JP6107783B2 - 電力変換システム - Google Patents

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Description

本発明は、２つの直流電源に対して並列に昇降圧が可能な電力変換システムに関する。
回転電機を駆動源とするハイブリッド車両や電気自動車では、バッテリの直流電力をインバータで交流電力に変換して回転電機を駆動させる。加えて、バッテリとインバータの間には、バッテリ電圧を昇圧させ、また回転電機による回生電力を降圧させる昇降圧コンバータが設けられる。
この昇降圧コンバータの機能を拡張させたものとして、例えば特許文献１では、４つのスイッチング素子を備え、２つのバッテリに接続される電力変換器が開示されている。この電力変換器は、昇降圧機能に加えて、２つのバッテリを直列接続と並列接続に切換え可能となっている。
上記の電力変換器では、並列接続時（パラレルモード）に、２つのバッテリに対する昇降圧が並列に行われる。昇降圧はそれぞれの昇降圧回路に対するデューティ比を示すＰＷＭ信号を介して制御される。特許文献１に係る電力変換器では、２つの昇降圧回路でスイッチング素子を共用するような回路構成となっており、各スイッチング素子は、両者のＰＷＭ信号の論理和に従って作動する。
このようなスイッチング素子の動作特性を活かして、特許文献１ではＰＷＭ信号の位相をシフトさせて、スイッチング素子で発生する損失の低減を図っている。すなわち、図１７下段に示すように、一方のＰＷＭ信号ＰＷＭ１のオン期間の立ち下がりエッジと他方のＰＷＭ信号ＰＷＭ２のオン期間の立ち上がりエッジを一致させる（繋げる）ように、ＰＷＭ信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２の一方または両者の位相をシフトさせる、エッジ合わせ位相シフトが行われる。これにより、図１７上段に示すＰＷＭ信号よりもスイッチング回数（破線で示す）が低減され、スイッチング損失が低減される。また、図１７中段に示すような、ＰＷＭ信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２のオン期間の重複（ハッチング部分）が無くなることから、当該重複に伴う電流増加による定常損失（重複損失）が解消される。
エッジ合わせ位相シフトを行う場合、図１８上段に示すように、キャリア信号の立ち上がりタイミングを単にずらすのみでは、ＰＷＭ２−２のハッチングで示すように、ＰＷＭ２のオン期間が制御周期の３周期目までずれ込み、２周期目におけるＰＷＭ２のオン期間が要求値よりも短くなる。このような、位相シフト実行周期におけるオン期間の短縮を補償するために、従来では図１８下段に示すような、位相シフト分の周期を持つ補助キャリアを挿入させている。補助キャリアの挿入により、２周期目のＰＷＭ２に補助パルスによるオン期間が生じて、上記のようなオン期間短縮の穴埋めが行われる。
特開２０１３−０１３２３４号公報
ところで、エッジ合わせ位相シフト後の周期において、図１９のＰＷＭ信号ＰＷＭ１−２からＰＷＭ１−３のように、ＰＷＭ信号のオン期間が短くなると、同図で示すＰＷＭ信号ＰＷＭ１−３及びＰＷＭ２−３のように、一方のＰＷＭ信号ＰＷＭ１のオン期間の立ち下がりエッジから他方のＰＷＭ信号ＰＷＭ２のオン期間の立ち上がりエッジが離れて（遅れて）しまう。
そこで、図２０の補助２で示すように、再度位相シフトを行うと、同図の破線で囲んだように、補助キャリアに基づく補助パルスがＰＷＭ信号に生じ、それによるスイッチング損失が発生する。つまり、位相シフトの実行に伴い、補助パルスによるスイッチング損失が発生する。
複数周期に亘ってＰＷＭ信号のオン期間が変化する場合、例えば漸次短縮される場合、オン期間の短縮の度に補助キャリアを挿入して位相シフトを行うと、補助パルスによるスイッチング損失が頻発する。この結果、ＰＷＭ信号ＰＷＭ１及びＰＷＭ２のオン期間を連結させることによる損失の削減分が、補助パルスによる損失の増加分に相殺されて、位相シフトの本来の目的である損失低減の効果が十分に得られないおそれがある。
本発明は、電力変換器及び制御部を備える電力変換システムに関する。当該システムは、第１バッテリと、第２バッテリと、電力変換器とを備える。電力変換器は、複数のスイッチング素子を含み、当該複数のスイッチング素子をＰＷＭ信号に従ってオンオフさせて前記第１、第２バッテリと出力電路との間で双方向に昇降圧を行う。さらに当該システムは、前記第１バッテリと前記出力電路との間に形成される第１昇降圧回路の昇降圧を制御する第１ＰＷＭ信号と、前記第２バッテリと前記出力電路との間に形成される第２昇降圧回路の昇降圧を制御する第２ＰＷＭ信号とを生成して、前記第１及び第２昇降圧回路を制御する制御部を備える。前記制御部は、前記第１及び第２ＰＷＭ信号の少なくとも一方の位相をシフトさせて両者のデューティオン期間を連結させるに当たり、一方の前記ＰＷＭ信号が立ち下がる前に他方の前記ＰＷＭ信号を立ち上げて前記第１及び第２ＰＷＭ信号のデューティオン期間を一部重複させる、重複位相シフトを行う。
また、上記発明において、前記重複位相シフトによる位相シフト量は、前記デューティオン期間の変動予測に対応するように設定され、前記制御部は、前記変動予測に基づく前記第１及び第２ＰＷＭ信号のデューティオン期間の合計期間が周期ごとに短くなる場合に、所定周期目の前記第１及び第２ＰＷＭ信号の一方の立ち下がりと他方の立ち上がりが一致するように、前記位相シフト量を設定することが好適である。
また、上記発明において、前記制御部は、位相シフトの実行周期から所定周期目までの前記デューティオン期間の変動予測を行うとともに、前記重複位相シフトを行った場合の前記実行周期から所定周期目までの期間に前記スイッチング素子に発生する損失と、前記一方のＰＷＭ信号の立ち下がりと他方のＰＷＭ信号の立ち上がりとが不一致であるときにこれを一致させるエッジ合わせ位相シフトを前記実行周期から前記所定周期目に亘って実行した際に前記スイッチング素子に発生する損失とを比較して、前記重複位相シフトによる損失が前記エッジ合わせ位相シフトによる損失を下回るときに、前記重複位相シフトを実行することが好適である。
本発明によれば、従来よりも電力損失を低減させた位相シフトを行うことが可能となる。
