CN114270689B - 马达驱动装置、鼓风机、压缩机以及空调机 - Google Patents

Abstract

马达驱动装置(100)具备：电抗器(2)；转换器(3)，经由电抗器(2)连接于交流电源(1)；平滑电容器(4)，连接于转换器(3)的输出端子之间；以及逆变器(18)，将从平滑电容器(4)输出的直流电压变换为对马达(500)施加的交流电压并输出。马达驱动装置(100)具有控制转换器(3)的开关元件(Q1～Q4)的导通而使转换器(3)在不同工作方式下工作的多个工作模式，在母线电压示出了过大值的情况下，根据工作模式来变更转换器(3)的开关元件(Q1～Q4)及逆变器(18)中的至少一个的工作。

Description

马达驱动装置、鼓风机、压缩机以及空调机

技术领域

本发明涉及驱动马达的马达驱动装置、具备马达驱动装置的鼓风机及压缩机和具备鼓风机或压缩机的空调机。

背景技术

马达驱动装置中具备将从交流电源输出的交流电压变换为直流电压的转换器和将直流电压变换为交流电压的逆变器。在马达驱动装置中，有时连接转换器与逆变器的直流母线的电压即母线电压的上升会成为问题。母线电压的波动可能由负载的急剧波动引起。

下述专利文献1中公开了用于热泵式制冷环路的电力变换装置。在热泵式制冷环路中，当四通阀的流路切换时，制冷环路中的高压侧与低压侧调换。此时，施加于压缩机马达的压力大幅波动，逆变器的负载骤减。随着该负载的骤减，母线电压异常上升，有可能超过平滑电容器的耐压。因此，在专利文献1中，当切换四通阀时，通过使转换器的开关工作(switching operation)停止，以使平滑电容器的电压不超过耐压。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2015-130759号公报

发明内容

发明所要解决的技术课题

一般而言，转换器的电气特性的响应时间为几毫秒的量级，与此相对，制冷环路的机械特性的响应时间为几秒的量级。即，制冷环路的机械特性的响应时间相比转换器的电气特性的响应时间慢得多。据此，由于针对四通阀切换时的制冷环路的负载波动，转换器的响应时间快，因此一般的转换器能够应对这类负载波动。

另一方面，在专利文献1所记载的电力变换装置中，如前述那样，在切换四通阀时，转换器停止开关工作。一般认为其理由是，在专利文献1设想的电力变换装置中，电力变换装置的控制系统被设定为具有针对制冷环路的负载波动而无法充分响应的响应性能。另外，不限于切换四通阀时，还设想了如压缩机马达失步或锁定而停止这样的负载波动。在产生这样的负载波动的情况下，逆变器的负载也会瞬间丢失。在该情况下，当转换器作为升压转换器而工作时，用于升压的能量未被消耗而残留。因此，在为响应性能低的控制系统的情况下，母线电压有可能由于负载波动而过大。

本发明是鉴于上述问题而做出的，目的在于得到能够抑制由负载波动引起的母线电压的上升的马达驱动装置。

用于解决技术课题的技术方案

为了解决上述技术课题并达到目的，本发明的马达驱动装置具备：电抗器；转换器，具备桥接的4个单向元件，该转换器经由电抗器连接于交流电源；平滑电容器，连接于转换器的输出端子之间；以及逆变器，将从平滑电容器输出的直流电压变换为对马达施加的交流电压并输出。另外，马达驱动装置具备检测表示转换器的输出侧的工作状态的物理量的物理量检测部。转换器中的4个单向元件当中的两个单向元件串联连接而构成第1分支(leg)，其余两个单向元件串联连接而构成第2分支。至少对连接于平滑电容器的正侧的第1分支及第2分支中的两个单向元件、或者连接于平滑电容器的负侧的第1分支及第2分支中的两个单向元件、或者第1分支中的两个单向元件、或者第2分支中的两个单向元件的各个单向元件并联连接有开关元件。马达驱动装置具有控制开关元件的导通而使转换器在不同工作方式下工作的多个工作模式，在物理量示出过大值的情况下，根据工作模式来变更开关元件及逆变器中的至少一个的工作。

发明效果

根据本发明的马达驱动装置，实现能够抑制由负载波动引起的母线电压的上升的效果。

附图说明

图1为示出实施方式1的马达驱动装置的结构例的图。

图2为示出实施方式1的转换器中使用的金属氧化物半导体场效应晶体管(MetalOxide Semiconductor Field Effect Transistor：MOSFET)的概略构造的示意性剖视图。

图3为示出流过实施方式1中的转换器的电流的路径的第1图。

图4为示出流过实施方式1中的转换器的电流的路径的第2图。

图5为示出流过实施方式1中的转换器的电流的路径的第3图。

图6为示出流过实施方式1中的转换器的电流的路径的第4图。

图7为说明实施方式1中的工作模式的特征的图。

图8为示出在图7所示的工作模式下工作时的工作波形的图。

图9为用于实施方式1中的主要部分的工作说明的第1流程图。

图10为示出实施方式1的马达驱动装置中使用的MOSFET的损耗特性的图。

图11为示出在实施方式1的马达驱动装置中控制部将开关元件接通的定时的图。

图12为用于实施方式1中的主要部分的工作说明的第2流程图。

图13为示出实现实施方式1中的控制部的功能的硬件结构的一例的框图。

图14为示出实现实施方式1中的控制部的功能的硬件结构的其它例子的框图。

图15为示出实施方式2的空调机的结构的图。

附图标记

1：交流电源；2：电抗器；3：转换器；3a、3b、3c、3d、26a、26b、26c：连接点；4：平滑电容器；5、7：电压检测部；6、9：电流检测部；10：控制部；12：负载；15、17：栅极驱动电路；16a、16b：直流母线；18：逆变器；18A、18B、18C：分支；18a：晶体管；18b、D1、D2、D3、D4：二极管；18UN、18VN、18WN：下支路(arm)元件；18UP、18VP、18WP：上支路元件；31：第1分支；32：第2分支；50：直流电源装置；100：马达驱动装置；300：处理器；302：存储器；304、306：接口；305：处理电路；311：第1上支路元件；312：第1下支路元件；321：第2上支路元件；322：第2下支路元件；400：空调机；500：马达；504：压缩要素；505：压缩机；506：制冷环路部；506a：四通阀；506b：室内换热器；506c：膨胀阀；506d：室外换热器；600：半导体衬底；601、603：区域；602：氧化绝缘膜；604：沟道；D：漏极电极；G：栅极电极；Q1、Q2、Q3、Q4：开关元件；S：源极电极。

具体实施方式

以下参照附图对本发明的实施方式的马达驱动装置、鼓风机、压缩机以及空调机进行说明。此外，本发明不限于以下所示的实施方式。另外，以下将电连接简称为“连接”来说明。

实施方式1.

