CN108292890B - 电源系统 - Google Patents

Abstract

通过第1电抗器电流(IL1)以及第2电抗器电流(IL2)，可控制来自第1以及第2直流电源的输出。对于第1以及第2电抗器电流(IL1、IL2)中的大电流(IL2)，为了对应的直流电源的输出控制，通过开关元件(S1～S5，S5a，S5b)的通断控制，在一个控制周期内，作为两个拐点而设置极大点以及极小点。对于第1以及第2电抗器电流(IL1、IL2)中的小电流(IL1)，设置比大电流(IL2)多的拐点。进而，大电流侧(IL2)的各个拐点，在与小电流侧(IL1)的拐点相同的定时产生。

Description

电源系统

技术领域

本发明涉及电源系统，更特定的是，涉及包括连接在两个直流电源与共同的电力线之间的电力变换器而构成的电源系统的控制。

背景技术

使用了如下的混合动力电源系统，其使用连接在多个电源与负载之间的电力变换器，组合多个电源来向负载供给电源。

例如，在日本特开2013-46446号公报(专利文献1)中，记载了将相对于二次电池和可充放电的辅助电源分别设置的升压斩波器(电力变换器)并联连接而成的车辆用电源系统。

另外，在日本特开2013-13234号公报(专利文献2)中，记载了如下的电力变换器的结构：通过切换多个电力用半导体开关元件(以下，也简称为“开关元件”)的开关模式(switching pattern)，能够切换在串联连接了两个直流电源的状态下进行DC/DC变换的工作模式(串联连接模式)和在并联使用两个直流电源的状态下进行DC/DC变换的工作模式(并联连接模式)。

现有技术文献

专利文献1：日本特开2013-46446号公报

专利文献2：日本特开2013-13234号公报

发明内容

发明要解决的技术问题

在专利文献2所记载的电力变换器中，通过串联连接模式的选择来抑制升压比，由此，与专利文献1的结构相比，能够抑制高电压输出时的电力损失。进而，在专利文献2的电路结构中，会产生如下现象：第1直流电源的电力变换用的电流和第2直流电源的电力变换用的电流会重叠流通在共同的开关元件中。

因此，在专利文献2中，记载有如下情况：控制在第1直流电源以及第1电抗器中流通的电流与在第2直流电源以及第2电抗器中流通的电流之间的相位关系(具体而言，上升定时和下降定时的关系)，使得特定开关元件中的电力损失降低。

然而，特定开关元件中的电力损失的降低，虽然有助于电力变换器整体的效率提高，但对于元件间的发热量不均的减低而言效果却小。通常，开关元件通过晶体管芯片的并联连接来进行模块化，热定额(thermal rating)通过晶体管芯片的并联个数来设计。因此，若一部分开关元件中的发热量相对变大，则需要使该开关元件中的并联芯片个数比其他开关元件中的并联芯片个数多，因此量产时的制造成本的减低效果会变小。

如此，在具有并联使用两个直流电源的工作模式的电力变换器中，优选的是，进行用于电力变换的开关控制，使得：不仅减低开关元件中的电力损失的总和，还减低开关元件间的损失的不均。

本发明是为了解决这样的问题而完成的，其目的在于，在具备两个直流电源的电源系统中减低电力变换中的多个开关元件间的电力损失的不均。

用于解决问题的技术方案

本公开的一个方案，是用于控制高电压侧的第1电力线与低电压侧的第2电力线之间的直流电压的电源系统，具备：第1直流电源；第2直流电源；电力变换器，其用于在第1及第2直流电源与第1及第2电力线之间执行直流电压变换；以及控制装置，其用于控制电力变换器的工作。电力变换器包括：第1～第5半导体元件和第1及第2电抗器。第1半导体元件电连接在第1电力线与第1节点之间。第1电抗器在第1节点与第2电力线之间，与第1直流电源串联地电连接。第2半导体元件电连接在第2电力线与第1节点之间。第2电抗器在第2节点与第1电力线之间，与第2直流电源串联地电连接。第3半导体元件电连接在第2节点与第2电力线之间。第4半导体元件电连接在第1电力线与第2节点之间。第5半导体元件电连接在第1节点与第2节点之间。从第1到第5半导体元件的至少一部分，包括构成为根据来自控制装置的信号控制电流路径的形成以及遮断的开关元件。经由第1电抗器的第1电抗器电流以及经由第2电抗器的第2电抗器电流的各电抗器电流，通过对来自控制装置的控制信号进行了响应的开关元件的通断控制，被控制成在各控制周期中具有多个拐点。控制装置具有第1开关控制模式。在第1开关控制模式下，生成开关元件的控制信号，使得：第1电抗器电流和第2电抗器电流中的绝对值大的第1电流，在各控制周期中，具有各为极大点和极小点的一方的第1拐点和第2拐点，并且，第1电抗器电流和第2电抗器电流中的绝对值小的第2电流，在各所述控制周期中，除了各为极大点和极小点的一方的第1拐点和第2拐点之外，还具有各为极大点和极小点的一方的第3拐点和第4拐点。进而，在第1开关控制模式下，第1电流和第2电流之间的第1拐点为同一定时，第1电流的第2拐点和第2电流的第3拐点为同一定时。

根据上述电源系统，在具备两个直流电源的电源系统中，关于用于电力变换的多个开关元件中的电力损失，能够减低元件间的不均。其结果是，能够使多个开关元件间的发热量均匀化。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式1的电源系统的结构的电路图。

图2是表示图1所示的负载的构成例的概略图。

图3是表示基本的升压斩波电路的结构的电路图。

图4是图3所示的升压斩波电路的工作波形图。

图5是图1所示的电力变换器的并联升压模式下的第1等效电路图。

图6是表示图5所示的等效电路图中的各直流电源的下臂接通时的电流路径的电路图。

图7是表示图5所示的等效电路图中的各直流电源的上臂接通时的电流路径的电路图。

图8是图1所示的电力变换器的并联升压模式下的第2等效电路图。

图9是表示图8所示的等效电路图中的各直流电源的下臂接通时的电流路径的电路图。

图10是表示图8所示的等效电路图中的各直流电源的上臂接通时的电流路径的电路图。

图11表示使用第1臂以及第2臂的升压斩波电路的各臂通断与开关元件的通断的对应关系。

图12是表示在实施方式1的电力变换器并联升压模式下用于对各开关元件进行通断控制的门逻辑式的一览的图表。

图13是用于说明图1所示的电力变换器的并联升压模式下的直流电源的输出控制例的功能框图。

图14是用于说明PWM控制的工作的波形图。

图15是表示并联升压模式下的开关模式的一览的图表。

图16是说明实施方式1的电力变换器中的电抗器电流的方向的组合的概念图。

图17是说明第2臂形成时的电流举动的电路图。

图18是用于说明适用了电流相位控制的PWM控制的工作的波形图。

图19是用于说明适用了电流相位控制的情况下的各开关元件的电力损失的波形图(功率输出时)。

图20是用于说明本实施方式的开关控制的适用时的各开关元件的电力损失的波形图(功率输出时)。

图21是在本实施方式的开关控制的适用时和非适用时之间比较开关损失的概念图。

图22是对为了比较而示出的本实施方式的开关控制的条件进行了变更时的波形图(功率输出时)。

图23是用于说明本实施方式的开关控制的适用时的PWM控制的波形图。

图24是用于说明适用了电流相位控制的情况下的各开关元件的电力损失的波形图(再生时)。

图25是说明再生工作时的电力变换器10中的第2臂形成时的电流举动的电路图。

图26是用于说明本实施方式的开关控制的适用时的各开关元件的电力损失的波形图(再生时)。

图27是对为了比较而示出的本实施方式的开关控制的条件进行了变更时的波形图(再生时)。

图28是用于说明实施方式2的电源系统所适用的开关控制的概念图。

图29是表示实施方式2的开关控制的适用时的开关元件的温度变化历史记录的一例的概念性波形图。

图30是用于说明实施方式3的电力变换器的结构的的电路图。

图31是表示在实施方式3的电力变换器并联升压模式下用于对各开关元件进行通断控制的门逻辑式的一览的图表。

图32是用于说明对实施方式3的电力变换器适用了与图19同样的电流相位控制的情况下的各开关元件的电力损失的波形图(功率输出时)。

图33是用于说明对实施方式3的电力变换器适用了与图20同样的开关控制的情况下的各开关元件的电力损失的波形图(功率输出时)。

图34是用于说明对实施方式3的电力变换器适用了与图24同样的电流相位控制的情况下的各开关元件的电力损失的波形图(再生时)。

图35是用于说明对实施方式3的电力变换器适用了与图26同样的开关控制的情况下的各开关元件的电力损失的波形图(再生时)。

图36是实施方式4的串联升压模式下的实施方式1的电力变换器的等效电路图(下臂接通时)。

图37是实施方式4的串联升压模式下的实施方式1的电力变换器的等效电路图(上臂接通时)。

图38是表示在实施方式1的电力变换器的串联升压模式下用于对各开关元件进行通断控制的门逻辑式的一览的图表。

图39是实施方式4的串联升压模式下的实施方式3的电力变换器的等效电路图(下臂接通时)。

图40是实施方式4的串联升压模式下的实施方式3的电力变换器的等效电路图(上臂接通时)。

图41是表示在实施方式3的电力变换器的串联升压模式下用于对各开关元件进行通断控制的门逻辑式的一览的图表。

图42是用于表示能够选择性地适用于实施方式1、3的电力变换器的多个工作模式的一览的图表。

图43是表示不对第1直流电源进行再生充电的情况下的从图1所示的电力变换器的结构变形的变形例的电路图。

图44是表示不对第2直流电源进行再生充电的情况下的从图1所示的电力变换器的结构变形的变形例的电路图。

图45是表示不对第1以及第2直流电源进行再生充电的情况下的从图1所示的电力变换器的结构变形的变形例的电路图。

图46是表示不对第1直流电源进行再生充电的情况下的从图30所示的电力变换器的结构变形的变形例的电路图。

图47是表示不对第2直流电源进行再生充电的情况下的从图30所示的电力变换器的结构变形的变形例的电路图。

图48是表示不对第1以及第2直流电源进行再生充电的情况下的从30所示的电力变换器的结构变形的变形例的电路图。

具体实施方式

[实施方式1]

(电路结构)

图1是表示本发明的实施方式的电源系统的结构的电路图。

参照图1，电源系统5具备直流电源B1、直流电源B2、电力变换器10以及控制装置100。

在本实施方式中，直流电源B1以及B2由二次电池和/或双电荷层电容器等蓄电装置构成。例如，直流电源B1由锂离子二次电池、镍氢电池这样的二次电池来构成。另外，直流电源B2例如由双电荷层电容器、锂离子电容器等输出特性优良的直流电压源要素来构成。直流电源B1以及直流电源B2分别对应于“第1直流电源”以及“第2直流电源”。

此外，也可以将直流电源B1以及B2由同种蓄电装置来构成。另外，对于直流电源B1以及B2的容量，也没有特别限定，直流电源B1以及B2既可以各自由相同容量构成，也可以使一方的直流电源的容量比另一方的直流电源的容量大。

电力变换器10构成为控制高电压侧的电力线PL与低电压侧的电力线GL之间的直流电压VH(以下，也称为输出电压VH)。电力线GL代表性地由接地配线构成。

负载30接受电力变换器10的输出电压VH来工作。输出电压VH的电压指令值VH*被设定为适合于负载30工作的电压。电压指令值VH*也可以设定为根据负载30的状态而可变。进而，负载30也可以构成为能够通过再生发电等来产生直流电源B1和/或B2的充电电力。

电力变换器10包括开关元件(电力用半导体开关元件)S1～S5和电抗器L1、L2。在本实施方式中，作为电力用半导体开关元件，可以使用IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor，绝缘栅双极晶体管)、电力用MOS(Metal Oxide Semiconductor，金属氧化物半导体)晶体管或者电力用双极性晶体管等。

开关元件S1电连接在电力线PL与节点N1之间。电抗器L1以及直流电源B1在节点N1与电力线GL之间串联地电连接。例如，电抗器L1电连接在直流电源B1的正极端子与节点N1之间，并且直流电源B1的负极端子与电力线GL电连接。开关元件S2电连接在节点N1与电力线GL之间。此外，即使调换电抗器L1和直流电源B1的连接顺序，在电方面也可维持等效的电路结构。

开关元件S3电连接在节点N2与电力线GL之间。开关元件S4电连接在电力线PL与节点N2之间。开关元件S5电连接在节点N1与N2之间。电抗器L2以及直流电源B2在电力线PL与节点N2之间串联地电连接。例如，电抗器L2电连接在直流电源B2的正极端子与电力线PL之间，并且直流电源B2的负极端子与节点N2电连接。此外，即使调换电抗器L2和直流电源B2的连接顺序，在电方面也可维持等效的电路结构。

相对于开关元件S1～S4，分别配置有反并联二极管D1～D4。二极管D1～D4配置成在正向偏置时形成从电力线GL朝向电力线PL的方向(图中，从下朝上的方向)的电流路径。另一方面，二极管D1～D4在反向偏置时不形成该电流路径。具体而言，二极管D1以使从节点N1朝向电力线PL的方向为顺方向的方式连接，二极管D2以使从电力线GL朝向节点N1的方向为顺方向的方式连接。同样地，二极管D3以使从电力线GL朝向节点N2的方向为顺方向的方式连接，二极管D4以使从节点N2朝向电力线PL的方向为顺方向的方式连接。

在图1的构成例中，开关元件S5作为如下的双向开关而设置，该双向开关针对从节点N1朝向节点N2的电流路径以及从节点N2朝向节点N1的电流路径的各电流路径，能够个别地控制形成以及遮断。即，双向开关(S5)具有在节点N1与N2之间电串联连接的二极管D5a以及开关元件S5a。二极管D5a以从节点N1朝向节点N2的方向作为顺方向而电连接在节点N1、N2间。

双向开关(S5)还具有在节点N1与N2之间电串联连接的二极管D5b以及开关元件S5b。二极管D5b以及开关元件S5b在节点N1与N2之间，相对于二极管D5a以及开关元件S5a并联地连接。二极管D5b以从节点N2朝向节点N1的方向作为顺方向而电连接在节点N1、N2间。

在双向开关中，当开关元件S5a接通时，通过二极管D5a，在从节点N1朝向N2的方向上形成电流路径。另一方面，当开关元件S5a断开时，该电流路径被遮断。即，开关元件S5a为了控制从节点N1向N2的电流路径的形成以及遮断而配置。

另外，当开关元件S5b接通时，通过二极管D5b，在从节点N2朝向N1的方向上形成电流路径。另一方面，当开关元件S5b断开时，该电流路径被遮断。即，开关元件S5b为了控制从节点N2向N1的电流路径的形成以及遮断而配置。

开关元件S1～S5a、S5b能够对来自控制装置100的控制信号SG1～SG4、SG5a、SG5b分别进行响应来控制通断。具体而言，开关元件S1～S5在控制信号SG1～SG5为逻辑高电平(以下，也表述为“H电平”)时成为接通状态，成为能够形成电流路径的状态。另一方面，开关元件S1～S5a、S5b在控制信号SG1～SG4、SG5a、SG5b为逻辑低电平(以下，也表述为“L电平”)时成为断开状态，成为遮断该电流路径的状态。

在图1的构成例中，开关元件S1以及二极管D1对应于“第1半导体元件SM1”，开关元件S2以及二极管D2对应于第2半导体元件SM2”，开关元件S3以及二极管D3对应于第3半导体元件SM3”。进而，开关元件S4以及二极管D4对应于“第4半导体元件SM4”，开关元件S5a、S5b以及二极管D5a、D5b对应于“第5半导体元件SM5”。进而，电抗器L1以及L2分别对应于“第1电抗器”以及“第2电抗器”。在图1的例子中，通过开关元件S1～S5a、S5b的通断控制，能够在第1半导体元件SM1～第5半导体元件SM5的各半导体元件中控制电流路径的形成以及遮断。

控制装置100例如由具有未图示的CPU(Central Processing Unit，中央处理单元)以及存储器的电子控制单元(ECU)构成。控制装置100构成为基于存储器所存储的映射(map)以及程序来进行使用了各传感器的检测值的运算处理。或者，控制装置100的至少一部分也可以构成为通过电子电路等硬件来执行预定的数值和逻辑运算处理。

控制装置100为了控制输出电压VH，生成用于控制开关元件S1～S5的通断的控制信号SG1～SG5a、SG5b。此外，虽然在图1中省略了图示，但设置有直流电源B1的电压(表述为V[1])及电流(表述为I[1])、直流电源B2的电压(表述为V[2])及电流(表述为I[2])、以及输出电压VH的检测器(电压传感器)。这些检测器的输出被提供给控制装置100。

图2是表示负载30的构成例的概略图。

参照图2，负载30构成为包括例如电动车辆的行驶用电动机。负载30包括平滑电容器CH、逆变器(inverter，变换器)32、电动发电机35、动力传递机构36以及驱动轮37。

电动发电机35是用于产生车辆驱动力的行驶用电动机，例如由多相的永磁体型同步电动机构成。电动发电机35的输出转矩经由通过减速器和/或动力分配机构构成的动力传递机构36向驱动轮37传递。电动车辆通过被传递到驱动轮37的转矩来行驶。另外，电动发电机35在电动车辆的再生制动时，通过驱动轮37的旋转力来发电。该发电电力通过逆变器32进行AC/DC变换。该直流电力能够作为电源系统5所包含的直流电源B1、B2的充电电力来使用。

在除了电动发电机之外还搭载了发动机(未图示)的混合动力汽车中，通过使该发动机以及电动发电机35协调工作，产生电动车辆所需的车辆驱动力。此时，也可以使用因发动机的旋转产生的发电电力来对直流电源B1、B2充电。

如此，电动车辆总括性地表示搭载行驶用电动机的车辆，包括搭载有发动机以及电动机的混合动力汽车和未搭载发动机的电动汽车及燃料电池车这双方。

(电力变换器的工作)