本実施形態に係る電力変換システムを搭載した車両の電気系統の構成図である。 本実施形態に係る電力変換器の構成を説明する図である。 本実施形態に係る電力変換器の動作（ＣＮＶ１＆ＣＮＶ２チャージ）を説明する図である。 本実施形態に係る電力変換器の動作（ＣＮＶ１＆ＣＮＶ２ディスチャージ）を説明する図である。 本実施形態に係る電力変換器の動作（ＣＮＶ１チャージ、ＣＮＶ２ディスチャージ）を説明する図である。 本実施形態に係る電力変換器の動作（ＣＮＶ１ディスチャージ、ＣＮＶ２チャージ）を説明する図である。 ＣＮＶ制御部によるフィードバック制御を説明する図である。 エッジ合わせ位相シフトを説明する図である。 重複位相シフトを説明する図である。 重複位相シフトを説明する図である。 エッジ合わせ位相シフト及び重複位相シフト実行時の波形を例示する図である。 エッジ合わせ位相シフト実行時の損失推定について説明する図である。 重複位相シフト実行時の損失推定について説明する図である。 ＣＮＶ制御部による位相シフトを行う際のフローチャートである。 本実施形態の別例に係る電力変換器の構成を説明する図である。 本実施形態の更なる別例に係る電力変換器の構成を説明する図である。 位相シフトの概要を説明する図である。 補助キャリアの挿入による位相シフトを説明する図である。 指令波変更時のＰＷＭ信号の波形変化を説明する図である。 指令波変更時のエッジ合わせ位相シフトを説明する図である。
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。図１には、本実施形態に係る電力変換システム１０を含む、車両の電気系統の構成図が例示されている。なお、図１の一点鎖線は信号線を示している。また、図１では、理解を容易にするために、電力変換に関連のない構成については一部図示を省略している。
＜全体構成＞
電力変換システム１０は、第１バッテリＢ１、第２バッテリＢ２、電力変換器１１（コンバータ、Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）及びこれを制御するＣＮＶ制御部１３を含んで構成される。電力変換システム１０は、ハイブリッド車両または電気自動車等の車両に搭載され、この車両には、電力変換システム１０の他に、インバータ１８、回転電機２０、及び制御部２２が搭載されている。
図１に示されているように、第１バッテリＢ１、第２バッテリＢ２は、それぞれ別個に電力変換器１１に接続されている。電力変換器１１は、第１バッテリＢ１、第２バッテリＢ２からの直流電圧ＶＢ１，ＶＢ２を昇圧してインバータ１８に出力する。
インバータ１８は三相のインバータから構成され、回転電機２０に接続されている。インバータ１８は電力変換器１１により昇圧された直流電力を三相交流電力に変換して回転電機２０に出力する。これにより回転電機２０が回転駆動する。回転電機２０の駆動力は、図示しない駆動輪に伝達される。
また、車両の制動時には、回転電機２０により回生制動を行う。その際得られた回生電力はインバータ１８により交直変換されて直流電力となり、また電力変換器１１により降圧され、第１バッテリＢ１及び第２バッテリＢ２に供給される。
ＣＮＶ制御部１３は、電力変換器１１のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフを制御することで、電力変換器１１の昇降圧（電力変換）及び直列／並列切換えを制御する。また、制御部２２は、インバータ１８の図示しないスイッチング素子のオンオフを制御することで、直交変換／交直変換を制御する。電力変換器１１及びインバータ１８の制御を介して、ＣＮＶ制御部１３及び制御部２２は、回転電機２０の駆動を制御する。
＜各構成の詳細＞
第１バッテリＢ１及び第２バッテリＢ２は、ともに２次電池から構成される直流電源であり、例えばリチウムイオン蓄電池やニッケル水素蓄電池から構成される。また、第１バッテリＢ１及び第２バッテリＢ２の少なくとも一方を、２次電池に代えて、電気二重層キャパシタ等の蓄電素子としてもよい。
インバータ１８は、図示しないスイッチング素子をオンオフ動作させることで、電力変換器１１により昇圧された直流電力を三相交流電力に変換するとともに、回転電機２０による回生電力（三相交流電力）を直流電力に変換する。
電力変換器１１は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオンオフ動作させることで、第１バッテリＢ１及び第２バッテリＢ２と回転電機２０（負荷）との間で電圧の昇降圧（電力変換）を行うとともに、回転電機２０に対する第１バッテリＢ１及び第２バッテリＢ２の接続を直列と並列とに切換える。
電力変換器１１のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、例えばＩＧＢＴ等のトランジスタ素子から構成される。後述するように、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、第１のＰＷＭ信号であるＰＷＭ１と第２のＰＷＭ信号であるＰＷＭ２の論理和に従ってオンオフ動作される。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、電力変換器１１の出力電路である高圧電路２６から基準電路２８に向かう方向を順方向となるように直列接続される。さらにそれぞれのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に逆並列となるように、各ダイオードＤ１〜Ｄ４が接続される。
電力変換器１１は、第１バッテリＢ１に直列に接続される第１リアクトルＬ１と、並列に接続される第１コンデンサＣ１を備える。また、第２バッテリＢ２に直列に接続される第２リアクトルＬ２と、並列に接続される第２コンデンサＣ２を備える。
高圧電路２６側から見て２つ目のスイッチング素子Ｓ２と３つ目のスイッチング素子Ｓ３との間に設けられた接続点（ノード）４０と、基準電路２８とに、第１バッテリＢ１が接続される。さらに、高圧電路２６から見て１つ目のスイッチング素子Ｓ１と２つ目のスイッチング素子Ｓ２との間に設けられた接続点４２と、３つ目のスイッチング素子Ｓ３と４つ目のスイッチング素子Ｓ４との間に設けられた接続点４４とに、第２バッテリＢ２が接続される。
電力変換器１１は、上述したように回転電機２０（負荷）に対する第１バッテリＢ１及び第２バッテリＢ２の接続を直列と並列とに切換えることが可能となっている。このうち並列接続時には、図２に示すように、第１バッテリＢ１と高圧電路２６（出力電路）との間に第１昇降圧回路ＣＮＶ１が形成され、第２バッテリＢ２と高圧電路２６との間に第２昇降圧回路ＣＮＶ２が形成される。
第１昇降圧回路ＣＮＶ１は、第１バッテリＢ１、第１リアクトルＬ１及び第１コンデンサＣ１を含む。第２昇降圧回路ＣＮＶ２は、第１昇降圧回路ＣＮＶ１とは並列に設けられ、第２バッテリＢ２、第２リアクトルＬ２及び第２コンデンサＣ２を含む。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、第１及び第２リアクトルＬ１，Ｌ２の電荷の蓄積／放出を切り換えるオンオフ動作を行う。
