JP2010233350A - インバータ装置およびインバータの制御方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】短絡時間が減少した場合でも、他相に減少分を割り振ることによりインバータのスイッチング回数の減少を抑えるインバータ装置およびインバータ制御方法を提供する。
【解決手段】インピーダンスソース昇圧回路の出力に三相のインバータ回路が接続されたインバータ装置であって、三相電圧指令値と三相電圧指令値の大小関係を判別した判別結果と総短絡時間に基づいて各相の電圧ベクトルのデューティと短絡ベクトルのデューティを算出するデューティ算出部と、三相電圧指令値の大小関係により選択される相の総短絡時間のデューティが、キャリア周期における総短絡時間を6等分して2倍した条件値より小さいとき、該選択された相以外の対象の相の短絡時間のデューティを変更する短絡時間デューティ相間移動部とを備えるインバータ装置である。
【選択図】図1
【解決手段】インピーダンスソース昇圧回路の出力に三相のインバータ回路が接続されたインバータ装置であって、三相電圧指令値と三相電圧指令値の大小関係を判別した判別結果と総短絡時間に基づいて各相の電圧ベクトルのデューティと短絡ベクトルのデューティを算出するデューティ算出部と、三相電圧指令値の大小関係により選択される相の総短絡時間のデューティが、キャリア周期における総短絡時間を6等分して2倍した条件値より小さいとき、該選択された相以外の対象の相の短絡時間のデューティを変更する短絡時間デューティ相間移動部とを備えるインバータ装置である。
【選択図】図1
Description
本発明は、直流電源を昇圧するインピーダンスソース昇圧回路を備えたインバータ装置およびインバータの制御方法に関する。
従来、高出力および高効率のインバータ装置を実現する方法として、バッテリなどの直流電源電圧を所望の電圧に昇圧するインピーダンスソース昇圧回路(以下、Zソース昇圧回路)を用いることが知られている。
特許文献1によれば、直流電源の正極端に接続された第1リアクタと、直流電源の負極端に接続された第2リアクタと、第1リアクタの入力端と第2リアクタの出力端との間に接続された第1コンデンサと、1リアクタの出力端と第2リアクタの入力端との間に接続された第2コンデンサとを備えて構成される昇圧回路と、昇圧回路の出力側に接続された複数相のインバータ回路とを備えたインバータ装置において、昇圧回路の出力電圧及び各相の指令電圧に基づいて、パルス幅変調信号を算出するPWM信号算出手段により算出される各相の各スイッチング素子がオンされる時間とキャリア周期との関係が所定の場合は、ショート時間を全ての相に分割することを禁じ、一部の相にのみショート時間を分割してショート期間を割り当てるショート相決定手段とを具備し、各昇圧電圧における電圧利用率の拡大及びスイッチング損失の低減するインバータ装置が提案されている。
しかしながら、特許文献1によれば、短絡時間を拡大して電圧増幅率を向上させるために、変調率の増大とともにインバータのスイッチング回数を減少させる制御を行う必要がある。そのため、特許文献1では変調率の増大とともにインバータのスイッチング回数が4回または8回になり、スイッチング周波数が減少してしまい、スイッチング周波数の高周波化によるZソース昇圧回路のリアクトルの小型化効果が低下するという問題がある。また、各相スイッチングパターンの不均衡はキャリア周波数の低下とともに、回路中のリプル電流を大きくする要因となり、回路中のリアクトル容量とコンデンサ容量が大きくなる。
特許文献2では、Zソース昇圧回路を備えたインバータ装置の制御方法では各スイッチングパターンの零ベクトル期間内で短絡時間を置換するため、6等分された短絡時間を各スイッチングパターンに設定している。その場合、インバータのスイッチング回数は12回となるが、変調率に制限があり、短絡時間として置換可能な零ベクトル期間を最大限に利用できないという問題がある。
上記のような実情に鑑みてなされたものであり、短絡時間が減少した場合でも、他相に減少分を割り振ることによりインバータのスイッチング回数の減少を抑え、Zソース昇圧回路内のリアクトルを小型化したインバータ装置およびインバータの制御方法を提供することを目的とする。
インピーダンスソース昇圧回路の出力に三相のインバータ回路が接続されたインバータ装置は、短絡時間算出部、デューティ算出部、短絡時間デューティ相間移動部を備えている。
インバータ入力電圧算出部およびデューティ算出部は、三相電圧指令値に基づいて上記インバータ回路に対する入力電圧指令値と供給電源の電圧値に基づいてキャリア周期におけるいずれかの相の短絡時間の総和である総短絡時間を算出する。短絡時間デューティ相間移動部は、三相電圧指令値と上記三相電圧指令値の大小関係を判別した判別結果と上記総短絡時間に基づいて各相の電圧ベクトルのデューティと短絡ベクトルのデューティを算出する。短絡時間デューティ相間移動部は、上記三相電圧指令値の大小関係により選択される相の上記総短絡時間のデューティが、上記キャリア周期における上記総短絡時間を6等分して2倍した条件値より小さいとき、該選択された相以外の対象の相の短絡時間のデューティを変更する。PWM信号生成部は、各相の短絡時間のデューティに基づいてPWM信号を生成する。
上記構成により、短絡時間が減少した場合に、他相に減少分を割り振ることによりインバータのスイッチング回数の減少を抑えることができる。
また、直流電源の正極端子に接続されたダイオードのアノード端子と、上記ダイオードのカソード端子に接続される第1のリアクトルと、上記直流電源の負極端子に接続された第2のリアクトルと、上記第1のリアクトルの入力端子と上記第2のリアクトルの出力端子との間に接続された第1のコンデンサと、上記第1のリアクトルの出力端子と上記第2のリアクトルの入力端子との間に接続された第2のコンデンサとを備えるZソース昇圧回路のリアクトルを小型化できる。