图1为示出实施方式1的马达驱动装置100的结构例的图。实施方式1的马达驱动装置100为将从单相的交流电源1供给的交流电力变换为直流电力、将变换得到的直流电力再次变换为交流电力、将变换得到的交流电力供给至马达500以驱动马达500的驱动装置。

如图1所示，实施方式1的马达驱动装置100具备直流电源装置50、控制部10和逆变器18作为主要构成部分。直流电源装置50为将从单相的交流电源1供给的交流电力变换为直流电力的电源装置。

直流电源装置50具备电抗器2、转换器3、作为第1驱动电路的栅极驱动电路15、平滑电容器4、作为第1电压检测部的电压检测部5、作为第1电流检测部的电流检测部6和作为第2电压检测部的电压检测部7。电抗器2的一端连接于交流电源1，电抗器2的另一端连接于转换器3。电抗器2暂时性蓄积从交流电源1供给的电力。转换器3将从交流电源1输出的交流电压变换为直流电压并输出至直流母线16a、16b。直流母线16a与直流母线16b之间的电压为母线电压。

负载12具备作为第2驱动电路的栅极驱动电路17、逆变器18、作为第2电流检测部的电流检测部9和马达500。在负载12的构成要素当中，除了马达500之外，栅极驱动电路17、逆变器18及电流检测部9是马达驱动装置100的构成要素。逆变器18将从直流电源装置50输出的直流电压变换为对马达500施加的交流电压并输出。搭载有马达500的设备的例子为鼓风机、压缩机或空调机。

此外，电流检测部9为检测在逆变器18与马达500之间流动的交流电流即马达电流的检测部。可以代替该检测马达电流的结构而采用检测流过连接逆变器18与平滑电容器4的直流母线16a、16b的电流的结构。另外，图1中例示了连接于逆变器18的设备为马达500的例子，但不限于此。连接于逆变器18的设备只要为被输入交流电力的设备即可，可以为马达500以外的设备。

转换器3具备第1分支31和第2分支32。第1分支31与第2分支32并联连接。在第1分支31中，第1上支路元件311与第1下支路元件312串联连接。在第2分支32中，第2上支路元件321与第2下支路元件322串联连接。电抗器2的另一端连接于第1分支31中的第1上支路元件311与第1下支路元件312的连接点3a。第2上支路元件321与第2下支路元件322的连接点3b连接于交流电源1的另一端。在转换器3中，连接点3a、3b构成交流端子。

此外，在图1中，电抗器2连接于交流电源1的一端与连接点3a之间，但也可以连接于交流电源1的另一端与连接点3b之间。

在转换器3中，将连接点3a、3b所在的一侧称为“交流侧”。另外，将从交流电源1输出的交流电压称为“电源电压”，将电源电压的周期称为“电源周期”。

第1上支路元件311包括开关元件Q1和与开关元件Q1并联连接的二极管D1。第1下支路元件312包括开关元件Q2和与开关元件Q2并联连接的二极管D2。第2上支路元件321包括开关元件Q3和与开关元件Q3并联连接的二极管D3。第2下支路元件322包括开关元件Q4和与开关元件Q4并联连接的二极管D4。

二极管D1、D4是被配置为当电源电压的极性为正、即连接于电抗器2的一侧相比未连接于电抗器2的一侧为高电位时正向电流流过的单向元件。二极管D2、D3是被配置为当电源电压的极性为负、即未连接于电抗器2的一侧相比连接于电抗器2的一侧为高电位时正向电流流过的单向元件。

此外，图1中公开了对二极管D1、D2、D3、D4分别并联连接有开关元件Q1、Q2、Q3、Q4的结构，但不限于此。只要对连接于平滑电容器4的正侧的两个二极管、即第1分支31中的二极管D1及第2分支32中的二极管D3分别连接有开关元件即可。或者，只要对连接于平滑电容器4的负侧的两个二极管、即第1分支31中的二极管D2及第2分支32中的二极管D4分别连接有开关元件即可。或者，只要对连接于第1分支31中的两个二极管、即二极管D1、D2分别连接有开关元件即可。或者，只要对连接于第2分支32中的两个二极管、即二极管D3、D4分别连接有开关元件即可。

另外，在图1中，作为开关元件Q1、Q2、Q3、Q4的各个开关元件例示了MOSFET，但不限于MOSFET。MOSFET为能够使电流在漏极与源极之间双向流动的开关元件。只要为能够使电流在与漏极相当的第1端子和与源极相当的第2端子之间双向流动的开关元件、即双向元件，则可以为任意开关元件。

另外，此处所谓的“并联”的意思是指，与MOSFET的漏极相当的第1端子与二极管的阴极连接，与MOSFET的源极相当的第2端子与二极管的阳极连接。此外，作为二极管，可以使用MOSFET自身内部具有的寄生二极管。寄生二极管也被称为体二极管。

另外，开关元件Q1、Q2、Q3、Q4不限于由硅基材料形成的MOSFET，也可以为由如碳化硅、氮化镓、氧化镓或金刚石这样的宽带隙(Wide Band Gap：WBG)半导体形成的MOSFET。

一般而言，WBG半导体的耐电压及耐热性比硅半导体高。因此，通过使用WBG半导体作为开关元件Q1、Q2、Q3、Q4中的至少一个，开关元件的耐电压性及容许电流密度变高，能够使嵌入有开关元件的半导体模块小型化。

另外，作为开关元件Q1、Q2、Q3、Q4，可以使用超结(Super Junction：SJ)构造的MOSFET来代替WBG半导体。通过使用SJ-MOSFET，在有效利用作为SJ-MOSFET的优点的低导通电阻的同时能够抑制如电容高而容易产生恢复(recovery)这样的WBG半导体的缺点。

返回至图1的说明。平滑电容器4的正侧连接于高电位侧的直流母线16a。直流母线16a从第1分支31中的第1上支路元件311与第2分支32中的第2上支路元件321的连接点3c被引出。平滑电容器4的负侧连接于低电位侧的直流母线16b。直流母线16b从第1分支31中的第1下支路元件312与第2分支32中的第2下支路元件322的连接点3d被引出。在转换器3中，连接点3c、3d构成直流端子。另外，在转换器3中，有时将连接点3c、3d所在的一侧称为“直流侧”。

转换器3的输出电压施加于平滑电容器4的两端。平滑电容器4连接于直流母线16a、16b。平滑电容器4使转换器3的输出电压平滑。由平滑电容器4平滑后的电压施加于逆变器18。

电压检测部5检测电源电压，将电源电压的检测值Vs输出至控制部10。电源电压为交流电源1的瞬时电压的绝对值。此外，也可以将瞬时电压的有效值作为电源电压。电流检测部6检测在交流电源1与转换器3之间流动的交流电流即电源电流，将电源电流的检测值Is输出至控制部10。电流检测部6的一例为变流器(Current Transformer：CT)。电压检测部7检测母线电压，将母线电压的检测值Vdc输出至控制部10。

母线电压为表示转换器3的直流侧、即输出侧的工作状态的物理量。另外，电源电压为表示转换器3的交流侧、即输入侧的工作状态的物理量。此外，在以下的记载中，有时将母线电压称为“物理量”，将检测母线电压的电压检测部7称为“物理量检测部”。

逆变器18具备上支路元件18UP与下支路元件18UN串联连接而成的分支18A、上支路元件18VP与下支路元件18VN串联连接而成的分支18B和上支路元件18WP与下支路元件18WN串联连接而成的分支18C。分支18A、分支18B及分支18C相互并联连接。

图1中例示了上支路元件18UP、18VP、18WP及下支路元件18UN、18VN、18WN为绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor：IGBT)的情况，但不限于此。也可以使用MOSFET或集成栅极换流晶闸管(Integrated Gate Commutated Thyristor：IGCT)来代替IGBT。

上支路元件18UP包括晶体管18a和与晶体管18a并联连接的二极管18b。其它上支路元件18VP、18WP及下支路元件18UN、18VN、18WN也是同样结构。此处所谓的“并联”的意思是指，二极管的阳极侧连接于与IGBT的发射极相当的第1端子，二极管的阴极侧连接于与IGBT的集电极相当的第2端子。

此外，图1为具备上支路元件与下支路元件串联连接而成的3个分支的结构，但不限于该结构。分支的数量可以为4个以上。另外，图1所示的电路结构为与作为三相马达的马达500相配的结构。在马达500为单相马达的情况下，逆变器18也采用与单相马达对应的结构。具体而言，构成具备上支路元件与下支路元件串联连接而成的两个分支的结构。此外，在马达500为单相马达及三相马达中的任意马达的情况下，1个分支都可以包括多对上下支路元件。

