CN103986402B - 电动机控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供电动机控制装置。PWM信号生成单元以追随转子位置的方式生成3相的PWM信号图案，电流检测单元基于电流检测元件产生的信号和PWM信号图案，检测电动机的相电流。PWM信号生成单元，3相的PWM信号中的占空比最大的相，将载波周期的任意的相位作为基准相位使占空比向延迟侧、超前侧的双向增减，占空比最小的相以基准相位为基准使占空比向一个方向增减，占空比为2相的中间的相，以基准相位为基准使占空比向相反方向增减。由此，电流检测单元以能在PWM信号的载波周期内固定的2点的定时检测出2相的电流的方式生成3相的PWM信号图案。占空比校正单元在使各相的占空比的增减方向变化的切换的前后，增减占空比来进行校正。

Description

电动机控制装置

技术领域

本发明的实施方式涉及利用配置于逆变器电路的直流部的电流检测元件来检测相电流的电动机控制装置。

背景技术

有一种为了使用在逆变器电路的直流部插入的一个分流电阻，控制电动机而检测U、V、W各相的电流的技术。为了以该方式检测3相的全部的电流，需要在PWM（Pulse WidthModulation：脉宽调制）载波的1个周期内，以能检测2相以上的电流的方式使3相的PWM信号图案产生。为了可靠地进行这样的电流的检测，考虑如专利文献1（日本国：专利第3447366号公报）公开的那样，使各相的PWM信号脉冲移动。

但是，有时仅单纯地使脉冲移动，会在移动图案转移的定时使电动机电流呈台阶状变化。于是，会产生此时的电流变化引起转矩的变动，电动机的驱动时产生的噪声的电平增大的问题。因此，在专利文献2（日本国：特开2012-70591号公报）中，公开了一种以不使PWM信号的移动图案变化的方式设定PWM信号脉冲的配置，实现电流检测率的提高，并且，抑制电流纹波以及附随于其的噪声的增加的技术。

然而，在专利文献2的技术中，从抑制噪声的增大的目的出发，电流检测率的提高在调制率高的区域被部分受限。在此，对根据各PWM信号生成法的电流检测率进行比较。直流电流的检测所需的最小脉冲宽度τ[s］，由停顿时间、电流检测电路的延迟时间等决定。此外，电流检测所需的最小占空比Dmin[％］，根据最小脉冲宽度τ和PWM周期T[s］由（1）式求取。

Dmin＝2τ／T×100 …（1）

在此，将调制率定义为针对逆变器的线间电压振幅相对于直流电源电压的比例，在图15中，示出在设为τ=10[μs］、PWM周期100[μs］的情况下，与各方式的调制率相应的电流检测率。电流检测率作为在电角度1个周期中能检测2相以上的电流的区间的比例来计算出。

在一般的三角波比较法（◆）中，在调制率低的区域无法进行电流检测的区间较多，但在根据专利文献1的手法（■）中被进行了改善。与此相比，在使固定的PWM信号的脉冲配置可变的手法（▲），具体地说在专利文献2中，当使配置于载波周期的中央的脉冲，为3相中的占空比示出最大的相时，会提高在调制率高的区域中的电流检测率。然而，其结果是，转矩纹波增加而使电动机的驱动噪声恶化了。

发明内容

因此，提供一种电动机控制装置，其对于由单一电流检测元件提供给电动机的各相的电流，即使在调制率高的区域也能一边使电流检测率提高，一边抑制驱动噪声。

根据实施方式的电动机控制装置，PWM信号生成单元当基于电动机的相电流决定转子位置时，以追随转子位置的方式生成3相的PWM信号图案，电流检测单元基于在连接于逆变器电路的直流侧的电流检测元件产生的信号和PWM信号图案，检测电动机的相电流。PWM信号生成单元具体地说，3相的PWM信号中的占空比为最大的相，将载波周期的任意的相位作为基准相位使占空比向延迟侧、超前侧的双向增减，占空比为最小的相将所述基准相位作为基准使占空比向延迟侧、超前侧的一个方向增减，占空比为所述2相的中间的相，将所述基准相位作为基准使占空比向所述方向的相反方向增减。

由此，电流检测单元生成3相的PWM信号图案，使得能在PWM信号的载波周期内固定的2点的定时检测2相的电流。而且，占空比校正单元对于PWM信号图案的占空比，在使各相的占空比的增减方向变化的切换的前后，增减占空比来进行校正。

附图说明

图1是第一实施方式，是表示电动机控制装置的构成的功能框图。

图2是表示PWM信号生成部的内部构成的功能框图。

图3的（a）～（c）是表示各相的PWM载波与占空比指令的时间图，（d）是表示各相PWM号脉冲的生成状态的时间图。

图4是表示根据3相PWM图案检测的电动机电流的图。

图5是表示按PWM载波的每个周期产生的中断处理的流程图。

图6是表示由脉冲相位决定部以及占空比调整部进行的处理的流程图。

图7是表示3相PWM占空比的大小关系变化的定时的图。

图8是表示脉冲位置的变更规则的表的图。

图9（a）、（b）是说明在脉冲位置的切换前后进行了占空比的增减的状态的图。

图10是专利文献2的图9相当图。

图11是假设用专利文献2的手法将W相做成中央配置的情况下的图10相当图。

图12是表示第二实施方式的图2相当图。

图13是专利文献2的图16相当图。

图14是专利文献2的图17相当图。

图15是对现有技术说明电流检测率的图。

具体实施方式

（第一实施方式）

以下，参照图1至图11对第一实施方式进行说明。图1是表示电动机控制装置的构成的功能框图。直流电源部1虽然用直流电源的符号进行了表示，但在从工业交流电源生成直流电源的情况下，包含整流电路、平滑电容器等。逆变器电路（直流交流变换器）3经由正侧母线2a、负侧母线2b连接于直流电源部1，作为电流检测元件的分流电阻4插入负侧母线2b侧。逆变器电路3例如将N沟道型的功率MOSFET5（U＋、V＋、W＋、U-、V-、W-）进行3相桥式连接来构成，各相的输出端子例如分别连接于作为无刷DC电动机的电动机6的各相线圈。

分流电阻4的端子电压（与电流值对应的信号）由电流检测部7检测，电流检测部（电流检测单元）7基于所述端子电压和输出到逆变器电路3的3相的PWM信号图案，检测U、V、W各相的电流Iu、Iv、Iw。电流检测部7所检测出的各相电流当被给予DUTY生成部8并被进行A／D转换而读入时，基于电动机6的控制条件等进行运算。其结果是，用于生成各相的PWM信号的占空比U＿DUTY、V＿DUTY、W＿DUTY被决定。

图5是表示按PWM载波的每个周期而产生的中断处理的流程图。例如只要是进行矢量控制的情况，就会从设定控制条件的微型计算机等对DUTY生成部8给予电动机6的旋转速度指令ωref。于是，通过DUTY生成部8，转矩电流指令Iqref基于旋转速度指令ωref与推断的电动机6的实际的旋转速度之差分生成（S1）。此外，d轴电流指令值根据进行了全磁场系统（＝0）、强磁场系统（＋）、弱磁场系统（-）运转的哪一个，来决定极性以及值。

电动机6的转子位置θ根据电动机6的各相电流Iu、Iv、Iw来决定。于是，转矩电流Iq、励磁电流Id利用使用转子位置θ的矢量控制运算来计算出（S2）。然后，电压指令Vq是对转矩电流指令Iqref与转矩电流Iq的差分，例如进行PI控制运算来生成。电压指令Vd对于励磁电流Id侧同样进行处理来生成，电压指令Vq、Vd使用上述转子位置θ来变换为三相电压Vu、Vv、Vw（S3）。然后，基于这三相电压Vu、Vv、Vw，决定各相占空比U、V、W＿DUTY（S4）。对于在后续的步骤S5进行的“3相脉冲配置以及占空比校正处理”，将在后面叙述。

各相占空比U、V、W＿DUTY被给予到PWM信号生成部（PWM信号生成单元）9，通过比较与载波的电平，从而生成3相PWM信号。此外，下臂侧的信号也是使上述3相PWM信号反转来生成。这些信号在根据必要附加停顿时间（dead time）之后，输出到驱动电路10。驱动电路10按照被给予的PWM信号，对构成逆变器电路3的6个功率MOSFET5（U＋、V＋、W＋、U-、V-、W-）的各栅极，输出栅极信号（对于上臂侧，以升压了必要的电平的电位输出）。

接下来，对PWM信号生成部9生成3相PWM信号的方式进行说明。在逆变器电路3输出被PWM调制后的3相交流时，如前述那样，根据针对上臂侧的FET5（U＋、V＋、W＋）的通电图案，能检测确定的相的电流。以下，对各相上臂侧的栅极信号进行叙述。例如仅U相成为H电平，在V相以及W相均成为L电平的通电图案的期间中，在分流电阻4的两端产生的电压与U相电流相对应。此外，U相以及V相的两方是H电平，在W相成为L电平的区间中，使分流电阻4的两端电压的符号反转后的符号与W相电流相对应。这些关系如图4所示。

这样，只要根据PWM信号的通电图案依次检测2相的量的电流并存储起来，就虽然是分时的，但也能检测3相的量的电流。在这种情况下，虽然由于各相电流未同时检测，所以实际上会产生误差，但若没有要求特别的严密性，就在实用上没有问题，通过使用3相的量的电流检测值来解电路方程式，从而能计算出下一周期的通电图案。

此外，由于在FET5的导通、截止状态刚变化之后，电流波形不稳定，所以为了使在分流电阻4产生的电压信号在稳定的状态下读入，需要最小等待时间（稳定时间）τ（关于细节，参照专利文献2）。此外，在本实施方式中，通过基本上使用专利文献2公开的方式，从而使各相的PWM信号脉冲的输出相位，根据各相的占空比的大小移动。

图2是表示PWM信号生成部9的内部构成的图。图3是表示在PWM信号生成部9的内部生成上臂侧的3相PWM信号（U＋、V＋、W＋）的脉冲的状态的时间图。这些是专利文献2的图2、图3相当图。

在图2中，取代专利文献2的DUYT增减部11，配置脉冲相位决定部14以及占空比调整部15。从DUTY生成部8输入的各相占空比U、V、W＿DUTY当由DUYT调整部15输出调整值时，经由加法器12U、12V、12W对占空比进行加法运算（或者减法运算）。然后，加法器12U、12V、12W的输出信号被输入到脉冲生成部13，对与U、V、W各相的载波的电平进行比较的结果是，生成各相的PWM信号U±、V±、W±。

对脉冲生成部13，使用从脉冲相位决定部14选择而输出的按相而不同的波形的载波。如图3（a）～（c）所示那样，例如U相载波是锯齿状波，V相载波是三角波，W相载波是相对于U相反相的锯齿状波。脉冲相位决定部14对3相中的哪个相切换分配成为三角波、上升锯波、下降锯波的各载波，将在后面对其进行叙述。载波周期例如为100μsec。

在脉冲生成部13中，分别比较各相占空比U、V、W＿DUTY与各相载波的电平，在成为（占空比）＞（载波）的期间输出高电平脉冲。其结果是，如图3（d）所示那样，当设V相载波的振幅最小相位（三角波的谷）为基准相位时，U相的PWM信号脉冲U＋以从基准相位向延迟方向侧（图中左侧；后半）增减的方式使脉冲宽度变化，W相的PWM信号脉冲W＋以从基准相位向超前方向侧（图中右侧；前半）增减的方式使脉冲宽度变化，V相的PWM信号脉冲V＋以从基准相位向延迟、超前的两方向侧（中央）增减的方式使脉冲宽度变化。以上的处理与图5所示的步骤S5的“3相脉冲配置”相对应。在此，前半、后半、中央示出了相对于基准相位将脉冲配置于三角波载波的1个周期中的哪个位置。

此外，脉冲相位决定部14将表示如上所述将3种波形分别分配给哪个相的信息，即各相占空比脉冲的配置变更信息，输出到占空比调整部15。占空比调整部15基于上述配置变更信息以使成为对象的相的占空比脉冲增减的方式进行调整。

接下来，参照图6至图11，对本实施方式的特征性的作用进行说明。图6是表示由脉冲相位决定部14以及占空比调整部15进行的处理的流程图。脉冲相位决定部14当首先取得以前次的周期决定而存储的占空比的最大值、中间值、最小值时（S11），对这次的周期中的各相占空比U、V、W＿DUTY的大小关系进行评价而决定最大、中间、最小（S12）。

在接下来的步骤S13中，对步骤S11、S12的处理结果进行比较，判断这次占空比成为最大的相是否切换为前次。在此，若未切换最大相（否），则各相的脉冲配置位置如以往所述（无变更；S19）。即，占空比最大的相配置在中央，成为中间或者最小的相配置在前半或者后半。然后，使占空比为最大的相的载波为三角波，对于成为中间和最小的相，是上升锯波、下降锯波的任一个均可（S18）。其中，在步骤S13最大相切换而判断为“是”的情况下，应用以下说明的规则。

3相的占空比由于若是3相调制则根据电压相位角如图7所示那样产生，所以各相的占空比的大小关系（最大、中间、最小）变化的定时有6次。此外，最大占空比相变化的定时为3次。例如，在图中A的区间中，设为各相的占空比的大小关系和载波、以及占空比脉冲的产生位置按下述那样来规定。

最大相→V（三角波） 将脉冲配置于中央

中间相→U（上升锯波） 将脉冲配置于后半

最小相→W（下降锯波） 将脉冲配置于前半

接下来，当相位角前进而变为区间B的位置时，各相占空比的大小关系成为U、V、W的顺序。因此，虽然作为最大相的U相与三角波载波进行比较，但关于V相和W相，以脉冲的配置位置的变化变为最少的方式来切换载波波形。

例如，在图7所示的从区间A到B的转移中，虽然W相在区间A中使下降锯波为载波，脉冲处于前半配置，但当从此之后切换为后半配置时变化会变大。因此，在区间B也设为前半配置。另一方面，虽然V相在区间A中在三角波中载波脉冲处于中央配置，但在区间B中，在上升锯波载波中变更为后半配置。

图8是遍及全部电压相位角表示上述的配置位置变更规则的表。虽然将脉冲配置于中央的相、将脉冲配置于前半的相、将脉冲配置于后半的相切换了，但是在相同的定时切换的相限定于2相，进而配置位置的变更，从中央成为前半或后半，并限定于PWM半周期的量。由此能利用PWM配置位置变更抑制电流纹波的增大和噪声恶化。另外，在图8中示出了3电角度周期的量的图案。图案的变化遍及2周期的量，在第三周期中返回到最初的图案。

然后，图6所示的流程图的步骤S14、S15、S20按照上述的规则。在步骤S14中，判断这次的最大相是否是前次的前半相，若为“是”则转移到步骤S15，若为“否”则转移到步骤S20。在步骤S15中，按如下那样来决定配置位置。

前次前半相→中央相

前次中央相→前半相

前次后半相→后半相

此外，在步骤S20中，按如下来决定配置位置。

前次后半相→中央相

前次前半相→前半相

前次中央相→后半相

在步骤S15、S20的执行后，存储这次的各相脉冲的配置位置（S16、S21）。

接下来，对伴随配置位置变更进行各相的占空比调整的占空比调整部15进行说明。当如前述那样变更各相脉冲配置位置时，会产生PWM周期内的各相的外加电压的变化。图9（a）表示使W相脉冲的配置位置从后半变化到中央的情况下的各相脉冲状态和W相电流。此时，由于伴随配置变更，W相的正侧外加电压期间会增加，所以W相电流在配置切换的定时在正侧产生了纹波。

因此，占空比调整部15通过根据配置变化对各相占空比进行增减调整，从而抑制上述那样的纹波的电平。根据脉冲相位决定部14的变更规则，禁止从脉冲位置的前半向后半，或者从后半向前半的配置变更。也就是说，脉冲位置的变更限定于从中央向前半或后半，或限定于其相反图案。占空比调整部15的调整规则按如下这样来规定。

（1）因变更而使脉冲的产生位置接近的相，使占空比减少

（2）因变更而使脉冲的产生位置远离的相，使占空比增加。

另外，“产生位置接近”更严格来说是，前次的脉冲的截止定时（下降）与下次的脉冲的导通定时（上升）的间隔变短，“产生位置远离”是，所述截止定时与所述导通定时的间隔变长。

在此，当以图9所示的具体例进行说明时，在图9（a），W相脉冲的配置由于在切换的前后从后半向中央变更，所以相当于上述的规则（1）。也就是说，由于切换为后半→中央，所以接近产生位置。因此，如图9（b）所示那样，占空比调整部15使W相脉冲的占空比减少。此外，由于U相脉冲的配置从中央变更为后半，所以相当于上述的规则（2）。因此，如图9（b）所示那样，占空比调整部15在进行切换之前使U相脉冲的占空比增加。其结果是，如图9（b）所示那样U相、W相的电流均是切换的前后的振幅的变化量变小，纹波被抑制了。由此，能抑制电动机6的驱动噪声的增加。

另外，在占空比调整部15根据前述的规则调整的增减值，在配置变更为前半（后半）→中央配置的情况下，以变更前占空比的1／4左右为目标，优选实验性地选定噪声能最减轻的值。这也依赖于停顿时间的设定值变为几。

图6所示的步骤S22是与上述的图9的情形对应的占空比调整处理。另一方面，步骤S17由于是如步骤S15那样进行了配置变更的情况，所以对这次的中央相应用调整规则（2），对前半相应用调整规则（1）。然后，不对后半相进行调整。

另外，如图9（b）所示的U相脉冲那样，为了在进行脉冲配置的变更以前调整占空比，需要具有为此的时间余裕。例如，只要采用

·对于载波周期100μsec，占空比的切换周期为200μsec。

·占空比的切换在载波的谷进行，占空比值的更新在载波的峰进行。

等手法即可。

此外，图10是专利文献2的图9相当图，是电角度为300度、U、V相的占空比相等为89％、W相占空比为11％的情况。此时，W相从三角波的谷向延迟侧（图中右侧）直到11％附近产生脉冲。由于即使设定为停顿时间τ＝10μsec，占空比11％的脉冲宽度也是11μsec，所以还是在2次的检测定时A、B，2相的电流能没有问题地进行检测。与此相对，当假设用专利文献2的手法使W相为中央配置时如图11那样，从三角波谷向两侧产生每5.5μsec地延迟的脉冲，因此成为τ时间以下，无法检测2相的电流。

另外，在图10以及图11中，为了使实际成为检测对象的相明确而以使第一次的电流检测定时A比图3等的图示向超前侧偏移的状态进行示出。

如以上那样，根据本实施方式，PWM信号生成部9当基于电动机6的相电流决定转子位置时，以追随转子位置的方式生成3相的PWM信号图案。电流检测部7基于连接于逆变器电路3的直流侧的分流电阻4产生的信号和PWM信号图案，检测电动机6的相电流Iu、Iv、Iw。PWM信号生成部9，3相的PWM信号中的占空比为最大的相，将载波周期的任意的相位作为基准相位向延迟侧、超前侧的双向使占空比增减。此外，占空比为最小的相，以所述基准相位作为基准向延迟侧、超前侧的一个方向使占空比增减。进而占空比为所述2相的中间的相，以所述基准相位为基准使占空比向所述方向的相反方向增减。

由此，电流检测部7以能在载波周期内固定的2点的定时检测2相的电流的方式生成3相的PWM信号图案。然后，占空比调整部15对于PWM信号图案的占空比，在使各相的占空比的增减方向变化的切换的前后，使占空比增减来进行校正。

具体地说，占空比的增减方向将从双向切换到超前方向或者延迟方向（从中央相到前半相或者后半相）的相、和从超前方向或者延迟方向切换为双向（从前半相或者后半相到中央相）的相，作为校正的对象。对于切换后的占空比脉冲的导通定时接近切换前的占空比脉冲的截止定时的相，使切换后的占空比减少，对于所述导通定时远离所述截止定时的相，使切换前的占空比增加。因此，能一边抑制由脉冲产生位置的变更导致的电流纹波以及电动机驱动噪声的增加，一边使电流检测率从低调制率提高至高调制率。

（第二实施方式）

图12至图14是表示第二实施方式的图，对与第一实施方式相同的部分标注相同的附图标记并省略说明，以下对不同部分进行说明。图12是图2相当图，PWM信号生成部21将PWM信号生成部9中的脉冲相位决定部14置换为脉冲相位决定部22。第二实施方式应用专利文献2的第四实施方式，脉冲相位决定部22仅将三角波的载波输出到脉冲生成部13。

图13以及图14是专利文献2的图16以及图17相当图。其中，在这些图中，对于各相，不是在U、V、W的具体的例示，而是根据占空比的大小关系，以决定脉冲的配置位置的前半配置相、中央配置相、后半配置相来进行表示。即使在像这样仅使用1种载波，使用通过逻辑决定各相占空比脉冲的配置位置的方式的情况下，也能得到与第一实施方式同样的效果。

虽然说明了本发明的几个实施方式，但这些实施方式是作为例子提示出的，不意在限定发明的范围。这些新的实施方式能以其它的各种方式加以实施，能在不脱离发明的要旨的范围进行各种的省略、置换、变更。这些实施方式及其变形，包含在发明的范围和要旨中，并且包含在权利要求书中记载的发明及其均等的范围中。

电流检测部7在载波周期内检测2相的电流的定时，未必以载波的电平示出最小或者最大的相位为基准，只要在能检测2相的电流的范围基于载波的任意的相位进行设定即可。

此外，检测电流的定时，无需与PWM载波的周期一致，例如也可以以载波周期的2倍、4倍的周期进行检测。因此，输入到电流检测部7的电流检测定时信号无需是载波本身，例如也可以是与载波同步地具有规定的周期的脉冲信号。

也可以将分流电阻4配置于正侧母线2a。此外，电流检测元件不限于分流电阻4，例如也可以设置CT（Current Transformer：变流器）等。

开关元件也可以不限于N沟道型的MOSFET地使用P沟道型的MOSFET、IGBT、功率晶体管等。

对于占空比的增减值，并不局限于以变更前占空比的1／4左右为目标，只要根据个别的设计适当地进行变更即可。

Claims (2)

1.一种电动机控制装置，其具备以下构成：

电流检测元件，连接于驱动电动机的逆变器电路的直流侧，产生与电流值对应的信号；

PWM信号生成单元，基于所述电动机的相电流决定转子位置，以追随所述转子位置的方式生成3相的PWM信号图案；

电流检测单元，基于在所述电流检测元件产生的信号和所述PWM信号图案，检测所述电动机的相电流；以及

占空比校正单元，对所述PWM信号图案的占空比进行校正，

所述PWM信号生成单元生成3相的PWM信号图案，以使得：

对于所述3相的PWM信号中的占空比为最大的相，将载波周期的任意的相位作为基准相位，使占空比向延迟侧、超前侧的双向增减，

对于所述3相的PWM信号中的占空比最小的相，将所述基准相位作为基准，使占空比向延迟侧、超前侧的一个方向增减，

对于所述3相的PWM信号中的占空比大小为2相的中间的相，将所述基准相位作为基准，使占空比向所述方向的相反方向增减，

由此，所述电流检测单元能在所述PWM信号的载波周期内固定的2点的定时检测出2相的电流，

所述占空比校正单元在使各相的占空比的增减方向变化的切换的前后，增减占空比来进行校正，

对于所述切换后的占空比脉冲的导通定时接近切换前的占空比脉冲的截止定时的相，所述占空比校正单元使切换后的占空比减少，

对于所述导通定时远离所述截止定时的相，所述占空比校正单元使切换前的占空比增加。

2.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其中，

所述占空比校正单元将占空比的增减方向从所述双向切换到所述超前方向或者延迟方向的相和从所述超前方向或者延迟方向切换到所述双向的相，作为校正的对象。