また、直流電源の正極端子に接続されたダイオードのアノード端子と、上記ダイオードのカソード端子に接続される第1のリアクトルと、上記直流電源の負極端子に接続された第2のリアクトルと、上記第1のリアクトルの入力端子と上記第2のリアクトルの出力端子との間に接続された第1のコンデンサと、上記第1のリアクトルの出力端子と上記第2のリアクトルの入力端子との間に接続された第2のコンデンサとを備えるZソース昇圧回路のリアクトルを小型化できる。
短絡時間が減少した場合でも、他相に減少分を割り振ることによりインバータのスイッチング回数の減少を抑えることができる。また、Zソース昇圧回路内のリアクトルを小型化できる。また、各相のスイッチングパターンを可能な限り均等に配置することにより、Zソース昇圧回路におけるリプル電流を低減させ、リアクトルとコンデンサの容量を低減することができる。
以下図面に基づいて、本発明の実施形態について詳細を説明する。
図1は、インバータ装置1の構成を示す図である。インバータ装置1は、直流電源2、Zソース昇圧回路3、インバータ回路4、バッテリ電圧センサ5、位置検出センサ6、相電流センサ7U、7W、および制御部9、記録部8を備え、モータ10を制御する。
図1は、インバータ装置1の構成を示す図である。インバータ装置1は、直流電源2、Zソース昇圧回路3、インバータ回路4、バッテリ電圧センサ5、位置検出センサ6、相電流センサ7U、7W、および制御部9、記録部8を備え、モータ10を制御する。
直流電源2は、モータ10にZソース昇圧回路3やインバータ回路4を介して電力を供給する。例えば、直流電源2としてリチウムイオン電池、ニッケル水素電池、キャパシタを用いることができる。
Zソース昇圧回路3は、ダイオードD1、リアクトルL1、L2、コンデンサC1、C2を備えている。ダイオードD1のアノードは、直流電源2の正極に接続され、カソードはリアクトルL1とコンデンサC1の一方の端子に接続されている。リアクトルL1の他方の端子は、コンデンサC2の一方の端子とインバータ回路4のスイッチング素子Q1、Q2、Q3のコレクタ端子に接続されている。リアクトルL2の一方の端子は、直流電源2の負極とコンデンサC2の他方の端子と接続されている。リアクトルL2の他方の端子は、コンデンサC1の他方の端子とインバータ回路4のスイッチング素子Q4、Q5、Q6のエミッタ端子に接続されている。このように構成されたZソース昇圧回路3は、UVWのいずれかの相の上下のアームが短絡する短絡時間において、リアクトルL1、L2の充電、コンデンサC1、C2の放電を行った後、PWM制御における零ベクトル期間や有効ベクトル期間においてリアクトルL1、L2の放電並びにコンデンサC1、C2の充電を行うことにより直流電源電圧を昇圧する。なお、ダイオードD1は、通電期間やゼロベクトル期間ではオン、短絡時間ではオフする。
インバータ回路4は、Zソース昇圧回路3の出力側に接続された3相のインバータ回路である。スイッチング素子Q1とフライホイールダイオードD2は、U相の上アーム(P側)を構成する。また、スイッチング素子Q2とフライホイールダイオードD3は、V相の上アームを構成する。スイッチング素子Q3とフライホイールダイオードD4は、W相の上アームを構成する。スイッチング素子Q4とフライホイールダイオードD5は、U相の下アーム(N側)を構成する。また、スイッチング素子Q5とフライホイールダイオードD6は、V相の下アームを構成する。スイッチング素子Q6とフライホイールダイオードD7は、W相の下アームを構成する。
スイッチング素子Q1、Q2、Q3のコレクタ端子は、リアクトルL1のZソース昇圧回路3の出力側に接続されている。スイッチング素子Q4、Q5、Q6のエミッタ端子は、リアクトルL2のZソース昇圧回路3の出力側に接続されている。スイッチング素子Q1〜Q6のコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタの方向が順方向になるようフライホイールダイオードD2〜D7が接続されている。
スイッチング素子Q1〜Q6は、制御部9から出力されるパルス信号(パルス幅変調)によりオン/オフする。また、各スイッチング素子Q1〜Q3のエミッタ端子と、各スイッチング素子Q4〜Q6のコレクタ端子は、モータ10のU、V、W相の各コイル端子に接続されている。なお、スイッチング素子は絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタ(IGBT)などを用いる。
バッテリ電圧センサ5は、直流電源2のバッテリ電圧Voを検出するセンサであり、バッテリ電圧Voに対応する信号を出力する。
相電流センサ7U、7Wは、モータ10の相電流Iu、Iv、Iwを検出するためのセンサであり、U、V相の相電流Iu、Iwに対応する電気信号を出力する。なお、V相の相電流Ivは、相電流Iu、Iwに基づいて算出する。なお、V相についても相電流センサを設けてもよい。
相電流センサ7U、7Wは、モータ10の相電流Iu、Iv、Iwを検出するためのセンサであり、U、V相の相電流Iu、Iwに対応する電気信号を出力する。なお、V相の相電流Ivは、相電流Iu、Iwに基づいて算出する。なお、V相についても相電流センサを設けてもよい。
位置検出センサ6は、モータ10のステータとロータとの回転角θを検出するセンサであり、この回転角θに対応する信号を出力する。
制御部9は、バッテリ電圧センサ5、位置検出センサ6、相電流センサ7U、7Wの出力信号を受信して、図示しないアナログ/デジタル変換器により各出力信号をデジタル信号に変換して、該信号に基づいて処理を行う。なお、制御部9は、モータ10の駆動および回生作動を制御する。また、制御部9はCPU、DSPなどのプログラマブルなデバイスを用いて構成してもよい。
制御部9は、バッテリ電圧センサ5、位置検出センサ6、相電流センサ7U、7Wの出力信号を受信して、図示しないアナログ/デジタル変換器により各出力信号をデジタル信号に変換して、該信号に基づいて処理を行う。なお、制御部9は、モータ10の駆動および回生作動を制御する。また、制御部9はCPU、DSPなどのプログラマブルなデバイスを用いて構成してもよい。
記録部8には、インバータ回路4を制御するためのプログラムやデータが記録されている。
