CN114270690B - 直流电源装置、马达驱动装置、鼓风机、压缩机以及空调机 - Google Patents

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Abstract

目的在于得到能够可靠地保护电路部件免受在从瞬时停电中恢复时可能产生的过大涌流的影响的直流电源装置。直流电源装置(50)具备：电抗器(2)；转换器(3)，经由电抗器(2)而连接于交流电源(1)；平滑电容器(4)，连接于转换器(3)的输出端子之间；防涌流电路(13)，配置于从交流电源(1)到平滑电容器(4)的充电路径上；电流检测部(8)，检测表示转换器(3)的输出侧的工作状态的直流电流；电流检测部(6)，检测表示转换器(3)的输入侧的工作状态的电源电流；以及控制部(10)，被输入直流电流及电源电流，控制转换器(3)的工作。当电源电压从电源电压下降的状态中恢复时，从直流电流及电源电流中的至少一个对控制部(10)输出饱和的电流的检测值。

Description

直流电源装置、马达驱动装置、鼓风机、压缩机以及空调机
技术领域
本发明涉及将从交流电源输出的交流电压变换为直流电压并施加于负载的直流电源装置、对作为负载的马达进行驱动的马达驱动装置、具备马达驱动装置的鼓风机及压缩机、以及具备鼓风机或压缩机的空调机。
背景技术
在直流电源装置中具备将从交流电源输出的交流电压变换为直流电压的转换器以及保持由转换器变换后的直流电压的平滑电容器。在直流电源装置中，在接通交流电源时暂时地流过的大电流即涌流(Inrush current)有时会成为问题。
在下述专利文献1中公开了一种具备直流电源装置的马达驱动装置以及空调机，该直流电源装置具备保护电路元件免受涌流的影响的保护电路，并且在防止由涌流引起的元件特性劣化及元件损伤的同时，是高效的且能够抑制谐波电流。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2017-55475号公报
发明内容
发明所要解决的技术课题
通常的保护电路具备用于防止过大的涌流的防涌流电阻和与防涌流电阻并联连接的继电器。在电源接通时，通过使电流经由防涌流电阻流过，从而在抑制涌流的同时对平滑电容器进行充电。另外，在平滑电容器充电完毕的情况下，使用继电器将防涌流电阻的两端短路。据此，在保护电路中，电流在不经由防涌流电阻的路径流过。
继电器的工作电压由直流电源装置中的电源电路给出。电源装置的电压是使用平滑电容器的充电电压而生成的。通常的继电器的工作电压为5～24V左右的低电压。因此，只要平滑电容器的充电电压为约50V以上，则能够生成工作电压。
在专利文献1记载的直流电源装置中，在使用产品的环境下有时会发生瞬时停电。在空调机中，当消耗大量电力的压缩机正在工作时，由于电力被驱动压缩机的逆变器消耗，因此对平滑电容器几乎没有充入电荷。因此，在发生了瞬时停电的情况下，平滑电容器的电压急剧下降。与此相对，电源电路的电压由电源电路中的电容器维持。因此，能够对继电器供给电压，继电器继续工作状态，防涌流电阻的两端保持短路状态。当在该状态下从瞬时停电中恢复时，在没有防涌流电阻的状态下充电电流流过平滑电容器。其结果是产生过大的涌流，马达驱动装置中的如开关元件及电流检测用的电阻这样的电路部件有可能劣化。
本发明为鉴于上述问题而做出的，目的在于得到一种直流电源装置，该直流电源装置能够可靠地保护电路部件免受在从瞬时停电中恢复时可能产生的过大的涌流的影响。
用于解决技术课题的技术方案
为了解决上述技术课题并达到目的，本发明的直流电源装置具备：电抗器；转换器，具备桥接的4个单向元件，该转换器经由电抗器连接于交流电源，将从交流电源输出的交流电压即电源电压变换为直流电压并施加于负载；平滑电容器，连接于转换器的输出端子之间；以及防涌流电路，配置于从交流电源到平滑电容器的充电路径上。另外，直流电源装置具备：第1物理量检测部，检测表示转换器的输出侧的工作状态的第1物理量；以及第2物理量检测部，检测表示转换器的输入侧的工作状态的第2物理量。直流电源装置还具备：控制部，被输入第1物理量及第2物理量，控制转换器的工作；以及控制电源，生成使控制部工作的工作电压。在电源电压从电源电压下降的状态中恢复时，从第1物理量检测部及第2物理量检测部中的至少一个对控制部输入饱和的物理量。
发明效果
根据本发明的直流电源装置，实现能够可靠地保护电路部件免受在从瞬时停电中恢复时可能产生的过大的涌流的影响的效果。
附图说明
图1为示出包括实施方式1的直流电源装置的马达驱动装置的结构例的图。
图2为示出实现实施方式1的控制部的功能的硬件结构的一例的框图。
图3为示出实现实施方式1的控制部的功能的硬件结构的其它例子的框图。
图4为示出实施方式1的转换器中使用的金属氧化物半导体场效应晶体管(MetalOxide Semiconductor Field Effect Transistor：MOSFET)的概略构造的示意性剖视图。
图5为示出流过实施方式1中的转换器的电流的路径的第1图。
图6为示出流过实施方式1中的转换器的电流的路径的第2图。
图7为示出流过实施方式1中的转换器的电流的路径的第3图。
图8为示出流过实施方式1中的转换器的电流的路径的第4图。
图9为用于说明实施方式1的直流电源装置可能发生的瞬时停电时的涌流的图。
图10为示出实施方式1中的电流检测部的结构例的图。
图11为示出实施方式1中的电流检测部的工作例的第1图。
图12为示出实施方式1中的电流检测部的工作例的第2图。
图13为示出实施方式1的直流电源装置中使用的MOSFET的损耗特性的图。
图14为示出在实施方式1的直流电源装置中控制部将开关元件接通的定时的图。
图15为用于实施方式1中的主要部分的工作说明的流程图。
图16为示出实施方式2的空调机的结构的图。
附图标记
1：交流电源；2：电抗器；3：转换器；3a、3b、3c、3d、26a、26b、26c：连接点；4：平滑电容器；5、7：电压检测部；6、8、9：电流检测部；10：控制部；12：负载；13：防涌流电路；13a：防涌流电阻；13b：继电器；14：电源电路；15、17：栅极驱动电路；16a、16b：直流母线；18：逆变器；18A、18B、18C：分支(leg)；18a：晶体管；18b、D1、D2、D3、D4：二极管；18UN、18VN、18WN：下支路元件；18UP、18VP、18WP：上支路元件；20：分流电阻；21：放大电路；22：电平移位电路；23：箝位电路；31：第1分支；32：第2分支；50：直流电源装置；100：马达驱动装置；300：处理器；302：存储器；304、306：接口；305：处理电路；311：第1上支路元件；312：第1下支路元件；321：第2上支路元件；322：第2下支路元件；400：空调机；500：马达；504：压缩要素；505：压缩机；506：制冷环路部；506a：四通阀；506b：室内换热器；506c：膨胀阀；506d：室外换热器；600：半导体衬底；601、603：区域；602：氧化绝缘膜；604：沟道；D：漏极电极；G：栅极电极；Q1、Q2、Q3、Q4：开关元件；S：源极电极。
具体实施方式
以下参照附图对本发明的实施方式的直流电源装置、马达驱动装置、鼓风机、压缩机以及空调机进行说明。此外，本发明不限于以下所示的实施方式。另外，以下将电连接简称为“连接”来进行说明。
实施方式1.