在上支路元件18UP、18VP、18WP及下支路元件18UN、18VN、18WN的晶体管18a为MOSFET的情况下，上支路元件18UP、18VP、18WP及下支路元件18UN、18VN、18WN可以由如碳化硅、氮化镓基材料或金刚石这样的WBG半导体形成。如果使用由WBG半导体形成的MOSFET，则能够获得耐电压性及耐热性的效果。

上支路元件18UP与下支路元件18UN的连接点26a连接于马达500的第1相(例如U相)，上支路元件18VP与下支路元件18VN的连接点26b连接于马达500的第2相(例如V相)，上支路元件18WP与下支路元件18WN的连接点26c连接于马达500的第3相(例如W相)。在逆变器18中，连接点26a、26b、26c构成交流端子。

电流检测部9检测在逆变器18与马达500之间流动的马达电流，将马达电流的检测值Iuvw输出至控制部10。

控制部10基于电压检测部5的检测值Vs、电流检测部6的检测值Is及电压检测部7的检测值Vdc，生成用于控制转换器3中的各开关元件的控制信号S311～S322。控制信号S311为用于控制开关元件Q1的控制信号，控制信号S322为用于控制开关元件Q4的控制信号。开关元件Q2、Q3也被来自控制部10的控制信号控制。以下酌情将各支路元件依照控制信号S311～S322的工作称为“开关工作”。由控制部10生成的控制信号S311～S322被输入至栅极驱动电路15。

另外，控制部10基于电压检测部7的检测值Vdc及电流检测部9的检测值Iuvw，生成用于控制逆变器18中具备的各开关元件的控制信号S1～S6，以使马达500以期望的转速旋转。逆变器18为三相的电路结构，与三相的电路结构对应地具有6个开关元件。另外，与6个开关元件对应地生成6个控制信号S1～S6。由控制部10生成的控制信号S1～S6被输入至栅极驱动电路17。

栅极驱动电路15基于控制信号S311～S322，生成用于驱动转换器3中的各开关元件的驱动脉冲G311～G322。驱动脉冲G311为用于驱动开关元件Q1的驱动脉冲，驱动脉冲G322为用于驱动开关元件Q4的驱动脉冲。开关元件Q2、Q3也被来自栅极驱动电路15的驱动脉冲驱动。

栅极驱动电路17基于控制信号S1～S6，生成用于驱动逆变器18中的各开关元件的驱动脉冲G1～G6。

接下来说明实施方式1的马达驱动装置100的基本工作。首先，在第1分支31中，第1上支路元件311及第1下支路元件312以互补的或不同时为导通状态的方式工作。即，在第1上支路元件311及第1下支路元件312中的一方为导通的情况下另一方为断开。如前述那样，第1上支路元件311及第1下支路元件312被由控制部10生成的控制信号S311、S312控制。控制信号S311、S312的一例为脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation：PWM)信号。

为了防止平滑电容器4经由交流电源1及电抗器2的短路，在从交流电源1输出的电源电流的检测值Is的绝对值为电流阈值以下的情况下，第1上支路元件311及第1下支路元件312一同断开。以下将平滑电容器4的短路称为“电容器短路”。电容器短路为积蓄于平滑电容器4的能量被释放而电流向交流电源1再生的状态。

如前述那样，构成第2分支32的第2上支路元件321及第2下支路元件322被由控制部10生成的控制信号S321、S322控制。第2上支路元件321及第2下支路元件322基本上根据电源电压的极性即电源电压极性而成为导通或断开的状态。具体而言，在电源电压极性为正时，第2下支路元件322为导通且第2上支路元件321为断开。另外，在电源电压极性为负时，第2上支路元件321为导通且第2下支路元件322为断开。

接下来说明实施方式1中的转换器3的各支路元件的状态与流过实施方式1的马达驱动装置100的电流的路径的关系。此外，在以下的说明中，设为转换器3的各支路元件为MOSFET，各支路元件的二极管为MOSFET自身内部具有的寄生二极管。

首先，参照图2对MOSFET的构造进行说明。图2为示出实施方式1中的转换器3中使用的MOSFET的概略构造的示意性剖视图。图2中例示了n型MOSFET。

如图2所示，在为n型MOSFET的情况下，使用p型半导体衬底600。在半导体衬底600形成有源极电极S、漏极电极D及栅极电极G。在与源极电极S及漏极电极D相接的部位离子注入高浓度杂质而形成有n型的区域601。另外，在半导体衬底600中，在未形成n型的区域601的部位与栅极电极G之间形成有氧化绝缘膜602。即，氧化绝缘膜602位于栅极电极G与半导体衬底600的p型的区域603之间。

当栅极电极G被施加正电压时，电子被吸引至半导体衬底600的p型的区域603与氧化绝缘膜602之间的边界面，而该边界面带上负电。在电子汇集的部位，由于电子的密度变得高于空穴密度而变为n型。该n型化的部分成为电流的通道而被称为沟道604。在图2的例子中，沟道604为n型沟道。关于MOSFET被控制为导通而流通的电流，相比在形成于p型的区域603的寄生二极管，更多地在沟道604流过。

图3为示出流过实施方式1中的转换器3的电流的路径的第1图。图3中示出了电源电压极性为正且电源电流的检测值Is的绝对值大于电流阈值的状态。在该状态下，第1上支路元件311及第2下支路元件322为导通，第1下支路元件312及第2上支路元件321为断开。此时，电流按照交流电源1、电抗器2、开关元件Q1、平滑电容器4、开关元件Q4、交流电源1的顺序流过。像这样，在实施方式1中，具有不使电流流过二极管D1及二极管D4而使电流流过开关元件Q1、Q4各自的沟道的工作模式。该工作被称为“同步整流”。此外，在图3中，用圆圈表示导通的MOSFET。在以后的图中也是同样的。对于工作模式的详情后述。

图4为示出流过实施方式1中的转换器3的电流的路径的第2图。图4中示出了电源电压极性为负且电源电流的检测值Is的绝对值大于电流阈值的状态。在该状态下，第1下支路元件312及第2上支路元件321为导通，第1上支路元件311及第2下支路元件322为断开。此时，电流按照交流电源1、开关元件Q3、平滑电容器4、开关元件Q2、电抗器2、交流电源1的顺序流过。像这样，在实施方式1中，有时进行不使电流流过二极管D3及二极管D2而使电流流过开关元件Q3、Q2各自的沟道的同步整流工作。

图5为示出流过实施方式1中的转换器3的电流的路径的第3图。图5中示出了电源电压极性为正且电源电流的检测值Is的绝对值大于电流阈值的状态。在该状态下，第1下支路元件312及第2下支路元件322为导通，第1上支路元件311及第2上支路元件321为断开。此时，电流按照交流电源1、电抗器2、开关元件Q2、开关元件Q4、交流电源1的顺序流过。据此形成了不经过平滑电容器4的电源短路路径。在形成图5所示的电源短路路径的情况下，必须将第1下支路元件312接通，而第2下支路元件322可以为导通或断开中的任意状态。如图5所示，实施方式1中准备了不使电流流过二极管D4而使电流流过开关元件Q4的沟道来形成电源短路路径的模式。

