JP6040787B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本開示は、電力変換装置に関する。

従来から、ＤＣ／ＤＣコンバータが昇圧中の状態、ＤＣ／ＤＣコンバータが昇圧及び降圧のいずれも実質的に行っていないゼロアンペア跨ぎ状態、及び、ＤＣ／ＤＣコンバータが降圧中の状態においては、両側スイッチング制御（両アーム駆動）を用い、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は昇圧中であるが１次電流がゼロアンペアに近い状態、及び、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は降圧中であるが１次電流がゼロアンペアに近い状態においては、片側スイッチング制御を行うＤＣ／ＤＣコンバータ装置が知られている（例えば、特許文献１、２参照）。

特開2011-120329号公報 特開2006-74932号公報

上記の特許文献１に記載の構成のように、リアクトル電流がゼロを跨ぐゼロクロス時（ゼロアンペア跨ぎ状態）においては、上下アームのスイッチング素子を逆相でオン／オフ駆動する両アーム駆動が実行される。かかる構成においては、両アーム駆動時のゲート干渉（ダイオード導通時にスイッチング素子のゲートがオンすることによる損失悪化）を低減するために、可能な限り両アーム駆動期間を短くするのが理想的である。尚、リアクトル電流はリプル成分を有しているため、ゼロクロスタイミングをピンポイントで精度良く予測することは、一般的に困難である。

そこで、本開示は、両アーム駆動期間を短くすることが可能な電力変換装置の提供を目的とする。

本開示の一局面によれば、上下アームを構成する対のスイッチング素子と、
前記対のスイッチング素子の間に一端が接続されるコイルと、
キャリア信号により定まるタイミングで前記コイルを流れる電流値をサンプリングし、前記サンプリングした電流値に基づいて、前記対のスイッチング素子のうちの一方のみをオン／オフ駆動する片アーム駆動と、前記対のスイッチング素子の双方を逆相でオン／オフ駆動する両アーム駆動との間を切り換える制御装置とを備え、
前記制御装置は、前記サンプリングした電流値の絶対値が所定第１閾値以下となった場合に、前記キャリア信号のキャリア周波数を増加し、前記制御装置は、前記サンプリングした電流値の絶対値が所定第１閾値以下となった場合に、前記サンプリングした電流値の絶対値が所定第１閾値よりも大きい場合よりも、キャリア１周期当たりの前記電流値のサンプリング回数を増加する、電力変換装置が提供される。

本開示によれば、両アーム駆動期間を短くすることが可能な電力変換装置が得られる。

電動自動車用モータ駆動システム１の全体構成の一例を示す図である。 半導体駆動装置５０におけるＤＣ／ＤＣコンバータ２０の制御ブロック５００の一例を示す図である。 キャリア信号とデューティとの関係で切り替わるスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のオン／オフ状態の時系列の一例を示す図である。 両アーム駆動時におけるスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のオン／オフ状態の時系列の一例を示す図である。 サンプリングタイミングの決定方法の一例を示す図である。 本実施例による片アーム駆動と両アーム駆動間の切換方法を示す図である。 比較例による片アーム駆動と両アーム駆動間の切換方法を示す図である。 半導体駆動装置５０により実行されるＤＣ／ＤＣコンバータ２０の制御処理の一例を示すフローチャートである。 インバータ３０のＵ相のコイルを流れる電流（Ｕ相電流）の波形の一例を示す図である。 インバータ３０のＵ相電流の向きの説明図である。 図９のＡ部及びＢ部におけるキャリア信号とデューティとの関係で切り替わるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフ状態の時系列の一例を示す図である。 半導体駆動装置５０（モータ制御部５４０）により実行されるインバータ３０の制御処理の一例を示すフローチャートである。

以下、添付図面を参照しながら各実施例について詳細に説明する。

図１は、電動自動車用モータ駆動システム１の全体構成の一例を示す図である。モータ駆動システム１は、バッテリ１０の電力を用いて走行用モータ４０を駆動することにより車両を駆動させるシステムである。尚、電動自動車は、電力を用いて走行用モータ４０を駆動して走行するものであれば、その方式や構成の詳細は任意である。電動自動車は、典型的には、動力源がエンジンと走行用モータ４０であるハイブリッド自動車（ＨＶ）や、動力源が走行用モータ４０のみである電気自動車を含む。

モータ駆動システム１は、図１に示すように、バッテリ１０、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０、インバータ３０、走行用モータ４０、及び、半導体駆動装置５０を備える。

バッテリ１０は、電力を蓄積して直流電圧を出力する任意の蓄電装置であり、ニッケル水素バッテリ、リチウムイオンバッテリや電気２重層キャパシタ等の容量性素子から構成されてもよい。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、双方向のＤＣ／ＤＣコンバータ（可逆チョッパ方式の昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ）であってよい。ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、例えば２００Ｖから６５０Ｖへの昇圧変換、及び、６５０Ｖから２００Ｖへの降圧変換が可能であってよい。ＤＣ／ＤＣコンバータ２０のリアクトル（コイル）Ｌ１の入力側と負極ラインとの間には平滑用コンデンサＣ１が接続されてよい。

図示の例では、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、２つのスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４と、リアクトルＬ１とを有する。２つのスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４は、インバータ３０の正極ラインと負極ラインとの間に互いに直列に接続される。リアクトルＬ１は、バッテリ１０の正極側に直列に接続される。リアクトルＬ１は、出力側が２つのスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４の接続部に接続される。

