトルＬ１，Ｌ２での電力損失を抑制することができる。具体的には、リアクトルＬ１およびＬ２が直列接続されることによってリアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の変化勾配が抑制されるためリップル幅が小さくなることにより、リアクトルＬ１，Ｌ２のコア（図示せず）で生じる鉄損およびコイル巻線（図示せず）で生じる交流損失を低減することができる。この結果、高電圧領域（ＶＨ＞Ｖ［１］＋Ｖ［２］）において、電力変換器１０でのＤＣ／ＤＣ変換を高効率化することができる。
次に、実施の形態３に従う電力変換器１１のシリーズ昇圧モードでの回路動作について説明する。
図３９は、シリーズ昇圧モードにおける電力変換器１１の等価回路図（下アームオン時）であり、図４０は、シリーズ昇圧モードにおける電力変換器１１の等価回路図（上アームオン時）である。
図３９を参照して、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４をオンする一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３をオフすることにより、図３６と同様の電流経路２０１および電流経路２０２が形成される。すなわち、電力変換器１１においても、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４は、シリーズ昇圧モードでは、昇圧チョッパ回路の下アームに相当する。一方で、ノードＮ２からＮ１へ向かう電流経路を遮断するために、下アームオン期間では、スイッチング素子Ｓ５はオフされる必要がある。
図４０を参照して、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオフするとともに、スイッチング素子Ｓ５をオンすることによって、図３７と同様の電流経路２０３を形成することができる。スイッチング素子Ｓ５のオンにより、電流経路２０３と反対方向の回生電流についても対応することが可能となる。このように、スイッチング素子Ｓ５は、シリーズ昇圧モードでは、昇圧チョッパ回路の上アームに相当する。
図４１には、電力変換器１１のシリーズ昇圧モードにおけるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５の各々についてのオンオフ制御のためのゲート論理式が示される。
図４１を参照して、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、電力変換器１０のシリーズ昇圧モードと同様に、図３８と同様のゲート論理式に従ってオンオフ制御される。すなわち、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４が制御パルス信号ＳＤに従ってオンオフされる一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３は、下アームオン期間および上アームオン期間を通じて、オフに固定される。また、スイッチング素子Ｓ５は、図３８でのスイッチング素子Ｓ５ｂと同様に、制御パルス信号／ＳＤ（ＳＤの反転信号）に従ってオンオフされる。これにより、下アームを構成するスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアと、上アームを構成するスイッチング素子Ｓ５とは相補的にオンオフされる。
したがって、電力変換器１１に対してもシリーズ昇圧モードを適用することができる。この結果、高電圧領域（ＶＨ＞Ｖ［１］＋Ｖ［２］）において、電力変換器１１でのＤＣ／ＤＣ変換を高効率化することができる。
さらに、電力変換器１０および１１における、パラレル昇圧モードおよびシリーズ昇圧モード以外の動作モードについて説明する。
図４２は、電力変換器１０，１１に適用される複数の動作モードの一覧を示す図表である。
図４２を参照して、複数の動作モードは、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に従って制御する「昇圧モード」と、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５（Ｓ５ａ，Ｓ５ｂ）のオンオフを固定して直流電源Ｂ１および／またはＢ２を電力線ＰＬ，ＧＬと電気的に接続する「直結モード」とに大別される。
