CN108174624B - 电源系统 - Google Patents

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Abstract

在第1电抗器电流(IL1)以及第2电抗器电流(IL2)，为了控制来自第1以及第2直流电源的输出，通过开关元件(S1～S5、S5a、S5b)的通断控制，在一个控制周期内，设置2个拐点、即极大点以及极小点。进行控制，使得：在第1以及第2电抗器电流(IL1、IL2)的拐点的至少一部分中，对同时成为打开或关闭的对象的多个开关元件赋予时间差并按预定顺序进行打开或关闭。在被赋予了时间差的拐点，在按照预定顺序而后关闭的开关元件或先打开的开关元件中，产生开关损失。

Description

电源系统
技术领域
本发明涉及电源系统，更特定的是，涉及包括连接在两个直流电源与共同的电力线之间的电力变换器而构成的电源系统的控制。
背景技术
使用了如下的混合动力电源系统，其使用连接在多个电源与负载之间的电力变换器，组合多个电源来向负载供给电源。
例如，在日本特开2013-46446号公报(专利文献1)中，记载了将相对于二次电池和可充放电的辅助电源分别设置的升压斩波器(电力变换器) 并联连接而成的车辆用电源系统。
另外，在日本特开2013-13234号公报(专利文献2)中，记载了如下的电力变换器的结构：通过切换多个电力用半导体开关元件(以下，也简称为“开关元件”)的开关模式(switching pattern)，能够切换在串联连接了两个直流电源的状态下进行DC/DC变换的工作模式(串联连接模式) 和在并联使用两个直流电源的状态下进行DC/DC变换的工作模式(并联连接模式)。
现有技术文献
专利文献1：日本特开2013-46446号公报
专利文献2：日本特开2013-13234号公报
发明内容
发明要解决的技术问题
在专利文献2所记载的电力变换器中，通过串联连接模式的选择来抑制升压比，由此，与专利文献1的结构相比，能够抑制高电压输出时的电力损失。进而，在专利文献2的电路结构中，会产生如下现象：第1直流电源的电力变换用的电流和第2直流电源的电力变换用的电流会重叠流通在共同的开关元件中。
因此，在专利文献2中，记载有如下情况：控制在第1直流电源以及第1电抗器中流通的电流与在第2直流电源以及第2电抗器中流通的电流之间的相位关系(具体而言，上升定时和下降定时的关系)，使得特定开关元件中的电力损失降低。由此，因为开关元件整体的电力损失的总值被减低，所以能够提高电力变换器的效率。
然而，当考虑电力变换器的制造成本时，对于开关元件中的电力损失，优选不仅限于总值的抑制，也减低开关元件间的不均。通常，开关元件通过晶体管芯片的并联连接来进行模块化，热定额(thermal rating)通过晶体管芯片的并联个数来设计。因此，若一部分开关元件中的发热量相对变大，则需要使该开关元件中的并联芯片个数比其他开关元件中的并联芯片个数多，因此量产时的制造成本的减低效果会变小。
本发明是为了解决这样的问题而完成的，其目的在于，提供在具备两个直流电源的电源系统的电力变换中抑制开关元件间的电力损失的不均的开关控制。
用于解决问题的技术方案
本公开的一个方案，是用于控制高电压侧的第1电力线与低电压侧的第2电力线之间的直流电压的电源系统，具备：第1直流电源；第2直流电源；电力变换器，其用于在第1以及第2直流电源与第1以及第2电力线之间执行直流电压变换；以及控制装置，其用于控制电力变换器的工作。电力变换器包括第1～第5半导体元件和第1以及第2电抗器。第1半导体元件电连接在第1电力线与第1节点之间。第1电抗器在第1节点与第2 电力线之间，与第1直流电源串联地电连接。第2半导体元件电连接在第 2电力线与第1节点之间。第2电抗器在第2节点与第1电力线之间，与第2直流电源串联地电连接。第3半导体元件电连接在第2节点与第2电力线之间。第4半导体元件电连接在第1电力线与第2节点之间。第5半导体元件电连接在第1节点与第2节点之间。第1～第5半导体元件的至少一部分，包括构成为根据来自控制装置的信号控制电流路径的形成以及遮断的开关元件。经由第1电抗器的第1电抗器电流以及经由第2电抗器的第2电抗器电流的各电抗器电流，通过对来自控制装置的控制信号进行了响应的开关元件的通断控制，被控制成在各控制周期中具有多个拐点。控制装置具有第1开关控制模式。在第1开关控制模式下，生成开关元件的控制信号，使得：在第1以及第2电抗器电流产生的多个拐点的至少一部分中，对同时成为打开或关闭的对象的多个开关元件赋予时间差来使其按预定顺序打开或关闭。进一步，在第1开关控制模式下，在被赋予了时间差的拐点，在按照预定顺序而后关闭的开关元件或先打开的开关元件中产生开关损失。
根据上述电源系统，在具备两个直流电源的电源系统的电力变换中，能够实现抑制开关元件间的电力损失的不均的开关控制。其结果是，通过使开关元件间的发热量均匀化，能够实现低成本化。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1的电源系统的结构的电路图。
图2是表示图1所示的负载的构成例的概略图。
图3是表示基本的升压斩波电路的结构的电路图。
图4是图3所示的升压斩波电路的工作波形图。
图5是图1所示的电力变换器的并联升压模式下的第1等效电路图。
图6是表示图5所示的等效电路图中的各直流电源的下臂接通时的电流路径的电路图。
图7是表示图5所示的等效电路图中的各直流电源的上臂接通时的电流路径的电路图。
图8是图1所示的电力变换器的并联升压模式下的第2等效电路图。
图9是表示图8所示的等效电路图中的各直流电源的下臂接通时的电流路径的电路图。
图10是表示图8所示的等效电路图中的各直流电源的上臂接通时的电流路径的电路图。
图11表示使用第1臂以及第2臂的升压斩波电路的各臂通断与开关元件的通断的对应关系。
图12是表示在实施方式1的电力变换器并联升压模式下用于对各开关元件进行通断控制的门逻辑式的一览的图表。
图13是用于说明图1所示的电力变换器的并联升压模式下的直流电源的输出控制例的功能框图。
图14是用于说明PWM控制的工作的波形图。
图15是表示并联升压模式下的开关模式的一览的图表。
图16是说明实施方式1的电力变换器中的电抗器电流的方向的组合的概念图。
图17是说明第2臂形成时的电流举动的电路图。
图18是用于说明适用了电流相位控制的PWM控制的工作的波形图。
图19是用于说明适用了电流相位控制的情况下的各开关元件的电力损失的波形图(再生时)。
图20是说明再生工作时的电力变换器10中的第2臂形成时的电流举动的电路图。
图21是用于说明实施方式1的开关控制的适用时的各开关元件的电力损失的波形图(再生时)。
图22是在实施方式1的开关控制的适用时(图21)和非适用时(图 19)之间比较开关损失的概念图。
图23是电抗器电流的大小关系与图19相反时的波形图(实施方式1 的开关控制的非适用时)。
图24是电抗器电流的大小关系与图21相反时的波形图(实施方式1 的开关控制的适用时)。
图25是在图23和图24之间比较开关损失的概念图。
图26是用于说明适用了与图19同样的电流相位控制的情况下的各开关元件的电力损失的波形图(功率输出时)。
图27是用于说明与图21同样的开关控制的适用时的各开关元件的电力损失的波形图(功率输出时)。
图28是在图26和图27之间比较开关损失的概念图。
图29是电抗器电流的大小关系与图26相反时的波形图(实施方式1 的开关控制的非适用时)。
图30是电抗器电流的大小关系与图27相反时的波形图(实施方式1 的开关控制的适用时)。
图31是在图29和图30之间比较开关损失的概念图。
图32是对功率输出工作及再生工作、以及IL1及IL2的大小关系的组合各自的开关损失进行比较的图表。
图33是用于说明实施方式1的开关控制(再生工作时)的适用时的 PWM控制的波形图。
图34是用于说明实施方式1的变形例的开关控制(功率输出工作时) 的适用时的PWM控制的波形图。
图35是用于说明实施方式2的电源系统所适用的开关控制的概念图。
图36是表示实施方式2的开关控制的适用时的开关元件的温度变化历史记录的一例的概念性波形图。
图37是用于说明实施方式3的电力变换器的结构的电路图。
图38是表示在实施方式3的电力变换器并联升压模式下用于对各开关元件进行通断控制的门逻辑式的一览的图表。
图39是用于说明对实施方式3的电力变换器适用了与图19同样的电流相位控制的情况下的各开关元件的电力损失的波形图(再生时)。
图40是用于说明对实施方式3的电力变换器适用了与图21同样的开关控制的情况下的各开关元件的电力损失的波形图(再生时)。
图41是电抗器电流的大小关系与图39相反时的波形图(实施方式1 的开关控制的非适用时)。
图42是电抗器电流的大小关系与图40相反时的波形图(实施方式1 的开关控制的适用时)。
图43是用于说明对实施方式3的电力变换器适用了与图26同样的开关控制的情况下的各开关元件的电力损失的波形图(功率输出时)。
图44是用于说明对实施方式3的电力变换器适用了与图27同样的开关控制的情况下的各开关元件的电力损失的波形图(功率输出时)。
图45是电抗器电流的大小关系与图43相反时的波形图(实施方式1 的开关控制的非适用时)。
图46是电抗器电流的大小关系与图44相反时的波形图(实施方式1 的开关控制的适用时)。
图47是实施方式4的串联升压模式下的实施方式1的电力变换器的等效电路图(下臂接通时)。
图48是实施方式4的串联升压模式下的实施方式1的电力变换器的等效电路图(上臂接通时)。
图49是表示在实施方式1的电力变换器的串联升压模式下用于对各开关元件进行通断控制的门逻辑式的一览的图表。
图50是实施方式4的串联升压模式下的实施方式3的电力变换器的等效电路图(下臂接通时)。
图51是实施方式4的串联升压模式下的实施方式3的电力变换器的等效电路图(上臂接通时)。
图52是表示在实施方式3的电力变换器的串联升压模式下用于对各开关元件进行通断控制的门逻辑式的一览的图表。
图53是用于表示能够选择性地适用于实施方式1、3的电力变换器的多个工作模式的一览的图表。
图54是表示不对第1直流电源进行再生充电的情况下的从图1所示的电力变换器的结构变形的变形例的电路图。
图55是表示不对第2直流电源进行再生充电的情况下的从图1所示的电力变换器的结构变形的变形例的电路图。
图56是表示不对第1以及第2直流电源进行再生充电的情况下的从图 1所示的电力变换器的结构变形的变形例的电路图。
图57是表示不对第1直流电源进行再生充电的情况下的从图37所示的电力变换器的结构变形的变形例的电路图。
图58是表示不对第2直流电源进行再生充电的情况下的从图37所示的电力变换器的结构变形的变形例的电路图。
图59是表示不对第1以及第2直流电源进行再生充电的情况下的从 37所示的电力变换器的结构变形的变形例的电路图。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的实施方式进行详细说明。此外，以下，对图中的相同或相当的部分标注相同的标号，原则上不重复其说明。
[实施方式1]
(电路结构)
图1是表示本发明的实施方式的电源系统的结构的电路图。
参照图1，电源系统5具备直流电源B1、直流电源B2、电力变换器 10以及控制装置100。
在本实施方式中，直流电源B1以及B2由二次电池和/或双电荷层电容器等蓄电装置构成。例如，直流电源B1由锂离子二次电池、镍氢电池这样的二次电池来构成。另外，直流电源B2例如由双电荷层电容器、锂离子电容器等输出特性优良的直流电压源要素来构成。直流电源B1以及直流电源B2分别对应于“第1直流电源”以及“第2直流电源”。
此外，也可以将直流电源B1以及B2由同种蓄电装置来构成。另外，对于直流电源B1以及B2的容量，也没有特别限定，直流电源B1以及B2 既可以各自由相同容量构成，也可以使一方的直流电源的容量比另一方的直流电源的容量大。
电力变换器10构成为控制高电压侧的电力线PL与低电压侧的电力线 GL之间的直流电压VH(以下，也称为输出电压VH)。电力线GL代表性地由接地配线构成。
负载30接受电力变换器10的输出电压VH来工作。输出电压VH的电压指令值VH* 被设定为适合于负载30工作的电压。电压指令值VH* 也可以设定为根据负载30的状态而可变。进而，负载30也可以构成为能够通过再生发电等来产生直流电源B1和/或B2的充电电力。
电力变换器10包括开关元件(电力用半导体开关元件)S1～S5和电抗器L1、L2。在本实施方式中，作为电力用半导体开关元件(以下，也简称为“开关元件”)，可以使用IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极晶体管)、电力用MOS(Metal OxideSemiconductor，金属氧化物半导体)晶体管或者电力用双极性晶体管等。
开关元件S1电连接在电力线PL与节点N1之间。电抗器L1以及直流电源B1在节点N1与电力线GL之间串联地电连接。例如，电抗器L1 电连接在直流电源B1的正极端子与节点N1之间，并且直流电源B1的负极端子与电力线GL电连接。开关元件S2电连接在节点N1与电力线GL 之间。此外，即使调换电抗器L1和直流电源B1的连接顺序，在电方面也可维持等效的电路结构。
开关元件S3电连接在节点N2与电力线GL之间。开关元件S4电连接在电力线PL与节点N2之间。开关元件S5电连接在节点N1与N2之间。电抗器L2以及直流电源B2在电力线PL与节点N2之间串联地电连接。例如，电抗器L2电连接在直流电源B2的正极端子与电力线PL之间，并且直流电源B2的负极端子与节点N2电连接。此外，即使调换电抗器L2 和直流电源B2的连接顺序，在电方面也可维持等效的电路结构。
相对于开关元件S1～S4，分别配置有反并联二极管D1～D4。二极管 D1～D4配置成在正向偏置时形成从电力线GL朝向电力线PL的方向(图中，从下朝上的方向)的电流路径。另一方面，二极管D1～D4在反向偏置时不形成该电流路径。具体而言，二极管D1以使从节点N1朝向电力线 PL的方向为顺方向的方式连接，二极管D2以使从电力线GL朝向节点 N1的方向为顺方向的方式连接。同样地，二极管D3以使从电力线GL朝向节点N2的方向为顺方向的方式连接，二极管D4以使从节点N2朝向电力线PL的方向为顺方向的方式连接。
在图1的构成例中，开关元件S5作为如下的双向开关而设置，该双向开关针对从节点N1朝向节点N2的电流路径以及从节点N2朝向节点N1 的电流路径的各电流路径，能够个别地控制形成以及遮断。即，双向开关 (S5)具有在节点N1与N2之间电串联连接的二极管D5a以及开关元件 S5a。二极管D5a以从节点N1朝向节点N2的方向作为顺方向而电连接在节点N1、N2间。
双向开关(S5)还具有在节点N1与N2之间电串联连接的二极管D5b 以及开关元件S5b。二极管D5b以及开关元件S5b在节点N1与N2之间，相对于二极管D5a以及开关元件S5a并联地连接。二极管D5b以从节点 N2朝向节点N1的方向作为顺方向而电连接在节点N1、N2间。
在双向开关中，当开关元件S5a接通时，通过二极管D5a，在从节点 N1朝向N2的方向上形成电流路径。另一方面，当开关元件S5a断开时，该电流路径被遮断。即，开关元件S5a为了控制从节点N1向N2的电流路径的形成以及遮断而配置。
另外，当开关元件S5b接通时，通过二极管D5b，在从节点N2朝向 N1的方向上形成电流路径。另一方面，当开关元件S5b被断开时，该电流路径被遮断。即，开关元件S5b为了控制从节点N2向N1的电流路径的形成以及遮断而配置。
开关元件S1～S5a、S5b能够对来自控制装置100的控制信号SG1～SG4、 SG5a、SG5b分别进行响应来控制通断。具体而言，开关元件S1～S5在控制信号SG1～SG5为逻辑高电平(以下，也表述为“H电平”)时成为接通状态，成为能够形成电流路径的状态。另一方面，开关元件S1～S5a、S5b 在控制信号SG1～SG4、SG5a、SG5b为逻辑低电平(以下，也表述为“L 电平”)时成为断开状态，成为遮断该电流路径的状态。
在图1的构成例中，开关元件S1以及二极管D1对应于“第1半导体元件SM1”，开关元件S2以及二极管D2对应于第2半导体元件SM2”，开关元件S3以及二极管D3对应于第3半导体元件SM3”。进而，开关元件S4以及二极管D4对应于“第4半导体元件SM4”，开关元件S5a、S5b以及二极管D5a、D5b对应于“第5半导体元件SM5”。进而，电抗器 L1以及L2分别对应于“第1电抗器”以及“第2电抗器”。在图1的例子中，通过开关元件S1～S5a、S5b的通断控制，能够在第1半导体元件SM1～第5半导体元件SM5的各半导体元件中控制电流路径的形成以及遮断。
控制装置100例如由具有未图示的CPU(Central Processing Unit，中央处理单元)以及存储器的电子控制单元(ECU)构成。控制装置100构成为基于存储器所存储的映射(map)以及程序来进行使用了各传感器的检测值的运算处理。或者，控制装置100的至少一部分也可以构成为通过电子电路等硬件来执行预定的数值和逻辑运算处理。
控制装置100为了控制输出电压VH，生成用于控制开关元件S1～S5 的通断的控制信号SG1～SG5a、SG5b。此外，虽然在图1中省略了图示，但设置有直流电源B1的电压(表述为V[1])及电流(表述为I[1])、直流电源B2的电压(表述为V[2])及电流(表述为I[2])、以及输出电压VH 的检测器(电压传感器)。这些检测器的输出被提供给控制装置100。
图2是表示负载30的构成例的概略图。
参照图2，负载30构成为包括例如电动车辆的行驶用电动机。负载30 包括平滑电容器CH、逆变器(inverter，变换器)32、电动发电机35、动力传递机构36以及驱动轮37。
电动发电机35是用于产生车辆驱动力的行驶用电动机，例如由多相的永磁体型同步电动机构成。电动发电机35的输出转矩经由通过减速器和/ 或动力分配机构构成的动力传递机构36向驱动轮37传递。电动车辆通过被传递到驱动轮37的转矩来行驶。另外，电动发电机35在电动车辆的再生制动时，通过驱动轮37的旋转力来发电。该发电电力通过逆变器32进行AC/DC变换。该直流电力能够作为电源系统5所包含的直流电源B1、 B2的充电电力来使用。
在除了电动发电机之外还搭载了发动机(未图示)的混合动力汽车中，通过使该发动机以及电动发电机35协调工作，产生电动车辆所需的车辆驱动力。此时，也可以使用因发动机的旋转产生的发电电力来对直流电源B1、 B2充电。
如此，电动车辆总括性地表示搭载行驶用电动机的车辆，包括搭载有发动机以及电动机的混合动力汽车和未搭载发动机的电动汽车及燃料电池车这双方。
(电力变换器的工作)
电力变换器10与专利文献2所记载的电力变换器同样地，具有直流电源B1、B2与电力线PL、GL之间的直流电力变换(DC/DC变换)的形式不同的多个工作模式。通过对开关元件的通断控制的形式进行切换，选择性地适用这些工作模式。
电力变换器10的多个工作模式包括：用于在直流电源B1以及B2与电力线PL、GL之间并联地进行DC/DC变换的“并联升压模式”；和用于在串联连接的直流电源B1以及B2与电力线PL、GL之间进行DC/DC 变换的“串联升压模式”。并联升压模式对应于专利文献2中的“并联连接模式”，串联升压模式对应于专利文献2中的“串联连接模式”。