图1为示出包括实施方式1的直流电源装置50的马达驱动装置100的结构例的图。实施方式1的直流电源装置50为将从单相的交流电源1输出的交流电压即电源电压变换为直流电压并施加于负载12的电源装置。另外，实施方式1的马达驱动装置100为将从直流电源装置50输出的直流电力变换为交流电力并将变换后的交流电力供给至马达500以驱动马达500的驱动装置。
如图1所示，实施方式1的马达驱动装置100具备直流电源装置50、控制部10和逆变器18作为主要构成部分。
直流电源装置50具备电抗器2、转换器3、防涌流电路13、作为第1驱动电路的栅极驱动电路15、平滑电容器4、电压检测部5、电流检测部6、电压检测部7、电流检测部8和作为控制电源的电源电路14。电抗器2的一端连接于交流电源1，电抗器2的另一端连接于转换器3。电抗器2暂时性蓄积从交流电源1供给的电力。转换器3将从交流电源1输出的交流电压变换为直流电压并输出至直流母线16a、16b。直流母线16a、16b为连接转换器3与负载12的电线。直流母线16a与直流母线16b之间的电压被称为“母线电压”。
负载12具备作为第2驱动电路的栅极驱动电路17、逆变器18、电流检测部9和马达500。在负载12的构成要素当中，除了马达500之外，栅极驱动电路17、逆变器18及电流检测部9是马达驱动装置100的构成要素。逆变器18将从直流电源装置50输出的直流电压变换为对马达500施加的交流电压并输出。搭载有马达500的设备的例子为鼓风机、压缩机或空调机。
此外，在图1中示出了连接于逆变器18的设备为马达500的例子，但不限于此。连接于逆变器18的设备只要为被输入交流电力的设备即可，可以为马达500以外的设备。
转换器3具备第1分支31和第2分支32。第1分支31与第2分支32并联连接。在第1分支31中，第1上支路元件311与第1下支路元件312串联连接。在第2分支32中，第2上支路元件321与第2下支路元件322串联连接。电抗器2的另一端连接于第1分支31中的第1上支路元件311与第1下支路元件312的连接点3a。第2上支路元件321与第2下支路元件322的连接点3b连接于交流电源1的另一端。在转换器3中，连接点3a、3b构成交流端子。
此外，在图1中，电抗器2连接于交流电源1的一端与连接点3a之间，但也可以连接于交流电源1的另外一端与连接点3b之间。
在转换器3中，将连接点3a、3b所在的一侧称为“交流侧”。另外，将从交流电源1输出的交流电压称为“电源电压”，将电源电压的周期称为“电源周期”。
第1上支路元件311包括开关元件Q1和与开关元件Q1并联连接的二极管D1。第1下支路元件312包括开关元件Q2和与开关元件Q2并联连接的二极管D2。第2上支路元件321包括开关元件Q3和与开关元件Q3并联连接的二极管D3。第2下支路元件322包括开关元件Q4和与开关元件Q4并联连接的二极管D4。
二极管D1、D4是被配置为当电源电压的极性为正、即连接于电抗器2的一侧相比未连接于电抗器2的一侧为高电位时正向电流流过的单向元件。二极管D2、D3是被配置为当电源电压的极性为负、即未连接于电抗器2的一侧相比连接于电抗器2的一侧为高电位时正向电流流过的单向元件。
此外，图1中公开了对二极管D1、D2、D3、D4分别并联连接有开关元件Q1、Q2、Q3、Q4的结构，但不限于此。只要对连接于平滑电容器4的正侧的两个二极管、即第1分支31中的二极管D1及第2分支32中的二极管D3分别连接有开关元件即可。或者，只要对连接于平滑电容器4的负侧的两个二极管、即第1分支31中的二极管D2及第2分支32中的二极管D4分别连接有开关元件即可。或者，只要对连接于第1分支31中的两个二极管、即二极管D1、D2分别连接有开关元件即可。或者，只要对连接于第2分支32中的两个二极管、即二极管D3、D4分别连接有开关元件即可。
另外，在图1中，作为开关元件Q1、Q2、Q3、Q4的各个开关元件例示了MOSFET，但不限于MOSFET。MOSFET为能够使电流在漏极与源极之间双向流动的开关元件。只要为能够使电流在与漏极相当的第1端子和与源极相当的第2端子之间双向流动的开关元件、即双向元件，则可以为任意开关元件。
另外，此处所谓的“并联”的意思是指，与MOSFET的漏极相当的第1端子与二极管的阴极连接，与MOSFET的源极相当的第2端子与二极管的阳极连接。此外，作为二极管，可以使用MOSFET自身内部具有的寄生二极管。寄生二极管也被称为体二极管。
另外，开关元件Q1、Q2、Q3、Q4不限于由硅基材料形成的MOSFET，也可以为由如碳化硅(SiC)、氮化镓(GaN)、氧化镓(Ga2O3)或金刚石这样的宽带隙(Wide Band Gap：WBG)半导体形成的MOSFET。
一般而言，WBG半导体的耐电压及耐热性比硅半导体高。因此，通过使用WBG半导体作为开关元件Q1、Q2、Q3、Q4中的至少一个，开关元件的耐电压性及容许电流密度变高，能够使嵌入有开关元件的半导体模块小型化。
另外，作为开关元件Q1、Q2、Q3、Q4，可以使用超结(Super Junction：SJ)构造的MOSFET来代替WBG半导体。通过使用SJ-MOSFET，在有效利用作为SJ-MOSFET的优点的低导通电阻的同时能够抑制如电容高而容易产生恢复(recovery)这样的WBG半导体的缺点。
返回至图1的说明。平滑电容器4的正侧连接于高电位侧的直流母线16a。直流母线16a从第1分支31中的第1上支路元件311与第2分支32中的第2上支路元件321的连接点3c被引出。平滑电容器4的负侧连接于低电位侧的直流母线16b。直流母线16b从第1分支31中的第1下支路元件312与第2分支32中的第2下支路元件322的连接点3d被引出。在转换器3中，连接点3c、3d构成直流端子。另外，在转换器3中，有时将连接点3c、3d所在的一侧称为“直流侧”。
转换器3的输出电压施加于平滑电容器4的两端。平滑电容器4连接于直流母线16a、16b。平滑电容器4使转换器3的输出电压平滑。由平滑电容器4平滑后的电压施加于逆变器18。
电压检测部5检测电源电压，将电源电压的检测值Vs输出至控制部10。电源电压为交流电源1的瞬时电压的绝对值。此外，也可以将瞬时电压的有效值作为电源电压。
电流检测部6检测在交流电源1与转换器3之间流动的交流电流即电源电流，将电源电流的检测值Is输出至控制部10。作为电流检测部6而使用的电流检测器的一例为交流变流器(Alternating Current Current Transformer(交流电流互感器)：ACCT)。电压检测部7检测母线电压，将母线电压的检测值Vdc输出至控制部10。
电流检测部8配置于转换器3与平滑电容器4之间的直流母线16b。电流检测部8检测流过直流母线16b的直流电流，将直流电流的检测值Idc输出至控制部10。作为电流检测部8而使用的检测器的例子为分流电阻或直流变流器(Direct Current CurrentTransformer(直流电流互感器)：DCCT)。另外，在图1中，电流检测部8配置于直流母线16b，但也可以配置于直流母线16a。
此外，为了转换器3的工作控制而使用的电流信息可以为电源电流的检测值Is及直流电流的检测值Idc中的任意者。即，只要具备电流检测部6、8中的至少一个即可。但是，电流检测部8检测的电流为直流，不同于电流检测部6检测的电源电流，不具有极性信息。因此，也可以使用电源电压极性的信息来根据直流电流的检测值Idc推定电源电流。电源电压极性的信息能够根据电源电压的检测值Vs得到。如果采用这样的控制结构，则能够削减电流检测部6。尤其是，在不对平滑电容器4进行充电的期间，电流检测部6中不流过电流，所以当使用廉价的ACCT时，检测电流值会失真。因此，需要昂贵的ACCT。由此，如果采用不使用电流检测部6的结构，则会削减直流电源装置50的成本。此外，当然也可以具备电流检测部6、8这两者。如果具备电流检测部6、8这两者，则能够使电流检测性能提高。