昇圧モードには、上述のパラレル昇圧モードおよびシリーズ昇圧モードが含まれる。パラレル昇圧モードでは、電力変換器１０のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５ａ，Ｓ５ｂを図１２に示されたゲート論理式に従ってオンオフ制御することにより、直流電源Ｂ１およびＢ２と電力線ＰＬ，ＧＬ（負荷３０）との間で並列にＤＣ／ＤＣ変換を実行することができる。同様に、電力変換器１１のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５ａ，Ｓ５ｂを、図３１に示されたゲート論理式に従ってオンオフ制御することにより、直流電源Ｂ１およびＢ２と電力線ＰＬ，ＧＬ（負荷３０）との間で並列にＤＣ／ＤＣ変換を実行することができる。なお、パラレル昇圧モードでは、直流電源Ｂ１およびＢ２間の電力配分比を制御しながら、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に従って制御することができる。
シリーズ昇圧モードでは、電力変換器１０のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５ａ，Ｓ５ｂを図３８に示された論理演算式に従ってオンオフ制御することにより、直流電源Ｂ１，Ｂ２が直列接続された状態でＤＣ／ＤＣ変換を実行することができる。同様に、電力変換器１１のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５を、図４１に示された論理演算式に従ってオンオフ制御することにより、直流電源Ｂ１，Ｂ２が直列接続された状態でＤＣ／ＤＣ変換を実行することができる。
なお、シリーズ昇圧モードでは、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に従って制御する際に、直流電源Ｂ１およびＢ２間の電力配分比は、電圧Ｖ［１］およびＶ［２］の比に応じて自動的に決まるので、パラレル昇圧モードのように直接制御することはできない。また、シリーズ昇圧モードは、ＶＨ＞（Ｖ［１］＋Ｖ［２］）の高電圧範囲にしか対応できないが、当該高電圧範囲での昇圧比を低減できるので、ＤＣ／ＤＣ変換を高効率化することができる。
パラレル昇圧モードでは、ＶＨ≦Ｖ［１］＋Ｖ［２］の電圧範囲にも対応できるため出力電圧範囲が広い。さらに、実施の形態１〜３で説明した、小電流側のリアクトル電流に変曲点を追加するスイッチング制御の適用により、スイッチング素子間での発熱量の差、すなわち、温度差を抑制することができる。また、直流電源Ｂ１およびＢ２間の電力配分比を制御することができるので、各直流電源Ｂ１，Ｂ２の充電状態（ＳＯＣ）についても制御可能である。
さらに、昇圧モードには、直流電源Ｂ１のみを用いて電力線ＰＬ，ＧＬ（負荷３０）との間でＤＣ／ＤＣ変換を行なう「直流電源Ｂ１による昇圧モード（以下、Ｂ１昇圧モード）」と、直流電源Ｂ２のみを用いて電力線ＰＬ，ＧＬ（負荷３０）との間でＤＣ／ＤＣ変換を行なう「直流電源Ｂ２による昇圧モード（以下、Ｂ２昇圧モード）」とが含まれる。なお、パラレル昇圧モードおよびシリーズ昇圧モード以外の動作モードでは、電力変換器１０のスイッチング素子Ｓ５ａ，Ｓ５ｂの各々のオンオフ動作と、電力変換器１１のスイッチング素子Ｓ５のオンオフ動作とは共通である。
Ｂ１昇圧モードでは、直流電源Ｂ２は、出力電圧ＶＨがＶ［２］よりも高く制御されている限りにおいて、電力線ＰＬと電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。Ｂ１昇圧モードでは、直流電源Ｂ１に対する昇圧チョッパ回路（第１アーム）のみが構成される。したがって、スイッチング素子Ｓ５（Ｓ５ａ，Ｓ５ｂ）のオフ固定によってノードＮ１およびＮ２間の電流経路が遮断された状態で、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４をオフに固定する一方で、スイッチング素子Ｓ１およびＳ２が、直流電源Ｂ１の出力を制御するためのデューティ比ＤＴ１に基づく、制御パルス信号／ＳＤ１およびＳＤ１にそれぞれ応じてオンオフ制御される。