为了在以下的说明中变得明确，本实施方式的电源系统的特征在于，在电力变换器10的并联升压模式下，用于抑制开关元件间的电力损失的不均的开关控制。因此，首先，对成为基础的并联升压模式下的工作以及控制进行说明。
从图1可知，电力变换器10具有将形成在直流电源B1与电力线PL、 GL之间的升压斩波电路和形成在直流电源B2与电力线PL、GL之间的升压斩波电路组合而成的电路结构。因此，首先，对基本的升压斩波电路的工作进行详细说明。
图3中示出了表示基本的升压斩波电路的结构的电路图。
参照图3，升压斩波电路CHP具有构成上臂的开关元件Su、构成下臂的开关元件Sl、以及电抗器L。二极管Du以及Dl分别与上臂的开关元件Su以及下臂的开关元件Sl反并联连接。
在升压斩波电路CHP中，交替地设置下臂(开关元件Sl)的接通期间以及断开期间。在下臂的接通期间，形成经由直流电源PS-电抗器L-下臂元件Sl(接通)的电流路径101。由此，在电抗器L中蓄积能量。
在下臂的断开期间，形成经由直流电源PS-电抗器L-二极管Du(或开关元件Su)-负载30的电流路径102。由此，在下臂元件Sl的接通期间蓄积于电抗器L的能量和来自直流电源PS的能量被供给到负载30。由此，向负载30的输出电压被升压为比直流电源PS的输出电压高。
上臂的开关元件Su需要在下臂的开关元件Sl的接通期间被断开。另外，在下臂的开关元件Sl的断开期间，通过接通上臂的开关元件Su，能够将来自负载30的电力再生给直流电源PS。例如，通过使上臂的开关元件Su和下臂的开关元件Sl周期性且互补地通断，不用根据电流方向来切换开关控制(通断控制)的形式，而能够一边控制输出电压VH，一边对应于再生和功率输出这双方来执行DC/DC变换。
此外，在不进行向直流电源PS的电力再生的情况下，电流方向被限定为单向，因此，关于上臂，也可以省略开关元件Su的配置而仅由二极管 Du构成。另外，关于下臂，可以省略二极管Dl的配置。
图4中示出了图3所示的升压斩波电路的工作波形例。
参照图4，在下臂的接通期间，在电抗器L以及直流电源PS中流通的电流(以下，称为“电抗器电流”)IL上升，在下臂的断开期间，电抗器电流IL下降。因此，通过控制下臂的开关元件Sl的接通期间与断开期间之比，能够控制输出电压VH。具体而言，通过使接通期间的比率上升，输出电压VH上升。
对于升压斩波电路CHP中的电压变换比(升压比)，已知使用直流电源PS的电压Vi、输出电压VH以及占空比DT(以下，也简称为占空比 DT)由下述式(1)来表示。此外，占空比DT是表示接通期间比率的参数，由下臂的接通期间相对于开关周期To(接通期间+断开期间)的比率 (时间比)来定义。
VH＝1/(1-DT)·Vi……(1)
在升压斩波电路CHP中，通过脉冲宽度调制(PWM)控制，能够执行开关元件的通断控制(以下，开关控制)。例如，根据对载波CW和占空比DT的电压比较，可生成用于对下臂进行通断的控制脉冲信号SD。
载波CW具有与开关周期To相同的周期。例如，对于载波CW，使用三角波。载波CW的频率相当于开关元件Sl(Su)的开关频率。载波 CW的电压宽度(峰-峰)被设定为与DT＝1.0对应的电压。
对于控制脉冲信号SD，在表示占空比DT的电压比载波CW的电压高时被设定为H电平，而在表示占空比DT的电压比载波CW的电压低时被设定为L电平。控制脉冲信号/SD是控制脉冲信号SD的反转信号。
对于下臂的开关元件Sl的通断，按照控制脉冲信号SD进行控制。即，下臂的开关元件Sl在控制脉冲信号SD的H电平期间被控制为接通状态，而在控制脉冲信号SD的L电平期间被控制为断开状态。对于上臂的开关元件Su，能够按照控制脉冲信号/SD，与下臂的开关元件Sl互补且周期性地进行通断控制。
电抗器电流IL伴随开关控制，在下臂接通期间上升，而在上臂接通期间下降。即，在从上臂接通向下臂接通的转变定时，电抗器电流IL具有极小点。相反，电抗器电流IL在从下臂接通向上臂接通的转变定时具有极大点。
若占空比DT变高，则下臂的接通期间变长，因此电流IL的平均值增加。由此，来自直流电源PS的输出上升，由此输出电压VH上升。
相反，若占空比DT变低，则上臂接通期间变长，因此电流IL的平均值下降。由此，来自直流电源PS的输出下降，由此输出电压VH下降。如此，在斩波电路中，通过开关控制，在电抗器电流IL设置极大点以及极小点即多个拐点，由此可控制输出。
(并联升压模式的电路工作)
接着，对电力变换器10的并联升压模式下的工作以及控制进行详细说明。电力变换器10在并联升压模式下，通过相对于直流电源B1以及B2 的各电源使两个升压斩波电路并联地工作的形式来进行工作。即，电力变换器10与专利文献2中的并联连接模式同样地，通过在直流电源B1以及 B2与电力线PL、GL(负载30)之间进行并联的DC/DC变换，根据电压指令值VH* 来控制输出电压VH。
再次参照图1，在电力变换器10中，特征在于：在因开关元件S5(S5a、 S5b)的断开而在节点N1与N2之间未流通电流的情况和不是那样的情况之间，相对于直流电源B1以及B2形成的升压斩波电路不同。
图5中示出了在节点N1与N2之间未流通电流时的电力变换器10的等效电路。以下，将通过开关元件S5a和S5b的至少一方被断开而在节点 N1与N2间未流通电流的状态也称为开关元件S5的断开时。
参照图5，在开关元件S5的断开时，相对于直流电源B1，形成以开关元件S2以及二极管D2为下臂且以开关元件S1以及二极管D1为上臂的升压斩波电路。另一方面，相对于直流电源B2，形成以开关元件S4以及二极管D4为下臂且以开关元件S3以及二极管D3为上臂的升压斩波电路。
因此，电力变换器10在开关元件S5的断开时，与专利文献1同样地，具有相对于直流电源B1、B2并联地设置有升压斩波电路的电路结构。
图6中示出了在图5所示的等效电路图中直流电源B1、B2的下臂接通时的电流路径。
参照图6，通过接通开关元件S2，与图3中的电流路径101同样地，形成用于通过直流电源B1的输出来向电抗器L1蓄积能量的电流路径111。即，开关元件S2相当于与直流电源B1对应地形成的升压斩波电路的下臂。
同样地，通过接通开关元件S4，与图3中的电流路径101同样地，形成用于通过直流电源B2的输出来向电抗器L2蓄积能量的电流路径112。即，开关元件S4相当于与直流电源B2对应地形成的升压斩波电路的下臂。
图7中示出了在图5所示的等效电路图中直流电源B1、B2的上臂接通时的电流路径。
参照图7，通过断开开关元件S2，形成用于经由开关元件S1或二极管D1将电抗器L1的蓄积能量与来自直流电源B1的能量一起向电力线PL 输出的电流路径113。在本实施方式中，通过使开关元件S1和S2互补地通断，在开关元件S2的断开期间开关元件S1被接通。开关元件S1相当于与直流电源B1对应地形成的升压斩波电路的上臂。
同样地，通过断开开关元件S4，形成经由开关元件S3或二极管D3 将电抗器L2的蓄积能量与来自直流电源B2的能量一起向电力线PL输出的电流路径114。在本实施方式中，因为使开关元件S3和S4互补地通断，所以在开关元件S4的断开期间开关元件S3被接通。开关元件S3相当于与直流电源B2对应地形成的升压斩波电路的上臂。
从图6以及图7可知，通过交替地形成电流路径111以及113，执行直流电源B1与电力线PL、GL之间的DC/DC变换。同样地，通过交替地形成电流路径112以及114，执行直流电源B2与电力线PL、GL之间的 DC/DC变换。
以下，将与直流电源B1对应地形成的升压斩波电路的上臂也称为B1U 臂”，将下臂也称为“B1L臂”。同样地，将与直流电源B2对应地形成的升压斩波电路的上臂也称为“B2U臂”，将下臂也称为“B2L臂”。
此外，从图6可知，在B1L臂以及B2L臂的形成时，若形成从节点 N2朝向N1的电流路径，则会形成从电力线PL向电力线GL的短路路径，因此需要遮断该电流路径。因此，在该情况下，需要断开开关元件S5b。另一方面，即使对于开关元件S5a设为接通状态，也能够通过二极管D5a 来遮断从节点N2朝向N1的电流路径。
同样地，从图7可知，在B1U臂以及B2U臂的形成时，若形成从节点N1朝向N2的电流路径，则会形成从电力线PL向电力线GL的短路路径，因此需要遮断该电流路径。因此，在该情况下，需要断开开关元件S5a。另一方面，即使对于开关元件S5b设为接通状态，也能够通过二极管D5b 来遮断从节点N1朝向N2的电流路径。
如此，在将开关元件S5由双向开关构成的情况下，能够使开关元件 S5a、S5b个别地通断。
另一方面，图8中示出了在节点N1与N2之间流通电流时的电力变换器10的等效电路。以下，将通过开关元件S5a以及S5b的接通而在节点N1与N2间流通电流的状态也称为开关元件S5的接通时。
参照图8，关于直流电源B1，在开关元件S5的接通时，能够将连接在节点N2和电力线GL之间的开关元件S3作为直流电源B1的下臂(B1L 臂)来形成升压斩波电路。同样地，能够将电连接在节点N2和电力线PL 之间的开关元件S4作为直流电源B1的上臂(B1U臂)来形成升压斩波电路。
另外，关于直流电源B2，能够形成以连接在节点N1和电力线PL之间的开关元件S1为下臂(B2L臂)且以开关元件S2为上臂(B2U臂)的升压斩波电路。
图9中示出了在图8所示的等效电路图中直流电源B1、B2的下臂接通时的电流路径。
参照图9(a)，通过接通开关元件S3以及S5a，形成用于通过直流电源B1的输出来向电抗器L1蓄积能量的电流路径115。另一方面，如图9 (b)所示，通过接通开关元件S1、S5a，形成用于通过直流电源B2的输出来向电抗器L2蓄积能量的电流路径116。
图10中示出了在图8所示的等效电路图中直流电源B1、B2的上臂接通时的电流路径。
参照图10(a)，关于直流电源B1，通过在接通了开关元件S5(S5a) 的状态下断开开关元件S3，形成用于经由开关元件S4或二极管D4将电抗器L1的蓄积能量与来自直流电源B1的能量一起向电力线PL输出的电流路径117。如上所述，因为开关元件S3以及S4被互补地通断，所以能够通过开关元件S3形成B1L臂，并且通过开关元件S4形成B1U臂。
参照图10(b)，关于直流电源B2，通过在接通了开关元件S5(S5a) 的状态下断开开关元件S1，形成用于经由开关元件S2或二极管D2将电抗器L2的蓄积能量与来自直流电源B2的能量一起向电力线PL输出的电流路径118。如上所述，因为开关元件S1以及S2被互补地通断，所以能够通过开关元件S1形成B2L臂，并且通过开关元件S2形成B2U臂。此外，在图10(a)、(b)中，通过开关元件S5b的接通，能够接受在与电流路径117、118相反方向上流通的来自负载30的再生电流，对直流电源B1、 B2充电。
图11中示出了在开关元件S5的断开时以及接通时分别形成的升压斩波电路的各臂与开关元件的通断的对应关系。
参照图11，将在开关元件S5的断开时(图5～图7)形成的升压斩波电路中的各臂称为“第1臂”，将在开关元件S5的接通时(图8～图10) 形成的升压斩波电路的各臂称为“第2臂”。
在开关元件S5的断开时、即第1臂的形成时，对于直流电源B1，如上所述，通过开关元件S2的接通而B1L臂被接通，另一方面，通过开关元件S1的接通(开关元件S2的断开)而B1U臂被接通。另外，对于直流电源B2，通过开关元件S4的接通而B2L臂被接通，另一方面，通过开关元件S3的接通(开关元件S4的断开)而B2U臂被接通。
另一方面，在开关元件S5的接通时、即第2臂的形成时，对于直流电源B1，如上所述，通过开关元件S3的接通而B1L臂被接通，另一方面，通过开关元件S4的接通(开关元件S3的断开)而B1U臂被接通。另外，对于直流电源B2，通过开关元件S1的接通而B2L臂被接通，另一方面，通过开关元件S2的接通(开关元件S1的断开)而B2U臂被接通。
如此，在第1臂和第2臂的任一方中，通过使开关元件S1和S2互补地通断，并且使开关元件S3和S4互补地通断，对于直流电源B1和B2的各直流电源，能够进行控制以使得上臂和下臂交替地通断。
在实施方式1的电力变换器10的并联升压模式下，分开使用图11所示的第1臂和第2臂来执行DC/DC变换。但是，如图11所示，各开关元件S1～S4相对于直流电源B1、B2的一方而作为第1臂进行工作，并且相对于直流电源B1、B2的另一方作为第2臂进行工作。需要注意：因这样的第1臂和第2臂间的干涉，能够适用第2臂的期间受到限定。
具体而言，当对于直流电源B1、B2的一方而接通第2臂时，对于直流电源B1、B2的另一方，上下相反侧的第1臂会被接通。例如，当接通开关元件S3、S5而接通第2臂中的B1L臂时(图9(a))，随着开关元件S3的接通，与图7同样地，对于直流电源B2而第1臂中的B2U臂会被接通。相反，当通过开关元件S4、S5的接通而接通第2臂中的B1U臂时 (图10(a))，与图6同样地，对于直流电源B2而第1臂中的B2L臂会被接通。
从图9(a)、(b)也可知，在第2臂的形成时接通了B1L臂和B2L 臂双方的情况下，会经由接通状态的开关元件S1、S3、S5a在电力线PL 与GL间形成短路路径。因此，如上所述，在接通B1L臂和B2L臂双方的情况下，需要通过开关元件S5(至少S5a)的断开来适用第1臂(图6)。
同样地，从图10(a)、(b)也可知，在第2臂的形成时接通了B1U 臂和B2U臂双方的情况下，会经由接通状态的开关元件S4、S5b、S2在电力线PL与GL间形成短路路径。因此，如上所述，在接通B1L臂和B2L 臂双方的情况下，需要通过开关元件S5(至少S5b)的断开来适用第1臂 (图6)。
因此，能够使用第2臂的期间，被限定为在直流电源B1、B2之间向上臂的指令(接通/断开)和向下臂的指令(接通/断开)不同的期间。即，仅限于在对直流电源B1指示上臂接通而对直流电源B2指示下臂接通的期间、或对直流电源B1指示下臂接通而对直流电源B2指示上臂接通的期间，能够使用第2臂。
图12中示出了关于并联升压模式下的开关元件S1～S5的各开关元件的用于通断控制的门逻辑式。
参照图12，控制脉冲信号SD1相当于与直流电源B1对应的升压斩波电路中的控制脉冲信号SD(图4)。即，在控制脉冲信号SD1的H电平时，指示对直流电源B1的下臂接通。控制脉冲信号SD1的H电平期间越长，则来自直流电源B1的输出越增加。
控制脉冲信号/SD1是控制脉冲信号SD1的反转信号。即，在控制脉冲信号/SD1的H电平时，指示对直流电源B1的上臂接通。控制脉冲信号/SD1 的H电平期间(即，控制脉冲信号SD1的L电平期间)越长，则来自直流电源B1的输出越减少。
同样地，控制脉冲信号SD2相当于与直流电源B2对应的升压斩波电路中的控制脉冲信号SD(图4)，控制脉冲信号/SD2是控制脉冲信号SD2 的反转信号。控制脉冲信号SD2的H电平期间越长，则来自直流电源B2 的输出越增加，另一方面，控制脉冲信号/SD1的H电平期间(即，控制脉冲信号SD1的L电平期间)越长，则来自直流电源B1的输出越减少。
在电力变换器10的并联升压模式下，开关元件S2对应于控制脉冲信号SD1来进行通断控制，并且开关元件S1响应于控制脉冲信号/SD1而被通断。进而，开关元件S4对应于控制脉冲信号SD2来进行通断控制，并且开关元件S3响应于控制脉冲信号/SD2而被通断。
基本上，开关元件S5能够按照控制脉冲信号SD1和SD2的异或(XOR) 来进行通断控制。如此，在控制脉冲信号SD1和SD2的逻辑电平相等时(即， SD1＝SD2＝H、或SD1＝SD2＝L)的情况下，开关元件S5被断开。其结果是，在图6或图7所示的电路状态下，通过将节点N1与N2之间电切离，能够避免在电力线PL和GL间形成短路路径。
另一方面，如上所述，在图6以及图7的各个电路状态下，为了避免上述短路路径的形成，只要遮断单向的电流路径就够了。具体而言，在图 6的电路状态下，仅遮断从节点N2朝向N1的方向的电流路径就能够避免短路路径的形成。同样地，在图7的电路状态下，仅遮断从节点N1朝向 N2的方向的电流路径即可。
因此，在接通B1L臂(开关元件S2)和B2L臂(开关元件S4)双方的期间、即SD1＝SD2＝H电平的期间，需要开关元件S5b的断，而开关元件S5a能够接通。另一方面，在接通B1U臂(开关元件S1)和B2U臂(开关元件S3)双方的期间、即SD1＝SD2＝H电平的期间，需要开关元件S5a 的断开，而开关元件S5b能够接通。
因此，开关元件S5a也可以按照控制脉冲信号SD1和SD2的逻辑或 (OR)来进行通断。同样地，开关元件S5b也可以按照控制脉冲信号/SD1 和/SD2的逻辑或(OR)来进行通断。
如此，与将开关元件S5a、S5b的各开关元件按照控制脉冲信号SD1 和SD2的异或(XOR)来共同地进行通断的情况相比，能够使通断次数减少，因此能够抑制开关损失。
如此，按照图12所示的逻辑运算式，根据控制脉冲信号SD1、SD2 来控制开关元件S1～S5a、S5b的通断，由此能够一边自动地选择使用第1 臂的升压斩波电路和使用形成第2臂的升压斩波电路，一边执行并联升压模式下的DC/DC变换。特别是，通过由开关元件S5(S5a、S5b)实现的节点N1、N2间的电流路径的形成/遮断的控制，能够一边避免在电力线PL、GL间形成短路路径，一边切换第1臂和第2臂。
图13是用于说明电力变换器10的并联升压模式时的直流电源B1、B2 的输出控制例的功能框图。此外，以下，关于以图13开始的各功能框图中的功能块，设为可通过由控制装置100进行的软件处理和/或硬件处理来实现其功能。
参照图13，在并联升压模式下，与专利文献2的并联连接模式同样地，能够控制(电压控制)直流电源B1和B2的一方的输出以补偿输出电压 VH的电压偏差ΔV(ΔV＝VH* -VH)，并且能够控制(电流控制)直流电源B1和B2的另一方的输出以补偿电流I[1]或I[2]的电流偏差。例如，电流控制的指令值(Io* )能够设定成控制该电源的输出电力。
作为一例，并联升压模式下的转换器控制部250控制电力变换器10，使得：对直流电源B1的输出进行电压控制，而对直流电源B2的输出进行电流控制。在该情况下，若使用直流电源B2的电力指令值P[2]* 以及电压 V[2]而设定为Io* ＝P[2]* /V[2]，则能够按照电力指令值P[2]* 来控制直流电源B2的输入输出电压。
转换器控制部250包括减法运算部252、254、用于控制直流电源B1 的输出的控制器210、用于控制直流电源B2的输出的控制器220、PWM 控制部230、以及载波产生部240。
减法运算部252运算电压控制用的电压偏差ΔV(ΔV＝VH* -VH)。控制器210通过用于补偿电压偏差ΔV的反馈控制(例如PI控制)，运算直流电源B1的占空比DT1(以下，简称为占空比DT1)。此外，也能够进一步反映根据直流电源B1的电压V[1]以及电压指令值VH*的电压比而使用式(1)算出的理论升压比，来运算占空比DT1。
减法运算部254运算电流控制用的电流偏差ΔI(ΔI＝Io* -I[2])。控制器220通过用于补偿电流偏差ΔI的反馈控制(例如，PI控制)，运算直流电源B2的占空比DT2(以下，简称为占空比DT2)。此外，也能够进一步反映根据直流电源B2的电压V[2]以及电压指令值VH* 的电压比而使用式(1)算出的理论升压比，来运算占空比DT2。
载波产生部240产生直流电源B1的控制所使用的载波CW1以及直流电源B2的控制所使用的CW2。PWM控制部230通过基于占空比DT1和载波CW1的比较而进行的PWM控制与基于载波CW2和占空比DT2的比较而进行的PWM控制的组合，生成控制信号SG1～SG5。载波CW1以及CW2具有与开关率相当的同一频率。
