JP6096071B2 - 電源システム - Google Patents

Description

この発明は、電源システムに関し、より特定的には、複数の直流電源と共通の電力線との間に接続された電力変換器を含んで構成された電源システムの制御に関する。

複数の電源を組合せて負荷に電力を供給する電動車両のハイブリッド電源装置が、たとえば特開平８−１９１１５号公報（特許文献１）および特開平８−００９５１１号公報（特許文献２）に記載されている。特許文献１に記載された電動車両のハイブリッド電源装置では、小負荷時と大負荷時とで使用する電源を切換えることによって走行性能の確保とパワー電源の劣化防止とを図ることが記載されている。

特許文献２の電動車両用ハイブリッド電源装置では、電力変換器を介して負荷と接続された第１の電源（蓄電池）と、負荷に対して接続された第２の電源（電気二重層コンデンサ）とを備えた電源装置において、第１の電源と負荷との間で授受される電力と第２の電源と電動機との間で授受される電力の配分を制御することが記載されている。

また、特開２０１２−７０５１４号公報（特許文献３）には、複数のスイッチング素子の制御によって、２つの直流電源を直列接続した状態でＤＣ／ＤＣ変換を行なう動作モード（直列接続モード）と、２つの直流電源を並列に使用する状態でＤＣ／ＤＣ変換を行なう動作モード（並列接続モード）とを切替えることが可能な電力変換器の構成が記載されている。

特開平８−１９１１５号公報 特開平８−９５１１号公報 特開２０１２−７０５１４号公報

特許文献１および２では、ハイブリッド電源装置において、２つの電源と負荷との間で授受される電力の配分を任意に制御できる構成が記載されているが、電源間の電力分配比率を具体的にどのような観点で設定すべきであるかについては言及されていない。

同様に、特許文献３では、電力変換器が、第１の直流電源および負荷との間の直流電力変換と、第２の電源および負荷の間の直流電力変換とを並列に実行することができる動作モードを有することが記載されるが、当該動作モードにおいて２つの直流電源間での電力分配比率をどのような観点で設定するかについては具体的に記載されていない。

この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、複数の直流電源と共通の電力線との間に接続された電力変換器を含む電源システムにおいて、各直流電源と電力線との間で並列に直流電力変換が実行される動作モードにおける直流電源間の電力配分を適切に制御することである。

この発明のある局面では、電源システムは、負荷と、負荷に接続された電力線と、複数の直流電源と、電力変換器と、電力変換器の動作を制御するための制御装置とを含む。電力変換器は、複数の直流電源および電力線の間に接続される。電力変換器は、複数のスイッチング素子を含み、かつ、複数のスイッチング素子のオンオフ制御によって、複数の直流電源が電力線との間で並列に直流電力変換を実行する動作モードを有するように構成される。制御装置は、記憶部と、電力配分制御部と、電力変換器制御部とを含む。記憶部は、効率最適動作線を示す情報を予め記憶するように構成される。効率最適動作線は、電力線に対して複数の直流電源全体で入出力される総電力を複数の直流電源間で並列に分配する際に、総電力に対する、複数の直流電源および電力変換器での電力損失が最小となる各直流電源の入出力電力の組み合わせの集合である。電力配分制御部は、負荷からの要求に従った総電力の要求値と、効率最適動作線とに従って、総電力に対する複数の直流電源のそれぞれの入出力電力の配分を決めるように構成される。電力変換器制御部は、電力配分制御部によって決められた配分に従って各直流電源の入出力電力を制御するとともに、電力線の電圧を電圧指令値に制御するように、電力変換器における直流電力変換を制御するように構成される。

好ましくは、制御装置は、電力配分制御部による配分を修正するための第１の電力配分修正部をさらに含む。第１の電力配分修正部は、複数の直流電源のいずれかにおいて、電力配分制御部によって決められた配分に従った入出力電力が、当該直流電源の状態に基づいて設定された充電上限電力または放電上限電力を超える場合に、当該直流電源の入出力電力を充電上限電力または放電上限電力に設定するとともに、少なくとも１つの他の直流電源の配分を上昇させることによって総電力を確保するように電力配分制御部による配分を修正する。電力変換器制御部は、第１の電力配分修正部によって配分が修正された場合には、修正された配分に従って各直流電源の入出力電力を制御するとともに、電力線の電圧を電圧指令値に制御するように、電力変換器における直流電力変換を制御する。

また好ましくは、制御装置は、電力循環制御部と、電力配分制御部による配分を修正するための第２の電力配分修正部とを含む。電力循環制御部は、複数の直流電源の充電状態に基づいて、複数の直流電源の一部の直流電源の充放電を促進するための循環電力値を設定する。第２の電力配分修正部は、一部の直流電源からの出力電力が、電力配分制御部による配分に従った電力に循環電力値を加えた電力となる一方で、一部の直流電源を除く他の直流電源からの出力電力が、電力配分制御部による配分に従った電力から循環電力値を差し引いた電力となるように、電力配分制御部による配分を修正する。電力変換器制御部は、第２の電力配分修正部によって配分が修正された場合には、修正された配分に従って各直流電源の入出力電力を制御するとともに、電力線の電圧を電圧指令値に制御するように、電力変換器における直流電力変換を制御する。

さらに好ましくは、複数の直流電源は、二次電池によって構成された第１の直流電源と、キャパシタによって構成された第２の直流電源とを含む。

好ましくは、複数の直流電源は、第１および第２の直流電源によって構成される。複数のスイッチング素子は、第１から第４のスイッチング素子を有する。第１のスイッチング素子は、第１のノードおよび電力線の間に電気的に接続される。第２のスイッチング素子は、第２のノードおよび第１のノードの間に電気的に接続される。第３のスイッチング素子は、第２の直流電源の負極端子と電気的に接続された第３のノードおよび第２のノードの間に電気的に接続される。第４のスイッチング素子は、第１の直流電源の負極端子および第３のノードの間に電気的に接続される。電力変換器は、第１および第２のリアクトルをさらに有する。第１のリアクトルは、第２のノードおよび第１の直流電源の正極端子の間に電気的に接続される。第２のリアクトルは、第１のノードおよび第２の直流電源の正極端子の間に電気的に接続される。

さらに好ましくは、電力変換器は、第１から第４のスイッチング素子の制御を切換えることによって、複数の直流電源と電力線との間での電力変換の態様が異なる複数の動作モードのうちの１つの動作モードを選択して動作するように構成される。複数の複数の動作モードは、第１および第２のモードを含む。第１のモードでは、電力変換器は、第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御によって、第１および第２の直流電源が電力線との間で並列に直流電力変換を実行する。第２のモードでは、電力変換器は、第３のスイッチング素子をオン固定するとともに第１、第２および第４のスイッチング素子をオンオフ制御することによって、第１および第２の直流電源が直列接続された状態で電力線との間で直流電力変換を実行する。

さらに好ましくは、制御装置は、少なくとも電力線の電圧検出値と電圧指令値との偏差に基づいて総電力の指令値を算出するための手段と、第１のモードにおいて、電力配分制御部によって決められた配分と総電力の指令値とに従って、第１の直流電源の第１の電力指令値および第２の直流電源の第２の電力指令値を設定するための手段と、第１の電力指令値を第１の直流電源の出力電圧で除算した第１の電流指令値に対する第１の直流電源の電流検出値の偏差に基づいて、第１の直流電源からの出力を制御するための第１のデューティ比を演算するための手段と、第２の電力指令値を第２の直流電源の出力電圧で除算した第２の電流指令値に対する第２の直流電源の電流検出値の偏差に基づいて、第２の直流電源からの出力を制御するための第２のデューティ比を演算するための手段と、第１のキャリア波および第１のデューティ比の比較、ならびに、第２のキャリア波および第２のデューティ比の比較によるパルス幅変調に従ってそれぞれ得られた第１および第２の制御パルス信号に基づいて、第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御信号を生成するための手段とを含む。

さらに好ましくは、制御装置は、第１の直流電源の動作状態に応じて第１の直流電源の放電電力上限値および充電電力上限値を設定するとともに、第２の直流電源の動作状態に応じて第２の直流電源の放電電力上限値および充電電力上限値を設定するための手段と、総電力が第１および第２の直流電源の各充電電力上限値の和から各放電電力上限値の和までの第１の電力範囲内となるように、負荷の動作指令値を制限するための手段と、総電力の指令値を、第１の電力範囲内に制限するための第１の保護手段と、電力配分制御部によって決められた配分と、総電力の指令値とに従って設定された第１の電力指令値を、第１の直流電源の充電電力上限値から放電電力上限値までの第２の電力範囲内に制限するための第２の保護手段と、総電力の指令値から第１の電力指令値を減算することによって第２の電力指令値を設定するための手段をさらに含む。電力配分制御部は、第１の電力配分修正部を有する。第１の電力配分修正部は、効率最適動作線に従う配分に従って設定された第２の直流電源の入出力電力が、第２の直流電源の充電電力上限値から放電電力上限値までの第３の電力範囲を外れるときに、第１の直流電源の配分を高めるように、電力配分制御部による配分を修正するように構成される。

さらに好ましくは、制御装置は、電力循環制御部をさらに含む。電力循環制御部は、第１のモードにおいて、第１および第２の直流電源の充電状態に基づいて、第１および第２の直流電源の一方の直流電源の充放電を促進するための循環電力値を設定するように構成される。第１の電力指令値は、総電力の指令値と、電力配分制御部によって決められた配分とに従って設定された電力値を、循環電力値に従って修正するとともに、修正後の電力値を第２の保護手段によって第２の電力範囲内に制限することによって設定される。

好ましくは、複数の動作モードは、第３から第６のモードをさらに含む。第３のモードでは、電力変換器は、第１から第４のスイッチング素子のオンオフを固定して、電力線に対して第１および第２の直流電源が直列に接続された状態を維持する。第４のモードでは、電力変換器は、第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御によって、第１および第２の直流電源の一方の直流電源と電力線との間で直流電圧変換を実行するとともに、第１および第２の直流電源の他方の直流電源が電力線から電気的に切り離された状態を維持する。第５のモードでは、電力変換器は、第１から第４のスイッチング素子のオンオフを固定して、第１および第２の直流電源の一方が電力線に電気的に接続される一方で、第１および第２の直流電源の他方が電力線から電気的に切り離された状態を維持する。第６のモードでは、電力変換器は、第１から第４のスイッチング素子のオンオフを固定して、電力線に対して第１および第２の直流電源が並列に接続された状態を維持する。

この発明によれば、複数の直流電源と共通の電力線との間に接続された電力変換器を含む電源システムにおいて、各直流電源と電力線との間で並列に直流電力変換が実行される動作モードにおける直流電源間の電力配分を適切に制御することができる。

本発明の実施の形態１に従う電力変換器を含む電源システムの構成を示す回路図である。 図１に示した負荷の構成例を示す概略図である。 図１に示した電力変換器が有する複数の動作モードを説明するための図表である。 図１に示した２個の直流電源を異なる種類の電源で構成した場合における両直流電源の特性の一例を示す概念図である。 ＰＢモードにおける第１の回路動作を説明する回路図である。 ＰＢモードにおける第２の回路動作を説明する回路図である。 ＰＢモードにおける第１の直流電源に対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する回路図である。 ＰＢモードにおける第２の直流電源に対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する回路図である。 ＰＢモードにおける電力変換器のスイッチング素子の制御動作例を示す波形図である。 ＰＢモードにおける各スイッチング素子の制御信号を設定するための論理演算式を説明するための図表である。 ＳＢモードにおける回路動作を説明する回路図である。 ＳＢモードにおけるＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する回路図である。 ＳＢモードにおける電力変換器のスイッチング素子の制御動作例を示す波形図である。 ＳＢモードにおける各スイッチング素子の制御信号を設定するための論理演算式を説明するための図表である。 実施の形態１に従う電力変換器における直流電源間の電力配分制御を説明するための機能ブロック図である。 図１５に示された電力上限値設定部の構成を説明するための第１の機能ブロック図である。 図１５に示された電力上限値設定部の構成を説明するための第２の機能ブロック図である。 図１５に示された電力下限値設定部の構成を説明するための第１の機能ブロック図である。 図１５に示された電力下限値設定部の構成を説明するための第２の機能ブロック図である。 図１５に示された効率優先マップの構成を説明するための概念図である。 図１５に示された電力配分修正部の動作例を説明するための概念図である。 実施の形態１による電力配分制御に従った電力変換器の制御構成を説明するための機能ブロック図である。 実施の形態１による電力配分制御における電力循環のための制御構成を説明するための機能ブロック図である。 図２３に示された電力配分修正部の動作例を説明するための概念図である。 本実施の形態１の変形例に従う電力変換器制御によるキャリア位相制御適用時におけるＰＢモードの制御動作例を示す波形図である。 ＰＢモードにおけるキャリア位相制御による電流位相を説明する波形図である。 図２６の所定期間における電流経路を説明する回路図である。 図２６に示した電流位相でのスイッチング素子の電流波形図である。 キャリア波間の位相差＝０のときの電流位相を示す波形図である。 図２９に示した電流位相でのスイッチング素子の電流波形図である。 直流電源の各動作状態におけるＰＢモードでのキャリア位相制御を説明するための図表である。 実施の形態２に従う電力変換器制御の基本的な概念を説明する図である。 実施の形態２に従う電力変換器制御を説明するための第１のブロック図である。 実施の形態２に従う電力変換器制御を説明するための第２のブロック図である。 実施の形態２に従う電力変換器制御によるＰＢモードでの電源システム内のパワーフローを説明するための概念図である。 図３３に示した電圧制御部によって電力指令値が制限された場合における直流電源間の電力配分の変化を説明するための概念図である。 実施の形態２に従う電力変換器制御が適用された場合における電力分配率の設定処理を説明するフローチャートである。 発明の実施の形態３に従う電力変換器を含む電源システムの構成例を示す回路図である。 図３８に示した電力変換器が有する複数の動作モードを説明する図表である。

以下に本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では、図中の同一または相当部分には同一符号を付して、その説明は原則的に繰返さないものとする。

［実施の形態１］
（電力変換器の回路構成）
図１は、本発明の実施の形態１に従う電力変換器を含む電源システムの構成を示す回路図である。

図１を参照して、電源システム５は、複数の直流電源１０ａおよび１０ｂと、負荷３０と、電力変換器５０とを備える。

本実施の形態において、直流電源１０ａおよび１０ｂの各々は、リチウムイオン二次電池やニッケル水素電池のような二次電池、あるいは、電気二重層キャパシタやリチウムイオンキャパシタ等の出力特性に優れた直流電圧源要素により構成される。直流電源１０ａおよび直流電源１０ｂは、「第１の直流電源」および「第２の直流電源」にそれぞれ対応する。

電力変換器５０は、直流電源１０ａおよび１０ｂと、電力線２０との間に接続される。電力変換器５０は、負荷３０と接続された電力線２０上の直流電圧（以下、出力電圧ＶＨとも称する）を電圧指令値ＶＨ＊に従って制御する。すなわち、電力線２０は、直流電源１０ａおよび１０ｂに対して共通に設けられる。

負荷３０は、電力変換器５０の出力電圧ＶＨを受けて動作する。電圧指令値ＶＨ＊は、負荷３０の動作に適した電圧に設定される。電圧指令値ＶＨ＊は、負荷３０の動作状態に応じて可変に設定されてもよい。さらに、負荷３０は、回生発電等によって、直流電源１０ａ，１０ｂの充電電力を発生可能に構成されてもよい。

電力変換器５０は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４と、リアクトルＬ１，Ｌ２とを含む。本実施の形態において、スイッチング素子としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対しては、逆並列ダイオードＤ１〜Ｄ４が配置されている。また、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４にそれぞれ応答して、オンオフを制御することが可能である。すなわち、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４がハイレベル（以下、Ｈレベル）のときにオンする一方で、ローレベル（以下、Ｌレベル）のときにオフする。

スイッチング素子Ｓ１は、電力線２０およびノードＮ１の間に電気的に接続される。リアクトルＬ２は、ノードＮ１と直流電源１０ｂの正極端子との間に接続される。スイッチング素子Ｓ２はノードＮ１およびＮ２の間に電気的に接続される。リアクトルＬ１はノードＮ２と直流電源１０ａの正極端子との間に接続される。

スイッチング素子Ｓ３は、ノードＮ２およびＮ３の間に電気的に接続される。ノードＮ３は、直流電源１０ｂの負極端子と電気的に接続される。スイッチング素子Ｓ４は、ノードＮ３および接地配線２１の間に電気的に接続される。接地配線２１は、負荷３０および、直流電源１０ａの負極端子と電気的に接続される。

図１から理解されるように、電力変換器５０は、直流電源１０ａおよび直流電源１０ｂの各々に対応して昇圧チョッパ回路を備えた構成となっている。すなわち、直流電源１０ａに対しては、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を上アーム素子とする一方で、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を下アーム素子とする電流双方向の第１の昇圧チョッパ回路が構成される。同様に、直流電源１０ｂに対しては、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４を上アーム素子とする一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を下アーム素子とする電流双方向の第２の昇圧チョッパ回路が構成される。

そして、第１の昇圧チョッパ回路によって、直流電源１０ａおよび電力線２０の間に形成される電力変換経路と、第２の昇圧チョッパ回路によって、直流電源１０ｂおよび電力線２０の間に形成される電力変換経路との両方に、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が含まれる。

制御装置４０は、負荷３０への出力電圧ＶＨを制御するために、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフを制御する制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４を生成する。なお、図１では図示を省略しているが、直流電源１０ａの電圧（以下、Ｖａと表記する）および電流（以下、Ｉａと表記する）、直流電源１０ｂの電圧（以下、Ｖｂと表記する）および電流（以下、Ｉｂと表記する）、ならびに、出力電圧ＶＨの検出器（電圧センサ，電流センサ）が設けられている。さらに、直流電源１０ａおよび１０ｂの温度（以下、ＴａおよびＴｂと表記する）の検出器（温度センサ）についても配置することが好ましい。これらの検出器の出力は、制御装置４０へ与えられる。制御装置４０は、ＥＣＵ（Electronic Control Unit）によって構成することができる。

図１の構成において、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、「第１のスイッチング素子」〜「第４のスイッチング素子」にそれぞれ対応し、リアクトルＬ１およびＬ２は、「第１のリアクトル」および「第２のリアクトル」にそれぞれ対応する。

図２は、負荷３０の構成例を示す概略図である。
図２を参照して、負荷３０は、たとえば電動車両の走行用電動機を含むように構成される。負荷３０は、平滑コンデンサＣＨと、インバータ３２と、モータジェネレータ３５と、動力伝達ギヤ３６と、駆動輪３７とを含む。

モータジェネレータ３５は、車両駆動力を発生するための走行用電動機であり、たとえば、複数相の永久磁石型同期電動機で構成される。モータジェネレータ３５の出力トルクは、減速機や動力分割機構によって構成される動力伝達ギヤ３６を経由して、駆動輪３７へ伝達される。駆動輪３７に伝達されたトルクにより電動車両が走行する。また、モータジェネレータ３５は、電動車両の回生制動時には、駆動輪３７の回転力によって発電する。この発電電力は、インバータ３２によってＡＣ／ＤＣ変換される。この直流電力は、電源システム５に含まれる直流電源１０ａ，１０ｂの充電電力として用いることができる。

モータジェネレータの他にエンジン（図示せず）が搭載されたハイブリッド自動車では、このエンジンおよびモータジェネレータ３５を協調的に動作させることによって、電動車両に必要な車両駆動力が発生される。この際には、エンジンの回転による発電電力を用いて直流電源１０ａ，１０ｂを充電することも可能である。

このように、電動車両は、走行用電動機を搭載する車両を包括的に示すものであり、エンジンおよび電動機により車両駆動力を発生するハイブリッド自動車と、エンジンを搭載
しない電気自動車および燃料電池車との両方を含むものである。