このように、第１昇降圧回路ＣＮＶ１と第２昇降圧回路ＣＮＶ２は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４及びダイオードＤ１〜Ｄ４を共用するような回路構成となっているが、各素子の機能は、第１昇降圧回路ＣＮＶ１と第２昇降圧回路ＣＮＶ２で一部異なっている。具体的には、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４及びダイオードＤ１〜Ｄ４の「アーム」としての機能が、第１昇降圧回路ＣＮＶ１と第２昇降圧回路ＣＮＶ２とで異なっている。なお、アームとは、スイッチング素子とこれに逆並列されたダイオードの組を指している。
図２の左上には、従来の昇降圧コンバータの回路図が示されている。このコンバータでは、２つのアームを「上アーム」と「下アーム」に分けている。慣例的に、下アームは、バッテリとリアクトルを含むループ回路を形成するアームを指す。上アームは、バッテリ及びリアクトルと負荷とを繋ぐ回路を形成するアームを指す。
上アームと下アームのスイッチング素子は、相補的にオンオフされる。つまり、下アームのスイッチング素子がオンのとき、上アームのスイッチング素子はオフとなる。逆に、上アームのスイッチング素子がオンのとき、下アームのスイッチング素子はオフとなる。スイッチング素子をオンオフ動作させるＰＷＭ信号で考えると、上アームのスイッチング素子への信号ＰＷＭに対して、下アームのスイッチング素子へのＰＷＭ信号は、反転信号である／ＰＷＭとなる。
なお、以下では、上アームのスイッチング素子をオン状態とすることを「上アームオン」と呼び、下アームのスイッチング素子をオン状態とすることを「下アームオン」と呼ぶ。
上記した上アームと下アームの機能に着目すると、第１昇降圧回路ＣＮＶ１から見て、スイッチング素子Ｓ１を含むアーム（Ｓ１アーム）及びスイッチング素子Ｓ２を含むアーム（Ｓ２アーム）が上アームとなり、スイッチング素子Ｓ３を含むアーム（Ｓ３アーム）及びスイッチング素子Ｓ４を含むアーム（Ｓ４アーム）が下アームとなる。一方、電力変換器１１の第２昇降圧回路ＣＮＶ２から見て、Ｓ１アーム及びＳ４アームが上アームとなり、Ｓ２アーム及びＳ３アームが下アームとなる。
図１に戻り、制御部２２は、後述するように、電力変換器１１やインバータ１８に対する電圧変換及び電源接続の切換えをはじめ、車両の様々な運転制御を行う。制御部２２は、電子コントロールユニット（ＥＣＵ）と呼ばれるコンピュータから構成されてよく、例えば、演算回路であるＣＰＵ、メモリ等の記憶部、及び機器・センサインターフェースが内部バスを介して互いに接続されている。
制御部２２の記憶部には、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の制御プログラムや、後述する、位相シフトのプログラム、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の損失マップ、及びシフト量マップが記憶されている。
制御部２２は、機器・センサインターフェースを介して、種々のセンサからの信号を受信する。具体的には、第１バッテリＢ１及び第２バッテリＢ２に関する信号として、各バッテリの電圧値ＶＢ１，ＶＢ２を測定するバッテリ電圧センサ４６Ａ，４６Ｂ、及び各バッテリの電流値Ｉ１，Ｉ２を測定するバッテリ電流センサ４８Ａ，４８Ｂから各検出値を受信する。また、制御部２２は、電力変換器１１の出力電圧に関する信号として、平滑コンデンサＣＨと並列に接続され、高圧電路２６と基準電路２８の電位ＶＨ（出力電圧）を測定する出力電圧センサ５０から検出値を受信する。
さらに制御部２２は、回転電機２０に関する信号として、レゾルバ５２及び電流センサ５４Ａ，５４Ｂから、回転電機２０の実回転角度や３相交流電流の検出信号を受信する。また、制御部２２は、その他の車両情報として、図示しないアクセルペダル踏込量センサ，ブレーキペダル踏込量センサから各ペダルの踏込量の検出信号を受信する。
また、制御部２２は、その一部としてＣＮＶ制御部１３を備える。制御部２２とＣＮＶ制御部１３は一台のコンピュータに組み込まれてよく、そのＣＰＵやメモリ等のリソースが一部割り当てられることで、ＣＮＶ制御部１３は、制御部２２とは独立して作動することが可能となっている。なお、制御部２２とＣＮＶ制御部１３は、別個のコンピュータから構成されていてもよい。
ＣＮＶ制御部１３のＣＰＵは、コンピュータの記憶部に記憶された、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の制御プログラムや、位相シフトのプログラム等を実行することで、電力変換器１１の制御手段として機能する。具体的には、ＣＮＶ制御部１３は、第１昇降圧回路ＣＮＶ１の第１リアクトルＬ１の電荷蓄積／放出期間を定めたデューティ比に対応する第１ＰＷＭ信号ＰＷＭ１と、第２昇降圧回路ＣＮＶ２の第２リアクトルＬ２の電荷蓄積／放出期間を定めるデューティ比に対応する第２ＰＷＭ信号ＰＷＭ２を生成してスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に出力する。すなわち、ＣＮＶ制御部１３は、ＰＷＭ信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２を介してスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフ動作を制御する。さらに、ＣＮＶ制御部１３は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の制御を通して、第１昇降圧回路ＣＮＶ１及び第２昇降圧回路ＣＮＶを制御する。
＜電力変換器の動作＞
電力変換器１１の詳細な動作については上述した特許文献１等により既知であるため、ここでは、後述する位相シフトに関連する並列昇降圧モードのみ説明する。さらに、並列昇降圧モードについて、昇圧モードと降圧モードの双対性のため、ここでは、並列昇圧モードのみ説明し、並列降圧モードについては説明を省略する。
昇圧モードでは、主に、リアクトルに電荷を蓄積するチャージモードと、蓄積された電荷を負荷に放出するディスチャージモードの２つのモードがスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４により互いに切り換えられる。並列昇圧モードでは、チャージモードとディスチャージモードが第１昇降圧回路ＣＮＶ１と第２昇降圧回路ＣＮＶ２とで独立に実行される。つまり、昇圧モードでは、２種類の回路で２種類の動作モードが切り換えられるので、合計４種類の動作状態が考えられる。以下図３〜図６を用いてこれらの動作状態を説明する。