図2は、制御部9のインバータ回路4の制御ブロックを示す図である。制御部9は、三相電圧指令値算出部21、インバータ入力電圧算出部22、電源電圧検出部23、電圧指令値大小関係判別部24、短絡時間算出部25、デューティ算出部26、短絡時間デューティ相間移動部27、PWM信号生成部28を備えている。そして、制御部9は、三相電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*、昇圧電圧指令値Vin*、電源電圧Voに基づいて各相の短絡時間を設定したPWM信号を生成する。
図2は、制御部9のインバータ回路4の制御ブロックを示す図である。制御部9は、三相電圧指令値算出部21、インバータ入力電圧算出部22、電源電圧検出部23、電圧指令値大小関係判別部24、短絡時間算出部25、デューティ算出部26、短絡時間デューティ相間移動部27、PWM信号生成部28を備えている。そして、制御部9は、三相電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*、昇圧電圧指令値Vin*、電源電圧Voに基づいて各相の短絡時間を設定したPWM信号を生成する。
三相電圧指令値算出部21では、後述するようにモータ10に対するトルク指令値T*とモータ10の磁極位置θに基づいて三相電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*を算出する。
インバータ入力電圧算出部22は、三相電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*に基づいて昇圧電圧指令値Vin*を算出する。
電源電圧検出部23は、バッテリ電圧センサ5から直流電源2の電圧Voに対応する信号を取得して直流電源電圧値Vo*を短絡時間算出部25に出力する。
電源電圧検出部23は、バッテリ電圧センサ5から直流電源2の電圧Voに対応する信号を取得して直流電源電圧値Vo*を短絡時間算出部25に出力する。
電圧指令値大小関係判別部24は、後述するように三相電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*に基づいて電圧指令値の大小関係を判定し、判定結果に対応するモード信号(mode信号)を生成する。
短絡時間算出部25は、インバータ回路4のU、V、W相のいずれかの相を短絡する1キャリア周期における総短絡時間Tstを式1に従って算出する。1キャリア周期Tcでは、例えば、三角波キャリア信号などある。
Tst=(Tc/2)×(1−(Vo*/Vin*) 式1
デューティ算出部26は、後述するように三相電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*とモード信号と総短絡時間Tstに基づいて各電圧ベクトルのデューティDn、短絡ベクトルのデューティDstを順次算出する。
短絡時間デューティ相間移動部27は、後述するようにモード信号と各電圧ベクトルのデューティDnと短絡ベクトルのデューティDstに基づいて相間で短絡時間を移動してデューティを変更する。
PWM信号生成部28は、各電圧ベクトルのデューティDn、短絡ベクトルのデューティDst、キャリア周期Tc(三角波キャリア信号)、短絡時間デューティ相間移動部27により算出された期間および短絡時間が割り当てられる相などに基づいて、スイッチング素子Q1〜Q6をオン/オフするPWM信号を生成して出力する。
(動作説明)
図3は、Zソースインバータ装置の制御を示すフロー図である。
(動作説明)
図3は、Zソースインバータ装置の制御を示すフロー図である。
ステップS1では電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*算出する。例えば、制御部9の三相電圧指令値算出部21は、モータ10に対するトルク指令値T*と回転角θから算出した角速度ωを取得してd軸電流指令値Id*およびq軸電流指令値Iq*を算出する。次に、U相電流Iu、V相電流Iv、W相電流Iwの検出値をdq座標上に変換してd軸電流値Idとq軸電流値Iqを算出する。d軸電流指令値Id*、q軸電流指令値Iq*、回転角度θ、d軸電流値Idとq軸電流値Iqに基づいて、d軸電流値Idおよびq軸電流値Iqとd軸電流指令値Id*とq軸電流指令値Iq*との各偏差がゼロになるように、d軸電圧指令値Vd*とq軸電圧指令値Vq*を算出する。そして、d軸電圧指令値Vd*とq軸電圧指令値Vq*を座標変換して三相電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*を算出する。
ステップS2では、インバータ入力電圧である昇圧電圧指令値Vin*を算出する。例えば、制御部9のインバータ入力電圧算出部22は、三相電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*に基づいて昇圧電圧指令値Vin*を算出する。また、三相電圧指令値算出部21で算出したd軸電圧指令値Vd*とq軸電圧指令値Vq*を用いて式2に従って昇圧電圧指令値Vin*を算出してもよい。なお、式2の「^」はべき乗を示す。
Vin*=2×(2^(1/2))/((3^(1/2)×M)×((Vd*)^2+(Vq*)^2))^(1/2) 式2
ステップS3では直流電源2の電圧Voを検出する。例えば、バッテリ電圧センサ5から電圧Voに対応する信号を取得して電圧値Vo*を生成する。
ステップS4(モード判別処理)では、電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*の大小関係に基づいてモードを判別する。
図4に指令値大小関係算出処理(電圧指令値大小関係判別部24のモード判別処理)の動作フローを示す。
図4に指令値大小関係算出処理(電圧指令値大小関係判別部24のモード判別処理)の動作フローを示す。
ステップS41では、動作周期ごとにU相電圧指令値Vu*とV相電圧指令値Vv*を取得して、U相電圧指令値Vu*とV相電圧指令値Vv*が記録部8に記録されている条件A(Vu*>Vv*)を満たしているかを判定する。条件Aを満たしていればステップS42に移行し、満たしていなければステップS47に移行する。