（電力変換器の動作モード）
電力変換器５０は、直流電源１０ａ，１０ｂと電力線２０との間での直流電力変換の態様が異なる複数の動作モードを有する。

図３には、電力変換器５０が有する複数の動作モードが示される。
図３を参照して、動作モードは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の周期的なオンオフ制御に伴って直流電源１０ａおよび／または１０ｂの出力電圧を昇圧する「昇圧モード（Ｂ）」と、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフを固定して直流電源１０ａおよび／または１０ｂを電力線２０と電気的に接続する「直結モード（Ｄ）」とに大別される。

昇圧モードには、直流電源１０ａおよび１０ｂと電力線２０との間で並列なＤＣ／ＤＣ変換を行なう「パラレル昇圧モード（以下、ＰＢモード）」と、直列接続された直流電源１０ａおよび１０ｂと電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を行なう「シリーズ昇圧モード（以下、ＳＢモード）」とが含まれる。ＰＢモードは、特許文献３での「パラレル接続モード」に対応し、ＳＢモードは、特許文献３での「シリーズ接続モード」に対応する。

さらに、昇圧モードには、直流電源１０ａのみを用いて電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を行なう「直流電源１０ａによる単独モード（以下、ａＢモード）」と、直流電源１０ｂのみを用いて電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を行なう「直流電源１０ｂによる単独モード（以下、ｂＢモード）」とが含まれる。ａＢモードでは、直流電源１０ｂは、出力電圧ＶＨが直流電源１０ｂの電圧Ｖｂよりも高く制御されている限りにおいて、電力線２０と電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。同様に、ｂＢモードでは、直流電源１０ａは、出力電圧ＶＨが直流電源１０ａの電圧Ｖａよりも高く制御されている限りにおいて、電力線２０と電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。

昇圧モードに含まれる、ＰＢモード、ＳＢモード、ａＢモードおよびｂＢモードの各々では、電力線２０の出力電圧ＶＨは、電圧指令値ＶＨ＊に従って制御される。これらの各モードにおけるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の制御については後述する。

直結モードには、直流電源１０ａおよび１０ｂを電力線２０に対して並列に接続した状態を維持する「並列直結モード（以下、ＰＤモード）」と、直流電源１０ａおよび１０ｂを電力線２０に対して直列に接続した状態を維持する「シリーズ直結モード（以下、ＳＤモード）」とが含まれる。

ＰＤモードでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ４をオンに固定する一方で、スイッチング素子Ｓ３がオフに固定される。これにより、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ａ，１０ｂの電圧Ｖａ，Ｖｂ（厳密にはＶａ，Ｖｂのうちの高い方の電圧）と同等となる。Ｖａ，Ｖｂ間の電圧差は直流電源１０ａ，１０ｂに短絡電流を生じさせるので、当該電圧差が小さいときに限定して、ＰＤモードを適用することができる。

ＳＤモードでは、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオフに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３がオンに固定される。これにより、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ａ，１０の電圧Ｖａ，Ｖｂの和と同等となる（ＶＨ＝Ｖａ＋Ｖｂ）。

さらに、直結モードには、直流電源１０ａのみを電力線２０と電気的に接続する「直流電源１０ａの直結モード（以下、ａＤモード）」と、直流電源１０ｂのみを電力線２０と電気的に接続する「直流電源１０ｂの直結モード（以下、ｂＤモード）」とが含まれる。

ａＤモードでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオンに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４がオフに固定される。これにより、直流電源１０ｂは電力線２０から切り離された状態となり、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ａの電圧Ｖａと同等となる（ＶＨ＝Ｖａ）。ａＤモードでは、直流電源１０ｂは、電力線２０と電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。なお、Ｖｂ＞Ｖａの状態でａＤモードを適用すると、スイッチング素子Ｓ２を介して直流電源１０ｂから１０ａに短絡電流が生じる。このため、ａＤモードの適用には、Ｖａ＞Ｖｂが必要条件となる。

同様に、ｂＤモードでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオンに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオフに固定される。これにより、直流電源１０ａは電力線２０から切り離された状態となり、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂと同等となる（ＶＨ＝Ｖｂ）。ｂＤモードでは、直流電源１０ａは、電力線２０と電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。なお、Ｖａ＞Ｖｂの状態でｂＤモードを適用すると、ダイオードＤ２を介して直流電源１０ａから１０ｂに短絡電流が生じる。このため、ｂＤモードの適用には、Ｖｂ＞Ｖａが必要条件となる。

直結モードに含まれる、ＰＤモード、ＳＤモード、ａＤモードおよびｂＤモードの各々では、電力線２０の出力電圧ＶＨは、直流電源１０ａ，１０ｂの電圧Ｖａ，Ｖｂに依存して決まるため、直接制御することができなくなる。このため、直結モードに含まれる各モードでは、出力電圧ＶＨが負荷３０の動作に適した電圧に設定できなくなることにより、負荷３０での電力損失が増加する可能性がある。

一方で、直結モードでは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオンオフされないため、電力変換器５０の電力損失が大幅に抑制される。したがって、負荷３０の動作状態によっては、直結モードの適用によって、負荷３０の電力損失増加量よりも電力変換器５０での電力損失減少量が多くなることにより、電源システム５全体での電力損失が抑制できる可能性がある。

図３において、ＰＢモードは「第１のモード」に対応し、ＳＢモードは「第２のモード」に対応し、ＳＤモードは「第３のモード」に対応する。また、ａＢモードおよびｂＢモードは「第４のモード」に対応し、ａＤモードおよびｂＤモードは「第５のモード」に対応し、ＰＤモードは「第６のモード」に対応する。

図４は、直流電源１０ａ，１０ｂを異なる種類の電源で構成した場合における両直流電源の特性の一例を示す概念図である。図４には、横軸にエネルギ、縦軸に電力をプロットした、いわゆるラゴンプロットが示される。一般的に、直流電源の出力パワーおよび蓄積エネルギはトレードオフの関係にあるため、高容量型のバッテリでは高出力を得ることが難しく、高出力型のバッテリでは蓄積エネルギを高めることが難しい。

したがって、直流電源１０ａ，１０ｂは、一方が、蓄積エネルギが高い、いわゆる高容量型の電源で構成されるのに対して、他方が、出力パワーが高い、いわゆる高出力型の電源で構成されることが好ましい。このようにすると、高容量型の電源に蓄積されたエネルギを平準的に長期間使用する一方で、高出力型の電源をバッファとして使用して、高容量型の電源による不足分を出力することができる。

図４の例では、直流電源１０ａが高容量型の電源で構成される一方で、直流電源１０ｂは高出力型の電源で構成される。したがって、直流電源１０ａの動作領域１１０は、直流電源１０ｂの動作領域１２０と比較して、出力可能な電力範囲が狭い。一方で、動作領域１２０は、動作領域１１０と比較して、蓄積可能なエネルギ範囲が狭い。

負荷３０の動作点１０１では、高パワーが短時間要求される。たとえば、電動車両では、動作点１０１は、ユーザのアクセル操作による急加速時に対応する。これに対して、
負荷３０の動作点１０２では、比較的低パワーが長時間要求される。たとえば、電動車両では、動作点１０２は、継続的な高速定常走行に対応する。

動作点１０１に対しては、主に、高出力型の直流電源１０ｂからの出力によって対応することができる。一方で、動作点１０２に対しては、主に、高容量型の直流電源１０ａからの出力によって対応することができる。これにより、電動車両では、高容量型のバッテリに蓄積されたエネルギを長時間に亘って使用することによって、電気エネルギによる走行距離を延ばすことができるとともに、ユーザのアクセル操作に対応した加速性能を速やかに確保することができる。

このように、種類および容量の異なる直流電源を組み合わせることにより、各直流電源の特性を活かして、システム全体で有効に蓄積エネルギを使用することができる。以下、本実施の形態では、直流電源１０ａが二次電池で構成され、直流電源１０ｂがキャパシタによって構成される例を説明する。ただし、直流電源１０ａ，１０ｂの組み合わせはこの例に限定されるものではなく、同種および／または同容量の直流電源（蓄電装置）によって構成することも可能である。

直流電源がバッテリによって構成される場合には、低温時に出力特性が低下する可能性や、高温時に劣化進行を抑制するために充放電が制限される可能性がある。特に、電動車両では、搭載位置の差異によって、直流電源１０ａ，１０ｂの間に温度差が発生するケースも生じる。したがって、電源システム５では、直流電源１０ａ，１０ｂの動作状態（特に温度）に応じて、あるいは、上述したような負荷３０の要求に応じて、いずれか一方の直流電源のみを使用した方が、効率的であるケースが存在する。上述したような、直流電源１０ａ，１０ｂの一方のみを使用するモード（ａＢモード，ｂＢモード，ａＤモード，ｂＤモード）を設けることによって、これらのケースに対応することができる。

すなわち、本実施の形態１に従う電力変換器５０では、直流電源１０ａ，１０ｂおよび／または負荷３０の動作状態に応じて、図３に示した、複数の動作モードのうちのいずれかの動作モードが選択される。

（各動作モードでの回路動作）
次に、各動作モードにおける電力変換器５０の回路動作を説明する。まず、直流電源１０ａおよび１０ｂと電力線２０との間で並列なＤＣ／ＤＣ変換を行なうＰＢモードでの回路動作について、図５〜図８を用いて説明する。

（ＰＢモードにおける回路動作）
図５および図６に示されるように、スイッチング素子Ｓ４またはＳ２をオンすることによって、直流電源１０ａおよび１０ｂを電力線２０に対して並列に接続することができる。ここで、並列接続モードでは、直流電源１０ａの電圧Ｖａと直流電源１０ｂの電圧Ｖｂとの高低に応じて等価回路が異なってくる。

図５（ａ）に示されるように、Ｖｂ＞Ｖａのときは、スイッチング素子Ｓ４をオンすることにより、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を介して、直流電源１０ａおよび１０ｂが並列に接続される。このときの等価回路が図５（ｂ）に示される。

図５（ｂ）を参照して、直流電源１０ａおよび電力線２０の間では、スイッチング素子Ｓ３のオンオフ制御によって、下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。同様に、直流電源１０ｂおよび電力線２０の間では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を共通にオンオフ制御することによって、昇圧チョッパ回路の下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。なお、スイッチング素子Ｓ１は、負荷３０からの回生を制御するスイッチとして動作する。

一方、図６（ａ）に示されるように、Ｖａ＞Ｖｂのときには、スイッチング素子Ｓ２をオンすることにより、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を介して、直流電源１０ａおよび１０ｂが並列に接続される。このときの等価回路が図６（ｂ）に示される。

図６（ｂ）を参照して、直流電源１０ｂおよび電力線２０の間では、スイッチング素子Ｓ３のオンオフ制御によって、下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。同様に、直流電源１０ａおよび電力線２０の間では、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を共通にオンオフ制御することによって、昇圧チョッパ回路の下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。なお、スイッチング素子Ｓ１は、負荷３０からの回生を制御するスイッチとして動作する。

次に、図７および図８を用いて、電力変換器５０のＰＢモードにおける昇圧動作について詳細に説明する。

図７には、ＰＢモードにおける直流電源１０ａに対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）が示される。

図７（ａ）を参照して、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアをオンし、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアをオフすることによって、リアクトルＬ１にエネルギを蓄積するため
の電流経路１５０が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の下アーム素子をオンした状態が形成される。

これに対して、図７（ｂ）を参照して、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアをオフするとともに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアをオンすることによって、リアクトルＬ１の蓄積エネルギを直流電源１０ａのエネルギとともに出力するための電流経路１５１が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の上アーム素子をオンした状態が形成される。

スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の少なくとも一方がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の少なくとも一方がオフされている第２の期間とを交互に繰返すことにより、図７（ａ）の電流経路１５０および図７（ｂ）の電流経路１５１が交互に形成される。

この結果、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアを等価的に上アーム素子とし、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアを等価的に下アーム素子とする昇圧チョッパ回路が、直流電源１０ａに対して構成される。図７に示されるＤＣ／ＤＣ変換動作では、直流電源１０ｂへの電流流通経路がないため、直流電源１０ａおよび１０ｂは互いに非干渉である。すなわち、直流電源１０ａおよび１０ｂに対する電力の入出力を独立に制御することが可能である。

このようなＤＣ／ＤＣ変換において、直流電源１０ａの電圧Ｖａと、電力線２０の出力電圧ＶＨとの間には、下記（１）式に示す関係が成立する。（１）式では、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアがオンされる期間のデューティ比をＤａとする。

ＶＨ＝１／（１−Ｄａ）・Ｖａ …（１）
図８には、ＰＢモードにおける直流電源１０ｂに対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）が示される。

図８（ａ）を参照して、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアをオンし、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアをオフすることによって、リアクトルＬ２にエネルギを蓄積するための電流経路１６０が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の下アーム素子をオンした状態が形成される。

これに対して、図８（ｂ）を参照して、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアをオフするとともに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアをオンすることによって、リアクトルＬ２の蓄積エネルギを直流電源１０ｂのエネルギとともに出力するための電流経路１６１が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の上アーム素子をオンした状態が形成される。

スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４の少なくとも一方がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３の少なくとも一方がオフされている第２の期間とを交互に繰返すことにより、図８（ａ）の電流経路１６０および図８（ｂ）の電流経路１６１が交互に形成される。

この結果、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアを等価的に上アーム素子とし、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアを等価的に下アーム素子とする昇圧チョッパ回路が、直流電源１０ｂに対して構成される。図８に示されるＤＣ／ＤＣ変換動作では、直流電源１０ａを含む電流経路がないため、直流電源１０ａおよび１０ｂは互いに非干渉である。すなわち、直流電源１０ａおよび１０ｂに対する電力の入出力を独立に制御することが可能である。

このようなＤＣ／ＤＣ変換において、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂと、電力線２０の出力電圧ＶＨとの間には、下記（２）式に示す関係が成立する。（２）式では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアがオンされる期間のデューティ比をＤｂとする。

ＶＨ＝１／（１−Ｄｂ）・Ｖｂ …（２）
また、図７および図８から理解されるように、ＰＢモードでは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に、直流電源１０ａと電力線２０との間のＤＣ／ＤＣ変換による電流と、直流電源１０ｂおよび電力線２０の間でのＤＣ／ＤＣ変換による電流との両方が流れる。

したがって、両者の電力変換によって流れる電流が、各スイッチング素子において逆方向である場合、たとえば、図７（ａ）における電流経路１５０と、図８（ｂ）における電流経路１６０とが同時に形成されている場合には、両電流経路の電流が打ち消し合うため、スイッチング素子Ｓ４の通過電流は小さくなる。このような現象により、ＰＢモードでは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４における損失は、単独の直流電源を用いてＤＣ／ＤＣ変換を実行するａＢモードまたはｂＢモードと比較して小さくできる場合がある。

また、直流電源１０ａおよび１０ｂ全体での入出力電力が同じであっても、直流電源間での電力比が変わると、上述した両電力変換経路での電流の大きさが変わるため電流が打ち消し合う効果も変化する。このため、電力変換器５０の電力損失は、直流電源１０ａ，１０ｂ間での電力分配比に依存して変化することが理解される。なお、ＰＢモードにおけるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の損失を最小とするための技術については、後ほど変形例として詳細に説明する。

図９には、ＰＢモードにおけるスイッチング素子の制御動作例を説明するための波形図が示される。図９には、直流電源１０ａのＰＷＭ制御に用いられるキャリア波ＣＷａと、直流電源１０ｂのＰＷＭ制御に用いられるキャリア波ＣＷｂとは、同一周波数かつ同一位相であるときの例が示される。

図９を参照して、たとえば、ＰＢモードでは、特許文献３に記載されるように、直流電源１０ａおよび１０ｂの一方の出力を、出力電圧ＶＨの電圧偏差ΔＶＨ（ΔＶＨ＝ＶＨ＊−ＶＨ）を補償するようにフィードバック制御（電圧制御）するとともに、直流電源１０ａおよび１０ｂの他方の出力を、電流ＩａまたはＩｂの電流指令値に対する電流偏差を補償するようにフィードバック制御（電流制御）することができる。この際に、電流制御の指令値（Ｉａ＊またはＩｂ＊）は、当該直流電源の電力を制御するように設定することができる。

一例として、直流電源１０ｂの出力を電圧制御する一方で、直流電源１０ａの出力を電流制御するようにすると、デューティ比Ｄａは電流偏差ΔＩａ（ΔＩａ＝Ｉａ＊−Ｉａ）に基づいて演算される一方で、デューティ比Ｄｂは、電圧偏差ΔＶＨ（ΔＶＨ＝ＶＨ＊−ＶＨ）に基づいて演算される。

直流電源１０ａの出力を制御するためのデューティ比Ｄａと、キャリア波ＣＷａとの電圧比較に基づいて、制御パルス信号ＳＤａが生成される。同様に、直流電源１０ｂの出力を制御するためのデューティ比Ｄｂと、キャリア波ＣＷｂとの比較に基づいて制御パルス信号ＳＤｂが生成される。制御パルス信号／ＳＤａ，／ＳＤｂは、制御パルス信号ＳＤａ，ＳＤｂの反転信号である。

図１０に示されるように、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４は、制御パルス信号ＳＤａ（／ＳＤａ）およびＳＤｂ（／ＳＤｂ）の論理演算に基づいて設定される。

スイッチング素子Ｓ１は、図７および図８の昇圧チョッパ回路の各々で上アーム素子を形成する。したがって、スイッチング素子Ｓ１のオンオフを制御する制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号／ＳＤａおよび／ＳＤｂの論理和によって生成される。この結果、スイッチング素子Ｓ１は、図７の昇圧チョッパ回路（直流電源１０ａ）の上アーム素子および、図８の昇圧チョッパ回路（直流電源１０ｂ）の上アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。

スイッチング素子Ｓ２は、図７の昇圧チョッパ回路では上アーム素子を形成し、図８の昇圧チョッパ回路では下アーム素子を形成する。したがって、スイッチング素子Ｓ２のオンオフを制御する制御信号ＳＧ２は、制御パルス信号／ＳＤａおよびＳＤｂの論理和によって生成される。これにより、スイッチング素子Ｓ２は、図７の昇圧チョッパ回路（直流電源１０ａ）の上アーム素子および、図８の昇圧チョッパ回路（直流電源１０ｂ）の下アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。

同様にして、スイッチング素子Ｓ３の制御信号ＳＧ３は、制御パルス信号ＳＤａおよびＳＤｂの論理和によって生成される。これにより、スイッチング素子Ｓ３は、図７の昇圧チョッパ回路（直流電源１０ａ）の下アーム素子および、図８の昇圧チョッパ回路（直流電源１０ｂ）の下アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。

また、スイッチング素子Ｓ４の制御信号ＳＧ４は、制御パルス信号ＳＤａおよび／ＳＤｂの論理和によって生成される。これにより、スイッチング素子Ｓ４は、図７の昇圧チョッパ回路（直流電源１０ａ）の下アーム素子および、図８の昇圧チョッパ回路（直流電源１０ｂ）の上アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。

ＰＢモードでは、制御信号ＳＧ２およびＳＧ４が相補のレベルに設定されているので、スイッチング素子Ｓ２およびＳ４は相補的にオンオフされる。これにより、図５に示したＶｂ＞Ｖａのときの動作と、図６に示したＶａ＞Ｖｂの動作とが、自然に切替えられる。さらに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３が相補にオンオフされることにより、直流電源１０ａ，１０ｂについて、デューティ比Ｄａ，Ｄｂに従った直流電力変換が実行できる。

再び図９を参照して、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４は、図１０に示された論理演算式に従って、制御パルス信号ＳＤａ（／ＳＤａ）およびＳＤｂ（／ＳＤｂ）に基づいて生成される。制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４に従ってスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオンオフすることにより、リアクトルＬ１を流れる電流Ｉ（Ｌ１）およびリアクトルＬ２を流れる電流Ｉ（Ｌ２）が制御される。電流Ｉ（Ｌ１）は直流電源１０ａの電流Ｉａに相当し、電流Ｉ（Ｌ２）は直流電源１０ｂの電流Ｉｂに相当する。

