JP2021097532A - 多相ｄｃｄｃコンバータの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電源から多相ＤＣＤＣコンバータへと供給される電流のリプルを低減できる多相ＤＣＤＣコンバータの制御装置を提供する。【解決手段】各相の昇降圧チョッパ回路３０Ａ〜３０Ｄの駆動相数をＮとし、Ｎよりも小さい正の整数をＭとし、スイッチング周期をＮで除算した期間をシフト期間とする。制御部５０は、多相ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電圧が多相ＤＣＤＣコンバータ１０の入力電圧よりも低い場合、出力電圧を入力電圧で除算した値よりも小さいＭ／Ｎを降圧デューティとして算出し、駆動中の各相の昇降圧チョッパ回路３０Ａ〜３０Ｄにおいて、第１Ａ〜第１ＤスイッチＱ１Ａ〜Ｑ１Ｄのオン駆動への切り替えタイミングをシフト期間ずつずらしつつ、算出した降圧デューティで定まる期間に亘って第１Ａ〜第１ＤスイッチＱ１Ａ〜Ｑ１Ｄをオン駆動する。【選択図】 図１

Description

本発明は、多相ＤＣＤＣコンバータの制御装置に関する。

従来、例えば特許文献１に記載されているように、電源から入力される電圧を変圧して給電対象に出力する昇降圧ＤＣＤＣコンバータが知られている。

特許第４０９１６７７号公報

昇降圧コンバータとしては、昇降圧回路が複数並列接続された多相ＤＣＤＣコンバータもある。各相の昇降圧回路は、上アーム側に入力側スイッチを有する第１ハーフブリッジ回路と、下アーム側に出力側スイッチを有する第２ハーフブリッジ回路と、第１ハーフブリッジ回路及び第２ハーフブリッジ回路を接続するリアクトルとを備えている。

多相ＤＣＤＣコンバータにおいて、入力側スイッチ及び出力側スイッチがオンオフ駆動されることにより、電源から入力される電圧を変圧して給電対象に出力することができる。ここで、降圧動作のための各相の入力側スイッチの駆動態様によっては、各相の昇降圧回路に流れる電流が不連続となり得る。この場合、電源から多相ＤＣＤＣコンバータへと供給される電流のリプルが大きくなる懸念がある。

本発明は、電源から多相ＤＣＤＣコンバータへと供給される電流のリプルを低減できる多相ＤＣＤＣコンバータの制御装置を提供することを主たる目的とする。

本発明は、上アーム側に入力側スイッチを有する第１ハーフブリッジ回路と、下アーム側に出力側スイッチを有する第２ハーフブリッジ回路と、前記第１ハーフブリッジ回路及び前記第２ハーフブリッジ回路を接続するリアクトルと、を備える昇降圧回路が複数並列接続された多相ＤＣＤＣコンバータに適用され、前記出力側スイッチをオンオフ駆動することにより、電源から入力される電圧を変圧して給電対象へと出力する多相ＤＣＤＣコンバータの制御装置に関するものである。

ここで、本発明を具体化した第１の発明では、各相の前記昇降圧回路を構成する前記入力側スイッチのスイッチング周期が互いに同一の周期とされ、
各相の前記昇降圧回路のうち駆動中の昇降圧回路を構成する前記入力側スイッチの駆動状態の切り替えパターン数をＮとし、Ｎよりも小さい正の整数をＭとする場合、Ｎが２以上であって、かつ、前記多相ＤＣＤＣコンバータの出力電圧が前記多相ＤＣＤＣコンバータの入力電圧よりも低いとき、前記出力電圧を前記入力電圧で除算した値よりも小さいＭ／Ｎを降圧デューティとして算出する降圧デューティ算出部と、
前記スイッチング周期をＮで除算した期間をシフト期間とする場合、Ｎが２以上であって、かつ、前記出力電圧が前記入力電圧よりも低いとき、駆動中の前記昇降圧回路を構成する前記入力側スイッチのうち前記切り替えパターンが異なる入力側スイッチそれぞれのオン駆動への切り替えタイミングを前記シフト期間ずつずらしつつ、算出された前記降圧デューティで定まる期間に亘って前記入力側スイッチをオン駆動する駆動制御部と、を備える。

第１の発明では、各相の昇降圧回路のうち駆動中の昇降圧回路を構成する入力側スイッチの駆動状態の切り替えパターン数がＮとされ、Ｎよりも小さい正の整数がＭとされている。Ｎが２以上であって、かつ、多相ＤＣＤＣコンバータの出力電圧が多相ＤＣＤＣコンバータの入力電圧よりも低い場合、出力電圧を入力電圧で除算した値よりも小さいＭ／Ｎが降圧デューティとして算出される。この降圧デューティが用いられ、また、各相の昇降圧回路を構成する入力側スイッチのスイッチング周期が互いに同一の周期とされる構成は、オン駆動される入力側スイッチの数を一定に保つことを狙った構成である。オン駆動される入力側スイッチの数を一定に保つことにより、電源から多相ＤＣＤＣコンバータへと供給される電流のリプルを低減することができる。

第１の発明では、スイッチング周期をＮで除算した期間をシフト期間とする場合、駆動制御部は、Ｎが２以上であって、かつ、出力電圧が入力電圧よりも低いとき、駆動中の昇降圧回路を構成する入力側スイッチのうち、駆動状態の切り替えパターンが異なる入力側スイッチそれぞれのオン駆動への切り替えタイミングをシフト期間ずつずらしつつ、算出された降圧デューティで定まる期間に亘って入力側スイッチをオン駆動する。これにより、電源から多相ＤＣＤＣコンバータへと供給される電流のリプルを低減することができる。

また、本発明は、第２の発明のように具体化することもできる。第２の発明では、前記電源の出力電流及び前記電源の電圧から定まる前記電源の動作ラインであって、前記電源の出力電流が大きいほど前記電源の電圧が低くなる動作ラインのうち、前記電源の許容下限電圧との交点で定まる電流を前記電源の許容上限電流とする場合、前記電源の現在の出力電流と前記許容上限電流との差である許容リプル振幅を算出するリプル振幅算出部と、
算出された前記許容リプル振幅と、各相の前記昇降圧回路のうち駆動中の昇降圧回路の数とに基づいて、前記電源の電圧が前記許容下限電圧以上となる降圧デューティを算出する降圧デューティ算出部と、
駆動中の各相の前記昇降圧回路において、算出された前記降圧デューティで定まる期間に亘って前記入力側スイッチをオン駆動する駆動制御部と、を備える。

第２の発明によれば、電源から多相ＤＣＤＣコンバータへと供給される電流のリプルを低減することができる。また、電源の電圧をその許容下限電圧以上とすることができ、電源の信頼性の低下を抑制することもできる。