同様に、Ｂ２昇圧モードでは、直流電源Ｂ１は、出力電圧ＶＨがＶ［１］よりも高く制御されている限りにおいて、電力線ＰＬと電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。
Ｂ２昇圧モードでは、直流電源Ｂ２に対する昇圧チョッパ回路（第１アーム）のみが構成される。したがって、スイッチング素子Ｓ５（Ｓ５ａ，Ｓ５ｂ）のオフ固定によってノードＮ１およびＮ２間の電流経路が遮断された状態で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２をオフに固定する一方で、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４が、直流電源Ｂ２の出力を制御するためのデューティ比ＤＴ２に基づく、制御パルス信号／ＳＤ２およびＳＤ２にそれぞれ応じてオンオフ制御される。なお、Ｂ１昇圧モードおよびＢ２昇圧モードでは、デューティ比ＤＴ１またはＤＴ２は、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に従って制御（電圧制御）するように算出される。このように、昇圧モードに属する動作モードの各々では、出力電圧ＶＨは、電圧指令値ＶＨ＊に従って制御される。
一方、直結モードには、直流電源Ｂ１のみについて電力線ＰＬ，ＧＬとの間の電流経路が形成される「直流電源Ｂ１の直結モード（以下、Ｂ１直結モード）」と、直流電源Ｂ２のみについて電力線ＰＬ，ＧＬとの間に電流経路が形成される「直流電源Ｂ２の直結モード（以下、Ｂ２直結モード）」が含まれる。
Ｂ１直結モードでは、スイッチング素子Ｓ５（Ｓ５ａ，Ｓ５ｂ）のオフ固定によってノードＮ１およびＮ２間の電流経路が遮断された状態で、スイッチング素子Ｓ１がオンに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ２〜Ｓ４がオフに固定される。これにより、直流電源Ｂ２は、電力線ＰＬ，ＧＬ間から切り離された状態となるため、出力電圧ＶＨは、直流電源Ｂ１の電圧Ｖ［１］と同等となる（ＶＨ＝Ｖ［１］）。Ｂ１直結モードでは、直流電源Ｂ２は、電力線ＰＬ，ＧＬ間から電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。なお、Ｖ［２］＞Ｖ［１］の状態でＢ１直結モードを適用すると、スイッチング素子Ｓ１およびダイオードＤ３を経由して、直流電源Ｂ２からＢ１へ短絡電流が生じる。このため、Ｂ１直結モードの適用には、Ｖ［１］＞Ｖ［２］が必要条件となる。
同様に、Ｂ２直結モードでは、スイッチング素子Ｓ５（Ｓ５ａ，Ｓ５ｂ）のオフ固定によってノードＮ１およびＮ２間の電流経路が遮断された状態で、スイッチング素子Ｓ３がオンに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ４がオフに固定される。これにより、直流電源Ｂ１は、電力線ＰＬ，ＧＬ間から切り離された状態となるため、出力電圧ＶＨは、直流電源Ｂ２の電圧Ｖ［２］と同等となる（ＶＨ＝Ｖ［２］）。Ｂ２直結モードでは、直流電源Ｂ１は、電力線ＰＬ，ＧＬから電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。なお、Ｖ［１］＞Ｖ［２］の状態でＢ２直結モードを適用すると、ダイオードＤ１およびスイッチング素子Ｓ３を経由して、直流電源Ｂ１からＢ２へ短絡電流が生じる。このため、Ｂ２直結モードの適用には、Ｖ［２］＞Ｖ［１］が必要条件となる。
なお、Ｖ［１］およびＶ［２］が同等である場合には、直流電源Ｂ１およびＢ２を電力線ＰＬ，ＧＬ間に電気的に並列接続した状態を維持する「パラレル直結モード」を選択することも可能である。パラレル直結モードでは、スイッチング素子Ｓ５（Ｓ５ａ，Ｓ５ｂ）のオフ固定によってノードＮ１およびＮ２間の電流経路が遮断された状態で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３をオンに固定する一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオフに固定される。これにより、出力電圧ＶＨは、Ｖ［１］およびＶ［２］と同等となる。Ｖ［１］およびＶ［２］間の電圧差は、直流電源Ｂ１およびＢ２間に短絡電流を生じさせるので、当該電圧差が小さいときに限定して、パラレル直結モードを適用することができる。