このように、ＰＢモードでは、直流電源１０ａ，１０ｂと電力線２０との間で並列に直流電力を入出力するＤＣ／ＤＣ変換を実行した上で、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御することができる。さらに、電流制御の対象となる直流電源の電流指令値に応じて、当該直流電源の入出力電力を制御することができる。

ＰＢモードでは、負荷３０の入出力電力（以下、負荷電力ＰＬとも称する）に対する、電流制御される直流電源からの入出力電力による不足分が、電圧制御される直流電源から入出力されることになる。このため、電流制御での電流指令値の設定によって、直流電源間での電力分配比率を間接的に制御することが可能となる。また、電流指令値の設定によって、一方の直流電源からの出力電力によって、他方の直流電源を充電する動作も可能である。なお、以下では、電力Ｐａ，Ｐｂ、直流電源１０ａ，１０ｂ全体が電力線２０に対して入出力する総電力ＰＨ（ＰＨ＝Ｐａ＋Ｐｂ）、および負荷電力ＰＬは、各直流電源１０ａ，１０ｂの放電時および負荷３０の力行動作時の電力値を正値で表し、各直流電源１０ａ，１０ｂの充電時および負荷３０の回生動作時の電力値を負値で表すこととする。

（ａＢモードおよびｂＢモードにおける回路動作）
直流電源１０ａ，１０ｂの一方のみを用いる昇圧モード（ａＢモード，ｂＢモード）における回路動作は、図７および図８における回路動作と共通する。

ａＢモードにおいては、図７（ａ），（ｂ）に示すスイッチング動作によって、直流電源１０ｂを不使用とする一方で、直流電源１０ａおよび電力線２０（負荷３０）の間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換が実行される。したがって、ａＢモードでは、直流電源１０ａの出力を制御するためのデューティ比Ｄａに基づく制御パルス信号ＳＤａに従って、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が制御される。

具体的には、図７（ａ），（ｂ）に示した昇圧チョッパ回路の下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ３およびＳ４は、制御パルス信号ＳＤａに従って共通にオンオフ制御される。同様に、昇圧チョッパ回路の上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１およびＳ２は、制御パルス信号／ＳＤａに従って共通にオンオフ制御される。

同様に、ｂＢモードにおいては、図８（ａ），（ｂ）に示すスイッチング動作によって、直流電源１０ａを不使用とする一方で、直流電源１０ｂおよび電力線２０（負荷３０）の間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換が実行される。したがって、ｂＢモードでは、直流電源１０ｂの出力を制御するためのデューティ比Ｄｂに基づく制御パルス信号ＳＤｂに従って、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が制御される。

具体的には、図８（ａ），（ｂ）に示した昇圧チョッパ回路の下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ２およびＳ３は、制御パルス信号ＳＤｂに従って共通にオンオフ制御される。同様に、昇圧チョッパ回路の上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１およびＳ４は、制御パルス信号／ＳＤｂに従って共通にオンオフ制御される。

（直結モードにおける回路動作）
直結モードでは、図３に従ってスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフを固定することによって、ＰＤモード、ＳＤモード、ａＤモードおよびｂＤモードのいずれかが実現されることが理解される。

（ＳＢモードにおける回路動作）
次に、ＳＢモードでの回路動作を、図１１および図１２を用いて説明する。

図１１（ａ）に示されるように、スイッチング素子Ｓ３をオン固定することによって、直流電源１０ａおよび１０ｂを電力線２０に対して直列に接続することができる。このときの等価回路が図１１（ｂ）に示される。

図１１（ｂ）を参照して、ＳＢモードでは、直列接続された直流電源１０ａおよび１０ｂと電力線２０との間では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４を共通にオンオフ制御することによって、昇圧チョッパ回路の下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。なお、スイッチング素子Ｓ１は、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のオフ期間にオンされることによって、負荷３０からの回生を制御するスイッチとして動作する。また、オン固定されたスイッチング素子Ｓ３により、リアクトルＬ１をスイッチング素子Ｓ４と接続する配線１５が等価的に形成される。

次に、図１２を用いて、ＳＢモードにおけるＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する。
図１２（ａ）を参照して、直流電源１０ａおよび１０ｂを直列接続するためにスイッチング素子Ｓ３がオン固定される一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンし、スイッチング素子Ｓ１がオフされる。これにより、リアクトルＬ１，Ｌ２にエネルギを蓄積するための電流経路１７０，１７１が形成される。この結果、直列接続された直流電源１０ａ，１０ｂに対して、昇圧チョッパ回路の下アーム素子をオンした状態が形成される。

これに対して、図１２（ｂ）を参照して、スイッチング素子Ｓ３をオン固定したままで、図１２（ａ）とは反対に、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオフし、スイッチング素子Ｓ１がオンされる。これにより、電流経路１７２が形成される。電流経路１７２により、直列接続された直流電源１０ａ，１０ｂからのエネルギと、リアクトルＬ１，Ｌ２に蓄積されたエネルギとの和が電力線２０へ出力される。この結果、直列接続された直流電源１０ａ，１０ｂに対して、昇圧チョッパ回路の上アーム素子をオンした状態が形成される。

スイッチング素子Ｓ３がオン固定された下で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンされる一方でスイッチング素子Ｓ１がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ１がオンされる一方でスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオフされている第２の期間とを交
互に繰返すことにより、図１２（ａ）の電流経路１７０，１７１および図１２（ｂ）の電流経路１７２が交互に形成される。

ＳＢモードのＤＣ／ＤＣ変換では、直流電源１０ａの電圧Ｖａ、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂ、および、電力線２０の出力電圧ＶＨの間には、下記（３）式に示す関係が成立する。（３）式では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンされる第１の期間のデューティ比をＤｃとする。

ＶＨ＝１／（１−Ｄｃ）・（Ｖａ＋Ｖｂ） …（３）
ただし、ＶａおよびＶｂが異なるときや、リアクトルＬ１，Ｌ２のインダクタンスが異なるときには、図１２（ａ）の動作終了時におけるリアクトルＬ１，Ｌ２の電流値がそれぞれ異なる。したがって、図１２（ｂ）の動作への移行直後には、リアクトルＬ１の電流の方が大きいときには電流経路１７３を介して差分の電流が流れる。一方、リアクトルＬ２の電流の方が大きいときには電流経路１７４を介して、差分の電流が流れる。

図１３には、ＳＢモードにおけるスイッチング素子の制御動作例を説明するための波形図が示される。

ＳＢモードでは、特許文献３に記載されるように、出力電圧ＶＨの電圧偏差ΔＶＨ（ΔＶＨ＝ＶＨ＊−ＶＨ）を補償するように、（３）式のデューティ比Ｄｃが演算される。そして、キャリア波ＣＷとデューティ比Ｄｃとの電圧比較に基づいて、制御パルス信号ＳＤｃが生成される。制御パルス信号／ＳＤｃは、制御パルス信号ＳＤｃの反転信号である。ＳＢモードでは、直流電圧（Ｖａ＋Ｖｂ）と、出力電圧ＶＨとの間のＤＣ／ＤＣ変換が、図１０に示された昇圧チョッパ回路によって実行される。

図１４に示されるように、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４は、制御パルス信号ＳＤｃ（／ＳＤｃ）の論理演算に基づいて設定することができる。

制御パルス信号ＳＤｃは、昇圧チョッパ回路の下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアの制御信号ＳＧ２，ＳＧ４とされる。同様に、昇圧チョッパ回路の上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１の制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号／ＳＤｃによって得られる。この結果、下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンされる期間と、上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１がオンされる期間とが相補的に設けられる。

ＳＢモードでは、直流電源１０ａおよび１０ｂが直列接続された状態で、電力線２０（負荷３０）との間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換が実行される。したがって、直流電源１０ａの電力Ｐａおよび直流電源１０ｂの電力Ｐｂを直接制御することができない。すなわち、直流電源１０ａ，１０ｂの電力Ｐａ，Ｐｂの比は、電圧Ｖａ，Ｖｂの比によって、下記（４）式に従って自動的に決まる。なお、直流電源１０ａ，１０ｂの入出力電力の和（Ｐａ＋Ｐｂ）によって、負荷３０へ電力供給されることは、ＰＢモードと同様である。

Ｐａ：Ｐｂ＝Ｖａ：Ｖｂ …（４）
このように、動作モード間で、直流電源１０ａ，１０ｂ全体が電力線２０に対して入出力する総電力ＰＨ（ＰＨ＝Ｐａ＋Ｐｂ）に対する直流電源１０ａおよび１０ｂの電力分配は異なってくる。

再び図３を参照して、直流電源１０ａ，１０ｂ間の電力分配比率ｋは、総電力ＰＨ（ＰＨ＝Ｐａ＋Ｐｂ）に対する直流電源１０ａの電力Ｐａの比で定義される（ｋ＝Ｐａ／ＰＨ）。図３の最右欄に示されるように、電力分配比率ｋは、動作モード間で異なる。

ＰＢモードでは、上述のように、総電力ＰＨ（ＰＨ＝Ｐａ＋Ｐｂ）に対する直流電源１０ａおよび１０ｂの電力分配を制御することができる。すなわち、ＰＢモードでは、スイッチング素子の制御により、０〜１．０の範囲内で任意の値に、電力分配比率ｋを設定することができる。

一方で、ＰＢモード以外の動作モードでは、電力分配比率ｋを制御することはできなくなる。たとえば、直流電源１０ａのみを使用することを目的とする、ａＢモードおよびａＤモードでは、ｋ＝１．０に固定される。なお、ａＢモードにおいて、出力電圧ＶＨが直流電源１０ｂの電圧Ｖｂよりも低くなると、直流電源１０ｂから電力線２０に対する電流経路が生じるため、ｋ＜１．０となるが、この場合にも、電力分配比率を制御することはできない。同様に、ｂＢモードおよびｂＤモードでは、ｋ＝０に固定される。また、ｂＢモードにおいて、出力電圧ＶＨが直流電源１０ａの電圧Ｖａよりも低くなるとｋ＞０となるが、この場合にも、スイッチング素子の制御によって電力分配比率ｋを制御することはできない。

ＳＢモードおよびＳＤモードでは、直流電源１０ａおよび１０ｂが直列接続されるため、電力Ｐａ，Ｐｂは上記（４）式に従って、電圧Ｖａ，Ｖｂに応じて一意に決まる。したがって、スイッチング素子の制御によって電力分配比率ｋを制御することはできない。

ＰＤモードでは、直流電源１０ａおよび１０ｂが並列に電力線２０に対して接続される。このため、電力分配比率ｋは、直流電源１０ａおよび１０ｂの内部抵抗に依存して一意に決まるので、各直流電源１０ａ，１０ｂの電力Ｐａ，Ｐｂを独立に制御することはできない。具体的には、直流電源１０ａの内部抵抗Ｒａおよび直流電源１０ｂの内部抵抗Ｒｂを用いると、ｋ＝Ｒｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ）となる。すなわち、ＰＤモードでも、スイッチング素子の制御によって電力分配比率ｋを制御することはできない。

（直流電源間の電力配分制御）
本発明の実施の形態は、主に、直流電源１０ａおよび１０ｂと電力線２０との間で並列なＤＣ／ＤＣ変換を行なうＰＢモードでの直流電源間の電力配分制御に向けられている。したがって、実施の形態１では、ＰＢモードにおける電力変換器５０の制御について、さらに詳細に説明する。

図１５は、実施の形態１に従う電力変換器における直流電源間の電力配分制御を説明するための機能ブロック図である。

図１５を参照して、電力変換器５０の電力バランスを制御するためのパワー管理部５００は、動作指令生成部５０５と、電力上限値設定部５１０と、電力下限値設定部５１０♯と、電力配分制御部５５０と、効率優先マップ５６０と、電力配分修正部５８０と、電力指令値設定部５９０とを有する。図１５の構成において、電力配分修正部５８０は「第１の電力配分制御部」に対応し、効率優先マップは「記憶部」に対応する。

なお、図１５を始めとする各ブロック図に示された各機能ブロックの機能については、図１に示した制御装置４０のソフトウェアおよび／またはハードウェア処理で実現可能である。あるいは、少なくとも一部の機能ブロックの機能について、制御装置４０とは別個に配置された上位ＥＣＵによるソフトウェアおよび／またはハードウェア処理によって実現することも可能である。

電力上限値設定部５１０は、直流電源１０ａ，１０ｂの状態に基づいて、電力上限値Ｐａｍａｘ，Ｐｂｍａｘを設定する。電力下限値設定部５１０♯は、直流電源１０ａ，１０ｂの状態に基づいて、電力下限値Ｐａｍｉｎ，Ｐｂｍｉｎを設定する。電力上限値Ｐａｍａｘ，Ｐｂｍａｘは「放電電力上限値」に対応し、電力下限値Ｐａｍｉｎ，Ｐｂｍｉｎは「充電電力上限値」に対応する。各電力上限値は、放電電力の上限値を示しており、０または正に設定される。電力上限値＝０に設定されたときは、直流電源からの放電が禁止されることを意味する。同様に、各電力下限値は、充電電力の上限値を示しており、０または負に設定される。電力下限値＝０に設定されたときは、直流電源の充電が禁止されることを意味する。

動作指令生成部５０５は、負荷３０の状態（負荷状態）および負荷３０への操作入力に応じて、負荷３０の動作指令値を生成する。さらに、動作指令生成部５０５には、電力上限値設定部５１０および電力下限値設定部５１０♯によって設定された、電力上限値Ｐａｍａｘ，Ｐｂｍａｘおよび電力下限値Ｐａｍｉｎ，Ｐｂｍｉｎが入力される。

たとえば、図２の構成例では、負荷状態は、モータジェネレータ３５の回転速度および出力トルクを含む。また、負荷操作入力には、モータジェネレータ３５を搭載した電動車両でのドライバのアクセルペダルおよびブレーキペダルの操作が含まれる。さらに、負荷動作指令値は、モータジェネレータ３５のトルク指令値Ｔｑｃｏｍを含む。図２に示したインバータ３２が、電力線の直流電圧（出力電圧ＶＨ）とモータジェネレータＭＧの各相に印加される交流電力との間のＤＣ／ＡＣ変換を制御することにより、モータジェネレータ３５出力トルクはトルク指令値Ｔｑｃｏｍに制御される。

動作指令生成部５０５は、電力上限値Ｐａｍａｘ，Ｐｂｍａｘおよび電力下限値Ｐａｍｉｎ，Ｐｂｍｉｎに従って直流電源１０ａ，１０ｂ全体での電力上限値ＰＨｍａｘおよび電力下限値ＰＨｍｉｎを下記（５），（６）式に従って設定する。

ＰＨｍａｘ＝Ｐａｍａｘ＋Ｐｂｍａｘ …（５）
ＰＨｍｉｎ＝Ｐａｍｉｎ＋Ｐｂｍｉｎ …（６）
動作指令生成部５０５は、負荷電力ＰＬがＰＨｍｉｎ〜ＰＨｍａｘの範囲内に収まるように制限して、負荷３０の動作指令値（Ｔｑｃｏｍ）を生成する。たとえば、負荷電力ＰＬは、トルク指令値Ｔｑｃｏｍとモータジェネレータ３５の回転速度Ｎｍとの積に比例するので、この積に従って求められた負荷電力ＰＬ＊（ＰＬ＊＝Ｔｑｃｏｍ・Ｎｍ）がＰＨｍａｘ≦ＰＬ＊≦ＰＨｍｉｎの範囲内となるように制限して、トルク指令値Ｔｑｃｏｍが設定される。

図１６および図１７は、電力上限値設定部５１０の構成を説明するための機能ブロック図である。電力上限値設定部５１０は、直流電源１０ａに対応する電力上限値設定部５１０ａ（図１６）と、直流電源１０ｂに対応する電力上限値設定部５１０ｂ（図１７）とを含む。

図１６には、電力上限値設定部５１０ａの構成を説明するための機能ブロック図が示される。電力上限値設定部５１０ａは、直流電源１０ａの電力上限値Ｐａｍａｘを設定する。

図１６を参照して、電力上限値設定部５１０ａは、ベース上限値設定部５１２ａと、偏差演算部５１４ａ，５１６ａ，５１８ａと、最小値抽出部５２０ａ，５２２ａと、最大値抽出部５２１ａと、制御演算部５２４ａ，５２６ａ，５２８ａと、演算部５３０ａ，５３５ａとを有する。

ベース上限値設定部５１２ａは、直流電源１０ａのＳＯＣ（ＳＯＣａ）および温度Ｔａに基づいて、ベース上限値Ｐａｍａｘｂｓ（Ｐａｍａｘｂｓ≧０）を設定する。たとえば、予め求められた直流電源１０ａの静的な特性に基づいて、ＳＯＣａ，Ｔａを変数としてベース上限値Ｐａｍａｘｂｓを設定するための関数式ないしマップを設定することができる。

偏差演算部５１４ａは、ベース上限値Ｐａｍａｘｂｓから現在の電力Ｐａを減算した電力偏差を出力する。電力Ｐａは、現在の電圧Ｖａおよび電流Ｉａの積によって演算することができる。Ｐａ＞Ｐａｍａｘｂｓのとき電力偏差は負値であり、Ｐａ＜Ｐａｍａｘｂｓのとき電力偏差は正値である。最小値抽出部５２０は、偏差演算部５１４ａによって演算された電力偏差と、「０」との最小値を出力する。したがって、最小値抽出部５２０ａの出力値は、Ｐａ＜Ｐａｍａｘｂｓのときには０になる一方で、Ｐａ＞Ｐａｍａｘｂｓのとき（すなわち、放電電力上昇時）には電力偏差に従った負値となる。

偏差演算部５１６ａは、直流電源１０ａの下限電圧Ｖａｍｉｎから現在の出力電圧Ｖａを減算した電圧偏差を出力する。Ｖａ＞Ｖａｍｉｎのとき電圧偏差は負値であり、Ｖａ＜Ｖａｍｉｎのとき電圧偏差は正値である。最大値抽出部５２１ａは、偏差演算部５１６ａによって演算された電圧偏差と、「０」との最大値を出力する。したがって、最大値抽出部５２１ａの出力値は、Ｖａ＞Ｖａｍｉｎのときには０になる一方で、Ｖａ＜Ｖａｍｉｎのとき（すなわち、電圧低下時）には電圧偏差に従った正値となる。

偏差演算部５１８ａは、直流電源１０ａの上限電流Ｉａｍａｘ（Ｉａｍａｘ≧０）から現在の電流Ｉａを減算した電流偏差を出力する。Ｉａ＞Ｉａｍａｘのとき電流偏差は負値であり、Ｉａ＜Ｉａｍａｘのとき電流偏差は正値である。最小値抽出部５２２ａは、偏差演算部５１８ａによって演算された電流偏差と、「０」との最小値を出力する。したがって、最小値抽出部５２２ａの出力値は、Ｉａ＜Ｉａｍａｘのときには０になる一方で、Ｉａ＞Ｉａｍａｘのとき（すなわち、放電電流上昇時）には電圧偏差に従った負値となる。

制御演算部５２４ａは、最小値抽出部５２０ａの出力値に対する比例積分（ＰＩ）演算の結果を出力する。制御演算部５２６ａは、最大値抽出部５２１ａの出力値に対する比例積分（ＰＩ）演算の結果を出力する。制御演算部５２８ａは、最小値抽出部５２２ａの出力値に対する比例積分（ＰＩ）演算の結果を出力する。

演算部５３０ａは、制御演算部５２４ａ，５２６ａ，５２８ａの出力値に基づいて、電力上限値Ｐａｍａｘに対する修正量Ｐａｍａｘｃｍを演算する。演算部５３５ａは、ベース上限値Ｐａｍａｘｂｓから修正量Ｐａｍａｘｃｍを減算することによって、直流電源１０ａの電力上限値Ｐａｍａｘを設定する。

これにより、電力偏差に基づいて、Ｐａ＞Ｐａｍａｘｂｓのときに、Ｐａｍａｘを低下させるように修正量Ｐａｍａｘｃｍが演算される。一方で、Ｐａ＜Ｐａｍａｘｂｓのときには、ベース上限値Ｐａｍａｘｂｓに対する修正が小さくなるように、電力上限値Ｐａｍａｘは設定される。

