CN104995829A - 电力转换装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种电力转换装置，具备：成对的开关元件，其被串联连接于高电位侧端子与低电位侧端子之间，并构成上下桥臂；线圈，其一端被连接于所述成对的开关元件之间；控制装置，其根据所述高电位侧端子与所述低电位侧端子之间的电压、和所述线圈的电感，而对流过所述线圈的电流值的时间变化率进行计算，并根据所述计算出的电流值的时间变化率，而在仅对所述成对的开关元件中的一方进行接通/断开驱动的单桥臂驱动、和以反相而对所述成对的开关元件的双方进行接通/断开驱动的双桥臂驱动之间进行切换。

Description

电力转换装置
技术领域
本发明提供一种电力转换装置.
背景技术
一直以来，已知一种DC/DC变换器装置，其在DC/DC变换器为升压过程中的状态、DC/DC变换器为实质上升压以及降压均未实施的零安培跨越状态、以及DC/DC变换器为降压过程中的状态下，使用两侧开关控制(双桥臂驱动)，并且在DC/DC变换器20处于升压过程中但一次电流接近零安培的状态、以及DC/DC变换器20处于降压过程中但一次电流接近零安培的状态下，实施单侧开关控制(例如，参照专利文献1、2)。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2011－120329号公报
专利文献2：日本特开2006－74932号公报
发明内容
发明所要解决的课题
如上述的专利文献1所记载的结构那样，在电抗器电流跨越零的零交叉时(零安培跨越状态)，执行以反相而对上下桥臂的开关元件进行接通/断开驱动的双桥臂驱动。在所涉及的结构中，为了降低双桥臂驱动时的栅极干涉(由于在二极管导通时开关元件的栅极接通而导致的损失恶化)，理想而言尽可能地缩短双桥臂驱动期间。并且，由于电抗器电流具有脉动成分，因此，一般情况下难以高精度并精准地对零交叉正时进行预测。
因此，本发明的目的在于，提供一种能够缩短双桥臂驱动期间的电力转换装置。
用于解决课题的方法
根据本发明公开的一个方面，提供一种电力转换装置，具备：成对的开关元件，其被串联连接于高电位侧端子与低电位侧端子之间，并构成上下桥臂；线圈，其一端被连接于所述成对的开关元件之间；控制装置，其根据所述高电位侧端子与所述低电位侧端子之间的电压、和所述线圈的电感，而对流过所述线圈的电流值的时间变化率进行计算，并根据所述计算出的电流值的时间变化率，而在仅对所述成对的开关元件中的一方进行接通/断开驱动的单桥臂驱动、和以反相而对所述成对的开关元件的双方进行接通/断开驱动的双桥臂驱动之间进行切换。
发明效果
根据本发明的公开内容，获得了一种能够缩短双桥臂驱动期间的电力转换装置。
附图说明
图1为表示电动汽车用电机驱动系统1的整体结构的一个示例的图。
图2为表示半导体驱动装置50中的DC/DC变换器20的控制组块500的一个示例的图。
图3为表示通过载波信号和占空比之间的关系而进行切换的开关元件Q22、Q24的接通/断开状态的时间序列的一个示例的图。
图4为表示双桥臂驱动时的开关元件Q22、Q24的接通/断开状态的时间序列的一个示例的图。
图5为表示采样正时的决定方法的一个示例的图。
图6为表示由驱动模式决定部518实施的单桥臂驱动与双桥臂驱动之间的切换正时的一个示例的图。
图7为表示比较例的单桥臂驱动与双桥臂驱动之间的切换方法的图。
图8为以与图7进行对比的方式表示本实施例的单桥臂驱动与双桥臂驱动之间的切换方法的图。
图9为表示流过逆变器30的U相的线圈的电流(U相电流)的波形的一个示例的图。
图10为逆变器30的U相电流的方向的说明图。
图11为表示通过图9的A部以及B部中的载波信号和占空比之间的关系而进行切换的开关元件Q1、Q2的接通/断开状态的时间序列的一个示例的图。
图12为表示双桥臂驱动时的开关元件Q1、Q2的接通/断开状态的时间序列的一个示例的图。
图13为表示由电机控制部540实施的单桥臂驱动与双桥臂驱动之间的切换正时的一个示例的图。
图14为U相电流Iu的时间变化率的预测方法的说明图。
图15为表示行驶用电机40中的U相电流Iu和电感Lu之间的关系的图。
图16为表示行驶用电机40的旋转角度和电感Lu之间的关系的图。
图17为表示U相线圈的温度和电感Lu的变化率之间的关系的图。
图18为表示U相电流Iu从负区域向正区域的转变过程中的U相电流Iu、V相电流Iv和W相电流Iw之间的关系的图。
图19为表示图18的区域A2中的状态的图。
图20为表示图18的区域A3中的状态的图。
图21为表示图18的区域A4中的状态的图。
图22为表示图18的区域A5中的状态的图。
图23为表示图18的区域A6中的状态的图。
图24为表示图18的区域A7中的状态的图。
图25为表示U相电流Iu的时间变化率(dU/dt)的预测处理的流程的一个示例的流程图。
图26为表示采样正时和U相电流Iu的极大值或者极小值的产生正时之间的关系的一个示例的图。
具体实施方式
以下，参照附图，对各实施例进行详细的说明。
图1为表示电动汽车用电机驱动系统1的整体结构的一个示例的图。电机驱动系统1为，通过利用蓄电池10的电力而对行驶用电机40进行驱动从而使车辆进行驱动的系统。并且，只要电动汽车为利用电力而对行驶用电机40进行驱动从而行驶的汽车，则其方式或结构的详细情况是任意的。电动汽车典型而言包括动力源为发动机和行驶用电机40的混合动力汽车(HV)、和动力源仅为行驶用电机40的电动汽车。
如图1所示，电机驱动系统1具备：蓄电池10、DC/DC变换器20、逆变器30、行驶用电机40、以及半导体驱动装置50。
蓄电池10为储存电力并输出直流电压的任意的蓄电装置，可以由镍氢蓄电池、锂离子蓄电池或电双层电容器等的电容性元件构成。
DC/DC变换器20可以为双向的DC/DC变换器(可逆斩波器形式的升压DC/DC变换器)。DC/DC变换器20例如能够进行从200V向650V的升压变换以及从650V向200V的降压变换。也可以在DC/DC变换器20的电抗器(线圈)L1的输入侧与负极线之间连接平滑用电容器C1。
在图示的示例中，DC/DC变换器20具有两个开关元件Q22、Q24和电抗器L1。两个开关元件Q22、Q24相互被串联连接于逆变器30的正极线与负极线之间。电抗器L1被串联连接于蓄电池10的正极侧。电抗器L1的输出侧被连接于两个开关元件Q22、Q24的连接部上。
在图示的示例中，DC/DC变换器20的两个开关元件Q22、Q24为IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅极双极性晶体管)。并且，开关元件Q22、Q24既可以为将二极管(例如自由轮二极管)D22、D24用作外接元件的通常的IGBT，也可以为内置有二极管D22、D24的反向导通IGBT(RC(Reverse Conducting)－IGBT)。在任意一种情况下，均为上桥臂的开关元件Q22的集电极连接于逆变器30的正极线，且上桥臂的开关元件Q22的发射极连接于下桥臂的开关元件Q24的集电极。另外，下桥臂的开关元件Q24的发射极连接于逆变器30的负极线以及蓄电池10的负极。并且，开关元件Q22、Q24也可以为，如MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field－EffectTransistor，MOS场效应晶体管)这样的IGBT以外的其他开关元件。
逆变器30由在正极线与负极线之间相互并联配置的U相、V相、W相的各桥臂构成。U相桥臂由开关元件(在本示例中为IGBT)Q1、Q2的串联连接构成，V相桥臂由开关元件(在本示例中为IGBT)Q3、Q4的串联连接构成，W相桥臂由开关元件(在本示例中为IGBT)Q5、Q6的串联连接构成。另外，在各开关元件Q1～Q6的集电极－发射极间，分别以从发射极侧向集电极侧流通电流的的方式配置有二极管D1～D6。并且，开关元件Q1～Q6也可以为如MOSFET那样的IGBT以外的其他开关元件。
