CN104885350A - 转换器装置 - Google Patents

转换器装置 Download PDF

Info

Publication number
CN104885350A
CN104885350A CN201380065372.6A CN201380065372A CN104885350A CN 104885350 A CN104885350 A CN 104885350A CN 201380065372 A CN201380065372 A CN 201380065372A CN 104885350 A CN104885350 A CN 104885350A
Authority
CN
China
Prior art keywords
duty ratio
timing
time
switch element
carrier signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN201380065372.6A
Other languages
English (en)
Inventor
小林雅志
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Toyota Motor Corp
Original Assignee
Toyota Motor Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Toyota Motor Corp filed Critical Toyota Motor Corp
Publication of CN104885350A publication Critical patent/CN104885350A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明提供一种转换器装置，具备：转换器，其具备开关元件以及电抗器；控制装置，其在每个与载波信号的半个周期相对应的预定的占空比设定周期内对占空比进行设定，并在基于所设定的占空比与所述载波信号之间的关系的切换定时，执行所述转换器的开关元件的导通和断开切换，所述控制装置以在下次的占空比设定定时之前完成如下操作的方式来决定在本次的占空比设定周期内设定的占空比，所述操作为，对在所述电抗器中流通的电流值进行采样且根据所采样的电流值而对在下次的占空比设定定时设定的占空比进行运算。

