JP4797371B2 - 電力変換装置の制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、交流モータを駆動する電力変換装置の制御方法である。

従来、交流モータ駆動システムにおいて、インバータに加える直流電圧を、ＤＣ／ＤＣコンバータによって可変にする構成が知られており、例えば、図１に示したような特開2003-116280（特許文献１を参照されたい。）の構成などで開示されている。ＤＣ／ＤＣコンバータを備える駆動システムでは、電源とモータ間を移動する電力は、全てＤＣ／ＤＣコンバータを通過するため、半導体スイッチやコイルにおける損失が生じる。ＤＣ／ＤＣコンバータを備える駆動システムでは、電源とモータ間を移動する電力は、全てＤＣ／ＤＣコンバータを通過するため、半導体スイッチやコイルにおける損失が発生するとともに、コイルの容積によって、駆動システム全体の大きさが大きくなる。
特開2003-116280号公報（段落0005-0006、図１）

そこで、本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータによる電圧可変と同様に高回転域における出力トルクの向上を目的とし、電源とモータの間の電力の移動には、ＤＣ／ＤＣコンバータのような損失を伴わず、コイルのように大きな容積を必要としない、小型・低損失な電力変換器の制御方法を提供する。

上述した諸課題を解決すべく、第１の発明による電力変換装置の制御方法は、
複数の直流電源に接続され、これら直流電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで駆動電圧を生成し交流モータを駆動する電力変換装置の制御方法であって、
モータ電流と同位相のモータ電圧成分である有効電圧指令値を生成する有効電圧指令値生成ステップと、
それ以外のモータ電圧成分である無効電圧指令値を生成する無効電圧指令値生成ステップと、
前記有効電圧指令値と前記無効電圧指令値とを複数の直流電源に各々対応した各電圧指令値に配分する電圧配分ステップと、
前記各電圧指令値に基づいて、前記電力変換装置が各出力電圧パルスを生成するよう制御するステップと、
さらに、ｄｑ座標におけるｄｑ軸電流指令値とｄｑ軸電流から、ｄｑ軸電流を制御するｄｑ軸電圧指令値を演算するステップを含み、
前記有効電圧指令値生成ステップが、
前記ｄｑ軸電流指令値と前記ｄｑ軸電圧指令値とから、前記有効電圧指令値を抽出し、
前記無効電圧指令値生成ステップが、
前記ｄｑ軸電流指令値と前記ｄｑ軸電圧指令値とから、前記無効電圧指令を抽出する、
ことを特徴とする。

さらにまた、第２の発明による電力変換装置の制御方法は、
さらに、前記モータ電流の位相を前記モータ電流の指令値の位相から求めるステップ、
を含むことを特徴とする。

さらにまた、第３の発明による電力変換装置の制御方法は、
前記無効電圧指令値生成ステップが、
前記モータ電圧指令値から前記有効電圧指令値を減算することで前記無効電圧指令値を求める、
ことを特徴とする。

また、第４の発明による電力変換装置の制御方法は、
複数の直流電源に接続され、これら直流電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで駆動電圧を生成し交流モータを駆動する電力変換装置の制御方法であって、
モータ電流と同位相のモータ電圧成分である有効電圧指令値を生成する有効電圧指令値生成ステップと、
それ以外のモータ電圧成分である無効電圧指令値を生成する無効電圧指令値生成ステップと、
前記有効電圧指令値と前記無効電圧指令値とを複数の直流電源に各々対応した各電圧指令値に配分する電圧配分ステップと、
前記各電圧指令値に基づいて、前記電力変換装置が各出力電圧パルスを生成するよう制御するステップと、
を含み、
前記電圧配分ステップが、
前記複数の直流電源に各々対応した有効電力配分指令値を前記有効電圧指令値に乗じて配分後有効電圧指令を求めるステップと、
前記複数の直流電源に各々対応した無効電力配分指令値を前記無効電圧指令値に乗じて配分後無効電圧指令を求めるステップと、
前記複数の直流電源に各々対応した前記各電圧指令値を、前記配分後有効電圧指令値と前記配分後無効電圧指令値との和から、それぞれ求めるステップとを含む、
ことを特徴とする。