另外，如前述那样，作为电流检测部8的检测器，使用DCCT或分流电阻。近来，出于检测平滑电容器的回流(backflow)的目的或检测开关元件的短路故障的目的，常导入分流电阻。一般而言电阻体的电阻值的频率特性好。因此，如果使用分流电阻，则能够在宽频率范围进行电流检测。另外，也能够沿用已有的分流电阻。而且，频率特性好的DCCT价格昂贵。因此，如果使用分流电阻，则会削减直流电源装置50的成本。此外，在削减电流检测部6而仅使用电流检测部8的结构的情况下，能够使用根据电源电压的检测值Vs得到的电源电压极性的信息来掌握对平滑电容器4的充电电流。
流过直流母线16a或直流母线16b的直流电流为表示转换器3的直流侧、即输出侧的工作状态的物理量。另外，电源电流或电源电压为表示转换器3的交流侧、即输入侧的工作状态的物理量。此外，为了区分这些物理量，有时将直流电流称为“第1物理量”，将电源电流或电源电压称为“第2物理量”。另外，有时将检测直流电流的电流检测部8称为“第1物理量检测部”，将检测电源电流的电流检测部6或检测电源电压的电压检测部5称为“第2物理量检测部”。
防涌流电路13配置于从交流电源1到平滑电容器4的充电路径上。防涌流电路13具备防涌流电阻13a和继电器13b。在接通交流电源1时，继电器13b开路，电流经由防涌流电阻13a流过。因此，在接通交流电源1时，到平滑电容器4的充电电流经由防涌流电阻13a而流过。据此，防止了电源电压施加时的涌流，能够实现对电路部件的保护。另一方面，在接通交流电源1后，继电器13b工作。当继电器13b工作时，从交流电源1供给的电源电流不经由防涌流电阻13a而通过继电器13b流过。据此，降低了防涌流电阻13a中的焦耳损失，能够进行高效的运行。
电源电路14连接于平滑电容器4的两端。电源电路14利用平滑电容器4的电压，生成如5V、12V、15V、24V这样的低压直流电压。低压直流电压是利用蓄积于平滑电容器4的电荷而生成的。低压直流电压被给予至供给目标的各部分作为工作电压。电源电路14将例如5V的直流电压输出至控制部10、电流检测部6、8等。在控制部10中，5V的直流电压被施加于图1中未图示的处理器。另外，电源电路14将作为用于使继电器13b工作的驱动电压、例如12V的直流电压输出至防涌流电路13。控制部10输出使继电器13b工作的工作信号Rly。防涌流电路13基于工作信号Rly及驱动电压来使继电器13b进行开闭动作。
逆变器18具备上支路元件18UP与下支路元件18UN串联连接而成的分支18A、上支路元件18VP与下支路元件18VN串联连接而成的分支18B和上支路元件18WP与下支路元件18WN串联连接而成的分支18C。分支18A、分支18B及分支18C相互并联连接。
图1中例示了上支路元件18UP、18VP、18WP及下支路元件18UN、18VN、18WN为绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor：IGBT)的情况，但不限于此。也可以使用MOSFET或集成栅极换流晶闸管(Integrated Gate Commutated Thyristor：IGCT)来代替IGBT。
上支路元件18UP包括晶体管18a和与晶体管18a并联连接的二极管18b。其它上支路元件18VP、18WP及下支路元件18UN、18VN、18WN也是同样结构。此处所谓的“并联”的意思是指，二极管的阳极侧连接于与IGBT的发射极相当的第1端子，二极管的阴极侧连接于与IGBT的集电极相当的第2端子。
此外，图1为具备上支路元件与下支路元件串联连接而成的3个分支的结构，但不限于该结构。分支的数量可以为4个以上。另外，图1所示的电路结构为与作为三相马达的马达500相配的结构。在马达500为单相马达的情况下，逆变器18也采用与单相马达对应的结构。具体而言，构成具备上支路元件与下支路元件串联连接而成的两个分支的结构。此外，在马达500为单相马达及三相马达中的任意马达的情况下，1个分支都可以包括多对上下支路元件。
在上支路元件18UP、18VP、18WP及下支路元件18UN、18VN、18WN的晶体管18a为MOSFET的情况下，上支路元件18UP、18VP、18WP及下支路元件18UN、18VN、18WN可以由如碳化硅、氮化镓基材料或金刚石这样的WBG半导体形成。如果使用由WBG半导体形成的MOSFET，则能够获得耐电压性及耐热性的效果。
上支路元件18UP与下支路元件18UN的连接点26a连接于马达500的第1相(例如U相)，上支路元件18VP与下支路元件18VN的连接点26b连接于马达500的第2相(例如V相)，上支路元件18WP与下支路元件18WN的连接点26c连接于马达500的第3相(例如W相)。在逆变器18中，连接点26a、26b、26c构成交流端子。
电流检测部9检测在逆变器18与马达500之间流动的马达电流，将马达电流的检测值Iuvw输出至控制部10。
控制部10基于电压检测部5的检测值Vs、电流检测部6的检测值Is、电压检测部7的检测值Vdc及电流检测部8的检测值Idc，生成用于控制转换器3中的各开关元件的控制信号S311～S322。控制信号S311为用于控制开关元件Q1的控制信号，控制信号S322为用于控制开关元件Q4的控制信号。开关元件Q2、Q3也被来自控制部10的控制信号控制。以下酌情将各支路元件依照控制信号S311～S322的工作称为“开关工作”(switching operation)。由控制部10生成的控制信号S311～S322被输入至栅极驱动电路15。
另外，控制部10基于电压检测部7的检测值Vdc及电流检测部9的检测值Iuvw，生成用于控制逆变器18中具备的各开关元件的控制信号S1～S6，以使马达500以期望的转速旋转。逆变器18为三相的电路结构，与三相的电路结构对应地具有6个开关元件。另外，与6个开关元件对应地生成6个控制信号S1～S6。由控制部10生成的控制信号S1～S6被输入至栅极驱动电路17。
栅极驱动电路15基于控制信号S311～S322，生成用于驱动转换器3中的各开关元件的驱动脉冲G311～G322。驱动脉冲G311为用于驱动开关元件Q1的驱动脉冲，驱动脉冲G322为用于驱动开关元件Q4的驱动脉冲。开关元件Q2、Q3也被来自栅极驱动电路15的驱动脉冲驱动。
栅极驱动电路17基于控制信号S1～S6，生成用于驱动逆变器18中的各开关元件的驱动脉冲G1～G6。
此外，在图1中，控制部10作为控制直流电源装置50及负载12的共用的控制部被设置于马达驱动装置100的内部，但不限于该结构。也可以构成对直流电源装置50及负载12各自进行控制的单独的控制部，将各个控制部设置于直流电源装置50及负载12各自的内部。
接下来对用于实现实施方式1中的控制部10的功能的硬件结构进行说明。图2为示出实现实施方式1中的控制部10的功能的硬件结构的一例的框图。图3为示出实现实施方式1中的控制部10的功能的硬件结构的其它例子的框图。
在实现实施方式1中的控制部10的功能的情况下，如图2所示，能够设为包括进行运算的处理器300、保存有由处理器300读取的程序的存储器302以及进行信号的输入输出的接口304的结构。