第１実施形態に係る電源システムの全体構成図。 制御部の処理手順を示すフローチャート。 各スイッチの駆動態様を示すタイムチャート。 比較例に係る各スイッチの駆動態様を示すタイムチャート。 第１実施形態に係る電源の出力電流の推移を示すタイムチャート。 比較例に係る電源の出力電流の推移を示すタイムチャート。 電流リプルの低減効果を示す図。 第２実施形態に係る補正値算出処理における各スイッチの駆動態様を示すタイムチャート。 補正値算出処理の手順を示すフローチャート。 補正値算出処理の手順を示すフローチャート。 補正値算出処理の手順を示すフローチャート。 補正値算出処理の手順を示すフローチャート。 第３実施形態に係る制御部の処理手順を示すフローチャート。 第４実施形態に係る制御部の処理手順を示すフローチャート。 電源の動作ラインを示す特性図。 その他の実施形態に係る各スイッチの駆動態様を示すタイムチャート。

＜第１実施形態＞
以下、本発明に係る多相ＤＣＤＣコンバータの制御装置を具体化した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。本実施形態において、多相ＤＣＤＣコンバータ及び制御装置は、電源システムを構成する。

図１に示すように、電源システムは、多相ＤＣＤＣコンバータ１０、電源１１及び「給電対象」としての電気負荷１２を備えている。多相ＤＣＤＣコンバータ１０は、電源１１の出力電圧を変圧して電気負荷１２に供給する。本実施形態において、電源１１は燃料電池である。なお、給電対象は、電気負荷１２に限らず、例えば蓄電池であってもよい。

多相ＤＣＤＣコンバータ１０は、第１〜第４昇降圧チョッパ回路３０Ａ〜３０Ｄを備えている。第１昇降圧チョッパ回路３０Ａは、第１Ａ〜第４ＡスイッチＱ１Ａ〜Ｑ４Ａと、第１リアクトル３１Ａとを備えている。本実施形態において、各スイッチＱ１Ａ〜Ｑ４Ａは、ＩＧＢＴである。各スイッチＱ１Ａ〜Ｑ４Ａには、フリーホイールダイオードが逆並列に接続されている。

第１ＡスイッチＱ１Ａの低電位側端子であるエミッタには、第２ＡスイッチＱ２Ａの高電位側端子であるコレクタと、第１リアクトル３１Ａの第１端とが接続されている。第１リアクトル３１Ａの第２端には、第３ＡスイッチＱ３Ａのエミッタと、第４ＡスイッチＱ４Ａのコレクタとが接続されている。第４ＡスイッチＱ４Ａのエミッタには、第２ＡスイッチＱ２Ａのエミッタが接続されている。なお、第１昇降圧チョッパ回路３０Ａにおいて、第１ＡスイッチＱ１Ａ及び第２ＡスイッチＱ２Ａが「第１ハーフブリッジ回路」を構成し、第１ＡスイッチＱ１Ａが「入力側スイッチ」に相当する。また、第３ＡスイッチＱ３Ａ及び第４ＡスイッチＱ４Ａが「第２ハーフブリッジ回路」を構成し、第４ＡスイッチＱ４Ａが「出力側スイッチ」に相当する。

第２昇降圧チョッパ回路３０Ｂは、第１Ｂ〜第４ＢスイッチＱ１Ｂ〜Ｑ４Ｂと、第２リアクトル３１Ｂとを備えている。第３昇降圧チョッパ回路３０Ｃは、第１Ｃ〜第４ＣスイッチＱ１Ｃ〜Ｑ４Ｃと、第３リアクトル３１Ｃとを備えている。第４昇降圧チョッパ回路３０Ｄは、第１Ｄ〜第４ＤスイッチＱ１Ｄ〜Ｑ４Ｄと、第４リアクトル３１Ｄとを備えている。なお、第２〜第４昇降圧チョッパ回路３０Ｂ〜３０Ｄの構成は、第１昇降圧チョッパ回路３０Ａの構成と同様である。このため、第２〜第４昇降圧チョッパ回路３０Ｂ〜３０Ｄについては、その詳細な説明を省略する。

電源１１の正極端子と第１ＡスイッチＱ１Ａのコレクタとは、第１高電位側経路２１Ｈにより接続され、電源１１の負極端子と第２ＡスイッチＱ２Ａのエミッタとは、第１低電位側経路２１Ｌにより接続されている。第１高電位側経路２１Ｈのうち第１高電位側接続点ＴＨ１には、第１ＢスイッチＱ１Ｂ、第１ＣスイッチＱ１Ｃ及び第１ＤスイッチＱ１Ｄそれぞれのコレクタが接続されている。第１低電位側経路２１Ｌのうち第１低電位側接続点ＴＬ１には、第２ＢスイッチＱ２Ｂ、第２ＣスイッチＱ２Ｃ及び第２ＤスイッチＱ２Ｄそれぞれのエミッタが接続されている。

負荷１２の正極端子と第３ＡスイッチＱ３Ａのコレクタとは、第２高電位側経路２２Ｈにより接続され、負荷１２の負極端子と第４ＡスイッチＱ４Ａのエミッタとは、第２低電位側経路２２Ｌにより接続されている。第２高電位側経路２２Ｈのうち第２高電位側接続点ＴＨ２には、第３ＢスイッチＱ３Ｂ、第３ＣスイッチＱ３Ｃ及び第３ＤスイッチＱ３Ｄそれぞれのコレクタが接続されている。第２低電位側経路２２Ｌのうち第２低電位側接続点ＴＬ２には、第４ＢスイッチＱ４Ｂ、第４ＣスイッチＱ４Ｃ及び第４ＤスイッチＱ４Ｄそれぞれのエミッタが接続されている。

電源システムは、電源電流センサ４０、入力電圧センサ４１、出力電圧センサ４２及び第１〜第４リアクトル電流センサ４３Ａ〜４３Ｄを備えている。電源電流センサ４０は、電源１１の出力電流である電源電流を検出する。本実施形態では、電源電流センサ４０は、第１高電位側経路２１Ｈのうち第１高電位側接続点ＴＨ１よりも電源１１側に流れる電流を検出する。

入力電圧センサ４１は、第１高電位側経路２１Ｈと第１低電位側経路２１Ｌとの間の電位差（具体的には、電源１１の出力電圧）を検出し、出力電圧センサ４２は、第２高電位側経路２２Ｈと第２低電位側経路２２Ｌとの間の電位差（具体的には、電気負荷１２への供給電圧）を検出する。第１〜第４リアクトル電流センサ４３Ａ〜４３Ｄは、第１〜第４リアクトル３１Ａ〜３１Ｄに流れる電流を検出する。各センサ４０〜４２，４３Ａ〜４３Ｄの検出値は、制御部５０に入力される。なお、制御部５０が提供する機能は、例えば、実体的なメモリ装置に記録されたソフトウェア及びそれを実行するコンピュータ、ハードウェア、又はそれらの組み合わせによって提供することができる。

続いて、図２に、制御部５０により実行される処理の手順を示す。この処理は、例えば所定の制御周期で繰り返し実行される。本実施形態において、全てのスイッチＱ１Ａ〜Ｑ４Ａ，Ｑ１Ｂ〜Ｑ４Ｂ，Ｑ１Ｃ〜Ｑ４Ｃ，Ｑ１Ｄ〜Ｑ４Ｄのスイッチング周期は、互いに同一のスイッチング周期Ｔｓｗに設定されている。