図示の例では、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の２つのスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。尚、スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４は、ダイオード（例えばフリーホイールダイオード）Ｄ２２，２４を外付け素子と用いる通常のＩＧＢＴであってもよいし、ダイオードＤ２２，２４を内蔵した逆導通ＩＧＢＴ（ＲＣ（Reverse Conducting）−ＩＧＢＴ）であってもよい。いずれの場合も、上アームのスイッチング素子Ｑ２２のコレクタはインバータ３０の正極ラインに接続されており、上アームのスイッチング素子Ｑ２２のエミッタは下アームのスイッチング素子Ｑ２４のコレクタに接続されている。また、下アームのスイッチング素子Ｑ２４のエミッタは、インバータ３０の負極ライン及びバッテリ１０の負極に接続されている。尚、スイッチング素子Ｑ２２、Ｑ２４は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor)のような、ＩＧＢＴ以外の他のスイッチング素子であってもよい。

インバータ３０は、正極ラインと負極ラインとの間に互いに並列に配置されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各アームから構成される。Ｕ相アームはスイッチング素子（本例ではＩＧＢＴ）Ｑ１，Ｑ２の直列接続からなり、Ｖ相アームはスイッチング素子（本例ではＩＧＢＴ）Ｑ３，Ｑ４の直列接続からなり、Ｗ相アームはスイッチング素子（本例ではＩＧＢＴ）Ｑ５，Ｑ６の直列接続からなる。また、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のコレクタ−エミッタ間には、それぞれ、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すようにダイオードＤ１〜Ｄ６が配置される。尚、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、ＭＯＳＦＥＴのような、ＩＧＢＴ以外の他のスイッチング素子であってもよい。

走行用モータ４０は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点で共通接続されている。Ｕ相コイルの他端は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の中点Ｍ１に接続され、Ｖ相コイルの他端は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の中点Ｍ２に接続され、Ｗ相コイルの他端は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の中点Ｍ３に接続される。スイッチング素子Ｑ１のコレクタと負極ラインとの間には、平滑用コンデンサＣ２が接続される。尚、走行用モータ４０は、電磁石と永久磁石とを組み合わせたハイブリッド型の３相モータであってもよい。

尚、走行用モータ４０に加えて、第２の走行用モータ又は発電機が並列で追加されてもよい。この場合、対応するインバータも並列に追加されればよい。

半導体駆動装置５０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０及びインバータ３０を制御する。半導体駆動装置５０は、マイクロコンピューターを含むＥＣＵ（電子制御ユニット）として具現化されてもよい。尚、半導体駆動装置５０の各種機能（以下で説明する機能を含む）は、任意のハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア又はそれらの組み合わせにより実現されてもよい。例えば、半導体駆動装置５０の各種機能は、特定用途向けＡＳＩＣ（application-specific integrated circuit）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）により実現されてもよい。また、半導体駆動装置５０の各種機能は、複数のＥＣＵにより協動して実現されてもよい。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の制御方法の概要は任意であってよい。典型的には、半導体駆動装置５０は、インバータ３０の動作（力行又は回生）に応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０を制御する。例えば、半導体駆動装置５０は、力行時は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の下アームのスイッチング素子Ｑ２４のみをオン／オフ切換し（下アームによる片アーム駆動）、バッテリ１０の電圧を昇圧してインバータ３０側に出力する。この際、下アームのスイッチング素子Ｑ２４は、ＰＷＭ（Ｐulse Ｗidth Ｍodulation）制御されてもよい。また、回生時は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の上アームのスイッチング素子Ｑ２２のみをオン／オフ切換し（上アームによる片アーム駆動）、インバータ３０側の電圧を降圧してバッテリ１０側に出力する。この際、上アームのスイッチング素子Ｑ２２は、ＰＷＭ制御されてよい。また、リアクトルＬ１を流れる電流が０を跨ぐ際（ゼロクロス時）、半導体駆動装置５０は、２つのスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４を逆相でオン／オフ駆動してもよい（両アーム駆動）。

インバータ３０の制御方法の概要は任意であってよい。典型的には、半導体駆動装置５０は、各相のコイルを流れる相電流が例えば１２０度ずつ位相がずれた関係の正弦波波形となるように、Ｕ相に係る２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオン／オフ駆動し、Ｖ相に係る２つのスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオン／オフ駆動し、Ｗ相に係る２つのスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６をオン／オフ駆動する。この際、各相において、相電流が正の領域であるときは上アームのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３，Ｑ５のみをオン／オフ切換（上アームによる片アーム駆動）し、相電流が負の領域であるときは下アームのスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４，Ｑ６のみをオン／オフ切換（下アームによる片アーム駆動）することとしてよい。この際、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、ＰＷＭ制御されてよい。また、各相において、相電流が０を跨ぐ際（ゼロクロス時）、半導体駆動装置５０は、上下アームのスイッチング素子（Ｑ１、Ｑ２；Ｑ３，Ｑ４；Ｑ５，Ｑ６）を逆相でオン／オフ駆動してよい（両アーム駆動）。