同様に、電圧偏差に基づいて、Ｖａ＜Ｖａｍｉｎのときに、Ｐａｍａｘを低下させるように修正量Ｐａｍａｘｃｍが演算される。一方で、Ｖａ＞Ｖａｍｉｎのときには、ベース上限値Ｐａｍａｘｂｓに対する修正が小さくなるように、電力上限値Ｐａｍａｘは設定される。

また、電流偏差に基づいて、Ｉａ＞Ｉａｍｉｎのときに、Ｐａｍａｘを低下させるように修正量Ｐｍａｘｃｍが演算される。一方で、Ｉａ＜Ｉａｍｉｎのときには、ベース上限値Ｐａｍａｘｂｓに対する修正が小さくなるように、電力上限値Ｐａｍａｘは設定される。

このように、電力上限値Ｐａｍａｘは、直流電源１０ａの状態（ＳＯＣａ，Ｔａ）に基づくベース値を基本に、放電電力上昇時、放電電流上昇時または放電による電圧低下時には、放電電力を制限するように設定される。

図１７には、電力上限値設定部５１０ｂの構成を説明するための機能ブロック図が示される。電力上限値設定部５１０ｂは、直流電源１０ｂの電力上限値Ｐｂｍａｘを設定する。直流電源１０ｂの電力上限値Ｐｂｍａｘについても、電力上限値設定部５１０ａと同様の構成によって設定することができる。

図１７を参照して、電力上限値設定部５１０ｂは、ベース上限値設定部５１２ｂと、偏差演算部５１４ｂ，５１６ｂ，５１８ｂと、最小値抽出部５２０ｂ，５２２ｂと、最大値抽出部５２１ｂと、制御演算部５２４ｂ，５２６ｂ，５２８ｂと、演算部５３０ｂ，５３５ｂとを有する。

電力上限値設定部５１０ｂは、電力上限値設定部５１０ａと同様に、直流電源１０ｂの状態（ＳＯＣｂ，Ｔｂ）に基づくベース値Ｐｂｍａｘｂｓと、放電電力上昇（Ｐｂ＞Ｐｂｍａｘ）、放電電流上昇（Ｉｂ＞Ｉｂｍａｘ）または放電による電圧低下（Ｖｂ＜Ｖｂｍｉｎ）に応じてＰｂｍａｘを低下させるための修正量Ｐｂｍａｘｃｍとに基づいて、電力上限値Ｐｂｍａｘを設定する。

このように、電力上限値設定部５１０によれば、直流電源１０ａ，１０ｂの状態に基づくベース上限値Ｐａｍａｘｂｓ，Ｐｂｍａｘｂｓを超えた放電が継続しないように、電力上限値Ｐａｍａｘ，Ｐｂｍａｘを設定することができる。

さらに、電力下限値設定部５１０♯の詳細を図１８および図１９を用いて説明する。図１８および図１９は、電力下限値設定部５１０♯の構成を説明するための機能ブロック図である。電力下限値設定部５１０♯は、直流電源１０ａに対応する電力下限値設定部５１０ａ♯（図１８）と、直流電源１０ｂに対応する電力下限値設定部５１０ｂ♯（図１９）とを含む。

図１８には、電力下限値設定部５１０ａ♯の構成を説明するための機能ブロック図が示される。電力下限値設定部５１０ａ♯は、直流電源１０ａの電力下限値Ｐａｍｉｎを設定する。

図１８を参照して、電力下限値設定部５１０ａ♯は、ベース下限値設定部５１２ａ♯と、偏差演算部５１４ａ♯，５１６ａ♯，５１８ａ♯と、最小値抽出部５２０ａ♯，５２２ａ♯と、最大値抽出部５２１ａ♯と、制御演算部５２４ａ♯，５２６ａ♯，５２８ａ♯と、演算部５３０ａ♯，５３５ａ♯を有する。

ベース下限値設定部５１２ａ♯は、直流電源１０ａのＳＯＣ（ＳＯＣａ）および温度Ｔａに基づいて、ベース下限値Ｐａｍｉｎｂｓ（Ｐａｍｉｎｂｓ≦０）を設定する。たとえば、予め求められた直流電源１０ａの静的な特性に基づいて、ＳＯＣａ，Ｔａを変数としてベース下限値Ｐａｍｉｎｂｓを設定するための関数式ないしマップを設定することができる。

偏差演算部５１４ａ♯は、現在の電力Ｐａからベース下限値Ｐａｍｉｎｂｓを減算した電力偏差を出力する。Ｐａ＞Ｐａｍｉｎｂｓのとき電力偏差は正値であり、Ｐａ＜Ｐａｍｉｎｂｓのとき電力偏差は負値である。最小値抽出部５２０ａ♯は、偏差演算部５１４ａ♯によって演算された電力偏差と、「０」との最小値を出力する。したがって、最小値抽出部５２０ａ♯の出力値は、Ｐａ＞Ｐａｍｉｎｂｓのときには０になる一方で、Ｐａ＜Ｐａｍａｘｂｓのとき（すなわち、充電電力上昇時）には電力偏差に従った負値となる。

偏差演算部５１６ａ♯は、現在の出力電圧Ｖａから直流電源１０ａの上限電圧Ｖａｍａｘを減算した電圧偏差を出力する。Ｖａ＞Ｖａｍａｘのとき電圧偏差は正値であり、Ｖａ＜Ｖａｍｉｎのとき電圧偏差は負値である。最大値抽出部５２１ａ♯は、偏差演算部５１６ａ♯によって演算された電圧偏差と「０」との最大値を出力する。したがって、最大値抽出部５２１ａ♯の出力値は、Ｖａ＜Ｖａｍａｘのときには０になる一方で、Ｖａ＞Ｖａｍａｘのとき（すなわち、電圧上昇時）には電圧偏差に従った正値となる。

偏差演算部５１８ａ♯は、現在の電流Ｉａから直流電源１０ａの下限電流Ｉａｍｉｎ（Ｉａｍｉｎ≦０）を減算した電流偏差を出力する。Ｉａ＜Ｉａｍｉｎのとき電流偏差は負値であり、Ｉａ＞Ｉａｍｉｎのとき電流偏差は正値である。最小値抽出部５２２ａ♯は、偏差演算部５１８ａ♯によって演算された電流偏差と「０」との最小値を出力する。したがって、最小値抽出部５２２ａ♯の出力値は、Ｉａ＞Ｉａｍａｘのときには０になる一方で、Ｉａ＜Ｉａｍａｘのとき（すなわち、充電電流上昇時）には電圧偏差に従った負値となる。

制御演算部５２４ａ♯は、最小値抽出部５２０ａ♯の出力値に対する比例積分（ＰＩ）演算の結果を出力する。制御演算部５２６ａ♯は、最大値抽出部５２１ａ♯の出力値に対する比例積分（ＰＩ）演算の結果を出力する。制御演算部５２８ａ♯は、最小値抽出部５２２ａ♯の出力値に対する比例積分（ＰＩ）演算の結果を出力する。

演算部５３０ａ♯は、制御演算部５２４ａ♯，５２６ａ♯，５２８ａ♯の出力値に基づいて、電力下限値Ｐａｍｉｎに対する修正量Ｐａｍｉｎｃｍを演算する。演算部５３５ａ♯は、ベース下限値Ｐａｍｉｎｂｓに修正量Ｐａｍｉｎｃｍを加算することによって、直流電源１０ａの電力下限値Ｐａｍｉｎを設定する。

これにより、電力偏差に基づいて、Ｐａ＜Ｐａｍｉｎｂｓのときに、Ｐａｍｉｎを上昇させるように修正量Ｐａｍｉｎｃｍが演算される。一方で、Ｐａ＞Ｐａｍｉｎｂｓのときには、ベース下限値Ｐａｍｉｎｂｓに対する修正が小さくなるように、電力下限値Ｐａｍｉｎは設定される。

同様に、電圧偏差に基づいて、Ｖａ＞Ｖａｍａｘときに、Ｐａｍｉｎを上昇させるように修正量Ｐａｍｉｎｃｍが演算される。一方で、Ｖａ＜Ｖａｍａｘのときには、ベース下限値Ｐａｍｉｎｂｓに対する修正が小さくなるように、電力下限値Ｐａｍｉｎは設定される。

また、電流偏差に基づいて、Ｉａ＜Ｉａｍｉｎのときに、Ｐａｍｉｎを上昇させるように修正量Ｐａｍｉｎｃｍが演算される。一方で、Ｉａ＞Ｉａｍｉｎのときには、ベース下限値Ｐａｍｉｎｂｓに対する修正が小さくなるように、電力下限値Ｐａｍｉｎは設定される。

このように、電力下限値Ｐａｍｉｎは、直流電源１０ａの状態（ＳＯＣａ，Ｔａ）に基づくベース値を基本に、充電電力上昇、充電電流上昇または充電による電圧上昇が発生すると、充電電力を制限するように設定される。

図１９には、電力下限値設定部５１０ｂ♯の構成を説明するための機能ブロック図が示される。電力下限値設定部５１０ｂ♯は、直流電源１０ｂの電力下限値Ｐｂｍｉｎを設定する。直流電源１０ｂの電力下限値Ｐｂｍｉｎについても、電力下限値設定部５１０ａ♯と同様の構成によって設定することができる。

電力下限値設定部５１０ｂ♯は、ベース下限値設定部５１２ｂ♯と、偏差演算部５１４ｂ♯，５１６ｂ♯，５１８ｂ♯と、最小値抽出部５２０ｂ♯，５２２ｂ♯と、最大値抽出部５２１ｂ♯と、制御演算部５２４ｂ♯，５２６ｂ♯，５２８ｂ♯と、演算部５３０ｂ♯，５３５ｂ♯を有する。

電力下限値設定部５１０ｂ♯は、電力下限値設定部５１０ａ♯と同様に、直流電源１０ｂの状態（ＳＯＣｂ，Ｔｂ）に基づくベース値Ｐｂｍｉｎｂｓと、充電電力上昇（Ｐｂ＜Ｐｂｍａｘ）、充電電流上昇（Ｉｂ＜Ｉｂｍａｘ）または充電による電圧上昇（Ｖｂ＞Ｖｂｍａｘ）に応じてＰｂｍｍｉｎを上昇させるための修正量Ｐｂｍｉｎｘｃｍとに基づいて、電力下限値Ｐｂｍｉｎを設定する。

このように、電力下限値設定部５１０♯によれば、直流電源１０ａ，１０ｂの状態に基づくベース下限値Ｐａｍｉｎｂｓ，Ｐｂｍｉｎｂｓを超えた充電が継続しないように、電力下限値Ｐａｍｉｎ，Ｐｂｍｉｎを設定できる。

再び図１５を参照して、電力配分制御部５５０は、直流電源１０ａ，１０ｂ全体での総電力ＰＨの指令値ＰＨ＊（以下、総電力指令値ＰＨ＊とも称する）に応じて、予め設定された効率優先マップ５６０に従って、電源システム効率が最大となる電力分配比率ｋ♯を設定する。たとえば、実施の形態１では、総電力指令値ＰＨ＊は、動作指令生成部５０５によって設定された負荷動作指令値（トルク指令値Ｔｑｃｏｍ）に従う負荷電力ＰＬ＊と同等に設定される（ＰＨ＊＝ＰＬ＊）。

図２０は、効率優先マップ５６０の構成を説明するための概略図である。
図２０を参照して、縦軸に直流電源１０ａの電力Ｐａ、横軸に直流電源１０ｂの電力Ｐｂを取った二次元平面上において、電力Ｐａおよび電力Ｐｂの組合せで得られる各動作点（以下、電力動作点とも称する）における電源システム効率ηが、実機試験ないしシミュレーション結果によって予め求められる。

ここで、電源システム効率ηは、下記（７）式に従って定義される。
１−η＝（Ｐｌｃｖ＋Ｐｌａ＋Ｐｌｂ）／（Ｐａ＋Ｐｂ） …（７）
式（７）中のＰｌｃｖは、電力変換器５０で生じる電力損失（以下、コンバータ損失）である。コンバータ損失Ｐｌｃｖには、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４での、ターンオン時おおよびターンオフ時に生じる電力損失（スイッチング損失）ならびに導通時に生じる電力損失（導通損失）と、リアクトルＬ１，Ｌ２で生じる電力損失（リアクトル損失）とが含まれる。また、直流電源１０ａ，１０ｂによる電源損失Ｐｌａ，Ｐｌｂは、直流電源１０ａ，１０ｂの内部抵抗による損失である。

特に、直流電源１０ａ，１０ｂが二次電池およびキャパシタでそれぞれ構成される等、直流電源間で内部抵抗が異なる場合には、同一の総電力ＰＨ（ＰＨ＝Ｐａ＋Ｐｂ）に対しても、電力Ｐａ，Ｐｂの組み合わせ（すなわち、電力分配比率ｋ）に応じて電源損失（Ｐｌａ＋Ｐｌｂ）が大きく変化することが理解される。

また、上述したように、電力変換器５０のＰＢモードでは、直流電源１０ａの電力変換経路に流れる電流と、直流電源１０ｂの電力変換経路に流れる電流とが、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４で打ち消し合うことによって、スイッチング損失および／または導通損失が低減される効果が発現する。このため、同一の総電力ＰＨ（ＰＨ＝Ｐａ＋Ｐｂ）に対しても、電力Ｐａ，Ｐｂの組み合わせ（すなわち、電力分配比率ｋ）が変わると、各電流経路での電流の大きさ、位相についても変化するので、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４での電力損失が変化する。同様に、リアクトル損失も電力分配比率ｋに応じて変化することが理解される。これらの電力損失Ｐｌｃｖ，Ｐｌａ，Ｐｌｂは、実機試験ないしシミュレーションによって求めることができる。

図２０に示されるように、電源システム効率ηが等しい各電力動作点を結ぶことによって、等効率線を求めることができる。さらに、総電力ＰＨ（ここでは、負荷電力ＰＬ＊）をパラメータに、Ｐａ＝ＰＨ−Ｐｂの等電力線を引くことができる。たとえば、図２０中において、等電力線５６１は、ＰＨ（ＰＬ＊）＝Ｐａ＋Ｐｂ＝０のときの等電力線であり、等電力線５６２，５６３は、ＰＨ（ＰＬ＊）＝Ｐ１，Ｐ２のときの、すなわち力行動作時の等電力線である。同様に、等電力線５６４，５６５は、ＰＨ（ＰＬ＊）＝−Ｐ１，−Ｐ２のときの、すなわち回生動作時の等電力線である。

各等電力線上で、電源システム効率ηが最大となる電力動作点の集合として、効率最適動作線６００を定義することができる。すなわち、効率最適動作線６００上の各電力動作点は、同一の総電力ＰＨ（ＰＬ＊）に対して、電源システム全体の電力損失が最小となる、電力ＰａおよびＰｂの組み合わせ（すなわち、電力分配比率）を示している。

したがって、負荷電力ＰＬ＊（すなわち、総電力指令値ＰＨ＊）が決まると、当該ＰＨ＊に対応した等電力線と効率最適動作線６００との交点が、電源システム効率ηを最大とする電力動作点（Ｐｂ♯，Ｐａ♯）が得られる。図２０では、ＰＬ＊＝Ｐ２のときの電力動作点６０１が例示される。電力動作点６０１は、効率最適動作線６００および等電力線５６３（ＰＬ＊＝Ｐ２）の交点となる。

この結果、電源システム効率ηを最大とする、すなわち、効率優先のための電力分配比率ｋ♯を、下記（８）式に従って求めることができる。

ｋ♯＝Ｐａ♯／（Ｐａ♯＋Ｐｂ♯） …（８）
したがって、総電力指令値ＰＨ＊が入力されると、効率最適動作線６００上の電力動作点（Ｐｂ♯，Ｐａ♯）に対応する電力分配比率ｋ♯が出力されるように、総電力指令値ＰＨ＊と電力分配比率ｋ♯とを対応付けた効率優先マップ５６０を予め作成することができる。

なお、電力Ｐａ，Ｐｂが同一であっても、電圧Ｖａ，Ｖｂが変わると、電流Ｉａ，Ｉｂが変化するため、電源システム効率ηも変化することが懸念される。したがって、好ましくは、効率優先マップ５６０は、直流電源１０ａ，１０ｂの電圧をさらに考慮して、電力分配比率ｋ♯を設定するように構成されることが好ましい。たとえば、直流電源１０ａ，１０ｂの各ＳＯＣは管理されるため、電圧Ｖａ，ＶｂについてもＳＯＣ制御目標に対応した標準的な電圧範囲が存在する。したがって、電圧Ｖａ，Ｖｂが当該標準範囲内であるときの特性に基づいて電力分配比率ｋ♯のベース値を決定するとともに、電圧Ｖａ，Ｖｂが標準範囲から外れたときには、電力分配比率ｋ♯を補正するように効率優先マップ５６０を作成することができる。あるいは、電圧Ｖａ，Ｖｂに応じて、使用する効率優先マップ５６０を切換えるように、効率優先マップ５６０を複数用意することも可能である。

再び図１５を参照して、電力配分制御部５５０によって設定された効率優先の電力分配比率ｋ♯は、電力配分修正部５８０へ入力される。電力配分修正部５８０は、効率優先の電力分配比率ｋ♯に従って直流電源１０ａ，１０ｂ間で電力を配分したときに、各直流電源１０ａ，１０ｂで過電力が生じないか否かをチェックする。

すなわち、電力配分修正部５８０は、ＰＨ＊に従う直流電源１０ａの電力Ｐａ（Ｐａ＝ｋ♯・ＰＨ＊）が、Ｐａｍａｘ〜Ｐａｍｉｎの範囲内であるか否かを判定する。同様に、電力配分修正部５８０は、ＰＨ＊に従う直流電源１０ｂの電力Ｐｂ（Ｐａ＝（１．０−ｋ♯）・ＰＨ＊）が、Ｐｂｍａｘ〜Ｐｂｍｉｎの範囲内であるか否かを判定する。

図２１は、電力配分修正部５８０の動作例を説明するための概念図である。
図２１を参照して、Ｐａ＞Ｐａｍａｘ、Ｐｂ＞Ｐｂｍａｘ、Ｐａ＜ＰａｍｉｎおよびＰｂ＜Ｐｂｍｉｎの各領域では、効率最適動作線６００は点線で表記される。すなわち、直流電源１０ａ，１０ｂを過電力から保護するために、効率最適動作線６００上の点線領域には、電流動作点を設定することができない。図２１では、電力動作点６０１は、Ｐａ＞Ｐａｍａｘの領域に位置するため、実現することができない。この場合には、総電力指令値ＰＨ＊が維持される等電力線５６３と、電力上限値Ｐａｍａｘとの交点となる電力動作点６０２が設定されるように、電力分配比率ｋが、効率優先の電力分配比率ｋ♯から修正される。図２０の例では、電力配分修正部５８０は、Ｐａ＝Ｐａｍａｘ，Ｐｂ＝ＰＨ＊−Ｐａｍａｘとなるように、電力分配比率ｋを修正する。

一方で、電力配分修正部５８０は、総電力指令値ＰＨ＊に対応する等電力線と、効率最適動作線６００との交点となる電力動作点が、Ｐａｍａｘ〜ＰａｍｉｎかつＰｂｍａｘ〜Ｐｂｍｉｎの範囲内であるときには、効率優先の電力分配比率ｋ♯を、そのまま電力分配比率ｋに設定する（ｋ＝ｋ♯）。

電力指令値設定部５９０は、電力配分修正部５８０によって設定された電力分配比率ｋと、総電力指令値ＰＨ＊とに基づいて、直流電源１０ａの電力指令値Ｐａ＊を設定する。

図２２は、本実施の形態１による電力配分制御に従った電力変換器５０の制御構成を説明するための機能ブロック図である。図２２に示された、デューティ比演算部３００およびＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御部４００は、「電力変換器制御部」に対応する。