ステップＳ１０では、入力電圧センサ４１により検出された入力電圧Ｖｉｎｒ、出力電圧センサ４２により検出された出力電圧Ｖｏｕｔｒ、及び駆動相数Ｎを取得する。駆動相数Ｎは、第１〜第４昇降圧チョッパ回路３０Ａ〜３０Ｄのうち駆動中の昇降圧チョッパ回路の数である。駆動相数Ｎは、例えば、電源１１から出力すべき要求電力が大きい場合、要求電力が小さい場合よりも大きく設定される。なお、本実施形態において、Ｎが「駆動状態の切り替えパターン数」に相当する。

以下では、例えば、第１〜第４昇降圧チョッパ回路３０Ａ〜３０Ｄが駆動中の場合、第１ＡスイッチＱ１Ａ、第１ＢスイッチＱ１Ｂ、第１ＣスイッチＱ１Ｃ及び第１ＤスイッチＱ１Ｄをまとめて第１スイッチＱ１と称し、第１，第２昇降圧チョッパ回路３０Ａ，３０Ｂが駆動中の場合、第１ＡスイッチＱ１Ａ及び第１ＢスイッチＱ１Ｂをまとめて第１スイッチＱ１と称すこととする。その他のスイッチＱ２Ａ〜Ｑ４Ａ，Ｑ２Ｂ〜Ｑ４Ｂ，Ｑ２Ｃ〜Ｑ４Ｃ，Ｑ２Ｄ〜Ｑ４Ｄについても同様である。

ステップＳ１１では、多相ＤＣＤＣコンバータ１０の目標出力電圧Ｖｏｕｔ＊及び取得した入力電圧Ｖｉｎｒに基づいて、下式（ｅｑ１）を用いて昇圧デューティＤｕｔｙ１を算出する。

ステップＳ１２では、取得した入力電圧Ｖｉｎｒが、取得した出力電圧Ｖｏｕｔｒよりも高いか否かを判定する。

ステップＳ１２において否定判定した場合には、ステップＳ１３に進み、算出した昇圧デューティＤｕｔｙ１に基づいて、第４スイッチＱ４と第３スイッチＱ３とを交互にオン駆動する。昇圧デューティＤｕｔｙ１は、スイッチング周期Ｔｓｗに対する第４スイッチＱ４のオン期間Ｔｏｎの比率（＝Ｔｏｎ／Ｔｓｗ）を定める値である。また、ステップＳ１３では、第１スイッチＱ１をオン駆動に維持し、第２スイッチＱ２をオフ駆動に維持する。

一方、ステップＳ１２において肯定判定した場合には、ステップＳ１４に進み、駆動相数Ｎが２以上であることを前提として、駆動相数Ｎよりも小さい正の整数をＭとする場合、取得した出力電圧Ｖｏｕｔｒを取得した入力電圧Ｖｉｎｒで除算した値「Ｖｏｕｔｒ／Ｖｉｎｒ」よりも小さいＭ／Ｎを降圧デューティＤｕｔｙ２として算出する。詳しくは、下式（ｅｑ２）に示すように、現在のＮに対して最も大きいＭを選択して降圧デューティＤｕｔｙ２を算出する。

例えば、Ｎ＝４の場合にはＭ＝３となり、降圧デューティＤｕｔｙ２を３／４として算出する。また、例えば、Ｎ＝３の場合にはＭ＝２となり、降圧デューティＤｕｔｙ２を２／３として算出する。ステップＳ１４の処理が「降圧デューティ算出部」に相当する。

ステップＳ１５では、算出した降圧デューティＤｕｔｙ２と、目標出力電圧Ｖｏｕｔ＊と、取得した入力電圧Ｖｉｎｒとに基づいて、下式（ｅｑ３）を用いて指令デューティＤｕｔｙ＊を算出する。

ステップＳ１６では、算出した降圧デューティＤｕｔｙ２に基づいて、第１ＡスイッチＱ１Ａと第２ＡスイッチＱ２Ａとを交互にオン駆動する。降圧デューティＤｕｔｙ２は、図３（ａ）に示すように、第１ＡスイッチＱ１Ａのスイッチング周期Ｔｓｗに対するオン期間Ｔｏｎの比率を定める値である。

また、降圧デューティＤｕｔｙ２は、図３（ｂ）〜（ｄ）に示すように、第１Ｂ〜第１ＤスイッチＱ１Ｂ〜Ｑ１Ｄのスイッチング周期Ｔｓｗに対するオン期間Ｔｏｎの比率を定める値でもある。スイッチング周期Ｔｓｗを取得した駆動相数Ｎで除算した期間をシフト期間「Ｔｓｗ／Ｎ」とする。図３に示す例では、駆動相数Ｎが４であるため、シフト期間はＴｓｗ／４である。

図３に示すように、第１ＡスイッチＱ１Ａのオン駆動への切り替えタイミングと第１ＢスイッチＱ１Ｂのオン駆動への切り替えタイミングとはシフト期間だけずらされている。
また、第１ＢスイッチＱ１Ｂのオン駆動への切り替えタイミングと第１ＣスイッチＱ１Ｃのオン駆動への切り替えタイミングとはシフト期間だけずらされ、第１ＣスイッチＱ１Ｃのオン駆動への切り替えタイミングと第１ＤスイッチＱ１Ｄのオン駆動への切り替えタイミングとはシフト期間だけずらされている。

また、ステップＳ１６では、算出した指令デューティＤｕｔｙ＊に基づいて、第４ＡスイッチＱ４Ａと第３ＡスイッチＱ３Ａとを交互にオン駆動し、第４ＢスイッチＱ４Ｂと第３ＢスイッチＱ３Ｂとを交互にオン駆動し、第４ＣスイッチＱ４Ｃと第３ＣスイッチＱ３Ｃとを交互にオン駆動し、第４ＤスイッチＱ４Ｄと第３ＤスイッチＱ３Ｄとを交互にオン駆動する。指令デューティＤｕｔｙ＊は、第４Ａ〜第４ＤスイッチＱ４Ａ〜Ｑ４Ｄのスイッチング周期Ｔｓｗに対するオン期間Ｔｏｎの比率を定める値である。

なお、第１ＡスイッチＱ１Ａのオン駆動への切り替えタイミングと第４ＡスイッチＱ４Ａのオン駆動への切り替えタイミングとは、同期されていてもよいし、所定の位相差だけずらされていてもよく、第１ＢスイッチＱ１Ｂのオン駆動への切り替えタイミングと第４ＢスイッチＱ４Ｂのオン駆動への切り替えタイミングとは、同期されていてもよいし、上記所定の位相差だけずらされていてもよい。また、第１ＣスイッチＱ１Ｃのオン駆動への切り替えタイミングと第４ＣスイッチＱ４Ｃのオン駆動への切り替えタイミングとは、同期されていてもよいし、上記所定の位相差だけずらされていてもよく、第１ＤスイッチＱ１Ｄのオン駆動への切り替えタイミングと第４ＤスイッチＱ４Ｄのオン駆動への切り替えタイミングとは、同期されていてもよいし、上記所定の位相差だけずらされていてもよい。