电力变换器10与专利文献2所记载的电力变换器同样地，具有直流电源B1、B2与电力线PL、GL之间的直流电力变换(DC/DC变换)的形式不同的多个工作模式。通过对开关元件的通断控制的形式进行切换，选择性地适用这些工作模式。

电力变换器10的多个工作模式包括：用于在直流电源B1以及B2与电力线PL、GL之间并联地进行DC/DC变换的“并联升压模式”；和用于在串联连接的直流电源B1以及B2与电力线PL、GL之间进行DC/DC变换的“串联升压模式”。并联升压模式对应于专利文献2中的“并联连接模式”，串联升压模式对应于专利文献2中的“串联连接模式”。

为了在以下的说明中变得明确，本实施方式的电源系统的特征在于，在电力变换器10的并联升压模式下，用于抑制开关元件间的发热差的开关控制。因此，首先，对成为基础的并联升压模式下的工作以及控制进行说明。

从图1可知，电力变换器10具有将形成在直流电源B1与电力线PL、GL之间的升压斩波电路和形成在直流电源B2与电力线PL、GL之间的升压斩波电路组合而成的电路结构。因此，首先，对基本的升压斩波电路的工作进行详细说明。

图3中示出了表示基本的升压斩波电路的结构的电路图。

参照图3，升压斩波电路CHP具有构成上臂的开关元件Su、构成下臂的开关元件Sl、以及电抗器L。二极管Du以及Dl分别与上臂的开关元件Su以及下臂的开关元件Sl反并联连接。

在升压斩波电路CHP中，交替地设置下臂(开关元件Sl)的接通期间以及断开期间。在下臂的接通期间，形成经由直流电源PS-电抗器L-下臂元件Sl(接通)的电流路径101。由此，在电抗器L中蓄积能量。

在下臂的断开期间，形成经由直流电源PS-电抗器L-二极管Du(或开关元件Su)-负载30的电流路径102。由此，在下臂元件Sl的接通期间蓄积于电抗器L的能量和来自直流电源PS的能量被供给到负载30。由此，向负载30的输出电压被升压为比直流电源PS的输出电压高。

上臂的开关元件Su需要在下臂的开关元件Sl的接通期间被断开。另外，在下臂的开关元件Sl的断开期间，通过接通上臂的开关元件Su，能够将来自负载30的电力再生给直流电源PS。例如，通过使上臂的开关元件Su和下臂的开关元件Sl周期性且互补地通断，不用根据电流方向来切换开关控制(通断控制)的形式，而能够一边控制输出电压VH，一边对应于再生和功率输出这双方来执行DC/DC变换。

此外，在不进行向直流电源PS的电力再生的情况下，电流方向被限定为单向，因此，关于上臂，也可以省略开关元件Su的配置而仅由二极管Du构成。另外，关于下臂，可以省略二极管Dl的配置。

图4中示出了图3所示的升压斩波电路的工作波形例。

参照图4，在下臂的接通期间，在电抗器L以及直流电源PS中流通的电流(以下，称为“电抗器电流”)IL上升，在下臂的断开期间，电抗器电流IL下降。因此，通过控制下臂的开关元件Sl的接通期间与断开期间之比，能够控制输出电压VH。具体而言，通过使接通期间的比率上升，输出电压VH上升。

对于升压斩波电路CHP中的电压变换比(升压比)，已知使用直流电源PS的电压Vi、输出电压VH以及占空比DT(以下，也简称为占空比DT)由下述式(1)来表示。此外，占空比DT是表示接通期间比率的参数，由下臂的接通期间相对于开关周期To(接通期间+断开期间)的比率(时间比)来定义。

VH＝1/(1-DT)·Vi……(1)

在升压斩波电路CHP中，通过脉冲宽度调制(PWM)控制，能够执行开关元件的通断控制(以下，开关控制)。例如，根据对载波CW和占空比DT的电压比较，可生成用于对下臂进行通断的控制脉冲信号SD。

载波CW具有与开关周期To相同的周期。例如，对于载波CW，使用三角波。载波CW的频率相当于开关元件Sl(Su)的开关频率。载波CW的电压宽度(峰-峰)被设定为与DT＝1.0对应的电压。

对于控制脉冲信号SD，在表示占空比DT的电压比载波CW的电压高时被设定为H电平，而在表示占空比DT的电压比载波CW的电压低时被设定为L电平。控制脉冲信号/SD是控制脉冲信号SD的反转信号。

对于下臂的开关元件Sl的通断，按照控制脉冲信号SD进行控制。即，下臂的开关元件Sl在控制脉冲信号SD的H电平期间被控制为接通状态，而在控制脉冲信号SD的L电平期间被控制为断开状态。对于上臂的开关元件Su，能够按照控制脉冲信号/SD，与下臂的开关元件Sl互补且周期性地进行通断控制。

电抗器电流IL伴随开关控制，在下臂接通期间上升，而在上臂接通期间下降。即，在从上臂接通向下臂接通的转变定时，电抗器电流IL具有极小点。相反，电抗器电流IL在从下臂接通向上臂接通的转变定时具有极大点。

若占空比DT变高，则下臂的接通期间变长，因此电流IL的平均值增加。由此，来自直流电源PS的输出上升，由此输出电压VH上升。

相反，若占空比DT变低，则上臂接通期间变长，因此电流IL的平均值下降。由此，来自直流电源PS的输出下降，由此输出电压VH下降。如此，在斩波电路中，通过开关控制，在电抗器电流IL设置极大点以及极小点即多个拐点，由此可控制输出。

(并联升压模式的电路工作)

接着，对电力变换器10的并联升压模式下的工作以及控制进行详细说明。电力变换器10在并联升压模式下，通过相对于直流电源B1以及B2的各电源使两个升压斩波电路并联地工作的形式来进行工作。即，电力变换器10与专利文献2中的并联连接模式同样地，通过在直流电源B1以及B2与电力线PL、GL(负载30)之间进行并联的DC/DC变换，根据电压指令值VH*来控制输出电压VH。

再次参照图1，在电力变换器10中，特征在于：在因开关元件S5(S5a、S5b)的断开而在节点N1与N2之间未流通电流的情况和不是那样的情况之间，相对于直流电源B1以及B2形成的升压斩波电路不同。

图5中示出了在节点N1与N2之间未流通电流时的电力变换器10的等效电路。以下，将通过开关元件S5a和S5b的至少一方被断开而在节点N1与N2间未流通电流的状态也称为开关元件S5的断开时。

参照图5，在开关元件S5的断开时，相对于直流电源B1，形成以开关元件S2以及二极管D2为下臂且以开关元件S1以及二极管D1为上臂的升压斩波电路。另一方面，相对于直流电源B2，形成以开关元件S4以及二极管D4为下臂且以开关元件S3以及二极管D3为上臂的升压斩波电路。

因此，电力变换器10在开关元件S5的断开时，与专利文献1同样地，具有相对于直流电源B1、B2并联地设置有升压斩波电路的电路结构。

图6中示出了在图5所示的等效电路图中直流电源B1、B2的下臂接通时的电流路径。

参照图6，通过接通开关元件S2，与图3中的电流路径101同样地，形成用于通过直流电源B1的输出来向电抗器L1蓄积能量的电流路径111。即，开关元件S2相当于与直流电源B1对应地形成的升压斩波电路的下臂。

同样地，通过接通开关元件S4，与图3中的电流路径101同样地，形成用于通过直流电源B2的输出来向电抗器L2蓄积能量的电流路径112。即，开关元件S4相当于与直流电源B2对应地形成的升压斩波电路的下臂。

图7中示出了在图5所示的等效电路图中直流电源B1、B2的上臂接通时的电流路径。

参照图7，通过断开开关元件S2，形成用于经由开关元件S1或二极管D1将电抗器L1的蓄积能量与来自直流电源B1的能量一起向电力线PL输出的电流路径113。在本实施方式中，通过使开关元件S1和S2互补地通断，在开关元件S2的断开期间开关元件S1被接通。开关元件S1相当于与直流电源B1对应地形成的升压斩波电路的上臂。

同样地，通过断开开关元件S4，形成经由开关元件S3或二极管D3将电抗器L2的蓄积能量与来自直流电源B2的能量一起向电力线PL输出的电流路径114。在本实施方式中，因为使开关元件S3和S4互补地通断，所以在开关元件S4的断开期间开关元件S3被接通。开关元件S3相当于与直流电源B2对应地形成的升压斩波电路的上臂。

从图6以及图7可知，通过交替地形成电流路径111以及113，执行直流电源B1与电力线PL、GL之间的DC/DC变换。同样地，通过交替地形成电流路径112以及114，执行直流电源B2与电力线PL、GL之间的DC/DC变换。

以下，将与直流电源B1对应地形成的升压斩波电路的上臂也称为B1U臂”，将下臂也称为“B1L臂”。同样地，将与直流电源B2对应地形成的升压斩波电路的上臂也称为“B2U臂”，将下臂也称为“B2L臂”。

此外，从图6可知，在B1L臂以及B2L臂的形成时，若形成从节点N2朝向N1的电流路径，则会形成从电力线PL向电力线GL的短路路径，因此需要遮断该电流路径。因此，在该情况下，需要断开开关元件S5b。另一方面，即使对于开关元件S5a设为接通状态，也能够通过二极管D5a来遮断从节点N2朝向N1的电流路径。

同样地，从图7可知，在B1U臂以及B2U臂的形成时，若形成从节点N1朝向N2的电流路径，则会形成从电力线PL向电力线GL的短路路径，因此需要遮断该电流路径。因此，在该情况下，需要断开开关元件S5a。另一方面，即使对于开关元件S5b设为接通状态，也能够通过二极管D5b来遮断从节点N1朝向N2的电流路径。

如此，在将开关元件S5由双向开关构成的情况下，能够使开关元件S5a、S5b个别地通断。

另一方面，图8中示出了在节点N1与N2之间流通电流时的电力变换器10的等效电路。以下，将通过开关元件S5a以及S5b的接通而在节点N1与N2间流通电流的状态也称为开关元件S5的接通时。

参照图8，关于直流电源B1，在开关元件S5的接通时，能够将连接在节点N2和电力线GL之间的开关元件S3作为直流电源B1的下臂(B1L臂)来形成升压斩波电路。同样地，能够将电连接在节点N2和电力线PL之间的开关元件S4作为直流电源B1的上臂(B1U臂)来形成升压斩波电路。

另外，关于直流电源B2，能够形成以连接在节点N1和电力线PL之间的开关元件S1为下臂(B2L臂)且以开关元件S2为上臂(B2U臂)的升压斩波电路。

图9中示出了在图8所示的等效电路图中直流电源B1、B2的下臂接通时的电流路径。

参照图9(a)，通过接通开关元件S3以及S5a，形成用于通过直流电源B1的输出来向电抗器L1蓄积能量的电流路径115。另一方面，如图9(b)所示，通过接通开关元件S1、S5a，形成用于通过直流电源B2的输出来向电抗器L2蓄积能量的电流路径116。

图10中示出了在图8所示的等效电路图中直流电源B1、B2的上臂接通时的电流路径。

参照图10(a)，关于直流电源B1，通过在接通了开关元件S5(S5a)的状态下断开开关元件S3，形成用于经由开关元件S4或二极管D4将电抗器L1的蓄积能量与来自直流电源B1的能量一起向电力线PL输出的电流路径117。如上所述，因为开关元件S3以及S4被互补地通断，所以能够通过开关元件S3形成B1L臂，并且通过开关元件S4形成B1U臂。

参照图10(b)，关于直流电源B2，通过在接通了开关元件S5(S5a)的状态下断开开关元件S1，形成用于经由开关元件S2或二极管D2将电抗器L2的蓄积能量与来自直流电源B2的能量一起向电力线PL输出的电流路径118。如上所述，因为开关元件S1以及S2被互补地通断，所以能够通过开关元件S1形成B2L臂，并且通过开关元件S2形成B2U臂。此外，在图10(a)、(b)中，通过开关元件S5b的接通，能够接受在与电流路径117、118相反方向上流通的来自负载30的再生电流，对直流电源B1、B2充电。

图11中示出了在开关元件S5的断开时以及接通时分别形成的升压斩波电路的各臂与开关元件的通断的对应关系。

参照图11，将在开关元件S5的断开时(图5～图7)形成的升压斩波电路中的各臂称为“第1臂”，将在开关元件S5的接通时(图8～图10)形成的升压斩波电路的各臂称为“第2臂”。

在开关元件S5的断开时、即第1臂的形成时，对于直流电源B1，如上所述，通过开关元件S2的接通而B1L臂被接通，另一方面，通过开关元件S1的接通(开关元件S2的断开)而B1U臂被接通。另外，对于直流电源B2，通过开关元件S4的接通而B2L臂被接通，另一方面，通过开关元件S3的接通(开关元件S4的断开)而B2U臂被接通。

另一方面，在开关元件S5的接通时、即第2臂的形成时，对于直流电源B1，如上所述，通过开关元件S3的接通而B1L臂被接通，另一方面，通过开关元件S4的接通(开关元件S3的断开)而B1U臂被接通。另外，对于直流电源B2，通过开关元件S1的接通而B2L臂被接通，另一方面，通过开关元件S2的接通(开关元件S1的断开)而B2U臂被接通。

如此，在第1臂和第2臂的任一方中，通过使开关元件S1和S2互补地通断，并且使开关元件S3和S4互补地通断，对于直流电源B1和B2的各直流电源，能够进行控制以使得上臂和下臂交替地通断。

在实施方式1的电力变换器10的并联升压模式下，分开使用图11所示的第1臂和第2臂来执行DC/DC变换。但是，如图11所示，各开关元件S1～S4相对于直流电源B1、B2的一方而作为第1臂进行工作，并且相对于直流电源B1、B2的另一方作为第2臂进行工作。需要注意：因这样的第1臂和第2臂间的干涉，能够适用第2臂的期间受到限定。

具体而言，当对于直流电源B1、B2的一方而接通第2臂时，对于直流电源B1、B2的另一方，上下相反侧的第1臂会被接通。例如，当接通开关元件S3、S5而接通第2臂中的B1L臂时(图9(a))，随着开关元件S3的接通，与图7同样地，对于直流电源B2而第1臂中的B2U臂会被接通。相反，当通过开关元件S4、S5的接通而接通第2臂中的B1U臂时(图10(a))，与图6同样地，对于直流电源B2而第1臂中的B2L臂会被接通。

从图9(a)、(b)也可知，在第2臂的形成时接通了B1L臂和B2L臂双方的情况下，会经由接通状态的开关元件S1、S3、S5a在电力线PL与GL间形成短路路径。因此，如上所述，在接通B1L臂和B2L臂双方的情况下，需要通过开关元件S5(至少S5a)的断开来适用第1臂(图6)。

同样地，从图10(a)、(b)也可知，在第2臂的形成时接通了B1U臂和B2U臂双方的情况下，会经由接通状态的开关元件S4、S5b、S2在电力线PL与GL间形成短路路径。因此，如上所述，在接通B1L臂和B2L臂双方的情况下，需要通过开关元件S5(至少S5b)的断开来适用第1臂(图6)。

因此，能够使用第2臂的期间，被限定为在直流电源B1、B2之间向上臂的指令(接通/断开)和向下臂的指令(接通/断开)不同的期间。即，仅限于在对直流电源B1指示上臂接通而对直流电源B2指示下臂接通的期间、或对直流电源B1指示下臂接通而对直流电源B2指示上臂接通的期间，能够使用第2臂。

图12中示出了关于并联升压模式下的开关元件S1～S5的各开关元件的用于通断控制的门逻辑式。

参照图12，控制脉冲信号SD1相当于与直流电源B1对应的升压斩波电路中的控制脉冲信号SD(图4)。即，在控制脉冲信号SD1的H电平时，指示对直流电源B1的下臂接通。控制脉冲信号SD1的H电平期间越长，则来自直流电源B1的输出越增加。

控制脉冲信号/SD1是控制脉冲信号SD1的反转信号。即，在控制脉冲信号/SD1的H电平时，指示对直流电源B1的上臂接通。控制脉冲信号/SD1的H电平期间(即，控制脉冲信号SD1的L电平期间)越长，则来自直流电源B1的输出越减少。

同样地，控制脉冲信号SD2相当于与直流电源B2对应的升压斩波电路中的控制脉冲信号SD(图4)，控制脉冲信号/SD2是控制脉冲信号SD2的反转信号。控制脉冲信号SD2的H电平期间越长，则来自直流电源B2的输出越增加，另一方面，控制脉冲信号/SD1的H电平期间(即，控制脉冲信号SD1的L电平期间)越长，则来自直流电源B1的输出越减少。

在电力变换器10的并联升压模式下，开关元件S2对应于控制脉冲信号SD1来进行通断控制，并且开关元件S1响应于控制脉冲信号/SD1而被通断。进而，开关元件S4对应于控制脉冲信号SD2来进行通断控制，并且开关元件S3响应于控制脉冲信号/SD2而被通断。

基本上，开关元件S5能够按照控制脉冲信号SD1和SD2的异或(XOR)来进行通断控制。如此，在控制脉冲信号SD1和SD2的逻辑电平相等时(即，SD1＝SD2＝H、或SD1＝SD2＝L)的情况下，开关元件S5被断开。其结果是，在图6或图7所示的电路状态下，通过将节点N1与N2之间电切离，能够避免在电力线PL和GL间形成短路路径。

另一方面，如上所述，在图6以及图7的各个电路状态下，为了避免上述短路路径的形成，只要遮断单向的电流路径就够了。具体而言，在图6的电路状态下，仅遮断从节点N2朝向N1的方向的电流路径就能够避免短路路径的形成。同样地，在图7的电路状态下，仅遮断从节点N1朝向N2的方向的电流路径即可。

因此，在接通B1L臂(开关元件S2)和B2L臂(开关元件S4)双方的期间、即SD1＝SD2＝H电平的期间，需要开关元件S5b的断，而开关元件S5a能够接通。另一方面，在接通B1U臂(开关元件S1)和B2U臂(开关元件S3)双方的期间、即SD1＝SD2＝H电平的期间，需要开关元件S5a的断开，而开关元件S5b能够接通。