図２２を参照して、デューティ比演算部３００は、電力指令値設定部５９０によって設定された電力指令値Ｐａ＊、電圧指令値ＶＨ＊に従って、直流電源１０ａの電力Ｐａ（電圧Ｖａ，電流Ｉａ）および出力電圧ＶＨのフィードバック制御により、式（１），（２）のデューティ比Ｄａ，Ｄｂを演算する。

上述のように、ＰＢモードでは、電流制御される直流電源（ここでは直流電源１０ａ）の電流指令値Ｉａ＊を、Ｉａ＊＝Ｐａ＊／Ｖａと設定することにより、電流Ｉａのフィードバック制御によるデューティ比Ｄａの演算によって、電力Ｐａを電力指令値Ｐａ＊に制御することができる。

一方で、電圧制御される直流電源（ここでは直流電源１０ｂ）については、出力電圧ＶＨのフィードバック制御によるデューティ比Ｄｂの演算によって、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御することができる。

ＰＷＭ制御部４００は、デューティ比演算部３００によって設定されたデューティ比Ｄａ，Ｄｂ、ならびに、キャリア波発生部４１０からのキャリア波ＣＷａ，ＣＷｂに基づくパルス幅変調制御によって、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４を生成する。ＰＷＭ制御部４００によるパルス幅変調制御および制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４の生成は、図９および図１０で説明したのと同様に実行されるので、詳細な説明は繰り返さない。

これにより、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊にフィードバック制御するとともに、直流電源１０ａの電力Ｐａを、基本的には電力分配比率ｋ♯に従って設定された電力指令値Ｐａ＊にフィードバック制御することができる。また、直流電源１０ｂの電力Ｐｂについても、間接的にＰＨ＊−Ｐａ＊に制御される。すなわち、一方の直流電源の電力を制御することにより、直流電源１０ａ，１０ｂ間の電力分配を電力分配比率ｋ♯に従って制御することができる。

したがって、実施の形態１に従う電力変換器の電力配分制御によれば、複数の直流電源１０ａ，１０ｂおよび電力変換器５０を含む電源システムにおける全体効率が最大となるように、直流電源１０ａ，１０ｂ間の電力配分を制御することが可能となる。すなわち、複数の直流電源を含む電源システムとすることによって、特許文献１，２にも記載されるように、直流電源間の電力分配比率が制御可能なファクターとして出現することになるが、本発明によれば、電源システム全体の効率を優先するという観点から、電力分配制御を最適化することができる。

さらに、電力配分修正部５８０により、直流電源１０ａ，１０ｂに電力上下限値を超えた充放電が生じないように電力分配比率を修正できるので、直流電源１０ａ，１０ｂの過電力を回避した上で、電源システム全体の効率を向上するように、直流電源間での電力配分を適切に設定することができる。

なお、実施の形態１に従う電力配分制御では、複数の直流電源のいずれかでのＳＯＣ低下時に、ＳＯＣが低下した当該直流電源を、他の直流電源からの出力によって充電するための電力循環を実行するように、効率優先の電力分配比率ｋ♯に従う電力配分を修正することも可能である。

図２３は、電力循環のための制御構成を説明するための機能ブロック図である。
図２３を参照して、電力循環制御部５８７は、直流電源１０ａ，１０ｂのＳＯＣａ，ＳＯＣｂに基づいて、直流電源１０ａ，１０ｂ間での電力循環のための循環電力値Ｐｒを設定する。循環電力値Ｐｒは、ＳＯＣａまたはＳＯＣｂを上昇または低下させる必要がある場合に設定される。たとえば、ＳＯＣａ，ＳＯＣｂの各々について、所定の制御目標（制御中心値および／または制御範囲）へ近付けるためのＳＯＣ制御のために、循環電力値Ｐｒが設定される。

循環電力値Ｐｒが正値に設定されると、電力Ｐａは正方向にシフトされる一方で、電力Ｐｂは負方向にシフトされる。したがって、ＳＯＣａの上昇により直流電源１０ａを強制的に放電したい場合、または、ＳＯＣｂの低下により直流電源１０ｂの充電を促進したい場合には、Ｐｒ＞０の正値に設定される。反対に、循環電力値Ｐｒが負値に設定されると、電力Ｐａは負方向にシフトされる一方で、電力Ｐｂは正方向にシフトされる。したがって、ＳＯＣａの低下により直流電源１０ａの充電を促進したい場合、または、ＳＯＣｂの上昇により直流電源１０ｂの放電を促進したい場合には、Ｐｒ＜０の負値に設定される。また、ＳＯＣ制御のために直流電源１０ａ，１０ｂの充放電を促進する必要が無い場合には、Ｐｒ＝０に設定される。

一例として、ＳＯＣｂが基準値（下限側）よりも低下した場合には、循環電力値Ｐｒ（Ｐｒ＞０）を設定することによって、Ｐａを放電側にＰｒだけシフトするとともに、電力Ｐｂを充電側にＰｒだけシフトさせることができる。ＰＨ＊＞０（力行動作時）であっても、Ｐａｍａｘ＞ＰＨのときには、直流電源１０ａからの電力によって、総電力指令値ＰＨ＊を確保するとともに直流電源１０ｂを充電することができる。特に、Ｐｒ＋ＰＨ＊＜Ｐａｍａｘであれば、Ｐｂｍｉｎ≦−Ｐｒの範囲内で、循環電力値Ｐｒに従って直流電源１０ｂを充電することができる。反対に、ＳＯＣａが基準値（下限側）よりも低下した場合には、上記とは正負を逆転させるように循環電力値Ｐｒを設定することができる。

また、ＳＯＣｂが基準値（上限側）よりも上昇した場合には、循環電力値Ｐｒ（Ｐｒ＜０）を設定することによって、Ｐａを充電側に｜Ｐｒ｜だけシフトするとともに、電力Ｐｂを放電側に｜Ｐｒ｜だけシフトさせることができる。ＰＨ＊＜０（回生動作時）であっても、Ｐａｍｉｎ＜ＰＨ＊のときには、総電力指令値ＰＨ＊を直流電源１０ａで受け入れるとともに、直流電源１０ｂを放電することが可能である。特に、Ｐａｍｉｎ＜Ｐｒ＋ＰＨ＊であれば、−Ｐｒ≦Ｐｂｍａｘの範囲内で、循環電力値｜Ｐｒ｜に従って直流電源１０ｂを放電することができる。ＳＯＣａが基準値（上限側）よりも上昇した場合には、上記とは正負を逆転させるように循環電力値Ｐｒを設定することができる。

電力配分修正部５８５は、図１５に示された、電力配分修正部５８０および電力指令値設定部５９０に代えて配置される。電力配分修正部５８５は、Ｐｒ＝０のときには、電力配分制御部５５０によって設定された電力分配比率ｋ♯に従って、電力指令値Ｐａ＊を設定する。すなわち、Ｐａ＊＝ｋ♯・ＰＨ＊に設定される。図２３の構成において、電力配分修正部５８５は「第２の電力配分修正部」に対応する。

一方で、電力配分修正部５８５は、Ｐｒ＞０ないしＰｒ＜０（すなわち、Ｐｒ≠０）に設定されている場合には、循環電力値Ｐｒに従って、電力分配比率ｋ♯に従った電力配分を修正することにより、電力指令値Ｐａ＊を設定する。

図２４には、電力配分修正部５８５の動作例が示される。
図２４を参照して、ＰＬ＊＝Ｐ３（すなわち、ＰＨ＊＝Ｐ３）である状態で、ＳＯＣｂが基準値よりも低下したものとする。この場合、効率優先の電力分配比率ｋ♯に従うと、等電力線５６４および効率最適動作線６００の交点である、直流電源１０ｂからも放電するような電力動作点６０３が設定されることになる。しかしながら、ＳＯＣ制御の面からは、直流電源１０ｂの充電を促進することが必要である。この例では、電力上限値Ｐａｍａｘは総電力指令値ＰＨ＊に対して余裕があるので、直流電源１０ａの電力を用いて、総電力ＰＨを確保しつつ直流電源１０ｂを充電することが可能である。このような電力循環を行なうと、放電が進んだ直流電源のＳＯＣを速やかに回復することができる。

図２４の例では、直流電源１０ｂの充電（すなわち、直流電源１０ａの放電）を促進するように電力循環値Ｐｒ（Ｐｒ＞０）を設定することにより、電力動作点は、等電力線５６４上で、直流電源１０ａの配分を増加させる方向にシフトされる。これにより、直流電源１０ｂの電力Ｐｂは、負方向（充電側）に修正される。特に、直流電源１０ｂからの放電が停止される電力動作点６０４を超えて、Ｐａ＞ＰＨ＊の領域の電力動作点６０５を選択するように電力循環値Ｐｒを設定することにより、電力Ｐｂ＜０となる。すなわち、直流電源１０ａからの出力によって、直流電源１０ｂを充電することが可能となる。

電力配分修正部５８５は、効率優先の電力分配比率ｋ♯に従う電力配分を循環電力値Ｐｒによって修正するように、電流制御の対象である直流電源１０ａの電力指令値Ｐａ＊を下記（９）式に従って設定する。

Ｐａ＊＝ＰＨ＊・ｋ♯＋Ｐｒ …（９）
すなわち、直流電源１０ａの電力指令値Ｐａ＊は、総電力指令値ＰＨ＊を電力分配比率ｋ♯に従って配分した電力に循環電力値Ｐｒに加えた電力となる。電流制御の対象である直流電源１０ａの出力が電力指令値Ｐａ＊に従って制御される一方で、直流電源１０ｂの出力が出力電圧ＶＨのフィードバックによって制御される結果、直流電力１０ａ，１０ｂ全体で、総電力指令値ＰＨ＊（すなわちＰＬ＊）相当の電力が出力される。この結果、直流電源１０ｂの電力Ｐｂは、総電力指令値ＰＨ＊を電力分配比率ｋ♯に従って配分した電力（（１−ｋ）・ＰＨ＊）から循環電力値Ｐｒを差し引いた電力となる。

このような電力循環制御を組み合わせると、基本的には、効率優先の電力分配比率ｋ♯に従って直流電源間の電力配分を制御する一方で、一部の直流電源のＳＯＣが上昇ないし低下したときに、当該直流電源のＳＯＣを適正レベルまで速やかに回復することができる。なお、図２３に示された電力配分修正部５８５は、電力配分修正部５８０の機能と組み合わせて用いることも可能である。この場合には、循環電力値Ｐｒによる修正後の電力指令値Ｐａ＊がＰａｍｉｎ〜Ｐａｍａｘの範囲外であるとき、または、（ＰＨ＊−Ｐａ＊）がＰｂｍｉｎ〜Ｐｂｍａｘの範囲外であるときには、電力配分修正部５８０と同様に電力指令値Ｐａ＊を修正するように、電力配分修正部５８０を構成することができる。

［実施の形態１の変形例］
実施の形態１の変形例では、直流電源１０ａ，１０ｂの両方を使用するＰＢモードでのパルス幅変調制御におけるキャリア波の位相制御（以下、キャリア位相制御）について説明する。上述した、直流電源１０ａの電力変換による電流と、直流電源１０ｂの電力変換による電流との打ち消し合いによる電力損失低減効果は、以下に説明するキャリア位相制御によって最大化される。

図２５には、キャリア波ＣＷａ，ＣＷｂ間に意図的に位相差を設けた場合におけるＰＢモードの制御動作例が示される。

図２５を参照して、キャリア波ＣＷａおよびキャリア波ＣＷｂは、同一周波数であるが、両者の間には位相差φが設けられている。図２５の例では、位相差φ＝１８０度である。

図９に示されたφ＝０度のときと同様に、キャリア波ＣＷａおよびデューティ比Ｄａの比較に基づいて制御パルス信号ＳＤａが生成されるとともに、キャリア波ＣＷｂおよびデューティ比Ｄｂの比較に基づいて、制御パルス信号ＳＤｂが生成される。

図２５において、デューティ比Ｄａ，Ｄｂは図９と同一値である。したがって、図２５の制御パルス信号ＳＤａは、図９の制御パルス信号ＳＤａと比較して、位相は異なるもののＨレベル期間の長さは同じである。同様に、図２５での制御パルス信号ＳＤｂは、図９の制御パルス信号ＳＤｂと比較して、位相は異なるもののＨレベル期間の長さは同じである。

したがって、キャリア波ＣＷａ，ＣＷｂ間に位相差φを設けることにより、図２５の制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４は、図９の制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４とは異なった波形となる。図９および図２５の比較から、キャリア波ＣＷａ，ＣＷｂの間の位相差φを変化させることにより、電流Ｉ（Ｌ１）および電流Ｉ（Ｌ２）の位相関係（電流位相）が変化することが理解される。

一方で、同一のデューティ比Ｄａ，Ｄｂに対して、電流Ｉ（Ｌ１），Ｉ（Ｌ２）の平均値は、図９および図２５の間で同等となることが理解される。すなわち、直流電源１０ａ，１０ｂの出力は、デューティ比Ｄａ，Ｄｂによって制御されるものであり、キャリア波ＣＷａ，ＣＷｂの位相差φを変化させても影響が生じない。

このため、実施の形態１の変形例では、ＰＢモードにおいて、キャリア波ＣＷａおよびＣＷｂの間の位相差φを適切に調整するキャリア位相制御によって、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング損失の低減を図る。

以下では、代表的な例として、直流電源１０ａおよび１０ｂの両方が力行状態、すなわち電流Ｉ（Ｌ１）＞０かつ電流Ｉ（Ｌ２）＞０である状態での制御について説明する。

図２６は、電力変換器５０においてＰＢモードにおけるキャリア位相制御による電流位相を説明する波形図である。

図２６を参照して、時刻Ｔａまでは、スイッチング素子Ｓ２〜Ｓ４がオンされるので、直流電源１０ａ，１０ｂの両方に対して、昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオンされた状態となる、このため、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）の両方は上昇する。

時刻Ｔａにおいて、スイッチング素子Ｓ２がターンオフされることにより、直流電源１０ｂに対して昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオフされた状態となるので、電流Ｉ（Ｌ２）が下降を開始する。スイッチング素子Ｓ２のターンオフと入替わりに、スイッチング素子Ｓ１がターンオンされる。

時刻Ｔａ以降では、直流電源１０ａに対して昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオンされ、直流電源１０ｂに対して昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオフされた状態となる。すなわち、電流Ｉ（Ｌ１）が上昇する一方で、電流Ｉ（Ｌ２）が下降する。このとき、電力変換器５０での電流経路は、図２７（ａ）のようになる。

図２７（ａ）から理解されるように、時刻Ｔａ以降では、スイッチング素子Ｓ４には、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）の差電流が通過することになる。すなわち、スイッチング素子Ｓ４の通過電流が小さくなる。

再び図２６を参照して、時刻Ｔａ以降の状態から、スイッチング素子Ｓ４がターンオフすると、直流電源１０ａに対して昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオフされた状態となるので、電流Ｉ（Ｌ１）が下降を開始する。また、スイッチング素子Ｓ２がターンオンすると、直流電源１０ｂに対して昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオンされた状態となるので、電流Ｉ（Ｌ２）が再び上昇を開始する。すなわち、電力変換器５０での電流経路が、図２７（ａ）の状態から、図２７（ｂ）の状態に変化する。図２７（ｂ）の状態では、スイッチング素子Ｓ２には、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）の差電流が通過することになるため、スイッチング素子Ｓ２の通過電流が小さくなる。

図２７（ａ）の状態でスイッチング素子Ｓ４をターンオフさせることにより、スイッチング素子Ｓ４のターンオフ時の電流、すなわち、スイッチング損失を低減できる。また、図２７（ｂ）の状態でスイッチング素子Ｓ２をターンオンさせることにより、スイッチング素子Ｓ２のターンオン時の電流、すなわち、スイッチング損失を低減できる。

したがって、電流Ｉ（Ｌ１）の下降開始タイミング（極大点）と、電流Ｉ（Ｌ２）の上昇タイミング（極小点）とが重なるように、電流位相、すなわち、キャリア波ＣＷａ，ＣＷｂの位相差φを調整する。これにより、図２６の時刻Ｔｂにおいて、スイッチング素子Ｓ２がターンオンされるとともに、スイッチング素子Ｓ４がターンオフされる。

再び図２６を参照して、時刻Ｔｃでは、スイッチング素子Ｓ１がターンオフされるとともに、スイッチング素子Ｓ４がターンオンされる。これにより、直流電源１０ａ，１０ｂの各々に対して昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオンされた状態となる。これにより、上述した時刻Ｔａ以前の状態が再現されて、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）の両方が上昇する。

図２８には、図２６に示した電流位相におけるスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の電流波形が示される。図２８（ａ）には、スイッチング素子Ｓ２の電流Ｉ（Ｓ２）の波形が示され、図２８（ｂ）には、スイッチング素子Ｓ４の電流Ｉ（Ｓ４）の波形が示される。

図２８（ａ）を参照して、電流Ｉ（Ｓ２）は、時刻Ｔａまでの期間および時刻Ｔｃ以降の期間では、Ｉ（Ｓ２）＝Ｉ（Ｌ２）となる。時刻Ｔａ〜Ｔｂの期間では、スイッチング素子Ｓ２がオフされるので、Ｉ（Ｓ２）＝０である。そして、時刻Ｔｂ〜Ｔｃの期間では、図２７（ｂ）に示したように、Ｉ（Ｓ２）＝−（Ｉ（Ｌ１）−Ｉ（Ｌ２））となる。

図２８（ｂ）を参照して、電流Ｉ（Ｓ４）は、時刻Ｔａまでの期間および時刻Ｔｃ以降の期間では、Ｉ（Ｓ４）＝Ｉ（Ｌ１）となる。時刻Ｔａ〜Ｔｂの期間では、図２７（ａ）に示したように、Ｉ（Ｓ４）＝−（Ｉ（Ｌ２）−Ｉ（Ｌ１））となる。そして、時刻Ｔｂ〜Ｔｃの期間では、スイッチング素子Ｓ４がオフされるので、Ｉ（Ｓ４）＝０である。

図２９には、図２６と比較するための、図２６と同等のデューティ比の下でキャリア波間の位相差φ＝０としたときの電流位相が示される。

図２９を参照して、キャリア波ＣＷａ，ＣＷｂの位相差φ＝０のときには、電流Ｉ（Ｌ１），Ｉ（Ｌ２）が上昇／下降するタイミング（Ｔｘ，Ｔｙ，Ｔｚ，Ｔｗ）はそれぞれ別個のものとなる。

具体的には、時刻Ｔｘ以前での、スイッチング素子Ｓ１がオフしスイッチング素子Ｓ２〜Ｓ４がオンしている状態では、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）の両方が上昇する。そして、時刻Ｔｘでスイッチング素子Ｓ４がターンオフすることによって、電流Ｉ（Ｌ１）が下降を開始する。スイッチング素子Ｓ１は、スイッチング素子Ｓ４のターンオフと入替わりにターンオンする。

そして、時刻Ｔｙでは、スイッチング素子Ｓ３がターンオフすることによって、電流Ｉ（Ｌ２）が下降を開始する。スイッチング素子Ｓ４は、スイッチング素子Ｓ３のターンオフと入替わりにターンオンする。これにより、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）の両方が下降する。

時刻Ｔｚでは、スイッチング素子Ｓ２がターンオフするとともに、スイッチング素子Ｓ３がターンオンする。これにより、直流電源１０ａに対して昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオンした状態となるので、電流Ｉ（Ｌ１）が再び上昇する。さらに、時刻Ｔｗでは、スイッチング素子Ｓ１がターンオフするとともに、スイッチング素子Ｓ２がターンオンする。これにより、時刻Ｔｘ以前の状態が再現されるので、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）の両方が上昇する。

図３０には、図２９に示した電流位相におけるスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の電流波形が示される。図３０（ａ）には、スイッチング素子Ｓ２の電流Ｉ（Ｓ２）の波形が示され、図３０（ｂ）には、スイッチング素子Ｓ４の電流Ｉ（Ｓ４）の波形が示される。