ステップS42では、動作周期ごとにV相電圧指令値Vv*とW相電圧指令値Vw*を取得して、V相電圧指令値Vv*とW相電圧指令値Vw*が記録部8に記録されている条件B(Vv*>Vw*)を満たしているかを判定する。条件Bを満たしていればステップS43(mode1)に移行し、満たしていなければステップS44に移行する。
ステップS43では、後述するmode1に対応する処理を実行する通知をデューティ算出部26と短絡時間デューティ相間移動部27に転送する。
ステップS44では、動作周期ごとにU相電圧指令値Vu*とW相電圧指令値Vw*を取得して、V相電圧指令値Vu*とW相電圧指令値Vw*が記録部8に記録されている条件C(Vu*>Vw*)を満たしているかを判定する。条件Cを満たしていればステップS45(mode2)に移行し、満たしていなければステップS46(mode3)に移行する。
ステップS44では、動作周期ごとにU相電圧指令値Vu*とW相電圧指令値Vw*を取得して、V相電圧指令値Vu*とW相電圧指令値Vw*が記録部8に記録されている条件C(Vu*>Vw*)を満たしているかを判定する。条件Cを満たしていればステップS45(mode2)に移行し、満たしていなければステップS46(mode3)に移行する。
ステップS45では、後述するmode2に対応する処理を実行する通知をデューティ算出部26と短絡時間デューティ相間移動部27に転送する。ステップS46では、後述するmode3に対応する処理を実行する通知をデューティ算出部26と短絡時間デューティ相間移動部27に転送する。
ステップS47では、動作周期ごとにU相電圧指令値Vu*とW相電圧指令値Vw*を取得して、V相電圧指令値Vu*とW相電圧指令値Vw*が条件C(Vu*>Vw*)を満たしているかを判定する。条件Cを満たしていればステップS48(mode4)に移行し、満たしていなければステップS49に移行する。
ステップS48では、後述するmode4に対応する処理を実行する通知をデューティ算出部26と短絡時間デューティ相間移動部27に転送する。
ステップS49では、動作周期ごとにV相電圧指令値Vv*とW相電圧指令値Vw*を取得して、V相電圧指令値Vv*とW相電圧指令値Vw*が条件B(Vv*>Vw*)を満たしているかを判定する。条件Bを満たしていればステップS410(mode5)に移行し、満たしていなければステップS411(mode6)に移行する。
ステップS49では、動作周期ごとにV相電圧指令値Vv*とW相電圧指令値Vw*を取得して、V相電圧指令値Vv*とW相電圧指令値Vw*が条件B(Vv*>Vw*)を満たしているかを判定する。条件Bを満たしていればステップS410(mode5)に移行し、満たしていなければステップS411(mode6)に移行する。
ステップS410では、後述するmode5に対応する処理を実行する通知をデューティ算出部26と短絡時間デューティ相間移動部27に転送する。ステップS411では、後述するmode6に対応する処理を実行する通知をデューティ算出部26と短絡時間デューティ相間移動部27に転送する。
上記ステップS4の処理(図4参照)が完了すると、図3のステップS5では総短絡時間Tstを算出する。例えば、算出インバータ回路4のU、V、W相のいずれかの相を短絡する1キャリア周期における総短絡時間Tstを直流電源電圧値Vo*と昇圧電圧指令値Vin*に基づいて算出する(式1参照)。
ステップS6ではデューティを算出する。例えば、短絡時間算出部25により、三相電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*とモード信号と総短絡時間Tstとキャリア周期Tcを周期とする三角波キャリア信号に基づいて各電圧ベクトルのデューティDn、短絡ベクトルのデューティDstを順次算出する。例えば、電圧指令値の大小関係がVu*>Vv*>Vw*の場合の各電圧ベクトルのデューティDn、短絡ベクトルのデューティDstについて算出方法を示す。式3はキャリア周期の半周期間における短絡時間設定前の各ベクトルのデューティを示している。
D7=(1+Vw*)/2 式3
D6=(Vv*−Vw*)/2
D4=(Vu*−Vv*)/2
D0=(1−Vu*)/2
D7の場合、V7ベクトルのデューティは零ベクトルになる(最小相から算出)。D0の場合、V0ベクトルのデューティは零ベクトルになる(最大相から算出)。D6、D4の場合、V6、V4ベクトルのデューティは有効ベクトルになる。有効ベクトルV1〜V6は最小相、中間相、最大相から算出する。また、短絡時間1つ分のデューティDst1は総短絡時間Tstとキャリア周期Tcから式4のように示すことができる。
Dst1=Tst/3Tc 式4
式5はキャリア周期の半周期間における短絡時間設定後の各ベクトルのデューティを示している。
D7=((1+Vw*)/2)−(3Dst1/2) 式5
=((1+Vw*)/2)−(Tst/2Tc)
D6=(Vv*−Vw*)/2
D4=(Vu*−Vv*)/2
D0=((1−Vu*)/2)−(3Dst1/2)
=((1+Vw*)/2)−(Tst/2Tc)
式6は1キャリア周期間における各相の短絡時間のデューティを示している。
Dust=Dvst=Dwst=2Dst1=2Tst/3Tc 式6
なお、他の指令値の大小関係においても同じように算出する。
ステップS7では、例えば、短絡時間デューティ相間移動部27により、各電圧ベクトルのデューティDnと短絡ベクトルのデューティDstに基づいて相間で短絡時間を移動してデューティを変更する。
図5A〜5Fに短絡時間デューティの相間移動処理のフロー図を示す。図5A〜5Fには、電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*の大小関係を判定し、各相の短絡時間のデューティを変更する処理について示している。Dst1は所望の総短絡時間Tstを6等分した場合のデューティであり、DustはU相の総短絡時間のデューティ、DvstはV相の総短絡時間のデューティ、DwstはW相の総短絡時間のデューティである。
図5Aは、mode1(Vu*>Vv*>Vw*)の処理を示すフローである。