図２は、半導体駆動装置５０におけるＤＣ／ＤＣコンバータ２０の制御ブロック５００の一例を示す図である。制御ブロック５００は、例えばマイコンで構成されてよい。尚、図２には、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の制御ブロック５００に関連した部（モータ制御部５４０や走行制御部５６０）も示されている。尚、モータ制御部５４０及び走行制御部５６０は、制御ブロック５００を実現するＥＣＵにより実現されてもよいし、制御ブロック５００を実現するＥＣＵとは異なるＥＣＵにより実現されてもよい。

尚、ここでは、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の制御ブロック５００について主に説明するが、インバータ３０の制御ブロック（モータ制御部５４０の各機能部）は、以下で説明するＤＣ／ＤＣコンバータ２０の制御ブロック５００と同様の構成（特に、電流制御部５０６、電圧制御部５０８、サンプリングモード設定部５１２、キャリア生成部５１３、ゲート信号生成部５１４、サンプリングタイミング算出部５１６、及び、駆動モード決定部５１８等に対応する機能部）を有してよい。但し、モータ制御部５４０は、モータトルク指令等に基づいてＩｄ指令及びＩｑ指令を生成するトルク制御部や、３相と２相間の変換を行う変換部等のような、他の機能部を含んでよい。尚、モータ制御部の基本構成（サンプリングモード設定部５１２、サンプリングタイミング算出部５１６、及び、駆動モード決定部５１８に対応する機能部を除く構成）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の制御ブロック５００と同様、任意であってよい。尚、モータ制御部５４０におけるＡＤＣは各相のコイルを流れる各相電流を検出する各電流センサ（図示せず）から検出信号のサンプリングを行う。

走行制御部５６０は、例えばアクセル開度と車速とに基づいて、モータトルク指令値（目標駆動トルク）を決定し、モータ制御部５４０に供給してよい。モータ制御部５４０は、モータトルク指令値や各種センサ値等（例えば、電流センサによる各相電流の検出値やレゾルバによるモータ回転数の検出値）に基づいて、インバータ３０のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン／オフ切換のためのゲート信号（モータゲート信号）を生成してよい。モータゲート信号は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲートに印加されてよい。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の制御ブロック５００は、図２に示すように、フィルタ５０２、ＡＤＣ（Analog to Digital Converter）５０４、電流制御部５０６、電圧制御部５０８、モータ目標電圧算出部５１０、サンプリングモード設定部５１２、キャリア生成部５１３、ゲート信号生成部５１４、サンプリングタイミング算出部５１６、及び、駆動モード決定部５１８を含んでよい。

フィルタ５０２には、リアクトルＬ１を流れる電流（以下、リアクトル電流ＩＬともいう）を検出する電流センサ（図示せず）から検出信号（アナログ信号）が入力される。フィルタ５０２は、検出信号をフィルタリングし、ＡＤＣ５０４に出力する。

ＡＤＣ５０４は、サンプリングタイミング算出部５１６が生成したサンプリングタイミングに応じて起動してフィルタ５０２からの検出信号のサンプリングを行い、リアクトル電流ＩＬのサンプリング値（デジタル値）を得る。リアクトル電流ＩＬのサンプリング値は、電流制御部５０６、サンプリングモード設定部５１２及び駆動モード決定部５１８に供給される。

電流制御部５０６は、ＡＤＣ５０４からのリアクトル電流ＩＬのサンプリング値と、電圧制御部５０８からのリアクトル電流ＩＬの目標値ＩＬ^＊とに基づいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０のスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４を駆動（オン／オフ切換）するためのデューティを算出する。この際、ＰＩ（Proportional Integral)制御やＰＩＤ（Proportional Integral Derivative)制御が利用されてもよい。算出したデューティ(duty)は、ゲート信号生成部５１４及びサンプリングタイミング算出部５１６に供給される。尚、リアクトル電流ＩＬの目標値ＩＬ^＊は、電圧制御部５０８において、モータ目標電圧ＶＨ^＊と、平滑用コンデンサＣ２の両端の電圧ＶＨの検出値（ＶＨセンサ値）と基づいて算出されてよい。モータ目標電圧ＶＨ^＊は、平滑用コンデンサＣ２の両端電圧ＶＨ（図１参照）の目標値である。モータ目標電圧ＶＨ^＊は、モータ制御部５４０からのモータ回転数及びモータトルク指令値に基づいて算出されてよい。

サンプリングモード設定部５１２は、ＡＤＣ５０４からのリアクトル電流ＩＬのサンプリング値に基づいて、通常サンプリングモードと、ゼロクロス検知用サンプリングモードとを切り換える。サンプリングモード設定部５１２は、常態では通常サンプリングモードを設定し、リアクトル電流ＩＬのサンプリング値の絶対値が所定第１閾値Ｔｈ１以下となった場合に、ゼロクロス検知用サンプリングモードを設定してもよい。サンプリングモード設定部５１２は、ゼロクロス検知用サンプリングモードを設定した後は、後述の如く両アーム駆動から片アーム駆動に切り換えられた際に通常サンプリングモードに復帰させてよい。所定第１閾値Ｔｈ１は、通常サンプリングモード中のリアクトル電流ＩＬのリプル成分の取りうる幅（リプル幅）の最大値（又はそれに余裕分を付加した値）の半分に対応してもよい。

