WO2020183575A1 - コンバータ装置、モータ駆動装置及び空気調和機 - Google Patents

コンバータ装置、モータ駆動装置及び空気調和機 Download PDF

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voltage
filter circuit
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憲嗣 岩崎
有澤　浩一
卓也 下麥
智 一木
啓介 植村
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三菱電機株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a converter device that converts AC power into DC power, and a motor drive device and an air conditioner provided with the converter device.
  • converter device that converts the supplied AC power into DC power and outputs it using a rectifier circuit composed of diodes and a booster circuit composed of switching elements.
  • This type of converter device can perform a boosting operation to boost the rectified voltage by turning on and off the switching element while rectifying the AC power.
  • the booster circuit In the converter device, in order to control the switching element of the booster circuit, information on the current flowing through the booster circuit is required. Therefore, the booster circuit is provided with a current detector in front of the booster circuit or in the circuit. The detection signal of the current detector is transmitted to the processor. The processor controls the on / off of the switching element of the booster circuit based on the detection signal of the current detector.
  • MOSFET Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor
  • WBG wide band gap
  • Switching elements capable of high-speed operation such as transistors (High Electron Mobility Transistor: HEMT)
  • HEMT High Electron Mobility Transistor
  • Patent Document 1 discloses a configuration in which an overcurrent protection device in a motor drive circuit that controls a motor at a variable speed includes a filter circuit that filters a voltage generated by a direct current flowing through the motor drive circuit.
  • Patent Document 1 aims at overcurrent protection, the essence of the technique is to suppress noise contained in the detected voltage. Therefore, when the technique of Patent Document 1 is used for current detection of a converter device, the filter characteristics of the filter circuit may not be set appropriately. If the filter characteristics of the filter circuit are not set properly, the detection accuracy of the current value may decrease. If the control is performed by the current value whose detection accuracy is lowered, there arises a problem that the operation of the converter device becomes unstable.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to obtain a converter device capable of suppressing a decrease in current value detection accuracy and stabilizing an operation.
  • the converter device includes a reactor and one or more switching elements, converts the voltage of the AC power supplied from the AC power supply into a DC voltage, and outputs the voltage. It includes a power conversion circuit and a current detector that detects a current flowing through a reactor or a switching element. Further, the converter device includes a filter circuit that filters the first signal detected by the current detector. Further, the converter device generates a control signal based on the second signal generated by the carrier and the filter circuit, and controls the switching element in the first cycle, which is the carrier cycle, based on the control signal. To be equipped. The filter circuit blocks the repeating frequency component of the first cycle and passes the repeating frequency component of the second cycle longer than the first cycle.
  • the converter device According to the converter device according to the present invention, it is possible to suppress a decrease in the detection accuracy of the current value and stabilize the operation.
  • FIG. 1 is a diagram showing various waveform examples used for explaining the operation of the first embodiment.
  • FIG. 2 shows an example of various waveforms used for explaining the operation of the first embodiment.
  • the figure which shows the waveform of the comparative example compared with FIG. The figure which shows an example of the cutoff characteristic of the filter circuit in Embodiment 1.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of the converter device 100 according to the first embodiment.
  • the converter device 100 according to the first embodiment includes a power conversion circuit 5 that rectifies the voltage of the AC power supplied from the AC power supply 1, boosts the rectified DC voltage, and supplies the rectified DC voltage to the load 50.
  • the power conversion circuit 5 is a circuit that rectifies the voltage of AC power supplied from the AC power supply 1 to a DC voltage, boosts the DC voltage, and outputs the voltage.
  • the power conversion circuit 5 includes a rectifier circuit 2, a booster circuit 4, and a smoothing capacitor 6.
  • the load 50 includes an inverter device to which electric power is supplied from the converter device 100, and a motor driven by the inverter device.
  • the rectifier circuit 2 is configured to include four diodes that are bridge-connected.
  • the rectifier circuit 2 rectifies the AC voltage output from the AC power supply 1.
  • the rectified voltage rectified by the rectifier circuit 2 is applied to the booster circuit 4.
  • the booster circuit 4 boosts the rectified voltage output from the rectifier circuit 2.
  • the smoothing capacitor 6 smoothes the boosted voltage output from the booster circuit 4.
  • the voltage smoothed by the smoothing capacitor 6 is applied to the load 50.
  • the booster circuit 4 includes a reactor 4a, a backflow blocking diode 4b, and a switching element 4c.
  • the switching element 4c includes a diode connected in antiparallel between a drain at one end of the switching element 4c and a source at the other end.
  • the anti-parallel connection means that the drain of the MOSFET and the cathode of the diode are connected, and the source of the MOSFET and the anode of the diode are connected.
  • a parasitic diode that the MOSFET itself has inside may be used. Parasitic diodes are also called body diodes.
  • the switching element 4c is the MOSFET shown in the figure, but an insulated gate bipolar transistor (IGBT) may be used.
  • the MOSFET is generally a Si-MOSFET formed of a silicon (Si) -based material, but it is preferable to use a WBG-MOSFET formed of a WBG semiconductor. If the WBG-MOSFET is used, the switching control for the switching element 4c can be speeded up. Further, the above-mentioned HEMT may be used instead of the WBG-MOSFET.
  • WBG-MOSFET has a high di / dt, which is the rising characteristic of the current during switching. Therefore, the switching loss, which is the power loss that occurs when the current rises, is reduced. Therefore, if WBG-MOSFET is used, the power consumption in the booster circuit 4 can be reduced.
  • WBG semiconductors have higher withstand voltage and heat resistance than silicon semiconductors. Therefore, by using the WBG-MOSFET, the withstand voltage resistance and the allowable current density of the switching element 4c are increased, and the semiconductor module incorporating the switching element 4c can be miniaturized.
  • the switching element 4c and the smoothing capacitor 6 are connected so as to straddle the positive and negative of the output end of the rectifier circuit 2.
  • the rectifier circuit 2 of the four diodes bridge-connected, the upper side where the cathodes are abutted and connected is the positive side, and the lower side where the anodes are abutted and connected is the negative side.
  • the reactor 4a is arranged so as to connect the positive output end of the rectifier circuit 2 and one end of the switching element 4c in the electrical wiring 14a on the positive side of the output end of the rectifier circuit 2.
  • the backflow blocking diode 4b is arranged so that the anode is connected to one end of the switching element 4c and the cathode is connected to one end of the smoothing capacitor 6. That is, the backflow blocking diode 4b is connected so that a current flows from the positive side of the rectifier circuit 2 to the positive side of the smoothing capacitor 6. By this connection, the current from the positive side of the smoothing capacitor 6 to the positive side of the rectifier circuit 2 is blocked by the backflow blocking diode 4b.
  • the backflow blocking diode 4b may be arranged so that the cathode is connected to the other end of the switching element 4c and the anode is connected to the other end of the smoothing capacitor 6.
  • the electrical wirings 14a and 14b are sometimes called DC bus lines.