行驶用电机40为三相的永久磁铁电机，且U、V、W相的三个线圈的一端在中心点处被共同连接。U相线圈的另一端被连接于开关元件Q1、Q2的中点M1，V相线圈的另一端被连接于开关元件Q3、Q4的中点M2，W相线圈的另一端被连接于开关元件Q5、Q6的中点M3。在开关元件Q1的集电极与负极线之间，连接有平滑用电容器C2。并且，行驶用电机40也可以为使电磁铁和永久磁铁组合的混合型的三相电机。
并且，除了行驶用电机40之外，还可以以并联的方式增加第二行驶用电机或者发电机。在该情况下，只要也以并联的方式增加对应的逆变器即可。
半导体驱动装置50对DC/DC变换器20以及逆变器30进行控制。半导体驱动装置50也可以作为包含微型计算机的ECU(电子控制单元)而被具体化。并且，半导体驱动装置50的各种功能(包括以下所说明的功能)可以通过任意的硬件、软件、固件或者它们的组合来实现。例如，半导体驱动装置50的各种功能也可以通过面向特定用途ASIC(application－specific integratedcircuit，专用集成电路)或FPGA(Field Programmable Gate Array，现场可编程门阵列)来实现。另外，半导体驱动装置50的各种功能也可以通过多个ECU进行协同工作来实现。
DC/DC变换器20的控制方法的概要可以是任意的。典型而言，半导体驱动装置50根据逆变器30的动作(动力运行或者再生)而对DC/DC变换器20进行控制。例如，半导体驱动装置50在动力运行时仅对DC/DC变换器20的下桥臂的开关元件Q24进行接通/断开切换(由下桥臂实施的单桥臂驱动)，并使蓄电池10的电压升压而向逆变器30侧输出。此时，下桥臂的开关元件Q24也可以被实施PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)控制。另外，再生时，仅对DC/DC变换器20的上桥臂的开关元件Q22进行接通/断开切换(由上桥臂实施的单桥臂驱动)，并使逆变器30侧的电压降压而向蓄电池10侧输出。此时，上桥臂的开关元件Q2也可以被实施PWM控制。另外，流过电抗器L1的电流在跨越零时(零交叉时)，半导体驱动装置50也可以以反相而对两个开关元件Q22、Q24进行接通/断开驱动(双桥臂驱动)。
逆变器30的控制方法的概要可以是任意的。典型而言，半导体驱动装置50以使流过各相的线圈的相电流成为相位各偏移了例如120度的关系的正弦波波形的方式，而对U相所涉及的两个开关元件Q1、Q2进行接通/断开驱动，并对V相所涉及的两个开关元件Q3、Q4进行接通/断开驱动，且对W相所涉及的两个开关元件Q5、Q6进行接通/断开驱动。此时，也可以采用如下的方式，即，在各相中，在相电流处于正的区域时，仅对上桥臂的开关元件Q1、Q3、Q5进行接通/断开切换(由上桥臂实施的单桥臂驱动)，而在相电流处于负的区域时，仅对下桥臂的开关元件Q2、Q4，Q6进行接通/断开切换(由下桥臂进行的单桥臂驱动)。此时，各开关元件Q1～Q6也可以被实施PWM控制。另外，也可以采用如下的方式，即，在各相中，在相电流跨越零时(零交叉时)，半导体驱动装置50以反相而对上下桥臂的开关元件(Q1、Q2；Q3、Q4；Q5、Q6)进行接通/断开驱动(双桥臂驱动)。
图2为表示半导体驱动装置50中的DC/DC变换器20的控制组块500的一个示例的图。控制组块500例如可以由微型计算机构成。并且，在图2中，还示出了与DC/DC变换器20的控制组块500相关的部(电机控制部540和行驶控制部560)。并且，电机控制部540以及行驶控制部560既可以通过实现控制组块500的ECU来实现，也可以通过与实现控制组块500的ECU不同的ECU来实现。
并且，在此，虽然主要对DC/DC变换器20的控制组块500进行说明，但是，逆变器30的控制组块(电机控制部540的各功能部)可以具有与以下所说明的DC/DC变换器20的控制组块500同样的结构(特别是与电流控制部506、电压控制部508、载波生成部513、栅极信号生成部514、采样正时计算部516、以及驱动模式决定部518等对应的功能部)。但是，电机控制部540可以包含如根据电机转矩指令等而生成Id指令以及Iq指令的转矩控制部、或者实施三相和二相之间的转换的转换部这样的其他的功能部。并且，电机控制部的基本结构(除了与采样正时计算部516以及驱动模式决定部518对应的功能部之外的结构)也可以与DC/DC变换器20的控制组块500同样地为任意结构。并且，电机控制部540中的ADC从对流过各相的线圈的各相电流进行检测的各电流传感器(未图示)实施检测信号的采样。
行驶控制部560例如也可以根据加速器开度和车速来决定电机转矩指令值(目标驱动转矩)，并将其供给至电机控制部540。电机控制部540可以根据电机转矩指令值和各种传感器值等(例如，由电流传感器获得的各相电流的检测值和由解析器获得的电机转速的检测值)，而生成用于对逆变器30的开关元件Q1～Q6进行接通/断开切换的栅极信号(电机栅极信号)。电机栅极信号可以被施加于开关元件Q1～Q6的栅极上。
如图2所示，DC/DC变换器20的控制组块500可以包含滤波器502、ADC(Analog to Digital Converter，模拟数据变换器)504、电流控制部506、电压控制部508、电机目标电压计算部510、载波生成部513、栅极信号生成部514、采样正时计算部516以及驱动模式决定部518。
从对流过电抗器L1的电流(以下，也称为电抗器电流IL)进行检测的电流传感器(未图示)向滤波器502输入检测信号(模拟信号)。滤波器502对检测信号进行滤波，并向ADC504输出。
ADC504根据采样正时计算部516所生成的采样正时而起动并实施对来自滤波器502的检测信号的采样，并且获得电抗器电流IL的采样值(数字值)。电抗器电流IL的采样值被供给至电流控制部506以及驱动模式决定部518。
电流控制部506根据来自ADC504的电抗器电流IL的采样值、和来自电压控制部508的电抗器电流IL的目标值IL＊，而对用于对DC/DC变换器20的开关元件Q22、Q24进行驱动(接通/断开切换)的占空比进行计算。此时，可以利用PI(Proportional Integral比例/积分)控制或PID(ProportionalIntegral Derivative，比例/积分和微分)控制。所计算出的占空比(duty)被供给至栅极信号生成部514以及采样正时计算部516。并且，电抗器电流IL的目标值IL＊在电压控制部508中也可以根据电机目标电压VH＊和平滑用电容器C2的两端的电压VH的检测值(VH传感器值)而被计算出。电机目标电压VH＊为平滑用电容器C2的两端电压VH(参照图1)的目标值。电机目标电压VH＊可以根据来自电机控制部540的电机转速以及电机转矩指令值而被计算出。
载波生成部513将预定的频率的基准信号作为载波信号而生成。载波信号可以具有三角波或矩形波的波形。以下，将载波信号设为具有三角波的波形的信号而继续进行说明。载波信号的频率既可以是固定的，也可以是可变的。例如，载波信号的频率可以以当DC/DC变换器20的温度上升时被降低的方式而可变。载波信号被供给至栅极信号生成部514以及采样正时计算部516。
栅极信号生成部514根据来自载波生成部513的载波信号和来自电流控制部506的占空比，而生成用于对DC/DC变换器20的开关元件Q22、Q24进行接通/断开切换的栅极信号。栅极信号被施加于开关元件Q22、Q24的各自的栅极上。