Description

转换器装置
技术领域
本发明涉及一种转换器装置。
背景技术
一直以来，已知一种如下的升压转换器控制装置，即，通过在载波的顶点附近的预定的定时实施对在电抗器中流通的电抗器电流的采样,从而取得电抗器电流的平均值的升压转换器控制装置(例如，参照专利文献1)。
此外，已知一种如下的方法，即，将开关元件的断开期间或导通期间的中央定时的电感器的电流值作为在电感器中流通的电流的平均值而求取的方法(例如，参照专利文献2)。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2012-139084号公报
专利文献2：国际公开第2010/061654号手册
发明内容
本发明所要解决的课题
但是，虽然对转换器装置的开关元件的导通和断开切换的定时进行规定的占空比根据在电抗器中流通的电抗器电流等而被决定，但是用于对下次周期的占空比进行运算的电抗器电流的适当的采样定时依赖于本次周期的占空比。因此，存在根据在本次周期内设定的占空比，电抗器电流的适当的采样定时延迟的情况，在该情况下，存在无法在下次的占空比设定定时之前，根据所采样的电抗器电流而对下次周期的占空比进行运算的可能性。
因此，本发明的目的在于，提供一种能够以如下的方式对占空比进行运算的转换器装置，即，能够在下次的占空比设定定时之前在适当的采样定时对电抗器的电流值进行采样，且根据所采样的电流值而在下次的占空比设定定时进行设定的方式。
用于解决课题的方法
根据本发明的一个方面，提供一种转换器装置，其特征在于，具备：转换器，其具备开关元件以及电抗器；控制装置，其在每个与载波信号的半个周期相对应的预定的占空比设定周期内对占空比进行设定，并在基于所设定的占空比与所述载波信号之间的关系的切换定时，执行所述转换器的开关元件的导通和断开切换，所述控制装置以在下次的占空比设定定时之前完成如下操作的方式来决定在本次的占空比设定周期内设定的占空比，所述操作为，对在所述电抗器中流通的电流值进行采样且根据所采样的所述电流值而对在下次的占空比设定定时设定的占空比进行运算。
发明效果
根据本发明，可获得一种能够以如下的方式对占空比进行运算的转换器装置，即，能够在下次的占空比设定定时之前在适当的采样定时对电抗器的电流值进行采样，且根据所采样的电流值而在下次的占空比设定定时进行设定的方式。
附图说明
图1为表示电动汽车用电机驱动系统1的整体结构的一个示例的图。
图2为表示半导体驱动装置50中的DC/DC转换器20的控制块500的一个示例的图。
图3为表示根据载波信号与占空比之间的关系而进行切换的开关元件Q22、Q24的导通和断开状态的时间序列的一个示例的图。
图4为表示采样定时的决定方法的一个示例的图。
图5为表示各个采样定时与根据在各个采样定时所取得的电抗器电流IL的采样值而被设定的占空比之间的关系的图。
图6为表示占空比补正部512中的占空比的补正方法的一个示例的说明图。
图7为图6的说明图，且为提取了图5的一部分的概要图。
图8为考虑到占空比的下限值σ1的占空比的补正方法的说明图。
图9为考虑到占空比的上限值σ2的占空比的补正方法的说明图。
具体实施方式
以下，参照附图对各实施例进行详细说明。
图1为表示电动汽车用电机驱动系统1的整体结构的一个示例的图。电机驱动系统1为通过使用蓄电池10的电力而对行驶用电机40进行驱动从而使车辆驱动的系统。另外，电动汽车只要为使用电力而对行驶用电机40进行驱动从而进行行驶的汽车，则其方式和结构的详细内容为任意。电动汽车典型地包括动力源为发动机和行驶用电机40的混合动力汽车(HV)和动力源仅为行驶用电机40的电动汽车。
如图1所示，电机驱动系统1具备蓄电池10、DC/DC转换器20、逆变器30、行驶用电机40以及半导体驱动装置50。
蓄电池10为蓄积电力并输出直流电压的任意的蓄电装置，可以由镍氢蓄电池、锂离子蓄电池或双电层电容器等电容性元件构成。
DC/DC转换器20可以为双向的DC/DC转换器(可逆斩波方式的升压DC/DC转换器)。DC/DC转换器20也能够进行例如从200V向650V的升压转换以及从650V向200V的降压转换。也可以在DC/DC转换器20的电抗器L1的输入侧与负极线之间连接有平滑用电容器C1。
在图示的示例中，DC/DC转换器20具有两个开关元件Q22、Q24和电抗器L1。两个开关元件Q22、Q24在逆变器30的正极线与负极线之间以相互串联的方式被连接。电抗器L1以串联的方式被连接于蓄电池10的正极侧。电抗器L1的输出侧被连接于两个开关元件Q22、Q24的连接部。
在图示的示例中，DC/DC转换器20的两个开关元件Q22、Q24为IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管)。另外，开关元件Q22、Q24既可以为将二极管(例如续流二极管)D22、24作为外设元件而使用的通常的IGBT，也可以为内置有二极管D22、24的反向导通IGBT(RC(Reverse Conducting)-IGBT)。无论为那种情况，上臂的开关元件Q22的集电极均被连接于逆变器30的正极线上，并且上臂的开关元件Q22的发射极均被连接于下臂的开关元件Q24的集电极上。此外，下臂的开关元件Q24的发射极被连接于逆变器30的负极线以及蓄电池10的负极上。另外，开关元件Q22、Q24也可以为MOSFET(Metal Oxide SemiconductorField-Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)这种IGBT以外的其他的开关元件。
逆变器30由在正极线与负极线之间以相互并联的方式被配置的U相、V相、W相的各臂构成。U相臂由开关元件(在本实施例中为IGBT)Q1、Q2的串联连接形成，V相臂由开关元件(在本实施例中为IGBT)Q3、Q4的串联连接形成，W相臂由开关元件(在本实施例中为IGBT)Q5、Q6的串联连接形成。此外，在各开关元件Q1～Q6的集电极与发射极之间，分别以使电流从发射极侧流向集电极侧的方式而配置有二极管D1～D6。另外，开关元件Q1～Q6也可以为MOSFET这种IGBT以外的其他的开关元件。