さらにまた、第５の発明による電力変換装置の制御方法は、
さらに、前記複数の直流電源に各々対応した前記各電圧指令値を前記直流電源の電圧値によって正規化した各変調率指令値を求めるとともに、この求めた各変調率指令値に、前記各電圧指令値の大きさに応じたオフセット量を加算もしくは減算して各補正変調率指令値を出力するステップ、
を含むことを特徴とする。

さらにまた、第６の発明による電力変換装置の制御方法は、
さらに、前記複数の直流電源の一つがコンデンサであって、前記無効電圧指令値をこのコンデンサに蓄積されている電力に対応した電圧指令値とするステップ、
を含むことを特徴とする。
上述したように本発明の解決手段を方法として説明してきたが、本発明はこれらに実質的に相当する装置、プログラム、プログラムを記録した記憶媒体としても実現され得るものであり、本発明の範囲にはこれらも包含されるものと理解されたい。

第１の発明によれば、モータ電圧の有効電圧と無効電圧を複数の電源に対応した電圧指令に配分し、電圧パルスを生成してモータを駆動することで、モータの有効電力の配分だけでなく、無効電力の配分を制御することができる。これによって、複数の電源を、無効電力のみを循環させる電源や有効電力のみを供給させる電源として制御することが可能になる。無効電力のみを循環させる電源は、有効電力を供給しないため、その容量は小さくてよい。その電圧を高い電圧に充電しておき、その電圧を利用することで、モータの誘起電圧を抑えるようにモータ電流を制御するととともに、他の電源から有効電力をモータへ供給して駆動することで、高回転域でのモータの出力トルクを向上させることが可能である。また、従来技術ではスイッチ群を通過して電源に戻っていた無効電力を利用して昇圧を行うことができるため、スイッチ群における損失を低減させることも可能となる。

また、第１の発明によれば、モータ電流位相とモータ電圧指令値とから有効電圧指令と無効電圧指令を抽出するため、一般的なモータ制御システムが持つ情報を用い、制御システム内の演算によって、それらを抽出することができる。また、第３の発明によれば、モータ電流位相をモータ電流指令値から求めるため、実モータ電流の検出値に含まれるノイズ等の影響を受けずに、モータ電流位相を求めることが可能である。請求項４の発明によれば、
無効電圧指令をモータ電圧指令値から有効電圧指令値を減算して求めるため、演算を簡素化することが可能である。また、第５の発明によれば、dq座標において有効電圧指令と無効電圧指令を演算するため、dq座標におけるベクトル制御を行うモータ制御システムにおいては、その演算量は３相交流での演算量に比べて少なくてすむ。

第４の発明によれば、有効電圧と無効電圧を電源に応じて配分することで、モータを駆動する有効電力と無効電力の供給源を電源に応じて配分することができるようになる。このことで、モータの電流制御と電源の電力制御を同時に行い、電源として二次電池を備える場合のその電圧制御などがＤＣ／ＤＣコンバータなどの他の変換装置を新たに備えずに実現できる。

また、第５の発明によれば、電圧指令値を電圧で正規化した後に、電圧指令値に応じてオフセット量を求め、変調率指令値に加算もしくは減算する処理を行うことで、電力の配分比率を任意の値とすることができる。また、第６の発明によれば、電源としてコンデンサを用いるため、小型・低コスト化を図ることができる。無効電圧をコンデンサに蓄積された電力に対応した電圧指令値とすることで、コンデンサからの電力の放電が行われず、初期に充電された電圧を維持することが可能である。このコンデンサ電圧を利用して、モータの誘起電圧を抑えるようにモータ電流を制御するととともに、他の電源から有効電力をモータへ供給して駆動することで、高回転域でのモータの出力トルクを向上させることが可能である。

以降、諸図面を参照しつつ、本発明の実施態様を詳細に説明する。図３は、本発明による電力変換装置の制御方法の使用に適した電力変換装置の回路図を示している。電源10aの負極と、電源10bの負極が共通負極母線15に接続されている。共通負極母線15とモータ20の各相端子間には、一般的に知られているインバータの下アームと同様に、半導体スイッチ107a,108a,109aとダイオード107b,108b,109bの組が接続される。電源10aの正極母線14とモータ20の各相端子間とは、双方向の導通を制御可能な半導体スイッチ101a/101b,102a/102b,103a/103bでそれぞれ接続する。また、電源10bの正極母線16とモータ20の各相端子間にも、双方向の導通を制御可能な半導体スイッチ104a/104b,105a/105b,106a/106bをそれぞれ接続する。電源10aの正極母線14と共通負極母線15の間には平滑コンデンサ12を設け、電源10bの正極母線16と共通負極母線15の間にも平滑コンデンサ13を設ける。