图6为示出流过实施方式1中的转换器3的电流的路径的第4图。图6中示出了电源电压极性为负且电源电流的检测值Is的绝对值大于电流阈值的状态。在该状态下，第1上支路元件311及第2上支路元件321为导通，第1下支路元件312及第2下支路元件322为断开。此时，电流按照交流电源1、开关元件Q3、开关元件Q1、电抗器2、交流电源1的顺序流过。据此形成了不经过平滑电容器4的电源短路路径。在形成图6所示的电源短路路径的情况下，必须将第1上支路元件311接通，而第2上支路元件321可以为导通或断开中的任意状态。如图6所示，实施方式1中准备了不使电流流过二极管D3而使电流流过开关元件Q3的沟道来形成电源短路路径的模式。

控制部10通过控制以上所述的电流路径的切换而能够控制电源电流及母线电压的值。在电源电压极性为正时，马达驱动装置100连续地在图3所示的工作与图5所示的工作之间切换。另外，在电源电压极性为负时，马达驱动装置100连续地在图4所示的工作与图6所示的工作之间切换。据此，能够实现使母线电压上升的控制、抑制母线电压的上升的控制、用于改善功率因数及电源谐波的电流控制和用于改善运行效率的同步整流。

接下来，参照图7及图8对在实施方式1的马达驱动装置100中使用的工作模式进行说明。图7为说明实施方式1中的工作模式的特征的图。图8为示出在图7所示的工作模式下工作时的工作波形的图。

图7中记载有(a)整流模式、(b)同步整流模式、(c)低速开关模式、(d)高速开关模式这4个工作模式。各个工作模式通过有无实施同步整流、电流控制及母线电压控制这3种控制的组合来区分。如前述那样，同步整流是为了改善运行效率而进行的。母线电压控制为抑制母线电压的上升的控制。电流控制是为了流出/流入转换器3的电流的功率因数改善及谐波抑制的控制。此外，有时将低速开关模式称为“第1开关模式”，将高速开关模式称为“第2开关模式”。

实施方式1的马达驱动装置100具有整流模式，还具有同步整流模式、低速开关模式及高速开关模式中的至少一个工作模式。此外，在不需要升压工作的用途或产品中，有时可以没有低速开关模式及高速开关模式。

图8的(a)中示出了在整流模式下工作时的工作波形。具体而言，从上部侧起示出了电源电压、电源电流、控制开关元件Q3的控制信号S321及控制开关元件Q4的控制信号S322的波形。其它工作模式也是同样的。在整流模式中，由于不需要控制开关元件，因此有使栅极驱动电路15工作的驱动电源的消耗被抑制的优点。另外，由于不需要控制开关元件，因此有容易控制的优点。

图8的(b)中示出了在同步整流模式下工作时的工作波形。在同步整流模式中，为按照电流流过寄生二极管的定时使对应的开关元件为导通状态以使电流流过开关元件的沟道侧的工作模式。在图8的(b)的例子中，将开关元件Q3、Q4控制为导通。当使用同步整流模式时，尤其是流过的电流小的情况下，能够实现高效率化。此外，在同步整流模式中，仅仅将电流流过的元件从寄生二极管替换为开关元件。因此，如图7所示，不实施电流控制及母线电压控制。

图8的(c)中示出了在低速开关模式下工作时的工作波形。低速开关模式为在电源电压的半个周期中经由电抗器2使电源电压短路1次以上的工作模式。在图8的(c)的例子中，在电源电压的每半个周期进行两次短路工作。通过进行短路工作，能量蓄积于电抗器2。当在能量蓄积后解除短路工作时，蓄积于电抗器2的能量被转送并蓄积于平滑电容器4。据此，能够进行平滑电容器4的电压、即母线电压的升压。

关于母线电压的升压量，利用母线电压控制来调节。在母线电压控制中使用比例积分控制器等。在母线电压控制中，转换器3的工作被控制以使母线电压的检测值Vdc接近目标电压。另外，在母线电压控制中，经由电抗器2使电源电压短路时的短路时间被控制。另外，在母线电压控制中，使比例积分控制器的响应时间变化，从而能够抑制由于产生负载波动而可能产生的母线电压的过大上升。

在低速开关模式下，能够通过短路工作来使短路电流流过。据此，通过扩大电源电流的流通宽度，能够实现改善功率因数以及抑制谐波电流。关于电流波形的改善，可以采用基于电源电压的过零点预先决定进行短路工作的定时、并根据负载来参照的形式。或是可以检测电源电流，控制短路时间以使检测出的电流波形接近正弦波。此外，由于在低速开关模式下进行短路工作的工作时间短，因此能够抑制谐波噪声的产生。

图8的(d)中示出了在高速开关模式下工作时的工作波形。高速开关模式为在电源电压的1个周期的整个范围中经由电抗器2使电源电压多次短路的工作模式。进行短路工作的意义与低速开关模式相同。即，通过进行短路工作而在电抗器2中蓄积能量，在能量蓄积后解除短路工作，从而将蓄积于电抗器2的能量转送至平滑电容器4。据此，能够进行母线电压的升压。关于对母线电压的升压量的控制，也能够用与低速开关模式同样的控制来实现。

如前述那样，在高速开关模式下，在电源电压的整个范围中进行短路工作，所以电流的流通宽度相比低速开关模式扩大。据此，与低速开关模式比较，能够实现进一步的功率因数改善及谐波电流的抑制。另外，在高速开关模式中，能够将功率因数控制为接近1的值。据此，尤其在高负载侧，能够驱动负载直至断路器容量的极限，能够实现装置的功率提高。

此外，在图8的例子中，为了简化说明，将开关元件Q1、Q2设为始终断开，但不限于此。除了整流模式之外，可以进行如下同步整流工作：按照电流流过连接于开关元件Q1、Q2的各个开关元件的二极管的定时将开关元件Q1或开关元件Q2接通。或是可以在不产生前述的电容器短路的期间，将开关元件Q1或开关元件Q2控制为导通。

另外，也可以使与连接于平滑电容器4的正侧的两个二极管、即第1分支31中的二极管D1及第2分支32中的二极管D3的各个二极管连接的开关元件的工作停止而实施同样的工作。或是可以使与连接于平滑电容器4的负侧的两个二极管、即第1分支31中的二极管D2及第2分支32中的二极管D4的各个二极管连接的开关元件的工作停止而实施同样的工作。或是可以使与第1分支31中的两个二极管、即二极管D1、D2的各个二极管连接的开关元件的工作停止而实施同样的工作。或是可以使与第2分支32中的两个二极管、即二极管D3、D4的各个二极管连接的开关元件的工作停止而实施同样的工作。

接下来，参照图9对实施方式1中的主要部分的工作进行说明。图9为用于实施方式1中的主要部分的工作说明的第1流程图。图9中示出了用于抑制由负载波动引起的母线电压的上升的一系列的控制流程。图9的流程图在马达驱动装置100的运行中被实施。

控制部10基于母线电压的检测值Vdc，监视母线电压中是否产生了过大电压(步骤S11)。如果母线电压中未产生过大电压(步骤S11为否)，则重复步骤S11的处理。即，控制部10继续监视母线电压。如果母线电压中产生了过大电压(步骤S11为是)，则前进至步骤S12。

控制部10确认当前的工作模式(步骤S12)。在工作模式为整流模式的情况下，前进至步骤S13。在工作模式为同步整流模式的情况下，前进至步骤S14。在工作模式为低速开关模式的情况下或高速开关模式的情况下，前进至步骤S15。

在工作模式为整流模式的情况下，控制部10继续逆变器18的运行(步骤S13)。继续逆变器18的运行是由于，在整流模式中不发生开关工作，因此电源电压按原样被整流并积蓄于平滑电容器4。