行驶用电机40为三相的永久性磁铁电机，且U、V、W相的三个线圈的一端在中心点处被共同连接。U相线圈的另一端被连接于开关元件Q1、Q2的中点M1，V相线圈的另一端被连接于开关元件Q3、Q4的中点M2，W相线圈的另一端被连接于开关元件Q5、Q6的中点M3。在开关元件Q1的集电极与负极线之间连接有平滑用电容器C2。另外，行驶用电机40也可以为组合了电磁铁和永久性磁铁的混合型的三相电机。
另外，除了行驶用电机40以外，还可以并行地追加第二行驶用电机或发电机。在这种情况下，只需所对应的逆变器也并行地被追加即可。
半导体驱动装置50对DC/DC转换器20进行控制。另外，半导体驱动装置50除了对DC/DC转换器20进行控制以外，还可以对逆变器30进行控制。半导体驱动装置50也可以具体化为包括微型计算机的ECU(电子控制单元)。另外，半导体驱动装置50的各种功能(包括以下说明的功能)可以通过任意的硬件、软件、固件或它们的组合而实现。例如，半导体驱动装置50的各种功能可以通过面向特定用途的ASIC(application-specific integratedcircuit：专用集成电路)或FPGA(Field Programmable Gate Array：现场可编程门阵列)而实现。此外，半导体驱动装置50的各种功能也可以通过多个ECU协同动作而实现。
DC/DC转换器20的控制方法的概要可以为任意。典型地，半导体驱动装置50根据逆变器30的动作(动力运行或再生)而对DC/DC转换器20进行控制。例如，半导体驱动装置50在动力运行时仅对DC/DC转换器20的下臂的开关元件Q24进行导通和断开切换(由下臂实施的单臂驱动)，以使蓄电池10的电压升压并输出至逆变器30侧。此时，下臂的开关元件Q24可以被实施PWM(Pulse Width Modulation：脉宽调制)控制。此外，在再生时，仅对DC/DC转换器20的上臂的开关元件Q22进行导通和断开切换(由上臂实施的单臂驱动)，以使逆变器30侧的电压降压并输出至蓄电池10侧。此时，上臂的开关元件Q22可以被实施PWM控制。此外，在电抗器L1中流通的电流跨过零时(过零时)，半导体驱动装置50可以对两个开关元件Q22、Q24以反相的方式进行导通和断开驱动(双臂驱动)。
图2为表示半导体驱动装置50中的DC/DC转换器20的控制块500的一个示例的图。另外，在图2中还图示了与DC/DC转换器20的控制块500相关的部分(电机控制部540和行驶控制部560)。另外，电机控制部540以及行驶控制部560既可以通过实现控制块500的ECU来实现，也可以通过与实现控制块500的ECU不同的ECU来实现。
行驶控制部560可以根据例如加速器开度和车速来决定电机转矩指令值(目标驱动转矩)，并供给至电机控制部540。电机控制部540可以根据电机转矩指令值和各种传感器值等(例如，由电流传感器检测出的各相电流的检测值或由分解器检测出的电机转速的检测值)，而生成用于逆变器30的开关元件Q1～Q6的导通和断开切换的栅极信号(电机栅极信号)。电机栅极信号可以被施加于开关元件Q1～Q6的栅极上。
如图2所示，DC/DC转换器20的控制块500可以包括滤波器502、ADC(Analog to Digital Converter：数字模拟转换器)504、电流控制部506、电压控制部508、电机目标电压计算部510、占空比补正部512、载波生成部513、栅极信号生成部514以及采样定时计算部516。
从对在电抗器L1中流通的电流(以下，也称作“电抗器电流IL”)进行检测的电流传感器(未图示)向滤波器502输入有检测信号(模拟信号)。滤波器502对检测信号进行滤波并输出至ADC504。
ADC504根据采样定时计算部516所生成的采样定时而起动并实施对来自滤波器502的检测信号的采样，从而获得电抗器电流IL的采样值(数字值)。电抗器电流IL的采样值被供给至电流控制部506。
电流控制部506根据来自ADC504的电抗器电流IL的采样值和来自电压控制部508的电抗器电流IL的目标值IL＊，而对用于对DC/DC转换器20的开关元件Q22、Q24进行驱动(导通和断开切换)的占空比进行计算。此时，可以利用PI(Proportional Integral：比例积分)控制或PID(ProportionalIntegral Derivative：比例积分微分)控制。所计算出的占空比(duty)被供给至占空比补正部512。另外，电抗器电流IL的目标值IL＊可以在电压控制部508中，根据电机目标电压VH＊和平滑用电容器C2的两端的电压VH的检测值(VH传感器值)而被计算出。电机目标电压VH＊为平滑用电容器C2的两端电压VH(参照图1)的目标值。电机目标电压VH＊也可以根据来自电机控制部540的电机转速以及电机转矩指令值而被计算出。
占空比补正部512对来自电流控制部506的占空比进行补正，并对最终的占空比(补正后占空比)进行计算。由占空比补正部512实施的补正方法的一个示例将在后文中叙述。最终的占空比被供给至采样定时计算部516。
载波生成部513将预定频率的基准信号作为载波信号而生成。载波信号可以具有三角波或矩形波的波形。以下，将载波信号设为具有三角波的波形的信号而继续进行说明。载波信号的频率既可以为固定也可以为可变。例如，载波信号的频率可以以在DC/DC转换器20的温度上升时降低的方式而可变。载波信号被供给至栅极信号生成部514以及采样定时计算部516。
栅极信号生成部514根据来自载波生成部513的载波信号和来自占空比补正部512的占空比，而生成用于DC/DC转换器20的开关元件Q22、Q24的导通和断开切换的栅极信号。栅极信号被施加于开关元件Q22、Q24各个的栅极上。
采样定时计算部516根据来自载波生成部513的载波信号和来自占空比补正部512的占空比，来决定用于实施电抗器电流IL的采样(检测)的采样定时，并将表示所决定的采样定时的信号发送至ADC504。采样定时以在每个开关元件Q22、Q24的导通或断开切换周期内实施一次采样的方式而被决定。此时，采样定时以对该导通或断开期间内的电抗器电流IL的电流值的平均值进行采样的方式而被决定。采样定时的决定方法的一个示例将在后文中叙述。