さらに、直結モードには、直流電源Ｂ１およびＢ２を、電力線ＰＬ，ＧＬ間に電気的に直列接続した状態を維持する「シリーズ直結モード」が含まれる。シリーズ直結モードでは、スイッチング素子Ｓ５（Ｓ５ａ，Ｓ５ｂ）のオン固定によってノードＮ１およびＮ２間の電流経路が形成された状態で、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオフに固定される。これにより、出力電圧ＶＨは、直流電源Ｂ１およびＢ２の電圧Ｖ［１］およびＶ［２］の和と同等となる（ＶＨ＝Ｖ［１］＋Ｖ［２］）。
直結モードに含まれる動作モードの各々では、出力電圧ＶＨは、直流電源Ｂ１，Ｂ２の電圧Ｖ［１］，Ｖ［２］に依存して決まるため、直接制御することができなくなる。このため、直結モードに含まれる各動作モードでは、出力電圧ＶＨが負荷３０の動作に適した電圧に設定できなくなることにより、負荷３０での電力損失が増加する可能性がある。
一方で、直結モードでは、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５（Ｓ５ａ，Ｓ５ｂ）がオンオフされないため、電力変換器１０，１１での電力損失（オンオフに伴うスイッチング損失）が抑制される。したがって、負荷３０の動作状態によっては、直結モードの適用によって、負荷３０の電力損失増加量よりも電力変換器１０，１１での電力損失減少量が多くなることにより、電源システム５全体での電力損失が抑制できる可能性がある。
このように、電力変換器１０，１１では、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５（Ｓ５ａ，Ｓ５ｂ）のスイッチングパターンの切換えによって、図４２に示された複数の動作モードを選択的に適用しながら、出力電圧ＶＨを制御することが可能である。なお、パラレル昇圧モード以外の動作モードでは、実施の形態１〜３で説明したスイッチング制御を適用することはできない。しかしながら、直流電源Ｂ１およびＢ２の状態（ＳＯＣ、温度等）ならびに、電圧指令値ＶＨ＊の電圧領域（特に、Ｖ［１］＋Ｖ［２］との高低）に応じて、パラレル昇圧モードを含む、これらの複数動作モードを使い分けることによって、直流電源Ｂ１およびＢ２の蓄積エネルギを効率的に活用することが可能となる。
［電力変換器の構成のさらなる変形例］
本実施の形態では、「第１の半導体素子」〜「第４の半導体素子」の各々について、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４および逆並列ダイオードＤ１〜Ｄ４のペアによって構成する例を説明した。また、「第５の半導体素子」については、逆並列ダイオードが設けられないスイッチング素子Ｓ５（実施の形態３）または、双方向スイッチを構成するためのスイッチング素子Ｓ５ａ，Ｓ５ｂのペア（実施の形態１）によって構成する例を示した。すなわち、「第１の半導体素子」〜「第５の半導体素子」の全てが、電流経路の形成（オン）および遮断（オフ）を制御可能なスイッチング素子を備えた構成を例示した。これらの構成例では、直流電源Ｂ１，Ｂ２の両方に対して回生充電を適用できる。
しかしながら、直流電源Ｂ１およびＢ２の一方ないし両方を回生充電しない構成では、「第１の半導体素子」から「第４の半導体素子」の一部について、スイッチング素子もしくはダイオードのどちらかを省略することで構造を簡素化することができる。すなわち、「第１の半導体素子」から「第５の半導体素子」の一部のみが、上記スイッチング素子を有する構成とすることも原理上可能である。
たとえば、直流電源Ｂ１を回生充電せず、放電（力行）のみで使用する場合には、図１に示された電力変換器１０に代えて、図４３に示される電力変換器１２ａの構成を用いることができる。
図４３を参照して、電力変換器１２ａでは、図１に示された電力変換器１０と比較して、直流電源Ｂ１への回生を制御するためのスイッチング素子Ｓ１の配置を省略することができる。すなわち、ノードＮ１および電力線ＰＬの間の「第１の半導体素子」をダイオードＤ１のみで構成することができる。