采样正时计算部516根据来自载波生成部513的载波信号和来自电流控制部506的占空比，来决定用于实施电抗器电流IL的采样(检测)的采样正时，并将表示所决定的采样正时的信号发送至ADC504。采样正时可以通过任意的方式而被决定。例如，采样正时可以以在开关元件Q22、Q24的每个接通/断开切换的周期内实施一次采样的方式而被决定。此时，采样正时也可以以对该接通/断开期间中的电抗器电流IL的电流值的平均值进行采样的方式而被决定。采样正时的决定方法的一个示例将参照图5而在后文进行叙述。
驱动模式决定部518根据来自ADC504的电抗器电流IL的采样值，而将驱动模式在单桥臂驱动与双桥臂驱动之间进行切换。对于该切换方法的详细情况将在后文进行叙述。
图3为表示根据载波信号和占空比的关系而进行切换的开关元件Q22、Q24的接通/断开状态的时间序列的一个示例的图。图3(A)为，从上层起概要性地表示载波信号和占空比之间的关系、动力运行时的开关元件Q22、Q24的接通/断开状态、以及电抗器电流IL的波形的一个示例的图。图3(B)为，从上层起概要性地表示载波信号和占空比之间的关系、再生时的开关元件Q22、Q24的接通/断开状态、以及电抗器电流IL的波形的一个示例的图。
在动力运行时(除了零交叉时之外)，如图3(A)所示，可以仅对下桥臂的开关元件Q24进行接通/断开切换，而使上桥臂的开关元件Q22被维持于断开状态(由下桥臂实施的单桥臂驱动)。在图3(A)所示的示例中，下桥臂的开关元件Q24在载波信号的电平超过占空比的电平时，从接通被切换为断开，而在载波信号的电平低于占空比的电平时，从断开被切换为接通。
当下桥臂的开关元件Q24接通时，将形成从蓄电池10的正极侧起经由电抗器L1以及开关元件Q24而返回至蓄电池10的负极侧的电流回路，电抗器电流IL将上升。此时，如图3(A)所示，电抗器电流IL以固定的倾斜度而上升。接下来，当下桥臂的开关元件Q24断开时，欲在电抗器L1中继续流动的电流将经过上桥臂的二极管D22而向逆变器30侧流动。此时，如图3(A)所示，电抗器电流IL以固定的倾斜度而减少。通过设为此种方式，在动力运行时，电抗器电流IL在下桥臂的开关元件Q24的每次接通/断开切换时，将于在正的区域内使倾斜度变化的同时进行增减。并且，电抗器电流IL的增减依存于占空比，占空比越大，则下桥臂的开关元件Q24的接通期间越长，从而电抗器电流IL越增加。
在再生时(除了零交叉时之外)，如图3(B)所示，可以仅对上桥臂的开关元件Q22进行接通/断开切换，而使下桥臂的开关元件Q24被维持于断开状态(由上桥臂实施的单桥臂驱动)。同样地，在图3(B)所示的示例中，上桥臂的开关元件Q22在载波信号的电平超过占空比的电平时，从接通被切换为断开，而在载波信号的电平低于占空比的电平时，从断开被切换为接通。
当上桥臂的开关元件Q22接通时，电流将从逆变器30的正极侧经过上桥臂的开关元件Q22以及电抗器L1而向蓄电池10的正极流动。此时，如图3(B)所示，电抗器电流IL以固定的倾斜度而减少(在负方向上增加)。接下来，当上桥臂的开关元件Q22断开时，欲在电抗器L1中继续流动的电流将经过下桥臂的二极管D24而向蓄电池10的正极流动。此时，如图3(B)所示，电抗器电流IL以固定的倾斜度而上升。通过设为此种方式，在再生时，电抗器电流IL在上桥臂的开关元件Q22的每次接通/断开切换时，将于在负的区域中使倾斜度变化的同时进行增减。并且，电抗器电流IL的增减依存于占空比，占空比越大，上桥臂的开关元件Q22的接通期间越长，电抗器电流IL越减少(在负方向上增加)。
并且，在图3所示的示例中，虽然占空比为固定，但占空比在每个与载波信号的半个周期相对应的预定的占空比设定周期内被变更(设定)。此时，占空比可以在载波信号的波峰(上侧的顶点)和波谷(下侧的顶点)处被变更。
另外，在图3所示的示例中，虽然开关元件Q22、Q24在载波信号的电平超过占空比的电平时，从接通被切换为断开，而在载波信号的电平低于占空比的电平时，从断开被切换为接通，但是采用相反设置也可以。即，也可以采用如下的结构，即，开关元件Q22、Q24在载波信号的电平超过占空比的电平时，从断开被切换为接通，而在载波信号的电平低于占空比的电平时，从接通被切换为断开。
图4为，表示双桥臂驱动时的开关元件Q22、Q24的接通/断开状态的时间序列的一个示例的图。在图4中，从上层起概要地示出了流过电抗器L1的电流跨越0时(零交叉时)的电抗器电流IL的波形、以及开关元件Q22、Q24的接通/断开状态的一个示例。
在双桥臂驱动时，两个开关元件Q22、Q24具有适当的死区时间(未图示)，并且如图4所示以反相而进行接通/断开驱动。双桥臂驱动例如在电抗器电流IL跨越零的零交叉时被执行。并且，虽然图4所示的示例为，与在电抗器L1从正转变为负时(即，从动力运行向再生的转变时)的零交叉时相关的示例，但是，在电抗器L1从负转变为正时(即，从再生向动力运行的转变时)的零交叉时的情况下也是同样的。
并且，在该双桥臂驱动时，在开关元件Q22接通时，会由于通过开关元件Q24从接通变为断开而使电流经过上桥臂的二极管D22而流动，从而产生栅极干涉。另外，在开关元件Q24接通时，会由于通过开关元件Q23从接通变为断开而使电流经过下桥臂的二极管D24而流动，从而产生栅极干涉。由所述栅极干涉而引起的损失，在开关元件Q22以及二极管D22、和开关元件Q23以及二极管D23分别由RC－IGBT构成的情况下特别显著。
图5为表示采样正时的决定方法的一个示例的图。在图5中，示出了载波信号、和与通过电流控制部506而计算出的占空比(占空比0、占空比1、占空比2、占空比3)相对应的电平。在此，虽然作为一个示例而对开关元件Q22进行了说明(对图3(B)的再生时进行了说明)，但对于开关元件Q24(对于图3(A)的动力运行时)也可以为同样情况。并且，在双桥臂驱动时，任意一方的开关元件Q22、Q24也可以为同样情况。
在图5所示的示例中，在时间点t0处，载波信号的电平朝过占空比的电平，从而开关元件Q22断开，且断开期间开始。在时间点t1处，基于载波信号的波峰的产生，从而占空比从duty1被变更(设定)为duty2。在时刻t3处，载波信号的电平低于占空比的电平，从而开关元件Q22接通，且从时间点t1起的断开期间结束(接通期间开始)。在时刻t4处，对应于载波信号的波谷的产生，从而占空比从duty2被变更(设定)为duty3。
如上所述，采样正时以对接通/断开期间内的电抗器电流IL的电流值的平均值进行采样的方式而被决定。具体而言，采样正时被设定在接通/断开期间内的中间时间点。在图5所示的示例中，此次的断开期间(从时间点t0起至时间点t3为止的期间)内的断开期间的中间时间点为时刻t2。在图5中，由白色圆圈表示载波信号上的与采样正时对应的位置。当将从断开期间开始时(时间点t0)起至载波信号的波峰为止的时间设为“a”，将从载波信号的波峰起至断开期间的结束时(时间点t3)为止的时间设为“b”时，采样正时被设定在从断开期间的开始时(时间点t0)起经过了时间“(a+b)/2”的时间点处。
并且，接通/断开期间内的中间时间点既可以是基于开关元件Q22、Q24的栅极信号的反转正时而获得的中间时间点，也可以是基于开关元件Q22、Q24的导通状态而获得的严格的中间时间点。另外，采样正时也可以相对于接通/断开期间内的中间时间点而前后偏移。
并且，虽然在图5所示的示例中，采样正时以对该接通/断开期间内的电抗器电流IL的电流值的平均值进行采样的方式被决定，但是，采样正时也可以为载波信号的波峰(上侧的顶点)和波谷(下侧的顶点)的正时(参照图26)。
图6为，表示由驱动模式决定部518实施的单桥臂驱动和双桥臂驱动之间的切换正时的一个示例的图。图6为，表示电抗器电流IL从负向正增加的情况下的各波形的时间序列的图，(A)表示电抗器电流IL的波形的一个示例，(B)表示单桥臂驱动与双桥臂驱动之间的切换方式的一个示例。并且，虽然在此作为一个示例而对电抗器电流IL从负向正增加的情况进行说明，但是，对于电抗器电流IL从正向负减少的情况实质上也是同样的。