在并联升压模式下，通过基于占空比DT1、DT2进行的来自直流电源 B1以及B2的输出控制，能够控制电力变换器10，使得：对直流电源B1、 B2的一方进行电压控制(VH→VH* )，并且对直流电源B1、B2的另一方进行电流控制(I[1]或I[2]→Io* )。由此，在并联升压模式下，对于相对于负载30的电力变换器10整体的输入输出电力PL(负载电力PL)，控制受电流控制的直流电源的输入输出电力，由此，对于受电压控制的直流电源的输入输出电力，也能够间接地控制。
此外，直流电源B1以及B2的输出控制并不限定于图13中的例示，对于占空比DT1、DT2的算出，只要具有将输出电压VH控制为电压指令值VH* 的功能，能够以任意的方式来执行。
作为配置(arrange)的一例，也可以是，基于为了将输出电压VH控制为电压指令值VH* 而相对于电力变换器10输入输出的必要电力Pr的算出，对直流电源B1、B2的输出进行电力控制(电流控制)。具体而言，按照将该必要电力Pr在直流电源B1、B2之间分配的电力指令值P1* 、P2* ，能够控制直流电源B1以及B2的输出电力(Pr＝P1* +P2* )。在并联升压模式下，能够自由地进行电力指令值P1* 、P2* 间的分配。在该情况下，通过根据电力指令值P1* 、P2* 求出的以电流指令值I1* (I1* ＝P1* /V[1])以及I2* (I2* ＝P2* /V[2])为基准值的电流I[1]、I[2]的反馈控制，能够算出占空比DT1、DT2。
图14中示出了用于说明并联连接模式下的PWM控制部230的工作的波形图。
参照图14，针对直流电源B1，控制脉冲信号SD1、/SD1通过基于载波CW1和占空比DT1的电压比较进行的PWM控制来生成。在DT1>CW1 的期间，控制脉冲信号SD1被设定为H电平，而在CW1>DT1的期间，控制脉冲信号SD1被设定为L电平。因此，随着占空比DT1的上升，控制脉冲信号SD1的H电平期间变长，控制脉冲信号/SD1的H电平期间变短。如上所述，在控制脉冲信号SD1的H电平期间，指示直流电源B1的下臂接通，因此随着占空比DT1的上升，直流电源B1的输出增加。
同样地，针对直流电源B2，也是通过基于占空比DT2与载波CW2 的电压比较进行的PWM控制，生成控制脉冲信号SD2、/SD2。与控制脉冲信号SD1、/SD1同样地，在DT2>CW2的期间，控制脉冲信号SD2被设定为H电平，而在CW2>DT2的期间，控制脉冲信号SD2被设定为L 电平。在控制脉冲信号SD2的H电平期间，指示直流电源B2的下臂接通，因此随着占空比DT2的上升，直流电源B2的输出增加。
对于控制信号SG1～SG5，按照图12所示的逻辑运算式，根据通过上述PWM控制而得到的控制脉冲信号SD1、/SD1、SD2、/SD2来生成。在此，若按照图12所示的逻辑式，则根据控制脉冲信号SD1的H/L电平和控制脉冲信号SD2的H/L电平的组合，开关元件S1～S5的开关模式被限定为图15所示的4种。
图15是表示并联升压模式下的开关元件S1～S5的通断模式(开关模式)的一览的图表。
参照图14，在时刻t0～t1间，SD1＝SD2＝H。此时，成为控制信号 SG1＝SG3＝SG5b＝L，另一方面，成为SG2＝SG4＝SG5a＝H。因此，如图15 的模式II所示，开关元件S5b被断开并形成第1臂。并且，开关元件S1、S3被断开，而开关元件S2、S4被接通。
此时，从图11可知，对直流电源B1和B2的各直流电源，指示下臂 (B1L臂以及B2L臂)的接通。因此，在时刻t0～t1间，电抗器电流IL1 和IL2双方上升。此外，从图1的电路结构可清楚，电抗器电流IL1相当于直流电源B1的电流I[1]，电抗器电流IL2相当于直流电源B2的电流I[2]。
再次参照图14，在时刻t1，控制脉冲信号SD2从H电平向L电平变化，因此在时刻t1～t2间，SD1＝H、且SD2＝L。此时，成为控制信号 SG2＝SG3＝SG5a＝SG5b＝H，另一方面，成为SG1＝SG4＝L。因此，如图15 的模式I所示，在开关元件S5a、S5b被接通并形成第2臂的状况下，开关元件S2、S3被接通，而开关元件S1、S4被断开。
此时，从图11可知，对直流电源B1指示下臂(B1L臂)的接通，而对直流电源B2指示上臂(B2U臂)的接通。因此，在时刻t1～t2间，电抗器电流IL1上升，而电抗器电流IL2下降。其结果是，在时刻t1，电抗器电流IL2从上升反转为下降，因此会具有极大点。
再次参照图14，在时刻t2，控制脉冲信号SD1从H电平向L电平变化，因此在时刻t2～t3间，SD1＝SD2＝L。此时，成为控制信号 SG2＝SG4＝SG5a＝L，另一方面，成为SG1＝SG3＝SG5b＝H。因此，如图15 的模式IV所示，在开关元件S5a被断开并形成使用第1臂的升压斩波电路的状况下，开关元件S1、S3被接通，而开关元件S2、S4被断开。
此时，从图11可知，对直流电源B1和B2的各直流电源指示上臂(B1U 臂以及B2U臂)的接通。因此，在时刻t2～t3间，电抗器电流IL1和IL2 双方下降。其结果是，在时刻t2，电抗器电流IL1从上升反转为下降，因此会具有极大点。
再次参照图14，在时刻t3，控制脉冲信号SD1从L电平向H电平变化，因此在时刻t3～t4间，SD1＝H、且SD2＝L。因此，通过再现时刻t0～t1 间的开关模式(图15的模式I)，开关元件S1～S5受到控制，使得：在使用第1臂的状况下，电抗器电流IL1上升，而电抗器电流IL2下降。其结果是，在时刻t3，电抗器电流IL1从下降反转为上升，因此会具有极小点。
此外，在图14的工作例中，由于DT1>DT2，因此不存在与时刻t0～t1 间相反地成为SD1＝L且SD2＝H的期间，但在该期间内，如图15所示，成为控制信号SG1＝SG4＝SG5a＝SG5b＝H，另一方面，成为SG2＝SG3＝L。因此，如图15的模式III所示，在开关元件S5a、SG5b被接通并形成使用第2臂的升压斩波电路的状况下，开关元件S1、S4被接通，而开关元件 S2、S3被断开。
此时，从图11可知，对直流电源B2指示下臂(B2L臂)的接通，而对直流电源B1指示上臂(B1U臂)的接通。因此，可知，在该期间，开关元件S1～S5a、S5b受到控制：使得：电抗器电流IL2上升，而电抗器电流IL1下降。
关于图14中的时刻t4以后，通过与占空比DT1、DT2相应的PWM 控制，能够按照图15所示的开关模式来同样地控制开关元件S1～S5a、S5b。
如此，在实施方式1的电力变换器10中，为了根据占空比DT1、DT2 来控制直流电源B1、B2的输出，对图15所示的4个开关模式进行切换。由此，在与载波CW1、CW2的一个周期相当的各控制周期中，在电抗器电流IL1、IL2的各电抗器电流，会产生两个拐点(极大点以及极小点)。
在并联升压模式下，通过图15所示的4个开关模式的切换，能够一边自动地切换形成使用第1臂的升压斩波电路的期间(模式II以及IV)和形成使用第2臂的升压斩波电路的期间(模式I以及III)，一边以直流电源B1以及B2相对于电力线PL、GL并联的方式执行DC/DC变换。
(并联升压模式下的电力变换器的电力损失)
接着，对实施方式1的电力变换器10的并联升压模式下的电力损失减低效果进行详细说明。
电力变换器10在因开关元件S5的断开而实现的第1臂的适用时，如图5所示，通过将两个升压斩波电路并联连接的电路结构(专利文献1)，执行DC/DC变换。
另一方面，在专利文献2所示的电力变换器的并联连接模式下，担心会因两个直流电源的DC/DC变换的电流在一部分开关元件中重叠地流通而导致损失增加。即，在专利文献2的电力变换器的并联连接模式下，开关元件中的电力损失有可能会比专利文献1的电路结构以及电力变换器10 的第1臂的适用时高。
与此相对，在实施方式1的电力变换器10中，如以下说明的这样，通过设置上述的形成第2臂的期间，能够减低开关元件的导通损失。
再次参照图15，在电力变换器10中形成使用第2臂的升压斩波电路的期间，仅存在开关元件S2、S3、S5(S5a、S5b)被接通(S1、S4断开) 的模式I(图15)和开关元件S1、S4、S5(S5a、S5b)被接通(S2、S3 断开)的模式III这两个开关模式。
从图8可知，在模式I(S2、S3、S5a、S5b接通)下，开关元件S2 以及S3成为作为直流电源B1的下臂而在节点N2与电力线GL之间电并联连接的结构。同时，开关元件S2以及S3作为直流电源B2的上臂而在节点N2与电力线GL之间电并联连接。
另外，在模式III(S1、S4、S5a、S5b接通)下，开关元件S1以及 S4成为作为直流电源B2的下臂而在节点N2与电力线PL之间电并联连接的结构。同时，开关元件S1以及S4作为直流电源B1的上臂而在节点N1 与电力线PL之间电并联连接。
在第2臂的形成时，通过因作为直流电源B1、B2的上臂或下臂而并联连接多个开关元件而引起的分流效果和电抗器电流IL1、IL2的相互抵消效果，可抑制开关元件中的电力损失。对于电流相互抵消效果，会因电抗器电流IL1、IL2的方向(正/负)而举动不同。
图16中示出了对电力变换器10中的电抗器电流IL1以及IL2的方向的组合进行说明的概念图。
参照图16，根据电抗器电流IL1和IL2的正/负的组合，电力变换器 10的工作区域被分成：直流电源B1和B2双方进行功率输出工作的区域 (IL1>0、IL2>0)；直流电源B1进行再生工作而直流电源B2进行功率输出工作的区域(IL1<0、IL2>0)；直流电源B1、B2双方进行再生工作的区域(IL1<0、IL2<0)；以及直流电源B1进行功率输出工作而直流电源B2进行再生工作的区域(IL1>0、IL2<0)。
接着，使用图17对第2臂形成时的电流举动进行说明。图17(a)中示出了模式I(B1L臂以及B2U臂接通)下的电流举动。另一方面，图17 (b)中示出了模式III(B1U臂以及B2L臂接通)下的电流举动。
图17(a)中示出了直流电源B1、B2双方进行功率输出工作的IL1>0、 IL2>0时的电流举动。在模式I下，接通状态的开关元件S2、S3、S5(S5a、 S5b)在节点N1、N2以及电力线GL之间连接成环状。在该状态下，开关元件S2、S4、S5的各开关元件在双向上成为并联连接了二极管的状态，因此电抗器电流IL1、IL2的路径根据节点N1、N2的电位关系而变化。即，电抗器电流IL2除了电流路径118之外，还可通过分流形成经由开关元件 S2以及开关元件S5a的电流路径118d。同样地，电抗器电流IL1除了电流路径115之外，还可通过分流形成经由开关元件S2的电流路径115d。
在此，导通而流通电流的状态的各二极管会产生大致相同大小的顺方向电压。因此，不会产生在呈环状连接的开关元件S2、S3、S5的全部开关元件中都流通电流的状态(导通状态)。这是因为：如果大致同等的3 个电压形成环状的闭路，无论各个电压为何方向，基尔霍夫电压法则都不成立。因此，开关元件S2、S3、S5的某一方会自然地成为非导通而成为不通过电流的状态。
如图17(a)所示，在IL1>0、IL2>0的情况下，向节点N1流入IL1，而从节点N2流入IL2。相对于该电流方向，在IL2>IL1时，开关元件S2 成为非导通状态(电流＝0)，开关元件S3、S5成为导通状态。
首先，若使S2、S3为导通状态(S5为非导通状态)，则会成为与基尔霍夫的电压法则发生矛盾的电路状态，因此不会产生这样的电路状态。具体而言，在S2、S3为导通状态(S5为非导通状态)时，IL1会利用电流路径115d全量通过S2，IL2会利用电流路径118全量通过S3。然而，对于该电流方向，在开关元件S5，会被施加由开关元件S2、S3产生的顺电压降之和，因此无法使开关元件S5成为非导通状态。
同样地，即使S2、S5为导通状态(S3为非导通状态)，也会成为与基尔霍夫的电压法则发生矛盾的电路状态，因此不会产生这样的电路状态。具体而言，在S2、S5为导通状态(S3为非导通状态)时，IL2会利用电流路径118d全量通过S2，IL1会分流到电流路径115、115d。其结果是，在S5中会通过IL2，并且在S2中会通过差分电流(IL1-IL2)。然而，在 IL2>IL1时，由于S2的顺电压降与S5的顺电压降之和会被施加于开关元件S3，因此无法使开关元件S3成为非导通状态。
与此相对，若使S3、S5为导通状态(S2为非导通状态)，则IL1会利用电流路径115全量通过S5，IL2会分流到电流路径118、118d。其结果是，在S5中会通过IL1，并且在S3中会通过差分电流(IL1-IL2)。在 IL2>IL1时，由于S5的顺电压降与S3的顺电压降之差会被施加于开关元件S2，因此开关元件S2会成为非导通状态。
因此，在图17(a)中，在IL2>IL1时，开关元件S2的电流为0，而在开关元件S3中通过差分电流(IL2-IL1)，在开关元件S5a中通过IL1。
另一方面，在图17(a)中，在IL1>IL2时，差分电流(IL1-IL2)的方向变为相反，因此开关元件S3成为非导通状态(电流＝0)，开关元件 S2、S5成为导通状态。即，开关元件S3的电流为0，而在开关元件S2中通过差分电流(IL2-IL1)，在开关元件S5a中通过IL2。
图17(b)中示出了在模式III(B1U臂以及B2L臂接通)下直流电源B1、B2双方进行功率输出工作的IL1>0、IL2>0时的电流举动。
在模式III下，接通状态的开关元件S1、S4、S5(S5a、S5b)在节点 N1、N2以及电力线PL之间连接成环状。在该状态下，开关元件S1、S4、 S5的各开关元件在双向上成为并联连接了二极管的状态。因此，电抗器电流IL1、IL2的路径根据节点N1、N2的电位关系而变化。即，电抗器电流 IL2除了电流路径116之外，还可通过分流形成经由开关元件S1以及S5a 的电流路径116d。同样地，电抗器电流IL1除了电流路径117之外，还可通过分流形成经由开关元件S1(二极管D1)的电流路径117d。
在图17(b)中，在IL2>IL1的情况下，通过与用图17(a)的说明同样的考察，开关元件S1成为非导通状态(电流＝0)，开关元件S4、S5 成为导通状态。即，开关元件S1的电流为0，而在开关元件S4中通过差分电流(IL2-IL1)，在开关元件S5a中通过IL1。
同样地，在图17(b)中，在IL1>IL2时，差分电流(IL1-IL2)的方向变为相反，因此开关元件S4成为非导通状态(电流＝0)，开关元件S1、 S5成为导通状态。即，开关元件S4的电流为0，而在开关元件S1中通过差分电流(IL1-IL2)，在开关元件S5a中通过IL2。
如此，在电力变换器10的并联升压模式下的第2臂形成时，在直流电源B1和B2双方进行功率输出工作的情况下，3个开关元件被接通，并且各自的电流成为0、IL1或IL2、以及差分电流ΔI(IL1-IL2)。在IL1、 IL2为同符号时，|IL1-IL2|<IL1、且|IL1-IL2|<IL2。因此，在第2臂形成时，与IL1和IL各通过一个开关元件的第1臂形成时相比，能够减低开关元件S1～S5(S5a、S5b)中的电力损失(导通损失以及开关损失)。
另外，在直流电源B1和B2双方进行再生工作的情况下，IL1以及IL2 的电流方向分别成为反向，因此第1模式以及第2模式下的电流路径成为使图17(a)、(b)的电流方向反转的电流路径。在该情况下，由于 |IL1-IL2|<|IL1|、且|IL1-IL2|<|IL2|，因此第2臂形成时的开关元件S1～S5 (S5a、S5b)中的电力损失也与直流电源B1和B2双方进行功率输出工作的情况同样。
因此，在电力变换器10中，直流电源B1、B2双方一齐进行功率输出工作或再生工作的情况下，在第2臂形成时，利用开关元件的电流成为差分电流|IL1-IL2|的效果，能够减低开关元件S1～S5(S5a、S5b)中的电力损失。
另外，在图17(a)的电路状态(第1模式)下，直流电源B1进行功率输出工作(IL1>0)而直流电源B2进行再生工作(IL2<0)的情况下，电流从节点N1和N2这两方流入接通状态的开关元件S2、S3、S5。此时，开关元件S5成为非导通状态，成为IL1全部通过开关元件S2并且IL2通过开关元件S3的状态。因为：在由开关元件S2、S3、S5形成的环路径上，对于开关元件S2或S3成为非导通状态的电路状态，若考虑顺电压降的方向则会与基尔霍夫电压法则发生矛盾。
同样地，在图17(b)的电路状态(第2模式)下，与上述同样地IL1>0 且IL2<0的情况下，电流从节点N1和N2这两方流入接通状态的开关元件 S1、S4、S5。此时，也是开关元件S5成为非导通状态，成为IL1全部通过开关元件S1并且IL2通过开关元件S4的状态。因为：在由开关元件S1、 S4、S5形成的环路径上，对于开关元件S1或S4成为非导通状态的电路状态，若考虑顺电压降的方向则会与基尔霍夫电压法则发生矛盾。
在这些情况下，可知：不会产生使差分电流产生的电流抵消效果，因此开关元件S1～S5(S5a、S5b)中的电力损失会与断开了开关元件S5的第 1臂形成时、即专利文献1的电路结构同等。
另外，在直流电源B1进行再生工作(IL1<0)而直流电源B2进行功率输出工作(IL2>0)的情况下，第1模式以及第2模式下的电流路径成为使上述的IL1>0、IL2<0的情况下的电流方向反转的电流路径。该情况下，开关元件S1～S5(S5a、S5b)中的电力损失也成为与第1臂的形成时、即专利文献1的电路结构同等。
当对以上说明的电力变换器10的并联升压模式下的开关元件的电力损失进行整理时，在第1臂形成时以及第2臂形成时中的直流电源B1和 B2各一方进行功率输出工作和再生工作的情况(IL1>0、IL2<0或IL1<0、 IL2>0)下，开关元件的电力损失与两个升压斩波电路进行并联工作的专利文献1同等。
另一方面，在第2臂形成时中的直流电源B1和B2的功率输出/再生工作相同的情况(IL1>0、IL2>0或IL1<0、IL2<0)下，通过使差分电流产生的电流抵消效果，开关元件S1～S5a、S5b中的电力损失比第1臂形成时以及专利文献1低。
因此，贯穿形成第2臂的全部期间，在直流电源B1和B2的功率输出 /再生工作不同的情况下，开关元件的导通损失也会成为与使用了第1臂的升压斩波电路中的导通损失(即，专利文献1的电力变换器的导通损失) 同等。并且，哪怕只有一点，如果存在直流电源B1和B2双方一齐进行功率输出工作或再生工作的期间，则开关元件的导通损失会比第1臂形成时减低。
即，通过设置第2臂的形成期间(开关元件S5的接通期间)，能够使开关元件S1～S5a、S5b的电力损失(导通损失以及开关损失)比使用了第 1臂的升压斩波电路中的电力损失小。
(电流相位控制)
在实施方式1的电源系统中，通过由直流电源B1以及B2的输出控制所使用的载波的相位差调整进行的电抗器电流IL1、IL2的相位控制(以下，也称为“电流相位控制”)，实现电力变换器10的进一步的损失减低。
图18是用于说明对实施方式1的电力变换器10适用电流相位控制的波形图。
参照图18，在电流相位控制的适用时，载波产生部240(图13)在直流电源B1的PWM控制所使用的载波CW1与直流电源B2的PWM控制所使用的载波CW2之间设置相位差
Figure RE-GDA0002258912550000301
相对于此，在图14所例示的工作波形中，载波CW1和CW2为同一频率且同一相位。换言之，在图14中，
Figure RE-GDA0002258912550000302
即使在设置了相位差
Figure RE-GDA0002258912550000303