図３０（ａ）を参照して、電流Ｉ（Ｓ２）は、時刻Ｔｘまでの期間および時刻Ｔｗ以降の期間では、Ｉ（Ｓ２）＝Ｉ（Ｌ２）となる。時刻Ｔｘ〜Ｔｙの期間では、図２７（ｂ）と同様の電流経路が形成されるので、Ｉ（Ｓ２）＝−（Ｉ（Ｌ１）−Ｉ（Ｌ２））となる。そして、時刻Ｔｙ〜Ｔｚの期間では、直流電源１０ａに対する上アーム素子として動作するので、Ｉ（Ｓ２）＝−Ｉ（Ｌ１）となる。電流Ｉ（Ｌ１），Ｉ（Ｌ２）の両方が下降する時刻Ｔｙ〜Ｔｚの期間では、スイッチング素子Ｓ２は直流電源１０ａに対して上アーム素子として動作するので、Ｉ（Ｓ２）＝−Ｉ（Ｌ１）となる。時刻Ｔｚ〜Ｔｗの期間では、スイッチング素子Ｓ２がオフされるので、Ｉ（Ｓ２）＝０である。

図３０（ｂ）を参照して、電流Ｉ（Ｓ４）は、時刻Ｔｘまでの期間および時刻Ｔｗ以降の期間では、Ｉ（Ｓ４）＝Ｉ（Ｌ１）となる。時刻Ｔｘ〜Ｔｙの期間では、スイッチング素子Ｓ４がオフされるので、Ｉ（Ｓ４）＝０である。電流Ｉ（Ｌ１），Ｉ（Ｌ２）の両方が下降する時刻Ｔｙ〜Ｔｚの期間では、スイッチング素子Ｓ４は直流電源１０ｂに対する上アーム素子として動作するので、Ｉ（Ｓ４）＝−Ｉ（Ｌ２）となる。時刻Ｔｚ〜Ｔｗの間では、図２７（ａ）と同様の電流経路が形成されるので、Ｉ（Ｓ２）＝−（Ｉ（Ｌ２）−Ｉ（Ｌ１））となる。

図３０（ａ）の時刻Ｔｂで生じる電流Ｉ（Ｓ２）と、図３０（ａ）の時刻Ｔｗで生じる電流Ｉ（Ｓ２）との比較から、図２８の電流位相となるように位相差φを調整することによって、スイッチング素子Ｓ２のターンオン電流、すなわち、ターンオン時のスイッチング損失が低減されることが理解される。さらに、図２８（ａ）の時刻Ｔｂ〜Ｔｃでの電流Ｉ（Ｓ２）と、図３０（ａ）の時刻Ｔｙ〜Ｔｚでの電流Ｉ（Ｓ２）との比較から、スイッチング素子Ｓ２の導通損失についても低減されることが理解される。

同様に、図２８（ｂ）の時刻Ｔｂでの電流Ｉ（Ｓ４）と、図３０（ｂ）の時刻Ｔｘでの電流Ｉ（Ｓ４）との比較から、図２６の電流位相となるように位相差φを調整することによって、スイッチング素子Ｓ４のターンオフ電流、すなわち、ターンオフ時のスイッチング損失が低減されることが理解される。さらに、図２８（ｂ）の時刻Ｔａ〜Ｔｂでの電流Ｉ（Ｓ４）と、図３０（ａ）の時刻Ｔｙ〜Ｔｚでの電流Ｉ（Ｓ４）との比較から、スイッチング素子Ｓ４の導通損失についても低減されることが理解される。

このように、キャリア波ＣＷａ，ＣＷｂの間に位相差φを設けることにより、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４での損失を低減できる。図２６に示したように、直流電源１０ａおよび１０ｂの両方が力行となる状態では、電流Ｉ（Ｌ１）の下降開始タイミング（極大点）と、電流Ｉ（Ｌ２）の上昇タイミング（極小点）が重なるように、すなわち、スイッチング素子Ｓ２のターンオンタイミングと、スイッチング素子Ｓ４のターンオフタイミングとが一致するように、位相差φを設定することによって、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４での損失が抑制される。

この結果、直流電源１０ａおよび１０ｂと電力線２０（負荷３０）との間の直流電力変換を高効率で実行することができる。このような位相差φでは、制御パルス信号ＳＤａの立下りタイミング（または立上りタイミング）と、制御パルス信号ＳＤｂの立上りタイミング（または立下りタイミング）とが重なることになる。言い換えると、制御パルス信号ＳＤａおよびＳＤｂの間でパルスの遷移タイミング（すなわち、パルスのＨレベル／Ｌレベルが切り換わるタイミング）を合わせるように、位相差φを調整することが必要となる。

図９および図２５からも理解されるように、制御パルス信号ＳＤａ，ＳＤｂは、デューティ比Ｄａ，Ｄｂによって変化する。したがって、図２６のような電流位相が実現できる位相差φ、すなわち、キャリア位相制御による位相差φについても、デューティ比Ｄａ，Ｄｂに応じて決定されることが理解できる。このため、デューティ比Ｄａ，Ｄｂと、キャリア位相制御による位相差φとの関係を予め求めるとともに、その対応関係を予めマップ（以下、「位相差マップ」とも称する）あるいは関数式（以下、「位相差算出式」とも称する）として制御装置４０に記憶することが可能である。

そして、ＰＢモードにおける直流電源１０ａ，１０ｂでの電流制御のためのＰＷＭ制御では、算出されたデューティ比Ｄａ，Ｄｂに基づいて、キャリア位相制御のための位相差φを算出することができる。そして、算出された位相差φを有するようにキャリア波ＣＷａ，ＣＷｂを発生させることにより、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４での損失を抑制した高効率のＤＣ／ＤＣ変換を実現することができる。

図２６〜図３０では、直流電源１０ａおよび１０ｂの両方が力行の状態を説明したが、その他の状態においても、同様のキャリア位相制御が実行できる。

図３１は、直流電源の各動作状態における本発明の実施の形態１に従うキャリア位相制御を説明するための図表である。

図３１を参照して、状態Ａでは、上述した、直流電源１０ａおよび１０ｂの両方が力行状態である。図２６に示したように、電流Ｉ（Ｌ１）の下降タイミング（極大点）と、電流Ｉ（Ｌ２）の上昇タイミング（極小点）とが図中のＴｂで重なるような電流位相となるように、キャリア波の位相差φを調整する。これにより、Ｔｂにおけるスイッチング素子Ｓ２のターンオン損失およびスイッチング素子Ｓ４のターンオフ損失を低減できる。さらに、上述のように、Ｔａ〜Ｔｂの期間におけるスイッチング素子Ｓ４の導通損失および、Ｔｂ〜Ｔｃの期間におけるスイッチング素子Ｓ２の導通損失を低減することができる。

状態Ｂでは、直流電源１０ａおよび１０ｂの両方が回生状態である。この状態では、電流Ｉ（Ｌ１）の上昇タイミング（極小点）と、電流Ｉ（Ｌ２）の下降タイミング（極大点）とが図中のＴｂで重なるような電流位相となるように、キャリア波の位相差φを調整する。これにより、Ｔｂにおけるスイッチング素子Ｓ４のターンオン損失およびスイッチング素子Ｓ２のターンオフ損失を低減できる。さらに、上述のように、Ｔａ〜Ｔｂの期間におけるスイッチング素子Ｓ２の導通損失および、Ｔｂ〜Ｔｃの期間におけるスイッチング素子Ｓ４の導通損失を低減することができる。

状態Ｃでは、直流電源１０ａが回生状態である一方で、直流電源１０ｂは力行状態である。この状態では、電流Ｉ（Ｌ１）の下降タイミング（極大点）と、電流Ｉ（Ｌ２）の下降タイミング（極小点）とが図中のＴａで重なるような電流位相となるように、キャリア波の位相差φを調整する。これにより、Ｔａにおけるスイッチング素子Ｓ３のターンオン損失およびスイッチング素子Ｓ１のターンオフ損失を低減できる。さらに、上述のように、Ｔａ〜Ｔｂの期間におけるスイッチング素子Ｓ１の導通損失および、Ｔｃ〜Ｔａの期間におけるスイッチング素子Ｓ３の導通損失を低減することができる。

さらに、状態Ｄでは、直流電源１０ａが力行状態である一方で、直流電源１０ｂは回生状態である。この状態では、電流Ｉ（Ｌ１）の上昇タイミングと、電流Ｉ（Ｌ２）の上昇タイミングとが図中のＴｃで重なるような電流位相となるように、キャリア波の位相差φを調整する。これにより、Ｔｃにおけるスイッチング素子Ｓ１のターンオン損失およびスイッチング素子Ｓ３のターンオフ損失を低減できる。さらに、上述のように、Ｔｂ〜Ｔｃの期間におけるスイッチング素子Ｓ１の導通損失および、Ｔｃ〜Ｔａの期間におけるスイッチング素子Ｓ３の導通損失を低減することができる。

このように、直流電源１０ａおよび１０ｂの力行／回生状態の組合せによって、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４での損失を低減するための位相差φが異なる。したがって、力行／回生状態の組合せ（図３１での状態Ａ〜Ｄ）ごとに、上述した、位相差マップまたは位相差算出式を設定することが好ましい。

このように、実施の形態１の変形例に従えば、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御するためのＰＢモードでのＤＣ／ＤＣ変換において、上述のキャリア位相制御を組み合わせることができる。これにより、実施の形態１で説明した、直流電源１０ａ，１０ｂのそれぞれによるＤＣ／ＤＣ変換での電流同士が打ち消し合う効果を最大限に享受して、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の損失が低減された高効率のＤＣ／ＤＣ変換を実行することができる。したがって、電力変換器５０の制御ではキャリア位相制御を適用することが好ましい。このため、実施の形態１で説明した効率優先マップ５６０（図１５）についても、上記のキャリア位相制御が適用された状態でのコンバータ損失Ｐｌｃｖに基づいて作成されることになる。

［実施の形態２］
実施の形態２では、実施の形態１に従う電力配分制御が適用される、直流電源１０ａ，１０ｂの出力を制御するための電力変換器制御の好ましい変形例について説明する。

図３２は、本実施の形態２に従う電力変換器制御の基本的な概念を説明する図である。
図３２を参照して、出力電圧ＶＨは、総電力ＰＨが負荷電力ＰＬよりも大きい状態（ＰＨ＞ＰＬ）では上昇する一方で、ＰＨ＜ＰＬの状態では低下する。したがって、本実施の形態２に従う電力変換器制御では、出力電圧ＶＨの電圧指令値ＶＨ＊に対する電圧偏差ΔＶＨに応じて総電力ＰＨの指令値を設定する。さらに、総電力ＰＨを電力ＰａおよびＰｂの間で分配することにより、各直流電源１０ａ，１０ｂの出力を電力制御（電流制御）する。

実施の形態２では、電力変換器５０の複数の動作モード（図３）のうち、電力配分制御が可能であるＰＢモードにおける電力変換器制御について説明する。

図３３および図３４は、実施の形態２に従う電力変換器制御を説明するためのブロック図である。図３３には、各直流電源の電力指令値を設定する制御演算のための構成が示されるとともに、図３４には、設定された電力指令値に従って各直流電源の出力を制御する制御演算のための構成が示される。

図３３を参照して、パワー管理部５００は、図１５および図２０に示された、動作指令生成部５０５、電力上限値設定部５１０、電力下限値設定部５１０♯、電力配分制御部５５０、効率優先マップ５６０、電力配分修正部５８０、および、電力循環制御部５８７を有する。なお、図３３の構成では、電力配分修正部５８５（図２３）および電力指令値設定部５９０（図１５）の機能は、電圧制御部２００によって実行される。

パワー管理部５００は、電圧制御部２００に対して、電力上限値ＰＨｍａｘ，Ｐａｍａｘ、電力下限値ＰＨｍｉｎ，Ｐａｍｉｎ、電力分配比率ｋおよび、循環電力値Ｐｒを出力する。

電圧制御部２００は、出力電圧ＶＨの電圧偏差に基づいて、直流電源１０ａ，１０ｂの電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊を設定する。電圧制御部２００は、偏差演算部２１０と、制御演算部２２０と、リミッタ２３０と、電力分配部２４０と、循環電力加算部２５０と、リミッタ２６０と、減算部２７０とを有する。図３３の構成において、リミッタ２３０は「第１の保護手段」に対応し、リミッタ２６０は「第２の保護手段」に対応する。

偏差演算部２１０は、電圧指令値ＶＨ＊および出力電圧ＶＨの検出値の差に従って電圧偏差ΔＶＨ（ΔＶＨ＝ＶＨ＊−ＶＨ）を算出する。制御演算部２２０は、電圧偏差ΔＶＨに基づいて、電圧制御のために要求される総電力ＰＨｒを算出する。たとえば、制御演算部２２０は、ＰＩ演算によって、下記（１０）式に従ってＰＨｒを設定する。

ＰＨｒ＝Ｋｐ・ΔＶＨ＋Σ（Ｋｉ・ΔＶＨ） …（１０）
式（１０）中のＫｐは比例制御ゲインであり、Ｋｉは積分制御ゲインである。これらの制御ゲインには、平滑コンデンサＣＨの容量値も反映される。式（１０）に従って総電力ＰＨｒを設定することにより、電圧偏差ΔＶＨを低減するためのフィードバック制御を実現できる。負荷３０の動作状態および動作指令値に従って予測された負荷電力ＰＬ＊を反映して、式（１１）に従って要求される総電力ＰＨｒを設定することも可能である。このようにすると、負荷３０での電力消費をフィードフォワードする形で出力電圧ＶＨを制御することができる。

ＰＨｒ＝Ｋｐ・ΔＶＨ＋Σ（Ｋｉ・ΔＶＨ）＋ＰＬ＊ …（１１）
このように、実施の形態２に従う電力変換制御では、総電力指令値ＰＨ＊が、パワー管理部５００よりも下位の電圧制御部２００において定義される。実施の形態２において、パワー管理部５００で電力分配比率を決定する際の総電力指令値ＰＨ＊については、負荷電力ＰＬ＊に従って設定されるものとする（ＰＨ＊＝ＰＬ＊）。

リミッタ２３０は、パワー管理部５００によって設定されたＰＨｍａｘ〜ＰＨｍｉｎの範囲内となるように、電力指令値ＰＨ＊を制限する。もし、ＰＨｒ＞ＰＨｍａｘのときには、リミッタ２３０によりＰＨ＊＝ＰＨｍａｘに設定される。同様に、ＰＨｒ＜ＰＨｍｉｍのときには、リミッタ２３０は、ＰＨ＊＝ＰＨｍｉｎに設定する。また、ＰＨｍａｘ≧ＰＨｒ≧ＰＨｍｉｎのときには、そのままＰＨ＊＝ＰＨｒに設定される。これにより、総電力指令値ＰＨ＊が確定する。

電力分配部２４０は、総電力指令値ＰＨ＊と、パワー管理部５００からの電力分配比率ｋに基づいて、直流電源１０ａが分担すべき電力ｋ・ＰＨ＊を算出する。循環電力加算部２５０は、電力分配部２４０によって算出されたｋ・Ｐａ＊と、パワー管理部５００内の電力循環制御部５８７によって設定された循環電力値Ｐｒとを加算することによって、直流電源１０ａが要求される電力Ｐａｒを算出する（Ｐａｒ＝ｋ・Ｐａ＊＋Ｐｒ）。

リミッタ２６０は、パワー管理部５００によって設定されたＰａｍａｘ〜Ｐａｍｉｎの範囲内となるように、直流電源１０ａの電力指令値Ｐａ＊を制限する。もし、Ｐａｒ＞Ｐａｍａｘのときには、リミッタ２６０によりＰａ＊＝Ｐａｍａｘに修正される。同様に、ＰＨａ＜Ｐａｍｉｍのときには、リミッタ２６０は、Ｐａ＊＝Ｐａｍｉｎに修正する。また、Ｐａｍａｘ≧Ｐａｒ≧Ｐａｍｉｎのときには、そのままＰａ＊＝Ｐａｒとされる。これにより、直流電源１０ａの電力指令値Ｐａ＊が確定する。

減算部２７０は、総電力指令値ＰＨ＊から電力指令値Ｐａ＊を減算することによって、直流電源１０ｂの電力指令値Ｐｂ＊を設定する（Ｐｂ＊＝ＰＨ＊−Ｐａ＊）。

図３５は、図３３に従って設定された電力指令値による電源システム内のパワーフローを説明するための概念図である。

図３５を参照して、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御するために必要な総電力指令値ＰＨ＊は、電力分配比率ｋに従って電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊に分配される。すなわち、基本的には、Ｐａ＊＝ｋ・ＰＨ、Ｐｂ＊＝（１−ｋ）・ＰＨ＊に設定される。これにより、直流電源１０ａ，１０ｂ間での電力配分を制御した上で、出力電圧ＶＨを制御するための総電力指令値ＰＨ＊に従った電力を、電力線２０へ入出力することができる。

さらに、循環電力値Ｐｒを設定することにより、直流電源１０ａからの出力電力によって直流電源１０ｂを充電（Ｐｒ＞０）、あるいは、直流電源１０ｂからの出力電力によって直流電源１０ａを充電（Ｐｒ＜０）することができる。

また、電力指令値Ｐａ＊がリミッタ２６０によってＰａｍａｘ〜Ｐａｍｉｎの範囲内に確実に制限されるので、直流電源１０ａを過電力から保護できる。すなわち、直流電源１０ａの過充電および過放電を防止できる。

また、負荷電力ＰＬが、パワー管理部５００（動作指令生成部５０５）によってＰＨｍｉｎ〜ＰＨｍａｘの範囲内に制限されるとともに、総電力指令値ＰＨ＊がリミッタ２３０によってＰＨｍａｘ〜ＰＨｍｉｎの範囲内に確実に制限されることにより、直流電源１０ｂについても過電力からの間接的な保護を図ることができる。

図３４を参照して、制御装置４０は、電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊に従って直流電源１０ａ，１０ｂからの出力を制御するための、デューティ比演算部３００、ＰＷＭ制御部４００、およびキャリア波発生部４１０を含む。デューティ比演算部３００は、電流制御によって直流電源１０ａの出力を制御するための電流制御部３０１および、電流制御によって直流電源１０ｂの出力を制御する電流制御部３１０を含む。図３４においても、デューティ比演算部３００およびＰＷＭ制御部４００は、「電力変換器制御部」に対応する。

電流制御部３０１は、電流指令生成部３０２と、偏差演算部３０４と、制御演算部３０６と、ＦＦ加算部３０８とを有する。

電流指令生成部３０２は、電力指令値Ｐａ＊と、電圧Ｖａの検出値とに基づいて、直流電源１０ａの電流指令値Ｉａ＊を設定する（Ｉａ＊＝Ｐａ＊／Ｖａ）。偏差演算部３０４は、電流指令値Ｉａ＊および電流Ｉａの検出値の差に従って電流偏差ΔＩａ（ΔＩａ＝Ｉａ＊−Ｉａ）を算出する。制御演算部３０６は、電流偏差ΔＩａに基づいて、電流フィードバック制御の制御量Ｄｆｂａを算出する。たとえば、制御演算部３０６は、ＰＩ演算によって、下記（１２）式に従って制御量Ｄｆｂａを算出する。

Ｄｆｂａ＝Ｋｐ・ΔＩａ＋Σ（Ｋｉ・ΔＩａ） …（１２）
式（１２）中のＫｐは比例制御ゲインであり、Ｋｉは積分制御ゲインである。これらの制御ゲインは、式（１０）とは別個に設定される。

一方で、電圧フィードフォワード制御のＦＦ制御量Ｄｆｆａは、式（１）をＤａについて解くことで得られるＤａ＝（ＶＨ−Ｖａ）／ＶＨに沿って、式（１３）に従って設定される。

Ｄｆｆａ＝（ＶＨ＊−Ｖａ）／ＶＨ＊ …（１３）
ＦＦ加算部３０８は、ＦＢ制御量ＤｆｂａおよびＦＦ制御量Ｄｆｆａを加算することによって、直流電源１０ａの出力制御に関するデューティ比Ｄａを算出する。デューティ比Ｄａは、式（１）と同様に、直流電源１０ａの電圧Ｖａと出力電圧ＶＨとの間でＤＣ／ＤＣ変換を行なう際の、昇圧チョッパ回路（図７）の下アーム素子（スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４）がオンされる期間のデューティ比に相当する。