在图6中，包括脉动成分的电抗器电流以从负向正增加的方式(从再生向动力运行的转变过程)被示出。并且，脉动成分如上所述通过开关元件Q22、Q24的接通/断开切换而产生(参照图3)。在电抗器电流的波形上，用白色圆圈表示脉动成分减少期间的采样正时，用黑色圆圈表示脉动成分增加期间间的采样正时。白色□与电抗器电流IL的极小值对应，黑色■与电抗器电流IL的极大值对应。并且，此处所称的“极大值”以及“极小值”的意思是指，根据脉动成分而获得的“极大值”以及“极小值”(即，每一个载波周期内的“极大值”以及“极小值”)，并不是指波形整体中的“最大值”以及“最小值”。
如以下详细说明的那样，驱动模式决定部518根据开关元件Q22、Q24的两端电压VH(DC/DC变换器20的输出电压)、电抗器L1的电感Lc、蓄电池10的电压Vb，而对电抗器电流IL的时间变化率进行预测，并根据所预测出的时间变化率，而对电抗器电流IL的极大值或者极小值进行预测，且根据所预测出的极大值或者极小值与零之间的关系，而将开关元件Q22、Q24的驱动模式在单桥臂驱动与双桥臂驱动之间进行切换。
虽然电抗器电流IL的时间变化率(di/dt)的预测方法是任意的，但是，例如可以基于以下的式(1)的关系而设为以下的式(2)这样。
VH＝Lc·di/dt+Vb   式(1)
电抗器电流IL的时间变化率(di/dt)＝(VH－Vb)/Lc   式(2)
在此，DC/DC变换器20的输出电压VH可以使用对输出电压VH进行检测的电压传感器的检测值。蓄电池10的电压Vb可以使用对蓄电池10的电压Vb进行检测的电压传感器的检测值。并且，作为这些电压传感器，可以利用以其他目的而设置的电压传感器。电抗器L1的电感Lc可以使用零交叉时的电感Lc的值(例如通过实验或者计算等而导出)。
电抗器电流IL的极大值可以根据电抗器电流IL的时间变化率而进行如下的计算。
极大值＝IL(黑色圆圈)+电抗器电流IL的时间变化率(di/dt)×ΔT
在此，IL(黑色圆圈)为在黑色圆圈的采样正时处所取得的电抗器电流IL的采样值。ΔT对应于从该黑色圆圈的采样正时起至产生下一次电抗器电流IL的极大值为止的时间(以下，也称为“dt时间”)，其能够根据该黑色圆圈的采样正时处的载波信号和占空比的关系而计算出。例如，在图5所示的示例中，成为ΔT＝(a+b)/2。
电抗器电流IL的极小值可以根据电抗器电流IL的时间变化率而进行如下的计算。
极小值＝IL(白色圆圈)+电抗器电流IL的时间变化率(di/dt)×ΔT
在此，IL(白色圆圈)为在白色圆圈的采样正时处所取得的电抗器电流IL的采样值。ΔT对应于从该白色圆圈的采样正时起至产生电抗器电流IL的下一个极小值为止的时间(dt时间)，其能够根据该白色圆圈的采样正时处的载波信号和占空比的关系而计算出。例如，在图5所示的示例中，成为ΔT＝(a+b)/2。
在图6所示的示例中，在从再生向动力运行的转变过程中的单桥臂驱动中，在黑色圆圈的采样正时T1、T2、T3处，分别对电抗器电流IL的下一个极大值(黒■)进行预测，并在所预测出的电抗器电流IL的极大值小于零的情况下，继续进行单桥臂驱动(参照T1、T2)。另一方面，在所预测出的电抗器电流IL的极大值大于零的情况下，从单桥臂驱动切换为双桥臂驱动(参照T3)。
另外，在从再生向动力运行的转变过程的双桥臂驱动过程中，在白色圆圈的采样正时T4、T5、T6处，分别对电抗器电流IL的下一个极小值(黒□)进行预测，并在所预测出的电抗器电流IL的极小值小于零的情况下，继续进行双桥臂驱动(参照T4、T5)。另一方面，在所预测出的电抗器电流IL的极小值大于零的情况下，从双桥臂驱动切换为单桥臂驱动(参照T6)。
并且，虽然在图6所示的示例中，预测性地对电抗器电流的下一个极大值的预测值是否大于零进行了判断，但是，也可以预测性地对电抗器电流的下一个极大值的预测值是否超过小于零的预定阈值－Th2进行判断。预定阈值－Th2可以为与零相比而稍小的值。
另外，虽然在图6所示的示例中，在载波信号的每半个周期内设定了一次采样正时，但是，也可以增加采样正时，并在其他的采样正时实施同样的预测。例如，也可以追加与DC/DC变换器20的开关元件Q22、Q24的接通/断开切换正时同步的采样正时。与DC/DC变换器20的开关元件Q22、Q24的接通/断开切换正时同步的采样正时是指，载波信号的电平大于占空比的电平的正时、以及载波信号的电平小于占空比的电平的正时。在该情况下，也可以在所述采样正时处，对下一个极大值或者极小值实施同样的预测。并且，在于取得某个极小值的采样正时处对下一个极大值进行预测的情况、或于取得某个极大值的采样正时处对下一个极小值进行预测的情况下，dt时间ΔT实质上与所对应的开关元件Q22、Q24的栅极接通时间相同。
另外，在图6所示的示例中，电抗器电流IL的时间变化率(di/dt)的预测处理(以及随之的电抗器电流IL的极大值/极小值的计算处理、以及零交叉判断处理)也可以在从再生向动力运行的转变过程中的单桥臂驱动中，在电抗器电流IL的采样值的绝对值成为预定第一阈值Th1以下的情况下开始进行。由此，能够有效抑制处理负载。预定第一阈值Th1例如也可以与电抗器电流IL的脉动成分的能够取得的宽度(脉动宽度)的最大值(或者对其附加富余量的值)的一半相对应。并且，上述的预定阈值－Th2的绝对值小于预定第一阈值Th1的绝对值。另外，同样地，电抗器电流IL的时间变化率(di/dt)的预测处理也可以在从再生向动力运行的转变过程中的双桥臂驱动中，于以上述方式实现了从双桥臂驱动向单桥臂驱动的切换的时间点处结束。由此，能够有效抑制处理负载。
图7为表示比较例所涉及的单桥臂驱动与双桥臂驱动之间的切换方法的图，(A)表示脉动宽度较大的情况，(B)表示脉动宽度较小的情况。在比较例中，通常采样模式总是被维持，载波信号的频率也经常是固定的。另外，在比较例中，在采样正时(白色圆圈)所取得的电抗器电流IL的采样值的绝对值成为预定第一阈值Th1以内(电抗器电流IL的采样值在－Th1以上)的情况下，如图7所示，从单桥臂驱动切换为双桥臂驱动。当以此方式被切换为双桥臂驱动时，之后，如图7所示，在采样正时(白色圆圈)所取得的电抗器电流IL的采样值的绝对值大于预定第一阈值Th1(电抗器电流IL的采样值大于预定第一阈值Th1)的情况下，从双桥臂驱动返回单桥臂驱动。在这种图7所示的比较例中，双桥臂驱动期间较长，这意味着如图7(A)以及图7(B)所示，无论脉动宽度的大小如何，由栅极干涉造成的损失始终以固定比例而产生。
图8为，以与图7进行对比的方式表示本实施例所涉及的单桥臂驱动与双桥臂驱动之间的切换方法的图，(A)表示脉动宽度较大的情况，(B)表示脉动宽度较小的情况。
对图7以及图8进行对比可知，根据本实施例，由于对电抗器电流IL的时间变化率进行预测，并根据所预测出的时间变化率而对电抗器电流IL的极大值或者极小值进行预测，因此能够缩短双桥臂驱动期间，从而降低由栅极干涉造成的损失。更具体而言，由于根据所预测出的时间变化率而对电抗器电流IL的极大值或者极小值进行预测，因此，能够高精度地对电抗器电流IL的零交叉开始正时(在从再生向动力运行的的转变过程的情况下，电抗器电流IL大于零的正时)、和电抗器电流IL的零交叉结束正时(在从再生向动力运行的的转变过程的情况下，电抗器电流IL变成不小于零的正时)进行预测。由此，能够缩短双桥臂驱动期间，从而降低由栅极干涉造成的损失。
并且，虽然上述的实施例为与DC/DC变换器20中的上下桥臂的控制相关的实施例，但是，如以下所说明的那样，也能够应用于逆变器30的U相所涉及的开关元件Q1、Q2(上下桥臂)的控制、逆变器30的V相所涉及的开关元件Q3、Q4(上下桥臂)的控制、以及逆变器30的W相所涉及的开关元件Q5、Q6(上下桥臂)的控制中。