図３には、第１及び第２昇降圧回路ＣＮＶ１，ＣＮＶ２がともにチャージモードであるときの図が示されている。図２左上に示した従来の昇降圧コンバータの動作に照らすと、チャージモードでは、上アームオフ及び下アームオンとなることから、図３の電力変換器１１では、第１昇降圧回路ＣＮＶ１及び第２昇降圧回路ＣＮＶ２の少なくとも一方の下アームであるＳ２〜Ｓ４アームのスイッチング素子Ｓ２〜Ｓ４がオン状態となる。また、第１及び第２昇降圧回路ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の両者にとって上アームとなるＳ１アームのスイッチング素子Ｓ１はオフ状態となる。
図３の左上には、同図における、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に流れる電流成分が示されている。スイッチング素子Ｓ１はオフ状態となる。スイッチング素子Ｓ２には第２バッテリＢ２からの電流Ｉ２が流れる。スイッチング素子Ｓ３には第１バッテリＢ１からの電流Ｉ１と第２バッテリＢ２からの電流Ｉ２が流れる。さらにスイッチング素子Ｓ４には第１バッテリＢ１からの電流Ｉ１が流れる。
図４には、第１及び第２昇降圧回路ＣＮＶ１，ＣＮＶ２がともにディスチャージモードであるときの図が示されている。ディスチャージモードでは、上アームオン及び下アームオフとなることから、第１及び第２昇降圧回路ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の両者にとって上アームとなるＳ１アームのスイッチング素子Ｓ１はオン状態となる。また、第１昇降圧回路ＣＮＶ１及び第２昇降圧回路ＣＮＶ２の下アームであるＳ２〜Ｓ４アームのスイッチング素子Ｓ２〜Ｓ４がオフ状態となる。
なお、このとき、第１昇降圧回路ＣＮＶ１にとっての下アームであるＳ３アームとＳ４アームの一方がオフ状態となれば、第１バッテリＢ１と第１リアクトルＬ１を結ぶループ回路が切れるのでディスチャージモードに切り換わる。同様にして、第２昇降圧回路ＣＮＶ２にとっての下アームであるＳ２アームとＳ３アームの一方がオフ状態となればディスチャージモードに切り換わる。
つまり、図４に示すディスチャージ＆ディスチャージモードは、第１昇降圧回路ＣＮＶ１について、Ｓ３アームとＳ４のどちらかがオフであればよく、また第２昇降圧回路ＣＮＶ２について、Ｓ２アームとＳ３アームのどちらかがオフであればよい。言い換えると、スイッチング素子Ｓ２とＳ３のいずれか、及び、Ｓ３とＳ４のいずれかがオフ状態となっていればディスチャージ＆ディスチャージモードが成立する。
図４の左上には、同図における、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に流れる電流成分が示されている。図４に示すように、昇圧過程におけるディスチャージモードでは、電流はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４には殆ど流れず（≒０）に、ダイオードＤ１〜Ｄ４を流れる。このことから、スイッチング素子Ｓ１には電流が流れず、またスイッチング素子Ｓ２〜Ｓ４は、電流が流れないかまたはオフ状態となる。
図５には、第１昇降圧回路ＣＮＶ１がチャージモードであり、第２昇降圧回路ＣＮＶ２がディスチャージモードであるときの図が示されている。第１昇降圧回路ＣＮＶ１側では上アームオフ及び下アームオン（Ｓ１オフ、Ｓ２オフ、Ｓ３オン、Ｓ４オン）となり、第２昇降圧回路ＣＮＶ２側では上アームオン及び下アームオフ（Ｓ１オン、Ｓ２オフ、Ｓ３オフ、Ｓ４オン）となる。重ねの理より、両回路の論理和を取って、スイッチング素子のオンオフ状態は、Ｓ１オン、Ｓ２オフ、Ｓ３オン、Ｓ４オンとなる。
図５の左上には、同図における各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に流れる電流成分が示されている。図５の回路図から、スイッチング素子Ｓ１には殆ど電流が流れない。スイッチング素子Ｓ２はオフ状態となる。また、スイッチング素子Ｓ３及びＳ４には第１バッテリＢ１からの電流Ｉ１が流れる。
図６には、図５を反転させたもの、すなわち、第１昇降圧回路ＣＮＶ１がディスチャージモードであり、第２昇降圧回路ＣＮＶ２がチャージモードであるときの図が示されている。第１昇降圧回路ＣＮＶ１側では上アームオン及び下アームオフ（Ｓ１オン、Ｓ２オン、Ｓ３オフ、Ｓ４オフ）となり、第２昇降圧回路ＣＮＶ２側では上アームオフ及び下アームオン（Ｓ１オフ、Ｓ２オン、Ｓ３オン、Ｓ４オフ）となる。重ねの理より、両回路の論理和を取って、スイッチング素子のオンオフ状態は、Ｓ１オン、Ｓ２オン、Ｓ３オン、Ｓ４オフとなる。
図６の左上には、同図における各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に流れる電流成分が示されている。図６の回路図から、スイッチング素子Ｓ１には殆ど電流が流れない。スイッチング素子Ｓ２及びＳ３には第２バッテリＢ２からの電流Ｉ２が流れる。また、スイッチング素子Ｓ４はオフ状態となる。
＜制御部によるフィードバック制御＞
上述したように、ＣＮＶ制御部１３は、ＰＷＭ信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２を介してスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフ動作を制御する。ここではそのＰＷＭ信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２の生成について説明する。ＣＮＶ制御部１３は、電力変換器１１の出力電圧の測定値ＶＨと出力電圧の目標値ＶＨ＊の差分を求めて、この差を縮めていくフィードバック制御を行う。当該制御においてフィードバックゲインが過大であると、操作対象のパラメータ（出力電圧ＶＨ）が発振するハンチングが生じるため、複数周期に亘って、徐々に出力電圧値ＶＨを目標値ＶＨ＊に近づける。
例えば、制御部２２は、アクセルペダルセンサから受信したペダルストローク量の増加等から、出力トルクの増加要求を判定すると、電力変換器１１の出力電圧の目標値ＶＨ＊を引き上げる。ＣＮＶ制御部１３では、引き上げられた目標値ＶＨ＊に基づいて、図７の破線で示すように、第１昇降圧回路ＣＮＶ１及び第２昇降圧回路ＣＮＶ２の目標指令値を定める。なお、図７では、第１昇降圧回路ＣＮＶ１のＰＷＭ信号ＰＷＭ１の生成過程のみを示している。
ＣＮＶ制御部１３では、増加レートを設定して、１周期ごとにＰＷＭ信号の指令波を引き上げて、徐々に指令波を目標値に近づける。ここで増加レートとは、予め定められたフィードバックゲインの上限値であってよい。複数周期に亘る指令値の引き上げに伴い、ＰＷＭ信号ＰＷＭ１のデューティオン期間（以下単にオン期間と呼ぶ）が漸次短縮される。
＜制御部による位相シフト−エッジ合わせ位相シフト＞