处理器300可以为如运算装置、微处理器、微型计算机、CPU(Central ProcessingUnit，中央处理单元)或DSP(Digital Signal Processor，数字信号处理器)这样的运算单元。另外，作为存储器302，能够例示如RAM(Random Access Memory，随机存取存储器)、ROM(Read Only Memory，只读存储器)、闪存、EPROM(Erasable Programmable ROM，可擦除可编程只读存储器)、EEPROM(注册商标)(Electrically EPROM，电可擦除可编程只读存储器)这样的非易失性或易失性半导体存储器、磁盘、软盘、光盘、压缩盘、迷你盘、DVD(DigitalVersatile Disc，数字多功能光盘)。
存储器302中储存有执行后述的控制部10的功能的程序。处理器300经由接口304交换需要的信息，由处理器300执行储存于存储器302的程序，由处理器300参照储存于存储器302的表格，由此能够进行上述的处理。处理器300的运算结果能够存储于存储器302。
另外，在实现控制部10的功能时，也能够使用图3所示的处理电路305。处理电路305相当于单个电路、复合电路、ASIC(Application Specific Integrated Circuit，专用集成电路)、FPGA(Field-Programmable Gate Array，现场可编程门阵列)或将它们组合而成的结构。能够经由接口306获得要输入至处理电路305的信息及要从处理电路305输出的信息。此外，即使是使用处理电路305的结构，控制部10中的部分处理也可以用图2所示结构的处理器300来实施。
接下来说明实施方式1的马达驱动装置100的基本工作。首先，在第1分支31中，第1上支路元件311及第1下支路元件312以互补的或不同时为导通状态的方式工作。即，在第1上支路元件311及第1下支路元件312中的一方为导通的情况下另一方为断开。如前述那样，第1上支路元件311及第1下支路元件312被由控制部10生成的控制信号S311、S312控制。控制信号S311、S312的一例为脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation：PWM)信号。
为了防止平滑电容器4经由交流电源1及电抗器2的短路，在从交流电源1输出的电源电流的检测值Is的绝对值为电流阈值以下的情况下，第1上支路元件311及第1下支路元件312一同断开。以下将平滑电容器4的短路称为“电容器短路”。电容器短路为积蓄于平滑电容器4的能量被释放而电流向交流电源1再生的状态。
如前述那样，构成第2分支32的第2上支路元件321及第2下支路元件322被由控制部10生成的控制信号S321、S322控制。第2上支路元件321及第2下支路元件322基本上根据电源电压的极性即电源电压极性而成为导通或断开的状态。具体而言，在电源电压极性为正时，第2下支路元件322为导通且第2上支路元件321为断开。另外，在电源电压极性为负时，第2上支路元件321为导通且第2下支路元件322为断开。
接下来说明实施方式1中的转换器3的各支路元件的状态与流过实施方式1的马达驱动装置100的电流的路径的关系。此外，在以下的说明中，设为转换器3的各支路元件为MOSFET，各支路元件的二极管为MOSFET自身内部具有的寄生二极管。
首先，参照图4对MOSFET的构造进行说明。图4为示出实施方式1中的转换器3中使用的MOSFET的概略构造的示意性剖视图。图4中例示了n型MOSFET。
如图4所示，在为n型MOSFET的情况下，使用p型半导体衬底600。在半导体衬底600形成有源极电极S、漏极电极D及栅极电极G。对与源极电极S及漏极电极D相接的部位离子注入高浓度杂质而形成有n型的区域601。另外，在半导体衬底600中，在未形成n型的区域601的部位与栅极电极G之间形成有氧化绝缘膜602。即，氧化绝缘膜602位于栅极电极G与半导体衬底600的p型的区域603之间。
当栅极电极G被施加正电压时，电子被吸引至半导体衬底600的p型的区域603与氧化绝缘膜602之间的边界面，而该边界面带上负电。在电子汇集的部位，由于电子的密度变得高于空穴密度而变为n型。该n型化的部分成为电流的通道而被称为沟道604。在图4的例子中，沟道604为n型沟道。关于MOSFET被控制为导通而流通的电流，相比在形成于p型的区域603的寄生二极管，更多地在沟道604流过。
图5为示出流过实施方式1中的转换器3的电流的路径的第1图。图5中示出了电源电压极性为正且电源电流的检测值Is的绝对值大于电流阈值的状态。在该状态下，第1上支路元件311及第2下支路元件322为导通，第1下支路元件312及第2上支路元件321为断开。此时，电流按照交流电源1、电抗器2、开关元件Q1、平滑电容器4、开关元件Q4、交流电源1的顺序流过。像这样，在实施方式1中，具有不使电流流过二极管D1及二极管D4而使电流流过开关元件Q1、Q4各自的沟道的工作模式。该工作被称为“同步整流”。此外，在图5中，用圆圈表示导通的MOSFET。在以后的图中也是同样的。
图6为示出流过实施方式1中的转换器3的电流的路径的第2图。图6中示出了电源电压极性为负且电源电流的检测值Is的绝对值大于电流阈值的状态。在该状态下，第1下支路元件312及第2上支路元件321为导通，第1上支路元件311及第2下支路元件322为断开。此时，电流按照交流电源1、开关元件Q3、平滑电容器4、开关元件Q2、电抗器2、交流电源1的顺序流过。像这样，在实施方式1中，有时进行不使电流流过二极管D3及二极管D2而使电流流过开关元件Q3、Q2各自的沟道的同步整流工作。
图7为示出流过实施方式1中的转换器3的电流的路径的第3图。图7中示出了电源电压极性为正且电源电流的检测值Is的绝对值大于电流阈值的状态。在该状态下，第1下支路元件312及第2下支路元件322为导通，第1上支路元件311及第2上支路元件321为断开。此时，电流按照交流电源1、电抗器2、开关元件Q2、开关元件Q4、交流电源1的顺序流过。据此形成了不经过平滑电容器4的电源短路路径。在形成图7所示的电源短路路径的情况下，必须将第1下支路元件312接通，而第2下支路元件322可以为导通或断开中的任意状态。如图7所示，实施方式1中准备了不使电流流过二极管D4而使电流流过开关元件Q4的沟道来形成电源短路路径的模式。
图8为示出流过实施方式1中的转换器3的电流的路径的第4图。图8中示出了电源电压极性为负且电源电流的检测值Is的绝对值大于电流阈值的状态。在该状态下，第1上支路元件311及第2上支路元件321为导通，第1下支路元件312及第2下支路元件322为断开。此时，电流按照交流电源1、开关元件Q3、开关元件Q1、电抗器2、交流电源1的顺序流过。据此形成了不经过平滑电容器4的电源短路路径。在形成图8所示的电源短路路径的情况下，必须将第1上支路元件311接通，而第2上支路元件321可以为导通或断开中的任意状态。如图8所示，实施方式1中准备了不使电流流过二极管D3而使电流流过开关元件Q3的沟道来形成电源短路路径的模式。
控制部10通过控制以上所述的电流路径的切换而能够控制电源电流及母线电压的值。在电源电压极性为正时，马达驱动装置100连续地在图5所示的工作与图7所示的工作之间切换。另外，在电源电压极性为负时，马达驱动装置100连续地在图6所示的工作与图8所示的工作之间切换。据此，能够实现使母线电压上升的控制、抑制母线电压的上升的控制、用于改善功率因数及电源谐波的电流控制和用于改善运行效率的同步整流。
接下来，对直流电源装置50可能发生的瞬时停电时的涌流进行说明。图9为用于说明实施方式1的直流电源装置50可能产生的瞬时停电时的涌流的图。此外，瞬时停电是指电源电压瞬时或暂时下降至例如小于50V的现象。