本実施形態によれば、オン駆動されている第１スイッチＱ１の数を一定にすることができる。図３に示す例では、オン駆動されている第１スイッチＱ１の数が３にされている。これにより、オン駆動されている第１スイッチＱ１の数の変動を抑制でき、図５に示すように、この変動に起因して電源１１から多相ＤＣＤＣコンバータ１０へと供給される電流のリプルを低減することができる。

一方、図４に、比較例に係る第１スイッチＱ１の駆動態様を示す。図４に示す例では、オン駆動されている第１スイッチＱ１の数が３になったり４になったりする。この場合、図６に示すように、電流のリプルが顕著に増加してしまう。なお、図５及び図６には、縦軸１メモリのスケールの対応関係を示すΔＡと、横軸１メモリのスケールの対応関係を示すΔＴとが示されている。

以上説明した本実施形態によれば、比較例と比べて、図７に示すように、電源１１から多相ＤＣＤＣコンバータ１０へと供給される電流のリプルの実効値を低減することができる。これにより、電源１１である燃料電池の劣化を抑制することができる。

上式（ｅｑ２）に示すように、現在のＮに対して最も大きいＭを選択して降圧デューティＤｕｔｙ２が算出される。このため、第１ハーフブリッジ回路における降圧比を極力大きくすることができ、多相ＤＣＤＣコンバータ１０で発生する損失を低減することができる。

＜第２実施形態＞
以下、第２実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、先の図２のステップＳ１６で用いられる降圧デューティＤｕｔｙ２の補正値が算出される。これは、スイッチがオン駆動され始めてからオン状態に切り替えられるまでの時間差や、スイッチがオフ駆動され始めてからオフ状態に切り替えられるまでの時間差が、スイッチの個体差等に起因してばらつくことに鑑みた処理である。ここで、オン駆動され始めるとは、例えば、スイッチのゲートに充電電流が供給され始めることであり、オン状態に切り替えられるとは、例えば、スイッチのゲート電圧が上昇して閾値電圧に到達することである。閾値電圧は、スイッチの駆動状態がオン状態及びオフ状態のうち一方から他方へと切り替わるゲート電圧である。また、オフ駆動され始めるとは、例えば、スイッチのゲートから放電電流が放出され始めることであり、オフ状態に切り替えられるとは、例えば、スイッチのゲート電圧が低下して閾値電圧を下回ることである。

補正値の算出処理は、例えば、電源システムの起動時又は電源システムの製造工程において実施される。この算出処理において、制御部５０は、まず、多相ＤＣＤＣコンバータ１０を構成するチョッパ回路の数「４」の逆数「１／４」を初期デューティＤｕｔｙｓとして算出する。そして、図８に示すように、制御部５０は、第１Ａ〜第１ＤスイッチＱ１Ａ〜Ｑ１Ｄのオン駆動タイミングを、スイッチング周期Ｔｓｗをチョッパ回路の数で除算した値「Ｔｓｗ／４」ずつずらすとともに、第１Ａ〜第１ＤスイッチＱ１Ａ〜Ｑ１Ｄのオン駆動期間を「Ｔｓｗ／４」とする。また、制御部５０は、各チョッパ回路３０Ａ〜３０Ｄを構成するスイッチのうち、第１Ａ〜第１ＤスイッチＱ１Ａ〜Ｑ１Ｄ以外のスイッチをオフ駆動に維持する。

補正値の算出処理では、第１〜第４期間ＴＡ〜ＴＤが定められている。第１期間ＴＡは、第１ＡスイッチＱ１Ａのオン駆動期間の中間タイミング（具体的には中央タイミング）から、第１ＢスイッチＱ１Ｂのオン駆動期間の中間タイミング（具体的には中央タイミング）までの期間である。第２期間ＴＢは、第１ＢスイッチＱ１Ｂのオン駆動期間の中間タイミングから、第１ＣスイッチＱ１Ｃのオン駆動期間の中間タイミング（具体的には中央タイミング）までの期間である。第３期間ＴＣは、第１ＣスイッチＱ１Ｃのオン駆動期間の中間タイミングから、第１ＤスイッチＱ１Ｄのオン駆動期間の中間タイミング（具体的には中央タイミング）までの期間である。第４期間ＴＤは、第１ＤスイッチＱ１Ｄのオン駆動期間の中間タイミングから、第１ＡスイッチＱ１Ａのオン駆動期間の中間タイミング（具体的には中央タイミング）までの期間である。

図９に、第１期間ＴＡにおける補正値算出処理の手順を示す。この処理は、制御部５０により、例えば所定の制御周期毎に繰り返し実行される。

ステップＳ２０では、第１デューティＤＡを初期デューティＤｕｔｙｓと同じ値に設定する。続くステップＳ２１では、現在の制御周期が第１期間ＴＡに含まれるか否かを判定する。

ステップＳ２１において第１期間ＴＡに含まれると判定した場合には、ステップＳ２２に進み、電源電流センサ４０により検出された電源電流Ｉｉｎｒを取得する。そして、取得した電源電流Ｉｉｎｒが、第１リアクトル３１Ａに流れる電流に相当する判定電流ＩＬよりも大きいか否かを判定する。判定電流ＩＬは、例えば、第１期間ＴＡの前半に検出された電源電流Ｉｉｎｒ、又は第１期間ＴＡの前半に第１リアクトル電流センサ４３Ａにより検出された第１リアクトル電流ＩＡとすればよい。

ステップＳ２２において大きいと判定した場合には、ステップＳ２３に進み、現在の第１デューティＤＡから規定値ΔＤ（＞０）を減算することにより、第１デューティＤＡ（＝ＤＡ−ΔＤ）を更新する。

一方、ステップＳ２２において否定判定した場合には、ステップＳ２４に進み、電源電流Ｉｉｎｒが判定電流ＩＬよりも小さいか否かを判定する。ステップＳ２４において小さいと判定した場合には、ステップＳ２５に進み、現在の第１デューティＤＡに規定値ΔＤを加算することにより、第１デューティＤＡ（＝ＤＡ＋ΔＤ）を更新する。

ステップＳ２３，Ｓ２５の処理の完了後、又はステップＳ２１において否定判定した場合には、ステップＳ２６に進み、第１デューティＤＡの更新処理を完了するか否かを判定する。例えば、ステップＳ２１において複数回肯定判定した場合に、ステップＳ２６で肯定判定すればよい。なお、複数回肯定判定する構成に限らず、例えば、ステップＳ２１において１回肯定判定した場合にステップＳ２６で肯定判定してもよい。