在工作模式为同步整流模式的情况下，控制部10继续逆变器18的运行，也继续转换器3的运行(步骤S14)。在同步整流模式中，虽然发生开关工作，但是与二极管整流同样地，电源电压被整流并积蓄于平滑电容器4。因此，如果没有开关元件的故障则继续转换器工作也没有问题。因此继续逆变器18及转换器3的运行。

在工作模式为低速开关模式或高速开关模式的情况下，控制部10继续逆变器18的运行，将转换器3的工作模式变更为同步整流模式(步骤S15)。在低速开关模式及高速开关模式下，进行电源电压经由电抗器2的短路工作，所以蓄积于电抗器2的能量流入至平滑电容器4。其结果是，在产生了急剧的负载波动的情况下，流入至平滑电容器4的能量未被负载消耗，母线电压有可能变得过大。因此，逆变器18的运行继续，而转换器3的工作模式变更为同步整流模式。此外，在低速开关模式及高速开关模式下，进行基于反馈控制的母线电压控制。另外，在同步整流模式中不发生升压工作。因此，在负载波动不剧烈的情况下，能够毫无问题地抑制母线电压。此外，在负载波动剧烈的情况下，利用后述的处理来抑制平滑电容器4的过大电压。

控制部10测量实施了步骤S13、S14或S15的处理之后的时间，监视处理后的时间是否经过了设定时间(步骤S16)。如果处理后的时间未经过设定时间(步骤S16为否)，则继续步骤S16的处理状态。如果处理后的时间经过了设定时间(步骤S16为是)，则前进至步骤S17。

控制部10判断通过上述步骤S13、S14或S15的处理能否抑制过大的电压、换言之母线电压过大的状态是否已消除(步骤S17)。如果过大的电压已被抑制(步骤S17为是)，则退出图9的流程。如果未能抑制过大的电压(步骤S17为否)，则前进至步骤S18。

控制部10停止逆变器18及转换器3的工作(步骤S18)。停止逆变器18的工作是由于考虑到来自逆变器18的再生电流流入至平滑电容器4的可能性。因此，在停止了转换器3的工作的状态下停止逆变器18的工作。此外，在使逆变器18的工作停止时，优选为考虑在马达500中产生的反电动势电压。当在马达500的转速高的状态下使逆变器18停止时，大的反电动势电压施加于平滑电容器4，平滑电容器4的电压有可能变得过大。尤其是，在通过弱磁控制运行马达500的情况下，由逆变器18驱动的马达500的反电动势电压为高于母线电压的状态。因此，优选的是在使马达转速减速直至反电动势电压充分小于母线电压后使逆变器18停止。但是，当将减速率过于提高时，母线电压的升压率由于再生电流而上升。因此，优选的是使马达500的转速按照平滑电容器4中不产生过大的电压的减速率而降低。当步骤S18的处理结束时，前进至步骤S19。

控制部10测量实施了步骤S18的处理之后的时间，监视处理后的时间是否经过了设定时间(步骤S19)。如果处理后的时间未经过设定时间(步骤S19为否)，则继续步骤S19的处理状态。如果处理后的时间经过了设定时间(步骤S19为是)，则前进至步骤S20。

控制部10再次判断通过步骤S18的处理能否抑制过大的电压(步骤S20)。如果过大的电压已被抑制(步骤S20为是)，则退出图9的流程。如果未能抑制过大的电压(步骤S20为否)，则前进至步骤S21。

控制部10使停止的逆变器18运行而使其为工作状态，使停止的转换器3在同步整流模式下运行(步骤S21)。

在利用截至目前的处理也无法抑制过大的电压的情况下，一般认为从交流电源1施加了过大的电压或者从交流电源1流入了过大的电流。因此，在无法抑制过大的电压的情况下，再次使逆变器18为工作状态，使逆变器18工作以消耗积蓄于平滑电容器4的能量。此外，在步骤S21，将转换器3的工作模式设为同步整流模式，但也可以使之在整流模式下工作。另外，在为马达驱动装置100与交流电源1之间具有断路器的结构的情况下，也可以设为将断路器控制为断开而电源电压未施加于转换器3的状态。另外，在图9的流程中，未将电源电压的检测值Vs用于控制。在将电源电压的检测值Vs用于控制的情况下，也可以省略前述处理的一部分来实施。另外，根据转换器3或逆变器18的结构，可以调换前述处理的顺序或省略一部分来实施。

接下来，对马达驱动装置100中使用的MOSFET的损耗特性进行说明。图10为示出实施方式1的马达驱动装置100中使用的MOSFET的损耗特性的图。在图10中，横轴表示流过导通状态的MOSFET的电流以及流过寄生二极管的电流。另外，纵轴表示为了使电流流过导通状态的开关元件所需的电压以及为了使电流流过寄生二极管所需的电压。

在图10中，实线表示寄生二极管正向电压。寄生二极管正向电压为表示寄生二极管中产生的损耗的电流电压特性的例子。一般而言，二极管由于当电流值小时损耗大而因此需要大的电压，但是当电流值大于某个值时损耗的变化率改善而电流电压特性的斜率变平缓。图10的实线所示的波形中表现出该特性。

另外，虚线表示MOSFET的漏极与源极之间的电压即MOSFET漏极-源极电压。MOSFET漏极-源极电压表示流过开关元件的载流子的电流和由于该电流流过而由开关元件的导通电阻引起而产生的损耗的电流电压特性的例子。在MOSFET等开关元件中，为了使电流流过所需的电压相对于电流值以二次曲线方式增加。图10的虚线所示的波形中表现出该特性。

在图10中，实线与虚线相交的交叉点是流过寄生二极管的电流及为了使该电流流过所需的电压与流过MOSFET的电流及为了使该电流流过所需的电压相等的点。在实施方式1中，将寄生二极管及开关元件的两个电流电压特性相交的交叉点的电流值设为“第2电流阈值”。此外，将前述的电流阈值、即比较电源电流的检测值Is的绝对值时使用的电流阈值称为“第1电流阈值”。在图10中，用“Ith2”表示第2电流阈值。第2电流阈值为大于第1电流阈值的值。

接下来，对控制部10在同步整流模式下使用第1电流阈值及第2电流阈值将开关元件接通/关断的定时进行说明。图11为示出在实施方式1的马达驱动装置100中控制部10将开关元件接通的定时的图。在图11中，横轴为时间。在图11的上部示出了电源电压及电源电流的波形。在图11的下部示出了开关元件Q1、Q2为根据电源电流的极性而被控制导通/断开的电流同步的开关元件、以及开关元件Q3、Q4为根据电源电压的极性而被控制导通/断开的电压同步的开关元件。另外，在图11中与电源电流的波形一并示出了第1电流阈值Ith1及第2电流阈值Ith2的值。此外，在图11中示出了从交流电源1输出的交流电力的1个周期，设为控制部10在其它周期也进行与图11所示的控制同样的控制。

控制部10在电源电压极性为正时，将开关元件Q4接通，将开关元件Q3关断。另外，控制部10在电源电压极性为负时，将开关元件Q3接通，将开关元件Q4关断。此外，在图11中，开关元件Q4从导通变为断开的定时与开关元件Q3从断开变为导通的定时为相同定时，但不限于此。控制部10可以在开关元件Q4从导通变为断开的定时与开关元件Q3从断开变为导通的定时之间设置开关元件Q3、Q4都为断开的死区时间。同样地，控制部10可以在开关元件Q3从导通变为断开的定时与开关元件Q4从断开变为导通的定时之间设置开关元件Q3、Q4都为断开的死区时间。