在发生了瞬时停电且负载12的功耗大时，平滑电容器4的电荷被急剧消耗，母线电压下降。另一方面，在电源电路14具备用于使电压稳定化的未图示的电容器。驱动防涌流电路13的继电器13b的电流很小。因此，与母线电压的下降相比，使继电器13b工作的电压的下降更缓慢。因此，在负载12的工作中发生瞬时停电的状态为母线电压下降的状态且防涌流电路13的继电器13b为导通的状态。当在该状态下电源电压恢复时，充电电流按照如图9所示的路径不经由防涌流电阻13a而流过平滑电容器4。该电流为过大的电流，会导致位于充电电流路径的电路部件劣化或损伤。
另外，在实施方式1中进行如下同步整流：按照二极管D1～D4中流过电流的定时来按适当的定时对与二极管D1～D4并联连接的开关元件Q1～Q4进行接通控制。然而，当产生过大的电流时，电流检测部6、8的输出饱和，无法取得准确的电流值，无法按适当的定时进行同步整流。此外，还可以想到考虑到由上述那样的瞬时停电引起的过大的电流而降低电流检测部6、8的检测灵敏度。然而，当降低检测灵敏度时，原本想要检测的电流的灵敏度变低，在电流值小的情况下有可能无法检测到准确的电流。此外，虽然使用检测范围宽的电流检测器也能够解决，但成本的增加不可避免。
根据以上方面，在实施方式1中，如图10那样构成电流检测部8。图10为示出实施方式1中的电流检测部8的结构例的图。在图10中，电流检测部8具备分流电阻20、放大电路21、电平移位电路22和箝位电路23。图11为示出实施方式1中的电流检测部8的工作例的第1图。图11中示出了瞬时停电时的电流检测部8的各部分的工作波形。在图11中，(a)示出母线电压，(b)示出马达电流，(c)示出继电器工作状态，(d)示出流过分流电阻20的直流电流，(e)示出箝位电路23的输出。
放大电路21将由流过分流电阻20的直流电流产生的分流电阻20的两端电压放大。分流电阻20为电流检测部8所具备的电流检测器的一例。分流电阻20的输出值为电压值。即，分流电阻20为检测与流过分流电阻20的直流电流相当的物理量的检测器。由于分流电阻20配置于平滑电容器4的充电路径，因此考虑到损耗及发热方面，优选的是分流电阻20具有微小的电阻值。因此，在直流电流流过时，分流电阻20的两端电压为极低的值。因此，如图10所示设置放大电路21的结构是优选的结构。
此外，电源电路14利用平滑电容器4的电压生成工作用的直流电压。因此，在作为非绝缘电源生成直流电压时，通常将平滑电容器4的负极侧设定为接地(GND)。在该情况下，在由分流电阻20构成电流检测部8时，平滑电容器4的充电电流被检测为负电压。另一方面，作为处理器300的典型例子的微机一般构成为检测0～5V左右的正电压，而不支持负电压。因此，无法将由分流电阻20检测出的电压按原样输入。于是，电平移位电路22使放大电路21的输出的电平移位，以使电流检测部8的输出即箝位电路23的输出电压成为能够输入至控制部10的处理器300的电平。图11的(e)中示出了由放大电路21进行电平调节及信号反转的情形、由电平移位电路22对电流值进行电平移位的情形、由箝位电路23对电流值进行箝位的情形等。
在电流检测部8的内部，例如在微机的模拟输入电压为0～5V的范围时，电平移位2.5V，进行增益调节以使电压收敛于0～5V的范围内。但是，当设想流过过大电流的情况时，过大电流与正常工作时的电流之间存在大的差异，因此当进行增益调节以使过大电流也收敛于电压范围内时，无法确保正常工作时流过的电流的检测分辨率。因此，基于正常工作时的运行来进行增益设计，对于超过了0～5V的量，利用箝位电路23对输入电压进行箝位以使之为5V电位与GND电位之间的电压值。据此，能够保护微机以免被施加过大电压。
此外，在进行同步整流时，只要能够检测二极管D1～D4中流过电流的期间即可。在发生瞬时停电时，在图11的例子中，如(d)所示产生过大电流。另一方面，如图11的(e)所示，箝位电路23的电压被进行箝位的期间为过大电流流过的期间。在同步整流中，即使无法检测电流值，但只要能够判别电流流过的定时、电流流过的方向即电流在正或负中的哪个方向上流过即可。因此，即使由于过大电流而检测值饱和，也能够进行同步整流。另外，在控制部10的内部，能够通过减去电平移位的量的电压并将电压值的符号反转来检测负电压。
以上对检测直流电流的电流检测部8进行了说明，但检测电源电流的电流检测部6也能够与图10同样地构成。另外，图12为示出实施方式1中的电流检测部6的工作例的第2图。图12中示出了瞬时停电时的电流检测部6的各部分的工作波形。在图12中，(a)示出母线电压，(b)示出马达电流，(c)示出继电器工作状态，(d)示出电源电流，(e)示出箝位电路输出。在电源电流具有正负极性这点和箝位电路的输出在电平移位电压的上下变化这点为与图11的不同点，其它特征与图11相同。
此外，电流检测部6、8能够实施上述工作是以利用电源电路14生成工作用的直流电压为条件的。如前所述，只要平滑电容器4的两端电压即母线电压为50V左右，则电源电路14就能够生成如5V、12V、15V、24V这样的低压直流电压。即，使电源电路14生成低压直流电压的母线电压存在下限值。优选的是构成直流电源装置50的电路部件对由在从瞬时停电中恢复时被施加的电源电压和母线电压的下限值而产生的涌流具有耐受性。尤其是，在将电流检测部8设为分流电阻时，优选的是分流电阻的额定功率值被设定得高于根据电源电压恢复时流过的电流值和分流电阻的电阻值求出的功率值。据此，能够抑制分流电阻的检测值由于从瞬时停电中恢复时的涌流引起分流电阻的温度上升而发生偏移。另外，能够防止由于分流电阻的温度上升而导致的分流电阻自身的劣化。
在将开关元件Q1～Q4设为SiC-MOSFET的情况下，当使电流流过寄生二极管时，寄生二极管的电压降变大，MOSFET的损耗恶化，加速了MOSFET的劣化。尤其是，当如涌流这样的过大电流流过时，劣化的进展速度变快。对此，如果使用由如上述那样构成的实施方式1的电流检测部6、8检测到的电流信息，则能够适当地控制与二极管D1～D4分别并联连接的开关元件Q1～Q4。据此，能够抑制过大电流流过寄生二极管，能够抑制SiC-MOSFET的劣化的进展速度。
此外，以往，在制造SiC-MOSFET的制造过程中，实施了通过使电流流过寄生二极管来使SiC-MOSFET的市场故障率降低的筛选。对此，如果使用实施方式1的电流检测部6、8，则能够削减在制造过程中进行筛选所需的制造成本或者能够使之为零。另外，如果能够适当地控制开关元件Q1～Q4，则无需与寄生二极管分开地连接肖特基势垒二极管。据此，能够大幅降低SiC-MOSFET的制造成本。
此外，还有检测母线电压的下降而将防涌流电路13的继电器13b开路的方法。然而，在继电器13b由机械式电磁接触器构成的情况下，响应速度有几十毫秒。在电源电压的频率为50赫兹的情况下，电源周期的半个周期为10毫秒。因此，在进行检测母线电压下降而使继电器13b开路的控制时，在由瞬时停电引起的电压下降大约为电源周期的半个周期或1个周期时，在使继电器13b开路前再次接通电源电压。在该情况下，在继电器13b开路前产生对平滑电容器4的充电，所以有可能流过过大的电流。另外，当在继电器13b的触点流过过大电流的状态下将继电器13b的触点开路时，产生电弧放电，有可能导致继电器13b的触点熔接。当在触点熔接的状态下继续使用直流电源装置50时，每当接通电源电压时有可能持续流过涌流。上述实施方式1的方法不产生这样的问题。因此，如果使用实施方式1的方法，则能够构成可靠性高的直流电源装置50。
接下来，对马达驱动装置100中使用的MOSFET的损耗特性进行说明。图13为示出实施方式1的直流电源装置50中使用的MOSFET的损耗特性的图。在图13中，横轴表示流过导通状态的MOSFET的电流以及流过寄生二极管的电流。另外，纵轴表示为了使电流流过导通状态的开关元件所需的电压以及为了使电流流过寄生二极管所需的电压。