的状况下，控制脉冲信号SD1、/SD1也通过基于载波CW1与占空比DT1的电压比较进行的PWM控制来生成。同样地，控制脉冲信号SD2、/SD2通过基于载波CW2与占空比DT2的电压比较进行的PWM控制来生成。
在图18中，占空比DT1、DT2为与图14相同的值。因此，图18的控制脉冲信号SD1相比于图14的控制脉冲信号SD1，虽然相位不同但H 电平期间的长度相同。同样地，关于图18的控制脉冲信号SD2，相比于图 14的控制脉冲信号SD2，虽然相位不同但H电平期间的长度相同。
通过在载波CW1与CW2之间设置相位差，图18的控制信号 SG1～SG5a、SG5b成为与图14的控制信号SG1～SG5a、SG5b不同的波形。根据图14和图18的比较，可知：通过使载波CW1与CW2之间的相位差
Figure RE-GDA0002258912550000304
变化，电抗器电流IL1与IL2的相位关系(电流相位)也发生变化。
另一方面，可知：相对于相同的占空比DT1、DT2，电流IL1和IL2 的平均值在图14和图18之间是同等的。即，直流电源B1、B2的输出是通过占空比DT1以及DT2控制的，即使使载波CW1、CW2间的相位差
Figure RE-GDA0002258912550000311
变化也不会产生影响。
因此，在电流相位控制中，通过对载波CW1、CW2间的相位差
Figure RE-GDA0002258912550000312
进行适当调整的载波相位控制，实现电力变换器10的并联连接模式下的开关元件的导通损失的减低。
具体而言，以使电抗器电流IL1和IL2的拐点成为同一定时的方式调整相位差
Figure RE-GDA0002258912550000313
在图18的例子中，能够以使控制脉冲信号SD1从H电平向 L电平转变的定时与控制脉冲信号SD2从L电平向H电平转变的定时相同的方式(时刻ta)，设为相位差
Figure RE-GDA0002258912550000314
由此，在时刻ta，电抗器电流 IL1从上升反转为下降，因此具有极大点。相反，电抗器电流IL2从下降反转为上升，因此具有极小点。
通过设为这样的电流相位，从图14和图18的比较可知，能够减少各控制周期(与载波CW1、CW2的一个周期相当)的开关元件S5a以及S5b 的通断次数(合计值)。进而，能够将控制脉冲信号SD1和SD2的逻辑电平不同的期间、即第2臂的使用期间确保为长。以下，将带来这样的相位关系的相位差
Figure RE-GDA0002258912550000315
也称为最佳相位差
Figure RE-GDA0002258912550000316
如上所述，在电力变换器10的并联升压模式下，在第2臂的适用时，相比于第1臂的适用时，可减低开关元件中的电力损失(导通损失以及开关损失)。另一方面，从图12所示的门逻辑式可知，能够使用第2臂的期间，被限于控制脉冲信号SD1和SD2的逻辑电平不同的期间。因此，在控制脉冲信号SD1以及SD2的H电平期间的长度分别通过占空比DT1以及 DT2来规定的状况下，如果以使两控制脉冲信号间的逻辑电平不同的期间变得更长的方式调整脉冲相位，则能够延长电力变换器10的并联升压模式下的第2臂的使用期间。由此，可进一步减低电力变换器10的并联升压模式的导通损失。
此外，与图18的例子相反，即使在以使控制脉冲信号SD1从L电平向H电平转变的定时(时刻tb)与控制脉冲信号SD2从H电平向L电平转变的定时(时刻tc)变得相同的方式设定了相位差
Figure RE-GDA0002258912550000321
的情况下，与图18 同样地，也能够减少开关元件S5a以及S5b的通断次数(合计值)，并且将第2臂的适用期间确保为长。即，也可以将此时的相位差
Figure RE-GDA0002258912550000322
设为最佳相位差
Figure RE-GDA0002258912550000323
如上所述，为了使第2臂的使用期间成为最大，以使控制脉冲信号SD1 和SD2的逻辑电平的转变定时一致的方式设定为相位差
Figure RE-GDA0002258912550000324
时，电抗器电流IL1和IL2的拐点会成为同一定时。
从图14以及图18可知，控制脉冲信号SD1、SD2的波形，通过占空比DT1、DT2来决定。因此，可知：关于能够实现图18这样的控制脉冲信号SD1、SD2间的关系以及IL1、IL2的电流相位的最佳相位差
Figure RE-GDA0002258912550000325
也会根据占空比DT1、DT2而改变。
因此，能够预先求出占空比DT1、DT2与最佳相位差
Figure RE-GDA0002258912550000326
的关系，并且将该对应关系预先作为映射(以下，也称为“相位差映射”)或者函数式(以下，也称为“相位差算出式”)存储于控制装置100。
因此，在选择了电力变换器10的并联升压模式时，载波产生部240(图 13)基于由控制器210以及220(图13)算出的占空比DT1、DT2，参照上述相位差映射或者相位差算出式，能够设定最佳相位差
Figure RE-GDA0002258912550000327
进而，载波产生部240以使得具有所设定的最佳相位差
Figure RE-GDA0002258912550000328
的方式产生相同频率的载波 CW1、CW2。
在PWM控制部230(图13)中，如图18所示，在控制脉冲信号SD1 和SD2之间逻辑电平(H/L电平)不同的期间成为最大这样的相位关系下，生成控制脉冲信号SD1、SD2。进而，按照图12所示的逻辑运算式，生成控制信号SG1～SG4、SG5a、SG5b。
其结果是，在电力变换器10中，根据电流相位控制的适用，通过因开关元件S5a、S5b实现的开关损失减低以及因第2臂的适用期间扩大实现的开关元件的损失减低，能够使DC/DC变换进一步效率化。
(本实施方式的开关控制)
如在此之前所说明的那样，在电力变换器10中，进行与占空比DT1、 DT2相应的PWM控制。由此，通过在各控制周期(载波CW1、CW2的一个周期)中，对电抗器电流IL1、IL2设置拐点(极大点以及极小点)，可控制来自直流电源B1、B2的输出。进而，通过电流相位控制，会在特定开关元件中流通差分电流，由此能够减低开关元件S1～S5a、S5b中的电力损失的合计值。
然而，当考虑制造成本时，对于开关元件中的电力损失，优选不仅限于总值的抑制，也减低开关元件间的不均。因此，在本实施方式1的电源系统中，执行用于抑制开关元件间的电力损失的不均的DC/DC变换中的开关控制。
图19是用于说明作为比较例示出的电流相位控制适用时的各开关元件的电力损失的波形图。图19中示出了直流电源B1和B2双方进行再生工作的情况下(IL1<0，IL2<0)的波形图。另外，图20中示出了说明再生工作时的电力变换器10中的第2臂形成时的电流举动的电路图。
此外，在图19中，示出了|IL2|>|IL1|时的电流波形。以下，将绝对值小的电抗器电流也称为“小电流”，将绝对值大的电抗器电流也称为“大电流”。
参照图19，在时刻tb之前的期间，SD1＝L、SD2＝H，因此适用第2 臂。进而，通过B1U臂接通而电抗器电流IL1下降，另一方面，通过B2L 臂接通而电抗器电流IL2上升。
此时，根据图15所示的模式III，开关元件S1、S4、S5a、S5b被接通。图20(b)中示出了该期间内的电力变换器10中的电流路径。
参照图20(b)，在直流电源B1和B2的再生时，产生与图17(b) 相反方向的电流。即，直流电源B1通过沿电流路径117#流通的IL1而充电(IL1<0)。IL1可以通过分流而形成经由开关元件S1的电流路径117d#。同样地，直流电源B2通过沿电流路径116#流通的IL2而充电(IL2<0)。 IL2可以通过分流而形成经由二极管D1以及开关元件S5b的电流路径 116d#。
在|IL2|>|IL1|时，IL1以及IL2分别沿电流路径117#以及116#流通。因此，开关元件S1的电流为0，差分电流ΔI(IL2-IL1)在二极管D4中流通。进而，在开关元件S5b中流通电流IL1，而开关元件S5a的电流为 0。
因此，电力损失(导通损失)仅在二极管D4以及开关元件S5b产生。在二极管D4中，产生与ΔI＝(IL2-IL1)相应的导通损失，而在开关元件 S5b中产生与IL1相应的导通损失。因此，可知总共只产生与IL2相应的导通损失。另一方面，在专利文献1的电路结构中，由于IL1、IL2通过个别的开关元件，因此会产生与(IL1+IL2)相应的导通损失。
在时刻tb，根据占空比DT1的控制脉冲信号SD1从L电平变为H电平。与此相应地，B1U臂被断开，并且B1L臂被接通，因此电抗器电流IL1 具有极小点。
在时刻tb，开关模式从模式III向模式II切换。因此，开关元件S2 被打开(turnon)，并且开关元件S1以及S5b被关闭(turn off)。
其结果是，在时刻tb～tc的期间，开关元件S2、S4、S5a成为接通状态，流通与图6的电流路径111、112相反方向的电流。因此，在二极管 D2中流通IL1，并且在二极管D4中流通IL2，并且在开关元件S2以及 S4中不产生电流。另外，开关元件S5a的电流为0。此外，包括图19中，以后，关于在二极管中流通的电流，附加下标“D”来记载。
如上所述，在时刻tb，开关元件S2被打开，而在二极管D2中流通电流，因此不产生开关损失。另外，关于同时成为关闭对象的多个开关元件 S1、S5b，在开关元件S5b中，产生因IL1的硬开关引起的电力损失(关闭)。另一方面，在开关元件S1中，由于关闭前的电流为0，因此不产生开关损失。
包括图19中，以后，将因硬开关引起的打开或关闭由“粗箭头(中间空白)”来记载。另外，将未产生开关损失的打开以及关闭用“虚线箭头”来记载。
在时刻tc，当根据占空比DT2的控制脉冲信号SD2从H电平变为L 电平时，电抗器电流IL2具有极大点。与此相应地，B2L臂被断开，并且 B2U臂被接通，因此开关模式从模式II向模式I变化。因此，开关元件S4 被关闭，并且开关元件S3、S5b被打开。
其结果是，在时刻tc～td的期间，开关元件S2、S3、S5a、S5b成为接通状态。图20(a)中示出了该期间内的电力变换器10中的电流路径。
参照图20(a)，在直流电源B1以及B2的再生时，产生与图17(b) 相反方向的电流。即，直流电源B1通过沿电流路径115#流通的IL1而充电(IL1<0)。IL1可以通过分流形成经由二极管D2的电流路径115d#。同样地，直流电源B2通过沿电流路径118#流通的IL2而充电(IL2<0)。 IL2可以通过分流形成经由开关元件S2、S5b的电流路径118d#。
在|IL2|>|IL1|时，IL1以及IL2分别沿电流路径115#以及118#流通。因此，在时刻tc～td的期间，在开关元件S3中流通差分电流ΔI(|IL2-IL1|)，而开关元件S2的电流成为0。另外，在开关元件S5b中流通IL1，而开关元件S5a的电流成为0。
因此，在时刻tc，关于同时成为打开对象的多个开关元件S3、S5b，在开关元件S5b中，产生因IL1的硬开关引起的电力损失(打开)，并且在开关元件S3中，产生因差分电流ΔI的开关引起的电力损失(打开)。另一方面，在被关闭的开关元件S4中，二极管D4因自消弧而断开，因此不产生电力损失。
在时刻td，通过电流相位控制，控制脉冲信号SD1从H电平变为L 电平，并且控制脉冲信号SD2从L电平变为H电平。由此，在同一定时，电抗器电流IL1具有极大点，并且电抗器电流IL2具有极小点。与此相应地，B1L臂被断开，并且B1U臂被接通。进而，B2U臂被断开，并且B2L 臂被接通。因此，开关模式从模式I向模式III变化。与此相应地，在时刻 td，开关元件S1、S4被打开，并且开关元件S2、S3被关闭。
在时刻td以后，再次如图20(b)所示，开关元件S1、S4、S5a、S5b 成为接通状态，在各元件中流通与时刻tb以前同样的电流。
因此，关于同时成为打开对象的开关元件S1以及S4，在开关元件S1 中，因为打开后的电流为0，所以不产生开关损失。另外，因为差分电流ΔI 的路径变到二极管D4，所以也不产生开关元件S4的打开损失。
另一方面，关于同时成为关闭对象的开关元件S2以及S3，在开关元件S3中，产生因差分电流ΔI的开关引起的电力损失(关闭)，而在开关元件S2中，因为打开前的电流为0，所以不产生开关损失。
从图19可知，在电力变换器10中，在通过电流相位控制而使电抗器电流IL1、IL2的拐点(极大点以及极小点)成为同一定时的时刻td，不对IL1、IL2进行硬开关，而仅执行与差分电流ΔI相应的开关。其结果是，通过电流相位控制的效果，能够减低开关元件的开关损失(通断损失)的总值。进而，如上所述，在第2臂的适用期间(除时刻tb～tc之外的期间)，通过产生差分电流ΔI，能够减低导通损失。
如此，在图19所例示的电路状态(IL1<0、IL2<0、且|IL2|>|IL1|)下，开关损失仅在开关元件S3、S5b产生。因此，若图19的电路工作长时间持续，则电力损失会仅集中在开关元件S3、S5b中，由此担心开关元件间的发热量之差会变大。
图21中示出了用于说明实施方式1的开关控制的适用时的各开关元件的电力损失的波形图。图21中示出了对与图19相同的电路状态适用了实施方式1的开关控制的情况下的波形图。即，在图21中，也是IL1<0、IL2<0、且|IL2|>|IL1|。
参照图21，在本实施方式的开关控制中，进行控制，使得：在电抗器电流IL1、IL2产生拐点的时刻tb、tc、td，对同时成为打开或关闭的对象的多个开关元件赋予时间差来使其按预定顺序打开或关闭。另一方面，关于时刻tb之前的期间、时刻tb～tc的期间、时刻tc～td的期间、以及期间 td之后的期间的各开关元件的通断以及电流路径，与图19同样，因此不重复详细说明。
在从模式III向模式II切换的时刻tb，关于同时成为关闭对象的多个开关元件S1、S5b，以使得在开关元件S5b被断开之后开关元件S1被断开的方式，对关闭设置时间差。
在图20(b)的电路状态下，节点N1以及N2经由开关元件S1、S4 与电力线PL电连接。因此，若开关元件S1维持接通状态而开关元件S5b 被关闭，则开关元件S5b会在两端没有电位差的状态下被关闭。即，开关元件S5b的关闭成为ZVS(零伏开关)，因此不产生开关损失。
根据开关元件S5b的断开，电抗器电流IL1的路径会变成在开关元件 S1中流通。因此，在开关元件S5b的断开后关闭开关元件S1时，产生因 IL1的硬开关引起的电力损失。其结果是，通过使开关元件S1的关闭延迟，时刻tb的开关损失会取代在图19中的开关元件S5b而在开关元件S1产生。
在从模式II向模式I切换的时刻tc，关于同时成为打开对象的多个开关元件S3、S5b，以使得在开关元件S3被接通之后开关元件S5b被接通的方式，对打开设置时间差。
在流通与图6的电流路径111、112相反方向的电流的电路状态之后，若开关元件S5b维持断开状态而开关元件S3被打开，则电抗器电流IL2 的路径会变成在开关元件S3中流通。因此，对于开关元件S3的打开，产生因IL2的硬开关引起的电力损失。
当开关元件S3被接通时，节点N1以及N2经由开关元件S2以及S3 与电力线GL电连接。因此，在开关元件S5b被接通时，开关元件S5b的打开成为ZVS，因此不产生开关损失。其结果是，通过使开关元件S3的打开提前，时刻tc的开关损失会取代在图19中的开关元件S3以及S5b而仅在开关元件S3产生。
在从模式I向模式III切换的时刻td，关于同时成为关闭对象的多个开关元件S2、S3，以使得在开关元件S3被断开之后开关元件S2被断开的方式，对关闭设置时间差。
在图20(a)的电路状态下，通过开关元件S2、S5a、S5b的接通，开关元件S3的两端与电力线GL电连接。因此，在开关元件S2维持接通状态而开关元件S3被关闭时，开关元件S3成为ZVS，因此不产生开关损失 (关闭)。
根据开关元件S3的断开，差分电流ΔI的路径会变成在开关元件S2 中流通。因此，对于开关元件S2的关闭，产生因差分电流ΔI的开关引起的电力损失。其结果是，通过使开关元件S2的关闭延迟，时刻td的开关损失会取代在图19中的开关元件S3而在开关元件S2产生。
此外，对于时刻td的开关元件S1以及S4的打开，如图19中说明的那样，电力损失为0。因此，无论是对两者的打开赋予时间差、还是同时打开两者，在开关元件S1、S4都不产生电力损失。
图22中示出了用于在实施方式1的开关控制的非适用时(图19)和适用时(图21)之间比较开关损失的概念图。
参照图22(a)，在图19所示的无时间差的开关控制(即，实施方式 1的开关控制的非适用时)中，在开关元件S3以及S5产生开关损失。开关元件S3的开关损失Pl3由时刻tc的损失P(tc)以及时刻td的损失P (td)构成。P(tc)是因差分电流ΔI(tc)的开关引起的损失，损失P(td) 是因差分电流ΔI(td)的开关引起的损失。
另一方面，开关元件S5b的开关损失Pl5由时刻tb的损失P(tb)以及时刻tc的损失P(tc)构成。P(tb)是因IL1(tb)的硬开关引起的电力损失，P(tc)是因IL1(tc)的硬开关引起的电力损失。
参照图22(b)，在图21所示的有时间差的开关控制(即，本实施方式的开关控制的适用时)中，在开关元件S1、S2以及S3产生开关损失。
开关元件S1的开关损失Pl1是因时刻tb的IL1(tb)的硬开关引起的损失，因此与图22(a)中的Pl5中的P(tb)同等。
同样地，开关元件S2的开关损失Pl2是因时刻td的差分电流ΔI的开关引起的损失，因此与图22(a)中的Pl3中的P(td)同等。
开关元件S3的开关损失Pl3是因时刻tc的IL2的硬开关引起的损失。另一方面，在图19中，在时刻tc，产生了因差分电流ΔI(tc)的开关引起的损失(开关元件S3)和因IL1(tc)的硬开关引起的损失(开关元件S5b)。在此，ΔI+IL1＝(IL2-IL1)+IL1＝IL2。因此，在图19和图21之间，可知，对于时刻tc的总的开关损失，相当于IL2的开关，没有变化。
如此，在实施方式1的开关控制的非适用时(图19)和适用时(图21) 之间，时刻tb、tc以及td的开关损失的总值没有变化。另一方面，从图 22(a)和(b)的比较可以明确，通过本实施方式的开关控制的适用，能够使开关损失向更多的开关元件分散。其结果是，能够缓和电力损失向特定开关元件的集中，抑制开关元件间的发热量的不均。
此外，相对于图22(a)中的Pl5为小电流的IL1的极小点(即，再生电流的最大点)及其附近的两次硬开关的量，而图22(b)的Pl3为大电流的IL2的极大点(即，再生电流的最小值)的一次硬开关的量。因此，图22(b)中的Pl3有可能比图22(a)中的Pl5低。
接着，对在直流电源B1以及B2的再生工作时，IL1为大电流时 (|IL1|>|IL2|)的举动进行说明。
在图23中，与图19同样地，示出了用于说明本实施方式的开关控制的非适用时(仅适用电流相位控制)的各开关元件的电力损失的波形图。在图23中，也示出了直流电源B1和B2双方进行再生工作的情况下 (IL1<0，IL2<0)的波形图。但是，在图23中，与图19不同，IL1为大电流(|IL1|>|IL2|)。
参照图23，在时刻tb之前的期间，开关元件S1～S5a、S5b的通断与图19同样。然而，由于|IL1|>|IL2|，因此在图20(b)中，IL1沿电流路径117d#流通，并且IL2沿电流路径116d#流通。其结果是，差分电流ΔI 成为与图19相反方向，在开关元件S1中流通。另外，在开关元件S5b中，不是IL1而是IL2流通。因此，差分电流ΔI由ΔI＝IL1-IL2表示。