ＣＮＶ制御部１３では、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４で発生する損失を低減させるために、ＰＷＭ信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２のオン期間を連結させる位相シフトを行う。スイッチング素子で発生する損失として、図１７上段の破線で囲むような、オン／オフの切り換え時に生じるスイッチング損失と、オン状態が重複するときに発生する重複損失とが挙げられる。なお、重複損失は、オン損失（定常損失）のうち、図１７中段のハッチングで示すような、ＰＷＭ信号ＰＷＭ１及びＰＷＭ２のオン期間が重なっているときに（双方の電流が重なって流れるときに）生じる損失を指している。
上記した損失を低減させる位相シフトについて、まず、従来から行われているエッジ合わせ位相シフトから説明する。エッジ合わせ位相シフトでは、一方のＰＷＭ信号ＰＷＭ１のオン期間の立ち下がりエッジ（立ち下がり）と、他方のＰＷＭ信号ＰＷＭ２のオン期間の立ち上がりエッジ（立ち上がり）とが不一致である場合に、これを一致させる（繋げる）位相シフトを実行する。
上述したように、電力変換器１１の並列昇降圧モードでは、第１昇降圧回路ＣＮＶ１に対するＰＷＭ信号ＰＷＭ１と第２昇降圧回路ＣＮＶ２に対するＰＷＭ信号ＰＷＭ２との論理和に応じてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフ動作が制御される。ＰＷＭ信号ＰＷＭ１の立ち下がりエッジと、ＰＷＭ信号ＰＷＭ２の立ち上がりエッジを一致させることで、スイッチング回数（オン／オフの切換回数）が減り、その結果スイッチング損失を低減させることができる。
図８には、エッジ合わせ位相シフトの例が示されている。同図に示されているように、ＰＷＭ信号ＰＷＭ１のオン期間の半分（Ｄｕｔｙ１）／２と、ＰＷＭ信号ＰＷＭ２のオン期間の半分（Ｄｕｔｙ２）／２だけ、ＰＷＭ信号ＰＷＭ２をシフトさせれば、シフト後のＰＷＭ信号ＰＷＭ２’の立ち上がりエッジ（立ち上がり）はＰＷＭ信号ＰＷＭ１の立ち下がりエッジ（立ち下がり）と一致する。位相シフト量を角度表示すると、エッジ合わせ位相シフト量θsftは、下記数式（１）によって表すことができる。
Figure 0006107783
ＣＮＶ制御部１３は、数式（１）で求めた位相シフト量θsftの補助キャリアをＰＷＭ信号ＰＷＭ２のキャリア波に挿入することでＰＷＭ信号ＰＷＭ２の位相をずらし、ＰＷＭ信号ＰＷＭ２の立ち上がりエッジをＰＷＭ信号ＰＷＭ１の立ち下がりエッジに一致させる。
＜制御部による位相シフト−重複位相シフト＞
次に、重複位相シフトについて説明する。この位相シフトでは、ＰＷＭ信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２の連結に当たり、一方のＰＷＭ信号ＰＷＭ１が立ち下がる前に他方のＰＷＭ信号ＰＷＭ２を立ち上げて、言い換えると、一方のＰＷＭ信号ＰＷＭ１の立ち下がりエッジ（立ち下がり）よりも、他方のＰＷＭ信号ＰＷＭ２の立ち上がりエッジ（立ち上がり）を前倒しして、ＰＷＭ信号ＰＷＭ１及びＰＷＭ２のオン期間を一部重複させるように、ＰＷＭ信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２の少なくとも一方の位相をシフトさせる。
図９には、重複位相シフトの例が示されている。この例では、理解を容易にするため、デューティ比の変化例として、ＰＷＭ信号ＰＷＭ１のレートを１．０（一定）とし、ＰＷＭ信号ＰＷＭ２のレートを０．９としている。このレートは複数周期に亘って維持され、これに伴ってＰＷＭ信号ＰＷＭ２は１周期ごとにオン期間が短縮される。
このような場合に、オン期間が短縮されるたびにエッジ合わせ位相シフトを実行すると、上述した図２０のように、補助パルスによるスイッチング損失が毎周期発生して、位相シフトによる損失削減のメリットが失われてしまうおそれがある。
そこでＣＮＶ制御部１３は、ＰＷＭ信号ＰＷＭ２の立ち上がりエッジを、ＰＷＭ信号ＰＷＭ１の立ち下がりエッジよりも前倒しさせて、要するに重複幅を設けて、その後の周期でＰＷＭ信号ＰＷＭ２のオン期間が短縮されても、ＰＷＭ信号ＰＷＭ１の立ち下がりエッジからＰＷＭ信号ＰＷＭ２の立ち上がりエッジが離れない（遅れない）ように制御する。
重複位相シフトによる位相シフト量は、オン期間の変動予測に対応するようにして設定される。変動予測は、上述したフィードバック制御におけるレートを求めることで実行可能である。図９には、重複位相シフトの例が示されている。まず、現周期（ＰＷＭ２0）から重複周期ｔ（図９ではｔ＝４）後のＰＷＭ２tのオン期間（Ｄｕｔｙ２0×Ｒａｔｅ２t）を求める。さらにこの半分（Ｄｕｔｙ２0×Ｒａｔｅ２t）／２と、ＰＷＭ信号ＰＷＭ１のオン期間の半分（Ｄｕｔｙ１）／２だけ、ＰＷＭ信号ＰＷＭ２をシフトさせる。具体的には、位相シフト量θsftは下記数式（２）によって表すことができる。
Figure 0006107783
ＣＮＶ制御部１３は、このシフト量θsftに基づく位相シフトを、現周期の次周期ＰＷＭ２1に対して適用する。このようにすることで、図１０に示すように、周期ＰＷＭ２1〜２3の間は、ＰＷＭ信号ＰＷＭ２の立ち上がりエッジは、ＰＷＭ信号ＰＷＭ１の立ち下がりエッジよりも前倒しされた状態となり、周期ごとにその前倒し量（重複幅）が減少する。さらに周期ＰＷＭ２4において、ＰＷＭ信号ＰＷＭ１の立ち下がりエッジとＰＷＭ信号ＰＷＭ２の立ち上がりエッジとが一致する。
このように、重複位相シフトを行うことで、複数周期に亘って漸次ＰＷＭ信号のオン期間が短縮されるような場合であっても、ＰＷＭ信号ＰＷＭ１の立ち下がりエッジからＰＷＭ信号ＰＷＭ２の立ち上がりエッジが離れることが避けられる。したがって位相シフトの実行回数が減り、これに伴う補助パルスのスイッチング損失増加を防ぐことができる。
上記重複位相シフトにおいて、ターゲットとする重複周期ｔは、任意に設定することが可能である。例えば定数（ｔ＝５など）を設定してもよい。また、出力電圧の測定値ＶＨを目標値ＶＨ＊に引き上げるのに要する周期を重複周期ｔとして設定してもよい。このようにすることで、出力電圧の測定値ＶＨが目標値ＶＨ＊に引き上げられる全周期に亘り、ＰＷＭ信号ＰＷＭ１の立ち下がりエッジからＰＷＭ信号ＰＷＭ２の立ち上がりエッジが遅れる（離れる）ことが避けられ、補助パルスの追加発生が避けられる。
なお、図９では、説明を簡略にするため、ＰＷＭ信号ＰＷＭ１のレートを１．０（一定）としたが、この形態に限らない。要するに、エッジ合わせ位相シフトを複数回行わなければならないような場合に、エッジ合わせ位相シフトに代えて重複位相シフトを行うメリットが生じ得る。つまり、１度エッジ合わせ位相シフトを行ってもＰＷＭ信号のオン期間が短くなって一方の立ち下がりエッジから他方の立ち上がりエッジが遅れてしまうような場合に、重複位相シフトを行うメリットが生じる。