因此，开关元件S5a也可以按照控制脉冲信号SD1和SD2的逻辑或(OR)来进行通断。同样地，开关元件S5b也可以按照控制脉冲信号/SD1和/SD2的逻辑或(OR)来进行通断。

如此，与将开关元件S5a、S5b的各开关元件按照控制脉冲信号SD1和SD2的异或(XOR)来共同地进行通断的情况相比，能够使通断次数减少，因此能够抑制开关损失。

如此，按照图12所示的逻辑运算式，根据控制脉冲信号SD1、SD2来控制开关元件S1～S5a、S5b的通断，由此能够一边自动地选择使用第1臂的升压斩波电路和使用形成第2臂的升压斩波电路，一边执行并联升压模式下的DC/DC变换。特别是，通过由开关元件S5(S5a、S5b)实现的节点N1、N2间的电流路径的形成/遮断的控制，能够一边避免在电力线PL、GL间形成短路路径，一边切换第1臂和第2臂。

图13是用于说明电力变换器10的并联升压模式时的直流电源B1、B2的输出控制例的功能框图。此外，以下，关于以图13开始的各功能框图中的功能块，设为可通过由控制装置100进行的软件处理和/或硬件处理来实现其功能。

参照图13，在并联升压模式下，与专利文献2的并联连接模式同样地，能够控制(电压控制)直流电源B1和B2的一方的输出以补偿输出电压VH的电压偏差ΔV(ΔV＝VH*-VH)，并且能够控制(电流控制)直流电源B1和B2的另一方的输出以补偿电流I[1]或I[2]的电流偏差。例如，电流控制的指令值(Io*)能够设定成控制该电源的输出电力。

作为一例，并联升压模式下的转换器控制部250控制电力变换器10，使得：对直流电源B1的输出进行电压控制，而对直流电源B2的输出进行电流控制。在该情况下，若使用直流电源B2的电力指令值P[2]*以及电压V[2]而设定为Io*＝P[2]*/V[2]，则能够按照电力指令值P[2]*来控制直流电源B2的输入输出电压。

转换器控制部250包括减法运算部252、254、用于控制直流电源B1的输出的控制器210、用于控制直流电源B2的输出的控制器220、PWM控制部230、以及载波产生部240。

减法运算部252运算电压控制用的电压偏差ΔV(ΔV＝VH*-VH)。控制器210通过用于补偿电压偏差ΔV的反馈控制(例如PI控制)，运算直流电源B1的占空比DT1(以下，简称为占空比DT1)。此外，也能够进一步反映根据直流电源B1的电压V[1]以及电压指令值VH*的电压比而使用式(1)算出的理论升压比，来运算占空比DT1。

减法运算部254运算电流控制用的电流偏差ΔI(ΔI＝Io*-I[2])。控制器220通过用于补偿电流偏差ΔI的反馈控制(例如，PI控制)，运算直流电源B2的占空比DT2(以下，简称为占空比DT2)。此外，也能够进一步反映根据直流电源B2的电压V[2]以及电压指令值VH*的电压比而使用式(1)算出的理论升压比，来运算占空比DT2。

载波产生部240产生直流电源B1的控制所使用的载波CW1以及直流电源B2的控制所使用的CW2。PWM控制部230通过基于占空比DT1和载波CW1的比较而进行的PWM控制与基于载波CW2和占空比DT2的比较而进行的PWM控制的组合，生成控制信号SG1～SG5。载波CW1以及CW2具有与开关率相当的同一频率。

图14中示出了用于说明并联连接模式下的PWM控制部230的工作的波形图。

参照图14，针对直流电源B1，控制脉冲信号SD1、/SD1通过基于载波CW1和占空比DT1的电压比较进行的PWM控制来生成。在DT1>CW1的期间，控制脉冲信号SD1被设定为H电平，而在CW1>DT1的期间，控制脉冲信号SD1被设定为L电平。因此，随着占空比DT1的上升，控制脉冲信号SD1的H电平期间变长，控制脉冲信号/SD1的H电平期间变短。如上所述，在控制脉冲信号SD1的H电平期间，指示直流电源B1的下臂接通，因此随着占空比DT1的上升，直流电源B1的输出增加。

同样地，针对直流电源B2，也是通过基于占空比DT2与载波CW2的电压比较进行的PWM控制，生成控制脉冲信号SD2、/SD2。与控制脉冲信号SD1、/SD1同样地，在DT2>CW2的期间，控制脉冲信号SD2被设定为H电平，而在CW2>DT2的期间，控制脉冲信号SD2被设定为L电平。在控制脉冲信号SD2的H电平期间，指示直流电源B2的下臂接通，因此随着占空比DT2的上升，直流电源B2的输出增加。

对于控制信号SG1～SG5，按照图12所示的逻辑运算式，根据通过上述PWM控制而得到的控制脉冲信号SD1、/SD1、SD2、/SD2来生成。在此，若按照图12所示的逻辑式，则根据控制脉冲信号SD1的H/L电平和控制脉冲信号SD2的H/L电平的组合，开关元件S1～S5的开关模式被限定为图15所示的4种。

图15是表示并联升压模式下的开关元件S1～S5的通断模式(开关模式)的一览的图表。

参照图14，在时刻t0～t1间，SD1＝SD2＝H。此时，如图15所示，成为控制信号SG1＝SG3＝SG5b＝L，另一方面，成为SG2＝SG4＝SG5a＝H。因此，开关元件S5b被断开并形成第1臂。并且，开关元件S1、S3被断开，而开关元件S2、S4被接通。

此时，从图11可知，对直流电源B1和B2的各直流电源，指示下臂(B1L臂以及B2L臂)的接通。因此，在时刻t0～t1间，电抗器电流IL1和IL2双方上升。此外，从图1的电路结构可清楚，电抗器电流IL1相当于直流电源B1的电流I[1]，电抗器电流IL2相当于直流电源B2的电流I[2]。

再次参照图14，在时刻t1，控制脉冲信号SD2从H电平向L电平变化，因此在时刻t1～t2间，SD1＝H、且SD2＝L。此时，如图15所示，成为控制信号SG2＝SG3＝SG5a＝SG5b＝H，另一方面，成为SG1＝SG4＝L。因此，在开关元件S5a、S5b被接通并形成第2臂的状况下，开关元件S2、S3被接通，而开关元件S1、S4被断开。

此时，从图11可知，对直流电源B1指示下臂(B1L臂)的接通，而对直流电源B2指示上臂(B2U臂)的接通。因此，在时刻t1～t2间，电抗器电流IL1上升，而电抗器电流IL2下降。其结果是，在时刻t1，电抗器电流IL2从上升反转为下降，因此会具有极大点。

再次参照图14，在时刻t2，控制脉冲信号SD1从H电平向L电平变化，因此在时刻t2～t3间，SD1＝SD2＝L。此时，如图15所示，成为控制信号SG2＝SG4＝SG5a＝L，另一方面，成为SG1＝SG3＝SG5b＝H。因此，在开关元件S5a被断开并形成使用第1臂的升压斩波电路的状况下，开关元件S1、S3被接通，而开关元件S2、S4被断开。

此时，从图11可知，对直流电源B1和B2的各直流电源指示上臂(B1U臂以及B2U臂)的接通。因此，在时刻t2～t3间，电抗器电流IL1和IL2双方下降。其结果是，在时刻t2，电抗器电流IL1从上升反转为下降，因此会具有极大点。

再次参照图14，在时刻t3，控制脉冲信号SD1从L电平向H电平变化，因此在时刻t3～t4间，SD1＝H、且SD2＝L。因此，通过再现时刻t0～t1间的开关模式，开关元件S1～S5受到控制，使得：在使用第1臂的状况下，电抗器电流IL1上升，而电抗器电流IL2下降。其结果是，在时刻t3，电抗器电流IL1从下降反转为上升，因此会具有极小点。

如此，为了根据占空比DT1、DT2来控制直流电源B1、B2的输出，在与载波CW1、CW2的一个周期相当的各控制周期中，在电抗器电流IL1、IL2的各电抗器电流，会产生两个拐点(极大点以及极小点)。

此外，在图14的工作例中，由于DT1>DT2，因此不存在与时刻t0～t1间相反地成为SD1＝L且SD2＝H的期间，但在该期间内，如图15所示，成为控制信号SG1＝SG4＝SG5a＝SG5b＝H，另一方面，成为SG2＝SG3＝L。因此，在开关元件S5a、SG5b被接通并形成使用第2臂的升压斩波电路的状况下，开关元件S1、S4被接通，而开关元件S2、S3被断开。

此时，从图11可知，对直流电源B2指示下臂(B2L臂)的接通，而对直流电源B1指示上臂(B1U臂)的接通。因此，可知在该期间，开关元件S1～S5a、S5b受到控制：使得：电抗器电流IL2上升，而电抗器电流IL1下降。

关于图14中的时刻t4以后，通过与占空比DT1、DT2相应的PWM控制，能够按照图15所示的开关模式来同样地控制开关元件S1～S5。

如此，根据实施方式1的电力变换器10，在并联升压模式下，按照图12所示的逻辑式，对开关元件S1～S5a、S5b进行通断控制。由此，能够一边自动地切换形成使用第1臂的升压斩波电路的期间和形成使用第2臂的升压斩波电路的期间，一边以直流电源B1和B2相对于电力线PL、GL并联的方式执行DC/DC变换。

特别是，通过基于占空比DT1、DT2进行的来自直流电源B1以及B2的输出控制，能够控制电力变换器10，使得：对直流电源B1、B2的一方进行电压控制(VH→VH*)，并且对直流电源B1、B2的另一方进行电流控制(I[1]或I[2]→Io*)。由此，在并联升压模式下，对于相对于负载30的电力变换器10整体的输入输出电力PL(负载电力PL)，控制受电流控制的直流电源的输入输出电力，由此，对于受电压控制的直流电源的输入输出电力，也能够间接地控制。

此外，直流电源B1以及B2的输出控制并不限定于图13中的例示，对于占空比DT1、DT2的算出，只要具有将输出电压VH控制为电压指令值VH*的功能，能够以任意的方式来执行。

作为配置(arrange)的一例，也可以是，基于为了将输出电压VH控制为电压指令值VH*而相对于电力变换器10输入输出的必要电力Pr的算出，对直流电源B1、B2的输出进行电力控制(电流控制)。具体而言，按照将该必要电力Pr在直流电源B1、B2之间分配的电力指令值P1*、P2*，能够控制直流电源B1以及B2的输出电力(Pr＝P1*+P2*)。在并联升压模式下，能够自由地进行电力指令值P1*、P2*间的分配。在该情况下，通过根据电力指令值P1*、P2*求出的以电流指令值I1*(I1*＝P1*/V[1])以及I2*(I2*＝P2*/V[2])为基准值的电流I[1]、I[2]的反馈控制，能够算出占空比DT1、DT2。

(并联升压模式下的电力变换器的电力损失)

接着，对实施方式1的电力变换器10的并联升压模式下的电力损失减低效果进行详细说明。

电力变换器10在因开关元件S5的断开而实现的第1臂的适用时，如图5所示，通过将两个升压斩波电路并联连接的电路结构(专利文献1)，执行DC/DC变换。

另一方面，在专利文献2所示的电力变换器的并联连接模式下，担心会因两个直流电源的DC/DC变换的电流在一部分开关元件中重叠地流通而导致损失增加。即，在专利文献2的电力变换器的并联连接模式下，开关元件中的电力损失有可能会比专利文献1的电路结构以及电力变换器10的第1臂的适用时高。

与此相对，在实施方式1的电力变换器10中，如以下说明的这样，通过设置上述的形成第2臂的期间，能够减低开关元件的导通损失。

再次参照图15，在电力变换器10中形成使用第2臂的升压斩波电路的期间，仅存在开关元件S2、S3、S5(S5a、S5b)被接通(S1、S4断开)的第1模式和开关元件S1、S4、S5(S5a、S5b)被接通(S2、S3断开)的第2模式这两个模式。在第1模式下，B1L臂以及B2U臂被接通，而在第2模式下，B1U臂以及B2L臂被接通。

从图8可知，在第1模式(S2、S3、S5a、S5b接通)下，开关元件S2以及S3成为作为直流电源B1的下臂而在节点N2与电力线GL之间电并联连接的结构。同时，开关元件S2以及S3作为直流电源B2的上臂而在节点N2与电力线GL之间电并联连接。

另外，在第2模式(S1、S4、S5a、S5b接通)下，开关元件S1以及S4成为作为直流电源B2的下臂而在节点N2与电力线PL之间电并联连接的结构。同时，开关元件S1以及S4作为直流电源B1的上臂而在节点N1与电力线PL之间电并联连接。

在第2臂的形成时，通过因作为直流电源B1、B2的上臂或下臂而并联连接多个开关元件而引起的分流效果和电抗器电流IL1、IL2的相互抵消效果，可抑制开关元件中的电力损失。对于电流相互抵消效果，会因电抗器电流IL1、IL2的方向(正/负)而举动不同。

图16中示出了对电力变换器10中的电抗器电流IL1以及IL2的方向的组合进行说明的概念图。

参照图16，根据电抗器电流IL1和IL2的正/负的组合，电力变换器10的工作区域被分成：直流电源B1和B2双方进行功率输出工作的区域(IL1>0、IL2>0)；直流电源B1进行再生工作而直流电源B2进行功率输出工作的区域(IL1<0、IL2>0)；直流电源B1、B2双方进行再生工作的区域(IL1<0、IL2<0)；以及直流电源B1进行功率输出工作而直流电源B2进行再生工作的区域(IL1>0、IL2<0)。

接着，使用图17对第2臂形成时的电流举动进行说明。图17(a)中示出了第1模式(B1L臂以及B2U臂接通)下的电流举动。另一方面，图17(b)中示出了第2模式(B1U臂以及B2L臂接通)下的电流举动。

图17(a)中示出了直流电源B1、B2双方进行功率输出工作的IL1>0、IL2>0时的电流举动。在第1模式下，接通状态的开关元件S2、S3、S5(S5a、S5b)在节点N1、N2以及电力线GL之间连接成环状。在该状态下，开关元件S2、S4、S5的各开关元件在双向上成为并联连接了二极管的状态，因此电抗器电流IL1、IL2的路径根据节点N1、N2的电位关系而变化。即，电抗器电流IL2除了电流路径118之外还可通过分流形成经由开关元件S2以及开关元件S5a的电流路径118d。同样地，电抗器电流IL1除了电流路径115之外，还可通过分流形成经由开关元件S2的电流路径115d。

在此，导通而流通电流的状态的各二极管会产生大致相同大小的顺方向电压。因此，不会产生在呈环状连接的开关元件S2、S3、S5的全部开关元件中都流通电流的状态(导通状态)。这是因为：如果大致同等的3个电压形成环状的闭路，无论各个电压为何方向，基尔霍夫电压法则都不成立。因此，开关元件S2、S3、S5的某一方会自然地成为非导通而成为不通过电流的状态。

如图17(a)所示，在IL1>0、IL2>0的情况下，向节点N1流入IL1，而从节点N2流入IL2。相对于该电流方向，在IL2>IL1时，开关元件S2成为非导通状态(电流＝0)，开关元件S3、S5成为导通状态。

首先，若使S2、S3为导通状态(S5为非导通状态)，则会成为与基尔霍夫的电压法则发生矛盾的电路状态，因此不会产生这样的电路状态。具体而言，在S2、S3为导通状态(S5为非导通状态)时，IL1会利用电流路径115d全量通过S2，IL2会利用电流路径118全量通过S3。然而，对于该电流方向，在开关元件S5，会被施加由开关元件S2、S3产生的顺电压降之和，因此无法使开关元件S5成为非导通状态。

同样地，即使S2、S5为导通状态(S3为非导通状态)，也会成为与基尔霍夫的电压法则发生矛盾的电路状态，因此不会产生这样的电路状态。具体而言，在S2、S5为导通状态(S3为非导通状态)时，IL2会利用电流路径118d全量通过S2，IL1会分流到电流路径115、115d。其结果是，在S5中会通过IL2，并且在S2中会通过差分电流(IL1-IL2)。然而，在IL2>IL1时，由于S2的顺电压降与S5的顺电压降之和会被施加于开关元件S3，因此无法使开关元件S3成为非导通状态。

与此相对，若使S3、S5为导通状态(S2为非导通状态)，则IL1会利用电流路径115全量通过S5，IL2会分流到电流路径118、118d。其结果是，在S5中会通过IL1，并且在S3中会通过差分电流(IL1-IL2)。在IL2>IL1时，由于S5的顺电压降与S3的顺电压降之差会被施加于开关元件S2，因此开关元件S2会成为非导通状态。

因此，在图17(a)中，在IL2>IL1时，开关元件S2的电流为0，而在开关元件S3中通过差分电流(IL2-IL1)，在开关元件S5a中通过IL1。

另一方面，在图17(a)中，在IL1>IL2时，差分电流(IL1-IL2)的方向变为相反，因此开关元件S3成为非导通状态(电流＝0)，开关元件S2、S5成为导通状态。即，开关元件S3的电流为0，而在开关元件S2中通过差分电流(IL2-IL1)，在开关元件S5a中通过IL2。

图17(b)中示出了在第2模式(B1U臂以及B2L臂接通)下直流电源B1、B2双方进行功率输出工作的IL1>0、IL2>0时的电流举动。

在第2模式下，接通状态的开关元件S1、S4、S5(S5a、S5b)在节点N1、N2以及电力线PL之间连接成环状。在该状态下，开关元件S1、S4、S5的各开关元件在双向上成为并联连接了二极管的状态。因此，电抗器电流IL1、IL2的路径根据节点N1、N2的电位关系而变化。即，电抗器电流IL2除了电流路径116之外，还可通过分流形成经由开关元件S1以及S5a的电流路径116d。同样地，电抗器电流IL1除了电流路径117之外，还可通过分流形成经由开关元件S1(二极管D1)的电流路径117d。