  • the converter device 100 further includes a signal processing circuit 10 and a control unit 12. Further, the converter device 100 is provided with a current detector 7, a voltage detector 8, and a voltage detector 9.
  • the signal processing circuit 10 includes filter circuits 10a, 10b, and 10c.
  • the control unit 12 includes a processor 12a and a memory 12b.
  • An example of the filter circuits 10a, 10b, and 10c is the illustrated low-pass filter (Low Pass Filter: LPF).
  • the current detector 7 detects the current flowing through the reactor 4a.
  • An example of the current detector 7 is a current transformer (CT).
  • Detection signal I dc reactor current is input to the filter circuit 10a.
  • the reactor current detection signal I dc may be referred to as a "first signal”.
  • Filter circuit 10a performs a filtering process to be described later with respect to the detection signal I dc reactor current. Details of the filter processing by the filter circuit 10a will be described later.
  • the filtered detection signal I dc_fil is input to the processor 12a.
  • the detection signal I dc_fil may be referred to as a "second signal”.
  • the voltage detector 8 detects the output voltage of the AC power supply 1.
  • the output voltage of the AC power supply 1 is appropriately referred to as a "power supply voltage”.
  • the power supply voltage detection signal Vs is input to the filter circuit 10b.
  • the filter circuit 10b removes noise included in the detection signal Vs of the power supply voltage.
  • the filtered detection signal V s_fil is input to the processor 12a.
  • the voltage detector 9 detects the voltage of the smoothing capacitor 6.
  • the voltage boosted by the booster circuit 4 is smoothed and held in the smoothing capacitor 6.
  • the voltage held in the smoothing capacitor 6 is called a "capacitor voltage” or a "boosting voltage”.
  • the detection signal Vdc of the capacitor voltage is input to the filter circuit 10c.
  • the filter circuit 10c removes noise contained in the detection signal Vdc of the capacitor voltage.
  • the filtered detection signal V dc_fil is input to the processor 12a.
  • the processor 12a generates a control signal C s for controlling the switching element 4c based on the respective filtered detection signals I dc_fil , detection signals V s_fil , V dc_fil, and carriers.
  • the processor 12a is a computing means such as an arithmetic unit, a microprocessor, a microcomputer, a CPU (Central Processing Unit), or a DSP (Digital Signal Processor).
  • the memory 12b is a non-volatile or volatile semiconductor memory such as a RAM (Random Access Memory), a ROM (Read Only Memory), a flash memory, an EEPROM (Erasable Programmable ROM), or an EEPROM (registered trademark) (Electrically EPROM).
  • the memory 12b stores a program that executes the function of the processor 12a described later.
  • the processor 12a sends and receives necessary information via an interface including an analog digital (AD) converter (not shown), and the processor 12a executes a program stored in the memory 12b to form a power conversion circuit 5. Control. The calculation result by the processor 12a is stored in the memory 12b.
  • AD analog digital
  • the backflow blocking diode 4b When the sum of the output voltage of the rectifier circuit 2 and the voltage of the reactor 4a becomes higher than the capacitor voltage, the backflow blocking diode 4b conducts, a current flows toward the smoothing capacitor 6, and the smoothing capacitor 6 is charged.
  • the energy of the reactor 4a is completely released, the voltage of the reactor 4a drops, and when the sum of the output voltage of the rectifier circuit 2 and the voltage of the reactor 4a drops below the capacitor voltage, the backflow blocking diode 4b commutates. .. Since the backflow blocking diode 4b is connected so as to prevent the backflow of current, the voltage of the smoothing capacitor 6 is maintained. By repeating these operations, the capacitor voltage rises above the power supply voltage. By the above operation, the smoothing capacitor 6 holds the boosted voltage required for driving the load 50.
  • FIG. 1 shows a booster circuit having a one-stage configuration including a reactor 4a, a backflow blocking diode 4b, and a switching element 4c as a set, but the present invention is not limited to this configuration.
  • the number of pairs of the reactor 4a, the backflow blocking diode 4b, and the switching element 4c may be two or more. That is, a plurality of stages of booster circuits in which a plurality of sets of a reactor 4a, a backflow blocking diode 4b, and a switching element 4c are connected in parallel may be configured.
  • the current detector 7 detects the current flowing through the reactor 4a, but the present invention is not limited to this configuration.
  • a current detector may be arranged between the other end of the switching element 4c and the electric wiring 14b to detect the current flowing through the switching element 4c.
  • An example of a current detector in this case is a CT or shunt resistor.
  • FIG. 2 is a first diagram showing various waveform examples used for explaining the operation of the first embodiment.
  • various waveform examples flowing in the reactor 4a when the converter device 100 according to the first embodiment is operated are shown.
  • the horizontal axis is time and the vertical axis is amplitude. “20 ms” on the horizontal axis is the time of one power supply cycle (in the case of 50 Hz).
  • CCM means continuous mode and "DCM” means discontinuous mode.
  • the triangular wave-shaped waveform K1 shown by the solid line is the detection signal Idc of the reactor current input to the filter circuit 10a
  • the sinusoidal waveform K2 shown by the broken line is the effective value of the detection signal Idc . Is.
  • the waveform in the discontinuous mode is enlarged and shown.
  • the sawtooth waveform K3 shown by the solid line is a carrier.
  • the waveforms K4 and K5 are enlarged versions of the waveforms K1 and K2 in the lower stage, respectively.
  • the waveform K6 is a detection signal I dc_fil after filtering by the filter circuit 10a.
  • Point A indicates the timing of AD conversion
  • point B indicates the timing of current detection.
  • the waveform K7 shown by the thick solid line is the detection current taken into the processor 12a.
  • the waveform K4 As shown in the waveform K4, there is a section in which the current does not flow in the discontinuous mode, but the current waveform after the filtering process has a smaller current change than the waveform K4 as shown in the waveform K6. ..
  • the difference between the effective value of the detection signal I dc (waveform K5) and the detection current (waveform K7) taken into the processor 12a is small. Further, it can be seen that substantially the same current value is taken into the processor 12a even if the current detection timing is different.
  • FIG. 3 is a diagram showing a waveform of a comparative example compared with FIG. 2. Further, FIG. 3 shows a waveform when the filter circuit 10a does not exist.
  • the triangular wavy waveform K12 shown by the solid line is the detection signal I dc of the reactor current
  • the waveform K13 shown by the broken line is the effective value of the detection signal I dc .
  • the waveform K14 shown by the thick solid line is the detection current taken into the processor 12a.
  • FIG. 3 shows an example in the case where the filter circuit 10a is not provided, but even when the filter circuit 10a is provided, the cutoff characteristic of the filter circuit 10a matches the characteristics of the converter device 100. Otherwise, it is possible that an accurate effective value of the detected current cannot be obtained.
  • the difference between the effective value of the detection signal Idc (waveform K5) and the detection current (waveform K7) taken into the processor 12a becomes large in the upper part of FIG. ..