上記のようなケースは、変動予測に基づくＰＷＭ信号ＰＷＭ１及びＰＷＭ２のデューティオン期間の合計期間が周期ごとに短くなる場合、つまり、ＰＷＭ信号ＰＷＭ１及びＰＷＭ２の平均レートが１．０未満となる場合に生じる。このことから、数式（２）を拡張させてＰＷＭ信号ＰＷＭ１及びＰＷＭ２の両レートを考慮に入れると、重複位相シフトのシフト量θsfttを求める数式として、数式（３）が導き出される。
Figure 0006107783
ＣＮＶ制御部１３は、数式（３）に基づいて重複位相シフトのシフト量θsfttを求める。または、デューティＤｕｔｙ１，Ｄｕｔｙ２、レートＲａｔｅ１，Ｒａｔｅ２及び重複周期ｔとシフト量θsfttとの関係が予め求められたマップを参照して、適宜シフト量θsfttを呼び出す。
なお、図７、９では、複数周期に亘って漸次オン期間が短縮される例として、１周期ごとにオン期間が短縮される例を挙げたが、この例に限らない。例えば２周期ごとにオン期間が漸次短縮される場合にも、上記の重複位相シフトを適用してもよい。
加えて、図７，９では、デューティ比の変化例として、複数周期に亘って漸次オン期間が短縮される例を示したが、重複位相シフトが適用されるのはこの例に限られない。例えば任意の複数周期の中でＰＷＭ信号ＰＷＭ１及びＰＷＭ２の平均レートが１．０未満となる周期が複数回発生するような場合に、エッジ合わせ位相シフトと比較して、重複位相シフトを行うメリットが生じる。
このような場合には、ＰＷＭ信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２のオン期間の和が最も短くなる周期を重複周期ｔとして、シフト量θsfttを求める。このようにすることで、重複周期ｔを含む全ての周期においてＰＷＭ１の立ち下がりエッジからＰＷＭ２の立ち上がりエッジが遅れることが避けられる。
また、上述の実施形態では、ＰＷＭ２のみを位相シフトさせていたが、この形態に限らない。例えばＰＷＭ２の代わりにＰＷＭ１を位相シフトさせてもよく、また、シフト量θsftをＰＷＭ１とＰＷＭ２とで分けてもよい。例えばＰＷＭ１のシフト量を−θsft／２とし、ＰＷＭ２のシフト量をθsft／２として両者を位相シフトさせてもよい。
＜重複位相シフトとエッジ位相シフトの比較＞
図１１には、エッジ合わせ位相シフトを実行した際のＰＷＭ信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２の波形と、重複位相シフトを実行した際のＰＷＭ信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２の波形が例示されている。この例では、重複周期ｔ＝４として、当該周期までの両位相シフトの波形が示されている。また、この例では、ＰＷＭ１のレートを１．０とし、ＰＷＭ２のレートを０．９としている。
図１１上段のエッジ合わせ位相シフトを参照すると、ＰＷＭ２0とＰＷＭ２1の間に補助パルスが挿入されて、ＰＷＭ１とＰＷＭ２1のエッジ合わせが行われる。しかし、ＰＷＭ２のオン期間が漸次短縮されていくため、ＰＷＭ２2の立ち上がりエッジはＰＷＭ１の立下りエッジから遅れてしまう。そこでＰＷＭ２2とＰＷＭ２3の間に再度補助パルスが挿入され、ＰＷＭ１とＰＷＭ２3のエッジ合わせが行われる。
一方、図１１下段の重複位相シフトを参照すると、ＰＷＭ２0とＰＷＭ２1の間に補助パルスが挿入され、ＰＷＭ１とＰＷＭ２1のオン期間が一部重複するように、エッジ合わせが行われる。以降、重複幅が狭まりながらＰＷＭ２4になるまでＰＷＭ１とＰＷＭ２との連結関係が保たれる。
このように、重複位相シフトを実行することで、エッジ合わせ位相シフトを実行する場合と比較して、補助パルスの発生回数を低減させることが可能となる。その結果、補助パルスに伴うスイッチング損失も低減させることが可能となる。
＜損失推定に基づく、位相シフト方式の選択＞
重複位相シフトでは、ＰＷＭ信号ＰＷＭ２の立ち上がりエッジをＰＷＭ信号ＰＷＭ１の立ち下がりエッジよりも前倒しさせる結果、ＰＷＭ信号ＰＷＭ１及びＰＷＭ２のオン期間の重複が生じる。この重複期間では、図１７中段のハッチングで示した重複損失が増大することとなる。加えて、図１１に示すように、重複位相シフトでは、補助パルスのオン期間がエッジ合わせ位相シフトの補助パルスよりも短くなるため、当該補助パルスがＰＷＭ信号ＰＷＭ１と離れ、その結果スイッチング損失が発生する場合がある。そこで、重複位相シフトに伴って発生する損失と、エッジ合わせ位相シフトに伴って発生する損失とを比較して、損失のより少ない位相シフトを選択するようにしてもよい。
ＣＮＶ制御部１３は、位相シフトの実行周期から所定周期目までのオン期間の変動予測を行うとともに、重複位相シフトを行った場合の、当該実行周期から所定周期目までの期間にスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に生じた電力損失を推定する。またこれと並行して、当該実行周期から所定周期目に亘ってエッジ合わせ位相シフトを行った場合の、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に生じた電力損失を推定する。さらに両損失を比較して、電力損失の少ない位相シフトを実行する。
エッジ合わせ位相シフト及び重複位相シフトによる電力損失は、シミュレーション等により推定することが可能である。図１２、１３には、図１１に示したそれぞれの位相シフトを実行した際の電力損失を推定するためのタイムチャートが例示されている。なお、図面の都合上、ＰＷＭ２0からＰＷＭ２1までのタイムチャートを抜粋して示す。
図１２のタイムチャートの上段から、／ＰＷＭ１，／ＰＷＭ２は、ともにＰＷＭ１，ＰＷＭ２の反転信号を表す。これらの信号については、上述したレートを求めることで、その変動が予測される。また、Ｓ１ＰＷＭ〜Ｓ４ＰＷＭは、いずれも、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に送られるＰＷＭ信号を表す。また、その右側には、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン／オフ状態に加えて、オン状態における電流成分が示されている。
（／１＋２）等の表記は、各スイッチング素子に送られるＰＷＭ信号ＰＷＭ１及びＰＷＭ２の重ね合わせ信号を表している。例えば（／１＋２）であれば、／ＰＷＭ１＋ＰＷＭ２のＰＷＭ信号が重ね合わせられる。さらに最下段の動作モードは、各時刻における第１昇降圧回路ＣＮＶ１及び第２昇降圧回路ＣＮＶ２のチャージ／ディスチャージモードを表している。Ｃ１，Ｃ２はそれぞれ第１，第２昇降圧回路ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を表し、そのサフィックス＿Ｃはチャージモード、＿Ｄはディスチャージモードを表している。