在图13中，实线表示寄生二极管正向电压。寄生二极管正向电压为表示寄生二极管中产生的损耗的电流电压特性的例子。一般而言，二极管由于当电流值小时损耗大而因此需要大的电压，但是当电流值大于某个值时损耗的变化率改善而电流电压特性的斜率变平缓。图13的实线所示的波形中表现出该特性。
另外，虚线表示MOSFET的漏极与源极之间的电压即MOSFET漏极-源极电压。MOSFET漏极-源极电压表示在开关元件的载流子流过的电流和由于该电流流过而由开关元件的导通电阻引起而产生的损耗的电流电压特性的例子。在MOSFET等开关元件中，为了使电流流过所需的电压相对于电流值以二次曲线方式增加。图13的虚线所示的波形中表现出该特性。
在图13中，实线与虚线相交的交叉点是流过寄生二极管的电流及为了使该电流流过所需的电压与流过MOSFET的电流及为了使该电流流过所需的电压相等的点。在实施方式1中，将寄生二极管及开关元件的两个电流电压特性相交的交叉点的电流值设为“第2电流阈值”。此外，将前述的电流阈值、即比较电源电流的检测值Is的绝对值时使用的电流阈值称为“第1电流阈值”。在图13中，用“Ith2”表示第2电流阈值。第2电流阈值为大于第1电流阈值的值。
接下来，对控制部10在同步整流模式下使用第1电流阈值及第2电流阈值将开关元件接通/关断的定时进行说明。图14为示出在实施方式1的直流电源装置50中控制部10将开关元件接通的定时的图。在图14中，横轴为时间。图14的上部示出了电源电压及电源电流的波形。图14的下部示出了开关元件Q1、Q2为根据电源电流的极性而被控制导通/断开的电流同步的开关元件、以及开关元件Q3、Q4为根据电源电压的极性而被控制导通/断开的电压同步的开关元件。另外，在图14中与电源电流的波形一同示出了第1电流阈值Ith1及第2电流阈值Ith2的值。此外，在图14中示出了从交流电源1输出的交流电力的1个周期，设为控制部10在其它周期也进行与图14所示的控制同样的控制。
控制部10在电源电压极性为正时，将开关元件Q4接通，将开关元件Q3关断。另外，控制部10在电源电压极性为负时，将开关元件Q3接通，将开关元件Q4关断。此外，在图14中，开关元件Q4从导通变为断开的定时与开关元件Q3从断开变为导通的定时为相同定时，但不限于此。控制部10可以在开关元件Q4从导通变为断开的定时与开关元件Q3从断开变为导通的定时之间设置开关元件Q3、Q4都为断开的死区时间。同样地，控制部10可以在开关元件Q3从导通变为断开的定时与开关元件Q4从断开变为导通的定时之间设置开关元件Q3、Q4都为断开的死区时间。
在电源电压极性为正的情况下，当电源电流的绝对值变为第1电流阈值Ith1以上时，控制部10将开关元件Q1接通。进而，当电源电流的绝对值超过第2电流阈值Ith2时，将开关元件Q1关断。之后，当电源电流的绝对值变小且电源电流的绝对值变为第2电流阈值Ith2以下时，控制部10将开关元件Q1接通。进而，当电源电流的绝对值变得小于第1电流阈值Ith1时，将开关元件Q1关断。另外，在电源电压极性为负的情况下，当电源电流的绝对值变为第1电流阈值Ith1以上时，控制部10将开关元件Q2接通。进而，当电源电流的绝对值超过第2电流阈值Ith2时，将开关元件Q2关断。之后，当电源电流的绝对值变小且电源电流的绝对值变为第2电流阈值Ith2以下时，控制部10将开关元件Q2接通。进而，当电源电流的绝对值变得小于第1电流阈值Ith1时，将开关元件Q2关断。
在电源电流的绝对值为第1电流阈值Ith1以下时，控制部10进行控制以使开关元件Q1、Q3不同时导通，并且进行控制以使开关元件Q2、Q4不同时导通。据此，控制部10能够防止在马达驱动装置100中电容器短路。
利用以上的控制部10的控制，马达驱动装置100能够实现基于第1分支31的开关元件Q1、Q2的同步整流。具体而言，在电源电流的绝对值为第1电流阈值Ith1以上且第2电流阈值Ith2以下时，控制部10使电流流过在该范围内损耗小的开关元件Q1或开关元件Q2。另外，在电源电流的绝对值大于第2电流阈值Ith2时，控制部10使电流流过在该范围内损耗小的二极管D1或二极管D2。据此，马达驱动装置100能够根据电流值使电流流过损耗小的元件，所以能够抑制效率的下降，能够构成损耗降低了的高效的装置。
此外，控制部10可以在将开关元件Q1接通期间进行将开关元件Q1、Q2互补地接通/关断的开关控制来进行升压工作。同样地，控制部10可以在将开关元件Q2接通期间进行将开关元件Q1、Q2互补地接通/关断的开关控制来进行升压工作。
即，在电源电流的绝对值为第1电流阈值Ith1以上且第2电流阈值Ith2以下时，控制部10根据电源电流的极性，允许构成第1分支31及第2分支32中的一方的第1分支31的开关元件Q1、Q2中的一个开关元件导通。另外，在电源电流的绝对值小于第1电流阈值Ith1或大于第2电流阈值Ith2时，控制部10禁止开关元件Q1、Q2中的与前述开关元件相同的1个开关元件导通。
具体而言，在电源电流的极性为正、电源电流的绝对值为第1电流阈值Ith1以上且第2电流阈值Ith2以下时，控制部10允许开关元件Q1导通。在电源电流的绝对值小于第1电流阈值Ith1或大于第2电流阈值Ith2时，禁止开关元件Q1导通。在电源电流的极性为正、电源电流的绝对值为第1电流阈值Ith1以上且第2电流阈值Ith2以下时，控制部10在开关元件Q1断开期间将开关元件Q2接通。在电源电流的绝对值小于第1电流阈值Ith1或大于第2电流阈值Ith2时，也禁止开关元件Q2导通。
另外，在电源电流的极性为负、电源电流的绝对值为第1电流阈值Ith1以上且第2电流阈值Ith2以下时，控制部10允许开关元件Q2导通。在电源电流的绝对值小于第1电流阈值Ith1或大于第2电流阈值Ith2时，禁止开关元件Q2导通。另外，在电源电流的极性为负、电源电流的绝对值为第1电流阈值Ith1以上且第2电流阈值Ith2以下时，控制部10在开关元件Q2断开期间将开关元件Q1接通。在电源电流的绝对值小于第1电流阈值Ith1或大于第2电流阈值Ith2时，也禁止开关元件Q1导通。
像这样，在电源电流的绝对值为第1电流阈值Ith1以上、开关元件的损耗小于寄生二极管的损耗的区域，控制部10允许开关元件导通。另外，在开关元件的损耗大于寄生二极管的损耗的区域，控制部10禁止开关元件导通。
此外，在图14的例子中，控制部10根据电源电压的极性控制开关元件Q3、Q4的导通/断开，根据电源电流的极性控制开关元件Q1、Q2的导通/断开，但不限于此。控制部10也可以根据电源电压的极性控制开关元件Q1、Q2的导通/断开，根据电源电流的极性控制开关元件Q3、Q4的导通/断开。
另外，如前述那样，第2电流阈值Ith2是为了使电流流过寄生二极管及开关元件所需的电压为相同值时的电流值，但不限于此。第2电流阈值Ith2也可以是根据为了使电流流过寄生二极管所需的电压的特性和为了使电流流过开关元件所需的电压的特性而决定的值。
例如，可以根据开关元件中产生的开关损耗量而将第2电流阈值Ith2的值设为比为了使电流流过寄生二极管及开关元件所需的电压为相同值时的电流值大的值。据此，能够决定考虑到将开关元件从导通切换为断开时产生的开关损耗的第2电流阈值Ith2。在该情况下，在将开关元件接通的状态下即使电源电流的绝对值进一步变大也无法期望通过将开关元件关断来降低损耗时，控制部10将开关元件保持接通。据此，马达驱动装置100能够进一步抑制效率下降。