图9为，概要性地表示流过逆变器30的U相的线圈的电流(U相电流)的波形的一个示例的图。并且，以下，虽然作为代表而对流过逆变器30的U相的线圈的电流(U相电流)进行了说明，但是，对于V相以及W相也是同样的情况。
在图9中，虽然比较夸张地图示了脉动成分，但是，与上述的电抗器电流IL同样，在U相电流上通过PWM控制而附着脉动成分。
图10为逆变器30的U相电流的方向的说明图。图11(A)为，表示通过图9的A部中的载波信号和占空比的关系而进行切换的开关元件Q1、Q2的接通/断开状态的时间序列的一个示例的图。图11(B)为，表示通过图9的B部中的载波信号和占空比的关系而进行切换的开关元件Q1、Q2的接通/断开状态的时间序列的一个示例的图。
在U相电流处于正的区域的情况(除了零交叉时之外)下，如图11(A)所示，可以仅对上桥臂的开关元件Q1进行接通/断开切换，下桥臂的开关元件Q2被维持于断开状态(由上桥臂实施的单桥臂驱动)。在图11(A)所示的示例中，上桥臂的开关元件Q1在载波信号的电平超过占空比的电平时，从接通被切换为断开，而在载波信号的电平小于占空比的电平时，从断开被切换为接通。
当上桥臂的开关元件Q1接通时，电流从蓄电池10的正极侧经过电抗器L1、开关元件Q22以及上桥臂的开关元件Q1而向U相的线圈流动(参照图10的Iu1)，如图11(A)所示，从而正方向的U相电流Iu上升。接下来，当上桥臂的开关元件Q1断开时，欲在U相的线圈中继续流过的电流经过下桥臂的二极管D4而向U相的线圈流动(参照图10的Iu4)。此时，如图11(A)所示，正方向的U相电流Iu将以固定的倾斜度而减少。通过设为这种方式，正方向的U相电流Iu在上桥臂的开关元件Q1的每次接通/断开切换时，在于正的区域中使倾斜度变化的同时进行增减。并且，正方向的U相电流Iu的增减依存于占空比，占空比越大，上桥臂的开关元件Q1的接通期间越长，且正方向的U相电流Iu(振幅)越增加。
在U相电流处于负的区域的情况(除了零交叉时之外)下，如图11(B)所示，可以仅对下桥臂的开关元件Q2进行接通/断开切换，上桥臂的开关元件Q1被维持在断开状态(由下桥臂实施的单桥臂驱动)。在图11(B)所示的示例中，下桥臂的开关元件Q2在载波信号的电平超过占空比的电平时，从接通被切换为断开，载波信号的电平小于占空比的电平时，从断开被切换为接通。
当下桥臂的开关元件Q2为接通时，电流将从U相的线圈经过下桥臂的开关元件Q2而向接地侧流动(参照图10的Iu2)，且如图11(B)所示，负方向的U相电流Iu2将上升。接下来，当下桥臂的开关元件Q2断开时，欲在U相的线圈中继续流动的电流将经过上桥臂的二极管D3而向正极侧流动(参照图10的Iu3)。此时，如图11(B)所示，负方向的U相电流Iu2以固定的倾斜度而减少。通过设为这种方式，负方向的U相电流Iu2在下桥臂的开关元件Q2的每次接通/断开切换时，将在于负的区域中使倾斜度变化的同时进行增减。并且，负方向的U相电流Iu2的增减依存于占空比，占空比越大，则下桥臂的开关元件Q2的接通期间越长，且负方向的U相电流Iu2(振幅)越增加。
图12为，表示双桥臂驱动时的开关元件Q1、Q2的接通/断开状态的时间序列的一个示例的图。在图12中，从上层起概要地示出了流过U相电流Iu的电流跨越零时(零交叉时)的U相电流Iu的波形、以及开关元件Q1、Q2的接通/断开状态的一个示例。
在双桥臂驱动时，两个开关元件Q1、Q2具有适当的死区时间(未图示)，并且如图12所示，以反相而进行接通/断开驱动。双桥臂驱动例如在U相电流Iu跨越零的零交叉时被执行。并且，虽然图12所示的示例为与U相电流Iu从正的区域向负的区域转变的零交叉时(参照图9的Y1)相关的示例，但是，在U相电流从负的区域向正的区域转变的零交叉时(参照图9的Y2)的情况下，也为同样的情况。
并且，在该双桥臂驱动时，当开关元件Q1接通时，会由于通过开关元件Q2从接通变为断开而使电流经过上桥臂的二极管D3而流动(参照图10的Iu3)，从而引起栅极干涉。另外，当开关元件Q2接通时，会由于通过开关元件Q1从接通变为断开而使电流经过下桥臂的二极管D4而流动(参照图10的Iu4)，从而引起栅极干涉。由所述栅极干涉造成的损失在开关元件Q1以及二极管D3、开关元件Q2以及二极管D4分别由RC－IGBT构成的情况下特别显著。
图13为，表示由电机控制部540实施的单桥臂驱动与双桥臂驱动之间的切换正时的一个示例的图。图13为，表示U相电流Iu从负向正增加的情况下的各波形的时间序列的图，(A)表示U相电流Iu的波形的一个示例，(B)表示单桥臂驱动与双桥臂驱动之间的切换方式的一个示例。并且，在此，虽然作为一个示例对U相电流Iu从负向正增加的情况进行了说明，但是，对于U相电流Iu从正向负减少的情况，实质上也是同样的，对于V相以及W相，也是同样的情况。
在图13中，包括脉动成分的U相电流Iu以从负向正增加的方式被示出。并且，脉动成分如上所述那样通过开关元件Q1、Q2的接通/断开切换而产生(参照图11)。在U相电流的波形上，用白色圆圈表示脉动成分减少的期间内的采样正时，用黑色圆圈表示脉动成分增加的期间内的采样正时。白色□对应于U相电流Iu的极小值，黑色■对应于U相电流Iu的极大值。并且，同样地，此处所称的“极大值”以及“极小值”的含义是指，由脉动成分而获得的“极大值”以及“极小值”(即，每一个载波周期的“极大值”以及“极小值”)，并不是指波形整体上的“最大值”以及“最小值”。
如以下详细说明的那样，电机控制部540根据开关元件Q1、Q2的两端电压VH(逆变器30的输入电压)、U相线圈的电感Lu、U相线圈的感应电压Vu等，而对U相电流Iu的时间变化率进行预测，并根据所预测出的时间变化率，而对U相电流Iu的极大值或者极小值进行预测，并根据所预测出的极大值或者极小值与零的关系，而在单桥臂驱动和双桥臂驱动之间对开关元件Q1、Q2的驱动模式进行切换。对于预测方法，将在后文进行叙述。
在图13所示的示例中，在U相电流Iu从负区域向正区域的转变过程中的单桥臂驱动中，在黑色圆圈的采样正时T1、T2、T3处，分别对下一个U相电流Iu的极大值(黑色■)进行预测，并在预测出的U相电流Iu的极大值小于零的情况下，继续进行单桥臂驱动(参照T1、T2)。另一方面，在预测出的U相电流Iu的极大值大于零的情况下，从单桥臂驱动切换为双桥臂驱动(参照T3)。
另外，在U相电流Iu从负区域向正区域的转变过程中的双桥臂驱动过程中，在白色圆圈的采样正时T4、T5、T6，分别对下一个U相电流Iu的极小值(黑色□)进行预测，在预测出的U相电流Iu的极小值小于零的情况下，继续进行双桥臂驱动(参照T4、T5)。另一方面，在预测出的U相电流Iu的极小值大于零的情况下，从双桥臂驱动切换为单桥臂驱动(参照T6)。
图14为，与图13相关的U相电流Iu的时间变化率的预测方法的说明图，并为模式化表示某一个时间点的逆变器30以及行驶用电机40中的电流回路状态的图。并且，在图14中，模式化地由交流电源的记号来表示通过行驶用电机4的旋转磁场的时间变化而被激励的感应电压Vu、Vv、Vw。在图14中，i1表示从平滑用电容器C2的正极侧经由开关元件Q5、W相线圈Lw、V相线圈Lv、开关元件Q4而朝向平滑用电容器C2的负极侧的电流。i2表示经过U相线圈Lu、二极管D3、开关元件Q5以及W相线圈Lw的电流。此时，下式成立。
[数学式1]
V H = L W ( di 1 d t + di 2 d t ) + L V di 1 d t + V W - V V
0 = L W ( di 1 d t + di 2 d t ) + L U di 2 d t + V W - V U
根据数学式1的公式，在U相线圈Lu中流通的电流iu的时间变化率(dU/dt)如下。
[数学式2]
di U d t = - { V H + L V + L W L W ( - V U + V W ) + ( V V - V W ) } / { L W - ( L V + L W ) ( L U + L W ) L W }
在此，逆变器30的输入电压(DC/DC变换器20的输出电压)VH也可以使用对电压VH进行检测的电压传感器的检测值。并且，电压VH还是在DC/DC变换器20以及逆变器30的控制中所使用的控制参数(参照图2的电压控制部508)，在一般情况下被传感检测。但是，在时间变化率(dU/dt)的计算中所使用的电压VH的值也可以替代检测值，而使用VH的控制目标值(参照图2的电机目标电压VH＊)。
感应电压Vu、Vv、Vw为与行驶用电机40的转速成比例的参数。因此，感应电压Vu、Vv、Vw也可以根据行驶用电机40的转速的检测值(例如来自分解器的信号)而被计算出。例如，感应电压Vu、Vv、Vw可以预先根据与行驶用电机40的转速之间的关系而被定义在映射图中，在此情况下，与行驶用电机40的转速的检测值相对应的感应电压Vu、Vv、Vw可以根据映射图而被计算出。或者，由于在一般情况下，行驶用电机40的转速越高则脉动成分越小，因此，脉动成分成为最大的行驶用电机40的转速为零时的感应电压Vu、Vv、Vw也可以作为固定值而被使用。或者，感应电压Vu、Vv、Vw也可以被测量(检测)。
虽然各相的线圈的电感Lu、Lv、Lw根据DC重叠电流值而发生变化，但是由于是在零交叉附近的预测，因此，DC电流为零时的Lu、Lv、Lw的各值也可以作为固定值而被使用。如参照图15至图17而将在后文进行叙述的那样，电感Lu、Lv、Lw也可以根据预定的参数而被设为可变值。
U相电流Iu的极大值可以根据以上述方式被预测出的U相电流Iu的时间变化率(dU/dt)，而以如下的方式进行计算。
极大值＝Iu(黑色圆圈)+U相电流Iu的时间变化率(dU/dt)×ΔT
在此，Iu(黑色圆圈)为，在黑色圆圈的采样正时(参照图13)所取得的U相电流Iu的采样值。ΔT对应于从该黑色圆圈的采样正时起至产生下一个U相电流Iu的极大值为止的时间(dt时间)，并能够根据该黑色圆圈的采样正时的载波信号和占空比的关系而进行计算。
U相电流Iu的极小值可以根据以上述方式被预测出的U相电流Iu的时间变化率，而以如下的方式进行计算。
极小值＝Iu(白色圆圈)+U相电流Iu的时间变化率(di/dt)×ΔT
在此，Iu(白色圆圈)为，在白色圆圈的采样正时所取得的U相电流Iu的采样值。ΔT对应于从该白色圆圈的采样正时起至产生下一个U相电流Iu的极小值为止的时间(dt时间)，并能够根据该白色圆圈的采样正时的载波信号和占空比的关系而进行计算。
并且，虽然在图13所示的示例中，预测性地对U相电流Iu的下一个极大值的预测值是否大于零进行了判断，但是，也可以对U相电流Iu的下一个极大值的预测值是否超过小于零的预定阈值－Th2进行判断。预定阈值－Th2可以为与零相比而稍小的值。
另外，虽然在图13所示的示例中，在载波信号的每半个周期内设定有一次采样正时，但是，也可以增加采样正时，并在其他的采样正时实施同样的预测。例如，也可以追加与逆变器30的开关元件Q1、Q2的接通/断开切换正时的同步的采样正时。与逆变器30的开关元件Q1、Q2的接通/断开切换正时同步的采样正时是指，载波信号的电平大于占空比的电平的正时、以及载波信号的电平小于占空比的电平的正时。在该情况下，可以在所涉及的采样正时处，针对下一个极大值或者极小值实施同样的预测。并且，在于取得某个极小值的采样正时处对下一个极大值进行预测的情况、或于取得某个极大值的采样正时处对下一个极小值进行预测的情况下，dt时间ΔT实质上与所对应的开关元件Q1、Q2的栅极接通时间相同。
另外，在图13所示的示例中，U相电流Iu的时间变化率的预测处理(以及随之的U相电流Iu的极大值/极小值的计算处理、以及、零交叉判断处理)也可以在U相电流Iu从负区域向正区域的转变过程中的单桥臂驱动中，在U相电流Iu的采样值的绝对值成为预定第一阈值Th1以下的情况下开始进行。由此，能够有效抑制处理负载。预定第一阈值Th1例如也可以与U相电流Iu的脉动成分能够取得的宽度(脉动宽度)的最大值(或者对其附加富余量的值)的一半相对应。并且，上述的预定阈值－Th2的绝对值小于预定第一阈值Th1的绝对值。另外，同样地，U相电流Iu的时间变化率的预测处理也可以在U相电流Iu从负区域向正区域的转变过程中的双桥臂驱动中如上所述而实现了从双桥臂驱动向单桥臂驱动的切换的时间点处结束。由此，能够有效抑制处理负载。
接下来，参照图15至图17，对可以在U相电流Iu的时间变化率(dU/dt)的计算中使用的电感Lu、Lv、Lw的计算方法进行说明。
图15为，表示行驶用电机40中的U相电流Iu和电感Lu之间的关系的图。并且，虽然在此作为作为一个示例而对逆变器30的U相进行说明，但是，对于V相以及W相也是同样的情况。
如图15所示，电感Lu相对于U相电流Iu而具有固定的关系。因此，也可以参照基于所涉及的关系而制作的映射图，来计算出与U相电流Iu的检测值对应的电感Lu。并且，所涉及的映射图可以根据通过实验或分析等而导出的电感Lu和U相电流Iu之间的关系来制作。并且，作为U相电流Iu的检测值，可以使用U相电流Iu的采样值。
图16为，表示行驶用电机40的旋转角度(电角)与电感Lu之间的关系的图。并且，虽然在此作为一个示例而对逆变器30的U相进行说明，但是，对于V相以及W相也是同样的情况。但是，在U相、V相以及W相所涉及的各个关系中，相位各偏移了120度。
如图16所示，电感Lu相对于行驶用电机40的旋转角度而具有固定的关系。因此，也可以参照基于所涉及的关系而制作出的映射图，而计算出与行驶用电机40的旋转角度的检测值对应的电感Lu。并且，所涉及的映射图可以根据通过试验或分析等而导出的电感Lu和行驶用电机40的旋转角度的关系而制作。并且，电机40的旋转角度可以通过解析器而被检测出。
图17为表示U相线圈的温度和电感Lu的变化率之间的关系的图。并且，虽然在此作为一个示例而对逆变器30的U相进行说明，但是，对于V相以及W相也是同样的情况。并且，在图17所示的示例中，U相线圈的温度和电感Lu的变化率的关系为具有滞后现象的方式。
如图17所示，电感Lu的变化率相对于U相线圈的温度而具有固定的关系。因此，也可以参照基于所涉及的关系而制作的映射图，而计算出与U相线圈的温度的检测值对应的电感Lu的变化率。作为U相线圈的温度的检测值，也可以使用对行驶用电机40的温度进行检测的传感器的检测值。所计算出的电感Lu的变化率也可以被利用于补正中。例如，通过参照图15或者图16而进行了说明的方法而被计算出的电感Lu可以根据所计算出的电感Lu的变化率而被进行补正。由此，其结果为，U相电流Iu的时间变化率(dU/dt)根据计算出的电感Lu的变化率被进行补正。或者，等效地，利用补正前的电感Lu而计算出的U相电流Iu的时间变化率(dU/dt)也可以根据所计算出的电感Lu的变化率而被进行补正。由于在任意一种情况下，均考虑到了与U相线圈的温度的变化相对应的电感Lu的变化率，因此，能够高精度地对U相电流Iu的时间变化率(dU/dt)进行计算。
并且，参照图15以及图17的上述的电感Lu、Lv、Lw的计算方法也可以作为上述的DC/DC变换器20中的电抗器L1的电感Lc的计算方法而被采用。
另外，电感Lu、Lv、Lw也可以代替上述的计算而被测量出。在该情况下，电感Lu、Lv、Lw例如可以通过电压传感器或电感分析器而被测量出。
图18为，表示U相电流Iu从负区域向正区域的转变过程中的U相电流Iu、V相电流Iv和W相电流Iw之间的关系的图。在此，如图18所示，对区域A1～A7中的电流回路状态、和该电流回路状态时的预测式进行说明。并且，上述的图14表示图18的区域A1中的电流回路状态。区域A1～A7与U相电流Iu中的相互邻接的极大值以及极小值之间的各区间对应。
图19至图24为分别表示图18的区域A2～A7中的电流回路状态的图。
在图18的区域A2内，形成有图19所示的电流回路状态。此时，在U相线圈Lu中流通的电流iu的时间变化率(dU/dt)如下。
[数学式3]
di U d t = { V H + L V + L W L W ( V U - V W ) - ( V V - V W ) } / { L W - ( L V + L W ) ( L U + L W ) L W }
在图18的区域A3中，形成图20所示的电流回路状态。此时，与上述的数学式1的关系相同的关系成立，在U相线圈Lu中流通的电流iu的时间变化率(dU/dt)如下。
[数学式4]
di U d t = - { V H + L V + L W L W ( - V U + V W ) + ( V V - V W ) } / { L W - ( L V + L W ) ( L U + L W ) L W }
在图18的区域A4中，形成图21所示的电流回路状态。此时，在U相线圈Lu中流通的电流iu的时间变化率(dU/dt)如下。
[数学式5]
di U d t = - { V H - L V + L W L W ( V U - V W ) + ( V V - V W ) } / { L W - ( L V + L W ) ( L U + L W ) L W }
在图18的区域A5中，形成图22所示的电流回路状态。此时，在U相线圈Lu中流通的电流iu的时间变化率(dU/dt)如下。
[数学式6]
di U d t = { V H + L V + L W L W ( V U - V W ) - ( V V - V W ) } / { L W - ( L V + L W ) ( L U + L W ) L W }
在图18的区域A6中，形成图23所示的电流回路状态。此时，在U相线圈Lu中流通的电流iu的时间变化率(dU/dt)如下。
[数学式7]
di U d t = - { V H - L V + L W L W ( V U - V W ) + ( V V - V W ) } / { L W - ( L V + L W ) ( L U + L W ) L W }
在图18的区域A7中，形成图24所示的电流回路状态。此时，在U相线圈Lu中流通的电流iu的时间变化率(dU/dt)如下。
[数学式8]
di U d t = - { V H - L V + L W L V ( V U - V V ) - ( V V - V W ) } / { L V - ( L V + L W ) ( L U + L V ) L V }
通过采用这种方式，对应于U相电流Iu的采样正时的电流回路状态，在U相线圈Lu中流通的电流iu的时间变化率(dU/dt)的计算式也可以是可变的。此时，U相电流Iu的采样正时的电流回路状态可以根据各相的相电流的方向和大小、以及开关元件Q1～Q6的接通/断开状态而进行判断。并且，在图14以及图19至图24中，对于开关元件Q1～Q6中的处于接通状态的开关元件标记了符号“接通”。在图14以及图19至图24中，处于接通状态的开关元件为在双桥臂驱动时成为接通状态的开关元件。实际上，有时会成为单桥臂驱动，在单桥臂驱动时，在图19至图24中处于接通状态的开关元件中的几个开关元件会被设为断开。例如，在图14所示的示例中，在单桥臂驱动时，开关元件Q1被设为断开。并且，时间变化率(dU/dt)的计算式本身在双桥臂驱动时、单桥臂驱动时均相同。
图25为表示由电机控制部540实施的U相电流Iu的时间变化率(dU/dt)的预测处理流程的一个示例的流程图。并且，图25所示的处理可以在U相电流Iu的采样值的绝对值成为预定第一阈值Th1以下的情况下开始进行，并在每个采样正时处重复执行直至恢复为单桥臂驱动为止。
在步骤2500中，在采样正时处，对U相电流Iu、以及U相电流Iu的时间变化率(dU/dt)的预测所需的传感器值进行采样。即，取得U相电流Iu的采样值、和U相电流Iu的时间变化率(dU/dt)的预测所需的传感器值。虽然U相电流Iu的时间变化率(dU/dt)的预测所需的传感器值依存于如上所述的预测方法，但是例如为电压VH的值。并且，在此作为一个示例，将采样正时设定为载波信号的波峰(上侧的顶点)和波谷(下侧的顶点)的正时(参照图26)。
在步骤2502中，对电流变化率计算完成标识是“假(False)”还是“真(True)”进行判断。电流变化率计算完成标识在电流变化率已经被计算出的情况下，为被设置(“真”)的标识。在电流变化率计算完成标识为“假”的情况下，进入步骤2504，而在电流变化率计算完成标识为“真”的情况下，进入步骤2506。
在步骤2504中，根据在上述步骤2500中所取得的传感器值，而对U相电流Iu的时间变化率(dU/dt)进行预测，并根据所预测出的时间变化率(dU/dt)、和在上述步骤2500中所取得的U相电流Iu的采样值，而对U相电流Iu的下一个峰值(极大值或者极小值)进行预测。U相电流Iu的时间变化率(dU/dt)的预测方法可以采用上述方法。当预测出U相电流Iu的下一个峰值(极大值或者极小值)时，进入步骤2507。
在步骤2506中，不使用在上述步骤2500中所取得的传感器值，而根据上一次以前所预测出的时间变化率(dU/dt)、和在上述步骤2500中所取得的U相电流Iu的采样值，而对U相电流Iu的下一个峰值(极大值或者极小值)进行预测。上一次以前所预测出的时间变化率(dU/dt)例如在U相电流Iu的下一个峰值为极大值时，可以为紧前一次预测出极大值时所计算出的时间变化率(dU/dt)。同样地，例如在U相电流Iu的下一个峰值为极小值时，可以为紧前一次预测出极小值时所计算出的时间变化率(dU/dt)。或者，上次以前所预测出的时间变化率(dU/dt)例如在U相电流Iu的下一个峰值为极大值时，可以为在预测出此前的多个极大值时所计算出的多个时间变化率(dU/dt)的平均值。同样地，例如在U相电流Iu的下一个峰值为极小值时，可以为在预测出此前的多个极小值时所计算出的多个时间变化率(dU/dt)的平均值。或者，上次以前所预测出的时间变化率(dU/dt)例如在U相电流Iu的下一个峰值为极大值时，可以为在紧前一次预测出极小值时所计算出的时间变化率(dU/dt)的正负反转的值。同样地，例如在U相电流Iu的下一个峰值为极小值时，可以为在紧前一次预测出极大值时所计算出的时间变化率(dU/dt)的正负反转的值。根据所涉及的处理，能够在消除计算时间变化率(dU/dt)所需的处理时间的同时，抑制处理负载。因此，步骤2504的处理与上述的步骤2504的处理相比，能够在短时间内完成。当预测出U相电流Iu的下一个峰值(极大值或者极小值)时，进入步骤2507。
在步骤2507中，根据所预测出的U相电流Iu的峰值(极大值或者极小值)，而对是否需要实施从单桥臂驱动向双桥臂驱动的切换、或者是否需要从双桥臂驱动向单桥臂驱动的切换进行判断。对于该判断方法，可以参照图13而以上述的方式执行。
在步骤2508中，对下一次的dt时间ΔT是否大于预定时间Tth进行判断。下一次的dt时间ΔT可以根据下一次的载波信号和下一次的占空比(duty)之间的关系而进行计算。预定时间Tth可以对应于上述的步骤2504以及步骤2507的处理所需的时间(以下，也称为“电流预测运算时间”)。在下一次的dt时间ΔT大于预定时间Tth的情况下，进入步骤2510，在下一次的dt时间ΔT在预定时间Tth以下的情况下，进入步骤2512。
在步骤2510中，将电流变化率计算完成标识设定为“假”。在该情况下，在下一个采样周期内的处理中，通过上述的步骤2504的处理来执行预测。