ＰＷＭ１，／ＰＷＭ１，ＰＷＭ２，／ＰＷＭ２の波形から、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフ状態が求められる。さらにスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフパターンが図３〜図６のどの動作モードに該当するかを絞り込むことで、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に流れる電流成分を求めることができる。
図１２の紙面左側（一点鎖線より左側）がエッジ合わせ位相シフトを実行する前の波形を表し、紙面右側がエッジ合わせ位相シフトを実行した後の波形を表している。Ｓ１ＰＷＭ〜Ｓ４ＰＷＭの波形のうち、矢印はスイッチング損失の発生を示している。また、ハッチングは電流Ｉ１＋Ｉ２の重複による重複損失の発生を示している。
エッジ合わせ位相シフト後のＳ１ＰＷＭ〜Ｓ４ＰＷＭの波形を参照すると、スイッチング損失が１０回、電流重複（Ｉ１＋Ｉ２）による重複損失は０回となっている。さらに、１０回のスイッチング損失のうち、オン／オフ切換え時にスイッチング素子に流れる電流（コレクタ電流）が０の状態のものが４回、Ｉ１またはＩ２であるものが６回発生する。スイッチング素子はコレクタ電流に比例することから、前者は電力損失として無視できる。電力損失として計上されるスイッチング損失は、オン／オフ切換え時にコレクタ電流Ｉ１またはＩ２が流れる６回となる。
図１３には、重複位相シフトを実施した際の電力損失を推定するためのタイムチャートが例示されている。同図に示された記号や表記法は図１２と同様であるため説明を省略する。
紙面右側（一点鎖線より右側）に、重複位相シフトを実行した後の波形が示されている。このときの損失をカウントすると、オン／オフ切換え時にコレクタ電流Ｉ１またはＩ２が流れるスイッチング損失が６回、電流重複（Ｉ１＋Ｉ２）による重複損失が１回発生している。
図１２、図１３では、位相シフトを実行した１周期分のみが示されているが、これを、エッジ合わせ位相シフト及び重複位相シフトの両者に対して、重複周期ｔまで拡張して電力損失を求める。このようにすることで、重複位相シフト及びエッジ合わせ位相シフト実行時の、位相シフト実行周期（図１１の１周期目）から重複周期ｔ（４周期目）までの総損失が推定できる。この推定結果を利用して、より電力損失の少ない位相シフトを選択することが可能となる。
このようなシミュレーションを都度ＣＮＶ制御部１３で行うことも可能であるが、演算処理に充てることのできる時間が限られている（例えば１制御周期）ことから、予め、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の動作について上記のようなシミュレーションを行った結果を、損失マップとして制御部２２の記憶部に記憶させて、都度呼び出すようにしてもよい。
また、損失マップとして予め記憶させる場合は、電力損失の回数比較だけでなく、より高度な演算による推定を行ってもよい。すなわち、重複損失について電流Ｉ１＋Ｉ２の継続期間、スイッチング損失について各スイッチング素子の損失特性（ターンオン／ターンオフ損失）等を加味した損失推定量を求めてこれを比較するようにしてもよい。
＜位相シフトフロー＞
図１４には、上記した制御のフローチャートが示されている。まず、位相シフトの開始トリガーとして、制御部２２から目標出力電圧ＶＨ＊が送信されて、当該値が更新される。ＣＮＶ制御部１３は、目標出力電圧ＶＨ＊に基づいて、ＰＷＭ信号ＰＷＭ１及びＰＷＭ２のオン期間の目標値である目標Ｄｕｔｙ１＊及びＤｕｔｙ２＊を算出する（Ｓ１０）。
次に、ＣＮＶ制御部１３は、ＰＷＭ信号ＰＷＭ１及びＰＷＭ２のレートＲａｔｅ１及びＲａｔｅ２を求める（Ｓ１２）。レートは上述したようにフィードバックゲインの上限値またはこれ以下の値が定められる。
続いて、ＣＮＶ制御部１３は、エッジ合わせ位相シフトと重複位相シフトの損失比較を行う。ＣＮＶ制御部１３は、数式（１）に基づいて、現周期のオン期間（オンデューティ）Ｄｕｔｙ１0及びＤｕｔｙ２0より、位相シフト量θsft0を算出する（Ｓ１４）。あるいは、Ｄｕｔｙ１0及びＤｕｔｙ２0とエッジ合わせ位相シフト量θsft0との関係がまとめられたシフト量マップから、エッジ合わせ位相シフト量θsft0を呼び出す。
さらにＣＮＶ制御部１３は、損失マップを参照して、位相シフト量θsft0によるエッジ合わせ位相シフトを実行したときの損失推定（Ｓ１６）を行う。
また、ＣＮＶ制御部１３は、エッジ合わせ位相シフトによる電力損失の推定と並行して、重複位相シフトによる電力損失の推定を行う。ＣＮＶ制御部１３は、数式（３）に基づいて、現周期のオン期間Ｄｕｔｙ１0，Ｄｕｔｙ２0、レートＲａｔｅ１，Ｒａｔｅ２、及び重複周期ｔから、重複位相シフト量θsfttを算出する（Ｓ１８）。あるいは、Ｄｕｔｙ１0，Ｄｕｔｙ２0，Ｒａｔｅ１，Ｒａｔｅ２，重複周期ｔとエッジ合わせ位相シフト量θsfttとの関係がまとめられたシフト量マップからエッジ合わせ位相シフト量θsfttを呼び出す。
さらにＣＮＶ制御部１３は、損失マップを参照して、位相シフト量θsfttによる重複位相シフトを実行したときの損失推定（Ｓ２０）を行う。
ＣＮＶ制御部１３は、エッジ合わせ位相シフトに基づく損失推定量Ｐ０と、重複位相シフトに基づく損失推定量Ｐｔを比較する（Ｓ２２）。損失推定量Ｐｔが損失推定量Ｐ０を下回るときは、ＣＮＶ制御部１３は重複位相シフトを実行する、つまり、重複位相シフトに基づくＰＷＭ信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２の合成信号（論理和信号）をスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に出力する（Ｓ２４）。損失推定量Ｐｔが損失推定量Ｐ０以上である場合には、ＣＮＶ制御部１３はエッジ合わせ位相シフトを実行する（Ｓ２６）。
エッジ合わせ位相シフトが選択された場合には、ＣＮＶ制御部１３は、ＰＷＭ信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２のデューティが目標デューティＤｕｔｙ１＊，Ｄｕｔｙ２＊に到達するまでの期間において、ＰＷＭ信号ＰＷＭ１の立下りエッジとＰＷＭ２の立ち上がりエッジとの不一致を検出する度に、エッジ合わせ位相シフトを実行する。
＜電力変換器の別実施形態１＞
上述した実施形態では、電力変換器１１として、スイッチング素子が４つ設けられ、直列接続と並列接続の切換えが可能な、いわゆるシリーズ−パラレルコンバータが挙げられていたが、この形態に限らない。要するに並列に動作する２つの昇降圧回路を備えるとともに、スイッチング素子がこれらの昇降圧回路のＰＷＭ信号の論理和に従ってオンオフ動作されるような回路構成を備える電力変換器であれば、本発明を適用することができる。