另外，可以将第2电流阈值Ith2设为对为了使电流流过寄生二极管及开关元件所需的电压为相同值时的电流值加上或减去规定值而得到的值。据此，能够决定考虑到由各元件的部件的偏差导致的特性差异的第2电流阈值Ith2。在该情况下，与第2电流阈值Ith2是为了使电流流过寄生二极管及开关元件所需的电压为相同值时的电流值的情况相比较，控制部10有可能无法改善损耗的降低。然而，相比于在将开关元件接通的状态下即使电源电流的绝对值进一步变大也将开关元件持续接通的情况，控制部10能够降低损耗。
图15为用于实施方式1中的主要部分的工作说明的流程图。图15中示出了马达驱动装置100的控制部10对开关元件Q1、Q2进行接通/关断控制的处理流程。此外，在此作为一例，对电源电流的极性为正的情况进行说明。
控制部10比较电源电流的检测值Is的绝对值|Is|与第1电流阈值(步骤S21)。在绝对值|Is|小于第1电流阈值的情况下(步骤S21为否)，控制部10禁止开关元件Q1导通(步骤S22)。在绝对值|Is|为第1电流阈值以上的情况下(步骤S21为是)，控制部10比较绝对值|Is|与第2电流阈值(步骤S23)。在绝对值|Is|为第2电流阈值以下的情况下(步骤S23为否)，控制部10允许开关元件Q1导通(步骤S24)。在绝对值|Is|大于第2电流阈值的情况下(步骤S23为是)，控制部10禁止开关元件Q1导通(步骤S22)。在步骤S22或步骤S24之后，控制部10返回至步骤S21重复进行上述处理。在电源电流的极性为负时，控制部10以开关元件Q2为对象进行上述同样的处理。
此外，在上述步骤S21中，将绝对值|Is|与第1电流阈值相等的情况判定为“是”，但也可以判定为“否”。即，可以将绝对值|Is|与第1电流阈值相等的情况判定为“是”或“否”中的任意方。另外，在上述步骤S23中，将绝对值|Is|与第2电流阈值相等的情况判定为“否”，但也可以判定为“是”。即，可以将绝对值|Is|与第2电流阈值相等的情况判定为“是”或“否”中的任意方。
接下来对开关元件的结构进行说明。在马达驱动装置100中，作为加快开关元件的开关速度的方法之一，列举了使开关元件的栅极电阻变小的方法。栅极电阻越变小，则对栅极输入电容的充放电时间越变短，接通(turn-on)期间及关断(turn-off)期间越变短，因此开关速度变快。
然而，通过使栅极电阻变小来降低开关损耗是有限度的。于是，例示由如GaN或SiC这样的WBG半导体来构成开关元件。通过使用WBG半导体作为开关元件，从而能够进一步抑制每一次开关的损耗，效率更加提高并且能够进行高频开关。另外，由于能够进行高频开关，从而能够实现电抗器2的小型化，能够实现马达驱动装置100的小型化及轻量化。另外，通过使用WBG半导体作为开关元件，开关速度提高，开关损耗被抑制。据此，能够简化使开关元件能够持续正常工作的散热对策。另外，通过使用WBG半导体作为开关元件，能够使开关频率为足够高的值、例如16kHz以上。据此，能够抑制由进行开关引起的噪声。
另外，在GaN半导体中，在GaN层与氮化铝镓层的界面处产生二维电子气，由于该二维电子气，载流子的迁移率高。因此，使用GaN半导体的开关元件能够实现高速开关。在此，在交流电源1为50Hz或60Hz的商用电源时，可听域频率为16kHz至20kHz的范围、即商用电源的频率的266倍至400倍的范围。GaN半导体适合于以高于该可听域频率的频率进行开关的情况。在以几十kHz以上的开关频率驱动由主流的硅(Si)作为半导体材料而构成的开关元件Q1～Q4的情况下，开关损耗的比率变大，必须采取散热对策。与此相对，由GaN半导体构成的开关元件Q1～Q4即使在以几十kHz以上的开关频率、具体而言为高于20kHz的开关频率来驱动的情况下，开关损耗也非常小。因此，不需要散热对策，或者能够使用于散热对策的散热部件的尺寸小型化，能够实现马达驱动装置100的小型化及轻量化。另外，由于能够进行高频开关，从而能够使电抗器2小型化。此外，为了使开关频率的1次分量不落入噪声端子电压标准的测定范围，优选的是将开关频率设为150kHz以下。
另外，WBG半导体相比于Si半导体，电容小，因此由开关引起的恢复电流的产生少，能够抑制由恢复电流引起的损耗及噪声的产生。因此，WBG半导体适用于高频开关。
此外，SiC半导体相比于GaN半导体，导通电阻小。因此，开关次数比第2分支32多的第1分支31的第1上支路元件311及第1下支路元件312可以由GaN半导体构成，开关次数少的第2分支32的第2上支路元件321及第2下支路元件322可以由SiC半导体构成。据此，能够最大限度地发挥SiC半导体及GaN半导体各自的特性。另外，通过将SiC半导体用于开关次数比第1分支31少的第2分支32的第2上支路元件321及第2下支路元件322，从而在第2上支路元件321及第2下支路元件322的损耗当中的导通损耗所占的占比变大，接通损耗及关断损耗变小。因此，由第2上支路元件321及第2下支路元件322的开关带来的发热的上升被抑制，能够使构成第2分支32的第2上支路元件321及第2下支路元件322的芯片面积相对变小。据此，能够有效地利用芯片制造时成品率低的SiC半导体。
另外，作为开关次数少的第2分支32的第2上支路元件321及第2下支路元件322，可以使用超结构造的SJ-MOSFET。通过使用SJ-MOSFET，在发挥作为SJ-MOSFET的优点的低导通电阻的同时能够抑制电容高而容易产生恢复的缺点。另外，与使用WBG半导体的情况相比，通过使用SJ-MOSFET能够降低第2分支32的制造成本。
另外，WBG半导体相比于Si半导体，耐热性高，在结温为高温时也能够工作。因此，通过使用WBG半导体，用热阻大的小型芯片也能够构成第1分支31及第2分支32。尤其是，芯片制造时成品率低的SiC半导体在用于小型芯片时，能够实现低成本化。
另外，WBG半导体即使在以100kHz左右的高频来驱动时，开关元件中产生的损耗的增加也被抑制，因此由电抗器2的小型化带来的损耗降低效果变大，能够在宽的输出范围、即宽的负载条件下实现高效的转换器。
另外，WBG半导体相比于Si半导体，耐热性高，对基于支路间的损耗不均的开关的发热容许水平高，因此适合于产生由高频驱动引起的开关损耗的第1分支31。
如以上说明的那样，根据实施方式1，第1物理量检测部即电流检测部8检测表示转换器3的输出侧的工作状态的第1物理量即直流电流，第2物理量检测部即电流检测部6检测表示转换器3的输入侧的工作状态的第2物理量即电源电流。构成为在电源电压从电源电压下降的状态中恢复时从直流电流及电源电流中的至少一个对控制部10输入饱和的电流的检测值。利用该结构，能够可靠地保护电路部件免受在从瞬时停电中恢复时可能产生的过大的涌流的影响。此外，即便由于从瞬时停电中恢复时的过大的涌流使检测值饱和，也不会使在正常工作时流过的电流的检测值饱和。据此，能够确保在正常工作时流过的电流的检测分辨率。
另外，根据实施方式1，在第1物理量检测部即电流检测部8以及第2物理量检测部即电流检测部6当中的、将饱和的电流的检测值输出至控制部的检测部构成为具备箝位电路23。利用该结构，当从瞬时停电中恢复时，即使在防涌流电路13不工作的情况下，也能够可靠且简易地检测过大电流流过的期间。另外，因为能够可靠地检测过大电流流过的期间，所以即使检测值由于过大电流而饱和，也能够进行同步整流。据此，能够适当地控制开关元件，能够实现可靠性高的直流电源装置及马达驱动装置。
另外，根据实施方式1，在电源电流的绝对值为第1电流阈值以上且第2电流阈值以下时，控制部允许在该范围内损耗小于寄生二极管的开关元件导通。另外，在电源电流的绝对值大于第2电流阈值时，控制部禁止在该范围内损耗大于寄生二极管的开关元件导通。据此，在转换器中，能够根据电流值使电流流过损耗小的元件。据此，能够得到效率下降和损耗被降低了的、高效的直流电源装置及马达驱动装置。
实施方式2.