在图17(b)中，在IL2>IL1的情况下，通过与用图17(a)的说明同样的考察，开关元件S1成为非导通状态(电流＝0)，开关元件S4、S5成为导通状态。即，开关元件S1的电流为0，而在开关元件S4中通过差分电流(IL2-IL1)，在开关元件S5a中通过IL1。

同样地，在图17(b)中，在IL1>IL2时，差分电流(IL1-IL2)的方向变为相反，因此开关元件S4成为非导通状态(电流＝0)，开关元件S1、S5成为导通状态。即，开关元件S4的电流为0，而在开关元件S3中通过差分电流(IL1-IL2)，在开关元件S5a中通过IL2。

如此，在电力变换器10的并联升压模式下的第2臂形成时，在直流电源B1和B2双方进行功率输出工作的情况下，3个开关元件被接通，并且各自的电流成为0、IL1或IL2、以及差分电流ΔI(IL1-IL2)。在IL1、IL2为同符号时，|IL1-IL2|<IL1、且|IL1-IL2|<IL2。因此，在第2臂形成时，与IL1和IL各通过一个开关元件的第1臂形成时相比，能够减低开关元件S1～S5(S5a、S5b)中的电力损失(导通损失以及开关损失)。

另外，在直流电源B1和B2双方进行再生工作的情况下，IL1以及IL2的电流方向分别成为反向，因此第1模式以及第2模式下的电流路径成为使图17(a)、(b)的电流方向反转的电流路径。在该情况下，由于|IL1-IL2|<|IL1|、且|IL1-IL2|<|IL2|，因此第2臂形成时的开关元件S1～S5(S5a、S5b)中的电力损失也与直流电源B1和B2双方进行功率输出工作的情况同样。

因此，在电力变换器10中，直流电源B1、B2双方一齐进行功率输出工作或再生工作的情况下，在第2臂形成时，利用开关元件的电流成为差分电流|IL1-IL2|的效果，能够减低开关元件S1～S5(S5a、S5b)中的电力损失。

另外，在图17(a)的电路状态(第1模式)下，直流电源B1进行功率输出工作(IL1>0)而直流电源B2进行再生工作(IL2<0)的情况下，电流从节点N1和N2这两方流入接通状态的开关元件S2、S3、S5。此时，开关元件S5成为非导通状态，成为IL1全部通过开关元件S2并且IL2通过开关元件S3的状态。因为：在由开关元件S2、S3、S5形成的环路径上，对于开关元件S2或S3成为非导通状态的电路状态，若考虑顺电压降的方向则会与基尔霍夫电压法则发生矛盾。

同样地，在图17(b)的电路状态(第2模式)下，与上述同样地IL1>0且IL2<0的情况下，电流从节点N1和N2这两方流入接通状态的开关元件S1、S4、S5。此时，也是开关元件S5成为非导通状态，成为IL1全部通过开关元件S1并且IL2通过开关元件S4的状态。因为：在由开关元件S1、S4、S5形成的环路径上，对于开关元件S1或S4成为非导通状态的电路状态，若考虑顺电压降的方向则会与基尔霍夫电压法则发生矛盾。

在这些情况下，可知：不会产生使差分电流产生的电流抵消效果，因此开关元件S1～S5(S5a、S5b)中的电力损失会与断开了开关元件S5的第1臂形成时、即专利文献1的电路结构同等。

另外，在直流电源B1进行再生工作(IL1<0)而直流电源B2进行功率输出工作(IL2>0)的情况下，第1模式以及第2模式下的电流路径成为使上述的IL1>0、IL2<0的情况下的电流方向反转的电流路径。该情况下，开关元件S1～S5(S5a、S5b)中的电力损失也成为与第1臂的形成时、即专利文献1的电路结构同等。

当对以上说明的电力变换器10的并联升压模式下的开关元件的电力损失进行整理时，在第1臂形成时以及第2臂形成时中的直流电源B1和B2各一方进行功率输出工作和再生工作的情况(IL1>0、IL2<0或IL1<0、IL2>0)下，开关元件的电力损失与两个升压斩波电路进行并联工作的专利文献1同等。

另一方面，在第2臂形成时中的直流电源B1和B2的功率输出/再生工作相同的情况(IL1>0、IL2>0或IL1<0、IL2<0)下，通过使差分电流产生的电流抵消效果，开关元件S1～S5a、S5b中的电力损失比第1臂形成时以及专利文献1低。

因此，贯穿形成第2臂的全部期间，在直流电源B1和B2的功率输出/再生工作不同的情况下，开关元件的导通损失也会成为与使用了第1臂的升压斩波电路中的导通损失(即，专利文献1的电力变换器的导通损失)同等。并且，哪怕只有一点，如果存在直流电源B1和B2双方一齐进行功率输出工作或再生工作的期间，则开关元件的导通损失会比第1臂形成时减低。

即，通过设置第2臂的形成期间(开关元件S5的接通期间)，能够使开关元件S1～S5a、S5b的电力损失(导通损失以及开关损失)比使用了第1臂的升压斩波电路中的电力损失小。

(电流相位控制)

在实施方式1的电源系统中，通过由直流电源B1以及B2的输出控制所使用的载波的相位差调整进行的电抗器电流IL1、IL2的相位控制(以下，也称为“电流相位控制”)，实现电力变换器10的进一步的损失减低。

图18是用于说明对实施方式1的电力变换器10适用电流相位的波形图。

参照图18，在电流相位控制的适用时，载波产生部240(图13)在直流电源B1的PWM控制所使用的载波CW1与直流电源B2的PWM控制所使用的载波CW2之间设置相位差

相对于此，在图14所例示的工作波形中，载波CW1和CW2为同一频率且同一相位。换言之，在图14中，

即使在设置了相位差

的状况下，控制脉冲信号SD1、/SD1也通过基于载波CW1与占空比DT1的电压比较进行的PWM控制来生成。同样地，控制脉冲信号SD2、/SD2通过基于载波CW2与占空比DT2的电压比较进行的PWM控制来生成。

在图18中，占空比DT1、DT2为与图14相同的值。因此，图18的控制脉冲信号SD1相比于图14的控制脉冲信号SD1，虽然相位不同但H电平期间的长度相同。同样地，关于图18的控制脉冲信号SD2，相比于图14的控制脉冲信号SD2，虽然相位不同但H电平期间的长度相同。

通过在载波CW1与CW2之间设置相位差，图18的控制信号SG1～SG5a、SG5b成为与图14的控制信号SG1～SG5a、SG5b不同的波形。根据图14和图18的比较，可知：通过使载波CW1与CW2之间的相位差

变化，电抗器电流IL1与IL2的相位关系(电流相位)也发生变化。

另一方面，可知：相对于相同的占空比DT1、DT2，电流IL1和IL2的平均值在图14和图18之间是同等的。即，直流电源B1、B2的输出是通过占空比DT1以及DT2控制的，即使使载波CW1、CW2间的相位差

变化也不会产生影响。

因此，在电流相位控制中，通过对载波CW1、CW2间的相位差

进行适当调整的载波相位控制，实现电力变换器10的并联连接模式下的开关元件的导通损失的减低。

具体而言，以使电抗器电流IL1和IL2的拐点成为同一定时的方式调整相位差

在图18的例子中，能够以使控制脉冲信号SD1从H电平向L电平转变的定时与控制脉冲信号SD2从L电平向H电平转变的定时相同的方式(时刻ta)，设为相位差

由此，在时刻ta，电抗器电流IL1从上升反转为下降，因此具有极大点。相反，电抗器电流IL2从下降反转为上升，因此具有极小点。

通过设为这样的电流相位，从图14和图18的比较可知，能够减少各控制周期(与载波CW1、CW2的一个周期相当)的开关元件S5a以及S5b的通断次数(合计值)。进而，能够将控制脉冲信号SD1和SD2的逻辑电平不同的期间、即第2臂的使用期间确保为长。以下，将带来这样的相位关系的相位差

也称为最佳相位差

如上所述，在电力变换器10的并联升压模式下，在第2臂的适用时，相比于第1臂的适用时，可减低开关元件中的电力损失(导通损失以及开关损失)。另一方面，从图12所示的门逻辑式可知，能够使用第2臂的期间，被限于控制脉冲信号SD1和SD2的逻辑电平不同的期间。因此，在控制脉冲信号SD1以及SD2的H电平期间的长度分别通过占空比DT1以及DT2来规定的状况下，如果以使两控制脉冲信号间的逻辑电平不同的期间变得更长的方式调整脉冲相位，则能够延长电力变换器10的并联升压模式下的第2臂的使用期间。由此，可进一步减低电力变换器10的并联升压模式的导通损失。

此外，与图18的例子相反，即使在以使控制脉冲信号SD1从L电平向H电平转变的定时(时刻tb)与控制脉冲信号SD2从H电平向L电平转变的定时(时刻tc)变得相同的方式设定了相位差

的情况下，与图18同样地，也能够减少开关元件S5a以及S5b的通断次数(合计值)，并且将第2臂的适用期间确保为长。即，也可以将此时的相位差

设为最佳相位差

如上所述，为了使第2臂的使用期间成为最大，以使控制脉冲信号SD1和SD2的逻辑电平的转变定时一致的方式设定为相位差

时，电抗器电流IL1和IL2的拐点会成为同一定时。

从图14以及图18可知，控制脉冲信号SD1、SD2的波形，通过占空比DT1、DT2来决定。因此，可知：关于能够实现图18这样的控制脉冲信号SD1、SD2间的关系以及IL1、IL2的电流相位的最佳相位差

也会根据占空比DT1、DT2而改变。

因此，能够预先求出占空比DT1、DT2与最佳相位差

的关系，并且将该对应关系预先作为映射(以下，也称为“相位差映射”)或者函数式(以下，也称为“相位差算出式”)存储于控制装置100。

因此，在选择了电力变换器10的并联升压模式时，载波产生部240(图13)基于由控制器210以及220(图13)算出的占空比DT1、DT2，参照上述相位差映射或者相位差算出式，能够设定最佳相位差

进而，载波产生部240以使得具有所设定的最佳相位差

的方式产生相同频率的载波CW1、CW2。

在PWM控制部230(图13)中，如图31所示，在控制脉冲信号SD1和SD2之间逻辑电平(H/L电平)不同的期间成为最大这样的相位关系下，生成控制脉冲信号SD1、SD2。进而，按照图12所示的逻辑运算式，生成控制信号SG1～SG4、SG5a、SG5b。

其结果是，在电力变换器10中，根据电流相位控制的适用，通过因开关元件S5a、S5b实现的开关损失减低以及因第2臂的适用期间扩大实现的开关元件的损失减低，能够使DC/DC变换进一步效率化。

(本实施方式的开关控制)

如在此之前所说明的那样，在电力变换器10中，进行与占空比DT1、DT2相应的PWM控制。由此，通过在各控制周期(载波CW1、CW2的一个周期)中，对电抗器电流IL1、IL2设置拐点(极大点以及极小点)，可控制来自直流电源B1、B2的输出。进而，通过电流相位控制，在特定开关元件中会流通差分电流，由此能够减低开关元件S1～S5a、S5b中的电力损失的合计值。

然而，特定开关元件中的电力损失的降低，虽然有助于电力变换器整体的效率提高，但对于元件间的发热量的不均的减低而言效果却小。即，若开关元件间的电力损失之差变大，则会担心一部分开关元件中的发热量相对变大。其结果是，需要使该开关元件中的并联芯片个数比其他开关元件中的并联芯片个数多，因此量产时的制造成本的减低效果可能会变小。

因此，在本实施方式1的电源系统中，执行用于缩小开关元件间的电力损失之差的、DC/DC变换下的开关控制。

图19是用于说明作为比较例示出的电流相位控制适用时的各开关元件的电力损失的波形图。图19中示出了直流电源B1和B2双方进行功率输出工作的情况(IL1>0、IL2>0)的波形图。另外，在图19中，示出了|IL2|>|IL1|时的电流波形。以下，将绝对值小的电抗器电流也称为“小电流”，将绝对值大的电抗器电流也称为“大电流”。

参照图19，在时刻tb之前的期间，SD1＝L、SD2＝H，因此适用第2臂。进而，因B1U臂接通而电抗器电流IL1下降，另一方面，因B2L臂接通而电抗器电流IL2上升。

此时，如图17(b)所示，开关元件S1、S4、S5a、S5b被接通。由于IL2>IL1，因此开关元件S1的电流为0，在开关元件S4中流通差分电流ΔI(IL2-IL1)。进而，在开关元件S5a中流通电流IL1，而开关元件S5b的电流为0。

因此，电力损失(导通损失)仅在开关元件S4以及S5a产生。在开关元件S4，产生与ΔI＝(IL2-IL1)相应的导通损失，而在开关元件S5a产生与IL1相应的导通损失。因此，可知在开关元件S4、S5a总共只产生与IL2相应的导通损失。另一方面，在专利文献1的电路结构中，由于IL1、IL2会通过另外的开关元件，因此会产生与(IL1+IL2)相应的导通损失。

与图18同样，在时刻tb，随着占空比DT1的控制脉冲信号SD1从L电平变为H电平。与此相应地，电抗器电流IL1具有极小点。

在时刻tb，B1U臂被断开，并且B1L臂被接通。因此，开关元件S2被打开(turn on)，并且开关元件S1、S5b被关闭(turn off)。其结果是，开关元件S2、S4、S5a成为接通状态。

在开关元件S2，产生因电流IL1的硬开关(hard switching)引起的开关损失(打开)。包括图19中，以后，将因硬开关引起的打开或关闭由“粗箭头(中间空白)”来记载。另一方面，对于开关元件S1、S5b，因为接通状态下的电流＝0，所以不会产生因关闭引起的开关损失。包括图19中，以后，将未产生开关损失的打开以及关闭用“虚线箭头”来记载。另外，因为电抗器电流IL2在维持为接通状态的开关元件S4中流通，所以不产生因IL2引起的开关损失。

在时刻tb～tc间，由于SD1＝SD2＝H，因此适用第1臂，电抗器电流IL1、IL2都上升(B1L臂以及B2L臂接通)。因此，如图6所示，在开关元件S2中流通电抗器电流IL1，并且在开关元件S4中流通电抗器电流IL2。因此，对于电力变换器10整体，产生与专利文献1的电路结构同等的导通损失。另一方面，开关元件S5a的电流为0。

在时刻tc，当控制脉冲信号SD2从H电平变为L电平时，电抗器电流IL2具有极大点。在时刻tc，B2L臂被断开，并且B2U臂被接通。因此，开关元件S4被关闭，并且开关元件S3、S5b被打开。其结果是，如图17(a)所示，开关元件S2、S3、S5a、S5b成为接通状态。

在时刻tc，在开关元件S4中，产生因电流IL2的硬开关引起的电力损失(关闭)。另一方面，由于IL2>IL1，因此电抗器电流IL1会在维持接通状态的开关元件S5a中流通，在已打开的开关元件S5b中不流通电流。其结果是，在开关元件S5b中不产生开关损失。

进而，如图17(a)所示，由于IL2>IL1，因此可知差分电流ΔI不在开关元件S3而在二极管D3中流通。因此，不会产生开关元件S3的打开中的开关损失。

在时刻tc～td间，适用第2臂，电抗器电流IL1上升，而电抗器电流IL2下降(B1L臂以及B2U臂接通)。因此，如图17(a)所示，在开关元件S5a中流通电抗器电流IL1，并且在二极管D3中流通差分电流ΔI(ΔI＝IL2-IL1)。因此，对于电力变换器10整体，只产生与IL1和ΔI之和即IL2相应的导通损失。此外，包括图19中，以后，关于在二极管中流通的电流，附加下标“D”来记载。

在时刻td，通过电流相位控制，控制脉冲信号SD1从H电平变为L电平，并且控制脉冲信号SD2从L电平变为H电平。由此，在同一定时，电抗器电流IL1具有极大点，并且电抗器电流IL2具有极小点。

在时刻td以后，与时刻tb以前同样地，适用第2臂，并且B1U臂以及B2L臂被接通。其结果是，如图17(b)所示，开关元件S1、S4、S5a、S5b成为接通状态。

在时刻td，开关元件S1、S4被打开，并且开关元件S2、S3被关闭。此时，在开关元件S4中，产生与差分电流ΔI相应的开关损失(打开)。该开关损失比因IL1或IL2的硬开关引起的损失小。另外，由于IL2>IL1，因此在开关元件S1中不流通电流，因此不产生开关元件S1的开关损失。同样地，在时刻tc～td，由于开关元件S2的电流为0，因此在开关元件S2的打开，不产生开关损失。另外，由于二极管D3因自消弧而断开，因此在开关元件S3不产生关闭损失。

从图19可知，在电力变换器10中，在通过电流相位控制而使电抗器电流IL1、IL2的拐点(极大点以及极小点)成为同一定时的时刻td，不对IL1、IL2进行硬开关，而仅执行与差分电流ΔI相应的开关。其结果是，通过电流相位控制的效果，能够减低开关元件的开关损失(通断损失)的总值。进而，如上所述，在第2臂的适用期间(除时刻tb～tc之外的期间)，通过产生差分电流ΔI，能够减低导通损失。

在图19所例示的电路状态(IL1>0，IL2>0)下，开关损失仅在开关元件S2、S4产生。特别是，在开关元件S4，在大电流的IL2的极大点(时刻tc)进行硬开关，因此开关损失(P(tc))会变大。进而，开关元件S4在时刻td也产生与差分电流ΔI相应的开关损失P(td)。另一方面，在开关元件S2，仅产生因小电流的IL1的极小点(时刻tb)处的硬开关引起的开关损失P(tb)。因此，若图19的电路工作长时间持续，则担心会因开关元件S2、S4间的开关损失差而导致两者的发热量之差变大。

图20是用于说明本实施方式的开关控制的适用时的各开关元件的电力损失的波形图。图20中示出了对与图19相同的电路状态适用了实施方式1的开关控制的情况下的波形图。即，在图20中，也是IL1>0、IL2>0、且|IL1|>|IL2|。