ステップS51では、U相の総短絡時間のデューティDustと条件値2Dst1とを比較してDust<2Dst1の条件を満たしていればステップS52に移行し、満たしていなければステップS53に移行する。例えば、条件値2Dst1は記録部8に記録されており、所望の総短絡時間Tstを6等分したDst1を2倍した値である。
ステップS51では、U相の総短絡時間のデューティDustと条件値2Dst1とを比較してDust<2Dst1の条件を満たしていればステップS52に移行し、満たしていなければステップS53に移行する。例えば、条件値2Dst1は記録部8に記録されており、所望の総短絡時間Tstを6等分したDst1を2倍した値である。
ステップS52では、式7に基づいてW相の短絡時間のデューティを変更する。
Dwst’=Dwst+(2Dst1−Dust) 式7
D7’=D7−(2Dst1−Dust)
ステップS53では、W相の総短絡時間のデューティDwstと条件値2Dst1とを比較して、Dwst<2Dst1の条件を満たしていればステップS54に移行し、満たしていなければ短絡時間デューティの相間移動の処理を完了するとともに、短絡時間の減少が発生しないことを、PWM信号生成部28に通知する。
Dwst’=Dwst+(2Dst1−Dust) 式7
D7’=D7−(2Dst1−Dust)
ステップS53では、W相の総短絡時間のデューティDwstと条件値2Dst1とを比較して、Dwst<2Dst1の条件を満たしていればステップS54に移行し、満たしていなければ短絡時間デューティの相間移動の処理を完了するとともに、短絡時間の減少が発生しないことを、PWM信号生成部28に通知する。
ステップS54では、式8に基づいてU相の短絡時間のデューティを変更する。
Dust’=Dust+(2Dst1−Dwst) 式8
D0’=D0−(2Dst1−Dwst)
図5Bは、mode2(Vu*>Vw*>Vv*)の処理を示すフローである。
Dust’=Dust+(2Dst1−Dwst) 式8
D0’=D0−(2Dst1−Dwst)
図5Bは、mode2(Vu*>Vw*>Vv*)の処理を示すフローである。
ステップS55では、U相の総短絡時間のデューティDustと条件値2Dst1とを比較してDust<2Dst1の条件を満たしていればステップS56に移行し、満たしていなければステップS57に移行する。
ステップS56では、式9に基づいてU相の短絡時間のデューティを変更する。
Dvst’=Dvst+(2Dst1−Dust) 式9
D7’=D7−(2Dst1−DUst)
ステップS57では、V相の総短絡時間のデューティDvstと条件値2Dst1とを比較して、Dvst<2Dst1の条件を満たしていればステップS58に移行し、満たしていなければ短絡時間デューティの相間移動の処理を完了するとともに、短絡時間の減少が発生しないことを、PWM信号生成部28に通知する。
Dvst’=Dvst+(2Dst1−Dust) 式9
D7’=D7−(2Dst1−DUst)
ステップS57では、V相の総短絡時間のデューティDvstと条件値2Dst1とを比較して、Dvst<2Dst1の条件を満たしていればステップS58に移行し、満たしていなければ短絡時間デューティの相間移動の処理を完了するとともに、短絡時間の減少が発生しないことを、PWM信号生成部28に通知する。
ステップS58では、式10に基づいてU相の短絡時間のデューティを変更する。
Dust’=Dust+(2Dst1−Dvst) 式10
D0’=D0−(2Dst1−Dvst)
図5Cは、mode3(Vw*>Vu*>Vv*)の処理を示すフローである。
Dust’=Dust+(2Dst1−Dvst) 式10
D0’=D0−(2Dst1−Dvst)
図5Cは、mode3(Vw*>Vu*>Vv*)の処理を示すフローである。
ステップS59では、W相の総短絡時間のデューティDwstと条件値2Dst1とを比較してDwst<2Dst1の条件を満たしていればステップS60に移行し、満たしていなければステップS61に移行する。
ステップS60では、式11に基づいてV相の短絡時間のデューティを変更する。
Dvst’=Dvst+(2Dst1−Dwst) 式11
D7’=D7−(2Dst1−Dwst)
ステップS61では、V相の総短絡時間のデューティDvstと条件値2Dst1とを比較して、Dvst<2Dst1の条件を満たしていればステップS62に移行し、満たしていなければ短絡時間デューティの相間移動の処理を完了するとともに、短絡時間の減少が発生しないことを、PWM信号生成部28に通知する。
Dvst’=Dvst+(2Dst1−Dwst) 式11
D7’=D7−(2Dst1−Dwst)
ステップS61では、V相の総短絡時間のデューティDvstと条件値2Dst1とを比較して、Dvst<2Dst1の条件を満たしていればステップS62に移行し、満たしていなければ短絡時間デューティの相間移動の処理を完了するとともに、短絡時間の減少が発生しないことを、PWM信号生成部28に通知する。
ステップS62では、式12に基づいてW相の短絡時間のデューティを変更する。
Dwst’=Dwst+(2Dst1−Dvst) 式12
D0’=D0−(2Dst1−Dvst)
図5Dは、mode4(Vv*>Vu*>Vw*)の処理を示すフローである。
Dwst’=Dwst+(2Dst1−Dvst) 式12
D0’=D0−(2Dst1−Dvst)
図5Dは、mode4(Vv*>Vu*>Vw*)の処理を示すフローである。
ステップS63では、V相の総短絡時間のデューティDvstと条件値2Dst1とを比較してDvst<2Dst1の条件を満たしていればステップS64に移行し、満たしていなければステップS65に移行する。
ステップS64では、式13に基づいてW相の短絡時間のデューティを変更する。
Dwst’=Dwst+(2Dst1−Dvst) 式13
D7’=D7−(2Dst1−Dvst)
ステップS65では、W相の総短絡時間のデューティDwstと条件値2Dst1とを比較して、Dwst<2Dst1の条件を満たしていればステップS65に移行し、満たしていなければ短絡時間デューティの相間移動の処理を完了するとともに、短絡時間の減少が発生しないことを、PWM信号生成部28に通知する。