在电源电压极性为正的情况下，当电源电流的绝对值变为第1电流阈值Ith1以上时，控制部10将开关元件Q1接通。进而，当电源电流的绝对值超过第2电流阈值Ith2时，将开关元件Q1关断。之后，当电源电流的绝对值变小且电源电流的绝对值变为第2电流阈值Ith2以下时，控制部10将开关元件Q1接通。进而，当电源电流的绝对值变得小于第1电流阈值Ith1时，将开关元件Q1关断。另外，在电源电压极性为负的情况下，当电源电流的绝对值变为第1电流阈值Ith1以上时，控制部10将开关元件Q2接通。进而，当电源电流的绝对值超过第2电流阈值Ith2时，将开关元件Q2关断。之后，当电源电流的绝对值变小且电源电流的绝对值变为第2电流阈值Ith2以下时，控制部10将开关元件Q2接通。进而，当电源电流的绝对值变得小于第1电流阈值Ith1时，将开关元件Q2关断。

在电源电流的绝对值为第1电流阈值Ith1以下时，控制部10进行控制以使开关元件Q1、Q3不同时导通，并且进行控制以使开关元件Q2、Q4不同时导通。据此，控制部10能够防止在马达驱动装置100中电容器短路。

通过以上的控制部10的控制，马达驱动装置100能够实现基于第1分支31的开关元件Q1、Q2的同步整流。具体而言，在电源电流的绝对值为第1电流阈值Ith1以上且第2电流阈值Ith2以下时，控制部10使电流流过在该范围内损耗小的开关元件Q1或开关元件Q2。另外，在电源电流的绝对值大于第2电流阈值Ith2时，控制部10使电流流过在该范围内损耗小的二极管D1或二极管D2。据此，马达驱动装置100能够根据电流值使电流流过损耗小的元件，所以能够抑制效率的下降，能够构成降低了损耗的高效的装置。

此外，控制部10可以在将开关元件Q1接通的期间进行将开关元件Q1、Q2互补地接通/关断的开关控制来进行升压工作。同样地，控制部10可以在将开关元件Q2接通的期间进行将开关元件Q1、Q2互补地接通/关断的开关控制来进行升压工作。

即，在电源电流的绝对值为第1电流阈值Ith1以上且第2电流阈值Ith2以下时，控制部10根据电源电流的极性，允许构成第1分支31及第2分支32中的一方的第1分支31的开关元件Q1、Q2中的一个开关元件导通。另外，在电源电流的绝对值小于第1电流阈值Ith1或大于第2电流阈值Ith2时，控制部10禁止开关元件Q1、Q2中的与前述开关元件相同的1个开关元件导通。

具体而言，在电源电流的极性为正、电源电流的绝对值为第1电流阈值Ith1以上且第2电流阈值Ith2以下时，控制部10允许开关元件Q1导通。在电源电流的绝对值小于第1电流阈值Ith1或大于第2电流阈值Ith2时，禁止开关元件Q1导通。在电源电流的极性为正、电源电流的绝对值为第1电流阈值Ith1以上且第2电流阈值Ith2以下时，控制部10在开关元件Q1断开期间将开关元件Q2接通。在电源电流的绝对值小于第1电流阈值Ith1或大于第2电流阈值Ith2时，也禁止开关元件Q2导通。

另外，在电源电流的极性为负、电源电流的绝对值为第1电流阈值Ith1以上且第2电流阈值Ith2以下时，控制部10允许开关元件Q2导通。在电源电流的绝对值小于第1电流阈值Ith1或大于第2电流阈值Ith2时，禁止开关元件Q2导通。另外，在电源电流的极性为负、电源电流的绝对值为第1电流阈值Ith1以上且第2电流阈值Ith2以下时，控制部10在开关元件Q2断开期间将开关元件Q1接通。在电源电流的绝对值小于第1电流阈值Ith1或大于第2电流阈值Ith2时，也禁止开关元件Q1导通。

像这样，在电源电流的绝对值为第1电流阈值Ith1以上、开关元件的损耗小于寄生二极管的损耗的区域，控制部10允许开关元件导通。另外，在开关元件的损耗大于寄生二极管的损耗的区域，控制部10禁止开关元件导通。

此外，在图11的例子中，控制部10根据电源电压的极性控制开关元件Q3、Q4的导通/断开，根据电源电流的极性控制开关元件Q1、Q2的导通/断开，但不限于此。控制部10也可以根据电源电压的极性控制开关元件Q1、Q2的导通/断开，根据电源电流的极性控制开关元件Q3、Q4的导通/断开。

另外，如前述那样，第2电流阈值Ith2是为了使电流流过寄生二极管及开关元件所需的电压为相同值时的电流值，但不限于此。第2电流阈值Ith2也可以是根据为了使电流流过寄生二极管所需的电压的特性和为了使电流流过开关元件所需的电压的特性而决定的值。

例如，可以根据开关元件中产生的开关损耗量而将第2电流阈值Ith2的值设为比为了使电流流过寄生二极管及开关元件所需的电压为相同值时的电流值大的值。据此，能够决定考虑到将开关元件从导通切换为断开时产生的开关损耗的第2电流阈值Ith2。在该情况下，在将开关元件接通的状态下即使电源电流的绝对值进一步变大也无法期望通过将开关元件关断来降低损耗时，控制部10将开关元件保持接通。据此，马达驱动装置100能够进一步抑制效率下降。

另外，可以将第2电流阈值Ith2设为对为了使电流流过寄生二极管及开关元件所需的电压为相同值时的电流值加上或减去规定值而得到的值。据此，能够决定考虑到由各元件的部件的偏差导致的特性差异的第2电流阈值Ith2。在该情况下，与第2电流阈值Ith2是为了使电流流过寄生二极管及开关元件所需的电压为相同值时的电流值的情况相比较，控制部10有可能无法改善损耗的降低。然而，相比于在将开关元件接通的状态下即使电源电流的绝对值进一步变大也将开关元件持续接通的情况，控制部10能够降低损耗。

图12为用于实施方式1中的主要部分的工作说明的第2流程图。图12中示出了马达驱动装置100的控制部10对开关元件Q1、Q2进行接通/关断控制的处理流程。此外，在此作为一例，对电源电流的极性为正的情况进行说明。

控制部10比较电源电流的检测值Is的绝对值|Is|与第1电流阈值(步骤S31)。在绝对值|Is|小于第1电流阈值的情况下(步骤S31为否)，控制部10禁止开关元件Q1导通(步骤S32)。在绝对值|Is|为第1电流阈值以上的情况下(步骤S31为是)，控制部10比较绝对值|Is|与第2电流阈值(步骤S33)。在绝对值|Is|为第2电流阈值以下的情况下(步骤S33为否)，控制部10允许开关元件Q1导通(步骤S34)。在绝对值|Is|大于第2电流阈值的情况下(步骤S33为是)，控制部10禁止开关元件Q1导通(步骤S32)。在步骤S32或步骤S34之后，控制部10返回至步骤S31重复进行上述处理。在电源电流的极性为负时，控制部10以开关元件Q2为对象进行上述同样的处理。

此外，在上述步骤S31中，将绝对值|Is|与第1电流阈值相等的情况判定为“是”，但也可以判定为“否”。即，可以将绝对值|Is|与第1电流阈值相等的情况判定为“是”或“否”中的任意方。另外，在上述步骤S33中，将绝对值|Is|与第2电流阈值相等的情况判定为“否”，但也可以判定为“是”。即，可以将绝对值|Is|与第2电流阈值相等的情况判定为“是”或“否”中的任意方。

接下来对开关元件的结构进行说明。在马达驱动装置100中，作为加快开关元件的开关速度的方法之一，列举了使开关元件的栅极电阻变小的方法。栅极电阻越变小，则对栅极输入电容的充放电时间越变短，接通(turn-on)期间及关断(turn-off)期间越变短，因此开关速度变快。