将图20与图19进行比较，在本实施方式的开关控制中，对于小电流的IL1，在时刻tx以及tc，追加了拐点。因此，对于控制脉冲信号SD1，在图19中维持为H电平的时刻tb～td间，在时刻tx～tc设置了L电平期间(反转期间)。此外，反转期间长Tx是可调整的可变值。此外，该反转期间是为了相对于因占空比控制产生的拐点追加用于调整开关损失的拐点而设置的。因此，对于反转期间长Tx，如果具有能够对开关元件安定地进行通断的间隔，则为了尽可能减轻对输出控制的影响而优选设为短的期间。例如，关于反转期间长Tx(时刻tc～tx)，优选设定为比时刻tb～tx短。

参照图20，时刻tb以前以及时刻tb的电路状态，与图19同样，因此不重复详细说明。即，在时刻tb，在开关元件S2产生因小电流(电抗器电流IL1)的极小点处的硬开关引起的损失(打开)。

在时刻tx，当控制脉冲信号SD1从H电平变为L电平时，电抗器电流IL1具有极大点。从时刻tx起的电路状态与时刻tb以前同样。因此，在时刻tx～tc，开关元件S1、S4、S5a、S5b成为接通状态，并且开关元件S2、S3成为断开状态。因此，在时刻tx，开关元件S2被关闭，并且开关元件S1、S5b被打开。

由此，在开关元件S2，产生因小电流的IL1的硬开关引起的损失(关闭)。另一方面，在时刻tx～tc，开关元件S1、S5b的电流为0。因此，在开关元件S1、S5b不产生开关损失。另外，电抗器电流IL1以及差分电流ΔI分别在维持为接通状态的开关元件S5a以及S4中流通，因此不会产生因这些电流引起的开关损失。

在时刻tc，与控制脉冲信号SD2从H电平变为L电平这一情况同步地，控制脉冲信号SD1恢复为H电平。由此，电抗器电流IL1具有极小点，并且电抗器电流IL2具有极大点。

时刻tc以后的电路状态与图19同样，因此在时刻tc，开关元件S2、S3打开，并且开关元件S1、S4关闭。在开关元件S4，产生因差分电流ΔI的开关引起的损失(关闭)。另一方面，由于IL2>IL1，因此电抗器电流IL1会在维持接通状态的开关元件S5a持续流通，在开关元件S5b不产生开关损失。另外，因为差分电流ΔI在二极管D3中流通，所以在开关元件S3不会产生因打开引起的开关损失。进而，关于开关元件S1以及S2，也是关闭前以及打开后的电流分别为0，所以不产生开关损失。

在时刻td，与图19同样，在开关元件S4中产生因差分电流ΔI的开关引起的损失(打开)。

如此，对于与“第1电流”对应的大电流的IL2，在一个控制周期内，在时刻tc以及td，产生了因根据占空比DT2的PWM控制引起的拐点(极大点以及极小点)。对于IL2，时刻td的极小点对应于“第1拐点”，时刻tc的极大点相当于“第2拐点”。

对于与“第2电流”对应的小电流的IL1，在一个控制周期内，在时刻tb以及td，产生了因根据占空比DT1的PWM控制引起的拐点(极小点以及极大点)。对于IL1，在与IL2的极小点同一定时的时刻td的极大点对应于“第1拐点”，时刻tb的极小点相当于“第2拐点”。进而，对于IL1，在同一控制周期内，在时刻tc以及tx，追加设置了与反转期间对应的两个拐点(极小点以及极大点)。反转期间被设置成使所追加的IL1(小电流)的拐点成为与大电流(IL2)的第2拐点同一定时。即，在图20中，与IL2的极大点同一定时的时刻tc的极小点对应于“第3拐点”，时刻tx的极大点对应于“第4拐点”。

如图20所示，在直流电源B1、B2双方进行功率输出工作的情况下，在时刻tc以及td的各时刻，IL1的拐点和IL2的拐点，各一方为极大点和极小点。其结果是，在大电流(IL2)的拐点，不会进行IL2的硬开关。

图21中示出了用于对本实施方式的除了电流相位控制之外有拐点追加的开关控制(图20)与作为比较例示出了的仅通过电流相位控制而无拐点追加的开关控制(图19)的开关损失进行比较的概念图。

参照图21(a)，在图19所示的无拐点追加的开关控制(即，本实施方式的开关控制的非适用时)中，开关元件S2的开关损失Pl2仅由时刻tb的损失P(tb)构成。P(tb)为因小电流的IL1的极小点处的硬开关引起的电力损失。

开关元件S4中的开关损失Pl4成为时刻tc的损失P(tc)与时刻td的损失P(td)之和。P(tc)为因大电流的IL2的极大点处的硬开关引起的电力损失。P(td)为因极小点的IL2与极大点的IL1的差分电流ΔI的开关引起的电力损失。因此，P(tc)比P(tb)以及P(td)大。其结果是，在图19的开关控制中，开关元件S2和S4间的开关损失差ΔP也会受ΔP(tc)影响较大。

参照图21(b)，在图20所示的有拐点追加的开关控制中，开关元件S2的开关损失Pl2成为时刻tb的损失P(tb)和时刻tx的损失P(tx)之和。P(tb)为因时刻tb的IL1的极小点处的硬开关引起的电力损失，因此在图19和图20之间P(tb)同等。P(tx)为因时刻tx的小电流的IL1的极小点处的硬开关引起的电力损失。

图20中的开关元件S4中的开关损失Pl4成为时刻tc的损失P(tc)与时刻td的损失P(td)之和。P(tc)为因时刻tc的IL2(极大点)和IL1的差分电流的开关引起的电力损失。因此，图20中的P(tc)比图19中的P(tc)小。另外，P(td)为因极小点的IL2与极大点的IL1的差分电流ΔI的开关引起的电力损失，因此在图19和图20之间P(td)同等。

如此，在图20的开关控制中，Pl4因P(tc)的减少而下降，而Pl2因P(tx)的产生而增加。因此，通过追加拐点的开关控制(图20)的适用，能够缩小开关元件S2和S4间的开关损失之差(ΔP)。由此，能够减轻开关元件S2和S4之间的发热量的不均。

另外，相对于Pl2为IL1的2次硬开关的量的电力损失，PL4为因差分电流ΔI的2次开关的量引起的电力损失。因此，在图21(b)中，相比于图21(a)，ΔP减低。进而，根据IL1、IL2的值，成为Pl2>Pl4，关于开关元件间的电力损失的大小，也存在反转的可能性。

如此，通过在小电流侧(IL1)追加与大电流侧(IL2)同步的拐点的开关控制，能够减低开关元件S2、S4间的开关损失的不均。

此外，如图20所示，为了拐点追加而对控制脉冲信号SD1设置强制性的反转期间(期间长Tx)的结果是，SD1的H电平期间长比用于直流电源B1的输出控制的本来的期间长短。由此，担心电抗器电流IL1的平均值会比本来的控制值低。但是，通过由图13所示的反馈控制实现的补偿功能，根据因反转期间的影响而引起的电压或电流下降量，占空比DT1会被设定为比未设置反转期间的情况高。由此，如图20中虚线所示，通过将控制脉冲信号SD1的H电平期间确保为与反转期间的非设置时同等，能够正常地继续根据电压指令值VH*的控制。

在图22中，与图20相反，为了比较而示出执行了在大电流侧(IL2)追加与小电流侧(IL1)同步的拐点的开关控制时的波形图。

将图22与图19进行比较，在图22的例子中，对于大电流的IL2，在时刻tb以及tx，追加拐点。因此，对于控制脉冲信号SD2，在图19中维持为H电平的时刻tc以前的期间，在时刻tx～tb设置强制性的反转期间(反转期间长Tx)。

参照图22，时刻tb以前的电路状态与图19同样。从该状态起，在时刻tb，除了控制脉冲信号SD1从L电平变为H电平之外，控制脉冲信号SD2也从H电平变为L电平。由此，在电抗器电流IL1产生极小点，并且在电抗器电流IL2产生极大点。

进而，在时刻tx，在控制脉冲信号SD1维持为H电平的状态下，控制脉冲信号SD2从L电平变为H电平。由此，在电抗器电流IL1产生极小点。其结果是，对于大电流的IL2，追加了时刻tb、tx的拐点。

在时刻tb～tx，因为SD1＝H电平、且SD2＝L电平，所以与图19的时刻tc～td间同样，电抗器电流IL1上升，而电抗器电流IL2下降(B1L臂以及B2U臂接通)。因此，如图17(a)所示，在开关元件S5a中流通电抗器电流IL1，并且在二极管D3中流通差分电流ΔI(ΔI＝IL2-IL1)。

因此，在时刻tb，开关元件S2、S3被打开，并且开关元件S1、S4被关闭。此时，在开关元件4中产生因差分电流ΔI的开关引起的损失(关闭)。另一方面，对于接通状态下的电流为0的开关元件S1的关闭、在二极管D3中流通电流的开关元件S3的打开、以及打开后的电流为0的开关元件S2的打开，不产生电力损失。

在时刻tx～tc，与图19的时刻tb～tc间同样地，因为SD1＝SD2＝H电平，所以电抗器电流IL1和IL2这两方上升(B1L臂以及B2L臂接通)。因此，如图6所示，开关元件S2、S4被接通，IL1以及IL2分别在开关元件S2以及S4中流通。

因此，在时刻tx，开关元件S4被打开，而开关元件S3以及S5b被关闭。此时，在开关元件S4，产生因电抗器电流IL2的硬开关引起的电力损失(打开)。另一方面，对于在二极管D3中流通电流的开关元件S3的关闭、接通状态下的电流为0的开关元件S5b的关闭，不产生电力损失。

时刻tx以后的电路工作与图19同样，因此不重复详细说明。即，在时刻tc，在开关元件S4产生因IL2的硬开关引起的损失(关闭)。进而，在时刻td，在开关元件S4产生因差分电流ΔI的开关引起的损失(打开)。

此外，在图22的例子中，在设置了反转期间时，也将通过反馈控制而变形的控制脉冲信号SD2以及电抗器电流IL2的波形用虚线来记载。

在图22的开关控制中，在开关元件S2中，不会产生因差分电流ΔI的开关引起的损失P(tb)，因此电力损失比图19减少。另一方面，在开关元件S4中，除了图19中的损失P(tc)以及P(td)之外，还产生因差分电流ΔI的开关引起的损失P(tb)以及因IL2的硬开关引起的损失P(tc)。

在图22中，开关元件S4中的损失增加量比开关元件S2中的损失减少量小，因此电力变换器10整体的开关损失比图19增加。进而，因为仅在开关元件S4产生电力损失，所以与图19相比，关于元件间的电力损失的不均，也会恶化。

如此，若在大电流侧追加拐点，则电力变换器10整体的开关损失以及开关元件间的电力损失的不均这两方都会恶化。因此，对于本实施方式的开关控制，如图20所示，通过在小电流侧(IL1)追加与大电流侧(IL2)同步的拐点，可减低开关元件间的电力损失(开关损失)的不均。

此外，在图20等，为了易于理解记载，示出了贯穿全部期间而IL2>IL1的例子，但拐点追加的开关控制中的大电流以及小电流的区分，并不限定于这样的电流条件。即，即使在一部分期间IL1和IL2的大小关系反转的情况下，通过电流平均值、电流极大值或电流极小值彼此的比较，也能够适当地判定将IL1、IL2的哪一方设为大电流/小电流。

图23是用于说明本实施方式的开关控制的适用时的PWM控制的波形图。在图23中，与图19～图21同样，设为|IL2|>|IL1|。

参照图23，除了因反馈控制(图13)实现的占空比DT1、DT2之外，在大电流侧(IL2)的PWM控制中，进一步设定了占空比DT2x(DT2x＝DT2-DTx)。通过使DTx变化，能够调整反转期间长Tx。

大电流侧(IL2)的控制脉冲信号SD2与以往同样，根据载波CW2和占空比DT2的比较结果而生成。

此外，在载波CW1和CW2之间，设置有图18中说明的最佳相位差

由此，在时刻ta、td，控制脉冲信号SD1的从H电平向L电平的转变和控制脉冲信号SD2的从L电平向H电平的转变成为同一定时。其结果是，在时刻ta、td，电抗器电流IL1的极大点与电抗器电流IL2的极小点成为同一定时。

小电流侧(IL2)的控制脉冲信号SD1，除了反映载波CW1和占空比DT1的比较结果之外还反映了载波CW2和占空比DT2及D2x的比较结果而生成。

具体而言，在D2x<CW2<DT2的期间，控制脉冲信号SD1的逻辑电平被强制性地反转。在图23的例子中，将DT1>CW1的期间中(时刻tb～td间)中的D2x<CW2<DT2的期间作为反转期间，设定为SD1＝L。由此，能够与控制脉冲信号SD2的从H电平向L电平的转变定时同步地，对SD1设置强制性的L电平期间(反转期间)。

基于如此生成的控制脉冲信号SD1、SD2，根据图12所示的门逻辑式，控制开关元件S1～S5a、S5b的通断，由此能够实现图20所示的在小电流侧(IL1)追加拐点的开关控制。

[实施方式1的变形例]

在实施方式1中，对直流电源B1和B2双方进行功率输出工作的情况下的开关损失进行了说明。在实施方式1的变形例中，对于在直流电源B1和B2双方进行再生工作的情况下适用了实施方式1的开关控制时的效果，为了确认而进行记载。

图24是用于说明与图19同样地作为比较例而示出的无拐点追加时的电流相位控制适用时的各开关元件的电力损失的波形图。在图24中，示出了直流电源B1和B2双方进行再生工作的情况下(IL1<0，IL2<0)的波形图。另外，在图24中，也示出了|IL2|>|IL1|时的电流波形。即，在以下的再生工作时的说明中，也是IL1为小电流，IL2为大电流。另外，图25是说明再生工作时的电力变换器10的第2臂形成时的电流举动的电路图。

参照图24，在时刻tb之前的期间，SD1＝L、SD2＝H，因此适用第2臂。进而，因B1U臂接通而电抗器电流IL1下降，另一方面，因B2L臂接通而电抗器电流IL2上升。图25(b)中示出了该期间的电力变换器10中的电流路径。

参照图25(b)，在直流电源B1以及B2的再生时，产生与图17(b)相反方向的电流。即，直流电源B1通过沿电流路径117#流通的IL1而充电(IL1<0)。IL1可以通过分流而形成经由开关元件S1的电流路径117d#。同样地，直流电源B2通过沿电流路径116#流通的IL2而充电(IL2<0)。IL2可以通过分流而形成经由二极管D1以及开关元件S5b的电流路径116d#。

因此，在时刻tb以前，在与图19相同的开关模式下，在各元件中流通相反方向的电流。即，由于|IL2|>|IL1|而开关元件S1的电流为0，另一方面，差分电流ΔI(IL2-IL1)不在开关元件S4而在二极管D4中流通。进而，在开关元件S5b中流通电流IL1，而开关元件S5a的电流成为0。

同样地，在时刻tb～tc的期间(B1L臂以及B2L臂接通)，流通与图6的电流路径111、112相反方向的电流。因此，在开关元件S2、S4、S5a被设为接通状态的状况下，在二极管D2中流通IL1，并且在二极管D4中流通IL2。另外，与功率输出工作时同样地，开关元件S5a的电流为0。

因此，在时刻tb，开关元件S2被打开，并且开关元件S1、S5b被关闭。在开关元件S5b中，产生因IL1的硬开关引起的电力损失(关闭)。对于开关元件S1的关闭以及开关元件S2的打开，由于关闭前以及打开后的电流分别为0，因此不产生开关损失。

图25(a)中示出了时刻tc～td的期间内的电力变换器10中的电流路径。在时刻tc～td，与图17(b)同样地，B1L臂以及B2U臂被接通。

参照图25(a)，在直流电源B1以及B2的再生时，产生与图17(b)相反方向的电流。即，直流电源B1通过沿电流路径115#流通的IL1而充电(IL1<0)。IL1可以通过分流而形成经由二极管D2的电流路径115d#。同样地，直流电源B2通过沿电流路径118#流通的IL2而充电(IL2<0)。IL2可以通过分流而形成经由开关元件S2、S5b的电流路径118d#。

因此，在时刻tc～td的期间，在与图19相同的开关模式下，在各元件中流通相反方向的电流。即，在开关元件S5b中流通电抗器电流IL1，而开关元件S5a的电流成为0，并且在开关元件S3中流通差分电流ΔI(|IL2-IL1|)。与功率输出工作时同样地，开关元件S2的电流为0。

因此，在时刻tc，开关元件S3、S5b被打开，并且开关元件S1、S4被关闭。在开关元件S5b中，产生因IL1的硬开关引起的电力损失(打开)，并且在开关元件S3中产生因差分电流ΔI的开关引起的电力损失(打开)。另一方面，由于二极管D4因自消弧而断开，因此不产生因开关元件S4的关闭引起的电力损失。

此外，对于开关元件S3以及S5b中的开关损失，若在两者的打开定时产生时间差，则会成为与上述不同的开关损失。具体而言，在开关元件S3先打开的情况下，在开关元件S3产生因IL2的硬开关引起的打开损失，而在后打开的开关元件S5b不产生开关损失。同样地，在开关元件S5b先打开的情况下，在开关元件S5b产生因IL2的硬开关引起的打开损失，而在后打开的开关元件S3不产生开关损失。

在时刻td以后，在各元件中流通与时刻tb以前同样的电流。因此，在时刻td，开关元件S1、S4被打开，并且开关元件S2、S3被关闭。此时，在开关元件S3产生因差分电流ΔI的开关引起的电力损失(关闭)。另外，因为差分电流ΔI的路径会变到二极管D4，所以不产生开关元件S4的打开损失。另外，对于开关元件S1的打开以及开关元件S2的关闭，因为打开后以及打开前的电流分别为0，所以也不产生开关损失。