同様に、直流電源１０ｂに対応する電流制御部３１０は、電流指令生成部３１２と、偏差演算部３１４と、制御演算部３１６と、ＦＦ加算部３１８とを有する。

電流指令生成部３１２は、電力指令値Ｐｂ＊と、電圧Ｖｂの検出値とに基づいて、直流電源１０ｂの電流指令値Ｉｂ＊を設定する（Ｉｂ＊＝Ｐｂ＊／Ｖｂ）。偏差演算部３１４は、電流指令値Ｉｂ＊および電流Ｉｂの検出値の差に従って電流偏差ΔＩｂ（ΔＩｂ＝Ｉｂ＊−Ｉｂ）を算出する。制御演算部３１６は、電流偏差ΔＩｂに基づいて、電流フィードバック制御の制御量Ｄｆｂｂを算出する。たとえば、制御演算部３１６は、ＰＩ演算によって、下記（１４）式に従って制御量Ｄｆｂｂを算出する。

Ｄｆｂｂ＝Ｋｐ・ΔＩｂ＋Σ（Ｋｉ・ΔＩｂ） …（１４）
式（１４）中のＫｐは比例制御ゲインであり、Ｋｉは積分制御ゲインである。これらの制御ゲインは、式（１０）および式（１２）とは別個に設定される。

一方で、電圧フィードフォワード制御のＦＦ制御量Ｄｆｆｂは、式（２）をＤｂについて解くことで得られるＤｂ＝（ＶＨ−Ｖｂ）／ＶＨに沿って、式（１５）に従って設定される。なお、式（１５）中において、電圧指令値ＶＨ＊は出力電圧ＶＨの検出値としてもよい。

Ｄｆｆｂ＝（ＶＨ＊−Ｖｂ）／ＶＨ＊ …（１５）
ＦＦ加算部３１８は、ＦＢ制御量ＤｆｂｂおよびＦＦ制御量Ｄｆｆｂを加算することによって、直流電源１０ｂの出力制御に関するデューティ比Ｄｂを算出する。デューティ比Ｄｂは、式（２）と同様に、昇圧チョッパ回路（図８）の下アーム素子（スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３）がオンされる期間のデューティ比に相当する。

ＰＷＭ制御部４００は、電流制御部３０１，３１０によって設定されたデューティ比Ｄａ，Ｄｂ、ならびに、キャリア波発生部４１０からのキャリア波ＣＷａ，ＣＷｂに基づくパルス幅変調制御によって、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４を生成する。ＰＷＭ制御部４００によるパルス幅変調制御および制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４の生成は、図９および図１０で説明したのと同様に実行されるので、詳細な説明は繰り返さない。なお、キャリア波発生部４１０は、実施の形態１の変形例で説明したキャリア位相制御を適用してキャリア波ＣＷａ，ＣＷｂを生成することが好ましい。

このように、実施の形態２に従う電力変換器制御によれば、ＰＢモードでのＤＣ／ＤＣ変換において、出力電圧ＶＨの電圧偏差を電力指令値に変換して、各直流電源１０ａ，１０ｂの出力を電流制御することによって、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御することができる。特に、実施の形態２に従う電力変換器制御は、電力分配比率ｋに従って各直流電源１０ａ，１０ｂの電力指令値が設定されるので、実施の形態１で説明した電力配分制御との組み合わせに適している。また、循環電力値Ｐｒについても、各直流電源１０ａ，１０ｂの電力指令値への反映が容易である。

また、実施の形態２に従う電力変換器制御では、直流電源１０ａ，１０ｂの一方に対しては、パワー管理部５００による過電力保護に加えて、電力指令値が電力上限値および電力下限値を超えないように直接制限することができる。図３３の構成例では、電圧制御部２００のリミッタ２６０により、直流電源１０ａの電力指令値Ｐａ＊を、Ｐａｍｉｎ≦Ｐａ＊≦Ｐａｍａｘの範囲内に確実に制限することができる。これにより、直流電源１０ａの過電力を厳密に防止できる。一方で、図３３の構成では、パワー管理部５００による電力分配比率の設定後に、電圧制御部２００によって電力指令値Ｐａ＊が制限されることになる。

図３６は、電圧制御部２００によって電力指令値が制限された場合における直流電源１０ａ，１０ｂ間での電力配分の変化を説明するための概念図である。

図３６を参照して、ＰＬ＊＝Ｐ４のとき、対応する等電力線５６５と効率最適動作線６００との交点となる電力動作点６０６は、Ｐａ＜Ｐｍａｘである一方で、Ｐｂ＞Ｐｂｍａｘの領域に位置している。このため、直流電源１０ｂの過電力を回避するためには、電力動作点６０６に従って電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊を設定することはできない。すなわち、Ｐｂｍｉｎ≦Ｐｂ≦ＰｂｍａｘかつＰａｍｉｎ≦Ｐａ≦Ｐａｍａｘとなる、図３６中で点線により囲まれる長方形の領域内に電力動作点を修正する必要がある。

ここで、パワー管理部５００において、電力配分修正部５８０を配置せずに、効率優先マップ５６０に従う電力分配比率ｋ♯が電圧制御部２００に直接出力される構成とすると、過電力回避のための電力指令値の制限が、電圧制御部２００のリミッタ２３０，２６０のみ実行される。このような構成とすると、電圧制御部２００では制限の対象とはされない電力指令値Ｐｂ＊が電力上下限値Ｐｂｍａｘ，Ｐｂｍｉｎを超えるケースで、以下に説明するような問題点が懸念される。

電力動作点６０６では、Ｐａｍａｘに対するＰａの余裕量（Ｐａｍａｘ−Ｐａ）は、Ｐｂｍａｘに対するＰｂの超過量（Ｐｂ−Ｐｂｍａｘ）よりも大きい。このため、負荷電力ＰＬ＊（総電力指令値ＰＨ＊）については、ＰＨｍｉｎ〜ＰＨｍａｘの範囲内である。したがって、電圧制御部２００において、リミッタ２３０によってＰＨ＊は制限されない。さらに、Ｐａ＜Ｐａｍａｘのため、リミッタ２６０によってＰａ＊も制限されない。したがって、減算部２７０によって、Ｐｂ＊＝ＰＨ＊−Ｐａ＊に設定されると、Ｐｂ＊＞Ｐｂｍａｘとなってしまう。

Ｐｂ＞Ｐｂｍａｘの状態が継続すると、直流電源１０ｂが過放電となる可能性がある。このため、図１６に示した電力上限値設定部５１０では、Ｐｂ＞Ｐｂｍａｘになると、Ｐｂｍａｘの修正量Ｐｂｍａｘｃｍ（図１７）が負方向に増大するようにフィードバックが作用する。これにより、電力動作点６０６が選択されると、直流電源１０ｂを過電力から保護するために、電力上限値Ｐｂｍａｘは、ベース値Ｐｂｍａｘｂｓ（図１７）よりも低い値へ修正される。これに伴い、総電力上限値ＰＨｍａｘは、電力動作点６０６が設定されたときの値から、（Ｐｂｍａｘｂｓ−Ｐｂｍａｘ）だけ低下する。電力指令値Ｐａ＊の上限はＰＨｍａｘ・ｋ♯になるので、総電力上限値ＰＨｍａｘが低下すると、電力分配比率ｋ♯が同じであればＰａも電力動作点６０６よりも低下することになる。

図３６上のＰｂｍａｘは、電力動作点６０６が設定された際、すなわち、フィードバックが作用する前のベース値Ｐｂｍａｘｂｓに相当する上限値を示しているものとする。図１７に示された電力上限値のフィードバックでは、Ｐｂ＝Ｐｂｍａｘｂｓとなるように、Ｐｂｍａｘが修正される。この結果、効率優先の電力分配比率ｋ♯を維持すると、電力動作点は、６０６から６０７に変化することになる。しかしながら、電力動作点６０７においては、直流電源１０ｂが保護されるように電力上限値Ｐｂｍａｘで制御される一方、総電力ＰＨが、フィードバックによるＰＨｍａｘの低下量に対応して低下していることが理解される。それに対して、直流電源１０ａは、電力動作点６０７においては電源保護のための電力上限値Ｐａｍａｘに対してまだ余裕がある。このように、効率優先の電力分配比率ｋ♯を維持したままにしてしまうと、出力電力にまだ電力的に余裕があるにも関わらず直流電源１０ａを有効に使用できなくなることにより、総電力ＰＨを満足しないことになってしまう。

したがって、実施の形態２に従う電力変換器制御と組み合わされた場合には、パワー管理部５００は、図３７に示された制御処理に従って電力分配比率を修正する。

図３７を参照して、パワー管理部５００は、ステップＳ１００により、直流電源１０ａ，１０ｂの電源状態より、電力制限値を設定する。電力上限値は上述のように電力上限値Ｐａｍａｘ，Ｐｂｍａｘ，ＰＨｍａｘと、電力下限値Ｐａｍｉｎ，Ｐｂｍｉｎ，ＰＨｍｉｎが含まれる。ステップＳ１００の機能は、図１５〜図１８に示した電力上限値設定部５１０，５１０♯の機能に対応する。

パワー管理部５００は、ステップＳ１１０では、負荷電力ＰＬ＊に応じて、効率優先の電力分配比率ｋ♯を決定する。ステップＳ１１０の機能は、図１５に示された電力配分制御部５５０および効率優先マップ５６０の機能に対応する。

パワー管理部５００は、ステップＳ１２０では、ステップＳ１１０で決定された電力分配比率ｋ♯に従った、仮の電力指令値Ｐａ０，Ｐｂ０を算出する。すなわち、Ｐａ０＝ＰＬ＊・ｋ♯で算出され、Ｐｂ０＝ＰＬ＊・（１．０−ｋ♯）で算出される。

パワー管理部５００は、ステップＳ１３０により、電圧制御部２００では電力指令値のリミッタが配置されていない直流電源１０ｂに関して、電力指令値Ｐｂ０がＰｂｍｉｎ〜Ｐｂｍａｘの範囲であるか否かを判定する。

パワー管理部５００は、Ｐｂｍｉｎ≦Ｐｂ０≦Ｐｂｍａｘのとき（Ｓ１３０のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ１４０に処理を進めて、効率優先の電力分配比率ｋ♯を、電圧制御部２００へ出力される電力分配比率ｋに設定する。

一方で、パワー管理部５００は、Ｐｂｍｉｎ≦Ｐｂ０≦Ｐｂｍａｘではないとき（Ｓ１３０のＮＯ判定時）には、ステップＳ１５０に処理を進めて、電力指令値Ｐａ０がＰａｍｉｎ〜Ｐａｍａｘの範囲であるか否かを判定する。これにより、直流電源１０ｂから直流電源１０ａに電力配分を回す余地があるかどうかが判定される。

そして、パワー管理部５００は、Ｐａｍｉｎ≦Ｐａ０≦Ｐａｍａｘのとき（Ｓ１５０のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ１６０に処理を進めて、効率優先の電力分配比率ｋ♯よりも直流電源１０ａの配分を大きくするように修正して、電圧制御部２００へ出力される電力分配比率ｋを設定する。これにより、電力分配比率ｋは、効率優先の電力分配比率ｋ♯より高い値に修正される。この結果、図３６において、電力動作点が、等電力線５６５上を６０６から６０８に向かって移動するように、すなわち、総電力ＰＨを低下させることなく直流電源１０ａ，１０ｂ間の電力分配を修正することができる。

一方で、パワー管理部５００は、Ｐａｍｉｎ≦Ｐａ０≦Ｐａｍａｘではないとき（Ｓ１５０のＮＯ判定時）には、ステップＳ１４０に処理を進めて、効率優先の電力分配比率ｋ♯を維持して、電圧制御部２００へ出力される電力分配比率ｋを設定する。この場合には、直流電源１０ａを過電力から保護することが優先される。

なお、ステップＳ１６０における電力分配比率ｋの修正は、直流電源１０ａの余力を最大限活用するように、すなわち、Ｐａ＝Ｐａｍａｘとなるように行なうことができる。このようにすると、電力動作点は６０６から６０８に変更されることになる。あるいは、制御周期毎での電力分配比率の変化量に制限を設けて、電力動作点が６０６から６０８へ向けて徐々に移動するように、電力分配比率ｋを徐々に修正することも可能である。

ステップＳ１２０〜Ｓ１６０の機能は、図１５に示された電力配分制御部５５０および電力配分修正部５８０による機能に対応する。

図３７に示した制御処理によって設定された電力分配比率ｋは、電圧制御部２００に出力されて、電力指令値Ｐａ＊の設定に用いられる。そして、電力指令値Ｐｂ＊は、減算部２７０（図３３）が、総電力指令値ＰＨ＊からリミット処理後の電力指令値Ｐａ＊を減算することによって求められる。

この結果、直流電源１０ａの電力指令値Ｐａ＊については、電圧制御部２００でのリミッタ２６０によって、確実にＰａｍｉｎ≦Ｐａ＊≦Ｐａｍａｘの範囲内とすることができる。すなわち、直流電源１０ａを過電力から保護することができる。

また、電圧制御部２００でリミッタが設けられていない電力指令値Ｐｂ＊についても、図３７に示した処理に従って、電力上下限値Ｐｂｍａｘ，Ｐｂｍｉｎに対して直流電源１０ｂの配分が過大である場合には、効率優先の電力分配比率ｋ♯を修正することにより、直流電源１０ａ，１０ｂ間の電力分配を適切に制御することができる。これにより、図３７において電力動作点を６０６から、６０７ではなく６０８へ修正する態様により、各直流電源の蓄積エネルギを有効に活用して、総電力ＰＨ（Ｐａ＋Ｐｂ）の確保を図ることができる。

このように実施の形態２による電力変換制御によれば、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御するとともに、各直流電源１０ａ，１０ｂの電力を電流フィードバックにより制御できるので、パワー管理部５００による電力分配比率ｋの設定に従って、直流電源１０ａ，１０ｂの出力を制御することができる。したがって、本実施の形態１による電力配分制御を円滑に実現することが可能な電力変換器制御を実現することができる。

なお、実施の形態２において、実施の形態１での電力配分修正部５８０（過電力保護）の機能のうちの電力指令値Ｐａ＊をＰａｍｉｎ〜Ｐａｍａｘの範囲内に制限する機能は、リミッタ２６０（図３３）によっても一部実現されている。また、実施の形態１での電力配分修正部５８５（電力循環制御）の機能は、循環電力加算部２５０によって実現されている。

［実施の形態３］
実施の形態３では、図１に示した電力変換器５０とは異なる構成の電力変換器に対する、実施の形態１で説明した電力配分制御の適用について説明する。

図３８は、本発明の実施の形態３に従う電力変換器を含む電源システム５♯の構成例を示す回路図である。

図３８を参照して、電源システム５♯では、電力変換器５０に代えて、電力変換器５０♯が配置される。実施の形態３に従う電力変換器５０♯は、昇圧チョッパ回路６，７を有する。昇圧チョッパ回路６は、直流電源１０ａと、負荷３０と接続された電力線２０との間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換を実行する。昇圧チョッパ回路６は、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６およびリアクトルＬ１を含む。

昇圧チョッパ回路７は、直流電源１０ｂと、直流電源１０ａと共通の電力線２０との間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換を実行する。昇圧チョッパ回路７は、スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８およびリアクトルＬ２を含む。

スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８に対しては、逆並列ダイオードＤ５〜Ｄ８が配置されている。また、スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８は、制御装置４０からの制御信号ＳＧ５〜ＳＧ８にそれぞれ応答して、オンオフを制御することが可能である。

電力変換器５０♯は、本実施の形態に従う電力変換器５０とは異なり、直流電源１０ａおよび１０ｂのそれぞれに対して独立に昇圧チョッパ回路６，７が設けられた構成となっている。昇圧チョッパ回路６および７は、独立に制御することができる。

制御装置４０は、出力電圧ＶＨを制御するために、スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８のオンオフを制御する制御信号ＳＧ５〜ＳＧ８を生成する。スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８は、制御信号ＳＧ５〜ＳＧ８がＨレベルのときにオンする一方で、Ｌレベルのときにオフする。

図３９には、図３８に示された電力変換器５０♯が有する複数の動作モードが示される。

図３９を参照して、電力変換器５０♯では、電力変換器５０におけるＳＢモードおよびＳＤモードを除く、他の昇圧モードおよび直結モードを選択することができる。すなわち、電力変換器５０♯の動作モードは、昇圧モードに属するＰＢモード、ａＢモードおよびｂＢモード、ならびに、直結モードに属するＰＤモード、ａＤモードおよびｂＤモードを有する。

ＰＢモードでは、昇圧チョッパ回路６，７を独立に制御することにより、実施の形態１または２でのＰＢモードと同様に、直流電源１０ａ，１０ｂの出力を制御することができる。このため、ＰＢモードでは、電力変換器５０でのＰＢモードと同様に、直流電源１０ａ，１０ｂ間での電力配分を制御することができる。

たとえば、実施の形態１と同様に、直流電源１０ａ，１０ｂの一方の直流電源の出力を電圧制御する一方で、他方の直流電源の出力を電流制御（すなわち、電力制御）することができる。この場合には、図１８，２０，２１の構成を適用して、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に従って制御するとともに、実施の形態１と同様に設定され電力分配比率ｋに従って直流電源１０ａ，１０ｂ間の電力分配を制御するように、デューティ比Ｄａ，Ｄｂを算出することができる。

あるいは、実施の形態２と同様に、図３３および図３４の構成に従って、出力電圧ＶＨの電圧偏差を電力指令値に変換して電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊を設定することによって、各直流電源１０ａ，１０ｂの出力を電流制御することができる。これにより、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に従って制御するとともに、図３７に示した制御処理により設定された電力分配比率ｋに従って直流電源１０ａ，１０ｂ間の電力分配を制御するように、デューティ比Ｄａ，Ｄｂを算出することができる。

電力変換器５０♯では、昇圧チョッパ回路６，７が独立に制御されるので昇圧チョッパ回路６のスイッチング素子Ｓ５，Ｓ６の制御信号ＳＧ５，ＳＧ６は、制御パルス信号ＳＤａに基づいて生成される。具体的には、下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ６の制御信号ＳＧ６＝／ＳＧａとなり、上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ５の制御信号ＳＧ５＝ＳＧａとなる。

同様に、昇圧チョッパ回路７のスイッチング素子Ｓ７，Ｓ８の制御信号ＳＧ７，ＳＧ８は、制御パルス信号ＳＤｂに基づいて生成される。具体的には、下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ８の制御信号ＳＧ８＝／ＳＧｂとなり、上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ７の制御信号ＳＧ７＝ＳＧｂとなる。

なお、電源システム５♯では、電力変換器５０♯の特性を反映した効率優先マップ５６０を作成することが必要である。たとえば、電力変換器５０♯のＰＢモードでは、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６の電流経路と、スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８の電流経路が重なっていないので、実施の形態１の変形例に従うキャリア位相制御を適用してもスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８の電力損失を低減することはできない点が、電力変換器５０とは異なる。このため、電力変換器５０♯では、キャリア位相制御の適用は不要であり、位相差φは固定（代表的には、φ＝０に固定）することができる。

電源システム５♯においても、各電力動作点での電源システム効率ηを実機試験ないしシミュレーションによって求めることによって、効率最適動作線６００（図２０）を予め求めることが可能である。そして、効率最適動作線６００上の電力動作点に対応する電力分配比率ｋ♯が出力されるように、総電力指令値ＰＨ＊と電力分配比率ｋ♯とを対応付けた効率優先マップ５６０を予め作成することができる。

これにより、実施の形態３に従う電源システム５♯においても、電力損失を最小とするための電力分配比率ｋ♯を求めることが可能となる。さらに、直流電源１０ａ，１０ｂ間の電力配分について、効率優先の電力分配比率ｋ♯に従った電力配分をベースとしつつ、過電力からの保護ないし電力循環制御のために適宜修正することができる。