電力変換器30は、共通負極母線と電源10aの正極母線と電源10bの正極母線、以上の３つの電位の電圧をもとに、モータに印加する電圧を生成する直流-交流電力変換器である。Ｕ相（30U）、Ｖ相（30V）、Ｗ相（30W）の各相に設けられた半導体スイッチが、交流モータの各相に出力する電圧を生成するスイッチ手段であり、これらの電位のなかから択一的に接続し、その接続する時間の割合を変化させることで、モータに必要な電圧を供給する。

図２を用いて、制御装置４0の構成を説明する。41は、外部より与えられるトルク指令とモータの回転速度とから交流モータのｄ軸電流の指令値ｉd*とｑ軸電流の指令値ｉq*とを演算するトルク制御手段である。42では、ｄｑ軸電流指令値ｉd*、ｉq*とｄｑ軸電流値ｉd、ｉqとから、これらを一致させるための電流制御を行うとともに、電源10aとbから供給される有効電力の分配目標値（rto_pa_a、rto_pa_b）と、電源10aと10bが接続された母線を経て循環する無効電力の分配目標値（rto_pr_a、rto_pr_b）から電力制御を行う電流・電力制御手段である。

この電流・電力制御手段42の詳細について、図１１を用いて詳細に説明する。電流制御手段42aでは、id*、iq*にid、iqが追従するように、それぞれPI制御によるフィードバック制御を行って、ｄｑ軸電圧指令値vd*、vq*を出力する。ｉd、ｉqは３相／ｄｑ変換手段48により３相電流ｉu、ｉｖから求められる。β角演算手段42bでは、ｉd*、ｉq*を入力とし、次の式に基づいて電流指令値の位相角度β*を演算する（第３の発明では指令値から 、第５の発明ではdq軸から求める）。
β* = tan^-1(-id/iq)
（ただし、iq=0の場合は β* =π/2）

vd*、vq*とβ*を用いて、有効電圧成分vd_1*、vq_1*と無効電圧成分vd_2*、vq_2*を演算する。図１２の電流・電圧ベクトル図に示したように、まず、電圧指令値vd*、vq*を電流指令値のベクトルI*の方向と、これと直交する方向の成分に分解する。得られた合成電圧ベクトルv_a0,v_r0を再度、dq軸成分に分解すると、v_a0から有効電圧成分vd_1*、vq_1*が求まり、v_r0から無効電圧成分vd_2*、vq_2*が求まる。有効・無効dq電圧演算手段42cは、この過程を演算する手段であり、次の式に基づいて行う（第２の発明では電流位相βと電圧指令値から求める）。

なお、ベクトルの分解・合成によってdq軸の電圧成分を演算しているため、無効電圧成分については、次の式から演算することも可能である。

上の式を用いれば、v_r0を演算せずにvd_2*,vq_2*を求めることができるため、演算量を低減することが可能である（これは第４の発明に相当）。

求められたvd_1*、vq_1*は有効電力の分配目標値（rto_pa_a、rto_pa_b）を用いて、電源10aから供給される電力と電源10ｂから供給される電力を配分するために、電圧の配分を行う。ここで、
rto_pa_a + rto_pa_b = 1
であり、この配分比の関係が満足される範囲で、分配目標値を変更できる（第６の発明に相当）。
ｖd1_a*＝rto_pa_a・vd_1*
ｖq1_a*＝rto_pa_a・vq_1*
ｖd1_b*＝rto_pa_b・vd_1*
ｖq1_b*＝rto_pa_b・vq_1*