また、図１の電力変換器１０において、シリーズ昇圧モードに関しては、直流電源Ｂ１およびＢ２のいずれか一方でも回生不能な場合には、力行動作に限定されるため、スイッチング素子Ｓ５ｂについては省略することができる。また、パラレル昇圧モードに関しても、たとえば、直流電源Ｂ１およびＢ２の両方が回生不能で力行動作に限定される場合には、スイッチング素子Ｓ５ｂが通流させる方向には電流が生じない。さらに、図４２に示したように、Ｂ１昇圧モード、Ｂ２昇圧モード、Ｂ１直結モードおよび、Ｂ２直結モードのいずれにおいても、スイッチング素子Ｓ５（スイッチング素子Ｓ５ａ，Ｓ５ｂ）には電流が流れない。
したがって、実施の形態１の電力変換器１０（図１）において、直流電源Ｂ１およびＢ２のいずれか一方でも回生充電しない場合には、ノードＮ２からＮ１へ向かう電流経路は常時不要であるので、スイッチング素子Ｓ５ｂおよびダイオードＤ５ｂを省略することが可能である。すなわち、「第５の半導体素子」についても、ノードＮ１からＮ２へ向かう電流経路をオンオフする機能のみを持たせるように構成することが可能である。さらに、電力変換器１２ａでは、主に、直流電源Ｂ１への回生電流の経路を確保するために配置されるダイオードＤ２についても省略できる可能性がある。
同様に、直流電源Ｂ２を回生充電せず、放電（力行）のみで使用する場合には、図４４に示される電力変換器１３ａの構成を用いることができる。
図４４を参照して、電力変換器１３ａでは、図１に示された電力変換器１０と比較して、直流電源Ｂ２への回生を制御するためのスイッチング素子Ｓ３の配置を省略することができる。すなわち、ノードＮ２および電力線ＧＬの間の「第３の半導体素子」をダイオードＤ３のみで構成することができる。さらに、電力変換器１２ａ（図４３）と同様に、スイッチング素子Ｓ５ｂの配置は省略することができる。さらに、電力変換器１３ａでは、主に、直流電源Ｂ２への回生電流の経路を確保するために配置されるダイオードＤ４についても省略できる可能性がある。
直流電源Ｂ１およびＢ２の両方を回生充電せず、放電（力行）のみで使用する場合には、図４５に示される電力変換器１４ａの構成を用いることができる。
図４５を参照して、電力変換器１４ａでは、図１に示された電力変換器１０と比較して、直流電源Ｂ１，Ｂ２への回生を制御するためのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ３の配置を省略することができる。すなわち、ノードＮ１および電力線ＰＬの間の「第１の半導体素子」をダイオードＤ１のみで構成することができるとともに、ノードＮ２および電力線ＧＬの間の「第３の半導体素子」をダイオードＤ３のみで構成することができる。さらに、電力変換器１２ａ（図４３），１３ａ（図４４）と同様に、スイッチング素子Ｓ５ｂの配置は省略することができる。また、電力変換器１４ａでは、主に、直流電源Ｂ１，Ｂ２への回生電流の経路を確保するために配置されるダイオードＤ２，Ｄ４についても省略できる可能性がある。
電力変換器１２ａ〜１４ａの各々においても、スイッチング素子Ｓ２〜Ｓ５ａのオンオフは、図１２（パラレル昇圧モード）、図３８（シリーズ昇圧モード）または、図４２（その他のモード）に従って制御される。
同様の回路構成の変形は、実施の形態３に従う電力変換器１１に対しても可能である。たとえば、直流電源Ｂ１を回生充電せず、放電（力行）のみで使用する場合には、図３０に示された電力変換器１１に代えて、図４６に示される電力変換器１２ｂの構成を用いることができる。
図４６を参照して、電力変換器１２ｂでは、図３０に示された電力変換器１１と比較して、直流電源Ｂ１への回生を制御するためのスイッチング素子Ｓ１の配置を省略することができる。すなわち、ノードＮ１および電力線ＰＬの間の「第１の半導体素子」をダイオードＤ１のみで構成することができる。さらに、電力変換器１２ｂでは、主に、直流電源Ｂ１への回生電流の経路を確保するために配置されるダイオードＤ２についても省略できる可能性がある。
同様に、直流電源Ｂ２を回生充電せず、放電（力行）のみで使用する場合には、図４７に示される電力変換器１３ｂの構成を用いることができる。
図４７を参照して、電力変換器１３ｂでは、図３０に示された電力変換器１１と比較して、直流電源Ｂ２への回生を制御するためのスイッチング素子Ｓ３の配置を省略することができる。すなわち、ノードＮ２および電力線ＧＬの間の「第３の半導体素子」をダイオードＤ３のみで構成することができる。さらに、電力変換器１３ｂでは、主に、直流電源Ｂ２への回生電流の経路を確保するために配置されるダイオードＤ４についても省略できる可能性がある。