然而，通过使栅极电阻变小来降低开关损耗是有限度的。于是，例示由如GaN或SiC这样的WBG半导体来构成开关元件。通过使用WBG半导体作为开关元件，从而能够进一步抑制每一次开关的损耗，效率更加提高并且能够进行高频开关。另外，由于能够进行高频开关，从而能够实现电抗器2的小型化，能够实现马达驱动装置100的小型化及轻量化。另外，通过使用WBG半导体作为开关元件，开关速度提高，开关损耗被抑制。据此，能够简化使开关元件能够持续正常工作的散热对策。另外，通过使用WBG半导体作为开关元件，能够使开关频率为足够高的值、例如16kHz以上。据此，能够抑制由进行开关引起的噪声。

另外，在GaN半导体中，在GaN层与氮化铝镓层的界面处产生二维电子气，由于该二维电子气，载流子的迁移率高。因此，使用GaN半导体的开关元件能够实现高速开关。在此，在交流电源1为50Hz或60Hz的商用电源时，可听域频率为16kHz至20kHz的范围、即商用电源的频率的266倍至400倍的范围。GaN半导体适合于以高于该可听域频率的频率进行开关的情况。在以几十kHz以上的开关频率驱动由主流的硅(Si)作为半导体材料而构成的开关元件Q1～Q4的情况下，开关损耗的比率变大，必须采取散热对策。与此相对，由GaN半导体构成的开关元件Q1～Q4即使在以几十kHz以上的开关频率、具体而言为高于20kHz的开关频率来驱动的情况下，开关损耗也非常小。因此，不需要散热对策，或者能够使用于散热对策的散热部件的尺寸小型化，能够实现马达驱动装置100的小型化及轻量化。另外，由于能够进行高频开关，从而能够使电抗器2小型化。此外，为了使开关频率的1次分量不落入噪声端子电压标准的测定范围，优选的是将开关频率设为150kHz以下。

另外，WBG半导体相比于Si半导体，电容小，因此由开关引起的恢复电流的产生少，能够抑制由恢复电流引起的损耗及噪声的产生。因此，WBG半导体适用于高频开关。

此外，SiC半导体相比于GaN半导体，导通电阻小。因此，开关次数比第2分支32多的第1分支31的第1上支路元件311及第1下支路元件312可以由GaN半导体构成，开关次数少的第2分支32的第2上支路元件321及第2下支路元件322可以由SiC半导体构成。据此，能够最大限度地发挥SiC半导体及GaN半导体各自的特性。另外，通过将SiC半导体用于开关次数比第1分支31少的第2分支32的第2上支路元件321及第2下支路元件322，从而在第2上支路元件321及第2下支路元件322的损耗当中的导通损耗所占的占比变大，接通损耗及关断损耗变小。因此，由第2上支路元件321及第2下支路元件322的开关带来的发热的上升被抑制，能够使构成第2分支32的第2上支路元件321及第2下支路元件322的芯片面积相对变小。据此，能够有效地利用芯片制造时成品率低的SiC半导体。

另外，作为开关次数少的第2分支32的第2上支路元件321及第2下支路元件322，可以使用超结构造的SJ-MOSFET。通过使用SJ-MOSFET，在发挥作为SJ-MOSFET的优点的低导通电阻的同时能够抑制电容高而容易产生恢复的缺点。另外，与使用WBG半导体的情况相比，通过使用SJ-MOSFET能够降低第2分支32的制造成本。

另外，WBG半导体相比于Si半导体，耐热性高，在结温为高温时也能够工作。因此，通过使用WBG半导体，用热阻大的小型芯片也能够构成第1分支31及第2分支32。尤其是，芯片制造时成品率低的SiC半导体在用于小型芯片时，能够实现低成本化。

另外，WBG半导体即使在以约100kHz的高频来驱动时，开关元件中产生的损耗的增加也被抑制，因此由电抗器2的小型化带来的损耗降低效果变大，能够在宽的输出范围、即宽的负载条件下实现高效的转换器。

另外，WBG半导体相比于Si半导体，耐热性高，对基于支路间的损耗不均的开关的发热容许水平高，因此适合于产生由高频驱动引起的开关损耗的第1分支31。

如以上说明的那样，根据实施方式1，控制部具有控制转换器的开关元件导通而使转换器在不同工作方式下工作的多个工作模式。在母线电压示出了过大值的情况下，控制部根据工作模式来变更转换器的开关元件及逆变器中的至少一个的工作。据此，能够抑制由负载波动引起的母线电压的上升。

另外，根据实施方式1，具有使转换器的开关元件工作的多个工作模式，在产生了过大的电压的情况下，选择适合于各工作模式的保护动作。据此，能够可靠地保护转换器及逆变器免受过大电压的影响，能够得到可靠性更高的马达驱动装置。

另外，根据实施方式1，在转换器在低速开关模式或高速开关模式下工作时母线电压示出了过大值的情况下，控制部将工作模式变更为同步整流模式。在同步整流模式中不发生升压工作。因此，在负载波动不剧烈的情况下，通过变更到同步整流模式能够抑制母线电压。

另外，根据实施方式1，在即使将工作模式变更为同步整流模式，母线电压过大的状态也未被消除的情况下，控制部停止转换器及逆变器的工作。在母线电压过大的状态是由来自逆变器的再生电流引起的情况下，通过停止逆变器的工作能够抑制母线电压。此外，为了迅速判断母线电压过大的状态是否是由来自逆变器的再生电流引起的，优选的是停止转换器的工作。

另外，根据实施方式1，在即使停止逆变器的工作，母线电压过大的状态也未被消除的情况下，控制部使逆变器再次工作。在即使停止逆变器的工作而母线电压过大的状态也未被消除的情况下，一般认为有可能从交流电源施加了过大的电压或者从交流电源流入了过大的电流。因为逆变器不是再生状态，所以如果使逆变器再次工作，则能够使积蓄于平滑电容器的能量消耗。此外，在已知母线电压过大的原因是来自交流电源的过大的电压或过大的电流时，优选的是停止转换器的工作。

另外，根据实施方式1，在电源电流的绝对值为第1电流阈值以上且第2电流阈值以下时，控制部允许在该范围内损耗比寄生二极管小的开关元件导通。另外，在电源电流的绝对值大于第2电流阈值时，控制部禁止在该范围内损耗比寄生二极管大的开关元件导通。据此，在转换器中，能够根据电流值使电流流过损耗小的元件。据此，能够得到效率下降和损耗被降低了的、高效的马达驱动装置。

接下来，参照附图图13及图14对用于实现实施方式1中的控制部10的功能的硬件结构进行说明。图13为示出实现实施方式1中的控制部10的功能的硬件结构的一例的框图。图14为示出实现实施方式1中的控制部10的功能的硬件结构的其它例子的框图。

在实现实施方式1中的控制部10的功能时，如图13所示，能够设为包括进行运算的处理器300、保存由处理器300读取的程序的存储器302以及进行信号的输入输出的接口304的结构。

处理器300可以为如运算装置、微处理器、微型计算机、CPU(Central ProcessingUnit，中央处理单元)或DSP(Digital Signal Processor，数字信号处理器)这样的运算单元。另外，作为存储器302，能够例示如RAM(Random Access Memory，随机存取存储器)、ROM(Read Only Memory，只读存储器)、闪存、EPROM(Erasable Programmable ROM，可擦除可编程只读存储器)、EEPROM(注册商标)(Electrically EPROM，电可擦除可编程只读存储器)这样的非易失性或易失性半导体存储器、磁盘、软盘、光盘、压缩盘、迷你盘、DVD(DigitalVersatile Disc，数字多功能光盘)。

存储器302中储存有执行实施方式1中的控制部10的功能的程序。处理器300经由接口304交换需要的信息，由处理器300执行储存于存储器302的程序，由处理器300参照储存于存储器302的表格，由此能够进行上述的处理。处理器300的运算结果能够存储于存储器302。

另外，在实现实施方式1中的控制部10的功能时，也能够使用图14所示的处理电路305。处理电路305相当于单个电路、复合电路、ASIC(Application Specific IntegratedCircuit，专用集成电路)、FPGA(Field-Programmable Gate Array，现场可编程门阵列)或将它们组合而成的结构。能够经由接口306获得要输入至处理电路305的信息及要从处理电路305输出的信息。此外，即使是使用处理电路305的结构，控制部10中的部分处理也可以用图13所示的结构的处理器300来实施。

实施方式2.