また、無効電力の分配目標値（rto_pr_a、rto_pr_b）を用いて、電源10aが接続された極を経て循環する無効電力と、電源10ｂの極を経て循環する無効電力を配分する。
ここで、
rto_pr_a + rto_pr_b = 1
ｖd2_a*＝rto_pr_a・vd_2*
ｖq2_a*＝rto_pr_a・vq_2*
ｖd2_b*＝rto_pr_b・vd_2*
ｖq2_b*＝rto_pr_b・vq_2*
であり、求められた電圧から、電源10a側の電圧指令値としてvd_a*,vq_a*と電源10ｂ側の電圧指令値としてvd_b*,vq_b*を以下の式を用いて演算する。これは、図１１における42fの加算器を表している。
ｖd_a*＝ ｖd1_a* +ｖd2_a*
ｖq_a*＝ ｖq1_a* +ｖq2_a*
ｖd_b*＝ ｖd1_b* +ｖd2_b*
ｖq_b*＝ ｖq1_b* +ｖq2_b*
42fと42gは、得られたdq軸電圧指令値を３相電圧指令に変換するｄｑ／３相電圧変換手段であり、ｖu_a*、ｖv_a*、ｖw_a*、ｖu_b*、ｖv_b*、ｖw_b*を出力する。以下、電源10aから生成する電圧の指令を電源10a分電圧指令、電源10ｂから生成する電圧の指令を電源10ｂ分電圧指令と記す。

45は、電源10aの電圧Ｖdc_a、電源10ｂの電圧Ｖdc_bを入力し、ｖu_a*、ｖu_b*、ｖv_a*、ｖv_b*、ｖw_a*、ｖw_b*を正規格化した電圧指令である瞬時変調率指令ｍu_a*、ｍu_b*、ｍv_a*、ｍv_b*、ｍw_a*、ｍw_b*を生成する変調率演算手段である。46は、瞬時変調率指令にＰＷＭを行う前の処理を行い最終的な瞬時変調率指令ｍu_a_c*、ｍu_b_c *、ｍv_a_c *、ｍv_b_c *、ｍw_a_c *、ｍw_b_c *を生成する変調率補正手段である。47は、最終的な瞬時変調率指令に基づいて電力変換器30の各スイッチをオン／オフするＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成手段である。

以下、変調率演算手段45、変調率補正手段46、ＰＷＭパルス生成手段47を図４〜１０を用いて詳細に説明する。図５は、図４の各手段で行う演算をフローチャートで示したものである。なお以下の説明は、Ｕ相についてのみ行うがＶ相、Ｗ相についても全く同様の操作を行う。

変調率演算手段45
変調率演算手段45は、図５に示す演算２を行う。Ｕ相の電源10a分電圧指令ｖu_a*、電源10ｂ分電圧指令ｖu_b*をそれぞれの直流電圧の半分の値で正規化することで電源10a分瞬時変調率指令ｍu_a*、電源10ｂ分瞬時変調率指令ｍu_b*を求める。
ｍu_a*＝ｖu_a*／(Ｖdc_a／２)
ｍu_b*＝ｖu_b*／(Ｖdc_b／２)

変調率補正手段46（第７の発明に相当）
変調率補正手段46は、図５に示す演算３を行う。この演算では、まず、ｖd_a*,ｖq_a*,ｖd_b*,ｖq_b*から、a・bそれぞれの電圧ベクトルの大きさ|Ｖ_a|,|Ｖ_b|を求める。

電源電圧Ｖdc_a、Ｖdc_ｂと、求められた|Ｖ_a|,|Ｖ_b|を用いて、次の式に基づいて電源10a分瞬時変調率指令ｍu_a*、電源10ｂ分瞬時変調率指令ｍu*_bの補正を行う。

このように、電源10a分瞬時変調率指令ｍu_a*、電源10ｂ分瞬時変調率指令ｍu*_bに分配電力目標値の大きさに応じた値を乗じるとともにオフセット値を減算することで、分配電力目標値の大きさが大きい電源から生成する電圧を大きくできるようにしている。なお、ここでは減算式にて説明したが、最初に固定値を減算した上で補正値を加算する方法を用いても同様の効果となる。つまり加算もしくは減算を行うことで任意の電力分配比を達成できる。

ＰＷＭパルス生成手段47
図６において、電源10a用キャリアは、電源10aの電圧Ｖdc_aから電圧パルスを出力するために、各スイッチを駆動するＰＷＭパルスを生成するための三角波キャリアであり、同様に、電源10ｂ用キャリアとして三角波を設ける。これら二つの三角波キャリアは、上限＋１、下限―１の値をとり、１８０度の位相差を持つ。ここでは、Ｕ相の各スイッチを駆動する信号を、図７をもとに次のようにおく。
Ａ：電源10aから出力端子の方向へ導通するスイッチの駆動信号
Ｂ：出力端子から負極の方向へ導通するスイッチの駆動信号
Ｃ：出力端子から電源10aの方向へ導通するスイッチの駆動信号
Ｄ：電源10ｂから出力端子の方向へ導通するスイッチの駆動信号
Ｅ：出力端子から電源10ｂの方向へ導通するスイッチの駆動信号