其结果是，在图24所例示的电路工作(IL1<0，IL2<0)中，开关损失仅在开关元件S3、S5b产生。但是，在再生工作时，因为不进行大电流的IL2的硬开关，所以开关损失不会那么大。即，开关元件S3、S5b之间的损失电力差即发热差也不那么大。

但是，若在时刻tc的开关元件S3和S5b的打开产生时间差，则会仅在一方的开关元件(打开早的一方)产生因IL2的硬开关引起的损失，因此电力损失差恐怕会变大。特别是，这样的打开的时间差有可能会因元件或驱动电路(未图示)的个体差异而产生，但在该情况下，担心电力损失(即发热量)变大的元件被固定。

在图26中，示出了对与图24相同的电路状态适用了实施方式1的追加拐点的开关控制的情况下的波形图。即，在图26中，也是IL1<0、IL2<0、且|IL2|>|IL1|。

参照图26，与实施方式1同样地，对于小电流的IL1，在时刻tx以及tc追加了拐点。时刻tx之前以及时刻tc以后的IL1、IL2的举动以及各元件的电流，与图25同样，因此不重复详细说明。

在时刻tx～tc的期间，在各元件中流通与时刻tb以前同样的电流。因此，在时刻tx，开关元件S1、S5b被打开，并且开关元件S2被关闭。

由此，在开关元件S5b中，产生因小电流的IL1的硬开关引起的损失(打开)。另一方面，对于开关元件S1的打开，因为打开后的电流为0，所以不产生开关损失。另外，因为差分电流ΔI的路径因二极管D2的自消弧而改变，所以不产生因开关元件S2的关闭引起的开关损失。

另一方面，在时刻tc，开关元件S2、S3被打开，并且开关元件S1、S4被关闭。由此，在开关元件S3，产生因差分电流ΔI的开关引起的损失(关闭)。另一方面，对于开关元件S2的打开以及开关元件S1的关闭，因为打开后以及关闭前的电流分别为0，所以不产生开关损失。另外，因为差分电流ΔI的路径因二极管D4的自消弧而变化，所以不产生因开关元件S4的关闭引起的开关损失。

此外，在时刻tb以及td产生的开关损失与图25同样，因此不重复详细说明。另外，在图26中，与图20同样地，也用虚线示出了通过反馈控制而补偿了反转期间长Tx的影响的情况下的控制脉冲信号SD1以及电抗器电流IL1的波形的变化。

其结果是，在图26所例示的电路工作中，开关损失也仅在开关元件S3、S5b产生。进而，无论在图24和图25的哪一个中，在开关元件S3，在时刻tc以及td，都产生因差分电流ΔI的开关引起的电力损失。同样地，在开关元件S5b，在时刻tb以及tc，产生因IL1的硬开关引起的电力损失。

因此，当在图24的时刻tc的开关元件S3和S5b的打开未产生时间差的情况下，不管有无拐点的追加，开关元件S3、S5b中的开关损失是同等的。

另一方面，在图25所示的有拐点追加的开关控制中，通过在时刻tx以及tc使开关元件S5b以及S3阶段性地接通，可避免产生图24所说明的因打开的时间差引起的问题。即，产生如下效果：能够防止因元件或驱动电路(未图示)的个体差异而在开关元件S3、S5b间电力损失差扩大这一情况。如此，实施方式1中说明的追加拐点的开关控制，也可以在再生工作时适用。

在图26中，对于与“第1电流”对应的大电流的IL2，也在一个控制周期内，在时刻tc以及td，产生了因根据占空比DT2的PWM控制引起的拐点(极大点以及极小点)。对于IL2，时刻td的极小点对应于“第1拐点”，时刻tc的极大点相当于“第2拐点”。

对于与“第2电流”对应的小电流的IL1，在一个控制周期内，在时刻tb以及td，产生了因根据占空比DT1的PWM控制引起的拐点(极小点以及极大点)。对于IL1，与IL2的极小点同一定时的时刻td的极大点对应于“第1拐点”，时刻tb的极小点相当于“第2拐点”。进而，对于IL1，在同一控制周期内，在时刻tc以及tx，追加设置了与反转期间对应的两个拐点(极小点以及极大点)。在图26中，反转期间也设置成使所追加的IL1(小电流)的拐点成为与大电流(IL2)的第2拐点同一定时。即，与IL2的极大点同一定时的时刻tc的极小点对应于“第3拐点”，时刻tx的极大点对应于“第4拐点”。

如图26所示，即使在直流电源B1、B2双方进行再生工作的情况下，在时刻tc以及td的各时刻，IL1的拐点和IL2的拐点也是各一方成为极大点和极小点。

在图27中，与图22同样地，为了比较而示出了与图26相反地执行了在大电流侧(IL2)追加拐点的开关控制时的波形图。

将图27与图26进行比较，在图27的例子中，对于大电流的IL2，在时刻tb以及tx，追加了拐点。因此，对于控制脉冲信号SD2，在时刻tb～tx设置强制性的反转期间(期间长Tx)。

参照图27，时刻tb以前的电路状态，与图26的时刻tb以前的电路状态同样。另一方面，在时刻tb～tx的期间，与图26的时刻tc～td间同样地，电抗器电流IL1上升，而电抗器电流IL2下降(B1L臂以及B2U臂接通)。因此，如图25(a)所示，在开关元件S5b中流通电抗器电流IL1，并且在开关元件S3中流通差分电流ΔI(ΔI＝IL2-IL1)。

因此，在时刻tb，开关元件S2、S3被打开，并且开关元件S1、S4被关闭。此时，在开关元件S3中，产生因差分电流ΔI的开关引起的电力损失(打开)。另一方面，对于接通状态的电流为0的开关元件S1的关闭、在二极管D4中流通电流的开关元件S4的关闭、以及接通后的电流为0的开关元件S2的打开，不产生电力损失。

在时刻tx～tc，与图26的时刻tb～tc间同样地，因为SD1＝SD2＝H电平，所以电抗器电流IL1和IL2这两方上升(B1L臂以及B2L臂接通)。因此，开关元件S2、S4被接通，在图6的电流路径111、112上流通相反方向的电流。即，IL1以及IL2分别在二极管D2以及D4中流通。

因此，在时刻tx，开关元件S3、S5b被关闭，并且开关元件S4被打开。此时，在开关元件S5b，产生因IL1的硬开关引起的电力损失(关闭)。另外，在开关元件S3，产生因差分电流ΔI的开关引起的电力损失(关闭)。另一方面，对于打开后在二极管D4中流通电流的开关元件S4的打开，不产生电力损失。

在时刻tc以及td产生的开关损失与图24同样，因此不重复详细说明。在图27中，与图22同样，也用虚线示出了通过反馈控制而补偿了反转期间长Tx的影响的情况下的控制脉冲信号SD2以及电抗器电流IL2的波形的变化。

对于图27的开关控制，与图26相比，开关元件S5b中的电力损失同等。另一方面，对于开关元件S3，除了时刻tc以及td之外，在时刻tb以及tx，也产生因差分电流ΔI的开关引起的电力损失。因此，开关元件S3中的电力损失比图26增加。因此，电力变换器10整体的开关损失比图26增加。进而，关于开关元件S3以及S5b之间的开关损失差，也比图26扩大。

如此，在再生工作时，若在大电流侧追加拐点，则电力变换器10整体的开关损失也会恶化，并且关于开关元件间的电力损失的不均，也会恶化。因此，即使在再生工作时适用本实施方式的开关控制的情况下，通过在绝对值小的一方的电流(IL1)追加拐点，也能够减低开关元件间的电力损失(开关损失)的不均。

此外，在再生工作和功率输出工作这两方中，通过电流平均值、电流极大值或电流极小值彼此的比较，能够适当地判定将IL1、IL2的哪一方设为大电流/小电流。即，对于大电流和小电流的区别，能够通过对电流平均值、电流极大值或电流极小值的绝对值进行比较来判定。

[实施方式2]

在实施方式1及其变形例中，说明了通过在小电流侧的电抗器电流追加拐点来减低开关元件间的开关损失差的开关控制。在实施方式2中，对按时间分割来组合多个开关控制的控制进行说明。

图28是用于说明实施方式2的电源系统所适用的开关控制的概念图

参照图28，在实施方式2中，切换开关控制模式1(SW控制模式#1)和开关控制模式2(SW控制模式#2)，控制构成电力变换器10的开关元件S1～S5a、S5b的通断。

SW控制模式#1例如是实施方式1及其变形例中说明的对电流相位控制组合了拐点追加的开关控制(图20、图26)。另一方面，SW控制模式#2例如是仅执行了无拐点追加的电流相位控制的开关控制(图19、图24)。

在开关控制模式1的适用时，当转变条件CD1成立时，切换控制模式，新适用开关控制模式2。同样地，在开关控制模式2的适用时，当转变条件CD2成立时，切换控制模式，新适用开关控制模式1。

如图19、图20以及图22所说明的那样，对于电力变换器10，在直流电源B1、B2的功率输出工作时，仅在开关元件S2以及S4产生电力损失。并且，如图21的例子那样，对于有拐点追加和无拐点追加之间，有时在开关元件S2和S4之间调换了开关损失的大小。

因此，通过交替地适用有拐点追加的开关控制和无拐点追加的开关控制，能够期待进一步减低开关元件间的发热量之差。即，转变条件CD1以及CD2能够设定为在各开关控制模式的连续时间超过预定阈值时使控制模式转变。

图29中示出了实施方式2的开关控制的适用时的开关元件的温度变化历史记录的一例。

参照图29，开关元件S2的温度T(S2)以及开关元件S4的温度T(S4)通过因开关元件S2以及S4中的开关损失产生的发热量而上升。此时，通过开关元件的热容量，T(S2)以及T(S4)通过一阶滞后响应而上升。

另一方面，各开关元件安装于散热器(heat sink)所代表的散热机构。因此，T(S2)以及T(S4)不会随着开关损失的产生而持续上升，以与散热机构的散热量与开关元件的发热量之间的差分相应的温度上升量进行整定。此时，关于T(S2)以及T(S4)，相对于一定的开关损失的输入，存在到温度上升饱和为止的整定时间。

在图29中，Ta2以及Ta4相当于，通过无拐点追加的开关控制的适用，接受图21(a)所示的开关损失Pl2以及Pl4而T(S2)以及T(S4)发生了上升时的整定温度。此时，由于Pl4>Pl2，因此Ta4>Ta2。

同样地，Tb2以及Tb4相当于，通过有拐点追加的开关控制的适用，接受图21(b)所示的开关损失Pl2以及Pl4而T(S2)以及T(S4)发生了上升时的整定温度。此时，由于Pl2>Pl4，因此Tb2>Tb4。另外，在T(S2)中，Tb2>Ta2，在T(S4)中，Ta4>Tb4。

在时刻t10以前，适用无拐点追加(OFF，无效)的开关控制。因此，T(S4)向整定温度Ta4上升，T(S2)向整定温度Ta2上升。在拐点追加的无效时，如图21(a)所示，开关损失Pl4比开关损失Pl2大，因此T(S4)一方快速地上升。

在时刻t10，通过开关控制模式的切换，适用有拐点(有效)的开关控制。由此，T(S4)向整定温度Tb4上升，T(S2)向整定温度Tb2上升。

在从时刻t10起经过了Tk的时刻t11，当转变条件CD2成立时，通过相应于此的开关控制模式的切换，开始无拐点(无效)的开关控制。

在时刻t11，T(S2)比整定温度Ta2高。因此，通过无拐点追加(无效)的开关控制的适用，在时刻t11以后，T(S2)下降。与此相对，因为时刻t11的T(S4)比整定温度Ta4低，所以T(S4)在时刻t11以后向Ta4上升。

在从时刻t11起经过了期间Tm的时刻t12，当转变条件CD1成立时，通过相应于此的开关控制模式的切换，开始有拐点(有效)的开关控制。

在时刻t12，T(S4)比整定温度Tb4高。因此，通过有拐点追加(有效)的开关控制的适用，在时刻t12以后，T(S4)下降。与此相对，因为时刻t12的T(S2)比整定温度Tb2低，所以在时刻t12以后，T(S2)向Tb2上升。

以后，每当各开关控制模式的连续时间达到Tk或Tm时，切换开关控制模式。由此，在时刻t13、t14以及t15，切换拐点追加的有效/无效(ON/OFF)。即，转变条件CD1、CD2能够确定为“SW控制模式#1或#2的连续时间是否超过了预定阈值(Tk，Tm)。

通过使上述的阈值Tk以及Tm比上述的有拐点追加(有效)以及无拐点追加(无效)时各自的T(S2)以及T(S4)的整定时间短，能够将开关元件S2、S4的温度上升抑制为T(S2)<Tb2且T(S4)<Ta4。即，可知，与不切换开关控制模式而持续适用单一的开关控制模式的情况相比，能够抑制开关元件的温度上升。

此外，如上述的例子那样，可知，在有拐点追加与无拐点追加之间调换了开关元件S2和S4的开关损失的大小的情况下，实施方式2的开关控制的效果变大。但是，通过拐点追加，即使在开关元件S2和S4的开关损失的大小未调换的情况下，在无拐点追加时电力损失大的开关元件(图21(a)中的开关元件S4)中，也会通过实施方式2的开关控制的适用而使得发热量降低。

如此，根据实施方式2的开关控制，通过交替地适用开关损失成为最大的开关元件不同的多个开关控制模式，能够抑制开关元件的最高温度。各开关元件的用于耐热的额定值被设计成可确保针对最高温度的耐热性，因此通过实施方式2的开关控制的适用，能够通过开关元件的元件额定值的宽松来实现制造成本的改善。特别是，能够实现因使构成开关元件的模块中的晶体管芯片的并联连接个数减少而产生的制造成本的削减。

关于转变条件CD1、CD2，如上所述，除了设为基于开关控制模式的连续时间的条件之外，还可以着眼于元件温度来确定。例如，在有拐点追加的开关控制(SW控制模式#1)中，当电力损失高的开关元件S2的T(S2)超过了预定温度时，可以判定为转变条件CD1的成立。同样地，在无拐点追加的开关控制(SW控制模式#2)中，当电力损失高的开关元件S4的T(S4)超过了预定温度时，可以判定为转变条件CD2的成立。

[实施方式3]

在实施方式3中，对实施方式1以及2中说明的电力变换器10的电路结构的变形例进行说明。

图30是用于说明实施方式3的电力变换器11的结构的电路图。

参照图30，电力变换器11与图1所示的电力变换器10相比，作为在节点N1和N2之间连接的半导体元件，取代图1中的双向开关而连接通常的开关元件S5。即，开关元件S5对应于“第5半导体元件SM5”。电力变换器11的其他结构与电力变换器10同样，因此不重复详细说明。

开关元件S5分别根据来自控制装置100(图1)的控制信号SG5而进行通断控制。在电力变换器11中，在开关元件S5的断开时形成第1臂，而在开关元件S5的接通时形成第2臂。

在图1所示的电力变换器10中的开关元件S5a的断开期间以及开关元件S5b的断开期间这两方，需要开关元件S5被断开。另一方面，在开关元件S5a和S5b双方被接通的期间，能够接通开关元件S5。

因此，在电力变换器11中，在并联升压模式下，按照图31所示的逻辑运算式，控制开关元件S1～S5的通断。

图31是表示用于对电力变换器11的并联升压模式下的各开关元件进行通断控制的逻辑运算式的一览的图表。

参照图31，与电力变换器10的并联升压模式同样地，开关元件S1～S4按照与图12同样的门逻辑式进行通断控制。即，开关元件S2根据控制脉冲信号SD1进行通断，而开关元件S1根据控制脉冲信号/SD1进行通断。同样地，开关元件S4根据控制脉冲信号SD2进行通断，而开关元件S3根据控制脉冲信号/SD2进行通断。

开关元件S5根据控制脉冲信号SD1和SD2的异或(XOR)进行通断。

其结果是，开关元件S5在B1L臂以及B2L臂的接通时(图6)或者B1U臂以及B2U臂的接通时(图7)断开。另一方面，开关元件S5在B1L臂以及B2U臂的接通时(图17(a))或者B1U臂以及B2L臂的接通时(图17(b))接通。因此，通过电力变换器11，也能够执行图15所示的切换4个开关模式来与电力变换器10同样地分开使用第1臂和第2臂的DC/DC变换。

图32中示出了对电力变换器11适用了与图19同样的电流相位控制的情况下的波形图。在图32中，与图19同样地，也示出了直流电源B1和B2双方进行功率输出工作的情况(IL1>0，IL2>0)下的电流波形。另外，由于|IL2|>|IL1|，因此IL2为大电流，IL1为小电流。

参照图32，控制脉冲信号SD1、SD2的波形以及电抗器电流IL1、IL2的波形与图19同样。进而，关于开关元件S1～S4的电流举动以及开关损失，也与图19同样。

开关元件S5在时刻tb被关闭，并且在时刻tc被打开。在时刻tb以前的电路状态下，在功率输出工作时，通过二极管D1以及接通状态的开关元件S4，成为在开关元件S5的两端没有电位差的状态。从该状态起，在时刻tb，当维持开关元件S4的接通而关闭开关元件S5时，因为成为ZVS(零伏开关)而不产生开关损失。

同样地，在时刻tb～tc，在功率输出工作时，经由接通状态的开关元件S2以及二极管D3，开关元件S5的两端成为同电位。从该状态起，在时刻tc，当维持开关元件S2的接通而关闭开关元件S5时，因为成为ZVS而不产生开关损失。

因此，关于电力变换器11中的开关元件S5，与电力变换器10中的开关元件S5a、S5b同样地，在功率输出工作时也不产生开关损失。

图33中示出了对电力变换器11适用了追加与图20同样的拐点的开关控制的情况下的波形图。即，图33中示出了对与图32相同的电路状态适用了实施方式1的开关控制的情况下的波形图。即，在图33中，也是IL1>0、IL2>0且|IL2|>|IL1|。