図１５には、電力変換器１１の別例が示されている。この電力変換器１１は、高圧電路２６から基準電路２８に向かって３つのアームが直列に接続されている。
さらに、高圧電路２６側から２つ目のアームと３つ目のアームの間に設けられた接続点４０と基準電路２８に第１バッテリＢ１が接続される。さらに第１バッテリＢ１とは直列に第１リアクトルＬ１が、並列にコンデンサＣ１が設けられている。
また、高圧電路２６側から１つ目のアームと２つ目のアームの間に設けられた接続点４２と基準電路２８に第２バッテリＢ２が接続される。さらに第２バッテリＢ２とは直列にリアクトルＬ２が、並列にコンデンサＣ２が設けられる。
第１バッテリＢ１と高圧電路２６（出力電路）との間に第１昇降圧回路ＣＮＶ１が形成され、第２バッテリＢ２と高圧電路２６との間に第２昇降圧回路ＣＮＶ２が形成される。第１昇降圧回路ＣＮＶ１は、第１バッテリＢ１、第１リアクトルＬ１及び第１コンデンサＣ１を含む。第２昇降圧回路ＣＮＶ２は、第１昇降圧回路ＣＮＶ１とは並列に設けられ、第２バッテリＢ２、第２リアクトルＬ２及び第２コンデンサＣ２を含む。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、第１及び第２リアクトルＬ１，Ｌ２の電荷の蓄積／放出を切り換えるオンオフ動作を行う。
上述した上アーム及び下アームの定義に基づけば、スイッチング素子Ｓ１及びダイオードＤ１を含むアーム（Ｓ１アーム）は、第１及び第２昇降圧回路ＣＮＶ１及びＣＮＶ２から見て上アームとなる。スイッチング素子Ｓ２及びダイオードＤ２を含むアーム（Ｓ２アーム）は、第１昇降圧回路ＣＮＶ１から見て上アームとなり、第２昇降圧回路ＣＮＶ２から見て下アームとなる。さらに、スイッチング素子Ｓ３及びダイオードＤ３を含むアーム（Ｓ３アーム）は、第１及び第２昇降圧回路ＣＮＶ１及びＣＮＶ２から見て下アームとなる。
第１昇降圧回路ＣＮＶ１に対するＰＷＭ信号ＰＷＭ１（ＰＷＭ１とその反転信号／ＰＷＭ１）及び第２昇降圧回路ＣＮＶ２に対するＰＷＭ信号ＰＷＭ２（ＰＷＭ２とその反転信号／ＰＷＭ２）は、上述した上下アームの機能分担に基づいて、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３に割り振られる。ＣＮＶ制御部１３では、ＰＷＭ信号ＰＷＭ１及びＰＷＭ２に対して、上述した位相シフトを実行する。
＜電力変換器の別実施形態２＞
図１６には、電力変換器１１の更なる別例が示されている。この電力変換器１１は、図１５と同様に、高圧電路２６から基準電路２８に向かって３つのアームが直列に接続されている。
図１６の電力変換器１１は、図１５の電力変換器と比較して、第１昇降圧回路ＣＮＶ１の配置が異なっている。すなわち、高圧電路２６側から１つ目のアームと２つ目のアームの間に設けられた接続点４２と、高圧電路２６側から２つ目のアームと３つ目のアームの間に設けられた接続点４０との間に第１バッテリＢ１、第１リアクトルＬ１、及び第１コンデンサＣ１が接続される。
上述した上アーム及び下アームに定義に基づけば、スイッチング素子Ｓ１及びダイオードＤ１を含むアーム（Ｓ１アーム）は、第１及び第２昇降圧回路ＣＮＶ１及びＣＮＶ２から見て上アームとなる。スイッチング素子Ｓ２及びダイオードＤ２を含むアーム（Ｓ２アーム）は、第１及び第２昇降圧回路ＣＮＶ１及びＣＮＶ２から見て下アームとなる。さらに、スイッチング素子Ｓ３及びダイオードＤ３を含むアーム（Ｓ３アーム）は、第１昇降圧回路ＣＮＶ１から見て上アームとなり、第２昇降圧回路ＣＮＶ２から見て下アームとなる。
第１昇降圧回路ＣＮＶ１に対するＰＷＭ信号ＰＷＭ１及び第２昇降圧回路ＣＮＶ２に対するＰＷＭ信号ＰＷＭ２は、上述した上下アームの機能分担に基づいて、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３に割り振られる。ＣＮＶ制御部１３では、ＰＷＭ信号ＰＷＭ１及びＰＷＭ２に対して、上述した位相シフトを実行する。
Ｂ１ 第１バッテリ、Ｂ２ 第２バッテリ、ＣＮＶ１，ＣＮＶ２ 昇降圧回路、Ｓ１〜Ｓ４ スイッチング素子、θsft0 エッジ合わせ位相シフト量、θsftt 重複位相シフト量、１０ 電力変換システム、１１ 電力変換器、１３ ＣＮＶ制御部、２０ 回転電機、２２ 制御部。

Claims (2)

  1. 第１バッテリと、
    第２バッテリと、
    複数のスイッチング素子を含み、当該複数のスイッチング素子をＰＷＭ信号に従ってオンオフさせて前記第１、第２バッテリと出力電路との間で双方向に昇降圧を行う電力変換器と、
    前記第１バッテリと前記出力電路との間に形成され前記複数のスイッチング素子を含む第１昇降圧回路の昇降圧を制御する第１ＰＷＭ信号と、前記第２バッテリと前記出力電路との間に形成され前記第１昇降圧回路と前記複数のスイッチング素子を共用する第２昇降圧回路の昇降圧を制御する第２ＰＷＭ信号とを生成して、前記第１及び第２昇降圧回路を制御する制御部と、
    を備える電力変換システムであって、
    前記制御部は、前記第１及び第２ＰＷＭ信号の少なくとも一方の位相をシフトさせて両者のデューティオン期間を連結させるに当たり、一方の前記ＰＷＭ信号が立ち下がる前に他方の前記ＰＷＭ信号を立ち上げて前記第１及び第２ＰＷＭ信号のデューティオン期間を一部重複させる、重複位相シフトを行い、
    前記重複位相シフトによる位相シフト量は、前記デューティオン期間の変動予測に対応するように設定され、
    前記制御部は、前記変動予測に基づく前記第１及び第２ＰＷＭ信号のデューティオン期間の合計期間が周期ごとに短くなる場合に、前記重複位相シフトとして、所定周期目の前記第１及び第２ＰＷＭ信号の一方の立ち下がりと他方の立ち上がりが一致するように前記位相シフト量を設定し、前記所定周期目よりも前の周期の前記第１及び第２ＰＷＭ信号のデューティオン期間を一部重複させることを特徴とする、電力変換システム。
  2. 請求項１に記載の電力変換システムであって、
    前記制御部は、位相シフトの実行周期から前記所定周期目までの前記デューティオン期間の変動予測を行うとともに、前記重複位相シフトを行った場合の前記実行周期から前記所定周期目までの期間に前記スイッチング素子に発生する損失と、前記一方のＰＷＭ信号の立ち下がりと他方のＰＷＭ信号の立ち上がりとが不一致であるときにこれを一致させるエッジ合わせ位相シフトを前記実行周期から前記所定周期目に亘って実行した際に前記スイッチング素子に発生する損失とを比較して、前記重複位相シフトによる損失が前記エッジ合わせ位相シフトによる損失を下回るときに、前記重複位相シフトを実行することを特徴とする、電力変換システム。
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