Dwst’=Dwst+(2Dst1−Dvst) 式13
D7’=D7−(2Dst1−Dvst)
ステップS65では、W相の総短絡時間のデューティDwstと条件値2Dst1とを比較して、Dwst<2Dst1の条件を満たしていればステップS65に移行し、満たしていなければ短絡時間デューティの相間移動の処理を完了するとともに、短絡時間の減少が発生しないことを、PWM信号生成部28に通知する。
ステップS66では、式14に基づいてV相の短絡時間のデューティを変更する。
Dvst’=Dvst+(2Dst1−Dwst) 式14
D0’=D0−(2Dst1−Dwst)
図5Eは、mode5(Vv*>Vw*>Vu*)の処理を示すフローである。
Dvst’=Dvst+(2Dst1−Dwst) 式14
D0’=D0−(2Dst1−Dwst)
図5Eは、mode5(Vv*>Vw*>Vu*)の処理を示すフローである。
ステップS67では、V相の総短絡時間のデューティDvstと条件値2Dst1とを比較してDvst<2Dst1の条件を満たしていればステップS68に移行し、満たしていなければステップS69に移行する。
ステップS68では、式15に基づいてU相の短絡時間のデューティを変更する。
Dust’=Dust+(2Dst1−Dvst) 式15
D7’=D7−(2Dst1−Dvst)
ステップS69では、U相の総短絡時間のデューティDustと条件値2Dst1とを比較して、Dust<2Dst1の条件を満たしていればステップS70に移行し、満たしていなければ短絡時間デューティの相間移動の処理を完了するとともに、短絡時間の減少が発生しないことを、PWM信号生成部28に通知する。
Dust’=Dust+(2Dst1−Dvst) 式15
D7’=D7−(2Dst1−Dvst)
ステップS69では、U相の総短絡時間のデューティDustと条件値2Dst1とを比較して、Dust<2Dst1の条件を満たしていればステップS70に移行し、満たしていなければ短絡時間デューティの相間移動の処理を完了するとともに、短絡時間の減少が発生しないことを、PWM信号生成部28に通知する。
ステップS70では、式16に基づいてV相の短絡時間のデューティを変更する。
Dvst’=Dvst+(2Dst1−Dust) 式16
D0’=D0−(2Dst1−Dust)
図5Fは、mode6(Vw*>Vv*>Vu*)の処理を示すフローである。
ステップS71では、W相の総短絡時間のデューティDwstと条件値2Dst1とを比較してDust<2Dst1の条件を満たしていればステップS72に移行し、満たしていなければステップS73に移行する。
Dvst’=Dvst+(2Dst1−Dust) 式16
D0’=D0−(2Dst1−Dust)
図5Fは、mode6(Vw*>Vv*>Vu*)の処理を示すフローである。
ステップS71では、W相の総短絡時間のデューティDwstと条件値2Dst1とを比較してDust<2Dst1の条件を満たしていればステップS72に移行し、満たしていなければステップS73に移行する。
ステップS72では、式17に基づいてU相の短絡時間のデューティを変更する。
Dust’=Dust+(2Dst1−Dwst) 式17
D7’=D7−(2Dst1−Dwst)
ステップS73では、U相の総短絡時間のデューティDustと条件値2Dst1とを比較して、Dust<2Dst1の条件を満たしていればステップS74に移行し、満たしていなければ短絡時間デューティの相間移動の処理を完了するとともに、短絡時間の減少が発生しないことを、PWM信号生成部28に通知する。
Dust’=Dust+(2Dst1−Dwst) 式17
D7’=D7−(2Dst1−Dwst)
ステップS73では、U相の総短絡時間のデューティDustと条件値2Dst1とを比較して、Dust<2Dst1の条件を満たしていればステップS74に移行し、満たしていなければ短絡時間デューティの相間移動の処理を完了するとともに、短絡時間の減少が発生しないことを、PWM信号生成部28に通知する。
ステップS74では、式18に基づいてW相の短絡時間のデューティを変更する。
Dwst’=Dwst+(2Dst1−Dust) 式18
D0’=D0−(2Dst1−Dust)
上記ステップS7の処理を完了した後、図3のステップS8ではPWM信号を生成する。各相に対して設定した所望の短絡時間が減少する場合は、短絡時間デューティ相間移動部27で減少分を他相(最大相か最小相)に付与した各電圧ベクトルのデューティDn’(D0’〜D7’)と短絡ベクトルのデューティDst’(Dust’、Dvst’、Dwst’)をもとにPWM信号を生成する。短絡時間の減少が発生しない場合は、デューティ算出部26で算出された各電圧ベクトルのデューティDn(D0〜D7)と短絡ベクトルのデューティDst(Dust、Dvst、Dwst)をもとにPWM信号を生成する。
Dwst’=Dwst+(2Dst1−Dust) 式18
D0’=D0−(2Dst1−Dust)
上記ステップS7の処理を完了した後、図3のステップS8ではPWM信号を生成する。各相に対して設定した所望の短絡時間が減少する場合は、短絡時間デューティ相間移動部27で減少分を他相(最大相か最小相)に付与した各電圧ベクトルのデューティDn’(D0’〜D7’)と短絡ベクトルのデューティDst’(Dust’、Dvst’、Dwst’)をもとにPWM信号を生成する。短絡時間の減少が発生しない場合は、デューティ算出部26で算出された各電圧ベクトルのデューティDn(D0〜D7)と短絡ベクトルのデューティDst(Dust、Dvst、Dwst)をもとにPWM信号を生成する。
上記のように短絡時間が減少した場合に、他相に減少分を割り振ることによりインバータのスイッチング回数の減少を抑えられ、さらにZソース昇圧回路内のリアクトルを小型化できる。また、各相のスイッチングパターンを可能な限り均等に配置することにより、Zソース昇圧回路におけるリプル電流を低減させ、リアクトルとコンデンサの容量を低減することができる。