控制脉冲信号SD1、SD2的波形以及电抗器电流IL1、IL2的波形与图19同样。进而，关于开关元件S1～S4的电流举动以及开关损失，也与图19同样。

在图33中，开关元件S5与图32同样地，也在时刻tb以及tx，因ZVS而关闭以及关闭。因此，在图32和图33之间，开关元件S5的电力损失未发生变化。

因此，根据基于图21(a)、(b)的考察，可知，在电力变换器11中，也通过在小电流侧追加拐点的开关控制的适用(图33)，与图32相比不会使开关元件整体的电力损失(开关损失)增加而能够减低开关元件间的电力损失差。

虽然详细的图示省略，但在电力变换器11中，与图22同样地进行了在大电流侧追加拐点的开关控制的情况下，开关元件S5中的开关损失也变得与图32(无拐点追加)的情况同等。另外，因为开关元件S1～S4中的开关损失也成为与图22的情况同样，所以在电力变换器11中，在大电流侧追加拐点的开关控制，也会导致开关元件整体的开关损失的增加以及开关元件间的电力损失差的扩大。

因此，在对电力变换器11也适用追加拐点的开关控制的情况下，通过在小电流侧(IL1)追加与大电流侧(IL2)同步的拐点，能够减低开关元件间的电力损失(开关损失)的不均。

接着，为了确认而说明在电力变换器11中直流电源B1和B2双方进行再生工作的情况下的开关控制。

图34示出了对电力变换器11适用了与图24同样的电流相位控制的情况下的波形图。在图34中，与图24同样地，也示出了直流电源B1和B2双方进行再生工作的情况(IL1<0，IL2<0)下的电流波形。另外，由于|IL2|>|IL1|，因此IL2为大电流，IL1为小电流。

参照图34，控制脉冲信号SD1、SD2的波形以及电抗器电流IL1、IL2的波形与图24同样。进而，关于开关元件S1～S4的电流举动以及开关损失，也与图24同样。

进而，关于开关元件S5，也与图24中的开关元件S5b同样，在时刻tb被关闭，并且在时刻tc被打开。但是，在再生工作时，因为IL1、IL2的方向与功率输出工作时相反，所以不形成基于二极管D1(时刻tb)以及二极管D3(时刻tc)的路径。因此，时刻tb的开关元件S5的关闭不会是ZVS，而会产生因IL1的硬开关引起的电力损失(关闭)。进而，关于时刻tc的开关元件S5的打开，也会产生因IL1的硬开关引起的电力损失(打开)。

此外，在电力变换器11中，在向开关元件S3以及S5同时指示发出打开指令的时刻tc，若在开关元件S3和S5之间实际的打开产生时间差，则也会与电力变换器10同样地发生在一方的开关元件(打开早的一方)产生因IL2的硬开关引起的损失的问题。即，若因元件或驱动电路(未图示)的个体差异而导致在时刻tc的开关元件S3、S5之间固定地产生打开的先/后，则电力损失(即发热量)变大的元件会被固定。

图35中示出了对电力变换器11适用了与图26同样的追加拐点的开关控制的情况下的波形图。即，图35中示出了对与图34相同的电路状态适用了实施方式1的开关控制的情况下的波形图。即，在图35中，也是IL1<0、IL2<0、且|IL2|>|IL1|。

控制脉冲信号SD1、SD2的波形以及电抗器电流IL1、IL2的波形与图26同样。进而，关于开关元件S1～S4的电流举动以及开关损失，也与图26同样。

进而，在开关元件S5中，在时刻tb以及tc，产生因IL1的硬开关引起的电力损失。因为时刻tx和tc间的IL1的电流差小，所以开关元件S5的电力损失与图34大致同等。因此，在图34和图35之间，开关元件S5的电力损失同等。

在图35中，也与图26同样地，通过在时刻tx以及tc阶段性地接通开关元件S5以及S3，可避免产生因图34中的打开时间差引起的问题。即，产生如下效果：能够防止因元件或驱动电路(未图示)的个体差异而在开关元件S3、S5间电力损失差扩大。如此，在电力变换器11中，也能够在再生工作时(IL1<0，IL2<0)适用实施方式1中说明的追加拐点的开关控制。

另外，虽然详细的图示省略，但在电力变换器11的再生工作时进行了在大电流侧追加拐点的开关控制的情况下，与图27同样地，与进行了在小电流侧追加拐点的开关控制的情况相比，开关元件整体的开关损失增加，并且开关元件间的电力损失差扩大。

如以上说明的那样，对于电力变换器11，通过贯穿功率输出工作时(IL1>0，IL2>0)以及再生工作时(IL1<0，IL2<0)而适用在电流侧(IL1)追加与大电流侧(IL2)同步的拐点的开关控制，也能够减低开关元件间的电力损失(开关损失)的不均。

此外，在电力变换器10以及11中，在直流电源B1和B2各一方进行再生工作和功率输出工作的情况下，如图17(a)、(b)的说明所提及的那样，在第2臂形成时，也不发生使差分电流产生的电流抵消效果。因此，在这样的工作时，即使适用追加拐点的开关控制，也不会产生抑制开关损失的不均的效果。因此，若考虑因拐点追加引起的开关次数的增加，则优选不适用该开关控制。

[实施方式4]

在实施方式4中，对电力变换器10、11中的并联升压模式以外的工作模式进行说明。特别是，以对高电压区域的效率提高有效的串联升压模式为中心来说明。此外，在以下说明的除并联升压模式以外的工作模式下，无法适用实施方式1～3中说明的开关控制。然而，根据以下的说明可知，通过分开使用多个工作模式，能够高效地活用直流电源B1以及B2的蓄积能量。

在实施方式4中，首先，对实施方式1的电力变换器10的串联升压模式下的电路工作进行说明。

再次参照图1，在电力变换器10中，通过断开开关元件S1、S3而接通开关元件S5a或S5b，能够将串联连接的直流电源B1以及B2电连接在电力线PL和GL之间。

在串联升压模式下，通过交替地形成对直流电源B1以及B2分别接通了下臂的状态和对串联连接的直流电源B1以及B2接通了上臂的状态，能够执行V[1]+V[2](直流电源B1、B2)与VH(电力线PL、GL)之间的DC/DC变换。

图36是串联升压模式下的电力变换器10的等效电路图(下臂接通时)。

参照图36，通过接通开关元件S2、S4而断开开关元件S1、S3，形成电流路径201以及电流路径202。在实施方式4的各等效电路图中，省略了在串联升压模式下固定断开的开关元件S1、S3的记载。

通过电流路径201，利用直流电源B1的输出而向电抗器L1蓄积能量。同样地，通过电流路径202，利用直流电源B2的输出而向电抗器L2蓄积能量。即，在图36中，接通状态的开关元件S2、S4在串联升压模式下，相当于与直流电源B1、B2这双方对应的升压斩波电路的下臂。

此外，在图36的电路状态下，当形成从节点N2朝向N1的方向的电流路径时，形成从电力线PL向GL的短路路径。因此，在下臂接通期间，需要断开开关元件S5b。

图37是串联升压模式下的电力变换器10的等效电路图(上臂接通时)。

参照图37，通过断开开关元件S1～S4并且接通开关元件S5a，形成电流路径203。通过电流路径203，因来自串联连接的直流电源B1、B2的输出电压而产生的能量和电抗器L1、L2所蓄积的能量之和被输出到电力线PL、GL间。其结果是，形成相对于串联连接的直流电源B1、B2接通了升压斩波电路的上臂元件的状态。

另外，通过接通开关元件S5b，能够利用与电流路径203相反方向的电流来对串联连接的直流电源B1、B2充电。因此，也能够应对直流电源B1、B2的再生工作。如此，开关元件S5a、S5b在串联升压模式下，相当于升压斩波电路的上臂。

图38中示出了电力变换器10的串联升压模式下的关于开关元件S1～S5a、S5b各自的用于通断控制的门逻辑式。

参照图38，在串联升压模式下，因为在串联连接的直流电源B1、B2中流通的电流是共同的，所以直流电源B1、B2的输出无法如并联控制模式那样进行个别地控制。因此，相对于电压V[1]+V[2]，等效地形成一个升压斩波电路。因此，用于占空比控制的控制脉冲信号SD在直流电源B1、B2之间是共同的。

在串联升压模式下，形成下臂的开关元件S2、S4共同地根据控制脉冲信号SD进行通断。另一方面，形成上臂的开关元件S5b根据控制脉冲信号/SD(SD的反转信号)进行通断。即，构成下臂的开关元件S2、S4的对，与构成上臂的开关元件S5b互补地进行通断。

如图36以及图37所示，开关元件S1、S3在串联升压模式下被固定为断开。另外，开关元件S5a能够贯穿下臂接通期间以及上臂接通期间而固定为接通。

图38中的控制脉冲信号SD，能够通过对串联升压模式下的占空比DT与载波CW1或CW2进行比较的PWM控制来生成。占空比DT相当于以开关元件S2、S4为下臂且以开关元件S5a、S5b为上臂的升压斩波电路的、下臂接通的期间相对于开关周期(载波一个周期)之比。

此外，在串联升压模式下的升压斩波电路中，在式(1)中，成为Vi＝V[1]+V[2]。即，在串联升压模式下，在占空比DT、直流电源B1、B2的电压V[1]、V[2]以及输出电压VH之间，下述式(2)成立。

VH＝1/(1-DT)·(V[1]+V[2])……(2)

因此，相对于电压指令值VH*的占空比DT的理论值由下述式(3)来表示。

DT＝1.0-(V[1]+V[2])/VH*……(3)

例如，通过利用图13那样的相对于电压指令值VH*的电压偏差ΔVH的反馈控制来修正基于式(3)的理论值，能够运算占空比DT。

如此，通过对电力变换器10适用串联升压模式，利用将V[1]+V[2]向输出电压VH升压的DC/DC变换，能够根据电压指令值VH*来控制输出电压VH。由此，通过升压比(VH/(V[1]+V[2]))的抑制，与专利文献2的串联连接模式同样地，能够主要抑制电抗器L1、L2中的电力损失。具体而言，由于通过电抗器L1以及L2串联连接而抑制了电抗器电流IL1、IL2的变化梯度，因此波动幅度变小，由此能够降低在电抗器L1、L2的芯(未图示)所产生的铁损以及在线圈卷线(未图示)所产生的交流损失。其结果是，在高电压区域(VH>V[1]+V[2])，能够使电力变换器10中的DC/DC变换高效化。

接着，对实施方式3的电力变换器11的串联升压模式下的电路工作进行说明。

图39是串联升压模式下的电力变换器11的等效电路图(下臂接通时)，图40是串联升压模式下的电力变换器11的等效电路图(上臂接通时)。

参照图39，通过接通开关元件S2、S4而断开开关元件S1、S3，形成与图36同样的电流路径201以及电流路径202。即，在电力变换器11中，开关元件S2、S4在串联升压模式下也相当于升压斩波电路的下臂。另一方面，为了遮断从节点N2朝向N1的电流路径，在下臂接通期间，需要断开开关元件S5。

参照图40，通过断开开关元件S1～S4并且接通开关元件S5，能够形成与图37同样的电流路径203。通过开关元件S5的接通，也能够应对与电流路径203相反方向的再生电流。如此，开关元件S5在串联升压模式下，相当于升压斩波电路的上臂。

图41中示出了关于电力变换器11的串联升压模式下的开关元件S1～S5各自的用于通断控制的门逻辑式。

参照图41，开关元件S1～S4与电力变换器10的串联升压模式同样地，按照与图38同样的门逻辑式进行通断控制。即，开关元件S2、S4根据控制脉冲信号SD进行通断，而开关元件S1、S3贯穿下臂接通期间以及上臂接通期间固定为断开。另外，开关元件S5与图38中的开关元件S5b同样地，根据控制脉冲信号/SD(SD的反转信号)进行通断。由此，构成下臂的开关元件S2、S4的对，与构成上臂的开关元件S5互补地进行通断。

因此，对电力变换器11也能够适用串联升压模式。其结果是，在高电压区域(VH>V[1]+V[2])，能够使电力变换器11中的DC/DC变换高效化。

进而，对电力变换器10以及11中的除并联升压模式以及串联升压模式以外的工作模式进行说明。

图42是表示对电力变换器10、11适用的多个工作模式的一览的图表。

参照图42，多个工作模式大致分为根据电压指令值VH*来控制输出电压VH的“升压模式”和将开关元件S1～S5(S5a、S5b)的通断固定而将直流电源B1和/或B2与电力线PL、GL电连接的“直连模式”。

升压模式包括上述的并联升压模式以及串联升压模式。在并联升压模式下，通过将电力变换器10的开关元件S1～S5a、S5b按照图12所示的门逻辑式进行通断控制，能够在直流电源B1以及B2与电力线PL、GL(负载30)之间并联地执行DC/DC变换。同样地，通过将电力变换器11的开关元件S1～S5a、S5b按照图31所示的门逻辑式进行通断控制，能够在直流电源B1以及B2与电力线PL、GL(负载30)之间并联地执行DC/DC变换。此外，在并联升压模式下，能够一边控制直流电源B1和B2间的电力分配比，一边根据电压指令值VH*来控制输出电压VH。

在串联升压模式下，通过将电力变换器10的开关元件S1～S5a、S5b按照图38所示的逻辑运算式进行通断控制，能够在直流电源B1、B2被串联连接的状态下执行DC/DC变换。同样地，通过将电力变换器11的开关元件S1～S5按照图41所示的逻辑运算式进行通断控制，能够在直流电源B1、B2被串联连接的状态下执行DC/DC变换。

此外，在串联升压模式下，在根据电压指令值VH*来控制输出电压VH时，直流电源B1和B2间的电力分配比会根据电压V[1]与V[2]之比而自动地决定，因此无法如并联升压模式那样进行直接控制。另外，串联升压模式只能应对VH>(V[1]+V[2])的高电压范围，能够减低该高电压范围的升压比，因此能够使DC/DC变换高效化。

在并联升压模式下，由于对VH≦V[1]+V[2]的电压范围也能够应对，因此输出电压范围大。进而，通过实施方式1～3中说明的在小电流侧的电抗器电流追加拐点的开关控制的适用，能够抑制开关元件间的发热量之差即温度差。另外，因为能够控制直流电源B1和B2间的电力分配比，所以也能够控制各直流电源B1、B2的充电状态(SOC)。

进而，升压模式包括仅使用直流电源B1在与电力线PL、GL(负载30)之间进行DC/DC变换的“基于直流电源B1的升压模式(以下，B1升压模式)”和仅使用直流电源B2在与电力线PL、GL(负载30)之间进行DC/DC变换的“基于直流电源B2的升压模式(以下，B2升压模式)”。此外，在除并联升压模式以及串联升压模式以外的工作模式下，电力变换器10的开关元件S5a、S5b各自的通断动作和电力变换器11的开关元件S5的通断动作是共同的。

在B1升压模式下，对于直流电源B2，只要输出电压VH被控制为比V[2]高，就维持与电力线PL电切离的状态而不使用。在B1升压模式下，仅构成相对于直流电源B1的升压斩波电路(第1臂)。因此，在通过开关元件S5(S5a，S5b)的断开固定而遮断了节点N1和N2间的电流路径的状态下，将开关元件S3、S4固定为断开，另一方面，根据基于用于控制直流电源B1的输出的占空比DT1的、控制脉冲信号/SD1以及SD1的各信号，对开关元件S1以及S2进行通断控制。

同样地，在B2升压模式下，对于直流电源B1，只要输出电压VH被控制为比V[1]高，就维持与电力线PL电切离的状态而不使用。

在B2升压模式下，仅构成相对于直流电源B2的升压斩波电路(第1臂)。因此，在通过开关元件S5(S5a，S5b)的断开固定而遮断了节点N1以及N2间的电流路径的状态下，将开关元件S1、S2固定为断开，另一方面，根据基于用于控制直流电源B2的输出的占空比DT2的、控制脉冲信号/SD2以及SD2的各信号，对开关元件S3以及S4进行通断控制。此外，在B1升压模式以及B2升压模式下，占空比DT1或DT2被算出为根据电压指令值VH*来控制(电压控制)输出电压VH。如此，在属于升压模式的各个工作模式中，输出电压VH根据电压指令值VH*来控制。

另一方面，直连模式包括：仅针对直流电源B1形成与电力线PL、GL之间的电流路径的“直流电源B1的直连模式(以下，B1直连模式)”和仅针对直流电源B2在与电力线PL、GL之间形成电流路径的“直流电源B2的直连模式(以下，B2直连模式)”。

在B1直连模式下，在通过开关元件S5(S5a，S5b)的断开固定而遮断了节点N1和N2间的电流路径的状态下，开关元件S1被固定为接通，另一方面，开关元件S2～S4被固定为断开。由此，直流电源B2成为从电力线PL、GL间切离的状态，因此输出电压VH成为与直流电源B1的电压V[1]同等(VH＝V[1])。在B1直连模式下，直流电源B2维持从电力线PL、GL间电切离的状态而不使用。此外，若在V[2]>V[1]的状态下适用B1直连模式，则会经由开关元件S1以及二极管D3从直流电源B2向B1产生短路电流。因此，对于B1直连模式的适用，V[1]>V[2]成为必要条件。

同样地，在B2直连模式下，在通过开关元件S5(S5a，S5b)的断开固定而遮断了节点N1和N2间的电流路径的状态下，开关元件S3被固定为接通，另一方面，开关元件S1、S2、S4被固定为断开。由此，直流电源B1成为从电力线PL、GL间切离的状态，因此输出电压VH成为与直流电源B2的电压V[2]同等(VH＝V[2])。在B2直连模式下，直流电源B1维持从电力线PL、GL电切离的状态而不使用。此外，若在V[1]>V[2]的状态下适用B2直连模式，则会经由二极管D1以及开关元件S3而从直流电源B1向B2产生短路电流。因此，对于B2直连模式的适用，V[2]>V[1]成为必要条件。