ステップＳ２６において否定判定した場合には、ステップＳ２１に戻る。一方、ステップＳ２６において肯定判定した場合には、ステップＳ２７に進み、現在の第１デューティＤＡから初期デューティＤｕｔｙｓを減算することにより、第１補正値ΔＣＡを算出する。ここでは、ステップＳ２６において肯定判定した時点で第１デューティＤＡが初期デューティＤｕｔｙｓよりも小さい場合、第１補正値ΔＣＡが負の値となる。この場合、その後、図２のステップＳ１４で算出した降圧デューティＤｕｔｙ２に第１補正値ΔＣＡを加算した値、つまり降圧デューティＤｕｔｙ２を減算補正した値を、ステップＳ１６において第１ＡスイッチＱ１Ａ及び第２ＡスイッチＱ２Ａについて用いる降圧デューティＤｕｔｙ２とする。

つまり、第１補正値ΔＣＡが負の値となる状況は、電源電流Ｉｉｎｒが第１リアクトル３１Ａに流れる電流よりも大きくなる状況であり、この状況は、第１ＡスイッチＱ１Ａ及び第１ＢスイッチＱ１Ｂの双方がオン状態になる期間が発生する状況である。この場合、上述した減算補正が実施されることにより、第１ＡスイッチＱ１Ａのオン駆動期間の終了タイミングが早められ、第１ＡスイッチＱ１Ａのオフ駆動への切り替えタイミングと、第１ＢスイッチＱ１Ｂのオン駆動への切り替えタイミングとの時間差が短縮される。その結果、図２のステップＳ１６の処理が行われる場合において、第１ＡスイッチＱ１Ａ及び第１ＢスイッチＱ１Ｂの双方がオン状態になる期間を短縮又はこの期間を無くすことができ、電源１１から多相ＤＣＤＣコンバータ１０へと供給される電流のリプルを低減できる。

一方、ステップＳ２６において肯定判定した時点で第１デューティＤＡが初期デューティＤｕｔｙｓよりも大きい場合、第１補正値ΔＣＡが正の値となる。この場合、その後、ステップＳ１４で算出した降圧デューティＤｕｔｙ２に第１補正値ΔＣＡを加算した値、つまり降圧デューティＤｕｔｙ２を加算補正した値をステップＳ１６で用いる降圧デューティＤｕｔｙ２とする。

つまり、第１補正値ΔＣＡが正の値となる状況は、電源電流Ｉｉｎｒが第１リアクトル３１Ａに流れる電流よりも小さくなる状況であり、この状況は、第１ＡスイッチＱ１Ａのオフ状態への切り替えタイミングに対して、第１ＢスイッチＱ１Ｂのオン状態への切り替えタイミングが遅延する状況である。この場合、上述した加算補正が実施されることにより、第１ＡスイッチＱ１Ａのオン駆動期間の終了タイミングが遅延され、第１ＡスイッチＱ１Ａのオフ駆動への切り替えタイミングと、第１ＢスイッチＱ１Ｂのオン駆動への切り替えタイミングとの時間差が短縮される。その結果、図２のステップＳ１６の処理が行われる場合において、第１ＡスイッチＱ１Ａのオフ状態への切り替えタイミングと第１ＢスイッチＱ１Ｂのオン状態への切り替えタイミングとの時間差を短縮又はこの時間差を無くすことができる。

なお、第１補正値ΔＣＡは、制御部５０が備える記憶部としてのメモリに格納され、格納された第１補正値ΔＣＡがステップＳ１６の処理で用いられればよい。ここで、メモリは、例えば、ＲＯＭ以外の非遷移的実体的記録媒体（例えば、ＲＯＭ以外の不揮発性メモリ）である。

第２〜第４期間ＴＢ〜ＴＤにおいても、第１期間ＴＡと同様な手法により、第２〜第４補正値ΔＣＢ〜ΔＣＤが算出される。

図１０に、第２期間ＴＢにおける補正値算出処理の手順を示す。この処理は、制御部５０により、例えば所定の制御周期毎に繰り返し実行される。

ステップＳ３０では、第２デューティＤＢを初期デューティＤｕｔｙｓと同じ値に設定する。

続くステップＳ３１では、現在の制御周期が第２期間ＴＢに含まれるか否かを判定する。

ステップＳ３１において第２期間ＴＢに含まれると判定した場合には、ステップＳ３２に進み、取得した電源電流Ｉｉｎｒが、第２リアクトル３１Ｂに流れる電流に相当する判定電流ＩＬよりも大きいか否かを判定する。判定電流ＩＬは、例えば、第２期間ＴＢの前半に検出された電源電流Ｉｉｎｒ、又は第２期間ＴＢの前半に第２リアクトル電流センサ４３Ｂにより検出された第２リアクトル電流ＩＢとすればよい。

ステップＳ３２において大きいと判定した場合には、ステップＳ３３に進み、現在の第２デューティＤＢから規定値ΔＤを減算することにより、第２デューティＤＢ（＝ＤＢ−ΔＤ）を更新する。一方、ステップＳ３２において否定判定した場合には、ステップＳ３４に進み、電源電流Ｉｉｎｒが判定電流ＩＬよりも小さいか否かを判定する。ステップＳ３４において小さいと判定した場合には、ステップＳ３５に進み、現在の第２デューティＤＢに規定値ΔＤを加算することにより、第２デューティＤＢ（＝ＤＢ＋ΔＤ）を更新する。

ステップＳ３３，Ｓ３５の処理の完了後、又はステップＳ３１において否定判定した場合には、ステップＳ３６に進み、第２デューティＤＢの更新処理を完了するか否かを判定する。例えば、ステップＳ３１において複数回肯定判定した場合、ステップＳ３６で肯定判定すればよい。

ステップＳ３６において肯定判定した場合には、ステップＳ３７に進み、現在の第２デューティＤＢから初期デューティＤｕｔｙｓを減算することにより、第２補正値ΔＣＢを算出する。その後、図２のステップＳ１４で算出した降圧デューティＤｕｔｙ２に第２補正値ΔＣＢを加算した値を、ステップＳ１６において第１ＢスイッチＱ１Ｂ及び第２ＢスイッチＱ２Ｂについて用いる降圧デューティＤｕｔｙ２とする。

図１１に、第３期間ＴＣにおける補正値算出処理の手順を示す。この処理は、制御部５０により、例えば所定の制御周期毎に繰り返し実行される。

ステップＳ４０では、第３デューティＤＣを初期デューティＤｕｔｙｓと同じ値に設定する。

続くステップＳ４１では、現在の制御周期が第３期間ＴＣに含まれるか否かを判定する。ステップＳ４１において第３期間ＴＣに含まれると判定した場合には、ステップＳ４２に進み、取得した電源電流Ｉｉｎｒが、第３リアクトル３１Ｃに流れる電流に相当する判定電流ＩＬよりも大きいか否かを判定する。判定電流ＩＬは、例えば、第３期間ＴＣの前半に検出された電源電流Ｉｉｎｒ、又は第３期間ＴＣの前半に第３リアクトル電流センサ４３Ｃにより検出された第３リアクトル電流ＩＣとすればよい。