  • the cutoff characteristic of the filter circuit 10a in the first embodiment matches the characteristic of the converter device 100.
  • the cutoff characteristics of the filter circuit 10a will be described later, and the "thinning control", which is a characteristic of the control of the converter device 100, will be described below.
  • FIG. 4 is a second diagram showing various waveform examples used for explaining the operation of the first embodiment.
  • FIG. 4 shows the concept of thinning control in the form of a time chart.
  • AD conversion includes a process of converting the detected values of the current detector 7 which is an analog signal and the voltage detectors 8 and 9 into a digital signal.
  • the control calculation includes a process of generating a pulse width modulation (PWM) signal for controlling the switching element 4c.
  • PWM pulse width modulation
  • Timer transfer is a data transfer process using a timer.
  • FIG. 1 is an example in the case where the booster circuit has one stage, and the detection signal is updated once for one cycle of the control cycle.
  • the detection signal is updated a plurality of times for one control cycle according to the number of stages of the booster circuit. Will be done. For example, when the booster circuit has a two-stage configuration, the detection signal is updated twice for one cycle of the control cycle.
  • the carrier cycle may be referred to as a "first cycle” and the control cycle may be referred to as a "second cycle".
  • the repetition frequency of the control cycle is lower than the repetition frequency of the carrier cycle.
  • the repetition frequency of the control cycle may be 1 / m times the repetition frequency of the carrier cycle (m is an integer of 2 or more).
  • FIG. 5 is a diagram showing a waveform of a comparative example in comparison with FIG. FIG. 5 shows a case where the control cycle and the carrier cycle coincide with each other.
  • the processing of AD conversion, control calculation, and timer transfer is performed within one control cycle as in FIG. 4, but one PWM signal is output and a plurality of PWM signals are output within one control cycle. Is never output.
  • microcomputer When a microcomputer (hereinafter abbreviated as "microcomputer") is used as the processor 12a, the control calculation may not be completed in one carrier cycle depending on the processing capacity of the microcomputer. In particular, as the switching speed becomes higher, the carrier frequency, which is the repetition frequency of the carrier cycle, becomes higher, and this tendency becomes remarkable. In such a case, thinning control in which the control frequency, which is the repetition frequency of the control cycle, is set lower than the carrier frequency is effective. That is, the thinning control is effective when the processing capacity of the processor 12a is not very high. If the thinning control is adopted, high-speed switching control can be performed by using an inexpensive microcomputer, so that the cost of the converter device 100 can be reduced, including the cost reduction of the reactor 4a.
  • FIG. 6 is a diagram showing an example of the cutoff characteristics of the filter circuit 10a according to the first embodiment, and is an example of an LPF.
  • the horizontal axis represents frequency and the vertical axis represents amplitude.
  • fc indicates the cutoff frequency of the filter circuit 10a
  • f1 indicates the carrier frequency
  • f2 indicates the control frequency.
  • the carrier frequency f1 is higher than the cutoff frequency fc
  • the control frequency f2 is lower than the cutoff frequency fc.
  • the attenuation rate of the carrier frequency f1 is larger than the attenuation rate of the control frequency f2, and conversely, the attenuation rate of the control frequency f2 is smaller than the attenuation rate of the carrier frequency f1.
  • the filter circuit 10a having the blocking characteristic shown in FIG. 6 If the filter circuit 10a having the blocking characteristic shown in FIG. 6 is applied, the repeating frequency component of the control cycle can be passed while blocking the repeating frequency component of the carrier cycle. As a result, the waveform output from the filter circuit 10a (waveform K6 in FIG. 2) can be brought closer to the effective value of the waveform input to the filter circuit 10a (waveform K5 in FIG. 2). As a result, it is possible to suppress a decrease in the detection accuracy of the reactor current detection signal Idc , and it is possible to stabilize the operation of the converter device 100.
  • C is the capacitance value of the capacitor
  • R is the resistance value of the resistor.
  • the cutoff frequency fc is set to be lower than the carrier frequency f1 and higher than the control frequency f2.
  • fc ⁇ 80 [kHz] which satisfies the relationship shown in FIG.
  • a frequency component of 50 Hz or 60 Hz which is the frequency of the commercial power supply (hereinafter, referred to as “power supply frequency component”), is included in the pass band of the filter circuit 10a. Therefore, in the detection signal I dc_fil after the filter processing by the filter circuit 10a, the bluntness of the waveform near the power supply frequency component can be reduced. As a result, the detection delay of the detected value can be reduced.
  • the filter circuit 10a is an LPF
  • a notch filter (Notch Filter) may be used instead of the LPF.
  • the notch filter may be configured to have a filter characteristic capable of blocking the repeating frequency component of the carrier period.
  • the current detector detects the current in a second cycle longer than the first cycle in which the switching element is controlled. Then, the filter circuit filters the detection signal of the current detector, cuts off the repeating frequency component of the first cycle, and passes the repeating frequency component of the second cycle. As a result, it is possible to suppress a decrease in the detection accuracy of the current value and to stabilize the operation of the device.
  • the filter characteristics of the filter circuit 10a to which the detection signal of the current detector 7 is input have been described, but the filter circuits 10b and 10c to which the detection signals of the voltage detectors 8 and 9 are input are described. , It may have the same characteristics as the filter circuit 10a. As a result, it is possible to suppress a decrease in the detection accuracy of the voltage value, which can contribute to further stabilization of the operation of the device.
  • a so-called one-stone boost converter in which the booster circuit is composed of one stage, or a so-called interleaved converter in which the booster circuit is composed of a plurality of stages is exemplified. It is not limited to.
  • the one-stone boost converter and the interleaved converter are type converters that boost the voltage on the DC side after rectification.
  • the converter also includes a type of converter that boosts the voltage on the AC side before rectification, that is, on the AC power supply side, and this type of converter may be used.
  • the type of converter that boosts the voltage on the AC power supply side includes a simple pulse amplitude modulation (PAM) converter, a multi-level converter, a diode bridgeless converter, and the like. Each of these converters performs an operation of boosting the power supply voltage by short-circuiting the reactor arranged on the AC power supply side via at least one switching element, and performs the power conversion of the first embodiment. It can be used in the circuit 5.
  • PAM pulse amplitude modulation
  • Embodiment 2 In the second embodiment, the motor drive device including the converter device 100 described in the first embodiment will be described.
  • FIG. 7 is a diagram showing a configuration example of the motor drive device 110 according to the second embodiment.
  • the motor drive device 110 according to the first embodiment shown in FIG. 7 includes a converter device 100 shown in FIG. 1 and an inverter device 120.
  • the converter device 100 is a device that converts AC power supplied from AC power supply 1 into DC power.
  • the inverter device 120 is a device that converts the DC power supplied from the converter device 100 into AC power.
  • a motor 122 is connected to the output side of the inverter device 120.
  • the inverter device 120 drives the motor 122 by supplying the converted AC power to the motor 122.