在时刻tb～tc的期间，开关元件S1～S5a、S5b的通断与图19同样。另外，关于IL1以及IL2的路径，也与图19同样。
在时刻tb，与图19同样，开关元件S2被打开，并且开关元件S1以及S5b被关闭。此时，对于开关元件S2，由于电流在二极管D2中流通，因此不产生开关损失(打开)。另一方面，关于同时成为关闭对象的多个开关元件S1、S5b，在开关元件S1中，产生因差分电流ΔI的开关引起的电力损失，并且在开关元件S5b中，产生因IL2的硬开关引起的电力损失。
关于时刻tc～td间，开关元件S1～S5a、S5b的通断也与图19同样。但是，由于|IL1|>|IL2|，因此在图20(a)的电路状态下，IL1沿电流路径115d# 流通，并且IL2沿电流路径118d#流通。其结果是，差分电流ΔI(IL1-IL2) 不在开关元件S3而在二极管D2中流通。另外，在开关元件S5b中，不是 IL1而是IL2流通。
在时刻tc，与图19同样，开关元件S4被关闭，并且开关元件S3、S5b 被打开。此时，在被关闭的开关元件S4中，二极管D4因自消弧而断开，因此不产生电力损失。另一方面，关于同时成为打开对象的多个开关元件 S3、S5b，在开关元件S3中，因为打开后的电流为0，所以不产生开关损失。另一方面，在开关元件S5b中，产生因IL2的硬开关引起的电力损失。
在时刻td以后，成为与时刻tb以前同样的电路状态，在各元件中流通与时刻tb以前同样的电流。因此，在时刻td，与图19同样，开关元件 S1、S4被打开，并且开关元件S2、S3被关闭。
因此，关于同时成为打开对象的开关元件S1以及S4，在开关元件S4 中，因为打开后的电流为0，所以不产生开关损失。另一方面，在开关元件S1中，产生因差分电流ΔI的开关引起的电力损失(打开)。
关于同时成为关闭对象的开关元件S2以及S3，在开关元件S3中，因为打开前的电流为0，所以不产生开关损失。另外，在开关元件S2中，二极管D2因自消弧而断开，因此不产生电力损失。
如此，在图23所例示的电路状态下(IL1<0、IL2<0、且|IL1|>|IL2|)，开关损失仅在开关元件S1、S5b产生。
根据图19和图23的比较可知：即使开关模式的转变相同，若电抗器电流IL1、IL2的大小发生变化，则产生开关损失的元件也会改变。
图24中示出了对与图23相同的电路状态适用了本实施方式的开关控制的情况下的波形图。即，在图24中，也是IL1<0、IL2<0、且|IL1|>|IL2|。
参照图24，与图21中说明的同样，进行控制，使得：在电抗器电流 IL1、IL2产生拐点的时刻tb、tc、td，对同时成为打开或关闭的对象的多个开关元件赋予时间差来使其按预定顺序打开或关闭。关于其他方面，与图23同样，因此不重复详细说明。
在时刻tb，执行赋予了时间差的关闭。具体而言，关于同时成为关闭对象的多个开关元件S1、S5b，与图21同样，在开关元件S5b被断开之后，开关元件S1被断开。
如在图21中也说明的那样，图20(b)的电路状态之后的开关元件S5b 的关闭成为ZVS，因此不产生开关损失。根据开关元件S5b的断开，电抗器电流IL1的路径会变成在开关元件S1中流通。因此，在开关元件S1的电流从差分电流ΔI向IL1变化之后，开关元件S1被关闭。因此，在开关元件S1中，产生因IL1的硬开关引起的电力损失(关闭)。
其结果是，通过使开关元件S1的关闭延迟，时刻tb的开关损失会取代在图23中的开关元件S1以及S5b而仅在开关元件S1产生。
在时刻tc，关于同时成为打开对象的多个开关元件S3、S5b，与图21 同样，以使得在开关元件S3被接通之后开关元件S5b被接通的方式设置时间差。
因此，与图21同样，通过开关元件S5b维持断开状态而开关元件S3 被打开，对于开关元件S3的打开，产生因IL2的硬开关引起的电力损失。另一方面，在开关元件S3被接通之后开关元件S5b被接通时，开关元件 S5b的打开成为ZVS，因此不产生开关损失(打开)。
其结果是，通过使开关元件S3的打开提前，时刻tc的开关损失会取代在图23中的开关元件S5b而在开关元件S3产生。
在时刻td，关于同时成为打开对象的多个开关元件S1、S4，以使得在开关元件S4被接通之后开关元件S1被接通的方式设置时间差。
在从图20(a)的电路状态向图20(b)的电路状态的转变中，通过使开关元件S1的接通延迟，能够成为在图20(b)中开关元件S1被断开的电路状态。由此，因为差分电流ΔI通过开关元件S4，所以在开关元件S4 中产生因差分电流ΔI的开关引起的电力损失(打开)。
另外，在开关元件S4的接通后，成为开关元件S1的两端与电力线PL 电连接的状态。在该状态之后开关元件S1被打开时，开关元件S1的打开成为ZVS，因此不产生电力损失。
此外，对于开关元件S2以及S3的关闭，如图23中说明的那样，电力损失为0。因此，无论是对两者的关闭赋予时间差，还是同时关闭两者，在开关元件S2、S3都不产生电力损失。
其结果是，通过使开关元件S4的打开提前，时刻td的开关损失会取代在图23中的开关元件S1而在开关元件S4产生。
图25中示出了用于在实施方式1的开关控制的非适用时(图23)和适用时(图24)之间比较开关损失的概念图。
参照图25(a)，在图23所示的无时间差的开关控制(即，实施方式 1的开关控制的非适用时)中，在开关元件S1以及S5产生开关损失。开关元件S1的开关损失Pl1由时刻tb的损失P(tb)以及时刻td的损失P (td)构成。P(tb)是因差分电流ΔI(tb)的开关引起的损失，损失P(td) 是因差分电流ΔI(td)的开关引起的损失。
另一方面，开关元件S5b的开关损失Pl5由时刻tb的损失P(tb)以及时刻tc的损失P(tc)构成。P(tb)是因IL2(tb)的硬开关引起的电力损失，P(tc)是因IL2(tc)的硬开关引起的电力损失。
参照图25(b)，在图24所示的有时间差的开关控制(即，实施方式1的开关控制的适用时)中，在开关元件S1、S3以及S4产生开关损失。
开关元件S3的开关损失Pl3是因时刻tc的IL2(tc)的硬开关引起的损失，因此与图25(a)中的Pl5中的P(tc)同等。
同样地，开关元件S4的开关损失Pl4是因时刻td的差分电流ΔI的开关引起的损失，因此与图25(a)中的Pl1中的P(td)同等。
开关元件S1的开关损失Pl1是因时刻tb的大电流IL1的硬开关引起的损失。另一方面，在图23(实施方式1的开关控制的非适用时)中，在时刻tb，产生了因差分电流ΔI(tb)的开关引起的损失(开关元件S1)和因IL2(tb)的硬开关引起的损失(开关元件S5b)。在此，ΔI+IL2＝(IL1-IL2) +IL2＝IL1。因此，可知：在图23和图24之间，时刻tb的总的开关损失，相当于IL1的开关，没有变化。
如此，即使在IL1为大电流时(|IL1|>|IL2|)，通过实施方式1的开关控制的适用，能够不使时刻tb、tc以及td的开关损失的总值发生变化，而使开关损失向更多的开关元件分散。其结果是，能够抑制电力损失向特定开关元件的集中，抑制开关元件间的发热量的不均。
[实施方式1的变形例]
在实施方式1中，对直流电源B1和B2双方进行再生工作的情况下的开关损失进行了说明。在实施方式1的变形例中，对于在直流电源B1和 B2双方进行功率输出工作的情况下适用了实施方式1的开关控制时的效果，为了确认而进行记载。
图26是用于说明与图19同样地作为比较例示出的无时间差的电流相位控制适用时的各开关元件的电力损失的波形图。图26中示出了直流电源 B1和B2双方进行功率输出工作的情况下(IL1>0，IL2>0)的波形图。另外，在图26中，也示出了|IL2|>|IL1|时的电流波形。即，差分电流ΔI＝IL2-IL1。
参照图26，在时刻tb之前的期间，SD1＝L、SD2＝H，因此根据图15 所示的模式III，开关元件S1、S4、S5a、S5b被接通。
因此，在时刻tb以前，在与图19相同的开关模式下，在各元件中流通相反方向的电流。即，在图17(b)中，由于|IL2|>|IL1|，因此IL1沿电流路径117流通，并且IL2沿电流路径116流通。其结果是，开关元件S1 的电流为0，而差分电流ΔI(IL2-IL1)不在二极管D4而在开关元件S4 中流通。进而，在开关元件S5a中流通电流IL1，而开关元件S5b的电流成为0。
同样地，在时刻tb～tc的期间(B1L臂以及B2L臂接通)，按照图15 所示的模式II，在开关元件S2、S4、S5a成为接通状态的状况下，各元件的电流在与图19相反方向上流通。因此，在开关元件S2中流通IL1，并且在开关元件S4中流通IL2。另外，开关元件S5a的电流为0。
在时刻tb，与图19同样，开关元件S2被打开，并且开关元件S1、S5b 同时成为关闭对象。在开关元件S2中，产生因IL1的硬开关引起的电力损失(关闭)。对于开关元件S1以及S5b的关闭，由于关闭前的电流为0，因此不产生开关损失。
在时刻tc～td的期间(B1L臂以及B2U臂接通)，按照图15所示的模式I，开关元件S2、S3、S5a、S5b成为接通状态。因此，在时刻tc～td 的期间，在与图19相同的开关模式下，在各元件中流通相反方向的电流。即，在开关元件S5a中流通电抗器电流IL1，而开关元件S5b的电流成为 0，并且在二极管D3中流通差分电流ΔI(|IL2-IL1|)。与再生工作时同样，开关元件S2的电流为0。
在时刻tc，与图19同样，开关元件S3、S5b同时成为打开对象，并且开关元件S4被关闭。在开关元件S4中，产生因IL2的硬开关引起的电力损失(关闭)。另一方面，因为差分电流ΔI在二极管D3中流通，所以在开关元件S3中不产生开关损失(打开)。另外，在开关元件S5b中，由于打开后的电流为0，因此不产生开关损失。
在时刻td以后，在各元件中流通与时刻tb以前同样的电流。在时刻 td，与图19同样，开关元件S1、S4被打开，并且开关元件S2、S3同时成为关闭对象。
在时刻td，在开关元件S4中产生因差分电流ΔI的开关引起的电力损失(打开)。另一方面，在开关元件S1中，由于打开后的电流为0，因此不产生开关损失。差分电流ΔI的电流路径从二极管D4变到开关元件S4。因此，不产生开关元件S3的关闭损失，而在开关元件S4中产生因差分电流ΔI的开关引起的电力损失(打开)。
其结果是，在图26所例示的电路工作中(IL1>0、IL2>0、且|IL2|>|IL1|)，开关损失仅在开关元件S2、S4产生。
从图19和图26的比较可知：即使开关模式的转变相同，在功率输出工作(IL1>0，IL2>0)和再生工作(IL1<0，IL2<0)之间，产生开关损失的元件也会改变。
图27中示出了对与图26相同的电路状态适用了本实施方式的开关控制的情况下的波形图。即，在图27中，也是IL1>0、IL2>0、且|IL2|>|IL1|。
参照图27，在时刻tb，在图17(b)的电路状态之后，开关元件S1 以及S5b同时成为关闭对象。然而，在功率输出工作时，在时刻tb之前的状态下，对于上臂(B1U臂)，在开关元件S1中不流通电流，在开关元件S1不产生开关损失。因此，即使使开关元件S1的断开延迟，也不产生开关损失。因此，即使对开关元件S1以及S5b的关闭设置时间差，开关损失的产生形式也不变化。
同样地，在时刻tc，关于同时成为打开对象的开关元件S3以及S5b，对于上臂(B2U臂)，因为不通过开关元件S3而通过二极管D3形成电流路径，所以即使使开关元件S3的接通提前，也不产生开关损失。因此，即使对开关元件S3以及S5b的打开设置时间差，开关损失的产生形式也不变化。
在时刻td，关于同时成为打开对象的多个开关元件S1、S4，与图21 (再生工作时)相反，以使得在开关元件S1被接通之后开关元件S4被接通的方式设置时间差。
在时刻tc～td的电路状态(B1L臂接通以及B2U臂接通)、即图17 (a)的电路状态下，若开关元件S4维持断开状态而开关元件S1被打开，则在开关元件S1中流通差分电流ΔI。由此，在开关元件S1中，产生因差分电流ΔI的开关引起的电力损失(打开)。
若开关元件S1先被接通，则通过开关元件S1、S5a、S5b的接通，成为开关元件S4的两端与电力线PL电连接的状态。在该状态之后打开开关元件S4时，会成为ZVS，因此不产生电力损失。在开关元件S4的接通后，与时刻tb之前同样地，在开关元件S4中流通差分电流ΔI，而开关元件S1 的电流变为0。
其结果是，通过使开关元件S1的打开提前，时刻td的开关损失会取代在图26中的开关元件S4而在开关元件S1产生。
此外，在时刻td，关于成为关闭对象的开关元件S2以及S3，与图26 同样，不产生开关损失。因此，无论对两者的关闭赋予时间差，还是同时关闭两者，在开关元件S2、S3都不产生电力损失。
图28中示出了用于在本实施方式的开关控制的非适用时(图26)和适用时(图27)之间比较开关损失的概念图。
参照图28(a)，在图26所示的无时间差的开关控制(即，实施方式 1的开关控制的非适用时)中，在开关元件S2以及S4产生开关损失。开关元件S2的开关损失Pl2由时刻tb的损失P(tb)构成。P(tb)是因IL1 的硬开关引起的损失。
另一方面，开关元件S4的开关损失Pl4由时刻tc的损失P(tc)以及时刻td的损失P(td)构成。P(tc)是因IL2(tc)的硬开关引起的电力损失，P(td)是因差分电流ΔI(td)的开关引起的电力损失。
参照图28(b)，在图27所示的有时间差的开关控制(即，实施方式 1的开关控制的适用时)中，在开关元件S1、S2以及S4产生开关损失。
开关元件S1的开关损失Pl1是因时刻td的差分电流ΔI(td)的开关引起的损失，因此与图28(a)中的Pl4中的P(td)同等。
同样地，开关元件S2的开关损失Pl2是因时刻tb的IL1(tb)的硬开关引起的损失的，因此与图28(a)中的Pl2同等。
进而，开关元件S4的开关损失Pl4是因时刻tc的大电流IL2的硬开关引起的损失，因此与图28(a)中的Pl4中的P(tc)同等。
因此，即使在直流电源B1和B2各自进行功率输出工作的情况下 (IL1>0，IL2>0)，通过实施方式1的开关控制的适用，也能够不使时刻 tb、tc、td的开关损失的总值发生变化，而将开关损失向更多的开关元件分散。其结果是，能够抑制电力损失向特定开关元件的集中，抑制开关元件间的发热量的不均。另外，从图28(a)和(b)之间的Pl4的比较可知，也能够减低开关元件间的最大损失。
接着，对在直流电源B1以及B2的功率输出工作时IL1为大电流时 (|IL1|>|IL2|)的举动进行说明。
在图29中，与图26同样地，示出了用于说明实施方式1的开关控制的非适用时(仅适用电流相位控制)的各开关元件的电力损失的波形图。在图29中，也示出了直流电源B1和B2双方进行功率输出工作的情况下 (IL1>0，IL2>0)的波形图。但是，在图29中，与图26不同，IL1为大电流(|IL1|>|IL2|)。此时，差分电流ΔI成为ΔI＝IL1-IL2。
参照图29，在时刻tb之前的期间，开关元件S1～S5a、S5b的通断与图26同样。然而，由于|IL1|>|IL2|，因此差分电流ΔI的方向成为与图26 相反。因此，差分电流ΔI不在开关元件S4而在二极管D1中流通。另外，在开关元件S5a中不是IL1而是IL2流通。
在时刻tb～tc的期间，开关元件S1～S5a、S5b的通断与图26同样。另外，关于IL1以及IL2的路径，也与图26同样。
在时刻tb，与图26同样，开关元件S2被打开，并且开关元件S1以及S5b同时成为关闭对象。此时，在开关元件S2中，产生因IL1的硬开关引起的电力损失。在开关元件S5b中，因为关闭前的电流为0，所以不产生开关损失(关闭)。同样，关于开关元件S1，由于二极管D1因自消弧而断开，因此也不产生电力损失(关闭)。
关于时刻tc～td间，开关元件S1～S5a、S5b的通断也与图26同样。但是，由于|IL1|>|IL2|，因此差分电流ΔI的方向成为与图26相反。因此，差分电流ΔI不在二极管D3而在开关元件S2中流通。另外，在开关元件S5b 中，不是IL1而是IL2流通。
在时刻tc，与图26同样，开关元件S4被关闭，并且开关元件S3、S5b 同时成为打开对象。此时，在被关闭的开关元件S4中，产生因IL2的硬开关引起的电力损失。另一方面，关于同时成为打开对象的多个开关元件S3、 S5b，在开关元件S3以及S5b的各开关元件中，因为打开后的电流为0，所以不产生开关损失。
在时刻td以后，成为与时刻tb以前同样的电路状态，各元件中流通与时刻tb以前同样的电流。因此，在时刻td，与图26同样，开关元件S1、 S4被打开，并且开关元件S2、S3成为关闭对象。
因此，关于同时成为打开对象的开关元件S1以及S4，在开关元件S4 中，因为打开后的电流为0，所以不产生开关损失。另外，因为差分电流ΔI 在二极管D1中流通，所以在开关元件S1中不产生电力损失(打开)。
关于同时成为关闭对象的开关元件S2以及S3，在开关元件S2中，产生因差分电流ΔI的开关引起的电力损失(关闭)。另一方面，在开关元件 S3中，因为打开前的电流为0，所以不产生开关损失。
如此，在图29所例示的电路状态下(IL1>0、IL2>0、且|IL1|>|IL2|)，开关损失与图26同样地，仅在开关元件S2、S4产生。
图30中示出了对与图29相同的电路状态适用了实施方式1的开关控制的情况下的波形图。即，在图30中，也是IL1>0、IL2>0、且|IL1|>|IL2|。
参照图30，与图27中说明的同样，进行控制，使得：在电抗器电流 IL1、IL2产生拐点的时刻tb、tc、td，对同时成为打开或关闭的对象的多个开关元件赋予时间差来使其按预定顺序打开或关闭。关于其他方面，与图29同样，因此不重复详细说明。
参照图30，在时刻tb，开关元件S1以及S5b同时成为关闭对象。与图27同样，在功率输出工作时，对于上臂(B1U臂)，在二极管D1中流通电流，因此即使对开关元件S1以及S5b的关闭设置时间差，开关损失的产生形式也没有变化。
同样地，在时刻tc，与图27同样，在功率输出工作时，对于上臂(B2U 臂)，在二极管D3中流通电流，因此即使对开关元件S3以及S5b的打开设置时间差，开关损失的产生形式也没有变化。
另一方面，在时刻td，关于同时成为关闭对象的多个开关元件S2、S3，与图21(再生工作时)相反，以使得在开关元件S2被断开之后开关元件 S3被断开的方式设置时间差。
在时刻tc～td的电路状态(B1L臂接通以及B2U臂接通)、即图17 (a)的电路状态下，在开关元件S3维持接通状态而关闭开关元件S2时，不产生电力损失。这是由于：因为成为开关元件S2的两端与电力线GL电连接的状态下的关闭，所以成为ZVS。
若开关元件S2成为断开状态，则差分电流ΔI会在开关元件S3中流通。因为在该状态之后开关元件S3被延迟关闭，所以在开关元件S3中产生因差分电流ΔI的开关引起的电力损失(打开)。
通过开关元件S2、S3的断开，差分电流ΔI的路径会变到二极管D1。因此，在开关元件S1中不产生开关损失(打开)。同样地，关于开关元件 S4，在IL1>IL2时，因为打开后的电流为0，所以在开关元件S4中也不产生电力损失(打开)。
其结果是，通过使开关元件S3的关闭延迟，时刻td的开关损失会取代在图29中的开关元件S2而在开关元件S3产生。此外，对于时刻td的开关元件S1以及S4的打开，如图29中说明的那样，电力损失为0。因此，无论对两者的打开赋予时间差，还是同时打开两者，在开关元件S1、S4 都不产生电力损失。