ステップＳ４２において大きいと判定した場合には、ステップＳ４３に進み、現在の第３デューティＤＣから規定値ΔＤを減算することにより、第３デューティＤＣ（＝ＤＣ−ΔＤ）を更新する。一方、ステップＳ４２において否定判定した場合には、ステップＳ４４に進み、電源電流Ｉｉｎｒが判定電流ＩＬよりも小さいか否かを判定する。ステップＳ４４において小さいと判定した場合には、ステップＳ４５に進み、現在の第３デューティＤＣに規定値ΔＤを加算することにより、第３デューティＤＣ（＝ＤＣ＋ΔＤ）を更新する。

ステップＳ４３，Ｓ４５の処理の完了後、又はステップＳ４１において否定判定した場合には、ステップＳ４６に進み、第３デューティＤＣの更新処理を完了するか否かを判定する。ステップＳ４６において肯定判定した場合には、ステップＳ４７に進み、現在の第３デューティＤＣから初期デューティＤｕｔｙｓを減算することにより、第３補正値ΔＣＣを算出する。その後、図２のステップＳ１４で算出した降圧デューティＤｕｔｙ２に第３補正値ΔＣＣを加算した値を、ステップＳ１６において第１ＣスイッチＱ１Ｃ及び第２ＣスイッチＱ２Ｃについて用いる降圧デューティＤｕｔｙ２とする。

図１２に、第４期間ＴＤにおける補正値算出処理の手順を示す。この処理は、制御部５０により、例えば所定の制御周期毎に繰り返し実行される。

ステップＳ５０では、第４デューティＤＤを初期デューティＤｕｔｙｓと同じ値に設定する。

続くステップＳ５１では、現在の制御周期が第４期間ＴＤに含まれるか否かを判定する。ステップＳ５１において第４期間ＴＤに含まれると判定した場合には、ステップＳ５２に進み、取得した電源電流Ｉｉｎｒが、第４リアクトル３１Ｄに流れる電流に相当する判定電流ＩＬよりも大きいか否かを判定する。判定電流ＩＬは、例えば、第４期間ＴＤの前半に検出された電源電流Ｉｉｎｒ、又は第４期間ＴＤの前半に第４リアクトル電流センサ４３Ｄにより検出された第４リアクトル電流ＩＤとすればよい。

ステップＳ５２において大きいと判定した場合には、ステップＳ５３に進み、現在の第４デューティＤＤから規定値ΔＤを減算することにより、第４デューティＤＤ（＝ＤＤ−ΔＤ）を更新する。一方、ステップＳ５２において否定判定した場合には、ステップＳ５４に進み、電源電流Ｉｉｎｒが判定電流ＩＬよりも小さいか否かを判定する。ステップＳ５４において小さいと判定した場合には、ステップＳ５５に進み、現在の第４デューティＤＤに規定値ΔＤを加算することにより、第４デューティＤＤ（＝ＤＤ＋ΔＤ）を更新する。

ステップＳ５３，Ｓ５５の処理の完了後、又はステップＳ５１において否定判定した場合には、ステップＳ５６に進み、第４デューティＤＤの更新処理を完了するか否かを判定する。ステップＳ５６において肯定判定した場合には、ステップＳ５７に進み、現在の第４デューティＤＤから初期デューティＤｕｔｙｓを減算することにより、第４補正値ΔＣＤを算出する。その後、図２のステップＳ１４で算出した降圧デューティＤｕｔｙ２に第４補正値ΔＣＤを加算した値を、ステップＳ１６において第１ＤスイッチＱ１Ｄ及び第２ＤスイッチＱ２Ｄについて用いる降圧デューティＤｕｔｙ２とする。

以上説明した本実施形態によれば、オン駆動される第１スイッチＱ１の数をより好適に一定に保つことができ、電源１１から多相ＤＣＤＣコンバータ１０へと供給される電流のリプルを好適に低減することができる。

＜第２実施形態の変形例＞
・４相分の補正値が算出される構成に代えて、２相分又は３相分の補正値が算出される構成であってもよい。

・オフ駆動への切り替えタイミングを補正することにより時間差を短縮補正する構成に代えて、オン駆動への切り替えタイミングを補正することにより時間差を短縮補正する構成であってもよい。この場合、第１補正値ΔＣＡを例にして説明すると、第１補正値ΔＣＡが負の値になる場合、第１ＡスイッチＱ１Ａのオン駆動への切り替えタイミングを第１補正値ΔＣＡにより定まる期間だけ遅延させればよい。一方、第１補正値ΔＣＡが正の値になる場合、第１ＡスイッチＱ１Ａのオン駆動への切り替えタイミングを第１補正値ΔＣＡにより定まる期間だけ早めればよい。

＜第３実施形態＞
以下、第３実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図１３に示すように、制御部５０により実行される処理が一部変更されている。図１３において、先の図２に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。

ステップＳ１０ａでは、入力電圧Ｖｉｎｒと、出力電圧Ｖｏｕｔｒとを取得する。本実施形態では、この時点で駆動相数Ｎを決定していない。

ステップＳ１２において肯定判定した場合には、ステップＳ１４ａに進む。ステップＳ１４ａでは、上式（ｅｑ２）を用いて降圧デューティＤｕｔｙ２を算出する。ただし、ステップＳ１４ａでは、駆動相数Ｎよりも小さい正の整数をＭは固定値とされているため、降圧デューティＤｕｔｙ２を最も大きくできる駆動相数Ｎを選択する。例えば、Ｍ＝２とされている場合、Ｎ＝３を選択して降圧デューティＤｕｔｙ２を算出する。この算出方法は、Ｎ＝３の場合における降圧デューティＤｕｔｙ２の値「２／３」が、Ｎ＝４の場合における降圧デューティＤｕｔｙ２の値「２／４」よりも大きく、多相ＤＣＤＣコンバータ１０で発生する損失を低減できるために採用される。

＜第４実施形態＞
以下、第４実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、制御部５０により実行される処理が変更されている。図１４に、この処理の手順を示す。この処理は、例えば所定の制御周期で繰り返し実行される。なお、本実施形態においても、全てのスイッチＱ１Ａ〜Ｑ４Ａ，Ｑ１Ｂ〜Ｑ４Ｂ，Ｑ１Ｃ〜Ｑ４Ｃ，Ｑ１Ｄ〜Ｑ４Ｄのスイッチング周期は、互いに同一のスイッチング周期Ｔｓｗに設定されている。

ステップＳ６０では、入力電圧Ｖｉｎｒ、出力電圧Ｖｏｕｔｒ、電源電流Ｉｉｎｒ及び駆動相数Ｎを取得する。駆動相数Ｎは、上述したように、例えば、電源１１から出力すべき要求電力が大きい場合、要求電力が小さい場合よりも大きく設定される。