  • the motor drive device 110 shown in FIG. 7 can be applied to products such as a blower, a compressor, and an air conditioner. Note that FIG. 7 illustrates a case where the device driven by the motor driving device 110 is the motor 122, but the present invention is not limited to this example.
  • the inverter device 120 is a device that supplies AC power, and may be any device to which AC power is input, and may be a device other than the motor 122.
  • the motor current flowing through the motor 122 also fluctuates.
  • the reactor current in the converter device 100 also fluctuates.
  • the converter device 100 according to the first embodiment can suppress a decrease in the detection accuracy of the reactor current and stabilize the operation of the device. Therefore, even if the motor current fluctuates, stable DC power is supplied to the inverter device 120 from the converter device 100. Therefore, the motor driving device 110 can also stably drive the motor 122.
  • FIG. 8 is a diagram showing an example in which the motor drive device 110 shown in FIG. 7 is applied to an air conditioner.
  • a motor 122 is connected to the output side of the motor drive device 110, and the motor 122 is connected to the compression element 504.
  • the compressor 505 includes a motor 122 and a compression element 504.
  • the refrigeration cycle unit 506 is configured to include a four-way valve 506a, an indoor heat exchanger 506b, an expansion valve 506c, and an outdoor heat exchanger 506d.
  • the flow path of the refrigerant circulating inside the air conditioner is from the compression element 504 via the four-way valve 506a, the indoor heat exchanger 506b, the expansion valve 506c, the outdoor heat exchanger 506d, and again via the four-way valve 506a. , It is configured to return to the compression element 504.
  • the motor drive device 110 receives electric power from the AC power supply 1 and rotates the motor 122.
  • the compression element 504 executes a compression operation of the refrigerant by rotating the motor 122, and the refrigerant can be circulated inside the refrigeration cycle unit 506.
  • the power supply device according to the first embodiment is provided.
  • the effect described in the first embodiment can be enjoyed in the product to which the motor drive device according to the second embodiment is applied.

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Abstract

リアクタ（４ａ）及びスイッチング素子（４ｃ）を備え、交流電源（１）から供給される交流電力の電圧を直流電圧に整流し、この直流電圧を昇圧して出力する電力変換回路（５）と、リアクタ（４ａ）に流れる電流を検出する電流検出器（７）と、電流検出器（７）によって検出された第１の信号に対してフィルタ処理を施すフィルタ回路（１０ａ）と、キャリア及びフィルタ回路（１０ａ）によって生成された第２の信号に基づいて制御信号を生成し、この制御信号に基づいてキャリアの周期である第１の周期でスイッチング素子（４ｃ）を制御する制御部（１２）と、を備える。フィルタ回路（１０ａ）は、第１の周期の繰り返し周波数成分を遮断し、第１の周期よりも長い第２の周期の繰り返し周波数成分を通過させる。

Description

コンバータ装置、モータ駆動装置及び空気調和機
　本発明は、交流電力を直流電力に変換するコンバータ装置、並びにコンバータ装置を備えたモータ駆動装置及び空気調和機に関する。
　ダイオードで構成された整流回路と、スイッチング素子で構成された昇圧回路とを用いて、供給された交流電力を直流電力に変換して出力するコンバータ装置がある。この種のコンバータ装置は、交流電力を整流しつつ、スイッチング素子をオンオフすることで、整流電圧を昇圧する昇圧動作を行うことが可能である。
　コンバータ装置において、昇圧回路のスイッチング素子を制御するには、昇圧回路に流れる電流の情報が必要である。このため、昇圧回路には、昇圧回路の前段もしくは回路内に電流検出器が設けられる。電流検出器の検出信号は、プロセッサに伝送される。プロセッサは、電流検出器の検出信号に基づいて、昇圧回路のスイッチング素子のオンオフを制御する。