此外，在V[1]和V[2]同等的情况下，也能够选择维持将直流电源B1以及B2在电力线PL、GL间电并联连接的状态的“并联直连模式”。在并联直连模式下，在通过开关元件S5(S5a，S5b)的断开固定而遮断了节点N1和N2间的电流路径的状态下，将开关元件S1、S3固定为接通，另一方面，开关元件S2、S4被固定为断开。由此，输出电压VH成为与V[1]以及V[2]同等。对于V[1]和V[2]间的电压差，因为在直流电源B1和B2间不产生短路电流，所以能够限定为该电压差小时来适用并联直连模式。

进而，直连模式包括维持将直流电源B1以及B2在电力线PL、GL间电串联连接的状态的“串联直连模式”。在串联直连模式下，在通过开关元件S5(S5a，S5b)的接通固定而遮断了节点N1和N2间的电流路径的状态下，开关元件S1～S4被固定为断开。由此，输出电压VH成为与直流电源B1和B2的电压V[1]和V[2]之和同等(VH＝V[1]+V[2])。

在直连模式所包含的各个工作模式中，输出电压VH取决于直流电源B1、B2的电压V[1]、V[2]而决定，因此无法进行直接控制。因此，在直连模式所包含的各工作模式中，存在如下可能性：由于输出电压VH无法设定为与负载30的工作相适合的电压，负载30中的电力损失会增加。

另一方面，在直连模式下，由于各开关元件S1～S5(S5a，S5b)不会被通断，因此可抑制电力变换器10、11中的电力损失(伴随通断的开关损失)。因此，根据负载30的工作状态，存在如下可能性：通过直连模式的适用，相比于负载30的电力损失增加量，电力变换器10、11中的电力损失减少量更多，由此能够抑制电源系统5整体的电力损失。

如此，在电力变换器10、11中，通过开关元件S1～S5(S5a，S5b)的开关模式的切换，能够一边选择性地适用图42所示的多个工作模式，一边控制输出电压VH。此外，在除并联升压模式以外的工作模式下，无法适用实施方式1～3中说明的开关控制。然而，通过根据直流电源B1及B2的状态(SOC，温度等)以及电压指令值VH*的电压区域(特别是，与V[1]+V[2]之间的高低)，分开使用包括并联升压模式的这些多个工作模式，能够高效地活用直流电源B1以及B2的蓄积能量。

[电力变换器的结构的进一步的变形例]

在本实施方式中，对于“第1半导体元件SM1”～“第4半导体元件SM4”的各元件，说明了由开关元件S1～S4和反并联二极管D1～D4的对来构成的例子。另外，关于“第5半导体元件SM5”，示出了由未设置反并联二极管的开关元件S5(实施方式3)或者用于构成双向开关的开关元件S5a、S5b的对(实施方式1)来构成的例子。即，例示了“第1半导体元件SM1”～“第5半导体元件SM5”全部具备能够控制电流路径的形成(接通)以及遮断(断开)的开关元件的结构。在这些构成例中，能够对直流电源B1、B2双方适用再生充电。

然而，在对直流电源B1和B2的一方乃至双方不进行再生充电的结构中，通过对从“第1半导体元件SM1”到“第4半导体元件SM4”的一部分省略开关元件或二极管的某方，能够简化构造。即，对于从“第1半导体元件SM1”到“第5半导体元件SM5”的仅一部分构成具有上述开关元件的结构，在原理上是可能的。

例如，在对直流电源B1不进行再生充电而仅进行放电(功率输出)来使用的情况下，能够取代图1所示的电力变换器10而使用图43所示的电力变换器12a的结构。

参照图43，在电力变换器12a中，与图1所示的电力变换器10相比，能够省略用于控制向直流电源B1的再生的开关元件S1的配置。即，能够将节点N1和电力线PL之间的“第1半导体元件SM1”仅由二极管D1来构成。

另外，在图1的电力变换器10中，关于串联升压模式，在直流电源B1和B2的任一方都不能再生的情况下，由于限定为功率输出工作，因此能够省略开关元件S5b。另外，关于并联升压模式，例如在直流电源B1和B2双方不能再生而限定为功率输出工作的情况下，在开关元件S5b中通流的方向上不产生电流。进而，如图42所示，无论在B1升压模式、B2升压模式、B1直连模式以及B2直连模式的哪一模式中，在开关元件S5(开关元件S5a，S5b)中都不流通电流。

因此，在实施方式1的电力变换器10(图1)中，在直流电源B1和B2的任一方都不再生充电的情况下，因为一直不需要从节点N2朝向N1的电流路径，所以能够省略开关元件S5b以及二极管D5b。即，关于“第5半导体元件SM5”，也能够构成为仅具有对从节点N1朝向N2的电流路径进行通断的功能。进而，在电力变换器12a中，存在如下可能性：关于主要为了确保向直流电源B1的再生电流的路径而配置的二极管D2，也能够省略。

同样地，在对直流电源B2不进行再生充电而仅进行放电(功率输出)来使用的情况下，能够使用图44所示的电力变换器13a的结构。

参照图44，在电力变换器13a中，与图1所示的电力变换器10相比，能够省略用于控制向直流电源B2的再生的开关元件S3的配置。即，能够将节点N2和电力线GL之间的“第3半导体元件SM3”仅由二极管D3来构成。进而，与电力变换器12a(图43)同样地，也能够省略开关元件S5b的配置。进而，在电力变换器13a中，存在如下可能性：关于主要为了确保向直流电源B2的再生电流的路径而配置的二极管D4，也能够省略。

在对直流电源B1和B2双方不进行再生充电而仅进行放电(功率输出)来使用的情况下，能够使用图45所示的电力变换器14a的结构。

参照图45，在电力变换器14a中，与图1所示的电力变换器10相比，能够省略用于控制向直流电源B1、B2的再生的开关元件S1、S3的配置。即，能够将节点N1和电力线PL之间的“第1半导体元件SM1”仅由二极管D1来构成，并且能够将节点N2和电力线GL之间的“第3半导体元件SM3”仅由二极管D3来构成。进而，与电力变换器12a(图43)、13a(图44)同样地，能够省略开关元件S5b的配置。另外，在电力变换器14a中，存在如下可能性：关于主要为了确保向直流电源B1、B2的再生电流的路径而配置的二极管D2、D4，也能够省略。

在电力变换器12a～14a的各电力变换器中，开关元件S2～S5a的通断也按照图12(并联升压模式)、图38(串联升压模式)或图42(其他模式)来控制。

也能够对实施方式3的电力变换器11进行同样的电路结构的变形。例如，在对直流电源B1不进行再生充电而仅进行放电(功率输出)来使用的情况下，能够取代图30所示的电力变换器11而使用图46所示的电力变换器12b的结构。

参照图46，在电力变换器12b中，与图30所示的电力变换器11相比，能够省略用于控制向直流电源B1的再生的开关元件S1的配置。即，能够将节点N1和电力线PL之间的“第1半导体元件SM1”仅由二极管D1来构成。进而，在电力变换器12b中，存在如下可能性：关于主要为了确保向直流电源B1的再生电流的路径而配置的二极管D2，也能够省略。

同样地，在对直流电源B2不进行再生充电而仅进行放电(功率输出)来使用的情况下，能够使用图47所示的电力变换器13b的结构。

参照图47，在电力变换器13b中，与图30所示的电力变换器11相比，能够省略用于控制向直流电源B2的再生的开关元件S3的配置。即，能够将节点N2和电力线GL之间的“第3半导体元件SM3”仅由二极管D3来构成。进而，在电力变换器13b中，存在如下可能性：关于主要为了确保向直流电源B2的再生电流的路径而配置的二极管D4，也能够省略。

在对直流电源B1和B2双方不进行再生充电而仅进行放电(功率输出)来使用的情况下，能够使用图48所示的电力变换器14b的结构。

参照图48，在电力变换器14b中，与图30所示的电力变换器11相比，能够省略用于控制向直流电源B1、B2的再生的开关元件S1、S3的配置。即，能够将节点N1和电力线PL之间的“第1半导体元件SM1”仅由二极管D1来构成，并且能够将节点N2和电力线GL之间的“第3半导体元件SM3”仅由二极管D3来构成。进而，在电力变换器14a中，存在如下可能性：关于主要为了确保向直流电源B1、B2的再生电流的路径而配置的二极管D2、D4，也能够省略。

此外，在电力变换器12b～14b的各电力变换器中，开关元件S1、S2、S4、S5的通断，也按照图38(并联升压模式)、图41(串联升压模式)或图42(其他模式)来控制。

在电力变换器12a～14a以及12b～14b的各电力变换器中，为了直流电源B1以及B2的功率输出工作而对开关元件S2、S4进行通断控制。因此，通过适用实施方式1中说明的对小电流侧的电抗器电流追加拐点的开关控制，能够抑制开关元件S2、S4间的电力损失差并使发热量均匀化。进而，通过实施方式2中说明的开关控制的适用，能够抑制开关元件S2、S4间的温度差。

针对电力变换器14a(图45)以及电力变换器14b(图48)的结构，通过对“第1半导体元件SM1”进一步设置开关元件S1，能够对直流电源B1进行再生充电(图44、图47)。在该情况下，也如图44、图47所示那样，优选相对于开关元件S2反并联连接二极管D2。另外，针对电力变换器14a(图45)以及电力变换器14b(图48)的结构，通过对“第3半导体元件SM3”进一步设置开关元件S3，能够对直流电源B2进行再生充电(图43、图46)。在该情况下，也如图43、图46所示那样，优选相对于开关元件S4反并联连接二极管D4。

另外，如电力变换器10(图1)或电力变换器11(图43)这样，通过将从“第1半导体元件SM1”到“第4半导体元件SM4”分别由开关元件以及二极管的组来构成，并且使“第5半导体元件SM5”具有关于双方向的电流(从节点N1朝向N2的电流以及从节点N2朝向N1的电流)的遮断功能，能够对直流电源B1、B2双方适用再生充电。

此外，在本实施方式中，关于电力变换器10、11的结构，图示开关元件S1～S5(S5a，S5b)以及电抗器L1、L2的连接关系而进行了说明，但并不意味着将电力变换器10、11的构成要素限定为这些元件。即，在本实施方式中，构成要素彼此“电连接”的记载，也包括：在两要素间存在其他电路要素和/或连接器端子，经由该其他电路要素在上述构成要素间确保电连接。

例如，在图1或图30所例示的结构中，即使在相对于由直流电源B1、电抗器L1、开关元件S1、S2以及二极管D1、D2构成的一般的升压斩波电路，使其余的电路部分(开关元件S3～S5(S5a，S5b))、二极管D3、D4、电抗器L2以及直流电源B2另行单元化，将该单元通过连接器端子与上述升压斩波电路电连接这样的结构的情况下，如果图示的电路要素间的电连接关系同样，则也会构成本实施方式的电力变换器以及电源系统。

另外，在本实施方式中，对如下一点进行确认性的记载：负载30只要是能够通过直流电压(输出电压VH)进行工作的设备，能够通过任意的设备来构成。即，在本实施方式中，说明了如包括电动车辆的行驶用电动机那样构成负载30的例子，但本发明的适用并不限定于这样的负载。

应该认为本次公开的实施方式在所有方面都是例示性而非限制性的内容。本发明的范围不是由上述的说明而是由权利要求书来表示，包含与权利要求书等同的意思以及范围内的所有变更。

标号的说明

5电源系统；10、11、12a、12b、13a、13b、14a、14b电力变换器；30负载；32逆变器；35电动发电机；36动力传递机构；37驱动轮；100控制装置；210、220控制器；230PWM控制部；240载波产生部；250转换器控制部；252、254减法运算部；B1、B2、PS直流电源；CD1、CD2转变条件；CH平滑电容器；CHP升压斩波电路；CW、CW1、CW2载波；D1～D4、D5a、D5b、Dl、Du二极管；DT、DT1、DT2x、DT2占空比；GL、PL电力线；IL、IL1、IL2电抗器电流；L、L1、L2电抗器；N1、N2节点；S1～S5、S5a、S5b电力用半导体开关元件；SD、SD1、SD2控制脉冲信号；SG1～SG5、SG5a、SG5b、SG5控制信号(开关元件)；To开关周期；Tx反转期间长；VH直流电压(输出电压)；VH*电压指令值。

Claims (8)

1.一种电源系统，是用于控制高电压侧的第1电力线与低电压侧的第2电力线之间的直流电压的电源系统，具备：

第1直流电源；

第2直流电源；

电力变换器，其用于在所述第1直流电源以及所述第2直流电源与所述第1电力线以及所述第2电力线之间执行直流电压变换；以及

控制装置，其用于控制所述电力变换器的工作，

所述电力变换器包括：

第1半导体元件，其电连接在所述第1电力线与第1节点之间；

第1电抗器，其在所述第1节点与所述第2电力线之间，与所述第1直流电源串联地电连接；

第2半导体元件，其电连接在所述第2电力线与所述第1节点之间；

第2电抗器，其在第2节点与所述第1电力线之间，与所述第2直流电源串联地电连接；

第3半导体元件，其电连接在所述第2节点与所述第2电力线之间；

第4半导体元件，其电连接在所述第1电力线与所述第2节点之间；以及

第5半导体元件，其电连接在所述第1节点与所述第2节点之间，

从所述第1半导体元件到所述第5半导体元件的至少一部分，包括构成为根据来自所述控制装置的信号控制电流路径的形成以及切断的开关元件，

经由所述第1电抗器的第1电抗器电流以及经由所述第2电抗器的第2电抗器电流的各电抗器电流，通过对来自所述控制装置的控制信号进行了响应的所述开关元件的通断控制，被控制成在各控制周期中具有多个拐点，

所述控制装置具有第1开关控制模式，该第1开关控制模式下，生成所述开关元件的所述控制信号，使得：所述第1电抗器电流和所述第2电抗器电流中的绝对值大的第1电流，在各所述控制周期中，具有各为极大点和极小点的一方的第1拐点和第2拐点，并且，所述第1电抗器电流和所述第2电抗器电流中的绝对值小的第2电流，在各所述控制周期中，除了各为极大点和极小点的一方的第1拐点和第2拐点之外，还具有各为极大点和极小点的一方的第3拐点和第4拐点，

在所述第1开关控制模式下，

所述第1电流的所述第1拐点和所述第2电流的所述第1拐点为同一定时，

所述第1电流的所述第2拐点和所述第2电流的所述第3拐点为同一定时，

在所述第1开关控制模式下，在所述第1直流电源和所述第2直流电源双方进行功率输出工作或再生工作的期间，所述第1电流的所述第1拐点和所述第2电流的所述第1拐点，各一方为极大点和极小点，并且，所述第1电流的所述第2拐点和所述第2电流的所述第3拐点，各一方为极大点和极小点，

所述第2电流的所述第3拐点，是所述第2电流的所述第1拐点和所述第2电流的所述第2拐点之间的拐点。

2.根据权利要求1所述的电源系统，其中，

所述控制装置还具有第2开关控制模式，该第2开关控制模式下，生成所述开关元件的所述控制信号，使得：所述第1电抗器电流和所述第2电抗器电流的各电抗器电流，在各所述控制周期中，具有各为极大点和极小点的一方的第1拐点和第2拐点，并且，

生成所述开关元件的所述控制信号，使得所述第1开关控制模式和所述第2开关控制模式被交替地适用。

3.根据权利要求1所述的电源系统，其中，

所述控制装置还具有第2开关控制模式，该第2开关控制模式下，生成所述开关元件的所述控制信号，使得：所述第1电抗器电流和所述第2电抗器电流的各电抗器电流，在各所述控制周期中，具有各为极大点和极小点的一方的第1拐点和第2拐点，并且，

生成所述开关元件的所述控制信号，使得所述第1开关控制模式和所述第2开关控制模式被交替地适用。

4.根据权利要求1～3中任一项所述的电源系统，其中，

所述控制装置生成所述开关元件的所述控制信号，使得：根据对来自所述第1直流电源的输出进行控制的第1输出占空比和具有与所述第1输出占空比的最大值相当的电压宽度的第1载波之间的比较，在所述第1电抗器电流产生所述第1拐点以及所述第2拐点，并且根据对来自所述第2直流电源的输出进行控制的第2输出占空比和具有与所述第2输出占空比的最大值相当的电压宽度的第2载波之间的比较，在所述第2电抗器电流产生所述第1拐点以及所述第2拐点。

5.根据权利要求1～3中任一项所述的电源系统，其中，

从所述第1半导体元件到所述第4半导体元件的各半导体元件包括：

用于响应来自所述控制装置的信号来选择性地形成接通状态和断开状态的所述开关元件，所述接通状态形成电流路径，所述断开状态切断该电流路径；和

二极管，其与所述开关元件反并联地连接，用于在正向偏置时形成电流路径，

所述第5半导体元件包括用于控制所述第1节点与所述第2节点之间的电流路径的形成以及切断的所述开关元件。

6.根据权利要求1～3中任一项所述的电源系统，其中，

从所述第1半导体元件到所述第4半导体元件的各半导体元件包括：

用于响应来自所述控制装置的信号来选择性地形成接通状态和断开状态的所述开关元件，所述接通状态形成电流路径，所述断开状态切断该电流路径；和

二极管，其与所述开关元件反并联地连接，用于在正向偏置时形成电流路径，

所述第5半导体元件包括用于控制从所述第1节点向所述第2节点的电流路径的形成以及切断的所述开关元件、和用于控制从所述第2节点向所述第1节点的电流路径的形成以及切断的所述开关元件。

7.根据权利要求1～3中任一项所述的电源系统，其中，

在所述第2半导体元件和所述第4半导体元件的各半导体元件中，设置有所述开关元件，

在所述第1半导体元件和所述第3半导体元件中，分别设置有以从所述第1节点朝向所述第1电力线的方向作为顺方向而连接的二极管、和以从所述第2电力线朝向所述第2节点的方向作为顺方向而连接的二极管，

在所述第5半导体元件中，至少设置有用于控制从所述第1节点向所述第2节点的电流路径的形成以及切断的开关元件。

8.根据权利要求7所述的电源系统，其中，

在所述第1半导体元件和所述第3半导体元件的任一方中，还设置有与所述二极管并联连接的所述开关元件。

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