続くステップＳ６１では、取得した電源電流Ｉｉｎｒと、電源１１の許容上限電流Ｉｌｉｍｉｔとの差である許容リプル振幅Ａｍｐを算出する。ここで、許容上限電流Ｉｌｉｍｉｔは、図１５に示す動作ラインＬＬのうち、電源１１の許容下限電圧Ｖｍｉｎとの交点で定まる電流のことである。電源１１の電圧が許容下限電圧Ｖｍｉｎ未満になると、電源１１の劣化が発生し、電源１１の信頼性が低下する。また、動作ラインＬＬは、電源１１の出力電流及び電源１１の電圧から定まるラインであり、電源１１の出力電流が大きいほど電源１１の電圧が低くなる。許容リプル振幅Ａｍｐは、例えば、許容リプル振幅Ａｍｐと電源電流Ｉｉｎｒとが関係づけられたマップ情報又は数式情報を用いて算出されればよい。なお、ステップＳ６１の処理が「リプル振幅算出部」に相当する。

ステップＳ６２では、算出した許容リプル振幅Ａｍｐと、取得した駆動相数Ｎとに基づいて、電源１１の電圧が許容下限電圧Ｖｍｉｎ以上となる降圧デューティＤｕｔｙ２を算出する。具体的には、電源１１の電圧が許容下限電圧Ｖｍｉｎ以上となる降圧デューティＤｕｔｙ２の範囲の最大値を算出する。ここで、この最大値は、例えば、許容リプル振幅Ａｍｐ、駆動相数Ｎ及び上記最大値が関係づけられたマップ情報又は数式情報を用いて算出されればよい。なお、ステップＳ６１の処理が「降圧デューティ算出部」に相当する。

続くステップＳ１５では、ステップＳ６２で算出した降圧デューティＤｕｔｙ２と、目標出力電圧Ｖｏｕｔ＊と、取得した入力電圧Ｖｉｎｒとに基づいて、上式（ｅｑ３）を用いて指令デューティＤｕｔｙ＊を算出する。

続くステップＳ６３では、ステップＳ６２で算出した降圧デューティＤｕｔｙ２に基づいて、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２とを交互にオン駆動する。降圧デューティＤｕｔｙ２は、第１スイッチＱ１のスイッチング周期Ｔｓｗに対するオン期間Ｔｏｎの比率を定める値である（先の図３参照）。なお、本実施形態では、第１Ａ〜第１ＤスイッチＱ１Ａ〜Ｑ１Ｄのオン駆動への切り替えタイミングが、互いにずらされていてもよいし、同期されていてもよい。ここで、切り替えタイミングが互いにずらされる場合、例えば、第１Ａ〜第１ＤスイッチＱ１Ａ〜Ｑ１Ｄのオン駆動への切り替えタイミングが上記シフト期間ずつずらされていてもよい。

ちなみに、ステップＳ６２で用いられるマップ情報又は数式情報は、例えば、第１Ａ〜第１ＤスイッチＱ１Ａ〜Ｑ１Ｄのオン駆動への切り替えタイミングが、互いにずらされている制御方法であるか、又は同期されている制御方法であるかに応じて作成されることとなる。

また、ステップＳ１６では、ステップＳ１５で算出した指令デューティＤｕｔｙ＊に基づいて、図２のステップＳ１６と同様に、第４ＡスイッチＱ４Ａと第３ＡスイッチＱ３Ａとを交互にオン駆動し、第４ＢスイッチＱ４Ｂと第３ＢスイッチＱ３Ｂとを交互にオン駆動し、第４ＣスイッチＱ４Ｃと第３ＣスイッチＱ３Ｃとを交互にオン駆動し、第４ＤスイッチＱ４Ｄと第３ＤスイッチＱ３Ｄとを交互にオン駆動する。

以上説明した本実施形態によれば、電流リプルによって電源１１の電圧が変動した場合であっても、電源１１の電圧が許容下限電圧Ｖｍｉｎを下回らないようにすることができる。これにより、電源１１の劣化の発生を抑制することができる。

特に本実施形態では、電源１１の電圧が許容下限電圧Ｖｍｉｎ以上となる降圧デューティＤｕｔｙ２の範囲の最大値が用いられる。このため、第１ハーフブリッジ回路における降圧比を極力大きくすることができ、多相ＤＣＤＣコンバータ１０で発生する損失を低減することができる。

＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・図１４のステップＳ６２において、電源１１の電圧が許容下限電圧Ｖｍｉｎ以上となる降圧デューティＤｕｔｙ２の範囲のうち、最大値未満の値をステップＳ６３で用いる降圧デューティＤｕｔｙ２として算出してもよい。

・図２のステップＳ１１や図２，図１４のステップＳ１５において、目標出力電圧Ｖｏｕｔ＊に代えて、出力電圧Ｖｏｕｔｒが用いられてもよい。

・図２のステップＳ１４において、現在のＮよりも２以上小さいＭを選択して降圧デューティＤｕｔｙ２を算出してもよい。この場合、例えば、Ｎ＝４の場合にＭ＝２を選択し、降圧デューティＤｕｔｙ２を１／２として算出してもよい。

・第１〜第３実施形態では、図３に示したように、第１ＡスイッチＱ１Ａ、第１ＢスイッチＱ１Ｂ、第１ＣスイッチＱ１Ｃ及び第１ＤスイッチＱ１Ｄそれぞれのオン駆動への切り替えタイミングがシフト期間ずつずらされていた。この構成に代えて、例えば図１６に示すように、第１ＡスイッチＱ１Ａ及び第１ＢスイッチＱ１Ｂの駆動状態の切り替えパターンが同じであり、第１ＣスイッチＱ１Ｃ及び第１ＤスイッチＱ１Ｄの駆動状態の切り替えパターンが同じである構成であってもよい。つまり、第１ＡスイッチＱ１Ａ及び第１ＢスイッチＱ１Ｂの組に対して、第１ＣスイッチＱ１Ｃ及び第１ＤスイッチＱ１Ｄの組の駆動状態の切り替えパターンが異なっていてもよい。

この場合において、第１実施形態を例に説明すると、各昇降圧チョッパ回路３０Ａ〜３０Ｄが駆動中のとき、図２の処理において、駆動相数Ｎに代えて、駆動状態の切り替えパターンの数である２が用いられればよい。ここでは、ステップＳ１４において、降圧デューティＤｕｔｙ２が１／２として算出される。その結果、第１ＡスイッチＱ１Ａ及び第１ＢスイッチＱ１Ｂの組と、第１ＣスイッチＱ１Ｃ及び第１ＤスイッチＱ１Ｄの組とのそれぞれのオン駆動への切り替えタイミングが、シフト期間であるＴｓｗ／２ずつずらされる。

ちなみに、例えば、第１ＡスイッチＱ１Ａ及び第１ＢスイッチＱ１Ｂの駆動状態の切り替えパターンが第１パターンで同じであり、第１ＣスイッチＱ１Ｃの駆動状態の切り替えパターンが第１パターンとは異なる第２パターンであり、第１ＤスイッチＱ１Ｄの駆動状態の切り替えパターンが第１，第２パターンとは異なる第３パターンであってもよい。この場合、図２の処理において、駆動相数Ｎに代えて、駆動状態の切り替えパターンの数である３が用いられ、降圧デューティＤｕｔｙ２が１／３として算出され、シフト期間がＴｓｗ／３として算出される。