在实施方式2中，对实施方式1中说明过的马达驱动装置100的应用例进行说明。图16为示出实施方式2的空调机400的结构的图。实施方式1中说明过的马达驱动装置100能够应用于如鼓风机、压缩机及空调机这样的产品。在实施方式2中，作为实施方式1的马达驱动装置100的应用例，对将马达驱动装置100应用于空调机400的例子进行说明。
在图16中，在马达驱动装置100的输出侧连接有马达500，马达500连结于压缩要素504。压缩机505具备马达500和压缩要素504。制冷环路部506以包括四通阀506a、室内换热器506b、膨胀阀506c及室外换热器506d的方式构成。
在空调机400的内部进行循环的制冷剂的流路以从压缩要素504经由四通阀506a、室内换热器506b、膨胀阀506c、室外换热器506d，再次经由四通阀506a返回到压缩要素504的方式构成。马达驱动装置100从交流电源1接受交流电力的供给，使马达500旋转。利用马达500的旋转，压缩要素504能够执行制冷剂的压缩工作，能够使制冷剂在制冷环路部506的内部进行循环。
另外，在空调机400中，输出为额定输出的一半以下的中间条件即低输出条件下的运行在全年占主导，因此对中间条件下的全年功耗的贡献度变高。另外，在空调机400中，具有马达500的转速低、马达500的驱动所需的母线电压低的倾向。因此，从系统效率方面来看，使空调机400中使用的开关元件在被动状态下进行工作是有效的。因此，在从被动状态至高频开关状态的大范围的运行模式下能够降低损耗的马达驱动装置100对空调机400而言是有用的。此外，对于马达驱动装置，还存在与实施方式1的方式不同的被称为交错式的方式。虽然利用交错式能够使电抗器2小型化，但是对于空调机400而言，中间条件下的运行较多，因此不需要使电抗器2小型化。另一方面，从谐波的抑制及电源功率因数的观点来看，实施方式1的方式更为有效。因而，实施方式1的马达驱动装置100尤其在空调机中是有用的。
另外，实施方式1的马达驱动装置100能够抑制开关损耗，因此马达驱动装置100的温度上升被抑制，即便使未图示的室外机鼓风机的尺寸小型化也能够确保搭载于马达驱动装置100的衬底的冷却能力。因此，实施方式1的马达驱动装置100是高效的且适合于4.0kW以上的高输出的空调机400。
另外，通过使用实施方式1的马达驱动装置100，分支间的发热不均被降低。据此，能够实现基于开关元件Q1～Q4的高频驱动的电抗器2的小型化，能够抑制空调机400的重量增加。另外，根据实施方式1的马达驱动装置100，利用开关元件Q1～Q4的高频驱动，开关损耗被降低，能够实现能耗率低且高效的空调机400。
此外，在空调机400中，在发生了瞬时停电时，使之以如下方式工作：首先停止转换器3的工作，之后停止压缩机驱动用的马达500的旋转，最后停止风扇的旋转。一般而言风扇的驱动能量小，风扇的发热量小。因此，通过以最后停止风扇的旋转的方式进行工作，从而能够利用风扇的风使转换器3及逆变器18的电路部件冷却。尤其是，由于当作为转换器3的构成部件的平滑电容器4的温度为高温时导致容量下降，因此通过使得在瞬时停电时也能够适当地进行冷却，能够实现长寿命化。
此外，以上的实施方式所示的结构示出了本发明内容的一例，既能够与其它公知技术结合，还能够在不脱离本发明主旨的范围内对部分结构进行省略、变更。

Claims (11)

1.一种直流电源装置，具备：
电抗器；
转换器，具备桥接的4个单向元件，该转换器经由所述电抗器连接于交流电源，将从所述交流电源输出的交流电压即电源电压变换为直流电压并施加于负载；
平滑电容器，连接于所述转换器的输出端子之间；
防涌流电路，配置于从所述交流电源到所述平滑电容器的充电路径上；
第1物理量检测部，检测表示所述转换器的输出侧的工作状态的第1物理量；
第2物理量检测部，检测表示所述转换器的输入侧的工作状态的第2物理量；
控制部，被输入所述第1物理量及所述第2物理量，控制所述转换器的工作；以及
控制电源，生成使所述控制部工作的工作电压，
所述第1物理量检测部为检测流过直流母线的直流电流的电流检测部，所述电流检测部具备分流电阻，所述直流母线连接所述转换器和所述负载，
其中，当所述电源电压从所述电源电压下降的状态中恢复时，从所述第1物理量检测部及所述第2物理量检测部中的至少一个对所述控制部输入饱和的物理量，
所述分流电阻的额定功率值被设定得高于根据在所述电源电压恢复时流过的电流值和所述分流电阻的电阻值而求出的功率值。
2.根据权利要求1所述的直流电源装置，其中，
在所述第1物理量检测部及所述第2物理量检测部当中的、将所述饱和的物理量输出至所述控制部的检测部具备箝位电路。
3.根据权利要求1所述的直流电源装置，其中，
所述第2物理量检测部为检测在所述交流电源与所述转换器之间流动的交流电流即电源电流的电流检测部、或检测所述电源电压的电压检测部。
4.根据权利要求2所述的直流电源装置，其中，
所述第2物理量检测部为检测在所述交流电源与所述转换器之间流动的交流电流即电源电流的电流检测部、或检测所述电源电压的电压检测部。
5.根据权利要求1至4中的任意一项所述的直流电源装置，其中，
所述转换器中的4个所述单向元件当中的两个所述单向元件串联连接而构成第1分支，其余两个所述单向元件串联连接而构成第2分支，
至少对连接于所述平滑电容器的正侧的所述第1分支及所述第2分支中的两个单向元件、或者连接于所述平滑电容器的负侧的所述第1分支及所述第2分支中的两个单向元件、或者所述第1分支中的两个单向元件、或者所述第2分支中的两个单向元件的各个单向元件并联连接有开关元件。
6.根据权利要求5所述的直流电源装置，其中，
所述开关元件为由宽带隙半导体形成的金属氧化物半导体场效应晶体管，
所述单向元件为所述金属氧化物半导体场效应晶体管的寄生二极管，
所述控制部使所述金属氧化物半导体场效应晶体管工作，以便在所述电源电压恢复时使电流流过所述金属氧化物半导体场效应晶体管的沟道。
7.根据权利要求6所述的直流电源装置，其中，
所述宽带隙半导体为碳化硅、氮化镓、氧化镓或金刚石。
8.一种马达驱动装置，具备：
权利要求1至7中的任意一项所述的直流电源装置；以及
逆变器，将所述直流电源装置的输出电压变换为交流电压并施加于所述负载中配备的马达。
9.一种鼓风机，具备权利要求8所述的马达驱动装置。
10.一种压缩机，具备权利要求8所述的马达驱动装置。
11.一种空调机，具备权利要求9所述的鼓风机以及权利要求10所述的压缩机中的至少一个。
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