　近年、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドといったワイドバンドギャップ（Ｗｉｄｅ　Ｂａｎｄ　Ｇａｐ：ＷＢＧ）半導体により形成された金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＭＯＳＦＥＴ）、高電子移動度トランジスタ（Ｈｉｇｈ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎ　Ｍｏｂｉｌｉｔｙ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＨＥＭＴ）といった高速動作が可能なスイッチング素子が注目されている。これらのスイッチング素子の出現により、昇圧回路においても、スイッチング速度の高速化がトレンドとなっている。スイッチング速度の高速化により、電流検出器の検出信号にはノイズを含む不要な周波数成分が多く含まれるようになる。このため、検出信号から不要な周波数成分を除去して、正確な電流値を得ることがキーとなる技術の一つとなっている。
　下記特許文献１には、モータを可変速制御するモータ駆動回路における過電流保護装置において、モータ駆動回路に流れる直流電流によって発生する電圧をフィルタリングするフィルタ回路を備える構成が開示されている。
特開２０１４－１７６２７３号公報
　特許文献１は、過電流保護を目的としているため、その技術の本質は、検出電圧に含まれるノイズを抑制することにある。従って、特許文献１の技術をコンバータ装置の電流検出に使用した場合、フィルタ回路のフィルタ特性が適切に設定されないおそれがある。フィルタ回路のフィルタ特性が適切に設定されない場合、電流値の検出精度が低下する可能性がある。検出精度の低下した電流値によって制御が行われると、コンバータ装置の動作が不安定になるという問題が生ずる。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、電流値の検出精度の低下を抑制し、動作を安定化できるコンバータ装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係るコンバータ装置は、リアクタ及び１以上のスイッチング素子を備え、交流電源から供給される交流電力の電圧を直流電圧に変換して出力する電力変換回路と、リアクタ又はスイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出器と、を備える。また、コンバータ装置は、電流検出器によって検出された第１の信号に対してフィルタ処理を施すフィルタ回路を備える。更に、コンバータ装置は、キャリア及びフィルタ回路によって生成された第２の信号に基づいて制御信号を生成し、この制御信号に基づいてキャリアの周期である第１の周期でスイッチング素子を制御する制御部を備える。フィルタ回路は、第１の周期の繰り返し周波数成分を遮断し、第１の周期よりも長い第２の周期の繰り返し周波数成分を通過させる。
　本発明に係るコンバータ装置によれば、電流値の検出精度の低下を抑制し、動作を安定化できるという効果を奏する。
実施の形態１に係るコンバータ装置の構成例を示す図 実施の形態１の動作説明に使用する各種の波形例を示す第１の図 図２と対比させた比較例の波形を示す図 実施の形態１の動作説明に使用する各種の波形例を示す第２の図 図４と対比させた比較例の波形を示す図 実施の形態１におけるフィルタ回路の遮断特性の一例を示す図 実施の形態２に係るモータ駆動装置の構成例を示す図 図７に示したモータ駆動装置を空気調和機に適用した例を示す図
　以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係るコンバータ装置、モータ駆動装置及び空気調和機について詳細に説明する。なお、以下の実施の形態により、本発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係るコンバータ装置１００の構成例を示す図である。実施の形態１に係るコンバータ装置１００は、交流電源１から供給される交流電力の電圧を整流し、整流した直流電圧を昇圧して負荷５０に供給する電力変換回路５を備える。電力変換回路５は、交流電源１から供給される交流電力の電圧を直流電圧に整流し、この直流電圧を昇圧して出力する回路である。電力変換回路５は、整流回路２と、昇圧回路４と、平滑コンデンサ６とを備える。負荷５０は、コンバータ装置１００からの電力が供給されるインバータ装置、及びインバータ装置によって駆動されるモータを含むものである。
　整流回路２は、ブリッジ接続される４つのダイオードを備えて構成される。整流回路２は、交流電源１から出力される交流電圧を整流する。
　整流回路２によって整流された整流電圧は、昇圧回路４に印加される。昇圧回路４は、整流回路２から出力される整流電圧を昇圧する。平滑コンデンサ６は、昇圧回路４から出力される昇圧電圧を平滑する。平滑コンデンサ６によって平滑された電圧は、負荷５０に印加される。
　昇圧回路４は、リアクタ４ａと、逆流阻止ダイオード４ｂと、スイッチング素子４ｃとを備える。スイッチング素子４ｃは、スイッチング素子４ｃの一端であるドレインと、他端であるソースとの間に逆並列に接続されるダイオードを備えている。逆並列の接続とは、ＭＯＳＦＥＴのドレインとダイオードのカソードとが接続され、ＭＯＳＦＥＴのソースとダイオードのアノードとが接続されることを意味する。なお、ダイオードは、ＭＯＳＦＥＴ自身が内部に有する寄生ダイオードを用いてもよい。寄生ダイオードは、ボディダイオードとも呼ばれる。
　スイッチング素子４ｃの一例は、図示のＭＯＳＦＥＴであるが、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）を用いてもよい。また、ＭＯＳＦＥＴは、シリコン（Ｓｉ）系材料により形成されたＳｉ－ＭＯＳＦＥＴが一般的であるが、ＷＢＧ半導体により形成されたＷＢＧ－ＭＯＳＦＥＴを用いるのが好ましい。ＷＢＧ－ＭＯＳＦＥＴを用いれば、スイッチング素子４ｃに対するスイッチング制御を高速化することができる。また、ＷＢＧ－ＭＯＳＦＥＴに代えて、前述したＨＥＭＴを用いてもよい。
　ＷＢＧ－ＭＯＳＦＥＴは、スイッチング時の電流の立ち上がり特性であるｄｉ／ｄｔが高い。このため、電流の立ち上がり時に発生する電力損失であるスイッチング損失が小さくなる。従って、ＷＢＧ－ＭＯＳＦＥＴを用いれば、昇圧回路４における消費電力の低減が可能となる。
　また、一般的にＷＢＧ半導体は、シリコン半導体に比べて耐電圧及び耐熱性が高い。このため、ＷＢＧ－ＭＯＳＦＥＴを用いることにより、スイッチング素子４ｃの耐電圧性及び許容電流密度が高くなり、スイッチング素子４ｃを組み込んだ半導体モジュールを小型化できる。
　スイッチング素子４ｃ及び平滑コンデンサ６は、整流回路２の出力端の正負間を跨ぐように接続される。整流回路２において、ブリッジ接続される４つのダイオードのうち、カソード同士が突き合わされて接続されている上部側が正側であり、アノード同士が突き合わされて接続されている下部側が負側である。リアクタ４ａは、整流回路２の出力端の正側の電気配線１４ａにおいて、整流回路２の正側の出力端とスイッチング素子４ｃの一端とを結ぶように配置される。
　逆流阻止ダイオード４ｂは、アノードがスイッチング素子４ｃの一端に接続され、カソードが平滑コンデンサ６の一端に接続されるように配置される。即ち、逆流阻止ダイオード４ｂは、整流回路２の正側から平滑コンデンサ６の正側に電流が流れるように接続されている。この接続により、平滑コンデンサ６の正側から整流回路２の正側に向かう電流は、逆流阻止ダイオード４ｂによって阻止される。なお、逆流阻止ダイオード４ｂは、カソードがスイッチング素子４ｃの他端に接続され、アノードが平滑コンデンサ６の他端に接続されるように配置されていてもよい。電気配線１４ａ，１４ｂは、直流母線と呼ばれることがある。