在实施方式2中，对实施方式1中说明过的马达驱动装置100的应用例进行说明。图15为示出实施方式2的空调机400的结构的图。实施方式1中说明过的马达驱动装置100能够应用于如鼓风机、压缩机及空调机这样的产品。在实施方式2中，作为实施方式1的马达驱动装置100的应用例，对将马达驱动装置100应用于空调机400的例子进行说明。

在图15中，在马达驱动装置100的输出侧连接有马达500，马达500连结于压缩要素504。压缩机505具备马达500和压缩要素504。制冷环路部506以包括四通阀506a、室内换热器506b、膨胀阀506c及室外换热器506d的方式构成。

在空调机400的内部进行循环的制冷剂的流路以从压缩要素504经由四通阀506a、室内换热器506b、膨胀阀506c、室外换热器506d，再次经由四通阀506a返回到压缩要素504的方式构成。马达驱动装置100从交流电源1接受交流电力的供给，使马达500旋转。利用马达500的旋转，压缩要素504能够执行制冷剂的压缩工作，能够使制冷剂在制冷环路部506的内部进行循环。

在实施方式1的马达驱动装置100被应用于如鼓风机、压缩机及空调机这样的产品时，在从低速旋转区域到高速旋转区域的广大范围中马达500被马达驱动装置100驱动。此时，转换器3的控制所需的母线电压根据马达500的运行状态而变化。一般而言，马达500的转速越高，则需要使逆变器18的输出电压越高。该逆变器18的输出电压的上限受到向逆变器18的输入电压、即作为马达驱动装置100的输出的母线电压的限制。来自逆变器18的输出电压超过受母线电压限制的上限而饱和的区域被称为过调制区域。

在这样的马达驱动装置100中，在马达500为低速旋转的范围、即未达到过调制区域的范围中，不需要使母线电压升压。另一方面，在马达500为高速旋转的情况下，通过使母线电压升压，能够将过调制区域设到更高速旋转侧。据此，能够将马达500的运行范围扩大到高速旋转侧。尤其是当在高速旋转侧进行控制时，成为由马达500的旋转而产生的反电动势电压高于母线电压的状态。因此，当使逆变器18的工作突然停止，或是利用逆变器18使马达500的转速突然减速时，母线电压上升，有可能超过构成马达驱动装置100的部件的耐压。从该观点而言，通过应用实施方式1中说明的方法，能够保护马达驱动装置100免受过大电压的影响。

另外，如果不需要扩大马达500的运行范围，则相应地能够增加对马达500具备的定子的绕组的匝数。通过增加绕组的匝数，在低速旋转区域中，在绕组两端产生的马达电压变高，相应地流过绕组的电流下降。据此，能够降低由逆变器18中的开关元件的开关工作产生的损耗。在要得到马达500的运行范围扩大与低速旋转区域的损耗改善这两者的效果时，马达500的绕组的匝数被设定为适当的值。

另一方面，当增加马达500的绕组的匝数时，每旋转1周的反电动势电压增加，因此当在相同转速下进行比较的情况下容易产生过大的电压。因此，容易成为由马达500的旋转而产生的反电动势电压高于母线电压的状态。因此，当使逆变器18的工作突然停止，或是利用逆变器18使马达500的转速突然减速时，母线电压上升，有可能超过构成马达驱动装置100的部件的耐压。从该观点而言，通过应用实施方式1中说明的方法，能够保护马达驱动装置100免受过大电压的影响。

此外，以上实施方式所示的结构示出了本发明内容的一例，既能够与其它公知技术结合，还能够在不脱离本发明主旨的范围内对部分结构进行省略、变更。

Claims (12)

1.一种马达驱动装置，具备：

电抗器；

转换器，具备桥接的4个单向元件，该转换器经由所述电抗器连接于交流电源；

平滑电容器，连接于所述转换器的输出端子之间；

逆变器，将从所述平滑电容器输出的直流电压变换为对马达施加的交流电压并输出；以及

物理量检测部，检测表示所述转换器的输出侧的工作状态的物理量，

其中，所述转换器中的4个所述单向元件当中的两个所述单向元件串联连接而构成第1分支，其余两个所述单向元件串联连接而构成第2分支，

至少对连接于所述平滑电容器的正侧的所述第1分支及所述第2分支中的两个单向元件、或者连接于所述平滑电容器的负侧的所述第1分支及所述第2分支中的两个单向元件、或者所述第1分支中的两个单向元件、或者所述第2分支中的两个单向元件的各个单向元件并联连接有开关元件，

具有控制所述开关元件的导通而使所述转换器在不同工作方式下工作的多个工作模式，

作为所述工作模式，具有按照使电流流过所述单向元件的定时使电流流过对应的开关元件的沟道的同步整流模式，并且

作为所述工作模式，具有第1开关模式及第2开关模式中的至少一个，在所述第1开关模式中，在所述交流电源的电压即电源电压的半个周期中经由所述电抗器使所述电源电压短路1次以上，在所述第2开关模式中，在所述电源电压的1个周期的整个范围中经由所述电抗器使所述电源电压短路多次，

当在所述第1开关模式或所述第2开关模式下工作时所述物理量示出了过大值的情况下，将所述工作模式变更为所述同步整流模式，

在即使变更为所述同步整流模式，所述物理量过大的状态也未被消除的情况下，停止所述逆变器的工作。

2.根据权利要求1所述的马达驱动装置，其中，

在即使停止所述逆变器的工作，所述物理量过大的状态也未被消除的情况下，使所述逆变器工作。

3.根据权利要求1所述的马达驱动装置，其中，

所述开关元件为由宽带隙半导体形成的金属氧化物半导体场效应晶体管。

4.根据权利要求3所述的马达驱动装置，其中，

所述宽带隙半导体为碳化硅、氮化镓、氧化镓或金刚石。

5.根据权利要求1所述的马达驱动装置，其中，

所述开关元件为超结构造的金属氧化物半导体场效应晶体管。

6.根据权利要求3所述的马达驱动装置，其中，

所述单向元件为所述金属氧化物半导体场效应晶体管的寄生二极管。

7.根据权利要求4所述的马达驱动装置，其中，

所述单向元件为所述金属氧化物半导体场效应晶体管的寄生二极管。

8.根据权利要求5所述的马达驱动装置，其中，

所述单向元件为所述金属氧化物半导体场效应晶体管的寄生二极管。

9.根据权利要求1至5中的任意一项所述的马达驱动装置，其中，

所述单向元件为二极管。

10.一种鼓风机，具备权利要求1至9中的任意一项所述的马达驱动装置。

11.一种压缩机，具备权利要求1至9中的任意一项所述的马达驱动装置。

12.一种空调机，具备权利要求10所述的鼓风机以及权利要求11所述的压缩机中的至少一个。