图31中示出了用于在实施方式1的开关控制的非适用时(图29)和适用时(图30)之间比较开关损失的概念图。
参照图31(a)，在图29所示的无时间差的开关控制(即，实施方式 1的开关控制的非适用时)中，在开关元件S2以及S4产生开关损失。开关元件S2的开关损失Pl2由时刻tb的损失P(tb)以及时刻td的损失P (td)之和构成。P(tb)是因IL1的硬开关引起的损失，P(td)是因差分电流ΔI(td)的开关引起的损失。
另一方面，开关元件S4的开关损失Pl4由时刻tc的损失P(tc)构成。 P(tc)是因IL2(tc)的硬开关引起的损失。
参照图31(b)，在图30所示的有时间差的开关控制(即，本实施方式的开关控制的适用时)中，在开关元件S2、S3以及S4产生开关损失。
开关元件S2的开关损失Pl2是因时刻tb的IL1(tb)的开关引起的损失，因此与图31(a)中的Pl2中的P(tb)同等。
同样地，开关元件S3的开关损失Pl3是因时刻td的差分电流ΔI的开关引起的损失，因此与图31(a)中的Pl2中的P(td)同等。
进而，开关元件S4的开关损失Pl4是因时刻tc的小电流IL2的硬开关引起的损失，因此与图28(a)中的Pl4同等。
因此，在直流电源B1和B2各自进行功率输出工作的情况下(IL1>0， IL2>0)，即使IL1为大电流(|IL1|>|IL2|)，通过实施方式1的开关控制的适用，也能够不使时刻tb、tc、td的开关损失的总值发生变化，而将开关损失向更多的开关元件分散。其结果是，能够抑制电力损失向特定开关元件的集中，抑制开关元件间的发热量的不均。另外，从图31(a)和(b)之间的Pl2的比较可知，也能够减低开关元件间的最大损失。
此外，如图27以及图30中说明的那样，在功率输出工作时(IL1>0， IL2>0)，在时刻tb以及tc，无论设置还是不设置时间差，开关损失都不改变。因此，在这些定时，也可以不设置时间差而打开或关闭多个开关元件。或者，为了在与时刻td之间使控制共同化，也可以设定时间差。
图32中示出了对实施方式1及其变形例中说明的功率输出工作及再生工作、以及IL1及IL2的大小关系的组合模式的各模式下的开关损失进行比较的图表。在图32中，对于产生开关损失的开关元件，记入“损失”，对于不产生开关损失的开关元件记入“-”记号。
参照图32，在再生工作(实施方式1)中，对于IL2为大电流时的开关损失，与图22所示的一样，在不适用本实施方式的开关控制的无时间差的情况(图19)下，在开关元件S3以及S5产生。与此相对，在适用本实施方式的开关控制的有时间差的情况(图21)下，不改变开关元件整体的总值，而能够向开关元件S1、S2以及S3分散开关损失。
同样地，在再生工作(实施方式1)中，对于IL1为大电流时的开关损失，与图25所示的一样，在无时间差的情况(图23)下，在开关元件 S1以及S5产生。与此相对，在有时间差的情况(图24)下，不改变开关元件整体的总值，而能够向开关元件S1、S3以及S4分散开关损失。
另一方面，在功率输出工作(实施方式1的变形例)中，对于IL2为大电流时的开关损失，与图28所示的一样，在无时间差的情况(图26) 下，在开关元件S2以及S4产生。与此相对，在有时间差的情况(图27) 下，不改变开关元件整体的总值，而能够向开关元件S1、S2以及S4分散开关损失。
同样地，在功率输出工作(实施方式1的变形例)中，对于IL1为大电流时的开关损失，与图31所示的一样，在无时间差的情况(图29)下，在开关元件S2以及S4产生。与此相对，在有时间差的情况(图30)下，不改变开关元件整体的总值，而能够向开关元件S2、S3以及S4分散开关损失。
从图32可知，产生开关损失的开关元件，根据工作状态(功率输出/ 再生)以及电抗器电流IL1、IL2的大小关系的组合而不同。然而，无论在通过两者的组合而产生的4个情形的哪个情形下，通过对同时成为打开或关闭的对象的多个开关元件适用本实施方式的开关控制，都能够将开关损失向更多的开关元件分散。其结果是，能够抑制电力损失向特定开关元件的集中，抑制开关元件间的发热量的不均。
图33是用于说明本实施方式1的开关控制的适用时的PWM控制的波形图。即，在图33中，示出了再生工作时(IL1<0，IL2<0)的PWM控制。
参照图33，在用于控制直流电源B1的输出的PWM控制中，除了基于反馈控制(图13)的本来的占空比DT1之外，为了设置有意的时间差，使用可变的参数值α，进一步设定占空比DT1+α以及DT1-α。
通过占空比DT1+α、DT1-α与载波CW1的电压比较，除了控制脉冲信号SD1之外，还能够生成用于设定时间差的强制脉冲信号SDoff1。强制脉冲信号SDoff1的H电平期间(各脉冲)，对应于电抗器电流IL1的拐点(极大点以及极小点)而生成。强制脉冲信号SDoff1的脉冲宽度，能够通过参数值α来调整。
同样地，在用于控制直流电源B2的输出的PWM控制中，除了基于反馈控制(图13)的本来的占空比DT2之外，为了设置有意的时间差，使用可变的参数值α，进一步设定占空比DT2+α以及DT2-α。
通过占空比DT2+α、DT2-α与载波CW2的电压比较，除了控制脉冲信号SD2之外，还能够生成用于设定时间差的强制脉冲信号SDoff2。强制脉冲信号SDoff2的H电平期间(各脉冲)，对应于电抗器电流IL2的拐点(极大点以及极小点)而生成。强制脉冲信号SDoff2的脉冲宽度，能够通过参数值α来调整。
此外，在载波CW1和CW2之间，设置有图18中说明的最佳相位差
Figure RE-GDA0002258912550000521
由此，在时刻td，控制脉冲信号SD1的从H电平向L电平的转变和控制脉冲信号SD2的从L电平向H电平的转变成为同一定时。其结果是，在时刻td，电抗器电流IL1的极大点与电抗器电流IL2的极小点成为同一定时。
对于开关元件S5b，在时刻tb(即，IL1的极小点)的强制脉冲信号 SDoff1的H电平期间，被断开，并且在时刻tc(即，IL2的极大点)的强制脉冲信号SDoff2的H电平期间，被断开。此外，关于强制脉冲信号 SDoff1、SDoff2的各H电平期间对应于电抗器电流(IL1，IL2)的极大点和极小点的哪个，能够基于载波(CW1，CW2)的斜率(右上/右下)来区分。
由此，在时刻tb，如图21以及图24中说明的那样，在同时成为关闭对象的开关元件S1以及S5b之间，能够以使得关闭了开关元件S5b之后关闭开关元件S1的方式赋予时间差。
同样地，在时刻tc，如图21以及图24中说明的那样，在同时成为打开对象的开关元件S3以及S5b之间，能够以使得打开了开关元件S3之后打开开关元件S5b的方式赋予时间差。
对于开关元件S1，在时刻td(即，IL1的极大点)的强制脉冲信号SDoff1 的H电平期间，被接通。与此对应地，开关元件S2在该期间维持接通。由此，与根据控制脉冲信号SD1的定时相比，开关元件S1的打开以及开关元件S2的关闭被延迟。
因此，在时刻td，如图21中说明的那样，在同时成为关闭对象的开关元件S3以及S2之间，能够以使得关闭了开关元件S3之后关闭开关元件S2的方式赋予时间差。同时，如图24中说明的那样，在同时成为打开对象的开关元件S1以及S4之间，能够以使得打开了开关元件S4之后打开开关元件S1的方式赋予时间差。
由此，在再生工作时(IL1<0，IL2<0)，如实施方式1中说明的那样，在同时成为打开或关闭对象的多个开关元件间，能够实现对打开或关闭设置有意的时间差的开关控制。此外，这些时间差能够通过强制脉冲信号SDoff1、SDoff2的脉冲宽度、即参数值α来调整。
图34是用于说明本实施方式1的变形例的开关控制的适用时的PWM 控制的波形图。即，在图34中，示出了功率输出工作时(IL1>0，IL2>0) 的PWM控制。
参照图34，与图33同样，生成强制脉冲信号SDoff1、SDoff2。
在功率输出工作时，开关元件S4在时刻td(即，IL2的极小点)的强制脉冲信号SDoff2的H电平期间被断开。与此对应地，开关元件S3在该期间内维持接通。由此，与根据控制脉冲信号SD2的定时相比，开关元件 S4的打开以及开关元件S3的关闭被延迟。
因此，在时刻td，如图27中说明的那样，在同时成为打开对象的开关元件S1和S4之间，能够以使得打开了开关元件S1之后打开开关元件 S4的方式赋予时间差。同时，如图30中说明的那样，在同时成为关闭对象的开关元件S2和S3之间，能够以使得关闭了开关元件S2之后关闭开关元件S3的方式赋予时间差。
由此，在功率输出工作时(IL1>0，IL2>0)，如实施方式1的变形例中说明的那样，在同时成为打开或关闭对象的多个开关元件间，能够实现对打开或关闭设置有意的时间差的开关控制。此外，关于这些时间差，也能够通过强制脉冲信号SDoff1、SDoff2的脉冲宽度、即参数值α来调整。
[实施方式2]
在实施方式1及其变形例中，说明了在电抗器电流IL1、IL2的拐点中，对同时成为打开或关闭的对象的多个开关元件赋予时间差来使其按预定顺序打开或关闭的开关控制。在实施方式2中，对按时间分割将实施方式1 及其变形例中说明的开关控制的适用以及非适用进行组合的控制进行说明。
图35是用于说明实施方式2的电源系统所适用的开关控制的概念图。
参照图35，在实施方式2中，切换开关控制模式1(SW控制模式#1) 和开关控制模式2(SW控制模式#2)，对构成电力变换器10的开关元件 S1～S5a、S5b的通断进行控制。
SW控制模式#1例如是实施方式1及其变形例中说明的在同时成为打开或关闭的对象的多个开关元件间对打开或关闭设置时间差的开关控制(图21、图24、图27、图30)。另一方面，SW控制模式#2例如是不设置上述时间差而仅执行了电流相位控制的开关控制(图19、图23、图26、图29)。
在开关控制模式1的适用时，若转变条件CD1成立，则切换控制模式，新适用开关控制模式2。同样地，在开关控制模式2的适用时，若转变条件CD2成立，则切换控制模式，新适用开关控制模式1。
再次参照图32，在电力变换器10中，在直流电源B1、B2的再生工作时，在开关元件S5中，在有时间差的开关控制(实施方式1的开关控制) 的适用时，不再产生电力损失。因此，通过交替地适用无时间差的开关控制和有时间差的开关控制，能够抑制开关元件S5的温度上升。
图36中示出了实施方式2的开关控制的适用时的开关元件的温度变化历史记录的一例。在图36中，示出了在功率输出工作时IL2为大电流时的波形图。
参照图36，开关元件S1、S2、S3以及S5各自的元件温度T(S1)、 T(S2)、T(S3)以及T(S5)，通过因开关元件S1、S2、S3以及S5 中的开关损失引起的发热而上升。此时，通过开关元件的热容量，T(S1)、 T(S2)、T(S3)以及T(S5)通过一阶滞后响应而上升。
另一方面，各开关元件安装于散热器(heat sink)所代表的散热机构。因此，T(S1)、T(S2)、T(S3)以及T(S5)不会随着开关损失的产生而持续上升，以与散热机构的散热量与开关元件的发热量之间的差分相应的温度上升量进行整定。此时，关于各元件温度，相对于一定的开关损失的输入，存在到温度上升饱和为止的整定时间。
在图36中，Ta3以及Ta5相当于，通过无时间差的开关控制的适用，接受图22(a)所示的开关损失Pl3以及Pl5而T(S3)以及T(S5)发生了上升时的整定温度。同样地，Tb1～Tb3相当于，通过有时间差的开关控制的适用，接受图22(b)所示的开关损失Pl1～Pl3而T(S1)～T(S3) 发生了上升时的各自的整定温度。在图36中，假设为Ta3和T3b大致同等。
在无时间差的开关控制的适用期间中，T(S3)以及T(S5)分别向整定温度Ta3以及Ta5上升。另一方面，在开关元件S1以及S2中，不产生开关损失，因此T(S1)、T(S2)维持或下降。
另一方面，在有时间差的开关控制的适用期间中，T(S1)以及T(S2) 分别向整定温度Tb1以及Tb2上升。另外，元件温度T(S3)向整定温度 Tb3变化。与此相对地，在开关元件S5b中不产生开关损失，因此T(S5) 下降。
如图36所示，随着预定时间的经过，交替地适用有时间差的开关控制和无时间差的开关控制时，T(S1)以及T(S2)分别在比整定温度Ta1、 Ta2低的温度区域进行推移。另外，T(S3)以在整定温度Ta3和Tb3之间变化的方式进行推移。关于T(S5)，在比整定温度Ta5低的温度区域进行推移。
因此，关于T(S5)，与连续地适用无时间差的开关控制的情况(图中由虚线记载)相比，能够大幅地抑制温度上升。其结果是，关于在再生工作时开关损失发生集中的开关元件S5b，能够抑制发热量，因此能够进一步抑制开关元件S1～S5a、S5b间的发热量的不均。
如此，根据实施方式2的开关控制，通过交替地适用产生开关损失的元件不同的多个开关控制模式，能够抑制开关元件的最高温度。用于耐热的元件额定值被设计成可确保针对最高温度的耐热性，因此通过实施方式 2的开关控制的适用，各开关元件的耐热保护变得容易，因此能够实现低成本化。
此外，关于图35中示出的转变条件CD1、CD2，如上所述，能够设为基于各开关控制模式的连续时间的条件。例如，在各开关控制模式的连续时间超过了阈值时，能够判定转变条件CD1、CD2的成立。在该情况下，优选如上述的以比基于T(S1)～T(S5)中的开关损失的温度上升中的整定时间短的间隔切换开关控制模式那样，使转变条件CD1、CD2的阈值比上述整定时间短。
或者，也可以着眼于元件温度来确定转变条件CD1、CD2。如图32 所示，按功率输出工作及再生工作、以及IL1及IL2的大小关系的组合模式，开关损失变大的开关元件不同。因此，在各模式下，在开关损失高的开关元件的温度超过了预定温度时，也可以判定转变条件CD1、CD2的成立。
[实施方式3]
在实施方式3中，对实施方式1以及2中说明的电力变换器10的电路结构的变形例进行说明。
图37是用于说明实施方式3的电力变换器11的结构的电路图。
参照图37，电力变换器11与图1所示的电力变换器10相比，作为在节点N1和N2之间连接的半导体元件，取代图1中的双向开关而连接通常的开关元件S5。即，开关元件S5对应于“第5半导体元件SM5”。电力变换器11的其他结构与电力变换器10同样，因此不重复详细说明。
开关元件S5根据来自控制装置100(图1)的控制信号SG5进行通断控制。在电力变换器11中，在开关元件S5的断开时形成第1臂，而在开关元件S5的接通时形成第2臂。
在图1所示的电力变换器10中的开关元件S5a的断开期间以及开关元件S5b的断开期间这两方，需要开关元件S5被断开。另一方面，在开关元件S5a和S5b双方被接通的期间，能够接通开关元件S5。
因此，在电力变换器11中，在并联升压模式下，按照图38所示的逻辑运算式，控制开关元件S1～S5的通断。
图38是表示电力变换器11的并联升压模式下的用于对各开关元件进行通断控制的逻辑运算式的一览的图表。
参照图38，与电力变换器10的并联升压模式同样地，开关元件S1～S4 按照与图12同样的门逻辑式进行通断控制。即，开关元件S2根据控制脉冲信号SD1进行通断，而开关元件S1根据控制脉冲信号/SD1进行通断。同样地，开关元件S4根据控制脉冲信号SD2进行通断，而开关元件S3根据控制脉冲信号/SD2进行通断。
开关元件S5根据控制脉冲信号SD1和SD2的异或(XOR)进行通断。
其结果是，开关元件S5在B1L臂以及B2L臂的接通时(图6)或者 B1U臂以及B2U臂的接通时(图7)断开。另一方面，开关元件S5在B1L 臂以及B2U臂的接通时(图17(a))或者B1U臂以及B2L臂的接通时 (图17(b))接通。因此，通过电力变换器11，也能够执行图15所示的切换4个开关模式来与电力变换器10同样地分开使用第1臂和第2臂的 DC/DC变换。
图39中示出了对电力变换器11适用了与图19同样的电流相位控制的情况下的波形图。在图39中，与图19同样地，也示出了直流电源B1和 B2双方进行再生工作的情况下(IL1<0，IL2<0)的电流波形。另外，由于|IL2|>|IL1|，因此IL2为大电流，IL1为小电流。即，差分电流ΔI由ΔI＝IL2-IL1表示。
参照图39，控制脉冲信号SD1、SD2的波形以及电抗器电流IL1、IL2 的波形与图19同样。进而，关于开关元件S1～S4的电流举动以及开关损失，也与图19同样。
进而，关于开关元件S5，也与图19中的开关元件S5b同样，在时刻 tb被关闭，并且在时刻tc被打开。即，在开关元件S5中，产生与电力变换器10的开关元件S5b同等的开关损失。
图40中示出了对电力变换器11适用了与图21同样的设置打开或关闭时间差的开关控制的情况下的波形图。即，图40中示出了对与图39相同的电路状态适用于了实施方式1的开关控制的情况下的波形图。即，在图 40中，也是IL1<0、IL2<0、且|IL2|>|IL1|。
参照图40，在时刻tb，与图21同样，关于同时成为关闭对象的开关元件S1以及S5，以使得在开关元件S5被断开之后开关元件S1被断开的方式，对关闭设置时间差。
通过开关元件S1维持接通状态而关闭开关元件S5，开关元件S5与图 21中的开关元件S5b同样地，因ZVS而被关闭。
与图21同样，根据开关元件S5的断开，电抗器电流IL1的路径变成在开关元件S1中流通。因此，在开关元件S5的断开后关闭开关元件S1 时，产生因IL1的硬开关引起的电力损失。因此，时刻tb的开关损失与图 21同样，会取代在图39中的开关元件S5而在开关元件S1产生。
在时刻tc，与图21同样，关于同时成为打开对象的多个开关元件S3、 S5，以使得在开关元件S3被接通之后开关元件S5被接通的方式，对打开设置时间差。
若开关元件S5维持断开状态而开关元件S3被打开，则电抗器电流IL2 的路径变成在开关元件S3中流通。因此，对于开关元件S3的打开，与图 21同样，产生因IL2的硬开关引起的电力损失。
在开关元件S3被接通之后开关元件S5被接通时，因为开关元件S5 的打开成为ZVS，所以不产生开关损失。其结果是，时刻tc的开关损失与图21同样，会取代在图39中的开关元件S3以及S5而仅在开关元件S3 产生。
在时刻td，开关元件S5不被通断，因此开关损失的产生与图21同样。
因此，在再生工作时(IL1<0，IL2<0)且IL2为大电流的情况下，开关元件S5中的开关损失与图20以及图21中的开关元件S5b同样。其结果是，在电力变换器11中，通过实施方式1的开关控制的适用，也能够将开关损失向更多的开关元件分散。
在图41中，与图39同样，示出了用于说明本实施方式的开关控制的非适用时(仅适用电流相位控制)的电力变换器11的各开关元件的电力损失的波形图。在图23中，也示出了直流电源B1和B2双方进行再生工作的情况下(IL1<0，IL2<0)的波形图。但是，在图41中，与图39不同， IL1为大电流(|IL1|>|IL2|)。
参照图41，控制脉冲信号SD1、SD2的波形以及电抗器电流IL1、IL2 的波形与图23同样。进而，关于开关元件S1～S4的电流举动以及开关损失，也与图23同样。
进而，关于开关元件S5，与图23中的开关元件S5b同样，也在时刻tb被关闭，并且在时刻tc被打开。即，在开关元件S5中，产生与电力变换器10的开关元件S5b同等的开关损失。
图42中示出了对电力变换器11适用了与图24同样的设置打开或关闭时间差的开关控制的情况下的波形图。即，图42中示出了对与图41相同的电路状态适用了实施方式1的开关控制的情况下的波形图。即，在图42 中，也是IL1<0、IL2<0、且|IL1|>|IL2|(即，ΔI＝IL1-IL2)。