　コンバータ装置１００は、更に、信号処理回路１０及び制御部１２を備える。また、コンバータ装置１００には、電流検出器７と、電圧検出器８と、電圧検出器９とが配置される。信号処理回路１０は、フィルタ回路１０ａ，１０ｂ，１０ｃを備える。制御部１２は、プロセッサ１２ａ及びメモリ１２ｂを備える。フィルタ回路１０ａ，１０ｂ，１０ｃの一例は、図示のローパスフィルタ（Ｌｏｗ　Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ：ＬＰＦ）である。　　　
　電流検出器７は、リアクタ４ａに流れる電流を検出する。電流検出器７の一例は、変流器（Ｃｕｒｒｅｎｔ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ：ＣＴ）である。リアクタ電流の検出信号Ｉｄｃは、フィルタ回路１０ａに入力される。なお、リアクタ電流の検出信号Ｉｄｃを「第１の信号」と呼ぶ場合がある。フィルタ回路１０ａは、リアクタ電流の検出信号Ｉｄｃに対して後述するフィルタ処理を施す。フィルタ回路１０ａによるフィルタ処理の詳細は、後述する。フィルタ処理が施された検出信号Ｉｄｃ＿ｆｉｌは、プロセッサ１２ａに入力される。なお、検出信号Ｉｄｃ＿ｆｉｌを「第２の信号」と呼ぶ場合がある。
　電圧検出器８は、交流電源１の出力電圧を検出する。交流電源１の出力電圧を適宜「電源電圧」と呼ぶ。電源電圧の検出信号Ｖｓは、フィルタ回路１０ｂに入力される。フィルタ回路１０ｂは、電源電圧の検出信号Ｖｓに含まれるノイズを除去する。フィルタ処理が施された検出信号Ｖｓ＿ｆｉｌは、プロセッサ１２ａに入力される。
　電圧検出器９は、平滑コンデンサ６の電圧を検出する。平滑コンデンサ６には、昇圧回路４によって昇圧された電圧が平滑されて保持される。平滑コンデンサ６に保持される電圧を「コンデンサ電圧」又は「昇圧電圧」と呼ぶ。コンデンサ電圧の検出信号Ｖｄｃは、フィルタ回路１０ｃに入力される。フィルタ回路１０ｃは、コンデンサ電圧の検出信号Ｖｄｃに含まれるノイズを除去する。フィルタ処理が施された検出信号Ｖｄｃ＿ｆｉｌは、プロセッサ１２ａに入力される。
　プロセッサ１２ａは、それぞれのフィルタ処理が施された検出信号Ｉｄｃ＿ｆｉｌ，検出信号Ｖｓ＿ｆｉｌ，Ｖｄｃ＿ｆｉｌ及びキャリアに基づいて、スイッチング素子４ｃを制御するための制御信号Ｃｓを生成する。
　プロセッサ１２ａは、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）といった演算手段である。メモリ１２ｂは、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ　ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリである。メモリ１２ｂには、後述するプロセッサ１２ａの機能を実行するプログラムが格納されている。プロセッサ１２ａは、図示しないアナログディジタル（Ａｎａｌｏｇ　Ｄｉｇｉｔａｌ：ＡＤ）変換器を含むインタフェースを介して必要な情報を授受し、メモリ１２ｂに格納されたプログラムをプロセッサ１２ａが実行することにより、電力変換回路５を制御する。プロセッサ１２ａによる演算結果は、メモリ１２ｂに記憶される。
　次に、実施の形態１に係るコンバータ装置１００の基本的な動作について説明する。まず、スイッチング素子４ｃがターンオンすると、整流回路２の出力端がリアクタ４ａ及びスイッチング素子４ｃを通して電気的に短絡され、リアクタ４ａ及びスイッチング素子４ｃに電流が流れる。この動作を「電源短絡動作」と呼ぶ。電源短絡動作によって、リアクタ４ａに流れる電流が上昇し、リアクタ４ａにエネルギーが蓄積される。この状態でスイッチング素子４ｃをターンオフさせると、リアクタ４ａに流れる電流が減少し、Ｌ（ｄｉ／ｄｔ）に則った電圧がリアクタ４ａに発生する。ここで言う「ｉ」は、ターンオン時にリアクタ４ａに流れていた電流であり、ここで言う「Ｌ」は、リアクタ４ａのインダクタンスである。
　整流回路２の出力電圧とリアクタ４ａの電圧との和がコンデンサ電圧よりも高くなれば、逆流阻止ダイオード４ｂが導通し、平滑コンデンサ６に向かって電流が流れ、平滑コンデンサ６は充電される。リアクタ４ａのエネルギーが放出し終わると、リアクタ４ａの電圧が低下し、整流回路２の出力電圧とリアクタ４ａの電圧との和がコンデンサ電圧よりも低下した時点で、逆流阻止ダイオード４ｂが転流する。逆流阻止ダイオード４ｂは、電流の逆流が防止されるように接続されているため、平滑コンデンサ６の電圧は保たれる。これらの動作が繰り返されることにより、コンデンサ電圧は、電源電圧より上昇する。以上の動作により、平滑コンデンサ６には、負荷５０の駆動に必要な昇圧電圧が保持される。
　なお、図１では、リアクタ４ａ、逆流阻止ダイオード４ｂ及びスイッチング素子４ｃを１組とする１段構成の昇圧回路を示しているが、この構成に限定されない。リアクタ４ａ、逆流阻止ダイオード４ｂ及びスイッチング素子４ｃの組は、２以上であってもよい。即ち、リアクタ４ａ、逆流阻止ダイオード４ｂ及びスイッチング素子４ｃの組が複数並列に接続された複数段の昇圧回路の構成であってもよい。
　また、図１において、電流検出器７は、リアクタ４ａに流れる電流を検出しているが、この構成に限定されない。スイッチング素子４ｃの他端と、電気配線１４ｂとの間に電流検出器を配置し、スイッチング素子４ｃに流れる電流を検出してもよい。この場合の電流検出器の例は、ＣＴ又はシャント抵抗である。
　次に、実施の形態１に係るコンバータ装置１００における要部の動作について説明する。図２は、実施の形態１の動作説明に使用する各種の波形例を示す第１の図である。図２の下段部には、実施の形態１に係るコンバータ装置１００が動作するときのリアクタ４ａに流れる各種の波形例が示されている。横軸は時間であり、縦軸は振幅である。横軸における「２０ｍｓ」は、電源１周期の時間（５０Ｈｚの場合）である。「ＣＣＭ」は連続モードを意味し、「ＤＣＭ」は不連続モードを意味している。また、下段部において、実線で示す三角波状の波形Ｋ１は、フィルタ回路１０ａに入力されるリアクタ電流の検出信号Ｉｄｃであり、破線で示す正弦波状の波形Ｋ２は、検出信号Ｉｄｃの実効値である。
　図２の上段部には、不連続モードのときの波形が拡大されて示されている。上段部において、実線で示す鋸波状の波形Ｋ３は、キャリアである。波形Ｋ４，Ｋ５は、それぞれ下段部の波形Ｋ１，Ｋ２を拡大したものである。また、波形Ｋ６は、フィルタ回路１０ａによるフィルタ処理後の検出信号Ｉｄｃ＿ｆｉｌである。点ＡはＡＤ変換のタイミング、点Ｂは電流検出のタイミングを示している。太実線で示す波形Ｋ７は、プロセッサ１２ａに取り込まれる検出電流である。
　波形Ｋ４に示されるように、不連続モードでは電流が流れない区間が存在するが、フィルタ処理後の電流波形は、波形Ｋ６に示されるように、波形Ｋ４に比べて電流変化が小さくなっている。その結果、検出信号Ｉｄｃの実効値（波形Ｋ５）と、プロセッサ１２ａに取り込まれる検出電流（波形Ｋ７）との差は小さくなっている。また、電流検出のタイミングが異なっても、ほぼ同じ電流値がプロセッサ１２ａに取り込まれていることが分かる。