・昇降圧チョッパ回路を構成するスイッチとしては、ＩＧＢＴに限らず、例えばＮチャネルＭＯＳＦＥＴであってもよい。

・第１ハーフブリッジ回路の下アーム側及び第２ハーフブリッジ回路の上アーム側がダイオードであってもよい。この場合、スイッチによる同期整流に代えて、ダイオードによる整流が実施される。

・電源としては、燃料電池に限らず、例えば２次電池であってもよい。

・本開示に記載の制御部及びその手法は、コンピュータプログラムにより具体化された一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。あるいは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ以上の専用ハードウェア論理回路によってプロセッサを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。もしくは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリと一つ以上のハードウェア論理回路によって構成されたプロセッサとの組み合わせにより構成された一つ以上の専用コンピュータにより、実現されてもよい。また、コンピュータプログラムは、コンピュータにより実行されるインストラクションとして、コンピュータ読み取り可能な非遷移有形記録媒体に記憶されていてもよい。

１０…多相ＤＣＤＣコンバータ、１１…電源、１２…電気負荷、３０Ａ〜３０Ｄ…昇降圧チョッパ回路、５０…制御部。

Claims (8)

1. 上アーム側に入力側スイッチ（Ｑ１Ａ〜Ｑ１Ｄ）を有する第１ハーフブリッジ回路と、
   下アーム側に出力側スイッチ（Ｑ４Ａ〜Ｑ４Ｄ）を有する第２ハーフブリッジ回路と、
   前記第１ハーフブリッジ回路及び前記第２ハーフブリッジ回路を接続するリアクトル（３１Ａ〜３１Ｄ）と、を備える昇降圧回路（３０Ａ〜３０Ｄ）が複数並列接続された多相ＤＣＤＣコンバータ（１０）に適用され、前記出力側スイッチをオンオフ駆動することにより、電源（１１）から入力される電圧を変圧して給電対象（１２）へと出力する多相ＤＣＤＣコンバータの制御装置において、
   各相の前記昇降圧回路を構成する前記入力側スイッチのスイッチング周期が互いに同一の周期（Ｔｓｗ）とされ、
   各相の前記昇降圧回路のうち駆動中の昇降圧回路を構成する前記入力側スイッチの駆動状態の切り替えパターン数をＮとし、Ｎよりも小さい正の整数をＭとする場合、Ｎが２以上であって、かつ、前記多相ＤＣＤＣコンバータの出力電圧が前記多相ＤＣＤＣコンバータの入力電圧よりも低いとき、前記出力電圧を前記入力電圧で除算した値よりも小さいＭ／Ｎを降圧デューティ（Ｄｕｔｙ２）として算出する降圧デューティ算出部と、
   前記スイッチング周期をＮで除算した期間をシフト期間とする場合、Ｎが２以上であって、かつ、前記出力電圧が前記入力電圧よりも低いとき、駆動中の前記昇降圧回路を構成する前記入力側スイッチのうち前記切り替えパターンが異なる入力側スイッチそれぞれのオン駆動への切り替えタイミングを前記シフト期間ずつずらしつつ、算出された前記降圧デューティで定まる期間に亘って前記入力側スイッチをオン駆動する駆動制御部と、を備える多相ＤＣＤＣコンバータの制御装置。
2. 前記降圧デューティ算出部は、現在のＮに対して最も大きいＭを選択して前記降圧デューティを算出する請求項１に記載の多相ＤＣＤＣコンバータの制御装置。
3. 前記降圧デューティ算出部は、現在のＭに対応する前記降圧デューティを最も大きくできるＮを選択して前記降圧デューティを算出し、
   前記制御部は、選択したＮ相分の前記昇降圧回路を駆動する請求項１に記載の多相ＤＣＤＣコンバータの制御装置。
4. 前記電源の出力電流を検出する電源電流センサ（４０）の検出値を取得する電源電流取得部と、
   前記電源電流取得部により取得された前記電源電流センサの検出値と、前記リアクトルに流れる電流との比較に基づいて、オン駆動への切り替えタイミングが時間的に隣り合う前記各入力側スイッチのうち、最初にオン駆動に切り替えられる入力側スイッチのオフ駆動への切り替えタイミングと、他方の入力側スイッチのオン駆動への切り替えタイミングとの時間差を短縮補正する補正部と、を備える請求項１〜３のいずれか１項に記載の多相ＤＣＤＣコンバータの制御装置。
5. 前記制御部は、前記出力電圧が前記入力電圧よりも高い場合、前記入力側スイッチをオン駆動に維持する請求項１〜４のいずれか１項に記載の多相ＤＣＤＣコンバータの制御装置。
6. 上アーム側に入力側スイッチ（Ｑ１Ａ〜Ｑ１Ｄ）を有する第１ハーフブリッジ回路と、
   下アーム側に出力側スイッチ（Ｑ４Ａ〜Ｑ４Ｄ）を有する第２ハーフブリッジ回路と、
   前記第１ハーフブリッジ回路及び前記第２ハーフブリッジ回路を接続するリアクトル（３１Ａ〜３１Ｄ）と、を備える昇降圧回路（３０Ａ〜３０Ｄ）が複数並列接続された多相ＤＣＤＣコンバータ（１０）に適用され、前記出力側スイッチをオンオフ駆動することにより、電源（１１）から入力される電圧を変圧して給電対象（１２）へと出力する多相ＤＣＤＣコンバータの制御装置において、
   前記電源の出力電流及び前記電源の電圧から定まる前記電源の動作ライン（ＬＬ）であって、前記電源の出力電流が大きいほど前記電源の電圧が低くなる動作ラインのうち、前記電源の許容下限電圧（Ｖｍｉｎ）との交点で定まる電流を前記電源の許容上限電流（Ｉｌｉｍｉｔ）とする場合、前記電源の現在の出力電流と前記許容上限電流との差である許容リプル振幅（Ａｍｐ）を算出するリプル振幅算出部と、
   算出された前記許容リプル振幅と、各相の前記昇降圧回路のうち駆動中の昇降圧回路の数とに基づいて、前記電源の電圧が前記許容下限電圧以上となる降圧デューティを算出する降圧デューティ算出部と、
   駆動中の各相の前記昇降圧回路において、算出された前記降圧デューティで定まる期間に亘って前記入力側スイッチをオン駆動する駆動制御部と、を備える多相ＤＣＤＣコンバータの制御装置。
7. 前記降圧デューティ算出部は、前記電源の電圧が前記許容下限電圧以上となる前記降圧デューティの範囲のうち、最大となる降圧デューティを前記制御部で用いる降圧デューティとして算出する請求項６に記載の多相ＤＣＤＣコンバータの制御装置。
8. 前記電源は、燃料電池である請求項１〜７のいずれか１項に記載の多相ＤＣＤＣコンバータの制御装置。

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