まず、電源10aから電圧パルスを出力する際のパルス生成方法について述べる。電源10aからＰＷＭパルスを出力する際に、Ａをオンする必要がある。正極と正極の間に電位差があり、Ｖdc_a＞Ｖdc_bである時、ＡとＥがともにオンすると、正極間を短絡する電流が流れることになる。例えば、同時にＡをオンからオフへ、Ｅをオフからオンへ信号を切り換えた場合に、Ａが完全にオフするまでに時間を要するため、Ｅのオン時と重なり、ともにオンする時間が生じ、短絡電流が流れ、この経路に設置された半導体スイッチの発熱量が増加する。このような発熱の増加を予防するために、駆動信号ＡとＥがともにオフする時間を経過した後に、Ａ、Ｅをオフからオンへ切り換えるようにする。このように駆動信号に短絡防止時間（デッドタイム）付加したパルス生成を行う。このＡとＥの駆動信号にデッドタイムを付加するのと同様に、ＥとＣにデッドタイムを付加し、さらに、正極と負極の短絡防止のためには、ＡとＢ、ＥとＢにデッドタイムを付加する。

図８を用いて、ＡとＥの駆動信号にデッドタイムを付加する方法を以下に説明する。
デッドタイムを付加した駆動信号生成を行うため、ｍu_a_c*からデッドタイム分オフセットしたｍu_a_c_up*,ｍu_a_c_down*を次のように求める。
mu_a_c_up* = ｍu_a_c* ＋ Hd
ｍu_a_c_down* = ｍu_a_c* − Hd
ここで、Hdは三角波の振幅(底辺から頂点まで)Htrと周期Ttr、デッドタイムTdから次のように求める。
Hd = 2Td・Htr／Ttr
キャリアとｍu_a_c*,ｍu_a_c_up*,ｍu_a_c_down*の比較を行って、ＡとＥのスイッチの駆動信号を次のルールに従って求める。
ｍu_a_c_down* ≧ 電源10a用キャリア ならば Ａ ＝ ＯＮ
ｍu_a_c* ≦ 電源10a用キャリア ならば Ａ ＝ ＯＦＦ
ｍu_a_c*≧電源10a用キャリア ならば Ｅ ＝ ＯＦＦ
ｍu_a_c_up* ≦電源10a用キャリア ならば Ｅ ＝ ＯＮ
このように、駆動信号を生成することで、ＡとＥの間にはTdのデッドタイムを設けることができ、正極間の短絡を防止することができる。

また、電源10ｂから電圧パルスを出力する際のパルス生成方法は、電源10aの場合と同様であり、次のｍu_b_c_up*,ｍu_b_c_down*を求め、電源10ｂ用キャリアとの比較を行う（図９）。
mu_b_c_up* = ｍu_b_c* ＋ Hd
ｍu_b_c_down* = ｍu_b_c* − Hd
ＤとＣのスイッチの駆動信号を次のルールに従って求める。
ｍu_b_c_down* ≧ 電源10ｂ用キャリア ならば Ｄ ＝ ＯＮ
ｍu_b_c* ≦ 電源10ｂ用キャリア ならば Ｄ ＝ ＯＦＦ
ｍu_b_c*≧電源10ｂ用キャリア ならば Ｃ ＝ ＯＦＦ
ｍu_b_c_up* ≦電源10ｂ用キャリア ならば Ｃ ＝ ＯＮ
このようにして、ＤとＣの間にもTdのデッドタイムを設けることができ、正極間の短絡を防止することができる。

駆動信号Ｂは、ＡＮＤ回路などを使って生成された駆動信号ＥとＣのＡＮＤから生成する。
Ｂ＝Ｅ・Ｃ
ＥはＡとの間にデッドタイムが付加した駆動信号であり、ＣはＤとの間にデッドタイムが付加した駆動信号である。このため、ＢをＥとＣのＡＮＤから生成することで、ＢとＡ、ＢとＥにもデッドタイムを生成することができる。デッドタイムが付加されたパルス生成の例を図１０に示す。
本発明によって、電源10a分とb分の電力配分を有効電力と無効電力に分けて制御することが可能になる。有効電力の配分目標値rto_pa_a=1とし、無効電力の配分目標値rto_pr_a＝0とすると、モータを駆動する有効電力は電源10aからのみ供給され、無効電力は、電源10ｂが接続された極を経て各相を循環することとなり、電源10ｂの平均電力を考えると、放電しないことになる。このため、電源10ｂは小容量の電源、もしくは図１４に示したように平滑コンデンサ13のみの構成で十分になる（第８の発明に相当）。