　図３は、図２と対比させた比較例の波形を示す図である。また、図３は、フィルタ回路１０ａが存在しない場合の波形を示すものである。図３において、実線で示す三角波状の波形Ｋ１２は、リアクタ電流の検出信号Ｉｄｃであり、破線で示す波形Ｋ１３は、検出信号Ｉｄｃの実効値である。太実線で示す波形Ｋ１４は、プロセッサ１２ａに取り込まれる検出電流である。図２と図３との比較から理解できるように、フィルタ回路１０ａが存在しない場合、検出信号Ｉｄｃの実効値（波形Ｋ１３）と、プロセッサ１２ａに取り込まれる検出電流（波形Ｋ１４）との差は大きくなっている。このため、フィルタ回路１０ａを有さない場合、特に不連続モードでは、正確な検出電流の実効値を得ることが困難である。
　なお、図３は、フィルタ回路１０ａを有さない場合の例であるが、フィルタ回路１０ａを有する場合であっても、フィルタ回路１０ａの遮断特性が、コンバータ装置１００の特性に合致したものになっていない場合、正確な検出電流の実効値が得られないことが起こり得る。この場合の様子を図２で説明すると、図２の上段部において、検出信号Ｉｄｃの実効値（波形Ｋ５）と、プロセッサ１２ａに取り込まれる検出電流（波形Ｋ７）との差が大きくなってくる。
　一方、実施の形態１におけるフィルタ回路１０ａの遮断特性は、コンバータ装置１００の特性に合致したものになっている。なお、フィルタ回路１０ａの遮断特性については後述し、以下では、コンバータ装置１００の制御の特徴である「間引き制御」について説明する。
　図４は、実施の形態１の動作説明に使用する各種の波形例を示す第２の図である。図４には、間引き制御の概念がタイムチャートの形式で示されている。間引き制御では、図４に示されるように、１制御周期の期間において、ＡＤ変換、制御演算、及びタイマ転送の処理が行われる。ＡＤ変換には、アナログ信号である電流検出器７、及び電圧検出器８，９の検出値がデジタル信号に変換される処理が含まれる。制御演算には、スイッチング素子４ｃを制御するためのパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）信号を生成する処理が含まれる。タイマ転送は、タイマを使用したデータ転送処理である。
　１制御周期内において、キャリアは２周期分出力される。１制御周期内の各キャリア周期では、同一デューティ、即ち同一パルス幅のＰＷＭ信号が出力される。従って、間引き制御において、スイッチング素子４ｃは、キャリア周期で制御される。
　なお、図１は、昇圧回路が１段の場合の例であり、制御周期の１周期に対して検出信号が１回更新される。一方、昇圧回路が複数段の構成であり、且つ、昇圧回路ごとに電流検出器を有している場合には、昇圧回路の段数に従って、制御周期の１周期に対して検出信号が複数回更新される。例えば、昇圧回路が２段の構成の場合、制御周期の１周期に対して検出信号が２回更新される。
　また、図４では、１制御周期がキャリア周期の２倍である例を示したが、この例に限定されない。１制御周期は、キャリア周期のｎ倍（ｎは２以上の整数）であってもよい。また、間引き制御においては、ｎ＝１を含まないので、１制御周期は１キャリア周期よりも長い。従って、間引き制御において、電流検出器７による電流検出は、キャリア周期よりも長い制御周期で実施される。なお、キャリア周期を「第１の周期」と呼び、制御周期を「第２の周期」と呼ぶ場合がある。
　また、上記の時間領域の関係は、周波数の領域で言い替えることができる。まず、制御周期の繰り返し周波数は、キャリア周期の繰り返し周波数よりも低い。そして、制御周期の繰り返し周波数は、キャリア周期の繰り返し周波数の１／ｍ倍（ｍは２以上の整数）であってもよい。
　図５は、図４と対比させた比較例の波形を示す図である。図５は、制御周期とキャリア周期とが一致する場合を示している。１制御周期内において、ＡＤ変換、制御演算、及びタイマ転送の処理が行われることは図４と同じであるが、１制御周期内では、１回のＰＷＭ信号が出力され、複数回のＰＷＭ信号が出力されることはない。
　プロセッサ１２ａとして、例えばマイクロコンピュータ（以下、「マイコン」と略す）使用する場合、マイコンの処理能力によっては、１キャリア周期中に制御演算を完了できない場合が出て来る。特に、スイッチング速度が高速になると、キャリア周期の繰り返し周波数であるキャリア周波数が高くなり、この傾向が顕著になる。こういった場合は、制御周期の繰り返し周波数である制御周波数をキャリア周波数よりも低く設定する間引き制御が有効になる。即ち、間引き制御は、プロセッサ１２ａの処理能力があまり高くない場合に効果的である。間引き制御を採用すれば、安価なマイコンを使用して、高速なスイッチング制御を行うことができるので、リアクタ４ａの低コスト化も含め、コンバータ装置１００の低コスト化が可能となる。
　次に、実施の形態１におけるフィルタ回路１０ａの遮断特性について説明する。図６は、実施の形態１におけるフィルタ回路１０ａの遮断特性の一例を示す図であり、ＬＰＦの例である。図６において、横軸は周波数、縦軸は振幅を示している。また、ｆｃはフィルタ回路１０ａのカットオフ周波数、ｆ１はキャリア周波数、ｆ２は制御周波数を示している。図６に示すように、キャリア周波数ｆ１はカットオフ周波数ｆｃよりも高く、制御周波数ｆ２はカットオフ周波数ｆｃよりも低い。これにより、キャリア周波数ｆ１の減衰率は、制御周波数ｆ２の減衰率よりも大きく、逆に、制御周波数ｆ２の減衰率は、キャリア周波数ｆ１の減衰率よりも小さくなっている。
　フィルタ回路１０ａに図６に示す遮断特性のものを適用すれば、キャリア周期の繰り返し周波数成分を遮断しつつ、制御周期の繰り返し周波数成分を通過させることができる。その結果、フィルタ回路１０ａから出力される波形（図２の波形Ｋ６）を、フィルタ回路１０ａに入力される波形の実効値（図２の波形Ｋ５）に近づけることができる。これにより、リアクタ電流の検出信号Ｉｄｃの検出精度の低下を抑制することができ、コンバータ装置１００の動作を安定化することができる。
　フィルタ回路１０ａを、コンデンサ及び抵抗を用いたＬＰＦとする場合、そのカットオフ周波数ｆｃは、以下の（１）式で表される。
　ｆｃ＝１／（２πＣＲ）…（１）
　上記（１）式において、Ｃはコンデンサの容量値であり、Ｒは抵抗の抵抗値である。このとき、図６に示すように、カットオフ周波数ｆｃが、キャリア周波数ｆ１よりも低く、且つ、制御周波数ｆ２よりも高くなるように設定する。具体例として、キャリア周波数ｆ１＝１００［ｋＨｚ］、制御周波数ｆ２＝５０［ｋＨｚ］の場合、Ｒ＝２．０［ｋΩ］，Ｃ＝０．００１［ｕＦ］に設定すればよい。この例の場合、ｆｃ≒８０［ｋＨｚ］となるので、上記図６の関係を満たしている。
　上記の例の場合、商用電源の周波数である５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの周波数成分（以下、「電源周波数成分」と呼ぶ）が、フィルタ回路１０ａの通過帯域に含まれている。このため、フィルタ回路１０ａによるフィルタ処理後の検出信号Ｉｄｃ＿ｆｉｌにおいて、電源周波数成分付近の波形の鈍りを小さくすることができる。これにより、検出値の検出遅れを小さくすることができる。
　なお、上記では、フィルタ回路１０ａが、ＬＰＦである場合について説明したが、ＬＰＦに限定されない。ＬＰＦに代えて、ノッチフィルタ（Ｎｏｔｃｈ　Ｆｉｌｔｅｒ）を用いてもよい。この場合、ノッチフィルタは、キャリア周期の繰り返し周波数成分を遮断できるフィルタ特性を有するように構成されていればよい。
　以上説明したように、実施の形態１に係るコンバータ装置によれば、電流検出器は、スイッチング素子を制御する第１の周期よりも長い第２の周期で電流を検出する。そして、フィルタ回路は、電流検出器の検出信号に対してフィルタ処理を施し、第１の周期の繰り返し周波数成分を遮断し、第２の周期の繰り返し周波数成分を通過させる。これにより、電流値の検出精度の低下が抑制され、装置の動作を安定化できるという効果が得られる。