参照图42，在时刻tb，关于同时成为关闭对象的开关元件S1以及S5，以使得在开关元件S5被断开之后开关元件S1被断开的方式，对关闭设置时间差。由此，开关元件S5与图24中的开关元件S5b同样，因ZVS而被关闭。进而，与图24同样，在开关元件S5的断开后关闭开关元件S1时，产生因IL1的硬开关引起的电力损失(关闭)。因此，时刻tb的开关损失与图24同样，会取代在图41中的开关元件S1以及S5而仅在开关元件S5 产生。
在时刻tc，关于同时成为打开对象的多个开关元件S3、S5，以使得在开关元件S3被接通之后开关元件S5被接通的方式，对打开设置时间差。由此，与图24同样，若开关元件S5维持断开状态而开关元件S3被打开，则电抗器电流IL2的路径会变成在开关元件S3中流通。因此，对于开关元件S3的打开，产生因IL2的硬开关引起的电力损失。
在开关元件S3被接通之后开关元件S5被接通时，开关元件S5的打开成为ZVS，因此不产生开关损失。其结果是，时刻tc的开关损失与图 24同样，会取代在图39中的开关元件S3以及S5而仅在开关元件S3产生。
在时刻td，开关元件S5不被通断，因此开关损失的产生与图21同样。
因此，在再生工作时(IL1<0，IL2<0)且IL1为大电流的情况下，开关元件S5中的开关损失与图23以及图41中的开关元件S5b同样。其结果是，在电力变换器11中，通过实施方式1的开关控制的适用，也能够将开关损失向更多的开关元件分散。
接着，对于在电力变换器11中直流电源B1和B2双方进行功率输出工作的情况下的开关控制，为了确认而进行说明。
图43示出了对电力变换器11适用了与图26同样的电流相位控制的情况下的波形图。在图34中，与图26同样地，也示出了直流电源B1和B2 双方进行功率输出工作的情况下(IL1>0，IL2>0)的电流波形。另外，由于|IL2|>|IL1|，因此IL2为大电流，IL1为小电流(即，ΔI＝IL2-IL1)。
参照图43，控制脉冲信号SD1、SD2的波形以及电抗器电流IL1、IL2 的波形与图26同样。进而，关于开关元件S1～S4的电流举动以及开关损失，也与图26同样。
开关元件S5在时刻tb关闭，并且在时刻tc打开。
在时刻tb以前，IL1的路径能够通过二极管D1以及接通状态的开关元件S4来确保。因此，在时刻tb，若维持开关元件S4的接通而关闭开关元件S5，则通过二极管D1以及开关元件S4(接通)，开关元件S5会在两端没有电位差的状态下被关闭。因此，该关闭成为ZVS(零伏开关)，因此不产生开关损失。
同样地，在时刻tb～tc，在功率输出工作时，经由接通状态的开关元件S2以及二极管D3，开关元件S5的两端成为同电位。在该状态之后，在时刻tc，若维持开关元件S2的接通而关闭开关元件S5，则成为ZVS，因此不产生开关损失。
因此，关于电力变换器11中的开关元件S5，与电力变换器10中的开关元件S5a、S5b同样地，在功率输出工作时也不产生开关损失。其结果是，从图26以及图43的比较可知，在电力变换器11中，在开关元件S2、 S4中产生与电力变换器10同等的开关损失。
图44中示出了对电力变换器11适用了与图27同样的设置打开或关闭时间差的开关控制的情况下的波形图。即，图44中示出了对与图43相同的电路状态适用了实施方式1的变形例的开关控制的情况下的波形图。即，在图44中，也是IL1>0、IL2>0、且|IL2|>|IL1|。
参照图44，在时刻tb，与图27同样地，在时刻tb之前的状态下，对于上臂(B1U臂)，在开关元件S1中不流通电流，在开关元件S1不产生开关损失。因此，即使使开关元件S1的断开延迟，也不产生开关损失。因此，即使对开关元件S1以及S5b的关闭设置时间差，开关损失的产生形式也不变化。
同样地，在时刻tc，关于同时成为打开对象的开关元件S3以及S5b，对于上臂(B2U臂)，不通过开关元件S3而通过二极管D3形成电流路径，因此即使使开关元件S3的接通提前，也不产生开关损失。因此，即使对开关元件S3以及S5b的打开设置时间差，开关损失的产生形式也不变化。
另一方面，在时刻td，与图27同样地，关于同时成为打开对象的多个开关元件S1、S4，以使得在开关元件S1被接通之后开关元件S4被接通的方式设置时间差。由此，与图27同样地，在开关元件S1中，产生因差分电流ΔI的开关引起的电力损失(打开)，而开关元件S4因ZVS而被打开。并且，在开关元件S4的接通后，与时刻tb之前同样地，在开关元件 S4中流通差分电流ΔI，而开关元件S1的电流变为0。
因此，在功率输出工作时，与图27同样地，在时刻td，通过使开关元件S1的打开提前，也能够将图43中的开关元件S4中的开关损失向开关元件S1移动。
因此，在功率输出工作时(IL1>0，IL2>0)且IL2为大电流的情况下，也能够将开关元件S4中的开关损失的一部分向在不赋予时间差的情况(图43)下不产生开关损失的开关元件S1移动。其结果是，在电力变换器11 中，通过实施方式1的开关控制的适用，也能够将开关损失向更多的开关元件分散。
在图45中，与图43同样，示出了用于说明本实施方式的开关控制的非适用时(仅适用电流相位控制)的电力变换器11的各开关元件的电力损失的波形图。在图45中，也示出了直流电源B1和B2双方进行功率输出工作的情况下(IL1>0，IL2>0)的波形图。但是，在图45中，与图43不同，IL1为大电流(|IL1|>|IL2|)。因此，差分电流ΔI＝IL1-IL2。
参照图45，控制脉冲信号SD1、SD2的波形以及电抗器电流IL1、IL2 的波形与图29同样。进而，关于开关元件S1～S4的电流举动以及开关损失，也与图29同样。
关于开关元件S5，与图43同样，在时刻tb，对于开关元件S5，通过二极管D1以及开关元件S4(接通)，在开关元件S5的两端没有电位差的状态下被关闭。因此，该关闭成为ZVS(零伏开关)，因此不产生开关损失。
在时刻tc的开关元件S5的打开时，与图43同样，也是经由接通状态的开关元件S2以及二极管D3，成为开关元件S5的两端为同电位的状态。因此，在时刻tc，若维持开关元件S2的接通而关闭开关元件S5，则成为 ZVS，因此不产生开关损失。
在图46中示出了对电力变换器11适用了与图30同样的设置打开或关闭时间差的开关控制的情况下的波形图。即，在图46中示出了对与图45 相同的电路状态适用于实施方式1的变形例的开关控制的情况下的波形图。即，在图46中，也是IL1>0、IL2>0、且|IL1|>|IL2|。
参照图46，在时刻tb，与图30同样地，在功率输出工作时，对于上臂，在二极管D1中流通电流，因此即使对开关元件S1以及S5的关闭设置时间差，开关损失的产生形式也不变化。
在时刻tc，与图30同样地，在功率输出工作时，对于上臂，在二极管 D3中流通电流，因此即使对开关元件S3以及S5的打开设置时间差，开关损失的产生形式也不变化。
另一方面，在时刻td，与图30同样地，关于同时成为关闭对象的多个开关元件S2、S3，以使得在开关元件S2被断开之后开关元件S3被断开的方式设置时间差。由此，与图30同样地，能够将开关元件S3维持接通状态而通过ZVS来关闭开关元件S2。通过在开关元件S2的关闭后延迟关闭开关元件S3，在开关元件S3中产生因差分电流ΔI的开关引起的电力损失。
因此，在功率输出工作时，与图30同样地，通过使开关元件S3的关闭延迟，也能够将时刻td的开关元件S2中的开关损失的一部分向开关元件S3移动。
因此，在功率输出工作时(IL1>0，IL2>0)且IL1为大电流的情况下，也能够将开关元件S2中的开关损失向在不赋予时间差的情况下(图45) 不产生开关损失的开关元件S3移动。其结果是，在电力变换器11中，通过实施方式1的开关控制的适用，也能够将开关损失向更多的开关元件分散。
如以上说明的那样，针对电力变换器11，贯穿功率输出工作时(IL1>0， IL2>0)以及再生工作时(IL1<0，IL2<0)，无论IL1和IL2的哪一方为大电流，通过对同时成为打开的关闭的对象的多个开关元件适用本实施方式的开关控制，都能够将开关损失向更多的开关元件分散。其结果是，与对电力变换器10适用了本实施方式的开关控制的情况同样，能够抑制电力损失向特定开关元件的集中，抑制开关元件间的发热量的不均。
此外，在电力变换器10以及11中，在直流电源B1和B2的各一方进行再生工作和功率输出工作的情况下(以下，也称为“循环工作时”)，也能够适用实施方式1～3中说明的在同时成为打开或关闭的对象的多个开关元件之间对打开或关闭设置时间差的开关控制。
总之，实施方式1～3中说明的开关控制，通过对开关元件S1～S4的一部分赋予时间差进行打开或关闭，产生开关元件S5(S5a、S5b)和开关元件S1～S4中的仅选择出的一个开关元件为接通状态的期间。并且，根据时间差赋予的方式，通过选择开关元件S1～S4中的与开关元件S5(S5a、S5b) 同时成为接通状态的开关元件，可选择电力损失(发热)的产生部位。
在上述期间内，IL1或IL2通过开关元件S5(S5a、S5b)，而IL1和 IL2重叠的电流通过S1～S4中的接通状态的开关元件。在功率输出工作时和再生工作时的各工作时，如图17(a)、(b)中说明的那样，IL1和IL2 的方向相反且重叠，由此可通过对差分电流ΔI进行开关来减轻电力损失 (发热)。
另一方面，在循环工作时，由于IL1和IL2会在同方向上重叠，因此与功率输出工作时以及再生工作时相比，电力损失(发热)增大。然而，如果适用实施方式1～3中说明的开关控制，则通过与功率输出工作时以及再生工作时共同的控制，能够通过时间差的赋予在与没有时间差赋予时之间变更产生电力损失(发热)的开关元件。
[实施方式4]
在实施方式4中，对电力变换器10、11中的并联升压模式以外的工作模式进行说明。特别是，以对高电压区域的效率提高有效的串联升压模式为中心来说明。此外，实施方式1～3中说明的开关控制适用于并联升压模式，但根据以下的说明可知，通过进一步分开使用除并联升压模式之外的多个工作模式，能够高效地活用直流电源B1以及B2的蓄积能量。
在实施方式4中，首先，对实施方式1的电力变换器10的串联升压模式下的电路工作进行说明。
再次参照图1，在电力变换器10中，通过断开开关元件S1、S3而接通开关元件S5a或S5b，能够将串联连接的直流电源B1以及B2电连接在电力线PL和GL之间。
在串联升压模式下，通过交替地形成对直流电源B1以及B2分别接通了下臂的状态和对串联连接的直流电源B1以及B2接通了上臂的状态，能够执行V[1]+V[2](直流电源B1、B2)与VH(电力线PL、GL)之间的 DC/DC变换。
图47是串联升压模式下的电力变换器10的等效电路图(下臂接通时)。
参照图47，通过接通开关元件S2、S4而断开开关元件S1、S3，形成电流路径201以及电流路径202。在实施方式4的各等效电路图中，省略了在串联升压模式下固定断开的开关元件S1、S3的记载。
通过电流路径201，利用直流电源B1的输出而向电抗器L1蓄积能量。同样地，通过电流路径202，利用直流电源B2的输出而向电抗器L2蓄积能量。即，在图47中，接通状态的开关元件S2、S4在串联升压模式下，相当于与直流电源B1、B2这双方对应的升压斩波电路的下臂。
此外，在图47的电路状态下，当形成从节点N2朝向N1的方向的电流路径时，形成从电力线PL向GL的短路路径。因此，在下臂接通期间，需要断开开关元件S5b。
图48是串联升压模式下的电力变换器10的等效电路图(上臂接通时)。
参照图48，通过断开开关元件S1～S4并且接通开关元件S5a，形成电流路径203。通过电流路径203，因来自串联连接的直流电源B1、B2的输出电压而产生的能量和电抗器L1、L2所蓄积的能量之和被输出到电力线 PL、GL间。其结果是，形成相对于串联连接的直流电源B1、B2接通了升压斩波电路的上臂元件的状态。
另外，通过接通开关元件S5b，能够利用与电流路径203相反方向的电流来对串联连接的直流电源B1、B2充电。因此，也能够应对直流电源 B1、B2的再生工作。如此，开关元件S5a、S5b在串联升压模式下，相当于升压斩波电路的上臂。
图49中示出了电力变换器10的串联升压模式下的关于开关元件 S1～S5a、S5b各自的用于通断控制的门逻辑式。
参照图49，在串联升压模式下，因为在串联连接的直流电源B1、B2 中流通的电流是共同的，所以直流电源B1、B2的输出无法如并联控制模式那样进行个别地控制。因此，相对于电压V[1]+V[2]，等效地形成一个升压斩波电路。因此，用于占空比控制的控制脉冲信号SD在直流电源B1、 B2之间是共同的。
在串联升压模式下，形成下臂的开关元件S2、S4共同地根据控制脉冲信号SD进行通断。另一方面，形成上臂的开关元件S5b根据控制脉冲信号/SD(SD的反转信号)进行通断。即，构成下臂的开关元件S2、S4的对，与构成上臂的开关元件S5b互补地进行通断。
如图47以及图48所示，开关元件S1、S3在串联升压模式下被固定为断开。另外，开关元件S5a能够贯穿下臂接通期间以及上臂接通期间而固定为接通。
图49中的控制脉冲信号SD，能够通过对串联升压模式下的占空比DT 与载波CW1或CW2进行比较的PWM控制来生成。占空比DT相当于以开关元件S2、S4为下臂且以开关元件S5a、S5b为上臂的升压斩波电路的、下臂接通的期间相对于开关周期(载波一个周期)之比。
此外，在串联升压模式下的升压斩波电路中，在式(1)中，成为Vi＝V[1]+V[2]。即，在串联升压模式下，在占空比DT、直流电源B1、B2 的电压V[1]、V[2]以及输出电压VH之间，下述式(2)成立。
VH＝1/(1-DT)·(V[1]+V[2])……(2)
因此，相对于电压指令值VH* 的占空比DT的理论值由下述式(3) 来表示。
DT＝1.0-(V[1]+V[2])/VH* ……(3)
例如，通过利用图13那样的相对于电压指令值VH* 的电压偏差ΔVH 的反馈控制来修正基于式(3)的理论值，能够运算占空比DT。
如此，通过对电力变换器10适用串联升压模式，利用将V[1]+V[2]向输出电压VH升压的DC/DC变换，能够根据电压指令值VH* 来控制输出电压VH。由此，通过升压比(VH/(V[1]+V[2]))的抑制，与专利文献2 的串联连接模式同样地，能够主要抑制电抗器L1、L2中的电力损失。具体而言，由于通过电抗器L1以及L2串联连接而抑制了电抗器电流IL1、 IL2的变化梯度，因此波动幅度变小，由此能够降低在电抗器L1、L2的芯(未图示)所产生的铁损以及在线圈卷线(未图示)所产生的交流损失。其结果是，在高电压区域(VH>V[1]+V[2])，能够使电力变换器10中的 DC/DC变换高效化。
接着，对实施方式3的电力变换器11的串联升压模式下的电路工作进行说明。
图50是串联升压模式下的电力变换器11的等效电路图(下臂接通时)，图51是串联升压模式下的电力变换器11的等效电路图(上臂接通时)。
参照图50，通过接通开关元件S2、S4而断开开关元件S1、S3，形成与图47同样的电流路径201以及电流路径202。即，在电力变换器11中，开关元件S2、S4在串联升压模式下也相当于升压斩波电路的下臂。另一方面，为了遮断从节点N2朝向N1的电流路径，在下臂接通期间，需要断开开关元件S5。
参照图51，通过断开开关元件S1～S4并且接通开关元件S5，能够形成与图37同样的电流路径203。通过开关元件S5的接通，也能够应对与电流路径203相反方向的再生电流。如此，开关元件S5在串联升压模式下，相当于升压斩波电路的上臂。
图52中示出了关于电力变换器11的串联升压模式下的开关元件 S1～S5各自的用于通断控制的门逻辑式。
参照图52，开关元件S1～S4与电力变换器10的串联升压模式同样地，按照与图49同样的门逻辑式进行通断控制。即，开关元件S2、S4根据控制脉冲信号SD进行通断，而开关元件S1、S3贯穿下臂接通期间以及上臂接通期间固定为断开。另外，开关元件S5与图49中的开关元件S5b同样地，根据控制脉冲信号/SD(SD的反转信号)进行通断。由此，构成下臂的开关元件S2、S4的对，与构成上臂的开关元件S5互补地进行通断。
因此，对电力变换器11也能够适用串联升压模式。其结果是，在高电压区域(VH>V[1]+V[2])，能够使电力变换器11中的DC/DC变换高效化。
进而，对电力变换器10以及11中的除并联升压模式以及串联升压模式以外的工作模式进行说明。
图53是表示对电力变换器10、11适用的多个工作模式的一览的图表。
参照图53，多个工作模式大致分为根据电压指令值VH* 来控制输出电压VH的“升压模式”和将开关元件S1～S5(S5a、S5b)的通断固定而将直流电源B1和/或B2与电力线PL、GL电连接的“直连模式”。
升压模式包括上述的并联升压模式以及串联升压模式。在并联升压模式下，通过将电力变换器10的开关元件S1～S5a、S5b按照图12所示的门逻辑式进行通断控制，能够在直流电源B1以及B2与电力线PL、GL(负载30)之间并联地执行DC/DC变换。同样地，通过将电力变换器11的开关元件S1～S5a、S5b按照图38所示的门逻辑式进行通断控制，能够在直流电源B1以及B2与电力线PL、GL(负载30)之间并联地执行DC/DC 变换。此外，在并联升压模式下，能够一边控制直流电源B1和B2间的电力分配比，一边根据电压指令值VH* 来控制输出电压VH。
在串联升压模式下，通过将电力变换器10的开关元件S1～S5a、S5b 按照图49所示的逻辑运算式进行通断控制，能够在直流电源B1、B2被串联连接的状态下执行DC/DC变换。同样地，通过将电力变换器11的开关元件S1～S5按照图52所示的逻辑运算式进行通断控制，能够在直流电源 B1、B2被串联连接的状态下执行DC/DC变换。
此外，在串联升压模式下，在根据电压指令值VH* 来控制输出电压 VH时，直流电源B1和B2间的电力分配比会根据电压V[1]与V[2]之比而自动地决定，因此无法如并联升压模式那样进行直接控制。另外，串联升压模式只能应对VH>(V[1]+V[2])的高电压范围，能够减低该高电压范围的升压比，因此能够使DC/DC变换高效化。
在并联升压模式下，由于对VH≦V[1]+V[2]的电压范围也能够应对，因此输出电压范围大。进而，通过实施方式1～3中说明的在小电流侧的电抗器电流追加拐点的开关控制的适用，能够抑制开关元件间的发热量之差即温度差。另外，因为能够控制直流电源B1和B2间的电力分配比，所以也能够控制各直流电源B1、B2的充电状态(SOC)。
进而，升压模式包括仅使用直流电源B1在与电力线PL、GL(负载 30)之间进行DC/DC变换的“基于直流电源B1的升压模式(以下，B1 升压模式)”和仅使用直流电源B2在与电力线PL、GL(负载30)之间进行DC/DC变换的“基于直流电源B2的升压模式(以下，B2升压模式)”。此外，在除并联升压模式以及串联升压模式以外的工作模式下，电力变换器10的开关元件S5a、S5b各自的通断动作和电力变换器11的开关元件 S5的通断动作是共同的。
在B1升压模式下，对于直流电源B2，只要输出电压VH被控制为比 V[2]高，就维持与电力线PL电切离的状态而不使用。在B1升压模式下，仅构成相对于直流电源B1的升压斩波电路(第1臂)。因此，在通过开关元件S5(S5a、S5b)的断开固定而遮断了节点N1和N2间的电流路径的状态下，将开关元件S3、S4固定为断开，另一方面，根据基于用于控制直流电源B1的输出的占空比DT1的、控制脉冲信号/SD1以及SD1的各信号，对开关元件S1以及S2进行通断控制。