图3为表示根据载波信号与占空比之间的关系而进行切换的开关元件Q22、Q24的导通和断开状态的时间序列的一个示例的图，图3(A)为从上段起概要性地表示载波信号与占空比之间的关系、动力运行时的开关元件Q22、Q24的导通和断开状态以及电抗器电流IL的波形的一个示例的图，图3(B)为从上段起概要性地表示载波信号与占空比之间的关系、再生时的开关元件Q22、Q24的导通和断开状态以及电抗器电流IL的波形的一个示例的图。
在动力运行时，例如在电抗器电流IL大于预定值Th1的情况下，如图3(A)所示，可以仅对下臂的开关元件Q24进行导通和断开切换，使上臂的开关元件Q22维持为断开状态(由下臂实施的单臂驱动)。在图3(A)所示的示例中，下臂的开关元件Q24在载波信号的电平超过占空比的电平时，将从导通被切换为断开，而在载波信号的电平低于占空比的电平时，将从断开被切换为导通。
当下臂的开关元件Q24导通时，将形成从蓄电池10的正极侧起经过电抗器L1以及开关元件Q24而返回至蓄电池10的负极侧的电流回路，且电抗器电流IL上升。此时，如图3(A)所示，电抗器电流IL以固定的倾斜度上升。接着当下臂的开关元件Q24断开时，欲在电抗器L1中继续流通的电流经过上臂的二极管D22而向逆变器30侧流通。此时，如图3(A)所示，电抗器电流IL以固定的倾斜度减少。如此，在动力运行时，电抗器电流IL在下臂的开关元件Q24的每次导通或断开切换，在正的区域内使倾斜度变化并进行增减。另外，电抗器电流IL的增减依赖于占空比，占空比越大则下臂的开关元件Q24的导通期间越长，从而电抗器电流IL越增加。
在再生时，例如在电抗器电流IL小于预定值Th2的情况下，如图3(B)所示，可以仅对上臂的开关元件Q22进行导通和断开切换，使下臂的开关元件Q24维持为断开状态(由上臂实施的单臂驱动)。另外，预定值Th2为负，例如可以为-Th1。同样地，在图3(B)所示的示例中，上臂的开关元件Q22在载波信号的电平超过占空比的电平时，将从导通被切换为断开，而在载波信号的电平低于占空比的电平时，将从断开被切换为导通。
当上臂的开关元件Q22导通时，电流将从逆变器30的正极侧起经过上臂的开关元件Q22以及电抗器L1而向蓄电池10的正极流通。此时，如图3(B)所示，电抗器电流IL以固定的倾斜度减少(在负方向上增加)。接下来，当上臂的开关元件Q22断开时，欲在电抗器L1中继续流通的电流将经过下臂的二极管D24而向蓄电池10的正极流通。此时，如图3(B)所示，电抗器电流IL以固定的倾斜度上升。如此，在再生时，电抗器电流IL在上臂的开关元件Q22的每次导通或断开切换，在负的区域中使倾斜度变化并进行增减。另外，电抗器电流IL的增减依赖于占空比，占空比越大则上臂的开关元件Q22的导通期间越长，从而电抗器电流IL越减少(在负方向上越增加)。
另外，虽然在图3所示的示例中对单臂驱动进行了例示，但是也可以执行双臂驱动。在双臂驱动时，两个开关元件Q22、Q24具有适当的死区时间，并且以反相的方式被进行导通和断开驱动。双臂驱动既可以在例如电抗器电流IL的绝对值在预定值(例如Th1)以下时被执行，也可以在其他的情况下被执行。
此外，虽然在图3所示的示例中，占空比为固定，但占空比在每个与载波信号的半个周期相对应的预定的占空比设定周期内被变更(设定)。此时，占空比可以在载波信号的波峰(上侧的顶点)和波谷(下侧的顶点)处被变更。以下，作为一个示例，而对占空比在载波信号的波峰和波谷处被变更的情况继续进行说明。另外，由于在每个占空比设定周期内设定的占空比使用通过上述的电流控制部506以及占空比补正部512而被计算出的占空比，因此由上述的电流控制部506以及占空比补正部512实施的占空比的计算也在每个与占空比设定周期相对应的周期内，即每个载波信号的半个周期内被执行一次。此外，当然也可以存在如下的情况，即，在每个占空比设定周期内被设定的占空比依赖于由上述的电流控制部506以及占空比补正部512计算出的占空比的计算结果，而临时成为固定的情况。
图4为表示采样定时的决定方法的一个示例的图。在图4中图示了载波信号和与通过电流控制部506以及占空比补正部512而被计算出的占空比(占空比0、占空比1、占空比2、占空比3)相对应的电平。在此，虽然作为一个示例，对开关元件Q22进行了说明(对图3(B)的再生时进行了说明)，但是开关元件Q24((图3(A)的动力运行时)也可以同样如此。另外，在双臂驱动时，任意一方的开关元件Q22、Q24也可以同样如此。
在图4所示的示例中，在时间点t0，载波信号的电平超过占空比的电平，开关元件Q22断开，从而断开期间开始。在时间点t1，基于载波信号的波峰的产生，占空比从占空比1被变更(设定)为占空比2。在时刻t3，载波信号的电平低于占空比的电平，开关元件Q22导通，从时间点t1起的断开期间结束(导通期间开始)。在时刻t4，基于载波信号的波谷的产生，占空比从占空比2被变更(设定)为占空比3。
如上所述，采样定时以对导通或断开期间内的电抗器电流IL的电流值的平均值进行采样的方式而被决定。具体而言，采样定时被设定于导通或断开期间内的中间时间点。在图4所示的示例中，本次的断开期间(从时间点t0起至时间点t3为止的期间)内的断开期间的中间时间点为时刻t2。在图4中用白色圆表示载波信号上的与采样定时相对应的位置。当将从断开期间开始时(时间点t0)起至载波信号的波峰为止的时间设为“a”，并将从载波信号的波峰起至断开期间的结束时(时间点t3)为止的时间设为“b”时，采样定时将被设定为从断开期间的开始时(时间点t0)起经过了时间“(a+b)/2”的时间点。