直流電源Ｂ１およびＢ２の両方を回生充電せず、放電（力行）のみで使用する場合には、図４８に示される電力変換器１４ｂの構成を用いることができる。
図４８を参照して、電力変換器１４ｂでは、図３０に示された電力変換器１１と比較して、直流電源Ｂ１，Ｂ２への回生を制御するためのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ３の配置を省略することができる。すなわち、ノードＮ１および電力線ＰＬの間の「第１の半導体素子」をダイオードＤ１のみで構成することができるとともに、ノードＮ２および電力線ＧＬの間の「第３の半導体素子」をダイオードＤ３のみで構成することができる。さらに、電力変換器１４ａでは、主に、直流電源Ｂ１，Ｂ２への回生電流の経路を確保するために配置されるダイオードＤ２，Ｄ４についても省略できる可能性がある。
なお、電力変換器１２ｂ〜１４ｂの各々においても、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５のオンオフは、図３８（パラレル昇圧モード）、図４１（シリーズ昇圧モード）または、図４２（その他のモード）に従って制御される。
電力変換器１２ａ〜１４ａおよび１２ｂ〜１４ｂの各々では、直流電源Ｂ１およびＢ２の力行動作のために、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオンオフ制御される。したがって、実施の形態１で説明した、小電流側のリアクトル電流に対して変曲点を追加するスイッチング制御を適用することによって、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４間での電力損失差を抑制して、発熱量を均一化することができる。さらに、実施の形態２で説明したスイッチング制御の適用によって、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４間の温度差を抑制することが可能である。
電力変換器１４ａ（図４５）および電力変換器１４ｂ（図４８）の構成に対して、「第１の半導体素子」にスイッチング素子Ｓ１をさらに設けることによって直流電源Ｂ１を回生充電することが可能となる（図４４，図４７）。この場合には、図４４，図４７にも示されるように、スイッチング素子Ｓ２に対してダイオードＤ２を逆並列接続することが好ましい。また、電力変換器１４ａ（図４５）および電力変換器１４ｂ（図４８）の構成に対して、「第３の半導体素子」にスイッチング素子Ｓ３をさらに設けることによって直流電源Ｂ２を回生充電することが可能となる（図４３，図４６）。この場合には、図４３，図４６にも示されるように、スイッチング素子Ｓ４に対してダイオードＤ４を逆並列接続することが好ましい。
また、電力変換器１０（図１）または電力変換器１１（図４３）のように、「第１の半導体素子」から「第４の半導体素子」の各々をスイッチング素子およびダイオードの組によって構成するとともに、「第５の半導体素子」を両方向の電流（ノードＮ１からＮ２へ向かう電流およびノードＮ２からＮ１へ向かう電流）についての遮断機能を有することにより、直流電源Ｂ１，Ｂ２の両方に対して回生充電を適用できる。
なお、本実施の形態では、電力変換器１０，１１の構成について、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５（Ｓ５ａ，Ｓ５ｂ）およびリアクトルＬ１，Ｌ２の接続関係を図示して説明したが、電力変換器１０，１１の構成要素が、これらの素子に限定されることを意味するものではない。すなわち、本実施の形態において、構成要素同士が「電気的に接続される」との記載は、両要素間に他の回路要素やコネクタ端子が存在し、当該他の回路要素を経由して上記構成要素間に電気的な接続が確保されることを含むものとする。