例えば、従来のようにPWM制御で決定された有効ベクトル期間を維持するために短絡時間を零ベクトル期間内で置換すると、変調率の増加に伴い、あるキャリア周期間で何れかの相の短絡時間が減少する(図6のA参照)。図6のAでは、U相において短絡時間が減少している(破線範囲)。
しかし、上記説明した実施例によれば、図6のAにおいて発生したU相における短絡時間の減少分をW相にて置換することにより零ベクトル期間を最大限に利用することができる。つまり、図6のBの破線範囲に示すようにW相の短絡時間のデューティDwstを短絡時間減少分だけ増加させ、零電圧ベクトルV7のデューティD7を減少させることで零ベクトル期間を最大限に利用することができる。また、短絡時間が減少した場合に、他相に減少分を付与することで、スイッチング回数の減少を12回から10回への2回に抑えることができる。
なお、図6のA、Bでは縦軸に電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*のレベル(1〜−1)、スイッチング素子Q1〜Q6の入力(PWM信号)、電圧ベクトルのデューティ、短絡ベクトルのデューティが設定されている。
さらに、インバータのスイッチング回数の減少を抑えることで、電圧増幅率特性を維持しつつ、昇圧回路内のリアクトルの小型化が可能となる(図7:電圧増幅率−変調率特性を参照)。なお、図7は縦軸に電圧増幅率、横軸に変調率が示されている。
例えば、従来は、1キャリア周期Tc、1キャリア周期内の総短絡時間Tstとすると、変調率Mは、M≦1−(Tst/Tc)となり、電圧増幅率Gは、G=M/(2M−1)となる。そして、出力相電圧の基本波波高値Vuは、Vu=GVo/2のように示すことができる。
しかし、図6のAのように短絡時間を拡大した場合、短絡時間が減少する相が発生するため、電圧増幅率は低下する。しかし、本実施例によれば短絡時間が減少した場合に、他相に減少分を付与することで、変調率Mは、M≦(2/3^2)×(1−(Tst/Tc))、電圧増幅率GはG=M/((3^2)M−1)の特性を維持することができる。さらにスイッチング回数の減少を押させることができる。
また、本発明は、上記実施の形態に限定されるものでなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変更が可能である。
1 インバータ装置、
2 直流電源、
3 Zソース昇圧回路、
4 インバータ回路、
5 バッテリ電圧センサ、
6 位置検出センサ、
7U、7W 相電流センサ、
8 記録部、
9 制御部、
10 モータ、
21 三相電圧指令値算出部、
22 インバータ入力電圧算出部、
23 電源電圧検出部、
24 電圧指令値大小関係判別部、
25 短絡時間算出部、
26 デューティ算出部、
27 短絡時間デューティ相間移動部、
28 PWM信号生成部、
D1〜D7 ダイオード、
L1、L2 リアクトル、
C1、C2 コンデンサ、
Q1〜Q6 トランジスタ、
2 直流電源、
3 Zソース昇圧回路、
4 インバータ回路、
5 バッテリ電圧センサ、
6 位置検出センサ、
7U、7W 相電流センサ、
8 記録部、
9 制御部、
10 モータ、
21 三相電圧指令値算出部、
22 インバータ入力電圧算出部、
23 電源電圧検出部、
24 電圧指令値大小関係判別部、
25 短絡時間算出部、
26 デューティ算出部、
27 短絡時間デューティ相間移動部、
28 PWM信号生成部、
D1〜D7 ダイオード、
L1、L2 リアクトル、
C1、C2 コンデンサ、
Q1〜Q6 トランジスタ、
Claims (10)
- インピーダンスソース昇圧回路の出力に三相のインバータ回路が接続されたインバータ装置であって、
三相電圧指令値に基づいて前記インバータ回路に対する入力電圧指令値と供給電源の電圧値に基づいてキャリア周期におけるいずれかの相の短絡時間の総和である総短絡時間を算出する短絡時間算出部と、
三相電圧指令値と前記三相電圧指令値の大小関係を判別した判別結果と前記総短絡時間に基づいて各相の電圧ベクトルのデューティと短絡ベクトルのデューティを算出するデューティ算出部と、
前記三相電圧指令値の大小関係により選択される相の前記総短絡時間のデューティが、前記キャリア周期における前記総短絡時間を6等分して2倍した条件値より小さいとき、該選択された相以外の対象の相の短絡時間のデューティを変更する短絡時間デューティ相間移動部と、
各相の短絡時間のデューティに基づいてPWM信号を生成するPWM信号生成部と、
を備えることを特徴とするインバータ装置。 - 前記短絡時間デューティ相間移動部は、
前記三相電圧指令値の大小関係がU相>V相>W相であり、U相の総短絡時間のデューティが前記条件値より小さいとき、W相の総短絡時間のデューティに条件値からU相の総短絡時間のデューティを減算した値を加算するとともに、最小相から算出した零ベクトルのデューティから条件値からU相の総短絡時間のデューティを減算した値を減算し、
前記三相電圧指令値の大小関係がU相>V相>W相であり、U相の総短絡時間のデューティが前記条件値以上であり、W相の総短絡時間のデューティが前記条件値より小さいとき、U相の総短絡時間のデューティに条件値からW相の総短絡時間のデューティを減算した値を加算するとともに、最大相から算出した零ベクトルのデューティから条件値からU相の総短絡時間のデューティを減算した値を減算する、
ことを特徴とする請求項1に記載のインバータ装置。 - 前記短絡時間デューティ相間移動部は、
前記三相電圧指令値の大小関係がU相>W相>V相であり、U相の総短絡時間のデューティが前記条件値より小さいとき、V相の総短絡時間のデューティに条件値からU相の総短絡時間のデューティを減算した値を加算するとともに、最小相から算出した零ベクトルのデューティから条件値からU相の総短絡時間のデューティを減算した値を減算し、
前記三相電圧指令値の大小関係がU相>W相>V相であり、U相の総短絡時間のデューティが前記条件値以上であり、V相の総短絡時間のデューティが前記条件値より小さいとき、U相の総短絡時間のデューティに条件値からV相の総短絡時間のデューティを減算した値を加算するとともに、最大相から算出した零ベクトルのデューティから条件値からV相の総短絡時間のデューティを減算した値を減算する、