另外，导通或断开期间内的中间时间点既可以为基于开关元件Q22、Q24的栅极信号的反转定时的中间时间点，也可以为基于开关元件Q22、Q24的导通状态的严格的中间时间点。此外，采样定时也可以相对于导通或断开期间内的中间时间点而前后偏移。例如，采样定时可以被设定为，相对于导通或断开期间内的中间时间点而延迟了预定的延迟时间α后的时间点。在图4中，在载波信号上用黑色圆表示与加进了预定的延迟时间α的采样定时相对应的位置。预定的延迟时间α可以对应于在滤波器502中产生的延迟时间。即，由于电流传感器的检测信号因通过滤波器502而产生延迟时间，因此可以使采样定时延迟预定的延迟时间α，以补偿所涉及的延迟时间的影响。
图5为表示各个采样定时与根据在各个采样定时所取得的电抗器电流IL的采样值而被设定的占空比之间的关系的图。
在图5中图示了各个采样定时P1、P2、P3。如图中的箭头标记所示，根据在断开期间OFF1内的采样定时P1所取得的电抗器电流IL的采样值而被运算出的占空比，从接下来的导通期间ON1的中途(载波信号的波谷)起被设定为占空比2。占空比2被维持至接下来的断开期间OFF2的中途(载波信号的波峰)为止。此外，如图中的箭头标记所示，根据在导通期间ON1内的采样定时P2所取得的电抗器电流IL的采样值而被运算出的占空比，从接下来的断开期间OFF2的中途(载波信号的波峰)起被设定为占空比3。同样地，占空比3被维持至接下来的导通期间ON2的中途(载波信号的波谷)为止。此外，如图中的箭头标记所示，根据在断开期间OFF2内的采样定时P3所取得的电抗器电流IL的采样值而被运算出的占空比，从接下来的导通期间ON2的中途(载波信号的波谷)起被设定为占空比4。如此，在各导通或断开期间内被采样的电抗器电流IL的采样值被使用于从接下来的断开或导通期间的载波信号的波峰或波谷起而被设定的占空比的运算中。
图6为表示占空比补正部512中的占空比的补正方法的一个示例的流程图。另外，图6所示的处理的一部分或全部可以通过与采样定时计算部516的协同动作而实现。图7为图6的说明图，且为提取了图5的一部分的概要图。在此，对占空比3的补正进行说明，图7(A)表示补正前的占空比3(通过电流控制部506而被计算出的占空比)，图7(B)表示补正后的占空比3(通过占空比补正部512而被进行了补正的占空比)。
在此，在图7(A)以及图7(B)中，时间γ对应于从采样定时P3起至最终的占空比4的设定为止的处理所需的时间，以下，称作“占空比设定必要时间γ”。另外，在占空比设定必要时间γ中，从采样定时P3起至由占空比补正部512实施的最终的占空比4的计算为止所需的占空比计算处理时间占大部分。如上所述，补正前的占空比3是根据在采样定时P2所取得的电抗器电流IL的采样值而被运算出的。例如，电流控制部506根据在采样定时P2所取得的电抗器电流IL和来自电压控制部508的电抗器电流IL的目标值IL＊，而对补正前的占空比3进行运算。
图6所示的处理在补正前的占空比(在本实施例中为补正前的占空比3)通过电流控制部506而被运算出的时间点或在该时间点以后被执行，并以在本次的占空比设定定时(在本实施例中为载波信号的下一个波峰)之前完成的方式而被执行。另外，虽然在图6所示的示例中，以图6所示的处理通过软件而被实现的方式进行说明，但是如上所述，图6所示的处理的一部分或全部也可以通过硬件等而被实现。
在步骤602中，根据通过电流控制部506而被计算出的补正前的占空比3、当前被设定的占空比2以及当前的载波信号的频率，而对最近的采样定时P3进行计算。具体而言，根据当前被设定的占空比2和当前的载波信号的频率而对“a”(参照图7(A)等)进行计算，并根据通过电流控制部506而被计算出的补正前的占空比3和当前的载波信号的频率(或者在从下一个波峰起发生变化的情况下，为变化后的载波信号的频率)，而对“b”(参照图7(A)等)进行计算，从而对“(a+b)/2”(参照图7(A)等)进行计算(参照图7中的白色圆P3)。另外，如上所述，在考虑到延迟时间的情况下，采样定时还可以作为“(a+b)/2+α”而被计算出(参照图7中的黑色圆P3)。
在步骤604中，对从最近的采样定时P3起至下次的占空比设定定时(载波信号的下一个波谷)为止的时间是否在占空比设定必要时间γ以上进行判断。例如，在采样定时作为“(a+b)/2”而被决定的情况下(参照图7中的白色圆P3)，对是否满足如来的关系式进行判断。
β-{(a+b)/2-a}≥γ   式(1)
另外，{(a+b)/2-a}表示从载波信号的波峰起至最近的采样定时P3为止的时间，β表示从载波信号的波峰起至波谷为止的时间。由于β根据载波信号的频率而变化，因此也可以根据当前的载波信号的频率(或者在从下一个波峰起发生变化的情况下，为变化后的载波信号的频率)而可变。
另外，在采样定时作为“(a+b)/2+α”而被决定的情况下(参照图7中的黑色圆P3)，对是否满足如下的关系式进行判断。
β－{(a+b)/2-a+α}≥γ   式(2)
在本步骤604中，从最近的采样定时P3起至下次的占空比设定定时为止的时间在占空比设定必要时间γ以上的情况下，就此结束。即，在这种情况下，判断为无需实施对补正前的占空比3的补正，并在不实施对补正前的占空比3的补正的条件下结束。在这种情况下，占空比成为为，补正前的占空比3直接在下次的占空比设定定时(载波信号的下一个波谷)被设定的情况。另一方面，在从最近的采样定时P3起至下次的占空比设定定时为止的时间不在占空比设定必要时间γ以上的情况下，进入步骤606。
在步骤606中，对补正前的占空比3进行补正。即，以使从最近的采样定时P3起至下次的占空比设定定时为止的时间成为占空比设定必要时间γ以上的方式，对补正前的占空比3进行补正。例如，在采样定时作为“(a+b)/2”而被决定的情况下(参照图7中的白色圆P3)，可以将与满足上述的式(1)的关系的“b”的最大值相对应的占空比作为补正后的占空比3而决定。此外，在采样定时作为“(a+b)/2+α”而被决定的情况下(参照图7中的黑色圆P3)，可以将与满足上述的式(2)的关系的“b”的最大值相对应的占空比作为补正后的占空比3而决定。