たとえば、図１または図３０に例示された構成において、直流電源Ｂ１，リアクトルＬ１，スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２、およびダイオードＤ１，Ｄ２によって構成される一般的な昇圧チョッパ回路に対して、残りの回路部分（スイッチング素子Ｓ３〜Ｓ５（Ｓ５ａ，Ｓ５ｂ））、ダイオードＤ３，Ｄ４、リアクトルＬ２、および直流電源Ｂ２を別ユニット化し、上記昇圧チョッパ回路に対して当該ユニットをコネクタ端子によって電気的接続するような構成とした場合にも、図示された回路要素間の電気的接続関係が同様であれば、本実施の形態に従う電力変換器および電源システムが構成されることとなる。
また、本実施の形態において、負荷３０は、直流電圧（出力電圧ＶＨ）によって動作する機器であれば、任意の機器によって構成できる点について確認的に記載する。すなわち、本実施の形態では、電動車両の走行用電動機を含むように負荷３０が構成される例を説明したが、本発明の適用はこのような負荷に限定されるものではない。
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
５ 電源システム、１０，１１，１２ａ，１２ｂ，１３ａ，１３ｂ，１４ａ，１４ｂ 電力変換器、３０ 負荷、３２ インバータ、３５ モータジェネレータ、３６ 動力伝達ギヤ、３７ 駆動輪、１００ 制御装置、２１０，２２０ コントローラ、２３０ ＰＷＭ制御部、２４０ キャリア波発生部、２５０ コンバータ制御部、２５２，２５４ 減算部、Ｂ１，Ｂ２，ＰＳ 直流電源、ＣＤ１，ＣＤ２ 遷移条件、ＣＨ 平滑コンデンサ、ＣＨＰ 昇圧チョッパ回路、ＣＷ，ＣＷ１，ＣＷ２ キャリア波、Ｄ１〜Ｄ４，Ｄ５ａ，Ｄ５ｂ，Ｄｌ，Ｄｕ ダイオード、ＤＴ，ＤＴ１，ＤＴ２ｘ，ＤＴ２ デューティ比、ＧＬ，ＰＬ 電力線、ＩＬ，ＩＬ１，ＩＬ２ リアクトル電流、Ｌ，Ｌ１，Ｌ２ リアクトル、Ｎ１，Ｎ２ ノード、Ｐｌ２，Ｐｌ４ スイッチング損失、Ｓ１〜Ｓ５，Ｓ５ａ，Ｓ５ｂ 電力用半導体スイッチング素子、ＳＤ，ＳＤ１，ＳＤ２ 制御パルス信号、ＳＧ１〜ＳＧ５，ＳＧ５ａ，ＳＧ５ｂ，ＳＧ５ 制御信号（スイッチング素子）、Ｔ（Ｓ２），Ｔ（Ｓ４） 温度（スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４）、Ｔａ２，Ｔａ４，Ｔｂ２，Ｔｂ４ 整定温度、Ｔｋ，Ｔｍ 期間長（遷移条件閾値）、Ｔｏ スイッチング周期、Ｔｘ 反転期間長、ＶＨ 直流電圧（出力電圧）、ＶＨ＊ 電圧指令値。

Claims (8)

  1. 高電圧側の第１の電力線および低電圧側の第２の電力線の間の直流電圧を制御するための電源システムであって、
    第１の直流電源と、
    第２の直流電源と、
    前記第１および第２の直流電源と前記第１および第２の電力線との間で直流電圧変換を実行するための電力変換器と、
    前記電力変換器の動作を制御するための制御装置とを備え、
    前記電力変換器は、
    前記第１の電力線と第１のノードとの間に電気的に接続される第１の半導体素子と、
    前記第１のノードと前記第２の電力線との間に、前記第１の直流電源と直列に電気的に接続される第１のリアクトルと、
    前記第２の電力線と前記第１のノードとの間に電気的に接続される第２の半導体素子と、
    第２のノードと前記第１の電力線の間に、前記第２の直流電源と直列に電気的に接続される第２のリアクトルと、
    前記第２のノードと、前記第２の電力線との間に電気的に接続される第３の半導体素子と、
    前記第１の電力線と前記第２のノードとの間に電気的に接続される第４の半導体素子と、
    前記第１のノードと前記第２のノードとの間に電気的に接続される第５の半導体素子とを備え、
    前記第１から第５の半導体素子の少なくとも一部は、前記制御装置からの信号に応じて電流経路の形成および遮断を制御するように構成されたスイッチング素子を含み、
    前記第１のリアクトルを経由する第１のリアクトル電流および前記第２のリアクトルを経由する第２のリアクトル電流の各々は、前記制御装置からの制御信号に応答した前記スイッチング素子のオンオフ制御によって、各制御周期において複数個の変曲点を有するように制御され、
    前記制御装置は、
    前記第１および第２のリアクトル電流のうちの絶対値が大きい第１の電流が、各前記制御周期において、極大点および極小点の一方ずつである第１および第２の変曲点を有し、かつ、前記第１および第２のリアクトル電流のうちの絶対値が小さい第２の電流が、各前記制御周期において、前記第１および第２の変曲点に加えて、第３および第４の変曲点を有するように、前記スイッチング素子の前記制御信号を生成する第１のスイッチング制御モードを有し、