　なお、実施の形態１では、電流検出器７の検出信号が入力されるフィルタ回路１０ａのフィルタ特性について説明したが、電圧検出器８，９の検出信号がそれぞれ入力されるフィルタ回路１０ｂ，１０ｃが、フィルタ回路１０ａと同様な特性を有していてもよい。これにより、電圧値の検出精度の低下を抑制できるので、装置の動作の更なる安定化に寄与することができる。
　また、実施の形態１では、図１に示すような、昇圧回路が１段で構成される、いわゆる一石昇圧コンバータ、又は昇圧回路が複数段で構成される、いわゆるインタリーブコンバータを例示したが、これらに限定されるものではない。一石昇圧コンバータ及びインタリーブコンバータは、整流後の直流側で昇圧するタイプのコンバータである。コンバータには、整流前の交流側、即ち交流電源側で昇圧するタイプのコンバータもあり、このタイプのコンバータを用いてもよい。交流電源側で昇圧するタイプのコンバータには、簡易パルス振幅変調（Ｐｕｌｓｅ　Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＡＭ）コンバータ、マルチレベルコンバータ、ダイオードブリッジレスコンバータなどがある。これらの何れのコンバータも、交流電源側に配されたリアクトルを少なくとも１つのスイッチング素子を介して電源短絡動作させることで、電源電圧を昇圧する動作を行うものであり、実施の形態１の電力変換回路５に用いることができる。
実施の形態２．
　実施の形態２では、実施の形態１で説明したコンバータ装置１００を備えるモータ駆動装置について説明する。
　図７は、実施の形態２に係るモータ駆動装置１１０の構成例を示す図である。図７に示す実施の形態１に係るモータ駆動装置１１０は、図１に示すコンバータ装置１００と、インバータ装置１２０とを有する。前述の通り、コンバータ装置１００は、交流電源１から供給される交流電力を直流電力に変換する装置である。インバータ装置１２０は、コンバータ装置１００から供給される直流電力を交流電力に変換する装置である。
　インバータ装置１２０の出力側には、モータ１２２が接続されている。インバータ装置１２０は、変換した交流電力をモータ１２２に供給することでモータ１２２を駆動する。
　図７に示すモータ駆動装置１１０は、送風機、圧縮機及び空気調和機といった製品に適用することが可能である。なお、図７では、モータ駆動装置１１０によって駆動される機器がモータ１２２である場合を例示しているが、この例に限定されない。インバータ装置１２０は、交流電力を供給する装置であり、交流電力が入力される機器であればよく、モータ１２２以外の機器でもよい。
　モータ１２２に接続される図示しない負荷において、負荷変動が生じるとモータ１２２に流れるモータ電流も変動する。その結果、コンバータ装置１００内のリアクタ電流も変動する。上述したように、実施の形態１に係るコンバータ装置１００は、リアクタ電流の検出精度の低下を抑制して、装置の動作を安定化することができる。このため、モータ電流が変動しても、インバータ装置１２０には、コンバータ装置１００から安定した直流電力が供給される。従って、モータ駆動装置１１０も、モータ１２２を安定的に駆動することができる。
　図８は、図７に示したモータ駆動装置１１０を空気調和機に適用した例を示す図である。モータ駆動装置１１０の出力側にはモータ１２２が接続されており、モータ１２２は、圧縮要素５０４に連結されている。圧縮機５０５は、モータ１２２と圧縮要素５０４とを備える。冷凍サイクル部５０６は、四方弁５０６ａ、室内熱交換器５０６ｂ、膨張弁５０６ｃ及び室外熱交換器５０６ｄを含む態様で構成されている。
　空気調和機の内部を循環する冷媒の流路は、圧縮要素５０４から、四方弁５０６ａ、室内熱交換器５０６ｂ、膨張弁５０６ｃ、室外熱交換器５０６ｄを経由し、再び四方弁５０６ａを経由して、圧縮要素５０４へ戻る態様で構成されている。モータ駆動装置１１０は、交流電源１より電力の供給を受け、モータ１２２を回転させる。圧縮要素５０４は、モータ１２２が回転することによって、冷媒の圧縮動作を実行し、冷媒を冷凍サイクル部５０６の内部で循環させることができる。
　実施の形態２に係るモータ駆動装置によれば、実施の形態１に係る電源装置を備えて構成される。これにより、実施の形態２に係るモータ駆動装置を適用した製品において、実施の形態１で説明した効果を享受することができる。
　なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　交流電源、２　整流回路、４　昇圧回路、４ａ　リアクタ、４ｂ　逆流阻止ダイオード、４ｃ　スイッチング素子、５　電力変換回路、６　平滑コンデンサ、７　電流検出器、８，９　電圧検出器、１０　信号処理回路、１０ａ，１０ｂ，１０ｃ　フィルタ回路、１２　制御部、１２ａ　プロセッサ、１２ｂ　メモリ、１４ａ，１４ｂ　電気配線、５０　負荷、１００　コンバータ装置、１１０　モータ駆動装置、１２０　インバータ装置、１２２　モータ、５０４　圧縮要素、５０５　圧縮機、５０６　冷凍サイクル部、５０６ａ　四方弁、５０６ｂ　室内熱交換器、５０６ｃ　膨張弁、５０６ｄ　室外熱交換器。

Claims (9)

  1. 　リアクタ及び１以上のスイッチング素子を備え、交流電源から供給される交流電力の電圧を直流電圧に変換して出力する電力変換回路と、
    　前記リアクタ又は前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出器と、
    　前記電流検出器によって検出された第１の信号に対してフィルタ処理を施すフィルタ回路と、
    　キャリア及び前記フィルタ回路によって生成された第２の信号に基づいて制御信号を生成し、前記制御信号に基づいて前記キャリアの周期である第１の周期で前記スイッチング素子を制御する制御部と、
    　を備え、
    　前記フィルタ回路は、前記第１の周期の繰り返し周波数成分を遮断し、前記第１の周期よりも長い第２の周期の繰り返し周波数成分を通過させる
    　コンバータ装置。
  2. 　前記電流検出器は、前記第２の周期で前記電流を検出する
    　請求項１に記載のコンバータ装置。
  3. 　前記制御部は、前記第１の信号を前記第２の周期の１周期に対して少なくとも１回更新する
    　請求項１又は２に記載のコンバータ装置。
  4. 　前記フィルタ回路は、ローパスフィルタである
    　請求項１から３の何れか１項に記載のコンバータ装置。
  5. 　前記フィルタ回路は、ノッチフィルタである
    　請求項１から３の何れか１項に記載のコンバータ装置。
  6. 　前記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体により形成されている
    　請求項１から５の何れか１項に記載のコンバータ装置。
  7. 　前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドである
    　請求項６に記載のコンバータ装置。
  8. 　請求項１から７の何れか１項に記載のコンバータ装置と、
    　前記コンバータ装置から出力される直流電力を交流電力に変換するインバータ装置と、
    　を備えるモータ駆動装置。
  9. 　請求項８に記載のモータ駆動装置を備える
    　空気調和機。
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