另外，在图7(A)所示的示例中，由于在采样定时作为“(a+b)/2+α”而被决定的情况下，从最近的采样定时P3(参照图7中的黑色圆P3)起至下次的占空比设定定时(载波信号的下一个波谷)为止的时间与占空比设定必要时间γ相比较短，因此进入步骤606，对补正前的占空比3进行补正。如图7(B)所示，该补正的结果为，从最近的采样定时P3(参照图7中的黑色圆P3)起至下次的占空比设定定时(载波信号的下一个波谷)为止的时间成为占空比设定必要时间γ以上。
如此，根据图6所示的占空比的补正方法，在从最近的采样定时P3起至下次的占空比设定定时为止的时间小于占空比设定必要时间γ的情况下，以使从最近的采样定时P3起至下次的占空比设定定时为止的时间成为占空比设定必要时间γ以上的方式，而最终决定在本次的占空比设定周期内设定的占空比。由此，能够在下次的占空比设定定时之前，完成对根据在最近的采样定时P3所采样的电抗器电流IL的采样值而被运算的占空比(在本实施例中为占空比4)，并且在下次的占空比设定定时被设定的占空比(在本实施例中为占空比4)的运算(设为能够设定的状态)。即，在不实施上述的补正的情况下，存在即使根据在该采样定时所采样的电抗器电流IL的采样值而对占空比4进行运算，所涉及的占空比4的运算也赶不上下次的占空比设定定时的情况(作为结果，可能无法进行新的占空比的设定)。与此相对，通过实施图6所示的占空比的补正处理，从而能够防止所涉及的不良情况。
另外，虽然在图6以及图7中，对在载波信号成为波峰时被设定的占空比的补正方法进行了说明，但是对于在载波信号成为波谷时被设定的占空比的补正方法也可以同样如此。例如，对于根据在采样定时P3所采样的电抗器电流IL的采样值而被运算的占空比(占空比4)也同样能够适用。
此外，虽然在图6以及图7中没有考虑到占空比的上限值和下限值，但是也可以如以下所说明的那样，考虑占空比的上限值和下限值而实施占空比的补正。
图8为关于在载波信号成为波峰时被设定的占空比，而考虑到了占空比的下限值σ1的占空比的补正方法的说明图。另外，以下，将与满足上述的式(1)或(2)的关系的“b”的最大值相对应的占空比称作“临界点占空比”。图8(A)表示占空比的下限值σ1大于临界点占空比的情况，图8(B)表示占空比的下限值σ1小于临界点占空比的情况。占空比的下限值σ1为用于防止短路所需的物理性的界限值，可以根据死区时间或载波信号的频率等而变化。
如图8(A)所示，在占空比的下限值σ1大于临界点占空比的情况下，可以以成为占空比的下限值σ1以上的方式对占空比进行补正。另一方面，在占空比的下限值σ1小于临界点占空比的情况下，可以以成为临界点占空比以上的方式对占空比进行补正。
图9为关于在载波信号成为波谷时被设定的占空比，而考虑到了占空比的上限值σ2的占空比的补正方法的说明图。图9(A)表示占空比的上限值σ2小于临界点占空比的情况，图9(B)表示占空比的上限值σ2大于临界点占空比的情况。占空比的上限值σ2与下限值σ1同样是用于防止短路所需的物理性的界限值，可以根据死区时间或载波信号的频率等而变化。
如图9(A)所示，在占空比的上限值σ2小于临界点占空比的情况下，可以以成为占空比的上限值σ2以下的方式而对占空比进行补正。另一方面，在占空比的上限值σ2大于临界点占空比的情况下，可以以成为临界点占空比以下的方式而对占空比进行补正。
以上，虽然对各实施例进行了详细叙述，但是并不限定于特定的实施例，能够在权利要求书所记载的范围内进行各种变形以及变更。此外，还能够对前文所述的实施例的结构要素的全部或多个进行组合。
例如，虽然在上述的实施例中，在从最近的采样定时P3起至下次的占空比设定定时为止的时间小于占空比设定必要时间γ的情况下，以使从最近的采样定时P3起至下次的占空比设定定时为止的时间成为占空比设定必要时间γ的方式，而设定与满足上述的式(1)或(2)的关系的“b”的最大值相对应的占空比(临界点占空比)，但是也可以以使从最近的采样定时P3起至下次的占空比设定定时为止的时间大于占空比设定必要时间γ的方式，而设定与临界点占空比不同的占空比。例如，在对载波信号成为波峰时被设定的占空比进行补正时，可以被补正为稍大于临界点占空比的占空比。此外，在对载波信号成为波谷时被设定的占空比进行补正时，可以被补正为稍小于临界点占空比的占空比。
此外，虽然在上述的实施例中，在每个载波信号的顶点(波峰以及波谷)而对占空比进行设定，但是也可以在每个从载波信号的顶点起偏移了预定相位的定时而对占空比进行设定。
此外，虽然在上述的实施例中，DC/DC转换器20为双向的DC/DC转换器，但是转换器的类型为任意。例如，DC/DC转换器20也可以为仅能够升压或仅能够降压的转换器。例如在仅能够升压的转换器的情况下，上臂可以为没有开关元件22而仅具有二极管D22的结构。此外，在仅能够降压的转换器的情况下，下臂可以为没有开关元件24而仅具有二极管D24的结构。
此外，虽然在上述的实施例中，通过利用占空比补正部512对由电流控制部506计算出的占空比进行补正，从而决定最终的占空比，但是电流控制部506也可以内置占空比补正部512的功能。例如，电流控制部506可以将临界点占空比设为上限值或下限值，并且根据来自ADC504的电抗器电流IL的采样值和来自电压控制部508的电抗器电流IL的目标值IL＊来决定占空比。
此外，虽然在上述的实施例中，DC/DC转换器20被使用于车辆中，但是也可以被使用于其他的用途(例如，其他的电动装置的电源装置等)中。此外，DC/DC转换器20即使用于车辆，也可以被使用于其他的用途(例如，电动转向装置用)中。
另外，本国际申请要求基于2012年12月12日申请的日本专利申请2012-271390号的优先权，并且其全部内容以在此参照的方式而被援引至本国际申请中。
符号说明
1：电机驱动系统；10：蓄电池；20：DC/DC转换器；30：逆变器；40：行驶用电机；50：半导体驱动装置；Q1、Q2：U相所涉及的开关元件；Q3、Q4：V相所涉及的开关元件；Q5、Q6：W相所涉及的开关元件；Q22：上臂的开关元件；Q24：下臂的开关元件；502：滤波器；504：ADC；506：电流控制部；508：电压控制部；510：电机目标电压计算部；512：占空比补正部；513：载波生成部；514：栅极信号生成部；516：采样定时计算部；540：电机控制部；560：行驶控制部。