    前記第１のスイッチング制御モードにおいて、
    前記第１および第２の電流の間で前記第１の変曲点は、同一タイミングであり、
    前記第１の電流の前記第２の変曲点と、前記第２の電流の前記第３の変曲点とは、同一タイミングである、電源システム。
  2. 前記第１のスイッチング制御モードにおいて、前記第１および第２の直流電源の両方が力行動作または回生動作を行っている期間では、前記第１および第２の電流の前記第１の変曲点は、一方ずつが極大点および極小点であり、かつ、前記第１の電流の前記第２の変曲点と、前記第２の電流の前記第３の変曲点とは、一方ずつが極大点および極小点である、請求項１記載の電源システム。
  3. 前記制御装置は、前記第１および第２のリアクトル電流の各々が、各前記制御周期において、極大点および極小点の一方ずつである第１および第２の変曲点を有するように、前記スイッチング素子の前記制御信号を生成する第２のスイッチング制御モードをさらに有し、かつ、
    前記第１および第２のスイッチング制御モードが交互に適用されるように、前記スイッチング素子の前記制御信号を生成する、請求項１または２記載の電源システム。
  4. 前記制御装置は、
    前記第１の直流電源からの出力を制御する第１の出力デューティ比と、前記第１の出力デューティ比の最大値に相当する電圧幅を有する第１のキャリア波との比較に従って前記第１のリアクトル電流に前記第１および第２の変曲点を生じさせるとともに、前記第２の直流電源からの出力を制御する第２の出力デューティ比と、前記第２の出力デューティ比の最大値に相当する電圧幅を有する第２のキャリア波との比較に従って前記第２のリアクトル電流に前記第１および第２の変曲点を生じさせるように、前記スイッチング素子の前記制御信号を生成する、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電源システム。
  5. 前記第１から第４の半導体素子の各々は、
    電流経路を形成するオン状態と当該電流経路を遮断するオフ状態とを前記制御装置からの信号に応答して選択的に形成するための前記スイッチング素子と、
    前記スイッチング素子と逆並列に接続されて、順バイアス時に電流経路を形成するためのダイオードとを含み、
    前記第５の半導体素子は、前記第１のノードおよび前記第２のノードの間の電流経路の形成および遮断を制御するための前記スイッチング素子を含む、請求項１〜４のいずれか１項に記載の電源システム。
  6. 前記第１から第４の半導体素子の各々は、
    電流経路を形成するオン状態と当該電流経路を遮断するオフ状態とを前記制御装置からの信号に応答して選択的に形成するための前記スイッチング素子と、
    前記スイッチング素子と逆並列に接続されて、順バイアス時に電流経路を形成するためのダイオードとを含み、
    前記第５の半導体素子は、前記第１のノードから前記第２のノードへの電流経路の形成および遮断を制御するための前記スイッチング素子と、前記第２のノードから前記第１のノードへの電流経路の形成および遮断を制御するための前記スイッチング素子とを含む、請求項１〜４のいずれか１項に記載の電源システム。
  7. 前記第２および第４の半導体素子の各々において、前記スイッチング素子が設けられ、
    前記第１および第３の半導体素子において、前記第１のノードから前記第１の電力線へ向かう方向を順方向として接続されたダイオードと、前記第２の電力線から前記第２のノードへ向かう方向を順方向として接続されたダイオードとがそれぞれ設けられ、
    前記第５の半導体素子において、少なくとも前記第１のノードから前記第２のノードへの電流経路の形成および遮断を制御するためのスイッチング素子が設けられる、請求項１〜４のいずれか１項に記載の電源システム。
  8. 前記第１および第３の半導体素子のいずれか一方において、前記ダイオードと並列に接続された前記スイッチング素子がさらに設けられる、請求項７記載の電源システム。
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