在步骤2512中，将电流变化率计算完成标识设定为“真”。在该情况下，在下一个采样周期内的处理中，通过上述的步骤2506的处理来执行预测。
图26为图25的说明图，且为表示采样正时、U相电流Iu的极大值或者极小值(以下，也称为峰值)的产生正时(开关元件Q1、Q2的接通/断开切换正时)之间的关系的一个示例的图。在图26中，星形标记是指U相电流Iu的极大值或者极小值(峰值)、即应该预测出的值。dt1～dt7表示从各采样正时T1～T7起至下一个峰值的产生正时为止的时间(dt时间ΔT)。dt1～dt7为，根据载波信号和占空比之间的关系而被确定的时间。当占空比发生变化时，如图16所示，dt时间ΔT(dt1～dt7)将发生变化。具体而言，在载波信号从波谷朝向波峰的方向上，占空比越增大则dt时间ΔT越增大，而在载波信号从波峰朝向波谷的方向上，占空比越减小则dt时间ΔT越增大。
在此，在dt时间ΔT较短的情况下，有可能在下一个峰值的产生正时之前无法完成图25的步骤2507的处理。当在下一个峰值的产生正时之前无法完成图25的步骤2507的处理时，有可能无法在所期望的正时处实现单桥臂驱动与双桥臂驱动之间的切换。例如，即使在根据所预测出的峰值而判断为例如需要实施从单桥臂驱动向双桥臂驱动的切换的情况下，但如果在该时间点处已经过了该峰值的产生正时，则也会产生例如从单桥臂驱动向双桥臂驱动的切换延迟的问题。
相对于此，根据图25所示的处理，由于在dt时间ΔT在预定时间Tth以下的情况下不实施时间变化率(dU/dt)的预测，而利用时间变化率(dU/dt)的上一次以前的计算值来对U相电流Iu的下一个峰值(极大值或者极小值)进行预测，因此，能够缩短预测处理的时间。由此，即使在dt时间ΔT在预定时间Tth以下的情况下，也能够在下一个峰值的产生正时之前完成图25的步骤2507的处理。由此，能够在适当的正时实现所需的单桥臂驱动与双桥臂驱动之间的切换。
并且，虽然图25所示的处理在每个采样正时且在每一个载波周期内被执行两次，但是根据应当预测的峰值的种类(极大值或者极小值)，也可以在每一个载波周期内仅被执行一次。例如，在图26所示的示例中，也可以在U相电流Iu从负区域向正区域的转变过程中的单桥臂驱动中，仅在如采样正时T1、T3的这种脉动成分增加时的采样正时处，执行图25所示的处理。另外，在U相电流Iu从负区域向正区域的转变过程中的双桥臂驱动中(从单桥臂驱动切换为双桥臂驱动之后)，也可以仅在如采样正时T4、T6的这种脉动成分减少时的采样正时处，执行图25所示的处理。
以上，虽然对各实施例进行了详细的叙述，但是本发明并不限定于特定的实施例，在权利要求书记载的范围内，能够进行各种变形及变更。另外，还能够将前述的实施例的结构元件的全部或者多个进行组合。
例如，虽然在上述的实施例中，U相电流Iu的采样正时、U相电流Iu的时间变化率(dU/dt)的预测所需的传感器值的采样正时为相同正时，但在这些正时之间也可以存在时间差。
另外，虽然在上述的实施例中，从单桥臂驱动向双桥臂驱动的切换、以及从双桥臂驱动向单桥臂驱动的切换存在与采样正时同步进行的情况，但是，也可以采用其他的方式。例如，从单桥臂驱动向双桥臂驱动的切换、以及从双桥臂驱动向单桥臂驱动的切换也可以在包括开关元件Q22、Q24的接通/断开切换正时(载波信号的电平大于占空比的电平的正时、以及载波信号的电平小于占空比的电平的正时)在内的任意的正时执行。例如，从单桥臂驱动向双桥臂驱动的切换、以及从双桥臂驱动向单桥臂驱动的切换也可以仅在开关元件Q22、Q24的下一个接通/断开切换正时处被执行。在该情况下，为了切实地在零交叉前实现从单桥臂驱动向双桥臂驱动的切换，也可以设为使用预定第二阈值Th2(－Th2)。例如，在图6所示的示例中，在理想状况为在采样正时T3处实施从单桥臂驱动向双桥臂驱动的切换的情况下，有时需要在采样正时T3之前事先决定实施该切换的情况下，在采样正时T2预测为下一个极大值超过预定第二阈值－Th2的情况下，也可以设为在这以后的开关元件Q22、Q24的接通/断开切换正时P1或者P2处实施从单桥臂驱动向双桥臂驱动的切换。或者，如上所述，由于在采样正时T3处预测为下一个极大值超过零时，在该时间点无法实施切换，因此，也可以设为在下一个可切换的正时P3实施从单桥臂驱动至双桥臂驱动的切换。在该情况下，虽然在零交叉后实现了切换，但是能够将零交叉后的单桥臂驱动状态抑制于最小限度。
另外，虽然在上述的实施例中，作为电力转换装置的一个示例的DC/DC变换器20以及逆变器30被使用在了车辆中，但是，也可以使用于其他的用途(例如，其他的电动装置的电源装置等)中。另外，DC/DC变换器20以及逆变器30既可以作为车辆用也可以用于其他用途(例如，电动转向装置用)。
并且，本国际申请要求基于2013年2月18日申请的日本国专利申请2013－29468号的优先权，其全部内容均通过此处的参照而被援引至本国际申请中。
符号说明
1  电机驱动系统
10  蓄电池
20  DC/DC变换器
30  逆变器
40  行驶用电机
50  半导体驱动装置
Q1、Q2  U相所涉及的开关元件
Q3、Q4  V相所涉及的开关元件
Q5、Q6  W相所涉及的开关元件
Q22  上桥臂的开关元件
Q24  下桥臂的开关元件
500  控制组块
502  滤波器
504  ADC
506  电流控制部
508  电压控制部
510  电机目标电压计算部
513  载波生成部
514  栅极信号生成部
516  采样正时计算部
518  驱动模式决定部

Claims (6)

1.一种电力转换装置，具备：
成对的开关元件，其被串联连接于高电位侧端子与低电位侧端子之间，并构成上下桥臂；
线圈，其一端被连接于所述成对的开关元件之间；
控制装置，其根据所述高电位侧端子与所述低电位侧端子之间的电压、和所述线圈的电感，而对流过所述线圈的电流值的时间变化率进行计算，并根据所述计算出的电流值的时间变化率，而在仅对所述成对的开关元件中的一方进行接通/断开驱动的单桥臂驱动、和以反相而对所述成对的开关元件的双方进行接通/断开驱动的双桥臂驱动之间进行切换。
2.如权利要求1所述的电力转换装置，其中，
所述高电位侧端子与所述低电位侧端子之间的电压通过传感器而被检测出，所述线圈的电感使用规定值或者从映射图中导出的值。
3.如权利要求1或2所述的电力转换装置，其中，
所述控制装置根据所述线圈的温度的检测值而对所述线圈的电感的变化率进行计算，并根据计算出的电感的变化率而对所述电流值的时间变化率进行补正。
4.如权利要求1至3中的任意一项所述的电力转换装置，其中，
所述控制装置在载波频率的每半个周期中的每个正时处，取得流过所述线圈的电流值，并根据所述取得的流过所述线圈的电流值和所述时间变化率，来判断是否需要实施所述单桥臂驱动与所述双桥臂驱动之间的切换，
在从取得流过所述线圈的电流值的正时起到所述成对的开关元件的接通/断开切换正时为止的时间在预定时间以下的情况下，所述控制装置根据在此周期中取得的流过所述线圈的电流值、和在上一个周期以前计算出的所述电流值的时间变化率，来判断是否需要实施所述切换。
5.如权利要求1至4中的任意一项所述的电力转换装置，其中，
所述成对的开关元件以及所述线圈构成变换器，
所述控制装置根据所述高电位侧端子与所述低电位侧端子之间的电压、所述线圈的电感、和设置于所述变换器的输入侧的电源的电压，而对所述电流值的时间变化率进行计算。
6.如权利要求1至4中的任意一项所述的电力转换装置，其中，
所述线圈构成电机，所述成对的开关元件构成对所述电机进行控制的逆变器，
所述控制装置根据所述高电位侧端子与所述低电位侧端子之间的电压、所述线圈的电感、和所述电机中的感应电压，而对所述电流值的时间变化率进行计算。
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