Claims (6)

1.一种转换器装置，其特征在于，具备：
转换器，其具备开关元件以及电抗器；
控制装置，其在每个与载波信号的半个周期相对应的预定的占空比设定周期内对占空比进行设定，并在基于所设定的占空比与所述载波信号之间的关系的切换定时，执行所述转换器的开关元件的导通和断开切换，
其中，所述控制装置以在下次的占空比设定定时之前完成如下操作的方式来决定在本次的占空比设定周期内设定的占空比，所述操作为，对在所述电抗器中流通的电流值进行采样且根据所采样的所述电流值而对在下次的占空比设定定时设定的占空比进行运算。
2.如权利要求1所述的转换器装置，其中，
所述控制装置以从对在所述电抗器中流通的电流值进行采样的采样定时起至下次的占空比设定定时为止的时间成为预定时间以上的方式，来决定在本次的占空比设定周期内设定的占空比。
3.如权利要求1或2所述的转换器装置，其中，
对在所述电抗器中流通的电流值进行采样的采样定时以在所述开关元件的一次的导通期间或断开期间内的在所述电抗器中流通的电流的平均值被采样的方式而被决定。
4.如权利要求1至3中的任一项所述的转换器装置，其中，
对在所述电抗器中流通的电流值进行采样的采样定时根据在上次的占空比设定周期内所设定的占空比和在本次的占空比设定周期内设定的占空比而被决定。
5.如权利要求4所述的转换器装置，其中，
对在所述电抗器中流通的电流值进行采样的采样定时对应于如下的时间点，即，基于在上次的占空比设定周期内所设定的占空比的上次的切换定时与基于在本次的占空比设定周期内设定的占空比的本次的切换定时之间的中间时间点。
6.如权利要求4所述的转换器装置，其中，
对在所述电抗器中流通的电流值进行采样的采样定时对应于如下的时间点，即，相对于基于在上次的占空比设定周期内所设定的占空比的上次的切换定时与基于在本次的占空比设定周期内设定的占空比的本次的切换定时之间的中间时间点，而延迟预定的延迟时间后的时间点。
CN201380065372.6A 2012-12-12 2013-11-07 转换器装置 Pending CN104885350A (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2012271390A JP5617909B2 (ja) 2012-12-12 2012-12-12 コンバータ装置
JP2012-271390 2012-12-12
PCT/JP2013/080162 WO2014091843A1 (ja) 2012-12-12 2013-11-07 コンバータ装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN104885350A true CN104885350A (zh) 2015-09-02