同样地，在B2升压模式下，对于直流电源B1，只要输出电压VH被控制为比V[1]高，就维持与电力线PL电切离的状态而不使用。
在B2升压模式下，仅构成相对于直流电源B2的升压斩波电路(第1 臂)。因此，在通过开关元件S5(S5a、S5b)的断开固定而遮断了节点 N1以及N2间的电流路径的状态下，将开关元件S1、S2固定为断开，另一方面，根据基于用于控制直流电源B2的输出的占空比DT2的、控制脉冲信号/SD2以及SD2的各信号，对开关元件S3以及S4进行通断控制。此外，在B1升压模式以及B2升压模式下，占空比DT1或DT2被算出为根据电压指令值VH* 来控制(电压控制)输出电压VH。如此，在属于升压模式的各个工作模式中，输出电压VH根据电压指令值VH* 来控制。
另一方面，直连模式包括：仅针对直流电源B1形成与电力线PL、GL 之间的电流路径的“直流电源B1的直连模式(以下，B1直连模式)”和仅针对直流电源B2在与电力线PL、GL之间形成电流路径的“直流电源 B2的直连模式(以下，B2直连模式)”。
在B1直连模式下，在通过开关元件S5(S5a、S5b)的断开固定而遮断了节点N1和N2间的电流路径的状态下，开关元件S1被固定为接通，另一方面，开关元件S2～S4被固定为断开。由此，直流电源B2成为从电力线PL、GL间切离的状态，因此输出电压VH成为与直流电源B1的电压V[1]同等(VH＝V[1])。在B1直连模式下，直流电源B2维持从电力线 PL、GL间电切离的状态而不使用。此外，若在V[2]>V[1]的状态下适用 B1直连模式，则会经由开关元件S1以及二极管D3从直流电源B2向B1 产生短路电流。因此，对于B1直连模式的适用，V[1]>V[2]成为必要条件。
同样地，在B2直连模式下，在通过开关元件S5(S5a、S5b)的断开固定而遮断了节点N1和N2间的电流路径的状态下，开关元件S3被固定为接通，另一方面，开关元件S1、S2、S4被固定为断开。由此，直流电源B1成为从电力线PL、GL间切离的状态，因此输出电压VH成为与直流电源B2的电压V[2]同等(VH＝V[2])。在B2直连模式下，直流电源 B1维持从电力线PL、GL电切离的状态而不使用。此外，若在V[1]>V[2] 的状态下适用B2直连模式，则会经由二极管D1以及开关元件S3而从直流电源B1向B2产生短路电流。因此，对于B2直连模式的适用，V[2]>V[1] 成为必要条件。
此外，在V[1]和V[2]同等的情况下，也能够选择维持将直流电源B1 以及B2在电力线PL、GL间电并联连接的状态的“并联直连模式”。在并联直连模式下，在通过开关元件S5(S5a、S5b)的断开固定而遮断了节点N1和N2间的电流路径的状态下，将开关元件S1、S3固定为接通，另一方面，开关元件S2、S4被固定为断开。由此，输出电压VH成为与V[1] 以及V[2]同等。对于V[1]和V[2]间的电压差，因为在直流电源B1和B2 间不产生短路电流，所以能够限定为该电压差小时来适用并联直连模式。
进而，直连模式包括维持将直流电源B1以及B2在电力线PL、GL间电串联连接的状态的“串联直连模式”。在串联直连模式下，在通过开关元件S5(S5a、S5b)的接通固定而遮断了节点N1和N2间的电流路径的状态下，开关元件S1～S4被固定为断开。由此，输出电压VH成为与直流电源B1和B2的电压V[1]和V[2]之和同等(VH＝V[1]+V[2])。
在直连模式所包含的各个工作模式中，输出电压VH取决于直流电源 B1、B2的电压V[1]、V[2]而决定，因此无法进行直接控制。因此，在直连模式所包含的各工作模式中，存在如下可能性：由于输出电压VH无法设定为与负载30的工作相适合的电压，负载30中的电力损失会增加。
另一方面，在直连模式下，由于各开关元件S1～S5(S5a、S5b)不会被通断，因此可抑制电力变换器10、11中的电力损失(伴随通断的开关损失)。因此，根据负载30的工作状态，存在如下可能性：通过直连模式的适用，相比于负载30的电力损失增加量，电力变换器10、11中的电力损失减少量更多，由此能够抑制电源系统5整体的电力损失。
如此，在电力变换器10、11中，通过开关元件S1～S5(S5a、S5b)的开关模式的切换，能够一边选择性地适用图42所示的多个工作模式，一边控制输出电压VH。此外，实施方式1～3中说明的开关控制适用于并联升压模式，但对于并联升压模式以外的工作模式，通过根据直流电源B1及 B2的状态(SOC，温度等)以及电压指令值VH* 的电压区域(特别是，与V[1]+V[2]之间的高低)进行分开使用，能够高效地活用直流电源B1以及B2的蓄积能量。
[电力变换器的结构的进一步的变形例]
在本实施方式中，对于“第1半导体元件SM1”～“第4半导体元件 SM4”的各元件，说明了由开关元件S1～S4和反并联二极管D1～D4的对来构成的例子。另外，关于“第5半导体元件SM5”，示出了由未设置反并联二极管的开关元件S5(实施方式3)或者用于构成双向开关的开关元件 S5a、S5b的对(实施方式1)来构成的例子。即，例示了“第1半导体元件SM1”～“第5半导体元件SM5”全部具备能够控制电流路径的形成(接通)以及遮断(断开)的开关元件的结构。在这些构成例中，能够对直流电源B1、B2双方适用再生充电。
然而，在对直流电源B1和B2的一方乃至双方不进行再生充电的结构中，通过对从“第1半导体元件SM1”到“第4半导体元件SM4”的一部分省略开关元件或二极管的某方，能够简化构造。即，对于从“第1半导体元件SM1”到“第5半导体元件SM5”的仅一部分构成具有上述开关元件的结构，在原理上是可能的。
例如，在对直流电源B1不进行再生充电而仅进行放电(功率输出) 来使用的情况下，能够取代图1所示的电力变换器10而使用图54所示的电力变换器12a的结构。
参照图54，在电力变换器12a中，与图1所示的电力变换器10相比，能够省略用于控制向直流电源B1的再生的开关元件S1的配置。即，能够将节点N1和电力线PL之间的“第1半导体元件SM1”仅由二极管D1来构成。
另外，在图1的电力变换器10中，关于串联升压模式，在直流电源 B1和B2的任一方都不能再生的情况下，由于限定为功率输出工作，因此能够省略开关元件S5b。另外，关于并联升压模式，例如在直流电源B1 和B2双方不能再生而限定为功率输出工作的情况下，在开关元件S5b中通流的方向上不产生电流。进而，如图53所示，无论在B1升压模式、B2 升压模式、B1直连模式以及B2直连模式的哪一模式中，在开关元件S5 (开关元件S5a、S5b)中都不流通电流。
因此，在实施方式1的电力变换器10(图1)中，在直流电源B1和 B2的任一方都不再生充电的情况下，因为一直不需要从节点N2朝向N1 的电流路径，所以能够省略开关元件S5b以及二极管D5b。即，关于“第 5半导体元件SM5”，也能够构成为仅具有对从节点N1朝向N2的电流路径进行通断的功能。进而，在电力变换器12a中，存在如下可能性：关于主要为了确保向直流电源B1的再生电流的路径而配置的二极管D2，也能够省略。
同样地，在对直流电源B2不进行再生充电而仅进行放电(功率输出) 来使用的情况下，能够使用图55所示的电力变换器13a的结构。
参照图55，在电力变换器13a中，与图1所示的电力变换器10相比，能够省略用于控制向直流电源B2的再生的开关元件S3的配置。即，能够将节点N2和电力线GL之间的“第3半导体元件SM3”仅由二极管D3 来构成。进而，与电力变换器12a(图54)同样地，也能够省略开关元件 S5b的配置。进而，在电力变换器13a中，存在如下可能性：关于主要为了确保向直流电源B2的再生电流的路径而配置的二极管D4，也能够省略。
在对直流电源B1和B2双方不进行再生充电而仅进行放电(功率输出) 来使用的情况下，能够使用图56所示的电力变换器14a的结构。
参照图56，在电力变换器14a中，与图1所示的电力变换器10相比，能够省略用于控制向直流电源B1、B2的再生的开关元件S1、S3的配置。即，能够将节点N1和电力线PL之间的“第1半导体元件SM1”仅由二极管D1来构成，并且能够将节点N2和电力线GL之间的“第3半导体元件SM3”仅由二极管D3来构成。进而，与电力变换器12a(图54)、13a (图55)同样地，能够省略开关元件S5b的配置。另外，在电力变换器14a 中，存在如下可能性：关于主要为了确保向直流电源B1、B2的再生电流的路径而配置的二极管D2、D4，也能够省略。
在电力变换器12a～14a的各电力变换器中，开关元件S2～S5a的通断也按照图12(并联升压模式)、图49(串联升压模式)或图53(其他模式)来控制。
也能够对实施方式3的电力变换器11进行同样的电路结构的变形。例如，在对直流电源B1不进行再生充电而仅进行放电(功率输出)来使用的情况下，能够取代图37所示的电力变换器11而使用图57所示的电力变换器12b的结构。
参照图57，在电力变换器12b中，与图37所示的电力变换器11相比，能够省略用于控制向直流电源B1的再生的开关元件S1的配置。即，能够将节点N1和电力线PL之间的“第1半导体元件SM1”仅由二极管D1来构成。进而，在电力变换器12b中，存在如下可能性：关于主要为了确保向直流电源B1的再生电流的路径而配置的二极管D2，也能够省略。
同样地，在对直流电源B2不进行再生充电而仅进行放电(功率输出) 来使用的情况下，能够使用图58所示的电力变换器13b的结构。
参照图58，在电力变换器13b中，与图37所示的电力变换器11相比，能够省略用于控制向直流电源B2的再生的开关元件S3的配置。即，能够将节点N2和电力线GL之间的“第3半导体元件SM3”仅由二极管D3 来构成。进而，在电力变换器13b中，存在如下可能性：关于主要为了确保向直流电源B2的再生电流的路径而配置的二极管D4，也能够省略。
在对直流电源B1和B2双方不进行再生充电而仅进行放电(功率输出) 来使用的情况下，能够使用图59所示的电力变换器14b的结构。
参照图59，在电力变换器14b中，与图37所示的电力变换器11相比，能够省略用于控制向直流电源B1、B2的再生的开关元件S1、S3的配置。即，能够将节点N1和电力线PL之间的“第1半导体元件SM1”仅由二极管D1来构成，并且能够将节点N2和电力线GL之间的“第3半导体元件SM3”仅由二极管D3来构成。进而，在电力变换器14a中，存在如下可能性：关于主要为了确保向直流电源B1、B2的再生电流的路径而配置的二极管D2、D4，也能够省略。
此外，在电力变换器12b～14b的各电力变换器中，开关元件S1、S2、S4、S5的通断，也按照图38(并联升压模式)、图52(串联升压模式) 或图53(其他模式)来控制。
针对电力变换器14a(图56)以及电力变换器14b(图59)的结构，通过对“第1半导体元件SM1”进一步设置开关元件S1，能够对直流电源 B1进行再生充电(图55、图58)。在该情况下，也如图55、图58所示那样，优选相对于开关元件S2反并联连接二极管D2。另外，针对电力变换器14a(图56)以及电力变换器14b(图59)的结构，通过对“第3半导体元件SM3”进一步设置开关元件S3，能够对直流电源B2进行再生充电(图54、图57)。在该情况下，也如图54、图57所示那样，优选相对于开关元件S4反并联连接二极管D4。
另外，如电力变换器10(图1)或电力变换器11(图37)这样，通过将从“第1半导体元件SM1”到“第4半导体元件SM4”分别由开关元件以及二极管的组来构成，并且使“第5半导体元件SM5”具有关于双方向的电流(从节点N1朝向N2的电流以及从节点N2朝向N1的电流)的遮断功能，能够对直流电源B1、B2双方适用再生充电。
此外，如图32所示，在直流电源B1和B2双方进行功率输出工作的情况下，通过设置有时间差的开关控制，向开关元件S1(IL2>IL1时)或开关元件S3(IL1>IL2时)移动开关损失，由此实现了开关损失的分散。因此，通过对电力变换器12a～14a以及12b～14b中的供开关元件S1或S3 配置的电力变换器12a、13a以及电力变换器12b、13b，适用实施方式1 的变形例中说明的开关控制，能够减低开关元件间的温度上升的不均。
另外，在本实施方式中，关于电力变换器10、11的结构，图示开关元件S1～S5(S5a、S5b)以及电抗器L1、L2的连接关系而进行了说明，但并不意味着将电力变换器10、11的构成要素限定为这些元件。即，在本实施方式中，构成要素彼此“电连接”的记载，也包括：在两要素间存在其他电路要素和/或连接器端子，经由该其他电路要素在上述构成要素间确保电连接。
例如，在图1或图37所例示的结构中，即使在相对于由直流电源B1、电抗器L1、开关元件S1、S2以及二极管D1、D2构成的一般的升压斩波电路，使其余的电路部分(开关元件S3～S5(S5a、S5b))、二极管D3、 D4、电抗器L2以及直流电源B2另行单元化，将该单元通过连接器端子与上述升压斩波电路电连接这样的结构的情况下，如果图示的电路要素间的电连接关系同样，则也会构成本实施方式的电力变换器以及电源系统。
另外，在本实施方式中，对如下一点进行确认性的记载：负载30只要是能够通过直流电压(输出电压VH)进行工作的设备，能够通过任意的设备来构成。即，在本实施方式中，说明了如包括电动车辆的行驶用电动机那样构成负载30的例子，但本发明的适用并不限定于这样的负载。
应该认为本次公开的实施方式在所有方面都是例示性而非限制性的内容。本发明的范围不是由上述的说明而是由权利要求书来表示，包含与权利要求书等同的意思以及范围内的所有变更。
标号的说明
5电源系统；10、11、12a、12b、13a、13b、14a、14b电力变换器； 30负载；32逆变器；35电动发电机；36动力传递机构；37驱动轮；100 控制装置；210、220控制器；230PWM控制部；240载波产生部；250转换器控制部；252、254减法运算部；B1、B2、PS直流电源；CH平滑电容器；CHP升压斩波电路；CW、CW1、CW2载波；D1～D4、D5a、D5b、 Dl、Du二极管；DT、DT1、DT2占空比；GL、PL电力线；IL、IL1、 IL2电抗器电流；L、L1、L2电抗器；N1、N2节点；Pl1～Pl5开关损失； S1、S2、S3b、S3、S4、S5、S5a、S5b、SG5b、Sl、Su电力用半导体开关元件；SD、SD1、SD2控制脉冲信号；SDoff1、SDoff2强制脉冲信号； SG1～SG5、SG5a、SG5b控制信号；T(S1)～T(S3)、T(S5)元件温度；VH直流电压(输出电压)；VH* 电压指令值。

Claims (7)

1.一种电源系统，是用于控制高电压侧的第1电力线与低电压侧的第2电力线之间的直流电压的电源系统，具备：
第1直流电源；
第2直流电源；
电力变换器，其用于在所述第1直流电源以及所述第2直流电源与所述第1电力线以及所述第2电力线之间执行直流电压变换；以及
控制装置，其用于控制所述电力变换器的工作，
所述电力变换器包括：
第1半导体元件，其电连接在所述第1电力线与第1节点之间；
第1电抗器，其在所述第1节点与所述第2电力线之间，与所述第1直流电源串联地电连接；
第2半导体元件，其电连接在所述第2电力线与所述第1节点之间；
第2电抗器，其在第2节点与所述第1电力线之间，与所述第2直流电源串联地电连接；
第3半导体元件，其电连接在所述第2节点与所述第2电力线之间；
第4半导体元件，其电连接在所述第1电力线与所述第2节点之间；以及
第5半导体元件，其电连接在所述第1节点与所述第2节点之间，
从所述第1半导体元件到所述第5半导体元件的至少一部分，包括构成为根据来自所述控制装置的信号控制电流路径的形成以及切断的开关元件，
经由所述第1电抗器的第1电抗器电流以及经由所述第2电抗器的第2电抗器电流的各电抗器电流，通过对来自所述控制装置的控制信号进行了响应的所述开关元件的通断控制，被控制成在各控制周期中具有多个拐点，
所述控制装置具有第1开关控制模式，该第1开关控制模式下，生成所述开关元件的所述控制信号，使得：在所述第1电抗器电流以及所述第2电抗器电流产生的所述多个拐点的至少一部分中，对同时成为打开或关闭的对象的多个所述开关元件赋予时间差来使其按预定顺序打开或关闭，
在所述第1开关控制模式下，在被赋予了所述时间差的所述拐点，在按照所述预定顺序而后关闭的开关元件或先打开的开关元件中产生开关损失。
2.根据权利要求1所述的电源系统，其中，
所述控制装置在所述第1开关控制模式下，在所述第1直流电源和所述第2直流电源双方进行功率输出工作或再生工作的期间，生成所述开关元件的所述控制信号，使得实现所述多个拐点中的所述第1电抗器电流的极大点与所述第2电抗器电流的极小点成为同一定时、或者所述第1电抗器电流的极小点与所述第2电抗器电流的极大点成为同一定时的电流相位。
3.根据权利要求2所述的电源系统，其中，
所述控制装置还具有第2开关控制模式，该第2开关控制模式下，生成所述开关元件的所述控制信号，使得：在所述第1电抗器电流和所述第2电抗器电流产生的所述多个拐点的各拐点中，对同时成为打开或关闭的对象的多个所述开关元件不赋予所述时间差，
生成所述开关元件的所述控制信号，使得所述第1开关控制模式和所述第2开关控制模式被交替地适用。
4.根据权利要求1所述的电源系统，其中，
所述控制装置还具有第2开关控制模式，该第2开关控制模式下，生成所述开关元件的所述控制信号，使得：在所述第1电抗器电流和所述第2电抗器电流产生的所述多个拐点的各拐点中，对同时成为打开或关闭的对象的多个所述开关元件不赋予所述时间差，
生成所述开关元件的所述控制信号，使得所述第1开关控制模式和所述第2开关控制模式被交替地适用。
5.根据权利要求1～4中任一项所述的电源系统，其中，
从所述第1半导体元件到所述第4半导体元件的各半导体元件包括：
用于响应来自所述控制装置的信号来选择性地形成接通状态和断开状态的所述开关元件，所述接通状态形成电流路径，所述断开状态切断该电流路径；和
二极管，其与所述开关元件反并联地连接，用于在正向偏置时形成电流路径，
所述第5半导体元件包括用于控制所述第1节点与所述第2节点之间的电流路径的形成以及切断的所述开关元件。
6.根据权利要求1～4中任一项所述的电源系统，其中，
从所述第1半导体元件到所述第4半导体元件的各半导体元件包括：
用于响应来自所述控制装置的信号来选择性地形成接通状态和断开状态的所述开关元件，所述接通状态形成电流路径，所述断开状态切断该电流路径；和
二极管，其与所述开关元件反并联地连接，用于在正向偏置时形成电流路径，
所述第5半导体元件包括用于控制从所述第1节点向所述第2节点的电流路径的形成以及切断的所述开关元件、和用于控制从所述第2节点向所述第1节点的电流路径的形成以及切断的所述开关元件。
7.根据权利要求1～4中任一项所述的电源系统，其中，
在所述第2半导体元件和所述第4半导体元件的各半导体元件中，设置有所述开关元件，
在所述第1半导体元件和所述第3半导体元件中，分别设置有以从所述第1节点朝向所述第1电力线的方向作为顺方向而连接的二极管、和以从所述第2电力线朝向所述第2节点的方向作为顺方向而连接的二极管，
在所述第5半导体元件中，至少设置有用于控制从所述第1节点向所述第2节点的电流路径的形成以及切断的开关元件，
在所述第1半导体元件和所述第3半导体元件的任一方中，还设置有与所述二极管并联连接的所述开关元件。
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