なお、電力変換器５０♯のＰＢモード以外での動作は以下のようになる。
ａＢモードでは、昇圧チョッパ回路６のみを動作させることにより、直流電源１０ｂを不使用とする一方で、直流電源１０ａおよび電力線２０の間での双方向のＤＣ／ＤＣ変換によって、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊へ制御することができる。昇圧チョッパ回路６は、電圧指令値ＶＨ＊に従う出力電圧ＶＨのフィードバック制御によって動作させてもよく、実施の形態２で説明した制御構成に従って制御してもよい。

具体的には、図３３および図３４の制御構成において、電力分配比率ｋ＝１．０かつ循環電力値Ｐｒ＝０とすることにより、リミッタ２３０または２６０によりＰａｍｉｎ≦Ｐａ＊≦Ｐａｍａｘの電力保護を行なった上で、使用される直流電源１０ａの電力指令値Ｐａ＊を設定することができる（Ｐａ＊＝ＰＨ＊）。さらに、図３４の構成において、直流電源１０ａに対応する電流制御部３０１は、電力変換器５０のＰＢモードと同様に動作して、電流フィードバック制御（電流指令値Ｉａ＊）と、電圧比に基づくフィードフォワード制御とによって、デューティ比Ｄａを算出する（Ｄａ＝Ｄｆｂａ＋Ｄｆｂａ）。これに対して、ａＢモードでは、制御パルス信号ＳＤｂの算出は不要であるので、電流制御部３１０の動作は停止することができる。

ａＢモードでは、昇圧チョッパ回路７を構成するスイッチング素子Ｓ７，Ｓ８はオフに維持される。一方で、昇圧チョッパ回路６を構成するスイッチング素子Ｓ５，Ｓ６は、デューティ比Ｄａに基づくパルス幅変調制御によって生成される制御パルス信号ＳＤａ（／ＳＤａ）に従ってオンオフされる。

ｂＢモードでは、昇圧チョッパ回路７のみを動作させることにより、直流電源１０ａを不使用とする一方で、直流電源１０ｂおよび電力線２０の間での双方向のＤＣ／ＤＣ変換によって、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊へ制御することができる。昇圧チョッパ回路７についても、電圧指令値ＶＨ＊に従う出力電圧ＶＨのフィードバック制御によって動作させてもよく、実施の形態２で説明した制御構成に従って制御してもよい。たとえば、図３３および図３４の構成において、電力分配比率ｋ＝０かつ循環電力値Ｐｒ＝０とすることにより、リミッタ２３０によりＰｂｍｉｎ≦Ｐｂ＊≦Ｐｂｍａｘの電力保護を行なった上で、使用される直流電源１０ｂの電力指令値Ｐｂ＊を設定することができる（Ｐｂ＊＝ＰＨ＊）。このとき、直流電源１０ｂに対応する電流制御部３１０は、電力変換器５０のＰＢモードと同様に動作して、電流フィードバック制御（電流指令値Ｉｂ＊）と、電圧比に基づくフィードフォワード制御とによって、デューティ比Ｄｂを算出する（Ｄｂ＝Ｄｆｂｂ＋Ｄｆｂｂ）。これに対して、ｂＢモードでは、制御パルス信号ＳＤａの算出は不要であるので、電流制御部３０１の動作は停止することができる。

ｂＢモードでは、昇圧チョッパ回路６を構成するスイッチング素子Ｓ５，Ｓ６はオフに維持される。一方で、昇圧チョッパ回路７を構成するスイッチング素子Ｓ７，Ｓ８は、デューティ比Ｄｂに基づくパルス幅変調制御によって生成される制御パルス信号ＳＤｂ（／ＳＤｂ）に従ってオンオフされる。

ＰＤモードでは、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ７をオンに固定する一方で、スイッチング素子Ｓ６，Ｓ８がオフに固定される。これにより、電力変換器５０でのＳＤモードと同様に、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ａ，１０の出力電圧Ｖａ，Ｖｂ（厳密にはＶａ，Ｖｂのうちの高い方の電圧）と同等となる。電力変換器５０と同様に、Ｖａ，Ｖｂ間の電圧差は直流電源１０ａ，１０ｂに短絡電流を生じされるので、当該電圧差が小さいときに限定して、ＰＤモードを適用することができる。

ａＤモードでは、スイッチング素子Ｓ５がオンに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ６〜Ｓ８がオフに固定される。これにより、電力変換器５０でのａＤモードと同様に、直流電源１０ｂは電力線２０から切り離された状態となり、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ａの電圧Ｖａと同等となる（ＶＨ＝Ｖａ）。上述のように、ａＤモードの適用には、Ｖａ＞Ｖｂが必要条件となる。

ｂＤモードでは、スイッチング素子Ｓ７がオンに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６，Ｓ８がオフに固定される。これにより、電力変換器５０でのｂＤモードと同様に、直流電源１０ａは電力線２０から切り離された状態となり、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂと同等となる（ＶＨ＝Ｖｂ）。上述のように、ｂＤモードの適用には、Ｖｂ＞Ｖａが必要条件となる。

なお、実施の形態２に従う電力変換器制御において、電力分配比率ｋを動作モード間で切替えることによって、図３３および図３４に従った共通の制御演算を、各動作モード間で適用することが可能となる。このため、複数の動作モードを選択的に適用する電力変換器５０♯の制御における制御演算負荷を軽減することが可能である。さらに、昇圧チョッパ回路６，７のデューティ比Ｄａ，Ｄｂを電流Ｉａ，Ｉｂのフィードバック制御によって演算できるので、出力電圧ＶＨのフィードバック制御によって演算する制御と比較して、発生した電圧偏差ΔＶＨを速やかに解消することができる。

このように、実施の形態３に従う電力変換器５０♯を含む電源システム５♯においても、ＰＢモードにおいて、実施の形態１，２で説明した電力変換器５０を含む電源システム５と同様に、複数の直流電源１０ａ，１０ｂ間の電力配分を制御することが可能となる。すなわち、電源システム５♯における全体効率が最大となるように、直流電源１０ａ，１０ｂ間の電力配分を制御することが可能となる。さらに、直流電源１０ａ，１０ｂ間の電力配分について、効率優先の電力分配比率ｋ♯に従った電力配分をベースとしつつ、過電力からの保護ないし電力循環制御のために適宜修正することができる。

なお、本実施の形態では、２個の直流電源１０ａ，１０ｂと、共通の電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を実行する電力変換器５０，５０♯を例示したが、３個以上の直流電源が設けられる構成に対しても、同様に動作モード選択を制御することが可能である。たとえば、ｎ個（ｎ≧３）の直流電源のそれぞれに対応して昇圧チョッパ回路を並列に設けるように電力変換器５０♯を拡張することができる。特に、実施の形態２で説明した制御構成（図３３および図３４）についても、ｎ個（ｎ≧３）の直流電源間での電力分配比を設定するとともに、（ｎ−１）個の直流電源に対してはリミッタ２６０（図３３）によるのと同等の電力指令値の制限を実行することができる。このときの残りの１個の直流電源に対する電力保護は、リミッタ２３０（図３３）および負荷電力のリミッタ（図示せず）による総電力指令値ＰＨ＊の制限によって間接的に担保されることになる。また、電力変換器５０♯の構成については、並列配置されるコンバータについて、例示した昇圧チョッパのみならず、少なくとも１つの直流電源に対して昇圧チョッパに代えて昇降圧コンバータを適用することも可能である。

さらに、負荷３０は、直流電圧ＶＨによって動作する機器であれば、任意の機器によって構成できる点について確認的に記載する。すなわち、本実施の形態では、電動車両の走行用電動機を含むように負荷３０が構成される例を説明したが、本発明の適用はこのような負荷に限定されるものではない。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

５，５♯ 電源システム、６，７ 昇圧チョッパ回路、１０ａ，１０ｂ 直流電源、１５ 配線、２０ 電力線、２１ 接地配線、３０ 負荷、３２ インバータ、３５ モータジェネレータ、３６ 動力伝達ギヤ、３７ 駆動輪、４０ 制御装置、５０，５０♯ 電力変換器、１０１，１０２ 動作点、１１０，１２０ 動作領域、１５０，１５１，１６０，１６１，１７０〜１７４ 電流経路、２００ 電圧制御部、２１０，３０４，３１４，５１４，５１６，５１８，５１４♯，５１６♯，５１８♯ 偏差演算部、２２０，３０６，３１６，５２４，５２６，５２８，５２４♯，５２６♯，５２８♯ 制御演算部、２３０，２６０ リミッタ、２４０ 電力分配部、２５０ 循環電力加算部、２７０ 減算部、３００ デューティ比演算部、３０１，３１０ 電流制御部、３０２，３１２ 電流指令生成部、３０８，３１８ 加算部、４００ ＰＷＭ制御部、４１０ キャリア波発生部、５００ パワー管理部、５０５ 動作指令生成部、５１０ 電力上限値設定部、５１０♯ 電力下限値設定部、５１２ ベース上限値設定部、５１２♯ ベース下限値設定部、５２０，５２２，５２０♯，５２２♯ 最小値抽出部、５２１，５２１♯ 最大値抽出部、５３０，５３５，５３０♯，５３５♯ 演算部、５５０ 電力配分制御部、５６０ 効率優先マップ、５６１〜５６５ 等電力線、５８０，５８５ 電力配分修正部、５８７ 電力循環制御部、５９０ 電力指令値設定部、６００ 効率最適動作線、６０１〜６０８ 電力動作点、ＣＨ 平滑コンデンサ、ＣＷ，ＣＷａ，ＣＷｂ キャリア波、Ｄ１〜Ｄ８ 逆並列ダイオード、Ｄａ，Ｄｂ，Ｄｃ デューティ比、Ｄｆｂａ，Ｄｆｂｂ，Ｄｆｆａ，Ｄｆｆｂ 制御量、Ｉａ，Ｉｂ 電流（直流電源）、Ｉａ＊，Ｉｂ＊ 電流指令値、Ｉａｍａｘ，Ｉｂｍａｘ 上限電流、Ｌ１，Ｌ２ リアクトル、Ｎ１〜Ｎ３ ノード、ＰＨ 総電力、ＰＨ＊ 総電力指令値、ＰＨｍａｘ，Ｐａｍａｘ，Ｐｂｍａｘ 電力上限値、ＰＬ，ＰＬ＊ 負荷電力、Ｐａ，Ｐｂ 電力（直流電源）、Ｐａｍａｘｂｓ ベース上限値（Ｐａｍａｘ）、Ｐａｍｉｎｂｓ ベース下限値（Ｐａｍｉｎ）、Ｐｒ 循環電力値、Ｒ，Ｒａ 内部抵抗、Ｓ１〜Ｓ８ スイッチング素子、ＳＤａ，ＳＤｂ，ＳＤｃ 制御パルス信号、ＳＧ１〜ＳＧ８ 制御信号、Ｔａ，Ｔｂ 温度（直流電源）、Ｔｑｃｏｍ トルク指令値、ＶＨ 出力電圧、ＶＨ＊ 電圧指令値、Ｖａ，Ｖｂ 電圧（直流電源）、Ｖａｍａｘ 上限電圧（直流電源）、ｋ 電力分配比率、ｋ♯ 電力分配比率（効率優先）。

Claims (10)

1. 負荷と、
   前記負荷に接続された電力線と、
   複数の直流電源と、
   前記複数の直流電源および前記電力線の間に接続された電力変換器と、
   前記電力変換器の動作を制御するための制御装置とを備え、
   前記電力変換器は、複数のスイッチング素子を含み、かつ、前記複数のスイッチング素子のオンオフ制御によって、前記複数の直流電源が前記電力線との間で並列に直流電力変換を実行する動作モードを有するように構成され、
   前記制御装置は、
   前記電力線に対して前記複数の直流電源全体で入出力される総電力を前記複数の直流電源間で並列に分配する際に、前記総電力に対する、前記複数の直流電源および前記電力変換器での電力損失が最小となる各前記直流電源の入出力電力の組み合わせの集合である効率最適動作線を示す情報を予め記憶するための記憶部と、
   前記負荷からの要求に従った前記総電力の要求値と、前記効率最適動作線とに従って、前記総電力に対する前記複数の直流電源のそれぞれの入出力電力の配分を決めるための電力配分制御部と、
   前記電力配分制御部によって決められた配分に従って各前記直流電源の入出力電力を制御するとともに、前記電力線の電圧を電圧指令値に制御するように、前記電力変換器における前記直流電力変換を制御するための電力変換器制御部とを含む、電源システム。
2. 前記制御装置は、
   前記電力配分制御部による配分を修正するための第１の電力配分修正部をさらに含み、
   前記第１の電力配分修正部は、前記複数の直流電源のいずれかにおいて、前記電力配分制御部によって決められた配分に従った入出力電力が、当該直流電源の状態に基づいて設定された充電上限電力または放電上限電力を超える場合に、当該直流電源の入出力電力を前記充電上限電力または前記放電上限電力に設定するとともに、少なくとも１つの他の直流電源の配分を上昇させることによって前記総電力を確保するように前記電力配分制御部による配分を修正し、
   前記電力変換器制御部は、前記第１の電力配分修正部によって前記配分が修正された場合には、修正された配分に従って各前記直流電源の入出力電力を制御するとともに、前記電力線の電圧を前記電圧指令値に制御するように、前記電力変換器における前記直流電力変換を制御する、請求項１記載の電源システム。
3. 前記制御装置は、
   前記複数の直流電源の充電状態に基づいて、前記複数の直流電源の一部の直流電源の充放電を促進するための循環電力値を設定するための電力循環制御部と、
   前記電力配分制御部による配分を修正するための第２の電力配分修正部をさらに含み、
   前記第２の電力配分修正部は、前記一部の直流電源からの出力電力が、前記電力配分制御部による配分に従った電力に前記循環電力値を加えた電力となる一方で、前記一部の直流電源を除く他の直流電源からの出力電力が、前記電力配分制御部による配分に従った電力から前記循環電力値を差し引いた電力となるように、前記電力配分制御部による配分を修正し、
   前記電力変換器制御部は、前記第２の電力配分修正部によって前記配分が修正された場合には、修正された配分に従って各前記直流電源の入出力電力を制御するとともに、前記電力線の電圧を前記電圧指令値に制御するように、前記電力変換器における前記直流電力変換を制御する、請求項１記載の電源システム。
4. 前記複数の直流電源は、
   二次電池によって構成された第１の直流電源と、
   キャパシタによって構成された第２の直流電源とを含む、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電源システム。
5. 前記複数の直流電源は、第１および第２の直流電源によって構成され、
   前記複数のスイッチング素子は、
   第１のノードおよび前記電力線の間に電気的に接続された第１のスイッチング素子と、
   第２のノードおよび前記第１のノードの間に電気的に接続された第２のスイッチング素子と、
   前記第２の直流電源の負極端子と電気的に接続された第３のノードおよび前記第２のノードの間に電気的に接続された第３のスイッチング素子と、
   前記第１の直流電源の負極端子および前記第３のノードの間に電気的に接続された第４のスイッチング素子とを含み、
   前記電力変換器は、
   前記第２のノードおよび前記第１の直流電源の正極端子の間に電気的に接続された第１のリアクトルと、
   前記第１のノードおよび前記第２の直流電源の正極端子の間に電気的に接続された第２のリアクトルとをさらに含む、請求項１記載の電源システム。
6. 前記電力変換器は、前記第１から第４のスイッチング素子の制御を切換えることによって、前記複数の直流電源と前記電力線との間での電力変換の態様が異なる複数の動作モードのうちの１つの動作モードを選択して動作するように構成され、
   前記複数の動作モードは、
   前記第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御によって、前記第１および第２の直流電源が前記電力線との間で並列に直流電力変換を実行する第１のモードと、
   前記第３のスイッチング素子をオン固定するとともに前記第１、第２および第４のスイッチング素子をオンオフ制御することによって、前記第１および前記第２の直流電源が直列接続された状態で前記電力線との間で直流電力変換を実行する第２のモードとを含む、請求項５記載の電源システム。
7. 前記制御装置は、
   少なくとも前記電力線の電圧検出値と電圧指令値との偏差に基づいて、前記総電力の指令値を算出するための手段と、
   前記第１のモードにおいて、前記電力配分制御部によって決められた配分と、前記総電力の指令値とに従って、前記第１の直流電源の第１の電力指令値および前記第２の直流電源の第２の電力指令値を設定するための手段と、
   前記第１の電力指令値を前記第１の直流電源の出力電圧で除算した第１の電流指令値に対する前記第１の直流電源の電流検出値の偏差に基づいて、前記第１の直流電源からの出力を制御するための第１のデューティ比を演算するための手段と、
   前記第２の電力指令値を前記第２の直流電源の出力電圧で除算した第２の電流指令値に対する前記第２の直流電源の電流検出値の偏差に基づいて、前記第２の直流電源からの出力を制御するための第２のデューティ比を演算するための手段と、
   第１のキャリア波および前記第１のデューティ比の比較、ならびに、第２のキャリア波および前記第２のデューティ比の比較によるパルス幅変調に従ってそれぞれ得られた第１および第２の制御パルス信号に基づいて、前記第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御信号を生成するための手段とを含む、請求項６記載の電源システム。
8. 前記制御装置は、
   前記第１の直流電源の動作状態に応じて前記第１の直流電源の放電電力上限値および充電電力上限値を設定するとともに、前記第２の直流電源の動作状態に応じて前記第２の直流電源の放電電力上限値および充電電力上限値を設定するための手段と、
   前記総電力が前記第１および第２の直流電源の各前記充電電力上限値の和から各前記放電電力上限値の和までの第１の電力範囲内となるように、前記負荷の動作指令値を制限するための手段と、
   前記総電力の指令値を、前記第１の電力範囲内に制限するための第１の保護手段と、
   前記電力配分制御部によって決められた配分と、前記総電力の指令値とに従って設定された前記第１の電力指令値を、前記第１の直流電源の前記充電電力上限値から前記放電電力上限値までの第２の電力範囲内に制限するための第２の保護手段と、
   前記総電力の指令値から前記第１の電力指令値を減算することによって前記第２の電力指令値を設定するための手段をさらに含み、
   前記電力配分制御部は、
   前記効率最適動作線に従う配分に従って設定された前記第２の直流電源の入出力電力が、前記第２の直流電源の前記充電電力上限値から前記放電電力上限値までの第３の電力範囲を外れるときに、前記第１の直流電源の配分を高めるように、前記電力配分制御部による配分を修正するための第１の電力配分修正部を有する、請求項７記載の電源システム。
9. 前記制御装置は、
   前記第１のモードにおいて、前記第１および第２の直流電源の充電状態に基づいて、前記第１および第２の直流電源の一方の直流電源の充放電を促進するための循環電力値を設定するための電力循環制御部をさらに含み、
   前記第１の電力指令値は、前記総電力の指令値と、前記電力配分制御部によって決められた配分とに従って設定された電力値を、前記循環電力値に従って修正するとともに、修正後の電力値を前記第２の保護手段によって前記第２の電力範囲内に制限することによって設定される、請求項８記載の電源システム。
10. 前記複数の動作モードは、
    前記第１から第４のスイッチング素子のオンオフを固定して、前記電力線に対して前記第１および第２の直流電源が直列に接続された状態を維持する第３のモードと、
    前記第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御によって、前記第１および第２の直流電源の一方の直流電源と前記電力線との間で直流電圧変換を実行するとともに、前記第１および第２の直流電源の他方の直流電源が前記電力線から電気的に切り離された状態を維持する第４のモードと、
    前記第１から第４のスイッチング素子のオンオフを固定して、前記第１および第２の直流電源の一方が前記電力線に電気的に接続される一方で、前記第１および第２の直流電源の他方が前記電力線から電気的に切り離された状態を維持する第５のモードと、
    前記第１から第４のスイッチング素子のオンオフを固定して、前記電力線に対して前記第１および第２の直流電源が並列に接続された状態を維持する第６のモードとをさらに含む、請求項６〜９のいずれか１項に記載の電源システム。

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