図１３のT1は、電源10aと同じ直流電圧の一般的なインバータによってＳＰＭ（表面磁石型）モータを駆動した場合の速度・トルク特性を示しており、低速度でのトルク一定となる領域は、主にモータ・インバータの電流の上限値によって制限される領域であり、回転とともにトルクが低下していく領域は、モータの誘起電圧によってモータ電流を流すための電圧が低下していく領域である。一方、T2は、T1と同じモータと本発明による電力変換装置の制御方法を用い、平滑コンデンサ13の電圧を電源10aの5倍に充電しておき、有効電力を電源10aからのみ供給し、無効電力を電源10ｂに相当する平滑コンデンサ13の接続された経路のみから供給した場合の速度・トルク特性を示している。低速度でのトルク上限値は電流の上限値がT1と等しいために差異はないが、回転の高い領域では、大幅に出力トルクを向上することが可能になる。これは、T1の高回転域では、モータに誘起電圧を抑えるための無効電流を多く流すため、トルクとして発生できる有効電流の比率が低く、力率は低い。一方で、T2では、無効電流を平滑コンデンサ13に循環させ、その平滑コンデンサ13の電圧を高くしておくことで、モータの誘起電圧を抑え、電源10aからは、モータのトルクとして発生できる有効電流を流すための電圧をより多く供給することが可能になるため、出力トルクを向上することができる。このように、本発明によって、従来のＤＣＤＣコンバータによる昇圧回路を用いずに、その速度・トルク特性と同等の効果を発揮しつつ、ＤＣＤＣコンバータの昇圧回路の損失と、容積を低減することが可能になる。

第二の実施例を、図１５を用いて説明する。電源202を接続したインバータ205は、一般的に知られている直流を三相交流へ変換するインバータである。このインバータと電源の間には平滑コンデンサ204が接続される。また、インバータ205とモータ20の間には、三相変圧器201が接続されており、この三相変圧器の一方は、インバータ206に接続されている。このインバータ206は、電源として機能する平滑コンデンサ相当のコンデンサ203が接続されている。これら二つのインバータの制御は、図１６に示したように、第一の実施例における制御演算と同様な手順を経て、変調率演算手段45までを計算する。得られた変調率は、PWMパルス生成手段47aのPWM生成にて、通常のインバータで行われる三角波比較によるパルス生成を行って、mu_a*,mv_a*,mw_a*を用いてインバータ205のスイッチの駆動信号を生成し、同様に、mu_b*,mv_b*,mw_b*を用いてインバータ206の駆動信号を生成する。インバータ205と206によって発生する電圧は、三相変圧器を介して合成され、モータに供給される。第一の実施例と同様に、有効電力の配分目標値rto_pa_a=1、無効電力の配分目標値rto_pr_a＝0とし、コンデンサ203の電圧を電源202の電圧よりも高く設定しておくことで、図１３に示したような出力トルクの向上が可能になる。

本発明を諸図面や実施例に基づき説明してきたが、当業者であれば本開示に基づき種々の変形や修正を行うことが容易であることに注意されたい。従って、これらの変形や修正は本発明の範囲に含まれることに留意されたい。

従来のモータ制御システムの構成を示す図である。 本発明による電力変換装置の制御方法の使用に適したモータ制御システムの一例を示す構成図である。 本発明による電力変換装置の制御方法の使用に適した電力変換装置の回路図の一例である。 図２の一部を抜き出した図である。 図４の各ブロックの演算を示すフローチャートである。 第１の実施例のＰＷＭパルス生成手段での演算を示す図である。 図３からU相のみを抜き出した構成を示す図である。 三角波比較によるＡとＥのパルス生成を示す図である。 三角波比較によるＤとＣのパルス生成を示す図である。 デッドタイムが付加されたパルス生成の例を示す図である。 図２の制御システムの一部の制御ブロック図である。 有効・無効電圧を説明するベクトル図である。 モータの速度・トルク特性図である。 第一の実施例における電力変換器の別構成を示す図である。 第二の実施例における電力変換器の構成を示す図である。 第二の実施例の制御システムの構成を示す図である。

符号の説明

10a,10b 電源
12,13 平滑コンデンサ
14 電源10aの正極母線
15 共通負極母線
16 電源10bの正極母線
20 モータ
101a/101b,102a/102b,103a/103b 半導体スイッチ
104a/104b,105a/105b,106a/106b 半導体スイッチ
107a,108a,109a 半導体スイッチ
107b,108b,109b ダイオード
30 電力変換器
30U Ｕ相のスイッチ群
30V Ｖ相のスイッチ群
30W Ｗ相のスイッチ群
40 制御装置
41 トルク制御手段
42 電流制御手段
43 ｄｑ／３相電圧変換手段
44 電圧分配手段
45 変調率演算手段
46 変調率補正手段
47,47a ＰＷＭパルス生成手段
48 ３相／ｄｑ電圧変換手段
202 電源
201 三相変圧器
203 コンデンサ（電源として機能する）
204 コンデンサ
205,206 インバータ

Claims (6)

1. 複数の直流電源に接続され、これら直流電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで駆動電圧を生成し交流モータを駆動する電力変換装置の制御方法であって、
   モータ電流と同位相のモータ電圧成分である有効電圧指令値を生成する有効電圧指令値生成ステップと、
   それ以外のモータ電圧成分である無効電圧指令値を生成する無効電圧指令値生成ステップと、
   前記有効電圧指令値と前記無効電圧指令値とを複数の直流電源に各々対応した各電圧指令値に配分する電圧配分ステップと、
   前記各電圧指令値に基づいて、前記電力変換装置が各出力電圧パルスを生成するよう制御するステップと、
   さらに、ｄｑ座標におけるｄｑ軸電流指令値とｄｑ軸電流から、ｄｑ軸電流を制御するｄｑ軸電圧指令値を演算するステップを含み、
   前記有効電圧指令値生成ステップが、
   前記ｄｑ軸電流指令値と前記ｄｑ軸電圧指令値とから、前記有効電圧指令値を抽出し、
   前記無効電圧指令値生成ステップが、
   前記ｄｑ軸電流指令値と前記ｄｑ軸電圧指令値とから、前記無効電圧指令を抽出する、
   ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
2. 請求項１に記載の電力変換装置の制御方法において、
   さらに、前記モータ電流の位相を前記モータ電流の指令値の位相から求めるステップ、
   を含むことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
3. 請求項１に記載の電力変換装置の制御方法において、
   前記無効電圧指令値生成ステップが、
   前記モータ電圧指令値から前記有効電圧指令値を減算することで前記無効電圧指令値を求める、
   ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
4. 複数の直流電源に接続され、これら直流電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで駆動電圧を生成し交流モータを駆動する電力変換装置の制御方法であって、
   モータ電流と同位相のモータ電圧成分である有効電圧指令値を生成する有効電圧指令値生成ステップと、
   それ以外のモータ電圧成分である無効電圧指令値を生成する無効電圧指令値生成ステップと、
   前記有効電圧指令値と前記無効電圧指令値とを複数の直流電源に各々対応した各電圧指令値に配分する電圧配分ステップと、
   前記電圧配分ステップが、
   前記複数の直流電源に各々対応した有効電力配分指令値を前記有効電圧指令値に乗じて配分後有効電圧指令を求めるステップと、
   前記複数の直流電源に各々対応した無効電力配分指令値を前記無効電圧指令値に乗じて配分後無効電圧指令を求めるステップと、
   前記複数の直流電源に各々対応した前記各電圧指令値を、前記配分後有効電圧指令値と前記配分後無効電圧指令値との和から、それぞれ求めるステップとを含む、
   ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
5. 請求項４に記載の電力変換装置の制御方法において、
   さらに、前記複数の直流電源に各々対応した前記各電圧指令値を前記直流電源の電圧値によって正規化した各変調率指令値を求めるとともに、この求めた各変調率指令値に、前記各電圧指令値の大きさに応じたオフセット量を加算もしくは減算して各補正変調率指令値を出力するステップ、
   を含むことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
6. 請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置の制御方法において、
   さらに、前記複数の直流電源の一つがコンデンサであって、前記無効電圧指令値をこのコンデンサに蓄積されている電力に対応した電圧指令値とするステップ、
   を含むことを特徴とする電力変換装置の制御方法。

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