Family

ID=50934141

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201380065372.6A Pending CN104885350A (zh) 2012-12-12 2013-11-07 转换器装置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US20150318793A1 (zh)
JP (1) JP5617909B2 (zh)
CN (1) CN104885350A (zh)
DE (1) DE112013005939T5 (zh)
WO (1) WO2014091843A1 (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107623441A (zh) * 2016-07-14 2018-01-23 恩智浦有限公司 用于功率转换器的控制器

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6458684B2 (ja) * 2015-08-28 2019-01-30 日産自動車株式会社 電力制御方法、及び、電力制御装置
DE102016205300B4 (de) 2016-03-31 2019-08-08 Wago Verwaltungsgesellschaft Mbh Stromregelung eines pulsweitenmodulierten Stromrichters
DE102016014093A1 (de) 2016-07-01 2018-01-04 Sew-Eurodrive Gmbh & Co Kg Verfahren zum Betreiben eines Antriebs mit Wechselrichter, insbesondere eines Umrichters und Antrieb mit Wechselrichter
JP6702852B2 (ja) * 2016-12-26 2020-06-03 株式会社ケーヒン パワーコントロールユニット
KR20180094327A (ko) * 2017-02-15 2018-08-23 주식회사 만도 전동식 조향 장치의 모터 제어 장치 및 모터 제어 방법
JP7230735B2 (ja) * 2018-08-10 2023-03-01 株式会社デンソー 車両用電力変換装置

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101127480A (zh) * 2006-07-28 2008-02-20 夏普株式会社 开关电源电路
JP2012161222A (ja) * 2011-02-03 2012-08-23 Meidensha Corp 並列多重チョッパ装置
US20120215216A1 (en) * 2010-12-23 2012-08-23 The Regents Of The University Of Colorado, A Body Corporate Electrosurgical generator controller for regulation of electrosurgical generator output power

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6404655B1 (en) * 1999-12-07 2002-06-11 Semikron, Inc. Transformerless 3 phase power inverter
JP5055083B2 (ja) * 2007-10-19 2012-10-24 日立コンピュータ機器株式会社 デジタル制御電源装置
JP4972142B2 (ja) * 2009-10-26 2012-07-11 日立コンピュータ機器株式会社 力率改善装置及びその制御方法
US9270202B2 (en) * 2013-03-11 2016-02-23 Covidien Lp Constant power inverter with crest factor control

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101127480A (zh) * 2006-07-28 2008-02-20 夏普株式会社 开关电源电路
US20120215216A1 (en) * 2010-12-23 2012-08-23 The Regents Of The University Of Colorado, A Body Corporate Electrosurgical generator controller for regulation of electrosurgical generator output power
JP2012161222A (ja) * 2011-02-03 2012-08-23 Meidensha Corp 並列多重チョッパ装置

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107623441A (zh) * 2016-07-14 2018-01-23 恩智浦有限公司 用于功率转换器的控制器
CN107623441B (zh) * 2016-07-14 2020-12-25 恩智浦有限公司 用于功率转换器的控制器

Also Published As

Publication number Publication date
WO2014091843A1 (ja) 2014-06-19
JP2014117122A (ja) 2014-06-26
US20150318793A1 (en) 2015-11-05
JP5617909B2 (ja) 2014-11-05
DE112013005939T5 (de) 2015-09-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN104885350A (zh) 转换器装置
US7417393B2 (en) Load driver capable of suppressing overcurrent
US10027262B2 (en) Pseudorandom PWM variation based on motor operating point
CN101331677B (zh) 电机驱动系统中的升压变压器的控制装置和相应的控制方法
KR101147286B1 (ko) 전동기 제어장치, 구동장치 및 하이브리드 구동장치
CN102763313B (zh) 电源装置
JP4535039B2 (ja) 電源システムおよびそれを備えた車両、蓄電装置の昇温制御方法、ならびに蓄電装置の昇温制御をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取可能な記録媒体
JP4450082B2 (ja) 電動機駆動装置およびその制御方法
CN108306488B (zh) 获得较低的最小升压比的可变电压转换器
CN105827135A (zh) 死区时间插入预补偿的功率变换器
US9742337B2 (en) Power conversion apparatus
JP2013207914A (ja) 電圧変換装置の制御装置
CN101953065A (zh) 电动机驱动控制装置
CN101018008A (zh) 电压转换设备、动力输出设备以及电压转换器的控制方法
JP6495413B1 (ja) 電源システム
JP2006325374A (ja) 負荷駆動装置およびそれを搭載した電動車両
JP6040800B2 (ja) コンバータ装置
JP2014147206A (ja) 電力変換装置
JP2013153583A (ja) 電圧変換装置の制御装置
JP2013207915A (ja) 電圧変換装置の制御装置
JP2010220306A (ja) モータの制御装置
JP6935739B2 (ja) 昇圧システム
JP2022182452A (ja) 昇圧制御装置及び昇圧装置

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
EXSB Decision made by sipo to initiate substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication

Application publication date: 20150902

WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication