CN113508520A - 转换器装置、马达驱动装置以及空气调节机 - Google Patents

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下麦卓也
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Abstract

具备：电力变换电路(5)，具备电抗器(4a)以及开关元件(4c)，该电力变换电路(5)将从交流电源(1)供给的交流电力的电压整流成直流电压，使该直流电压升压而输出；电流检测器(7)，检测在电抗器(4a)中流过的电流；滤波器电路(10a)，对由电流检测器(7)检测到的第1信号实施滤波器处理；以及控制部(12)，根据载波以及由滤波器电路(10a)生成的第2信号来生成控制信号，根据该控制信号以作为载波的周期的第一周期控制开关元件(4c)。滤波器电路(10a)截断第一周期的重复频率分量，使比第一周期长的第二周期的重复频率分量通过。

Description

转换器装置、马达驱动装置以及空气调节机
技术领域
本发明涉及将交流电力变换为直流电力的转换器装置及具备转换器装置的马达驱动装置以及空气调节机。
背景技术
有如下转换器装置：该转换器装置使用包括二极管的整流电路和包括开关元件的升压电路，将所供给的交流电力变换为直流电力而输出。这种转换器装置能够对交流电力进行整流，并使开关元件导通截止，从而进行使整流电压升压的升压动作。
在转换器装置中，为了控制升压电路的开关元件，需要在升压电路中流过的电流的信息。因此，在升压电路中，在升压电路的前级或电路内设置电流检测器。电流检测器的检测信号被传送到处理器。处理器根据电流检测器的检测信号控制升压电路的开关元件的导通截止。
近年来，由碳化硅、氮化镓、氧化镓或者金刚石这样的宽带隙(Wide Band Gap：WBG)半导体形成的金属氧化物半导体场效应晶体管(Metal Oxide Semiconductor FieldEffect Transistor：MOSFET)、高电子移动度晶体管(High Electron MobilityTransistor：HEMT)这样的能够进行高速动作的开关元件受到关注。由于这些开关元件的出现，在升压电路中，开关速度的高速化也成为趋势。由于开关速度的高速化，在电流检测器的检测信号中，包含噪声的不需要的频率分量被大量包含。因此，从检测信号去除不需要的频率分量而得到准确的电流值成为关键的技术之一。
在下述专利文献1中公开了在对马达进行可变速控制的马达驱动电路中的过电流保护装置中具备对由在马达驱动电路中流过的直流电流产生的电压进行滤波的滤波器电路的结构。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2014-176273号公报
发明内容
专利文献1以过电流保护为目的，所以该技术的本质在于抑制检测电压所包含的噪声。因而，在将专利文献1的技术用于转换器装置的电流检测的情况下，有可能不适当地设定滤波器电路的滤波器特性。在未适当地设定滤波器电路的滤波器特性的情况下，电流值的检测精度有可能会下降。当根据检测精度下降的电流值来进行控制时，产生转换器装置的动作变得不稳定这样的问题。
本发明是鉴于上述问题而完成的，其目的在于得到能够抑制电流值的检测精度的下降，使动作变稳定的转换器装置。
为了解决上述课题，达到目的，本发明的转换器装置具备：电力变换电路，具备电抗器以及一个以上的开关元件，该电力变换电路将从交流电源供给的交流电力的电压变换为直流电压而输出；以及电流检测器，检测在电抗器或者开关元件中流过的电流。另外，转换器装置具备滤波器电路，该滤波器电路对由电流检测器检测到的第1信号实施滤波器处理。转换器装置还具备控制部，该控制部根据载波以及由滤波器电路生成的第2信号来生成控制信号，根据该控制信号以作为载波的周期的第一周期控制开关元件。滤波器电路截断第一周期的重复频率分量，使比第一周期长的第二周期的重复频率分量通过。
根据本发明的转换器装置，起到能够抑制电流值的检测精度的下降，使动作变稳定这样的效果。
附图说明
图1是示出实施方式1的转换器装置的结构例的图。
图2是示出用于实施方式1的动作说明的各种波形例的第1图。
图3是示出与图2对比的比较例的波形的图。
图4是示出用于实施方式1的动作说明的各种波形例的第2图。
图5是示出与图4对比的比较例的波形的图。
图6是示出实施方式1中的滤波器电路的截断特性的一个例子的图。
图7是示出实施方式2的马达驱动装置的结构例的图。
图8是示出将图7所示的马达驱动装置应用于空气调节机的例子的图。
(符号说明)
1：交流电源；2：整流电路；4：升压电路；4a：电抗器；4b：逆流阻止二极管；4c：开关元件；5：电力变换电路；6：平滑电容器；7：电流检测器；8、9：电压检测器；10：信号处理电路；10a、10b、10c：滤波器电路；12：控制部；12a：处理器；12b：存储器；14a、14b：电线；50：负载；100：转换器装置；110：马达驱动装置；120：逆变器装置；122：马达；504：压缩要素；505：压缩机；506：制冷循环部；506a：四通阀；506b：室内热交换器；506c：膨胀阀；506d：室外热交换器。
具体实施方式
以下，参照附图详细地说明本发明的实施方式的转换器装置、马达驱动装置以及空气调节机。此外，本发明并不限于以下的实施方式。
实施方式1.
图1是示出实施方式1的转换器装置100的结构例的图。实施方式1的转换器装置100具备电力变换电路5，该电力变换电路5对从交流电源1供给的交流电力的电压进行整流，使整流后的直流电压升压而供给到负载50。电力变换电路5是将从交流电源1供给的交流电力的电压整流成直流电压，使该直流电压升压而输出的电路。电力变换电路5具备整流电路2、升压电路4以及平滑电容器6。负载50包括被供给来自转换器装置100的电力的逆变器装置以及由逆变器装置驱动的马达。
整流电路2构成为具备桥连接的4个二极管。整流电路2对从交流电源1输出的交流电压进行整流。
由整流电路2整流后的整流电压被施加到升压电路4。升压电路4使从整流电路2输出的整流电压升压。平滑电容器6对从升压电路4输出的升压电压进行平滑。由平滑电容器6平滑后的电压被施加到负载50。
升压电路4具备电抗器4a、逆流阻止二极管4b以及开关元件4c。开关元件4c具备二极管，该二极管反并联地连接于作为开关元件4c的一端的漏极与作为另一端的源极之间。反并联的连接意味着MOSFET的漏极与二极管的阴极连接，MOSFET的源极与二极管的阳极连接。此外，二极管也可以使用MOSFET自身在内部具有的寄生二极管。寄生二极管还被称为体二极管。
开关元件4c的一个例子是图示的MOSFET，但也可以使用绝缘栅极双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor：IGBT)。另外，MOSFET一般是由硅(Si)系列材料形成的Si－MOSFET，但优选使用由WBG半导体形成的WBG－MOSFET。如果使用WBG－MOSFET，则能够使针对开关元件4c的开关控制高速化。另外，也可以代替WBG－MOSFET而使用前述HEMT。
WBG－MOSFET的作为开关时的电流的上升特性的di/dt高。因此，作为在电流的上升时产生的电力损耗的开关损耗变小。因而，如果使用WBG－MOSFET，则能够使升压电路4中的消耗电力降低。
另外，一般而言，WBG半导体的耐电压以及耐热性比硅半导体高。因此，通过使用WBG－MOSFET，开关元件4c的耐电压性以及容许电流密度变高，能够使嵌入有开关元件4c的半导体模块小型化。
开关元件4c以及平滑电容器6以跨过整流电路2的输出端的正负间的方式连接。在整流电路2中，桥连接的4个二极管中的阴极彼此对接地连接的上部侧为正侧，阳极彼此对接地连接的下部侧为负侧。电抗器4a以在整流电路2的输出端的正侧的电线14a中将整流电路2的正侧的输出端与开关元件4c的一端进行连结的方式配置。
逆流阻止二极管4b以使阳极连接于开关元件4c的一端，使阴极连接于平滑电容器6的一端的方式配置。即，逆流阻止二极管4b以使电流从整流电路2的正侧流到平滑电容器6的正侧的方式连接。通过该连接，从平滑电容器6的正侧向整流电路2的正侧的电流被逆流阻止二极管4b阻止。此外，逆流阻止二极管4b也可以以使阴极连接于开关元件4c的另一端、使阳极连接于平滑电容器6的另一端的方式配置。电线14a、14b有时被称为直流母线。
转换器装置100还具备信号处理电路10以及控制部12。另外，在转换器装置100中配置有电流检测器7、电压检测器8以及电压检测器9。信号处理电路10具备滤波器电路10a、10b、10c。控制部12具备处理器12a以及存储器12b。滤波器电路10a、10b、10c的一个例子是图示的低通滤波器(Low Pass Filter：LPF)。
电流检测器7检测在电抗器4a中流过的电流。电流检测器7的一个例子是变流器(Current Transformer：CT)。电抗器电流的检测信号Idc被输入到滤波器电路10a。此外，有时将电抗器电流的检测信号Idc称为“第1信号”。滤波器电路10a对电抗器电流的检测信号Idc实施后述滤波器处理。由滤波器电路10a进行的滤波器处理的详细内容将在后面叙述。实施滤波器处理后的检测信号Idc_fil被输入到处理器12a。此外，有时将检测信号Idc_fil称为“第2信号”。
电压检测器8检测交流电源1的输出电压。将交流电源1的输出电压适当地称为“电源电压”。电源电压的检测信号Vs被输入到滤波器电路10b。滤波器电路10b去除电源电压的检测信号Vs所包含的噪声。实施滤波器处理后的检测信号Vs_fil被输入到处理器12a。
电压检测器9检测平滑电容器6的电压。在平滑电容器6中，由升压电路4升压后的电压被平滑而保持。将保持于平滑电容器6的电压称为“电容器电压”或者“升压电压”。电容器电压的检测信号Vdc被输入到滤波器电路10c。滤波器电路10c去除电容器电压的检测信号Vdc所包含的噪声。实施滤波器处理后的检测信号Vdc_fil被输入到处理器12a。
处理器12a根据实施各个滤波器处理后的检测信号Idc_fil、检测信号Vs_fil、Vdc_fil以及载波，生成用于控制开关元件4c的控制信号Cs。
处理器12a是运算装置、微型处理器、微型计算机、CPU(Central ProcessingUnit，中央处理单元)或者DSP(Digital Signal Processor、数字信号处理器)这样的运算单元。存储器12b是RAM(Random Access Memory，随机存取存储器)、ROM(Read OnlyMemory，只读存储器)、闪存存储器、EPROM(Erasable Programmable ROM，可擦可编程只读存储器)、EEPROM(注册商标)(Electrically EPROM，电可擦可编程只读存储器)这样的非易失性或者易失性的半导体存储器。在存储器12b中保存有执行后述处理器12a的功能的程序。处理器12a经由包括未图示的模拟数字(Analog Digital：AD)变换器的接口交换所需的信息，处理器12a执行保存于存储器12b的程序，从而控制电力变换电路5。基于处理器12a的运算结果存储于存储器12b。
接下来，说明实施方式1的转换器装置100的基本的动作。首先，当开关元件4c接通时，整流电路2的输出端经由电抗器4a以及开关元件4c而电短路，在电抗器4a以及开关元件4c中流过电流。将该动作称为“电源短路动作”。通过电源短路动作，在电抗器4a中流过的电流上升，能量积蓄于电抗器4a。当在该状态下使开关元件4c关断时，在电抗器4a中流过的电流减少，在电抗器4a中产生遵循L(di/dt)的电压。在此所称的“i”是在接通时在电抗器4a中流过的电流，在此所称的“L”是电抗器4a的电感。
如果整流电路2的输出电压与电抗器4a的电压之和比电容器电压高，则逆流阻止二极管4b导通，向平滑电容器6流过电流，平滑电容器6被充电。当电抗器4a的能量释放结束时，电抗器4a的电压下降，在整流电路2的输出电压与电抗器4a的电压之和比电容器电压下降的时间点，逆流阻止二极管4b换向。逆流阻止二极管4b以防止电流的逆流的方式连接，所以平滑电容器6的电压被保持。通过重复这些动作，电容器电压比电源电压上升。通过以上的动作，在平滑电容器6中负载50的驱动所需的升压电压被保持。
此外，在图1中示出了将电抗器4a、逆流阻止二极管4b以及开关元件4c作为1组的一级结构的升压电路，但不限定于该结构。电抗器4a、逆流阻止二极管4b以及开关元件4c的组也可以为两个以上。即，也可以是电抗器4a、逆流阻止二极管4b以及开关元件4c的组并联地连接多个的多级的升压电路的结构。
另外，在图1中电流检测器7检测在电抗器4a中流过的电流，但不限定于该结构。也可以在开关元件4c的另一端与电线14b之间配置电流检测器，检测在开关元件4c中流过的电流。该情况下的电流检测器的例子是CT或者分流电阻。
接下来，说明实施方式1的转换器装置100中的主要部分的动作。图2是示出用于实施方式1的动作说明的各种波形例的第1图。在图2的下层部分示出了实施方式1的转换器装置100进行动作时的电抗器4a中所流过的各种波形例。横轴是时间，纵轴是振幅。横轴中的“20ms”是电源1周期的时间(50Hz的情况)。“CCM”意味着连续模式，“DCM”意味着不连续模式。另外，在下层部分用实线表示的三角波状的波形K1是被输入到滤波器电路10a的电抗器电流的检测信号Idc，用虚线表示的正弦波状的波形K2是检测信号Idc的有效值。
在图2的上层部分放大示出不连续模式时的波形。在上层部分，用实线表示的锯齿形波状的波形K3是载波。波形K4、K5分别是将下层部分的波形K1、K2进行放大而得到的。另外，波形K6是由滤波器电路10a进行的滤波器处理后的检测信号Idc_fil。点A表示AD变换的定时，点B表示电流检测的定时。用粗实线表示的波形K7是取入到处理器12a的检测电流。
如波形K4所示，在不连续模式下存在不流过电流的区间，但滤波器处理后的电流波形如波形K6所示，相比于波形K4，电流变化小。其结果，检测信号Idc的有效值(波形K5)与取入到处理器12a的检测电流(波形K7)之差变小。另外，可知即使电流检测的定时不同，仍有大致相同的电流值被取入到处理器12a。
图3是示出与图2对比的比较例的波形的图。另外，图3示出不存在滤波器电路10a的情况下的波形。在图3中，用实线表示的三角波状的波形K12是电抗器电流的检测信号Idc，用虚线表示的波形K13是检测信号Idc的有效值。用粗实线表示的波形K14是取入到处理器12a的检测电流。从图2与图3的比较能够理解，在不存在滤波器电路10a的情况下，检测信号Idc的有效值(波形K13)与取入到处理器12a的检测电流(波形K14)之差变大。因此，在不具有滤波器电路10a的情况下，特别是在不连续模式下，难以得到准确的检测电流的有效值。
此外，图3是不具有滤波器电路10a的情况下的例子，但即使在具有滤波器电路10a的情况下，在滤波器电路10a的截断特性未与转换器装置100的特性一致的情况下，仍有可能无法得到准确的检测电流的有效值。用图2说明该情况下的情形，在图2的上层部分，检测信号Idc的有效值(波形K5)与取入到处理器12a的检测电流(波形K7)之差变大。
另一方面，实施方式1中的滤波器电路10a的截断特性与转换器装置100的特性一致。此外，关于滤波器电路10a的截断特性将在后面叙述，以下说明作为转换器装置100的控制的特征的“间拔控制”。
图4是示出用于实施方式1的动作说明的各种波形例的第2图。在图4中，以时序图的形式示出了间拔控制的概念。在间拔控制中，如图4所示，在一个控制周期的期间进行AD变换、控制运算以及定时器转送的处理。在AD变换中包括将作为模拟信号的电流检测器7以及电压检测器8、9的检测值变换为数字信号的处理。在控制运算中包括生成用于控制开关元件4c的脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation：PWM)信号的处理。定时器转送是使用定时器的数据转送处理。
在一个控制周期内，输出两个周期量的载波。在一个控制周期内的各载波周期，输出同一占空比即同一脉冲宽度的PWM信号。因而，在间拔控制(thinning-out control)中，以载波周期控制开关元件4c。
此外，图1是升压电路为一级的情况下的例子，相对于控制周期的一个周期，更新一次检测信号。另一方面，在升压电路是多级的结构且针对每个升压电路而具有电流检测器的情况下，依照升压电路的级数，相对于控制周期的一个周期更新多次检测信号。例如，在是升压电路为两级的结构的情况下，相对于控制周期的一个周期更新两次检测信号。
另外，在图4中示出了一个控制周期为载波周期的两倍的例子，但不限定于该例子。一个控制周期也可以是载波周期的n倍(n为2以上的整数)。另外，在间拔控制中，不包括n＝1，所以一个控制周期比一个载波周期长。因而，在间拔控制中，由电流检测器7进行的电流检测以比载波周期长的控制周期实施。此外，有时将载波周期称为“第一周期”，将控制周期称为“第二周期”。
另外，上述时域的关系能够用频域换种方式描述。首先，控制周期的重复频率比载波周期的重复频率低。而且，控制周期的重复频率也可以是载波周期的重复频率的1/m倍(m为2以上的整数)。
图5是示出与图4对比的比较例的波形的图。图5示出了控制周期与载波周期一致的情况。在一个控制周期内，进行AD变换、控制运算以及定时器转送的处理的情况与图4相同，但在一个控制周期内，输出一次PWM信号，不会输出多次PWM信号。
在例如使用微型计算机(以下，简称为“微机”)作为处理器12a的情况下，根据微机的处理能力，有时无法在一个载波周期中完成控制运算。特别是，当开关速度变高时，作为载波周期的重复频率的载波频率变高，该趋势变得显著。在这样的情况下，有效的是将作为控制周期的重复频率的控制频率设定成比载波频率低的间拔控制。即，间拔控制在处理器12a的处理能力不太高的情况下是有效的。如果采用间拔控制，则能够使用廉价的微机来进行高速的开关控制，所以包括电抗器4a的低成本化在内，还能够实现转换器装置100的低成本化。
接下来，说明实施方式1中的滤波器电路10a的截断特性。图6是示出实施方式1中的滤波器电路10a的截断特性的一个例子的图，是LPF的例子。在图6中，横轴表示频率，纵轴表示振幅。另外，fc表示滤波器电路10a的截止频率，f1表示载波频率，f2表示控制频率。如图6所示，载波频率f1比截止频率fc高，控制频率f2比截止频率fc低。由此，载波频率f1的衰减率比控制频率f2的衰减率大，相反，控制频率f2的衰减率比载波频率f1的衰减率小。
如果将图6所示的截断特性应用于滤波器电路10a，则能够截断载波周期的重复频率分量，并使控制周期的重复频率分量通过。其结果，能够使从滤波器电路10a输出的波形(图2的波形K6)与输入到滤波器电路10a的波形的有效值(图2的波形K5)接近。由此，能够抑制电抗器电流的检测信号Idc的检测精度的下降，能够使转换器装置100的动作变稳定。
在将滤波器电路10a设为使用了电容器以及电阻的LPF的情况下，其截止频率fc用以下的(1)式表示。
fc＝1/(2πCR)…(1)
在上述(1)式中，C是电容器的容量值，R是电阻的电阻值。此时，如图6所示，设定成截止频率fc比载波频率f1低，且比控制频率f2高。作为具体例，在载波频率f1＝100[kHz]、控制频率f2＝50[kHz]的情况下，设定为R＝2.0[kΩ]、C＝0.001[uF]即可。在该例子的情况下，fc≒80[kHz]，所以满足上述图6的关系。
在上述例子的情况下，作为商用电源的频率的50Hz或者60Hz的频率分量(以下，称为“电源频率分量”)包含于滤波器电路10a的通带。因此，在由滤波器电路10a进行的滤波器处理后的检测信号Idc_fil中，能够减小电源频率分量附近的波形的钝化。由此，能够减小检测值的检测延迟。
此外，在上述中，说明了滤波器电路10a为LPF的情况，但不限定于LPF。也可以代替LPF而使用陷波滤波器(Notch Filter)。在该情况下，陷波滤波器构成为具有能够截断载波周期的重复频率分量的滤波器特性即可。
如以上说明，根据实施方式1的转换器装置，电流检测器以比控制开关元件的第一周期长的第二周期检测电流。然后，滤波器电路对电流检测器的检测信号实施滤波器处理，截断第一周期的重复频率分量，使第二周期的重复频率分量通过。由此，能够得到电流值的检测精度的下降被抑制、能够使装置的动作变稳定这样的效果。
此外，在实施方式1中，说明了被输入电流检测器7的检测信号的滤波器电路10a的滤波器特性，但也可以是分别被输入电压检测器8、9的检测信号的滤波器电路10b、10c具有与滤波器电路10a同样的特性。由此，能够抑制电压值的检测精度的下降，所以能够有助于装置的动作进一步变稳定。
另外，在实施方式1中，例示出如图1所示的升压电路由一级构成的所谓的单切换(single switch)升压转换器或者升压电路由多级构成的所谓的交织(interleaved)转换器，但并不限定于这些。单切换升压转换器以及交织转换器是在整流后的直流侧升压的类型的转换器。作为转换器，还有在整流前的交流侧即交流电源侧升压的类型的转换器，也可以使用该类型的转换器。作为在交流电源侧升压的类型的转换器，有简易脉冲振幅调制(Pulse Amplitude Modulation：PAM)转换器、多电平转换器、二极管无桥转换器等。这些任意的转换器也是通过经由至少一个开关元件使配置于交流电源侧的电抗器进行电源短路动作，从而进行使电源电压升压的动作的转换器，能够用于实施方式1的电力变换电路5。
实施方式2.
在实施方式2中，说明具备在实施方式1中说明的转换器装置100的马达驱动装置。
图7是示出实施方式2的马达驱动装置110的结构例的图。图7所示的实施方式1的马达驱动装置110具有图1所示的转换器装置100和逆变器装置120。如前述那样，转换器装置100是将从交流电源1供给的交流电力变换为直流电力的装置。逆变器装置120是将从转换器装置100供给的直流电力变换为交流电力的装置。
马达122连接于逆变器装置120的输出侧。逆变器装置120通过将变换后的交流电力供给到马达122，驱动马达122。
图7所示的马达驱动装置110能够应用于送风机、压缩机以及空气调节机这样的产品。此外，在图7中例示出由马达驱动装置110驱动的设备是马达122的情况，但不限定于该例子。逆变器装置120是供给交流电力的装置，只要是被输入交流电力的设备即可，也可以是马达122以外的设备。
在与马达122连接的未图示的负载中，当发生负载变动时，在马达122中流过的马达电流也会变动。其结果，转换器装置100内的电抗器电流也变动。如上所述，实施方式1的转换器装置100能够抑制电抗器电流的检测精度的下降，使装置的动作变稳定。因此，即使马达电流变动，仍会有稳定的直流电力从转换器装置100供给到逆变器装置120。因而，马达驱动装置110也能够稳定地驱动马达122。
图8是示出将图7所示的马达驱动装置110应用于空气调节机的例子的图。马达122连接于马达驱动装置110的输出侧，马达122连结于压缩要素504。压缩机505具备马达122和压缩要素504。制冷循环部506以包括四通阀506a、室内热交换器506b、膨胀阀506c以及室外热交换器506d的方式构成。
在空气调节机的内部循环的制冷剂的流路以从压缩要素504经由四通阀506a、室内热交换器506b、膨胀阀506c、室外热交换器506d，再次经由四通阀506a而返回到压缩要素504的方式构成。马达驱动装置110从交流电源1接受电力的供给，使马达122旋转。马达122进行旋转，从而压缩要素504能够执行制冷剂的压缩动作，使制冷剂在制冷循环部506的内部循环。
根据实施方式2的马达驱动装置，构成为具备实施方式1的电源装置。由此，在应用了实施方式2的马达驱动装置的产品中，能够享有在实施方式1中说明的效果。
此外，以上的实施方式所示的结构表示本发明的内容的一个例子，既能够与其它公知的技术进行组合，还能够在不脱离本发明的要旨的范围对结构的一部分进行省略、变更。

Claims (9)

1.一种转换器装置，具备：
电力变换电路，具备电抗器以及一个以上的开关元件，该电力变换电路将从交流电源供给的交流电力的电压变换为直流电压而输出；
电流检测器，检测在所述电抗器或者所述开关元件中流过的电流；
滤波器电路，对由所述电流检测器检测到的第1信号实施滤波器处理；以及
控制部，根据载波以及由所述滤波器电路生成的第2信号来生成控制信号，根据所述控制信号以作为所述载波的周期的第一周期控制所述开关元件，
所述滤波器电路截断所述第一周期的重复频率分量，使比所述第一周期长的第二周期的重复频率分量通过。
2.根据权利要求1所述的转换器装置，其中，
所述电流检测器以所述第二周期检测所述电流。
3.根据权利要求1或者2所述的转换器装置，其中，
所述控制部相对于所述第二周期的一个周期至少更新一次所述第1信号。
4.根据权利要求1至3中的任意一项所述的转换器装置，其中，
所述滤波器电路是低通滤波器。
5.根据权利要求1至3中的任意一项所述的转换器装置，其中，
所述滤波器电路是陷波滤波器。
6.根据权利要求1至5中的任意一项所述的转换器装置，其中，
所述开关元件由宽带隙半导体形成。
7.根据权利要求6所述的转换器装置，其中，
所述宽带隙半导体是碳化硅、氮化镓、氧化镓或者金刚石。
8.一种马达驱动装置，具备：
权利要求1至7中的任意一项所述的转换器装置；以及
逆变器装置，将从所述转换器装置输出的直流电力变换为交流电力。
9.一种空气调节机，具备权利要求8所述的马达驱动装置。
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