CN103650312A - 电源系统 - Google Patents

Abstract

电源系统（5）具备：直流电源（10）；直流电源（20）；具有多个开关元件（S1～S4）及电抗器（L1、L2）的电力转换器（50）。电力转换器（50）通过多个开关元件（S1～S4）的控制，在直流电源（10、20）与电源配线（PL）之间并联连接的状态下执行直流电压转换。开关元件（S1～S4）分别以包含于直流电源（10）与电源配线（PL）之间的电力转换路径、和直流电源（20）与电源配线（PL）之间的电力转换路径双方的方式配置。在用于对直流电源（10）的直流电压进行转换的脉宽调制控制中使用的载波信号与在用于对直流电源（20）的直流电压进行转换的脉宽调制控制中使用的载波信号之间的相位差根据电力转换器（50）的动作状态进行控制。

Description

电源系统

技术领域

本发明涉及电源系统，更确切而言，涉及用于在两个直流电源与负载之间执行直流电力转换的电源系统。

背景技术

在日本特开2000-295715号公报（专利文献1）中记载一种从两个直流电源向负载（车辆驱动电动机）供给电力的电力汽车的电源系统。在专利文献1中，使用两个双电荷层电容器作为直流电源。并且，记载有将两个双电荷层电容器并联连接而向负载供给电力的动作模式。

另外，在日本特开2008-54477号公报（专利文献2）中记载有一种以多个直流电压为输入并输出多个直流电压的电压转换装置。在专利文献2记载的电力转换装置中，对能量蓄积单元（线圈）的端子与多个输入电位及多个输出电位之间的连接进行切换，由此来切换动作模式。并且，在动作模式中包含两个直流电源并联连接而向负载供给电力的模式。

专利文献1：日本特开2000-295715号公报

专利文献2：日本特开2008-54477号公报

发明内容

在日本特开2000-295715号公报（专利文献1）的结构中，在第一及第二电池块（直流电源）之间设有电流双向型升降压斩波器。并且，通过使斩波器进行升压动作，能够从两个电池块同时供给电力。然而，在专利文献1的电源系统中，虽然通过斩波器对第一电池块的输出电压进行转换，但无法对第二电压块的输出电压进行转换。

在日本特开2008-54477号公报（专利文献2）的电力转换装置中，记载了具有对两个电源的输出电压分别进行降压而向共同的负载供给电力的动作模式。然而，来自两个电源的直流电力转换由不具有电流路径的两个半导体开关（图9的17、43）分别控制。而且，这两个半导体开关的PWM（Pulse Width Modulation：脉宽调制）控制所使用的载波信号间的相位关系被固定。

在专利文献1的结构中，无法对两个直流电源的输出电压双方具有电压转换功能。因此，可能无法有效地利用两个直流电源。

另外，在专利文献2的结构中，由于用于对两个直流电源的输出电压分别进行降压的两个半导体开关不共有电流路径，因此难以抑制基于PWM控制的半导体开关的开关损失。

本发明为了解决这种问题点而作出，本发明的目的是关于具备两个直流电源的电源系统，对各直流电源的输出电压进行转换而向负载供给，并减少直流电力转换中的电力损失。

在本发明的一方面中，电源系统具备第一直流电源、第二直流电源、电力转换器、控制装置。电力转换器用于在与负载电连接的电源配线和第一及第二直流电源之间执行直流电力转换。控制装置用于根据脉宽调制控制来控制多个开关元件的通断，以控制电源配线上的输出电压。电力转换器所包含的多个开关元件的至少一部分以包含于第一电力转换路径和第二电力转换路径双方的方式配置，该第一电力转换路径形成于第一直流电源与电源配线之间，该第二电力转换路径形成于第二直流电源与电源配线之间。电力转换器具有第一及第二直流电源与电源配线之间并联连接的状态下执行直流电力转换的第一动作模式。在第一动作模式下，控制装置使第一载波信号与第二载波信号的相位差根据电力转换器的动作状态进行变化，其中第一载波信号在用于对基于第一电力转换路径的第一电力转换进行控制的第一脉宽调制控制中使用，第二载波信号在用于对基于第二电力转换路径的第二电力转换进行控制的第二脉宽调制控制中使用。而且，控制装置基于通过第一脉宽调制控制而得到的第一控制脉冲信号及通过第二脉宽调制控制而得到的第二控制脉冲信号来生成多个开关元件的通断的控制信号。例如，基于第一及第二控制脉冲信号的逻辑运算来生成多个开关元件的通断控制信号。

优选的是，控制装置基于第一控制脉冲信号及第二控制脉冲信号的占空比来可变地设定第一载波信号与第二载波信号的相位差。

还优选的是，控制装置基于第一直流电源为输出及再生中的哪种状态与第二直流电源为输出及再生中的哪种状态的组合、和第一控制脉冲信号及第二控制脉冲信号的占空比，来可变地设定第一载波信号与第二载波信号的相位差。

优选的是，控制装置以第一控制脉冲信号的上升沿及下降沿中的一方与第二控制脉冲信号的上升沿及下降沿中的另一方重叠的方式使第一载波信号与第二载波信号的相位差变化。

而且，优选的是，在第一动作模式下，控制装置控制第一及第二电力转换中的一方，以控制第一及第二直流电源中的一方的电压与输出电压的电压比，另一方面控制装置控制第一及第二电力转换中的另一方，以控制第一及第二直流电源中的另一方的电流。

还优选的是，第一控制脉冲信号是基于第一控制量与第一载波信号的比较而生成的，该第一控制量是基于第一直流电源的电压及电流中的一方而算出的。第二控制脉冲信号是基于第二控制量与第二载波信号的比较而生成的，该第二控制量是基于第二直流电源的电压及电流中的另一方而算出的。

优选的是，电力转换器还具有在第一及第二直流电源与电源配线串联地电连接的状态下执行直流电力转换的第二动作模式。在第二动作模式下，控制装置以第一控制脉冲信号的上升沿及下降沿中的一方与第二控制脉冲信号的上升沿及下降沿中的另一方重叠的方式来可变地设定第一载波信号与第二载波信号的相位差。而且，控制装置基于第一控制脉冲信号及第二控制脉冲信号的逻辑运算来生成多个开关元件的控制信号。

还优选的是，在多个开关元件中的一部分的各开关元件中，控制装置按照第一动作模式和第二动作模式之间共同的逻辑运算并根据第一控制脉冲信号及第二控制脉冲信号来生成该开关元件的控制信号。而且，在多个开关元件中的其余的各开关元件中，控制装置按照第一动作模式和第二动作模式之间不同的逻辑运算并根据第一控制脉冲信号及第二控制脉冲信号来生成该开关元件的控制信号。

优选的是，多个开关元件包含第一～第四开关元件。第一开关元件电连接在电源配线和第一节点之间。第二开关元件电连接在第二节点和第一节点之间。第三开关元件电连接在与第二直流电源的负极端子电连接的第三节点和第二节点之间。第四开关元件电连接在第一直流电源的负极端子和第三节点之间。电力转换器还包含第一及第二电抗器。第一电抗器电连接在第一直流电源的正极端子和第二节点之间。第二电抗器电连接在第二直流电源的正极端子和第一节点之间。

在本发明的另一方面中，电源系统具备第一直流电源、第二直流电源、电力转换器、控制装置。电力转换器用于在与负载电连接的电源配线和第一及第二直流电源之间执行直流电力转换。控制装置根据脉宽调制控制来控制多个开关元件的通断，以控制电源配线上的输出电压。电力转换器所包含的多个开关元件的至少一部分以包含于第一电力转换路径和第二电力转换路径双方的方式配置，该第一电力转换路径形成于第一直流电源与电源配线之间，该第二电力转换路径形成于第二直流电源与电源配线之间。电力转换器具有第一及第二直流电源与电源配线之间并联连接的状态下执行直流电力转换的第一动作模式。在第一动作模式下，控制装置生成多个开关元件的通断的控制信号，以通过改变多个开关元件的通断期间比来控制第一及第二直流电源的输出。控制信号被调整成为第一直流电源的电流的上升定时或下降定时与第二直流电源的电流的上升定时或下降定时重叠的电流相位。

优选的是，多个开关元件包含第一～第四开关元件。第一开关元件电连接在电源配线和第一节点之间。第二开关元件电连接在第二节点和第一节点之间。第三开关元件电连接在与第二直流电源的负极端子电连接的第三节点和第二节点之间。第四开关元件电连接在第一直流电源的负极端子和第三节点之间。电力转换器还包含第一及第二电抗器。第一电抗器电连接在第一直流电源的正极端子和第二节点之间。第二电抗器电连接在第二直流电源的正极端子和第一节点之间。

还优选的是，在第一及第二直流电源双方均为输出状态的情况下，控制信号被调整成为第一直流电源的电流的下降定时与第二直流电源的电流的上升定时重叠的电流相位。

另外，还优选的是，在第一及第二直流电源双方均为再生状态的情况下，控制信号被调整成为第一直流电源的电流的上升定时与第二直流电源的电流的下降定时重叠的电流相位。

或者，还优选的是，在第一直流电源为再生状态、而第二直流电源为输出状态的情况下，控制信号被调整成为第一直流电源的电流的下降定时与第二直流电源的电流的下降定时重叠的电流相位。

或者，还优选的是，在第一直流电源为输出状态、而第二直流电源为再生状态的情况下，控制信号被调整成为第一直流电源的电流的上升定时与第二直流电源的电流的上升定时重叠的电流相位。

另外，还优选的是，在技术方案11所述的电源系统中，电力转换器还具有在第一及第二直流电源与电源配线串联地电连接的状态下执行直流电力转换的第二动作模式。在第二动作模式下，在第一及第二直流电源为输出状态的情况下，控制装置将控制信号调整成为第一直流电源的电流的上升定时与第二直流电源的电流的下降定时重叠的电流相位。

或者，还优选的是，在第二动作模式下，在第一及第二直流电源为再生状态的情况下，控制装置将控制信号调整成为第一直流电源的电流的下降定时与第二直流电源的电流的上升定时重叠的电流相位。

优选的是，控制装置通过改变第一载波信号与第二载波信号的相位差来调整电流相位，该第一载波信号在用于对第一直流电源的输出进行控制的第一脉宽调制控制中使用，该第二载波信号在用于对第二直流电源的输出进行控制的第二脉宽调制控制中使用。

发明效果

根据本发明的电源系统，将两个直流电源的各自的输出电压进行转换而向负载供给，并抑制电力用半导体开关元件的损失，由此能够以高效率执行直流电力转换。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式的电源系统的结构例的电路图。

图2是说明并联连接模式下的第一电路动作的电路图。

图3是说明并联连接模式下的第二电路动作的电路图。

图4是说明图2的电路动作时的电抗器的回流路径的电路图。

图5是说明图3的电路动作时的电抗器的回流路径的电路图。

图6是说明并联连接模式下的对第一直流电源的直流电力转换（升压动作）的电路图。

图7是说明并联连接模式下的对第二直流电源的直流电力转换（升压动作）的电路图。

图8是表示并联连接模式下的从负载侧观察到的等价电路的框图。

图9是用于说明第一电源的控制动作例的波形图。

图10是用于说明第二电源的控制动作例的波形图。

图11是表示作为电压源而动作的电源的控制块的结构例的图。

图12是表示作为电流源而动作的电源的控制块的结构例的图。

图13是说明并联连接模式下的各控制数据的设定的图表。

图14是表示使用相同相位的载波信号时的并联连接模式的控制动作例的波形图。

图15是表示使用相位不同的载波信号时的并联连接模式的控制动作例的波形图。

图16是对用于减少并联连接模式下的开关损失的、基于本发明的实施方式1的载波相位控制的电流相位进行说明的波形图。

图17是说明图16的规定期间的电流路径的电路图。

图18是图16所示的电流相位下的开关元件的电流波形图。

图19是表示载波信号间的相位差=0时的电流相位的波形图。

图20是图19所示的电流相位下的开关元件的电流波形图。

图21是用于说明直流电源的各动作状态下的本发明的实施方式1的载波相位控制的图表。

图22是说明串联连接模式下的电路动作的电路图。

图23是说明图22的电路动作时的电抗器的回流路径的电路图。

图24是说明串联连接模式下的直流电力转换（升压动作）的电路图。

图25是表示串联连接模式下的从负载侧观察到的等价电路的框图。

图26是用于说明串联连接模式下的控制动作例的波形图。

图27是表示串联连接模式下的电源的控制块的结构例的图。

图28是说明串联连接模式下的各控制数据的设定的图表。

图29是用于将并联连接模式及串联连接模式下的控制信号进行比较的图表。

图30是按照图29从并联连接模式向串联连接模式切换时的第一动作波形例。

图31是按照图29从并联连接模式向串联连接模式切换时的第二动作波形例。

图32是说明并联连接模式下的直流电源的状态的图。

图33是表示适用了实施方式1的载波相位控制时的控制脉冲信号的波形图。

图34是将实施方式1的载波相位控制适用于串联连接模式时的控制信号与并联连接模式下的控制信号进行比较而表示的图表。

图35是表示从实施方式2的并联连接模式向串联连接模式的切换动作例的波形图。

图36是表示适用了本发明的实施方式的电源系统的车辆电源系统的结构例的电路图。

具体实施方式

以下，参照附图，详细说明本发明的实施方式。此外，以下，对于图中的相同或相当部分标注相同附图标记，原则上不重复其说明。

[实施方式1]

（电路结构）

图1是表示本发明的实施方式的电源系统的结构例的电路图。

参照图1，电源系统5具备直流电源10、直流电源20、负载30、控制装置40、电力转换器50。

在本实施方式中，直流电源10及20由二次电池或双电荷层电容器等蓄电装置构成。例如，直流电源10由锂离子二次电池或镍氢电池那样的二次电池构成。而且，直流电源20例如由双电荷层电容器或锂离子电容器等的输出特性优异的直流电压源要素构成。直流电源10及直流电源20分别对应于“第一直流电源”及“第二直流电源”。但是，也可以通过同种的蓄电装置构成直流电源10及20。

电力转换器50连接在直流电源10及直流电源20和负载30之间。电力转换器50按照电压指令值来控制与负载30连接的电源配线PL上的直流电压（以下，也称为输出电压Vo）。

负载30接受电力转换器50的输出电压Vo而动作。输出电压Vo的电压指令值设定成与负载30的动作相适合的电压。电压指令值根据负载30的状态而可变地设定。此外，负载30也可以构成为，能够通过再生发电等而产生直流电源10、20的充电电力。

电力转换器50包含电力用半导体开关元件S1～S4和电抗器L1、L2。在本实施方式中，作为电力用半导体开关元件（以下，也简称为“开关元件”），可以使用IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor）、电力用MOS（Metal Oxide Semiconductor）晶体管或电力用双极晶体管等。对于开关元件S1～S4，配置反向并联二极管D1～D4。开关元件S1～S4能够响应来自控制装置40的控制信号SG1～SG4来控制通断。

开关元件S1电连接在电源配线PL和节点N1之间。电抗器L2连接在节点N1和直流电源20的正极端子之间。开关元件S2电连接在节点N1和N2之间。电抗器L1连接在节点N2和直流电源10的正极端子之间。开关元件S3电连接在节点N2和N3之间。开关元件S4电连接在节点N3和接地配线GL之间。接地配线GL与负载30及直流电源10的负极端子电连接。

控制装置40例如由具有未图示的CPU（Central Processing Unit）及存储器的电子控制单元（ECU）构成。控制装置40基于存储在存储器中的映射及程序，来进行使用了基于各传感器的检测值的运算处理。或者，控制装置40的至少一部分可以通过电子电路等硬件来执行规定的数值·逻辑运算处理。

为了控制输出电压Vo，控制装置40生成对开关元件S1～S4的通断进行控制的控制信号SG1～SG4。

此外，在图1中虽然省略图示，但设有直流电源10的电压（标记为V[1]）及电流（标记为I[1]）、直流电源20的电压（标记为V[2]）及电流（标记为I[2]）、以及输出电压Vo的检测器（电压传感器、电流传感器）。这些检测器的输出向控制装置40提供。

根据图1可知，电力转换器50成为分别对应于直流电源10及直流电源20而具备升压斩波电路的结构。即，相对于直流电源10，构成以开关元件S1、S2为上支路元件而以开关元件S3、S4为下支路元件的电流双向的第一升压斩波电路。同样地，相对于直流电源20，构成以开关元件S1、S4为上支路元件而以开关元件S2、S3为下支路元件的电流双向的第二升压斩波电路。并且，通过第一升压斩波电路而形成于直流电源10和电源配线PL之间的电力转换路径和通过第二升压斩波电路而形成于直流电源10和电源配线PL之间的电力转换路径双方包含开关元件S1～S4。

此外，对于升压斩波电路中的电压转换比（升压比），已知使用低压侧（直流电源侧）的电压Vi、高压侧（负载侧）的电压VH及下支路元件的占空比DT，由下述（1）式表示。此外，占空比DT由下支路元件的接通期间与下支路元件的接通期间及断开期间之和即开关周期之比来定义。此外，在下支路元件的断开期间，上支路元件接通。

VH=1/（1-DT）·Vi...（1）

此外，在本实施方式的电力转换器50中，电力转换器50通过开关元件S1～S4的控制，能够切换并联连接模式与串联连接模式而动作，该并联连接模式是直流电源10、20并联连接的状态下在与负载30之间进行电力的交接的连接模式，该串联连接模式是串联连接的直流电源10、20在与负载30之间执行电力的交接的连接模式。并联连接模式对应于“第一动作模式”，串联连接模式对应于“第二动作模式”。在实施方式1中，说明并联连接模式下的控制动作，尤其是基于开关元件的电力损失减少用的控制。

（并联连接模式下的电路动作）

对电力转换器50的并联连接模式下的电路动作进行说明。

如图2及图3所示，通过将开关元件S4或S2设为接通，能够将直流电源10及20相对于电源配线PL并联连接。在此，在并联连接模式下，根据直流电源10的电压V[1]和直流电源20的电压V[2]的高低，等价电路不同。

如图2（a）所示，V[2]>V[1]时，通过将开关元件S4设为接通，经由开关元件S2、S3，将直流电源10及20并联连接。此时的等价电路如图2（b）所示。

参照图2（b），在直流电源10及电源配线PL之间，通过开关元件S3的通断控制，能够交替形成下支路元件的接通期间及断开期间。同样地，在直流电源20及电源配线PL之间，通过将开关元件S2、S3共同地进行通断控制，能够交替地形成升压斩波电路的下支路元件的接通期间及断开期间。此外，开关元件S1作为对来自负载30的再生进行控制的开关而动作。

另一方面，如图3（a）所示，在V[1]>V[2]时，通过将开关元件S2接通，经由开关元件S3、S4将直流电源10及20并联连接。此时的等价电路如图3（b）所示。

参照图3（b），在直流电源20及电源配线PL之间，通过开关元件S3的通断控制，能够交替地形成下支路元件的接通期间及断开期间。同样地，在直流电源10及电源配线PL之间，通过对开关元件S3、S4共同地进行通断控制，能够交替地形成升压斩波电路的下支路元件的接通期间及断开期间。此外，开关元件S1作为对来自负载30的再生进行控制的开关而动作。

在图3及图4所示的电路动作中，无论在何种情况下都需要蓄积于电抗器L1、L2的能量的放出路径。当流动有不同的电流的电抗器彼此经由开关元件而被串联连接时，蓄积能量与电流的关系产生矛盾，可能产生火花等而导致电路破坏。因此，在电路上必须设置用于将电抗器L1、L2的蓄积能量放出的回流路径。

图4示出图2所示的电路动作时（V[2]>V[1]的并联连接模式）的电抗器的回流路径。图4（a）示出与电抗器L1对应的回流路径，图4（b）示出对于电抗器L2的回流路径。

参照图4（a），在图2（b）的等价电路中，输出状态下的电抗器L1的电流能够通过经由二极管D2、D1、电源配线PL、负载30及接地配线GL的电流路径102而回流。而且，再生状态下的电抗器L1的电流能够通过经由二极管D3的电流路径103而回流。通过电流路径102、103能够将蓄积于电抗器L1的能量放出。

参照图4（b），在图2（b）的等价电路中，输出状态下的电抗器L2的电流能够通过经由二极管D1、电源配线PL、负载30及接地配线GL的电流路径104而回流。而且，再生状态下的电抗器L2的电流通能够过经由二极管D3、D2的电流路径105而回流。通过电流路径104、105，能够将蓄积于电抗器L2的能量放出。

图5示出图3所示的电路动作时（V[1]>V[2]的并联连接模式）的电抗器的回流路径。图5（a）示出与电抗器L1对应的回流路径，图5（b）示出对于电抗器L2的回流路径。

参照图5（a），在图3（b）的等价电路中，输出状态下的电抗器L1的电流能够通过经由二极管D1、电源配线PL、负载30及接地配线GL的电流路径106而回流。而且，再生状态下的电抗器L1的电流能够通过经由二极管D4、D3的电流路径107而回流。通过电流路径106、107，能够将蓄积于电抗器L1的能量放出。

参照图5（b），在图3（b）的等价电路中，输出状态下的电抗器L2的电流能够通过经由二极管D1、电源配线PL、负载30、接地配线GL及二极管D4的电流路径108而回流。而且，再生状态下的电抗器L2的电流能够通过经由二极管D3的电流路径109而回流。通过电流路径108、109，能够将蓄积于电抗器L2的能量放出。

如以上那样，在电力转换器50中，在并联连接模式下的动作时，无论在何种动作状态下，都能够确保将蓄积于电抗器L1、L2的能量放出的回流路径。

接下来，使用图6及图7，详细说明电力转换器50的并联连接模式下的升压动作。

图6示出并联连接模式下的对直流电源10的直流电力转换（升压动作）。

参照图6（a），将一对开关元件S3、S4接通，将一对开关元件S1、S2断开，由此形成用于向电抗器L1蓄积能量的电流路径120。由此，形成将升压斩波电路的下支路元件接通的状态。

相对于此，参照图6（b），将一对开关元件S3、S4断开，并将一对开关元件S1、S2接通，由此形成用于将电抗器L1的蓄积能量与直流电源10的能量一起输出的电流路径121。由此，形成将升压斩波电路的上支路元件接通的状态。

交替地反复进行一对开关元件S3、S4处于接通而开关元件S1、S2的至少一方处于断开的第一期间和一对开关元件S1、S2处于接通而开关元件S3、S4的至少一方处于断开的第二期间，由此交替地形成图6（a）的电流路径120及图6（b）的电流路径121。

其结果是，将一对开关元件S1、S2等价地形成为上支路元件并将一对开关元件S3、S4等价地形成为下支路元件的升压斩波电路相对于直流电源10而构成。在图6所示的直流电力转换动作中，由于没有向直流电源20流通的电流流通路径，因此直流电源10及20彼此不干扰。即，能够独立地控制相对于直流电源10及20的电力的输入输出。

在这种直流电力转换中，在直流电源10的电压V[1]与电源配线PL的输出电压Vo之间，下述（2）式所示的关系成立。在（2）式中，设将一对开关元件S3、S4接通的第一期间的占空比为Da。

Vo=1/（1-Da）·V[1]...（2）

在图7中示出并联连接模式下的对直流电源20的直流电力转换（升压动作）。

参照图7（a），将一对开关元件S2、S3接通，并将一对开关元件S1、S4断开，由此形成用于向电抗器L2蓄积能量的电流路径130。由此，形成将升压斩波电路的下支路元件接通的状态。

相对于此，参照图7（b），将一对开关元件S2、S3断开，并将一对开关元件S1、S4接通，由此形成用于将电抗器L2的蓄积能量与直流电源20的能量一起输出的电流路径131。由此，形成将升压斩波电路的上支路元件接通的状态。

交替地反复进行一对开关元件S2、S3处于接通而开关元件S1、S4的至少一方处于断开的第一期间和一对开关元件S1、S4处于接通而开关元件S2、S3的至少一方处于断开的第二期间，由此交替地形成图7（a）的电流路径130及图7（b）的电流路径131。

其结果是，将一对开关元件S1、S4等价地设为上支路元件并将一对开关元件S2、S3等价地设为下支路元件的升压斩波电路相对于直流电源20构成。在图7所示的直流电力转换动作中，没有向直流电源10流通的电流流通路径，因此直流电源10及20彼此不干扰。即，能够独立地控制相对于直流电源10及20的电力的输入输出。

在这种直流电力转换中，在直流电源20的电压V[2]与电源配线PL的输出电压Vo之间，下述（3）式所示的关系成立。在（3）式中，设将一对开关元件S2、S3接通的第一期间的占空比为Db。

Vo=1/（1-Db）·V[2]...（3）

（并联连接模式下的基本的控制动作）

说明电力转换器50的并联连接模式下的控制动作。以下说明的控制动作通过基于控制装置40的硬件处理和/或软件处理而实现。

图8示出并联连接模式下的从负载侧观察到的等价电路。

参照图8，在并联连接模式下，在直流电源10与负载30之间执行直流电力转换的电源PS1和在直流电源20与负载30之间执行直流电力转换的电源PS2并列地对负载30交接电力。电源PS1相当于图6所示的执行直流电力转换动作的升压斩波电路。同样地，电源PS2相当于图7所示的执行直流电力转换动作的升压斩波电路。

即，电源PS1在直流电源10的电压V[1]和输出电压Vo之间具有基于式（2）所示的电压转换比的直流电力转换功能。同样地，电源PS2在直流电源20的电压V[2]及输出电压Vo之间具有基于式（3）所示的电压转换比的直流电力转换功能。

在并联连接模式下，若在双方的电源中同时执行共同的控制（输出电压Vo的电压控制），则在负载侧，成为将电源PS1及PS2并联连接的方式，因此电路可能损坏。因此，电源PS1及电源PS2中的一方的电源作为控制输出电压Vo的电压源而进行动作。并且，电源PS1及电源PS2中的另一方的电源作为将该电源的电流控制成电流指令值的电流源而进行动作。各电源PS1、PS2的电压转换比被控制成作为电压源或电流源进行动作。

在将电源PS1设为电流源并将电源PS2设为电压源而进行控制的情况下，在直流电源10的电力P[1]、直流电源20的电力P[2]、负载30的电力Po及电流源中的电流指令值Ii*之间，下述（4）式的关系成立。

P[2]=Po-P[1]=Po-V[1]·Ii*...（4）

根据直流电源10的电压V[1]的检测值，若以P*=V[1]·Ii*成为恒定的方式设定电流指令值Ii*，则能够将构成电流源的直流电源10的电力P[1]控制成电力指令值Pi*。

相对于此，在将电源PS2设为电流源并将电源PS1设为电压源而进行控制的情况下，下述（5）式的关系成立。

P[1]=Po-P[2]=Po-V[2]·Ii*...（5）

同样地，关于构成电流源的直流电源20的电力P[2]，也是若以P*=V[2]·Ii*成为恒定的方式设定电流指令值Ii*，则能够控制成电力指令值Pi*。

图9示出用于说明与直流电源10对应的电源PS1的具体的控制动作例的波形图。

参照图9，电源PS1的占空比Da（参照式（2））通过作为电压源而进行动作用的电压反馈控制（图11）或作为电流源进行动作用的电流反馈控制（图12）来算出。此外，在图9中，表示占空比Da的电压信号由相同附图标记Da表示。

电源PS1的控制脉冲信号SDa通过基于占空比Da与周期性的载波信号25的比较而进行的脉宽调制（PWM）控制来生成。一般而言，载波信号25使用三角波或锯齿形波。载波信号25的周期相当于各开关元件的开关频率，载波信号25的振幅设定为与Da=1.0对应的电压。

在表示占空比Da的电压比载波信号25的电压高时，控制脉冲信号SDa被设定为逻辑高电平（以下，称为H电平），而在比载波信号25的电压低时，控制脉冲信号SDa被设定为逻辑低电平（以下，称为L电平）。H电平期间与控制脉冲信号SDa的周期（H电平期间+L电平期间）之比即控制脉冲信号SDa的占空比与Da相等。

控制脉冲信号/SDa是控制脉冲信号SDa的反转信号。当占空比Da升高时，控制脉冲信号SDa的H电平期间变长。相反地，当占空比Da降低时，控制脉冲信号SDa的L电平期间变长。

控制脉冲信号SDa对应于对图6所示的升压斩波电路的下支路元件的通断进行控制的信号。即，在控制脉冲信号SDa的H电平期间，下支路元件接通，而在L电平期间，下支路元件断开。另一方面，控制脉冲信号/SDa对应于对图6所示的升压斩波电路的上支路元件的通断进行控制的信号。

图10示出用于说明与直流电源20对应的电源PS2的具体的控制动作例的波形图。

参照图10，在电源PS2中，也通过与电源PS1同样的PWM控制，并基于占空比Db（参照式（3））来生成控制脉冲信号SDb及其反转信号/SDb。控制脉冲信号SDb的占空比与Db相等，控制脉冲信号/SDb的占空比与（1.0-Db）相等。即，当占空比Db升高时，控制脉冲信号SDb的H电平期间变长。相反地，当占空比Db降低时，控制脉冲信号SDb的L电平期间变长。

控制脉冲信号SDb对应于对图7所示的升压斩波电路的下支路元件的通断进行控制的信号。控制脉冲信号/SDb对应于对图7所示的升压斩波电路的上支路元件的通断进行控制的信号。

此外，在电源PS1作为电压源进行动作时，占空比Db通过电源PS2作为电流源进行动作用的电流反馈控制（图12）来算出。相反地，在电源PS1作为电流源进行动作时，占空比Db通过电源PS2作为电压源而进行动作用的电压反馈控制（图11）来算出。

图11示出作为电压源进行动作的电源的控制块201的结构例。

参照图11，控制块201根据反馈控制量与前馈控制量DvFF之和来生成电压控制用的占空比指令值Dv，其中该反馈控制量是对输出电压Vo的电压指令值Vo*与输出电压Vo（检测值）的偏差进行了PI（比例积分）运算而得到的。传递函数Hv相当于作为电压源而动作的电源PS1或PS2的传递函数。

图12示出作为电流源而动作的电源的控制块202的结构例。

参照图12，控制块202根据反馈控制量与前馈控制量DiFF之和来生成电流控制用的占空比指令值Di，其中该反馈控制量是对电流指令值Ii*与电流控制的直流电源10或20的电流Ii（检测值）的偏差进行了PI（比例积分）运算而得到的。传递函数Hi相当于作为电流源进行动作的电源PS2或PS1的传递函数。

图13示出并联连接模式下的各控制数据的设定。在图13的左栏中，示出将电源PS1（直流电源10）设为电流源并将电源PS2（直流电源20）设为电压源而进行控制的情况下的各控制数据的设定。

参照图13的左栏，电压控制用的占空比指令值Dv使用电源PS2（直流电源20）的占空比Db，并且电流控制用的占空比指令值Di使用电源PS1（直流电源10）的占空比Da。通过电流控制而控制的电流Ii成为直流电源10的电流I[1]。此外，无论以电源PS1、PS2的哪一个为电压源，通过电压控制而控制的电压都为输出电压Vo。

图11中的传递函数Hv相当于与图7所示的直流电源20对应的升压斩波电路的传递函数。而且，图12中的传递函数Hi相当于与图6所示的直流电源10对应的升压斩波电路的传递函数。

如下述（6）式所示，电压控制中的前馈控制量DvFF根据输出电压Vo与直流电源20的电压V[2]的电压差而设定。而且，如下述（7）式所示，电流控制中的前馈控制量DiFF根据输出电压Vo与直流电源10的电压V[1]的电压差而设定。

DvFF=（Vo-V[2]）/Vo...（6）

DiFF=（Vo-V[1]）/Vo...（7）

根据占空比Da（Da=Di），生成图9所示的控制脉冲信号SDa及/SDa。同样地，根据占空比Db（Db=Dv），生成图10所示的控制脉冲信号SDb及/SDb。

用于分别对开关元件S1～S4的通断进行控制的控制信号SG1～SG4基于电源PS1的电流控制用的控制脉冲信号和电源PS2的电压控制用的控制信号脉冲而设定。具体而言，控制信号SG1～SG4基于控制脉冲信号间的逻辑运算（更确切而言，以取得逻辑和的方式）而设定。

开关元件S1在图6及图7的升压斩波电路上分别形成上支路元件。因此，对开关元件S1的通断进行控制的控制信号SG1通过控制脉冲信号/SDa与/SDb的逻辑和而生成。即，控制信号SG1将控制脉冲信号/SDa与/SDb的至少一方在H电平的期间被设定为H电平。并且，控制信号SG1将控制脉冲信号/SDa与/SDb双方在L电平的期间被设定为L电平。

其结果是，对开关元件S1进行通断控制，以实现图6的升压斩波电路（直流电源10）的上支路元件及图7的升压斩波电路（直流电源20）的上支路元件双方的功能。

开关元件S2在图6的升压斩波电路中形成上支路元件，在图7的升压斩波电路中形成下支路元件。因此，对开关元件S2的通断进行控制的控制信号SG2通过控制脉冲信号/SDa与SDb的逻辑和而生成。即，控制信号SG2将控制脉冲信号/SDa与SDb的至少一方在H电平的期间被设定成H电平。并且，控制信号SG2将控制脉冲信号/SDa与SDb双方在L电平的期间被设定为L电平。由此，对开关元件S2进行通断控制，以实现图6的升压斩波电路（直流电源10）的上支路元件及图7的升压斩波电路（直流电源20）的下支路元件双方的功能。

同样地，开关元件S3的控制信号SG3通过控制脉冲信号SDa与SDb的逻辑和而生成。由此，对开关元件S3进行通断控制，以实现图6的升压斩波电路（直流电源10）的下支路元件及图7的升压斩波电路（直流电源20）的下支路元件双方的功能。

另外，开关元件S4的控制信号SG4通过控制脉冲信号SDa与/SDb的逻辑和而生成。由此，对开关元件S4进行通断控制，以实现图6的升压斩波电路（直流电源10）的下支路元件及图7的升压斩波电路（直流电源20）的上支路元件双方的功能。

在图13的右栏，示出将电源PS1（直流电源10）设为电压源并将电源PS2（直流电源20）设为电流源而控制的情况下的各控制数据的设定。

参照图13的右栏，电压控制用的占空比指令值Dv使用电源PS1（直流电源10）的占空比Da，并且电流控制用的占空比指令值Di使用电源PS2（直流电源20）的占空比Db。通过电流控制而控制的电流Ii成为直流电源20的电流I[2]。通过电压控制而控制的电压为输出电压Vo。

图11中的传递函数Hv相当于与图6所示的直流电源10对应的升压斩波电路的传递函数。而且，图12中的传递函数Hi相当于与图7所示的直流电源20对应的升压斩波电路的传递函数。

如下述（8）式所示，电压控制中的前馈控制量DvFF根据输出电压Vo与直流电源20的电压V[1]的电压差而设定。而且，如下述（9）式所示，电流控制中的前馈控制量DiFF根据输出电压Vo与直流电源10的电压V[2]的电压差而设定。

DvFF=（Vo-V[1]）/Vo...（8）

DiFF=（Vo-V[2]）/Vo...（9）

根据占空比Da（Da=Dv），生成图9所示的控制脉冲信号SDa及/SDa。同样地，根据占空比Db（Db=Di），生成图10所示的控制脉冲信号SDb及/SDb。

用于分别对开关元件S1～S4的通断进行控制的控制信号SG1～SG4以取得电源PS1的电压控制用的控制脉冲信号与电源PS2的电流控制用的控制信号脉冲的逻辑和的的方式而设定。即，无论直流电源10及直流电源20中的电压控制及电流控制的组合如何，开关元件S1～S4的控制信号SG1～SG4均同样地生成。

在并联连接模式下，控制信号SG2及SG4设定为互补的电平，因此开关元件S2及S4互补地进行接通断开。由此，图2所示的V[2]>V[1]时的动作与图3所示的V[1]>V[2]的动作被自然地切换。而且，在各动作中，通过使开关元件S1、S3互补地接通断开，分别在电源PS1、PS2中，能够执行按照占空比Da、Db的直流电力转换。

（并联连接模式下的开关损失减少用的控制动作）

如上所述，在使本发明的实施方式的电力转换器50以并联连接模式进行动作的情况下，并列地对直流电源10及直流电源20的各个直流电源执行PWM控制。在此，对在直流电源10及直流电源20的PWM控制中所使用的载波信号的相位进行说明。

在图14中，示出使用了相同相位的载波信号的情况下的并联连接模式的控制动作例。另一方面，图15是表示使用了相位不同的载波信号的情况下的并联连接模式的控制动作例的波形图。

参照图14，在直流电源10的PWM控制中使用的载波信号25a与在直流电源20的PWM控制中使用的载波信号25b为相同频率且相同相位。

基于占空比Da与载波信号25a的电压比较来生成控制脉冲信号SDa，该占空比Da是基于直流电源10的电压或电流而算出的。同样地，基于占空比Db与载波信号25b的比较来求出控制脉冲信号SDb，该占空比Db是基于直流电源20的电流或电压而算出的。控制脉冲信号/SDa、/SDb是控制脉冲信号SDa、SDb的反转信号。

控制信号SG1～SG4按照图13所示的逻辑运算，基于控制脉冲信号SDa（/SDa）及SDb（/SDb）的逻辑运算而设定。基于控制信号SG1～SG4对开关元件S1～S4进行接通断开，由此将在电抗器L1中流动的电流I（L1）及在电抗器L2中流动的电流I（L2）如图14所示地控制。电流I（L1）相当于直流电源10的电流I[1]，电流I（L2）相当于直流电源20的电流I[2]。

相对于此，在图15中，载波信号25a及载波信号25b为相同频率，但相位不同。在图15的例子中，载波信号25a及载波信号25b的相位差φ=180度。

并且，与图14同样地，基于载波信号25a及占空比Da的比较来生成控制脉冲信号SDa，并基于载波信号25b及占空比Db的比较来生成控制脉冲信号SDb。

在图15中，占空比Da、Db与图14为相同值。因此，图15的控制脉冲信号SDa与图14的控制脉冲信号SDa相比，虽然相位不同，但H电平期间的长度相同。同样地，图15的控制脉冲信号SDb与图14的控制脉冲信号SDb相比，虽然相位不同，但H电平期间的长度相同。

因此，通过在载波信号间设置相位差φ，图15的控制信号SG1～SG4成为与图14的控制信号SG1～SG4不同的波形。根据图14及图15的比较可知，通过改变载波信号25a、25b之间的相位差φ而使电流I（L1）及电流I（L2）的相位关系（电流相位）发生变化。

另一方面，对于相同占空比Da、Db，可知电流I（L1）、I（L2）的平均值在图14及图15之间相等。即，直流电源10、20的输出由占空比Da、Db控制，即使改变载波信号25a、25b的相位差φ，也不会产生影响。

因此，在本发明的实施方式的电力转换器50中，在并联连接模式下，通过对载波信号25a及25b之间的相位差φ适当地进行调整的载波相位控制，来减少开关元件S1～S4的开关损失。

以下，作为代表的例子，说明直流电源10及20双方为输出状态，即电流I（L1）>0且电流I（L2）>0的状态下的控制。

图16是对在电力转换器50中用于减少并联连接模式下的开关损失的、基于实施方式1的相位控制的电流相位进行说明的波形图。

参照图16，在时刻Ta之前，开关元件S2～S4接通，因此相对于直流电源10、20双方，升压斩波电路的下支路元件成为被接通的状态，因此，电流I（L1）及I（L2）双方上升。

在时刻Ta，开关元件S2被断开，由此，相对于直流电源20，升压斩波电路的下支路元件成为被断开的状态，因此电流I（L2）开始下降。与开关元件S2的断开相替换地，开关元件S1被接通。

在时刻Ta以后，成为如下状态：相对于直流电源10，升压斩波电路的下支路元件被接通，相对于直流电源20，升压斩波电路的下支路元件被断开。即，电流I（L2）下降，而电流I（L1）上升。此时，电力转换器50的电流路径成为图17（a）那样。

根据图17（a）可知，在时刻Ta以后，电流I（L1）及I（L2）的差电流流过开关元件S4。即，开关元件S4的流过电流减小。

再次参照图16，从时刻Ta以后的状态开始，当开关元件S4被断开时，相对于直流电源10，升压斩波电路的下支路元件成为被断开的状态，因此电流I（L1）开始下降。而且，当开关元件S2被接通时，相对于直流电源20，升压斩波电路的下支路元件成为被接通的状态，因此电流I（L2）再次开始上升。即，电力转换器50中的电流路径从图17（a）的状态变化为图17（b）的状态。在图17（b）的状态下，电流I（L1）及I（L2）的差电流流过开关元件S2，因此开关元件S2的流过电流减小。

在图17（a）的状态下将开关元件S4断开，由此能够减少开关元件S4的断开时的电流即开关损失。而且，在图17（b）的状态下将开关元件S2接通，由此能够减少开关元件S2的接通时的电流即开关损失。

因此，在实施方式1中，电流I（L1）的下降开始定时（即，极大点。以下，也简称为下降定时）与电流I（L2）的上升开始定时（即，极小点。以下，也简称为上升定时）重叠的方式，调整电流相位即载波信号25a、25b的相位差φ。由此，在图16的时刻Tb，将开关元件S2接通并将开关元件S4断开。

再次参照图16，在时刻Tc，将开关元件S1断开，并将开关元件S4接通。由此，分别相对于直流电源10、20，升压斩波电路的下支路元件都成为被接通的状态。由此，上述的时刻Ta以前的状态再现，电流I（L1）及I（L2）双方都上升。

在图18中，示出图16所示的电流相位的开关元件S2、S4的电流波形。在图18（a）中，示出开关元件S2的电流I（S2）的波形，在图18（b）中，示出开关元件S4的电流I（S4）的波形。

参照图18（a），电流I（S2）在时刻Ta之前的期间及时刻Tc以后的期间，成为I（S2）=I（L2）。在时刻Ta～Tb的期间，开关元件S2断开，因此I（S2）=0。并且，在时刻Tb～Tc的期间，如图17（b）所示，成为I（S2）=-（I（L1）-I（L2））。

参照图18（b），电流I（S4）在时刻Ta之前的期间及时刻Tc以后的期间，成为I（S4）=I（L1）。在时刻Ta～Tb的期间，如图17（a）所示，成为I（S4）=-（I（L2）-I（L1））。并且，在时刻Tb～Tc的期间，由于开关元件S4被断开，因此I（S4）=0。

在图19中，示出用于与图16比较的、与图16同等的占空比下而载波信号间的相位差φ=0时的电流相位。

参照图19，载波信号25a、25b的相位差φ=0时，电流I（L1）、I（L2）上升/下降的定时（Tx、Ty、Tz、Tw）互不相同。

具体而言，在时刻Tx以前的开关元件S1处于断开且开关元件S2～S4处于接通的状态下，电流I（L1）及I（L2）双方都上升。并且，在时刻Tx，开关元件S4断开，由此电流I（L1）开始下降。与开关元件S4的断开相替换地，开关元件S1被接通。

并且，在时刻Ty，在时刻Tx，开关元件S3断开，由此电流I（L2）开始下降。与开关元件S3的断开相替换地，开关元件S4被接通。由此，电流I（L1）及I（L2）双方都下降。

在时刻Tz，将开关元件S2断开，并将开关元件S3接通。由此，相对于直流电源10，升压斩波电路的下支路元件成为接通的状态，因此电流I（L1）再次上升。而且，在时刻Tw，开关元件S1断开，并且开关元件S2接通。由此，再次出现时刻Tx以前的状态，因此电流I（L1）及I（L2）双方都上升。

在图20中，示出图19所示的电流相位下的开关元件S2、S4的电流波形。在图20（a）中，示出开关元件S2的电流I（S2）的波形，在图20（b）中，示出开关元件S4的电流I（S4）的波形。

参照图20（a），电流I（S2）在时刻Tx之前的期间及时刻Tw以后的期间，成为I（S2）=I（L2）。在时刻Tx～Ty的期间，形成与图17（b）同样的电流路径，因此成为I（S2）=-（I（L1）-I（L2））。并且，在时刻Ty～Tz的期间，作为相对于直流电源10的上支路元件进行动作，因此成为I（S2）=-I（L1）。在电流I（L1）、I（L2）双方都下降的时刻Ty～Tz的期间，开关元件S2相对于直流电源10而作为上支路元件进行动作，因此成为I（S2）=-I（L1）。在时刻Tz～Tw的期间，开关元件S2断开，因此I（S2）=0。

参照图20（b），电流I（S4）在时刻Tx之前的期间及时刻Tw以后的期间，成为I（S4）=I（L1）。在时刻Tx～Ty的期间，开关元件S4断开，因此I（S4）=0。在电流I（L1）、I（L2）双方都下降的时刻Ty～Tz的期间，开关元件S4作为相对于直流电源20的上支路元件进行动作，因此成为I（S4）=-I（L2）。在时刻Tz～Tw之间，形成与图17（a）同样的电流路径，因此成为I（S2）=-（I（L2）-I（L1））。

根据在图18（a）的时刻Tb产生的电流I（S2）与在图20（a）的时刻Tw产生的电流I（S2）的比较可知，以成为图16的电流相位的方式调整相位差φ，由此，开关元件S2的接通电流减少，即，接通时的开关损失减少。而且，根据图18（a）的时刻Tb～Tc下的电流I（S2）与图20（a）的时刻Ty～Tz下的电流I（S2）的比较可知，关于开关元件S2的导通损失也减少。

同样地，根据图18（b）的时刻Tb下的电流I（S4）与图20（b）的时刻Tx下的电流I（S4）的比较可知，以成为图16的电流相位的方式调整相位差φ，由此，开关元件S4的断开电流减少，即，断开时的开关损失减少。此外，根据图18（b）的时刻Ta～Tb下的电流I（S4）与图20（a）的时刻Ty～Tz下的电流I（S4）的比较可知，关于开关元件S4的导通损失也减少。

这样一来，通过在载波信号25a、25b之间设置相位差φ，能够减少开关元件S1～S4的损失。如图16所示，在直流电源10及20双方成为输出的状态下，以电流I（L1）的下降开始定时与电流I（L2）的上升定时重叠的方式，即，以开关元件S2的接通定时与开关元件S4的断开定时一致的方式，来设定相位差φ，由此抑制开关元件S1～S4的损失。其结果是，能够高效率地执行直流电源10及20与电源配线PL（负载30）之间的直流电力转换。在这种相位差φ中，控制脉冲信号SDa的下降定时（或上升定时）与控制脉冲信号SDb的上升定时（或下降定时）重叠。

根据图14、图15可知，控制脉冲信号SDa、SDb根据占空比Da、Db而变化。因此可知，关于图16所示的电流相位能够实现的相位差φ，也根据占空比Da、Db而变化。因此，可以预先求出占空比Da、Db与用于减少开关损失的相位差φ的关系，并将该对应关系预先作为映射（以下，也称为“相位差映射”）或函数式（以下，也称为“相位差算出式”）而存储于控制装置40。

并且，在图8～图13中说明的并联连接模式下的直流电源10、20的电压/电流控制用的PWM控制中，基于算出的占空比Da、Db，按照相位差映射或相位差算出式，能够算出载波相位控制用的相位差φ。并且，以具有所算出的相位差φ的方式产生载波信号25a、25b而执行PWM控制，由此能够实现上述的抑制了开关元件S1～S4的损失的高效率的直流电力转换。

在图16～图20中，说明了直流电源10及20双方为输出的状态，但在其他的状态下，也能够执行同样的载波相位控制。

图21是用于说明直流电源的各动作状态下的按照本发明的实施方式1的载波相位控制的图表。

参照图21，在状态A下，上述的直流电源10及20双方为输出状态。如图16所示，以电流I（L1）的下降定时与电流I（L2）的上升定时在图中的Tb中成为重叠的电流相位的方式调整载波信号的相位差φ。由此，能够减少Tb下的开关元件S2的接通损失及开关元件S4的断开损失。而且，如上所述，能够减少Ta～Tb的期间的开关元件S4的导通损失及Tb～Tc的期间的开关元件S2的导通损失。

在状态B下，直流电源10及20双方为再生状态。在此状态下，以电流I（L1）的上升定时与电流I（L2）的下降定时在图中的Tb中成为重叠的电流相位的方式调整载波信号的相位差φ。由此，能够减少Tb下的开关元件S4的接通损失及开关元件S2的断开损失。而且，如上所述，能够减少Ta～Tb的期间中的开关元件S2的导通损失及Tb～Tc的期间中的开关元件S4的导通损失。

在状态C下，直流电源10为再生状态，而直流电源20为输出状态。在此状态下，以电流I（L1）的下降定时与电流I（L2）的下降定时在图中的Ta成为重叠的电流相位的方式调整载波信号的相位差φ。由此，能够减少Ta下的开关元件S3的接通损失及开关元件S1的断开损失。此外，如上所述，能够减少Ta～Tb的期间中的开关元件S1的导通损失及Tc～Ta的期间中的开关元件S3的导通损失。

此外，在状态D下，直流电源10为输出状态，而直流电源20为再生状态。在此状态下，以电流I（L1）的上升定时和电流I（L2）的上升定时在图中的Tc中成为重叠的电流相位的方式调整载波信号的相位差φ。由此，能够减少Tc下的开关元件S1的接通损失及开关元件S3的断开损失。而且，如上所述，能够减少Tb～Tc的期间中的开关元件S1的导通损失及Tc～Ta的期间中的开关元件S3的导通损失。

这样一来，通过直流电源10及20的输出/再生状态的组合，用于减少开关元件S1～S4的损失的相位差φ不同。因此，优选按照输出/再生状态的组合（图21中的状态A～D），来设定上述的相位差映射或相位差算出式。

这样一来，在本实施方式的电力转换器50的实施方式1的载波相位控制中，根据电力转换器50的动作状态，具体而言，根据直流电源10、20的电流/电压控制用的占空比或该占空比和直流电源10、20的输出/再生状态，来调整载波信号25a、25b之间的相位差φ。尤其是按照上述的相位差映射或相位差算出式，通过以实现图21所示的电流相位的方式设定相位差φ，能够对应于电力转换器50的动作状态的变化，来执行减少了开关元件S1～S4的损失的高效率的直流电力转换。

[实施方式2]

如上所述，本实施方式的电力转换器50能够通过开关元件S1～S4的控制来切换并联连接模式及串联连接模式而进行动作。在实施方式2中，对电力转换器50的串联连接模式下的控制动作、尤其是使控制运算简易的控制进行说明。

（串联连接模式下的电路动作）

首先，使用图22及图23，说明电力转换器50的串联连接模式下的电路动作。

如图22（a）所示，通过对开关元件S3进行接通固定，能够将直流电源10及20相对于电源配线PL进行串联连接。此时的等价电路如图22（b）所示。

参照图22（b），在串联连接模式下，在串联连接的直流电源10及20与电源配线PL之间，对开关元件S2、S4共同地进行通断控制，由此能够交替地形成升压斩波电路的下支路元件的接通期间及断开期间。此外，开关元件S1在开关元件S2、S4的断开期间被接通，由此作为对来自负载30的再生进行控制的开关而动作。而且，通过接通固定的开关元件S3，来等价地形成将电抗器L1与开关元件S4连接的配线15。

在图22所示的电路动作中，也与图4、图5中说明的情况同样地，需要用于将电抗器L1、L2的蓄积能量放出的回流路径。

在图23中，示出图22所示的电路动作时（串联连接模式）的电抗器的回流路径。在图23（a）中，示出输出状态下的回流路径，在图23（b）中，示出再生状态下的回流路径。

参照图23（a），在图22（b）的等价电路中，输出状态下的电抗器L1的电流能够通过经由了配线15、二极管D2、D1、电源配线PL、负载30及接地配线GL的电流路径111而回流。而且，输出状态下的电抗器L2的电流能够通过经由了二极管D1、电源配线PL、负载30、二极管D4及配线15的电流路径112而回流。此外，若将开关元件S2、S4同时接通断开，则电抗器L1、L2的电流相等，因此电流不会流过配线15。其结果是，电流也不会流过二极管D2、D4。

参照图23（b），在图22（b）的等价电路中，再生状态下的电抗器L1的电流能够通过经由了二极管D4及配线15的电流路径113而回流。同样地，再生状态下的电抗器L2的电流能够通过经由了二极管D2及配线15的电流路径114而回流。此外，若将开关元件S2、S4同时地接通断开，则电抗器L1、L2的电流相等，因此二极管D2、D4的电流也相等。其结果是，电流不会流过配线15。

这样一来，在电力转换器50中，在串联连接模式下的动作时，无论是输出状态及再生状态的哪一状态下，都能确保将蓄积于电抗器L1、L2的能量放出的回流路径。

接下来，使用图24，说明串联连接模式下的直流电力转换（升压动作）。

参照图24（a），为了对直流电源10、20进行串联连接，将开关元件S3接通固定，并且将一对开关元件S2、S4接通，将开关元件S1断开。由此，形成用于向电抗器L1、L2蓄积能量的电流路径140、141。其结果是，相对于串联连接的直流电源10、20，形成将升压斩波电路的下支路元件接通的状态。

相对于此，参照图24（b），在将开关元件S3接通固定的状态下，与图24（a）相反地，将一对开关元件S2、S4断开，将开关元件S1接通。由此，形成电流路径142。通过电流路径142，将来自串联连接的直流电源10、20的能量与蓄积于电抗器L1、L2的能量之和向电源配线PL输出。其结果是，相对于串联连接的直流电源10、20，形成将升压斩波电路的上支路元件接通的状态。

在将开关元件S3接通固定情况下，交替地反复进行将一对开关元件S2、S4接通而将开关元件S1断开的第一期间与将开关元件S1接通而将开关元件S2、S4断开的第二期间，由此交替形成图24（a）的电流路径140、141及图24（b）的电流路径142。

在串联连接模式的直流电力转换中，在直流电源10的电压V[1]、直流电源20的电压V[2]及电源配线PL的输出电压Vo之间，下述（10）式所示的关系成立。在（10）式中，设将一对开关元件S2、S4接通的第一期间的占空比为Dc。

Vo=1/（1-Dc）·（V[1]+V[2]）...（10）

但是，在V[1]及V[2]不同时或电抗器L1、L2的电感不同时，图24（a）的动作结束时的电抗器L1、L2的电流值分别不同。因此，在刚向图24（b）的动作转变之后，在电抗器L1的电流大时，经由电流路径143而流过差量的电流。另一方面，在电抗器L2的电流大时，经由电流路径144而流过差量的电流。

（串联连接模式下的基本的控制动作）

接下来，说明电力转换器50的串联连接模式下的控制动作。以下说明的控制动作通过基于控制装置40的硬件处理及/或软件处理而实现。

在图25中，示出串联连接模式下的从负载侧观察到的等价电路。

参照图25，在串联连接模式下，相对于负载30，电源PS1及电源PS2串联连接。因此，流过电源PS1及PS2的电流相同。因此，为了控制输出电压Vo，电源PS1及PS2需要共同地进行电压控制。

串联连接的电源PS1及PS2相当于图24所示的执行直流电力转换动作的升压斩波电路。即，电源PS1、PS2在直流电源10、20的电压V[1]及V[2]之和与输出电压Vo之间具有式（10）所示的基于电压转换比的直流电力转换功能。

在串联连接模式下，无法直接控制直流电源10的电力P[1]及直流电源20的电力P[2]。在直流电源10的电力P[1]及电压V[1]与直流电源20的电力P[2]及电压V[2]之间，下述（11）式的关系成立。此外，电力P[1]及电力P[2]之和成为负载30的电力Po这点（Po=P[1]+P[2]）与并联连接模式相同。

P[1]：P[2]=V[1]：V[2]...（11）

参照图26，在电源PS1、PS2中共同的占空比Dc（参照式（10））通过用于作为电压源进行动作的电压反馈控制（图27）来算出。此外，在图26中，表示占空比Dc的电压信号由相同附图标记Dc表示。

控制脉冲信号SDc是通过与图9及图10同样的PWM控制并基于占空比Dc（参照式（10））而生成的。控制脉冲信号/SDc是控制脉冲信号SDc的反转信号。控制脉冲信号SDc的占空与占空比Dc相同，控制脉冲信号/SDc的占空与（1-Dc）相同。

控制脉冲信号SDc对应于对图24所示的升压斩波电路的下支路元件的通断进行控制的信号。另一方面，控制脉冲信号/SDc对应于对图24所示的升压斩波电路的上支路元件的通断进行控制的信号。

在图27中，示出串联连接模式下的控制块203的结构例。

参照图27，控制块203按照输出电压Vo的电压指令值Vo*、对输出电压Vo的偏差进行了PI（比例积分）运算的反馈控制量、前馈控制量DvFF之和，来生成电压控制用的占空比指令值Dv。传递函数Hv相当于串联连接的电源PS1、PS2的传递函数。

在图28中，示出串联连接模式下的各控制数据的设定。

参照图28，图27所示的电压控制用的占空比指令值Dv使用占空比Dc。通过电压控制而控制的电压是输出电压Vo。图27中的传递函数Hv相当于图24所示的升压斩波电路的传递函数。而且，如下述（12）所示，前馈控制量DvFF根据串联连接的电源电压V[1]+V[2]与输出电压Vo的电压差而设定。

DvFF=（Vo-（V[2]+V[1]））/Vo...（12）

根据占空比Dc（Dc=Dv）来生成图26所示的控制脉冲信号SDc及/SDc。

用于对开关元件S1～S4的通断分别进行控制的控制信号SG1～SG4以按照控制脉冲信号SDc及/SDc来控制图24所示的升压斩波电路的方式设定。

在串联连接模式下，通过将开关元件S3接通固定而使直流电源10及20串联连接。因此，控制信号SG3固定成H电平。

开关元件S1在图24的升压斩波电路中形成上支路元件。因此，控制脉冲信号/SDc被用作控制信号SG1。而且，开关元件S2、S4在图24的升压斩波电路中形成下支路元件。因此，控制脉冲信号SDc被用作控制信号SG2、SG4。

（串联连接模式下的有效的控制动作）

如上所述，在电力转换器50中，能够选择串联连接模式和并联连接模式。如实施方式1中说明那样，在并联连接模式下，能够独立地控制直流电源10、20的电力。另一方面，在串联连接模式下，与并联连接模式相比，升压比（电压转换比）降低，因此能期待效率的上升。因此，在Vo*>（V[1]+V[2]）时，优选指向从并联连接模式向串联连接模式的切换。

在图29中，对上述的并联连接模式下的控制信号SG1～SG4与串联连接模式下的控制信号SG1～SG4进行比较。如上所述，在并联连接模式下，通过基于对电压V[1]或V[2]与输出电压Vo的电压转换比进行控制用的占空比Da、Db的逻辑运算来生成控制信号SG1～SG4。另一方面，在串联连接模式下，通过基于对电压V[1]+V[2]与输出电压Vo的电压转换比进行控制用的占空比Dc的逻辑运算来生成控制信号SG1～SG4。

这样一来，按照图29，分别在并联连接模式及串联连接模式下，需要不同的控制运算。

在图30中，示出按照图29从并联连接模式向串联连接模式切换时的第一动作波形例。在图30中，示出直流电源10及20的PWM控制通过同相位的载波信号25执行时的动作。

参照图30，在并联连接模式下，除了占空比Da、Db之外，还运算占空比Dc。其结果是，当从并联连接模式向串联连接模式的切换指令在载波信号25的波峰处产生时，能够立即按照串联连接模式下的控制来生成控制信号SG1～SG4。然而，在并联连接模式下，后台运算对于控制而言本来不需要的占空比Dc，因此控制装置40的运算负载升高。因此，可能发生控制装置40的高成本化、不得不延长控制装置40的规格上控制周期而引起的控制精度的下降。

在图31中，示出不进行图30那样的后台运算而用于从并联连接模式向串联连接模式切换的控制动作。

参照图31，占空比Dc在并联连接模式下未运算，在载波信号25的波峰处产生从并联连接模式向串联连接模式的切换指令之后，开始占空比Dc的运算。因此，如图30的动作波形例那样，控制装置40的运算负载不会升高。

然而，在图31的例子中，在通过占空比Dc及基于占空比Dc的PWM控制来求出控制脉冲信号SDc之前期间，无法开始串联连接模式。例如图31所示，从产生切换指令之后直到实际上开始串联连接模式为止，产生载波信号25的半周期量的延迟。由此，控制精度可能下降。

在本发明的实施方式2中，将实施方式1中说明的并联连接模式下的载波相位控制也适用于串联连接模式，由此实现模式切换时的控制动作的效率化。

如图32所示，在串联连接模式下将直流电源10及20串联连接，因此仅存在直流电源10及20双方成为输出的状态（图21的状态A）和直流电源10及20双方成为再生的状态（图21的状态B）中的任一状态。

因此，在基于实施方式2的控制动作中，如图21的状态A、B所示那样，以开关元件S2的接通与开关元件S4的断开重叠的方式，或者以开关元件S4的接通与开关元件S2的断开重叠的方式来设定载波信号间的相位差φ。

当这样地设定相位差φ时，如图33所示，控制脉冲信号SDa的下降定时与控制脉冲信号SDb的上升定时重叠。或者，控制脉冲信号SDa的上升定时与控制脉冲信号SDb的下降定时重叠。由此，实现图21的状态A、B所示的电流相位。

考虑此时的占空比Da、Db。通过对式（2）进行变形，关于Da，能得到下述（13）式。

Da=（Vo-V[1]）/Vo...（13）

同样地，通过对式（3）进行变形，关于Db，能得到下述（14）式。

Db=（Vo-V[2]）/Vo...（14）

如图29所示，并联连接模式下的控制信号SG3基于控制脉冲信号SDa及SDb的逻辑和而生成。因此可知，若以控制脉冲信号SDa的下降（或上升）定时与控制脉冲信号SDb的上升（或下降）定时重叠的方式设定相位差φ，则在Vo>（V[1]+V[2]）成立时，并联连接模式下的控制信号SG3的H电平期间的比率超过1.0。即，在Vo>（V[1]+V[2]）时，通过与基于占空比Da、Db的并联连接模式共同的PWM控制，也能将控制信号SG3固定成H电平。

如图29所示，并联连接模式下的控制信号SG1基于控制脉冲信号/SDa及/SDb的逻辑和而生成。参照图33，当按照实施方式1来设定相位差φ时，控制脉冲信号/SDa的上升定时与控制脉冲信号/SDb的上升定时重叠。因此，控制信号SG1的占空比HD1由DSG1=（1-Da）+（1-Db）表示。即，DSG1由下述（15）式表示。

DSG1=（V[1]+V[2]）/Vo...（15）

另一方面，占空比Dc通过对式（2）进行变形而由下述（16）式表示。

Dc=1-（V[1]+V[2]）/Vo...（16）

因此，按照图29的串联连接模式下的逻辑运算，当SG1=/SGc时，控制信号SG1的占空DSG1由下述（17）式表示。

DSG1=1-Dc=（V[1]+V[2]）/Vo...（17）

这样一来，在按照实施方式1的载波相位控制而设定了相位差φ的情况下，通过基于占空比Da、Db的控制脉冲信号SDa、SDb的逻辑运算，具体而言，通过/SDa及/SDb的逻辑和，能够生成占空比与基于占空比Dc的控制脉冲信号/SDc的占空比相等的信号。即，基于控制脉冲信号SDa、SDb，能够生成串联连接模式下的控制信号SG1。

另外，如图29所示，串联连接模式下的控制信号SG2、SG4是控制信号SG1的反转信号。not（/SDb或/SDa）的逻辑运算结果成为SDa及SDb的逻辑积（SDb与SDa）。因此，关于按照控制脉冲信号SDc应设定的控制信号SG2、SG4，能够基于控制脉冲信号SDa及SDb的逻辑运算而生成。

这样一来，当以控制脉冲信号SDa（/SDa）及控制脉冲信号SDb（/SDb）的边沿重叠的方式设定载波信号间的相位差φ时，如图34所示，能够根据基于占空比Da、Db的控制脉冲信号SDa、SDb，来生成串联连接模式下的基于占空比Dc应设定的控制信号SG1～SG4。

具体而言，如上所述，通过控制脉冲信号SDa及SDb的逻辑和，控制信号SG3成为固定成H电平的信号。而且，通过控制脉冲信号/SDa及/SDb的逻辑和，能够以具有与基于占空比Dc的PWM控制同等的占空比的方式生成控制信号SG1。而且，在串联连接模式下，关于与控制信号SG1互补地设定的控制信号SG2、SG4，能够通过控制脉冲信号SDa及SDb的逻辑积而生成。

在图35中，示出实施方式2的从并联连接模式向串联连接模式的切换时的动作波形例。

参照图35，通过图34的逻辑运算，不用算出占空比Dc，基于占空比Da、Db就能够生成串联连接模式下的控制信号SG1～SG4。

因此，例如，在载波信号25a的波峰处从并联连接模式向串联连接模式的切换指令即使在载波信号25的波峰处发生，也可以基于以并联连接模式运算出的该时刻下的占空比Da、Db，来立即生成串联连接模式下的控制信号SG1～SG4。

因此，不会发生图30中说明的并联连接模式下的控制装置40的运算负载增大或图31中说明的控制延迟，能够执行从并联连接模式向串联连接模式的切换处理。

这样一来，根据本发明的实施方式2，通过与实施方式1同样的载波相位控制来设定载波信号间的相位差φ，由此根据控制脉冲信号SDa（/SDa）、SDb（/SDb），能够生成基于占空比Dc的控制信号SG1～SG4。即，仅通过将基于共同的控制脉冲信号SDa（/SDa）、SDb（/SDb）的逻辑运算如图34所示那样切换，就能够执行并联连接模式及串联连接模式之间的切换处理。

[实施方式3]

在实施方式3中，说明具体地适用了实施方式1及2的电源系统5的电动车辆的电源系统的结构例及动作。

图36是表示适用了本发明的实施方式的电源系统的车辆电源系统的结构例的电路图。

参照图36，使用将串联连接有多个二次电池单体的电池组作为直流电源10。而且，使用串联连接的多个双电荷层电容器作为直流电源20。而且，在将来自电力转换器50的直流电压输出的电源配线PL及接地配线GL之间设有平滑电容器35。

负载30包含：用于将电源配线PL上的直流电压Vo转换成三相交流电压的三相逆变器31；和接受来自三相逆变器31的三相交流电力而动作的电动发电机32。例如，电动发电机32由搭载于电力汽车或混合动力汽车等的行驶用电动机构成。即，电动发电机32在电力汽车或混合动力汽车等的减速时进行再生发电。在电动发电机32的发电动作时，三相逆变器31将电动发电机32发电产生的三相交流电力转换成直流电力而向电源配线PL输出。通过该直流电力，能够对直流电源10和/或直流电源20进行充电。

在图36的系统结构例中，优选使用由二次电池构成的直流电源10作为稳定的电力供给源，并使用由双电荷层电容器构成的直流电源10作为辅助的电力供给源。因此，在并联连接模式下，控制直流电源10的电力，为了防止二次电池的过充电或过放电，对直流电源10进行电流控制。另一方面，对直流电源20进行电压控制。

在并联连接模式下，按照电压指令值Vo*来控制输出电压Vo，并且能够从直流电源10及20并列地对负载30交接电力。因此，即使在难以确保来自一方的直流电源的输出的状态（例如极低温时）下，也能够向负载30供给所需的能量。而且，由于能够独立地控制直流电源10、20的电力，因此能够精密地管理直流电源10、20的各电力。即，能够更安全地分别使用直流电源10、20。而且，由于直流电源10及20能够独立控制，因此在直流电源10、20之间也能够进行电力的交接。其结果是，例如在负载30的工作前，经由电源配线PL，通过直流电源10、20的一方的电源，也能够对另一方的电源进行预充电。

此外，虽然图示省略，但在负载30（电动发电机32）发电的再生状态时，也能够通过电流控制将向直流电源10充电的电力P[1]维持成恒定值，并能够与输出电压Vo的控制同时地实现使剩余的电力由直流电源20接受的电力配分控制。

另一方面，在串联连接模式下，若负载30的电力Po相同，则在电力转换器50内的开关元件S1～S4中流动的电流与并联连接模式相比下降。这是因为，在串联连接模式下，通过串联连接来执行对电压V[1]+V[2]的直流电力转换，而在并联连接模式下，基于对电压V[1]的直流电力转换的电流与基于对电压V[2]的直流电力转换的电流之和在各开关元件中流动。因此，在串联连接模式下，能够通过降低开关元件的电力损失来提高效率。此外，在串联连接模式下，不会受到与负载30和直流电源10、20之间的电力交接相伴的电压V[1]、V[2]的变动的影响，能够控制输出电压Vo。

另外，在并联连接模式下，占空比Da、Db按照输出电压Vo与电压V[1]、V[2]之比而设定，因此当一方的直流电源的电压下降时，成为接近1.0的值。因此，存在控制信号SG1～SG4中的任一控制信号的H电平期间比接近1.0的可能性。在实际的升压斩波电路的控制中，需要设置用于切实地防止上支路元件及下支路元件同时接通的情况的空载时间，因此能够实现的占空比Da、Db存在上限值。因此，仅在并联连接模式下，当一方的直流电源的电压下降某种程度时，导致不能进行电压控制。即，在将直流电源10、20的蓄积能量用尽这点上，并联连接模式存在一定的极限。

相对于此，串联连接模式下的占空比Dc根据输出电压Vo与电压V[1]+V[2]之比来设定，因此即使一方的直流电源的电压下降，也不会成为太大的值。因此，与并联连接模式的情况不同，即使在一方的直流电源的电压下降某种程度时，也能够继续进行电压控制。其结果是，在串联连接模式下，通过将直流电源10、20串联连接，在将直流电源10、20的蓄积能量用尽这点上，并联连接模式更有利。

此外，即使在适用了实施方式2的串联连接模式下，虽然未运算占空比Dc，但基于控制脉冲信号SDa、SDb，实际上按照占空比Dc而对开关元件S1～S4的通断进行控制，因此上述的特征点通用。

这样一来，在实施方式3的电源系统（车辆电源系统）中，通过多个开关元件S1～S4的控制，能够对两个直流电源10、20分开使用并联连接的模式和进行串联连接的模式。其结果是，在电动车辆的电源系统中，能够分开使用向负载电力的对应性（消耗电力的供给及发电电力的接受）及电力管理性提高的并联连接模式、和效率及蓄积能量的活用性优异的串联连接模式。由此，能够有效地使用两个直流电源10、20，从而延长针对相同蓄积电力的电动车辆的行驶距离。

尤其是在适用实施方式1、2的载波相位控制时，按照输出电压Vo与电压V[1]、V[2]的关系，自动地切换并联连接模式与串联连接模式。具体而言，在Vo>V[1]、V[2]时，能自动地适用串联连接模式。

此外，在本实施方式中，关于直流电源10及直流电源20，说明了适用以二次电池及双电荷层电容器为代表的不同种类的直流电源的例子。若形成将不同种类尤其是能量密度及功率密度（Ragone plot：比功率/比能量关系示意图）不同的直流电源组合而向负载供给电力的形态，则尤其在并联连接模式下，以相互弥补不擅长的动作区域的输出的方式，对于大动作区域容易确保负载电力。

另外，即使将输出电压不同的两个直流电源组合时，通过串联连接模式及并联连接模式的切换，也能期待有效使用直流电源的情况。另外，确认性地记载了：直流电源10及20即使是相同额定电压的电源和/或相同种类的电源，也不会妨碍本发明的适用。例如，在使用相同类型的直流电源作为主电源及副电源的情况下，适合构成本发明的电源系统。

另外，确认性地记载了：负载30若是通过控制的直流电压Vo而动作的设备，则能够通过任意的设备来构成。即，在本实施方式中，说明了通过搭载于电力汽车或混合动力汽车等的行驶用电动机及逆变器构成负载30的例子，但本发明的适用并未限定为这种情况。

此外，关于电力转换器50的结构，也并未限定为图1的例示。即，若电力转换器所包含的多个开关元件的至少一部分以包含于相对于第一直流电源的电力转换路径和相对于第二直流电源的电力转换路径双方的方式配置，则能够适用实施方式1的相位控制及实施方式2的串联连接模式下的控制处理。

应考虑到的是本次公开的实施方式所有方面为例示而不受限制。本发明的范围不是由上述说明表示，而是由权利要求书表示，且包含与权利要求书等同的意思及范围内的全部变更。

工业实用性

本发明能够适用于电源系统以在两个直流电源与负载之间执行直流电力转换。

附图标记说明

5电源系统，10、20直流电源，15配线，25、25a、25b载波信号，30负载，31逆变器，32电动发电机，35平滑电容器，40控制装置，50电力转换器，102～109、111～114、120、121、130、131、140～144电流路径，201、202、203控制块，D1～D4反向并联二极管，DT、Da、Db、Dc占空比，Di、Dv占空比指令值，DiFF、DvFF前馈控制量，GL接地配线，Hi、Hv传递函数，Ii*电流指令值，Ii电流，L1、L2电抗器，N1、N2、N3节点，PL电源配线，PS1、PS2电源，S1～S4电力用半导体开关元件，SDa（/SDa）、SDb（/SDb）、SDc（/SDc）控制脉冲信号，SG1～SG4控制信号，V[1]、V[2]电压，Vo输出电压，Vo*电压指令值。

Claims (18)

1.一种电源系统，具备：

第一直流电源（10）；

第二直流电源（20）；

电力转换器（50），用于在与负载（30）电连接的电源配线（PL）和所述第一及第二直流电源之间执行直流电力转换，且构成为包含多个开关元件（S1-S4）；及

控制装置（40），用于根据脉宽调制控制来控制所述多个开关元件的通断，以控制所述电源配线上的输出电压（Vo），

所述多个开关元件的至少一部分以包含于第一电力转换路径和第二电力转换路径双方的方式配置，所述第一电力转换路径形成于所述第一直流电源与所述电源配线之间，所述第二电力转换路径形成于所述第二直流电源与所述电源配线之间，

所述电力转换器具有在所述第一及第二直流电源与所述电源配线之间并联连接的状态下执行所述直流电力转换的第一动作模式，

在所述第一动作模式下，所述控制装置使第一载波信号（25a）与第二载波信号（25b）的相位差（φ）根据所述电力转换器的动作状态进行变化，其中所述第一载波信号（25a）在用于对基于所述第一电力转换路径的第一电力转换进行控制的第一脉宽调制控制中使用，所述第二载波信号（25b）在用于对基于所述第二电力转换路径的第二电力转换进行控制的第二脉宽调制控制中使用，并且，所述控制装置基于通过所述第一脉宽调制控制而得到的第一控制脉冲信号（SDa）及通过所述第二脉宽调制控制（SDb）而得到的第二控制脉冲信号来生成所述多个开关元件的通断的控制信号（SG1-SG4）。

2.根据权利要求1所述的电源系统，其中，

所述控制装置（40）基于所述第一控制脉冲信号及所述第二控制脉冲信号的占空比（Da、Db）来可变地设定所述第一载波信号（25a）与所述第二载波信号（25b）的相位差（φ）。

3.根据权利要求2所述的电源系统，其中，

所述控制装置（40）基于所述第一直流电源（10）为输出及再生中的哪种状态与所述第二直流电源（20）为输出及再生中的哪种状态的组合、和所述第一控制脉冲信号及所述第二控制脉冲信号的占空比（Da、Db），来可变地设定所述第一载波信号（25a）与所述第二载波信号（25b）的相位差（φ）。

4.根据权利要求1～3中任一项所述的电源系统，其中，

所述控制装置（40）以所述第一控制脉冲信号（SDa）的上升沿及下降沿中的一方与所述第二控制脉冲信号（SDb）的上升沿及下降沿中的另一方重叠的方式使所述第一载波信号（25a）与所述第二载波信号（25b）的相位差（φ）变化。

5.根据权利要求1～3中任一项所述的电源系统，其中，

在所述第一动作模式下，所述控制装置（40）控制所述第一及所述第二电力转换中的一方，以控制所述第一及所述第二直流电源（10、20）中的一方的电压与所述输出电压（Vo）的电压比，另一方面，所述控制装置（40）控制所述第一及所述第二电力转换中的另一方，以控制所述第一及所述第二直流电源中的另一方的电流。

6.根据权利要求1～3中任一项所述的电源系统，其中，

所述第一控制脉冲信号（SDa）是基于第一控制量（Da）与所述第一载波信号（25a）的比较而生成的，所述第一控制量（Da）是基于所述第一直流电源的电压（V[1]）及电流（I[1]）中的一方而算出的，

所述第二控制脉冲信号（SDb）是基于第二控制量（Db）与所述第二载波信号（25b）的比较而生成的，所述第二控制量（Db）是基于所述第二直流电源的电压（V[2]）及电流（I[2]）中的另一方而算出的。

7.根据权利要求1所述的电源系统，其中，

所述电力转换器（50）还具有在所述第一及第二直流电源（10、20）与所述电源配线串联地电连接的状态下执行直流电力转换的第二动作模式，

在所述第二动作模式下，所述控制装置（40）以所述第一控制脉冲信号（SDa）的上升沿及下降沿中的一方与所述第二控制脉冲信号（SDb）的上升沿及下降沿中的另一方重叠的方式来可变地设定所述第一载波信号（25a）与所述第二载波信号（25b）的相位差（φ），并且，所述控制装置（40）基于所述第一控制脉冲信号及所述第二控制脉冲信号的逻辑运算来生成所述多个开关元件（S1-S4）的所述控制信号（SG1-SG4）。

8.根据权利要求7所述的电源系统，其中，

在所述多个开关元件（S1-S4）中的一部分的各开关元件中，所述控制装置（40）按照所述第一动作模式和所述第二动作模式之间共同的逻辑运算并根据所述第一控制脉冲信号（SDa）及所述第二控制脉冲信号（SDb）来生成该开关元件的所述控制信号，另一方面，在所述多个开关元件中的其余的各开关元件中，所述控制装置（40）按照所述第一动作模式和所述第二动作模式之间不同的逻辑运算并根据所述第一控制脉冲信号及所述第二控制脉冲信号来生成该开关元件的所述控制信号。

9.根据权利要求1～3、7、8中任一项所述的电源系统，其中，

所述多个开关元件（S1-S4）包含：

第一开关元件（S1），电连接在所述电源配线（PL）和第一节点（N1）之间；

第二开关元件（S2），电连接在第二节点（N2）和所述第一节点（N1）之间；

第三开关元件（S3），电连接在与所述第二直流电源的负极端子电连接的第三节点（N3）和所述第二节点之间；及

第四开关元件（S4），电连接在所述第一直流电源的负极端子和所述第三节点之间，

所述电力转换器（50）还包含：

第一电抗器（L1），电连接在所述第一直流电源的正极端子和所述第二节点之间；及

第二电抗器（L2），电连接在所述第二直流电源的正极端子和所述第一节点之间。

10.一种电源系统，具备：

第一直流电源（10）；

第二直流电源（20）；

电力转换器（50），用于在与负载（30）电连接的电源配线（PL）和所述第一及第二直流电源之间执行直流电力转换，且构成为包含多个开关元件（S1-S4）；及

控制装置（40），用于控制所述多个开关元件的通断，

所述多个开关元件的至少一部分以包含于第一电力转换路径和第二电力转换路径双方的方式配置，所述第一电力转换路径形成于所述第一直流电源与所述电源配线之间，所述第二电力转换路径形成于所述第二直流电源与所述电源配线之间，

所述电力转换器具有在所述第一及第二直流电源与所述电源配线之间并联连接的状态下执行所述直流电力转换的第一动作模式，

在所述第一动作模式下，所述控制装置生成所述多个开关元件的通断的控制信号（SG1-SG4），以通过改变所述多个开关元件的通断期间比来控制所述第一及第二直流电源的输出，

所述控制信号被调整成为所述第一直流电源的电流（I（L1））的上升定时或下降定时与所述第二直流电源的电流（I（L2））的上升定时或下降定时重叠的电流相位。

11.根据权利要求10所述的电源系统，其中，

所述多个开关元件（S1-S4）包含：

第一开关元件（S1），电连接在所述电源配线（PL）和第一节点（N1）之间；

第二开关元件（S2），电连接在第二节点（N2）和所述第一节点（N1）之间；

第三开关元件（S3），电连接在与所述第二直流电源的负极端子电连接的第三节点（N3）和所述第二节点之间；及

第四开关元件（S4），电连接在所述第一直流电源的负极端子和所述第三节点之间，

所述电力转换器（50）还包含：

第一电抗器（L1），电连接在所述第一直流电源的正极端子和所述第二节点之间；及

第二电抗器（L2），电连接在所述第二直流电源的正极端子和所述第一节点之间。

12.根据权利要求11所述的电源系统，其中，

在所述第一及第二直流电源（10、20）双方均为输出状态的情况下，所述控制信号（SG1-SG4）被调整成为所述第一直流电源的电流（I（L1））的下降定时与所述第二直流电源的电流（I（L2））的上升定时重叠的电流相位。

13.根据权利要求11所述的电源系统，其中，

在所述第一及第二直流电源（10、20）双方均为再生状态的情况下，所述控制信号（SG1-SG4）被调整成为所述第一直流电源的电流（I（L1））的上升定时与所述第二直流电源的电流（I（L2））的下降定时重叠的电流相位。

14.根据权利要求11所述的电源系统，其中，

在所述第一直流电源（10）为再生状态、而第二直流电源（20）为输出状态的情况下，所述控制信号（SG1-SG4）被调整成为所述第一直流电源的电流（I（L1））的下降定时与所述第二直流电源的电流（I（L2））的下降定时重叠的电流相位。

15.根据权利要求11所述的电源系统，其中，

在所述第一直流电源（10）为输出状态、而第二直流电源（20）为再生状态的情况下，所述控制信号（SG1-SG4）被调整成为所述第一直流电源的电流（I（L1））的上升定时与所述第二直流电源的电流（I（L2））的上升定时重叠的电流相位。

16.根据权利要求11所述的电源系统，其中，

所述电力转换器（50）还具有在所述第一及第二直流电源（10、20）与所述电源配线串联地电连接的状态下执行直流电力转换的第二动作模式，

在所述第二动作模式下，在所述第一及第二直流电源（10、20）为输出状态的情况下，所述控制装置（40）将所述控制信号调整成为所述第一直流电源的电流（I（L1））的上升定时与所述第二直流电源的电流（I（L2））的下降定时重叠的电流相位。

17.根据权利要求16所述的电源系统，其中，

在所述第二动作模式下，在所述第一及第二直流电源（10、20）为再生状态的情况下，所述控制装置（40）将所述控制信号调整成为所述第一直流电源的电流（I（L1））的下降定时与所述第二直流电源的电流（I（L2））的上升定时重叠的电流相位。

18.根据权利要求10～17中任一项所述的电源系统，其中，

所述控制装置（40）通过改变第一载波信号（25a）与第二载波信号（25b）的相位差（φ）来调整所述电流相位，所述第一载波信号（25a）在用于对所述第一直流电源（10）的输出进行控制的第一脉宽调制控制中使用，所述第二载波信号（25b）在用于对所述第二直流电源（20）的输出进行控制的第二脉宽调制控制中使用。

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