ことを特徴とする請求項1に記載のインバータ装置。 - 前記短絡時間デューティ相間移動部は、
前記三相電圧指令値の大小関係がW相>U相>V相であり、W相の総短絡時間のデューティが前記条件値より小さいとき、V相の総短絡時間のデューティに条件値からW相の総短絡時間のデューティを減算した値を加算するとともに、最小相から算出した零ベクトルのデューティから条件値からW相の総短絡時間のデューティを減算した値を減算し、
前記三相電圧指令値の大小関係がW相>U相>V相であり、W相の総短絡時間のデューティが前記条件値以上であり、V相の総短絡時間のデューティが前記条件値より小さいとき、W相の総短絡時間のデューティに条件値からV相の総短絡時間のデューティを減算した値を加算するとともに、最大相から算出した零ベクトルのデューティから条件値からV相の総短絡時間のデューティを減算した値を減算する、
ことを特徴とする請求項1に記載のインバータ装置。 - 前記短絡時間デューティ相間移動部は、
前記三相電圧指令値の大小関係がV相>U相>W相であり、V相の総短絡時間のデューティが前記条件値より小さいとき、W相の総短絡時間のデューティに条件値からV相の総短絡時間のデューティを減算した値を加算するとともに、最小相から算出した零ベクトルのデューティから条件値からV相の総短絡時間のデューティを減算した値を減算し、
前記三相電圧指令値の大小関係がV相>U相>W相であり、V相の総短絡時間のデューティが前記条件値以上であり、W相の総短絡時間のデューティが前記条件値より小さいとき、V相の総短絡時間のデューティに条件値からW相の総短絡時間のデューティを減算した値を加算するとともに、最大相から算出した零ベクトルのデューティから条件値からW相の総短絡時間のデューティを減算した値を減算する、
ことを特徴とする請求項1に記載のインバータ装置。 - 前記短絡時間デューティ相間移動部は、
前記三相電圧指令値の大小関係がV相>W相>U相であり、V相の総短絡時間のデューティが前記条件値より小さいとき、U相の総短絡時間のデューティに条件値からV相の総短絡時間のデューティを減算した値を加算するとともに、最小相から算出した零ベクトルのデューティから条件値からV相の総短絡時間のデューティを減算した値を減算し、
前記三相電圧指令値の大小関係がV相>W相>U相であり、V相の総短絡時間のデューティが前記条件値以上であり、U相の総短絡時間のデューティが前記条件値より小さいとき、V相の総短絡時間のデューティに条件値からU相の総短絡時間のデューティを減算した値を加算するとともに、最大相から算出した零ベクトルのデューティから条件値からU相の総短絡時間のデューティを減算した値を減算する、
ことを特徴とする請求項1に記載のインバータ装置。 - 前記短絡時間デューティ相間移動部は、
前記三相電圧指令値の大小関係がW相>V相>U相であり、W相の総短絡時間のデューティが前記条件値より小さいとき、U相の総短絡時間のデューティに条件値からW相の総短絡時間のデューティを減算した値を加算するとともに、最小相から算出した零ベクトルのデューティから条件値からW相の総短絡時間のデューティを減算した値を減算し、
前記三相電圧指令値の大小関係がW相>V相>U相であり、W相の総短絡時間のデューティが前記条件値以上であり、U相の総短絡時間のデューティが前記条件値より小さいとき、W相の総短絡時間のデューティに条件値からU相の総短絡時間のデューティを減算した値を加算するとともに、最大相から算出した零ベクトルのデューティから条件値からU相の総短絡時間のデューティを減算した値を減算する、
ことを特徴とする請求項1に記載のインバータ装置。 - 前記PWM信号生成部は、
短絡時間の減少が発生したとき、前記短絡時間デューティ相間移動部で生成した各相の短絡時間のデューティに基づいてPWM信号を生成することを特徴とする請求項1〜7のいずれかひとつに記載のインバータ装置。 - インピーダンスソース昇圧回路は、
直流電源の正極端子に接続されたダイオードのアノード端子と、前記ダイオードのカソード端子に接続される第1のリアクトルと、前記直流電源の負極端子に接続された第2のリアクトルと、前記第1のリアクトルの入力端子と前記第2のリアクトルの出力端子との間に接続された第1のコンデンサと、前記第1のリアクトルの出力端子と前記第2のリアクトルの入力端子との間に接続された第2のコンデンサとを備えることを特徴とする請求項1〜8のいずれかひとつに記載のインバータ装置。 - インピーダンスソース昇圧回路の出力に三相のインバータ回路が接続されたインバータの制御方法であって、
制御部が、三相電圧指令値に基づいて前記インバータ回路に対する入力電圧指令値と供給電源の電圧値に基づいてキャリア周期におけるいずれかの相の短絡時間の総和である総短絡時間を算出し、
三相電圧指令値と前記三相電圧指令値の大小関係を判別した判別結果と前記総短絡時間に基づいて各相の電圧ベクトルのデューティと短絡ベクトルのデューティを算出し、
前記三相電圧指令値の大小関係により選択される相の前記総短絡時間のデューティが、前記キャリア周期における前記総短絡時間を6等分して2倍した条件値より小さいとき、該選択された相以外の対象の相の短絡時間のデューティを変更し、
各相の短絡時間のデューティに基づいてPWM信号を生成して三相のインバータ回路に出力する、
ことを特徴とするインバータ制御方法。
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JP2009078029A JP2010233350A (ja) | 2009-03-27 | 2009-03-27 | インバータ装置およびインバータの制御方法 |
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- 2009-03-27 JP JP2009078029A patent/JP2010233350A/ja not_active Withdrawn
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