キャリア生成部５１３は、所定の周波数の基準信号をキャリア信号として生成する。キャリア信号は、三角波や矩形波の波形を有してよい。以下では、キャリア信号は、三角波の波形を有するものとして説明を続ける。キャリア生成部５１３は、通常サンプリングモード時と、ゼロクロス検知用サンプリングモード時とで、キャリア周波数を可変する。具体的には、ゼロクロス検知用サンプリングモード時に生成されるキャリア信号のキャリア周波数は、通常サンプリングモード時に生成されるキャリア信号のキャリア周波数よりも大きい。尚、ゼロクロス検知用サンプリングモード時に生成されるキャリア信号のキャリア周波数と、通常サンプリングモード時に生成されるキャリア信号のキャリア周波数との差異は任意であるが、好ましくは、ゼロクロス検知用サンプリングモード時に生成されるキャリア信号のキャリア周波数は、通常サンプリングモード時に生成されるキャリア信号のキャリア周波数よりも有意に大きい。キャリア信号は、ゲート信号生成部５１４及びサンプリングタイミング算出部５１６に供給される。

ゲート信号生成部５１４は、キャリア生成部５１３からのキャリア信号と、電流制御部５０６からのデューティとに基づいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０のスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のオン／オフ切換のためのゲート信号を生成する。ゲート信号は、スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のそれぞれのゲートに印加される。

サンプリングタイミング算出部５１６は、キャリア生成部５１３からのキャリア信号と、電流制御部５０６からのデューティとに基づいて、リアクトル電流ＩＬのサンプリング（検出）を行うためのサンプリングタイミングを決定し、決定したサンプリングタイミングを示す信号をＡＤＣ５０４に送信する。サンプリングタイミング算出部５１６は、通常サンプリングモード時と、ゼロクロス検知用サンプリングモード時とで、サンプリングタイミングの決定方法を可変する。基本的には、サンプリングタイミング算出部５１６は、ゼロクロス検知用サンプリングモード時の方が、通常サンプリングモード時よりも、キャリア周波数の１周期当たりのサンプリング回数が増加するような態様で、サンプリングタイミングを決定する。

例えば、通常サンプリングモード時のサンプリングタイミングは、スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のオン／オフ切換周期毎に１回サンプリングが行われるように決定される。この際、サンプリングタイミングは、そのオン／オフ期間におけるリアクトル電流ＩＬの電流値の平均値がサンプリングされるように決定される。以下、通常サンプリングモード時のサンプリングタイミングは、「第１サンプリングタイミング」とも称する。また、ゼロクロス検知用サンプリングモード時のサンプリングタイミングは、第１サンプリングタイミングに加えて、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０のスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のオン／オフ切換タイミングに同期したサンプリングタイミングを含む。サンプリングタイミングの決定方法の一例は図５を参照して後述する。

駆動モード決定部５１８は、ＡＤＣ５０４からのリアクトル電流ＩＬのサンプリング値に基づいて、駆動モードを片アーム駆動と両アーム駆動の間で切り換える。この切換方法の詳細については後述する。

図３は、キャリア信号とデューティとの関係で切り替わるスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のオン／オフ状態の時系列の一例を示す図であり、図３（Ａ）は、上段から、キャリア信号とデューティの関係、力行時におけるスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のオン／オフ状態、及び、リアクトル電流ＩＬの波形の一例を概略的に示す図であり、図３（Ｂ）は、上段から、キャリア信号とデューティの関係、回生時におけるスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のオン／オフ状態、及び、リアクトル電流ＩＬの波形の一例を概略的に示す図である。

力行時（ゼロクロス時を除く）においては、図３（Ａ）に示すように、下アームのスイッチング素子Ｑ２４のみがオン／オフ切換され、上アームのスイッチング素子Ｑ２２はオフ状態に維持されてよい（下アームによる片アーム駆動）。図３（Ａ）に示す例では、下アームのスイッチング素子Ｑ２４は、キャリア信号のレベルがデューティのレベルを超えると、オンからオフに切り換えられ、キャリア信号のレベルがデューティのレベルを下回ると、オフからオンに切り換えられる。

下アームのスイッチング素子Ｑ２４がオンすると、バッテリ１０の正極側からリアクトルＬ１及びスイッチング素子Ｑ２４を通ってバッテリ１０の負極側へと戻る電流ループが形成され、リアクトル電流ＩＬが上昇する。この際、リアクトル電流ＩＬは、図３（Ａ）に示すように、一定の傾きで上昇する。次に下アームのスイッチング素子Ｑ２４がオフすると、リアクトルＬ１を流れ続けようとする電流は、上アームのダイオードＤ２２を通ってインバータ３０側に流れる。この際、リアクトル電流ＩＬは、図３（Ａ）に示すように、一定の傾きで減少する。このようにして、力行時は、リアクトル電流ＩＬは、下アームのスイッチング素子Ｑ２４のオン／オフ切換毎に、正の領域で傾きを変化させつつ増減する。尚、リアクトル電流ＩＬの増減は、デューティに依存し、デューティが大きいほど下アームのスイッチング素子Ｑ２４のオン期間が長くなりリアクトル電流ＩＬが増加する。

回生時（ゼロクロス時を除く）においては、図３（Ｂ）に示すように、上アームのスイッチング素子Ｑ２２のみがオン／オフ切換され、下アームのスイッチング素子Ｑ２４はオフ状態に維持されてよい（上アームによる片アーム駆動）。同様に、図３（Ｂ）に示す例では、上アームのスイッチング素子Ｑ２２は、キャリア信号のレベルがデューティのレベルを超えると、オンからオフに切り換えられ、キャリア信号のレベルがデューティのレベルを下回ると、オフからオンに切り換えられる。

上アームのスイッチング素子Ｑ２２がオンすると、インバータ３０の正極側から上アームのスイッチング素子Ｑ２２及びリアクトルＬ１を通ってバッテリ１０の正極へと電流が流れる。この際、リアクトル電流ＩＬは、図３（Ｂ）に示すように、一定の傾きで減少する（負方向では増加する）。次に上アームのスイッチング素子Ｑ２２がオフすると、リアクトルＬ１を流れ続けようとする電流は、下アームのダイオードＤ２４を通ってバッテリ１０の正極へと流れる。この際、リアクトル電流ＩＬは、図３（Ｂ）に示すように、一定の傾きで上昇する。このようにして、回生時は、リアクトル電流ＩＬは、上アームのスイッチング素子Ｑ２２のオン／オフ切換毎に、負の領域で傾きを変化させつつ増減する。尚、リアクトル電流ＩＬの増減は、デューティに依存し、デューティが大きいほど上アームのスイッチング素子Ｑ２２のオン期間が長くなりリアクトル電流ＩＬが減少（負方向に増加）する。

尚、図３に示す例では、デューティは一定であるが、デューティは、キャリア信号の半周期に対応した所定のデューティ設定周期毎に変更（設定）される。この際、デューティは、キャリア信号の山（上側の頂点）と谷（下側の頂点）で変更されてよい。

図４は、両アーム駆動時におけるスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のオン／オフ状態の時系列の一例を示す図である。図４には、上段から、リアクトルＬ１を流れる電流が０を跨ぐ際（ゼロクロス時）のリアクトル電流ＩＬの波形、及び、スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のオン／オフ状態の一例を概略的に示されている。

両アーム駆動時には、２つのスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４は、適切なデットタイム（図示せず）を持ちつつ、図４に示すように、逆相でオン／オフ駆動される。両アーム駆動は、例えばリアクトル電流ＩＬがゼロを跨ぐゼロクロス時に実行される。尚、図４に示す例は、リアクトルＬ１が正から負へと移行するとき（即ち力行から回生への移行時）におけるゼロクロス時に関するものであるが、リアクトルＬ１が負から正へと移行するとき（即ち回生から力行への移行時）におけるゼロクロス時の場合も同様である。

尚、この両アーム駆動時には、スイッチング素子Ｑ２２側では、スイッチング素子Ｑ２２がオンする際、スイッチング素子Ｑ２４がオンからオフしていることによって電流が上アームのダイオードＤ２２を通って流れていることに起因して、ゲート干渉が生じる。また、スイッチング素子Ｑ２４側では、スイッチング素子Ｑ２４がオンする際、スイッチング素子Ｑ２３がオンからオフしていることによって電流が下アームのダイオードＤ２４を通って流れていることに起因して、ゲート干渉が生じる。かかるゲート干渉による損失は、スイッチング素子Ｑ２２及びダイオードＤ２２と、スイッチング素子Ｑ２３及びダイオードＤ２３とが、それぞれ、ＲＣ−ＩＧＢＴで構成される場合に特に顕著となる。

図５は、サンプリングタイミングの決定方法の一例を示す図である。図５には、キャリア信号と、電流制御部５０６により算出されるデューティ(duty０、duty１、duty２、duty３)に応じたレベルが示されている。ここでは、一例として、スイッチング素子Ｑ２２について説明するが（図３（Ｂ）の回生時について説明するが）、スイッチング素子Ｑ２４について（図３（Ａ）の力行時について）も同様であってよい。尚、両アーム駆動時には、いずれか一方のスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４について同様であってよい。

図５に示す例では、時点ｔ０にて、キャリア信号のレベルがデューティのレベルを超えて、スイッチング素子Ｑ２２がオフし、オフ期間が開始する。時点ｔ１には、キャリア信号の山が発生することに応じて、デューティがduty１からduty２に変更（設定）される。時刻ｔ３では、キャリア信号のレベルがデューティのレベルを下回り、スイッチング素子Ｑ２２がオンし、時点ｔ１からのオフ期間が終了する（オン期間が開始する）。時刻ｔ４では、キャリア信号の谷が発生することに応じて、デューティがduty２からduty３に変更（設定）される。

第１サンプリングタイミングは、上述の如く、オン／オフ期間におけるリアクトル電流ＩＬの電流値の平均値がサンプリングされるように決定される。具体的には、サンプリングタイミングは、オン／オフ期間における中間時点に設定される。図５に示す例では、今回のオフ期間（時点ｔ０から時点ｔ３までの期間）におけるオフ期間の中間時点は、時刻ｔ２である。図５には、キャリア信号上における第１サンプリングタイミングに対応した位置が白丸で示されている。オフ期間の開始時（時点ｔ０）からキャリア信号の山までの時間を"ａ"とし、キャリア信号の山からオフ期間の終了時（時点ｔ３）までの時間を"ｂ"とすると、第１サンプリングタイミングは、オフ期間の開始時（時点ｔ０）から時間"（ａ＋ｂ）／２"が経過した時点に設定される。

尚、オン／オフ期間における中間時点は、スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のゲート信号の反転タイミングに基づく中間時点であってもよいし、スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４の導通状態に基づく厳密な中間時点であってもよい。また、第１サンプリングタイミングは、オン／オフ期間における中間時点に対して前後にオフセットされてもよい。

他方、ゼロクロス検知用サンプリングモード時のサンプリングタイミングは、上述の如く、第１サンプリングタイミングに加えて、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０のスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のオン／オフ切換タイミングに同期したサンプリングタイミングを含む。ＤＣ／ＤＣコンバータ２０のスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のオン／オフ切換タイミングに同期したサンプリングタイミングとは、キャリア信号のレベルがデューティのレベルを上回るタイミング、及び、キャリア信号のレベルがデューティのレベルを下回るタイミングである。図５に示す例では、キャリア信号のレベルがデューティのレベルを上回るタイミング、及び、キャリア信号のレベルがデューティのレベルを下回るタイミングは、それぞれ、時点ｔ０と時点ｔ３である。従って、ゼロクロス検知用サンプリングモード時のサンプリングタイミングは、時点ｔ０と時点ｔ２と時点ｔ３となる。

以下、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０のスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のオン／オフ切換タイミングに同期したサンプリングタイミングのうち、リアクトル電流ＩＬが極大値となるサンプリングタイミングを、「第２サンプリングタイミング」とも称し、リアクトル電流ＩＬが極小値となるサンプリングタイミングを、「第３サンプリングタイミング」とも称する。例えば、図３（Ａ）に示す例では、スイッチング素子Ｑ２４がオフするタイミングが第２サンプリングタイミングに対応し、スイッチング素子Ｑ２４がオンするタイミングが第３サンプリングタイミングに対応する。尚、ここでいう「極大値」及び「極小値」は、リプル成分による「極大値」及び「極小値」（即ち、１キャリア周期毎の「極大値」及び「極小値」）を意味し、波形全体として「最大値」及び「最小値」を意味しない。

ここで、ゼロクロス検知用サンプリングモードでは、上述の如く、通常サンプリングモード時に比べて、キャリア信号の周波数が増加されると共に、１キャリア周期当たりのサンプリングタイミングの数が増加される。これにより、ゼロクロスタイミングを精度良く検出又は予測することができる。

例えば、回生から力行への移行過程の片アーム駆動中、ゼロクロス検知用サンプリングモードにおける複数のサンプリングタイミングで得られたリアクトル電流ＩＬのサンプリング値（サンプリング値の履歴）に基づいて、リアクトル電流ＩＬがゼロを正方向へと跨ぐゼロクロスタイミングを予測し、当該予測したゼロクロスタイミングに基づいて、片アーム駆動から両アーム駆動に切り換えてもよい。これにより、ゼロクロス前に両アーム駆動が実現される態様で、両アーム駆動期間の開始タイミングを精度良く決定することができ、両アーム駆動期間を短くすることが可能となる。尚、予測方法は任意であるが、例えばゼロクロス検知用サンプリングモード中に検出されるリアクトル電流ＩＬの複数のサンプリング値からリプル幅を算出し、当該算出したリプル幅に基づいて、リアクトル電流の次の極大値（スイッチング素子Ｑ２２のオン切換タイミングでのリアクトル電流）を予測し、当該予測した極大値がゼロを上回るか否か判定してもよい。この場合、リアクトル電流の次の極大値がゼロを上回ると判定した場合は、その時点で、片アーム駆動から両アーム駆動に切り換えてもよい。

また、回生から力行への移行過程の両アーム駆動中、ゼロクロス検知用サンプリングモードにおける第３サンプリングタイミング（リアクトル電流が極小値となるサンプリングタイミング）で、リアクトル電流ＩＬの極小値がゼロを上回った場合に、両アーム駆動から片アーム駆動に切り換えてよい。この際、ゼロクロス検知用サンプリングモードでは１キャリア周期当たりの第３サンプリングタイミングが増加されるので、両アーム駆動期間の終了タイミングを精度良く決定することができ、両アーム駆動期間を短くすることが可能となる。

同様に、力行から回生への移行過程の片アーム駆動中、ゼロクロス検知用サンプリングモードにおける複数のサンプリングタイミングで得られたリアクトル電流ＩＬのサンプリング値（サンプリング値の履歴）に基づいて、リアクトル電流ＩＬがゼロを負方向へと跨ぐゼロクロスタイミングを予測し、当該予測したゼロクロスタイミングに基づいて、片アーム駆動から両アーム駆動に切り換えてもよい。これにより、ゼロクロス前に両アーム駆動が実現される態様で、両アーム駆動期間の開始タイミングを精度良く決定することができ、両アーム駆動期間を短くすることが可能となる。尚、予測方法は任意であるが、例えばゼロクロス検知用サンプリングモード中に検出されるリアクトル電流ＩＬの複数のサンプリング値からリプル幅を算出し、当該算出したリプル幅に基づいて、リアクトル電流の次の極小値（スイッチング素子Ｑ２４のオン切換タイミングでのリアクトル電流）を予測し、当該予測した極小値がゼロを下回るか否か判定してもよい。この場合、リアクトル電流の次の極大値がゼロを下回ると判定した場合は、その時点で、片アーム駆動から両アーム駆動に切り換えてもよい。

また、力行から回生への移行過程の両アーム駆動中、ゼロクロス検知用サンプリングモードにおける第２サンプリングタイミング（リアクトル電流が極大値となるサンプリングタイミング）で、リアクトル電流ＩＬの極大値がゼロを下回った場合に、両アーム駆動から片アーム駆動に切り換えてよい。この際、ゼロクロス検知用サンプリングモードでは１キャリア周期当たりの第２サンプリングタイミング（リアクトル電流が極大値となるサンプリングタイミング）が増加されるので、両アーム駆動期間の終了タイミングを精度良く決定することができ、両アーム駆動期間を短くすることが可能となる。

図６は、本実施例による片アーム駆動と両アーム駆動間の切換方法を示す図であり、リアクトル電流ＩＬが負から正に向かって増加する場合の各波形の時系列を示す図であり、（Ａ）は、リアクトル電流ＩＬの波形の一例を示し、（Ｂ）は、サンプリングモードの変化を示し、（Ｃ）は、片アーム駆動と両アーム駆動との間の切換態様の一例を示す。尚、ここでは、一例として、リアクトル電流ＩＬが負から正に向かって増加する場合を説明するが、リアクトル電流ＩＬが正から負に向かって減少する場合についても実質的に同様である（図８参照）。

図６においては、リプル成分を含むリアクトル電流が、負から正に向かって増加する態様（回生から力行への移行過程）で示されている。尚、リプル成分は、上述の如くスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のオン／オフ切換により発生する（図３参照）。リアクトル電流の波形上には、白丸にて、第１サンプリングタイミングが示され、白□及び黒■にて、第３及び第２サンプリングタイミングがそれぞれ示されている。即ち、白□は、リアクトル電流の極小値が表れる第３サンプリングタイミング（回生時は、スイッチング素子Ｑ２２のオフタイミング）に対応し、黒■は、リアクトル電流の極大値が表れる第２サンプリングタイミング（回生時は、スイッチング素子Ｑ２２のオンタイミング）に対応する。

図６に示す例では、片アーム駆動状態であり、且つ、通常サンプリングモード中の状態において、第１サンプリングタイミングＴ１にて、リアクトル電流ＩＬのサンプリング値の絶対値が所定第１閾値Ｔｈ１以内（リアクトル電流ＩＬのサンプリング値が−Ｔｈ１以上）となる。従って、この第１サンプリングタイミングＴ１に対応したタイミングで、通常サンプリングモードからゼロクロス検知用サンプリングモードに切り替わる。ゼロクロス検知用サンプリングモードでは、上述の如く、通常サンプリングモード時に比べて、キャリア信号の周波数及び１キャリア周期当たりのサンプリングタイミングの数の双方が増加される（サンプリングタイミングについては第１サンプリングタイミングに第２及び第３サンプリングタイミングが追加される）。尚、図６に示すように、キャリア信号の周波数が増加するためにリプル幅も小さくなる。

ゼロクロス検知用サンプリングモードが開始されると、リアクトル電流の極大値（黒■）がゼロを越えるタイミング（ゼロクロス開始タイミング）Ｔ２が予測される。予測方法は任意であるが、例えばゼロクロス検知用サンプリングモード中に検出されるリアクトル電流ＩＬの複数のサンプリング値からリプル幅を算出し、当該算出したリプル幅に基づいて、リアクトル電流の次の極大値を予測し、当該予測した極大値がゼロを上回るか否か判定してもよい。具体的には、例えば第３サンプリングタイミングＴ４及び第２サンプリングタイミングＴ５にてそれぞれ得られたリアクトル電流ＩＬのサンプリング値の差をリプル幅として算出し、次の第３サンプリングタイミングＴ６でリアクトル電流ＩＬのサンプリング値に、当該算出したリプル幅を加えた予測値（第２サンプリングタイミングＴ２で得られるサンプリング値に対する予測値）が、ゼロを上回るか否か判定してもよい。或いは、第２サンプリングタイミングＴ５及び第３サンプリングタイミングＴ６にてそれぞれ得られたリアクトル電流ＩＬのサンプリング値の差をリプル幅として算出し、第３サンプリングタイミングＴ６でリアクトル電流ＩＬのサンプリング値に、当該算出したリプル幅を加えた予測値（第２サンプリングタイミングＴ２で得られるサンプリング値に対する予測値）が、ゼロを上回るか否か判定してもよい。尚、リプル幅は、第１サンプリングタイミング（白丸参照）でのサンプリング値と、その前後の第２又は第３サンプリングタイミングでのサンプリング値との差を２倍することで予測されてもよい。或いは、リアクトル電流の極大値の変化態様（直前までの変化態様）に基づいて、リアクトル電流の次の極大値を予測し、当該予測した極大値がゼロを上回るか否か判定してもよい。例えば、第２サンプリングタイミングＴ７、Ｔ５にて得られたリアクトル電流ＩＬのサンプリング値の差を取り、その差を、第２サンプリングタイミングＴ５にて得られたリアクトル電流ＩＬのサンプリング値に加えた予測値（第２サンプリングタイミングＴ２で得られるサンプリング値に対する予測値）が、ゼロを上回るか否か判定してもよい。

リアクトル電流の次の極大値の予測値がゼロを上回ると判定した場合は、図６に示すように、その時点(図６の例では、Ｔ６)で、片アーム駆動から両アーム駆動に切り換えられてよい。或いは、第３サンプリングタイミングＴ６でリアクトル電流の次の極大値の予測値がゼロを上回ると判定した場合は、次のサンプリングタイミング(第１サンプリングタイミング)で、片アーム駆動から両アーム駆動に切り換えられてもよい。これにより、リアクトル電流がゼロを跨ぐ前に、片アーム駆動から両アーム駆動に切り換えることができる。

尚、ここでは、リアクトル電流の次の極大値の予測値がゼロを上回るか否かを予測的に判定しているが、リアクトル電流の次の極大値の予測値が、ゼロよりも小さい所定第２閾値−Ｔｈ２（＞−Ｔｈ１）を上回るか否かを予測的に判定してもよい。所定第２閾値−Ｔｈ２は、ゼロよりも僅かに小さい値であってよい(図６参照)。

両アーム駆動に切り換えられると、リアクトル電流の極小値（白□）がゼロを越えるタイミング（ゼロクロス終了タイミング）Ｔ３が予測又は検出される。予測方法は、上述のゼロクロス開始タイミングの予測方法と同様であってよい。リアクトル電流の極小値（白□）がゼロを越えるタイミング（ゼロクロス終了タイミング）Ｔ３が検出されると、両アーム駆動から片アーム駆動に切り換えられる。これと同時に、ゼロクロス検知用サンプリングモードは、通常サンプリングモードに戻される。尚、ゼロクロス終了タイミングＴ３が予測された場合は、その時点で両アーム駆動から片アーム駆動に切り換えられてよいが、その時点でリアクトル電流がゼロより小さい場合は、その時点以後であって、リアクトル電流がゼロより大きくなった時点（例えば次の第１サンプリングタイミング）で両アーム駆動から片アーム駆動に切り換えられてもよい。

尚、図６に示す例では、第２サンプリングタイミングＴ８にて次のリアクトル電流の極小値（白□）がゼロを越えると予測されており、次のサンプリングタイミングＴ９で、片アーム駆動から両アーム駆動に切り換えられると共に、ゼロクロス検知用サンプリングモードから通常サンプリングモードに切り換えられている。しかしながら、例えば第２サンプリングタイミングＴ８にて次のリアクトル電流の極小値（白□）がゼロを越えると予測された場合には、その時点で、片アーム駆動から両アーム駆動に切り換えると共に、ゼロクロス検知用サンプリングモードから通常サンプリングモードに切り換えることとしてもよい。或いは、予測を行わず、第３サンプリングタイミングＴ３にて検出されたリアクトル電流（極小値）がゼロより大きい場合、その時点で、その時点で、片アーム駆動から両アーム駆動に切り換えると共に、ゼロクロス検知用サンプリングモードから通常サンプリングモードに切り換えることとしてもよい。

このようにして図６に示す例では、リアクトル電流の極大値（黒■）がゼロを越えるタイミング（ゼロクロス開始タイミング）Ｔ２が予測される時点Ｔ６から、リアクトル電流の極小値（白□）がゼロを越えるタイミング（ゼロクロス終了タイミング）Ｔ３（予測の場合は、Ｔ３より前）までが、両アーム駆動期間となる。

図７は、比較例による片アーム駆動と両アーム駆動間の切換方法を示す図であり、（Ａ）はリプル幅が大きい場合を示し、（Ｂ）はリプル幅が小さい場合を示す。比較例では、通常サンプリングモードが常に維持され、キャリア信号の周波数も常に一定である。また、比較例では、第１サンプリングタイミング（白丸）で得られたリアクトル電流ＩＬのサンプリング値の絶対値が所定第１閾値Ｔｈ１以内（リアクトル電流ＩＬのサンプリング値が−Ｔｈ１以上）となった場合に、図７に示すように、片アーム駆動から両アーム駆動に切り換えられる。両アーム駆動に切り換えられると、図７に示すように、第１サンプリングタイミング（白丸）で得られたリアクトル電流ＩＬのサンプリング値の絶対値が所定第１閾値Ｔｈ１より大きく（リアクトル電流ＩＬのサンプリング値が所定第１閾値Ｔｈ１より大きく）なった場合に、両アーム駆動から片アーム駆動に戻される。このように図７に示す比較例では、両アーム駆動期間が比較的に長くなり、これは、図７（Ａ）及び図７（Ｂ）に示すように、リプル幅の大きさによらず、ゲート干渉による損失が常に一定割合で発生することを意味する。

これに対して、本実施例によれば、図６に示すように、ゼロクロス検知用サンプリングモードを設定して、通常サンプリングモード時に比べて、キャリア信号の周波数及び１キャリア周期当たりのサンプリングタイミングの数の双方を増加させることで、両アーム駆動期間を短くすることができる。これにより、ゲート干渉による損失を低減することができる。他方、ゼロクロス検知用サンプリングモードは、比較的限定した期間のみで実現されるので、処理負荷の増加を抑制することができる。

ところで、図７（Ａ）及び図７（Ｂ）に示すように、リプル幅が大きい場合とリプル幅が小さい場合とでは、片アーム駆動から両アーム駆動への切換に関する理想切換タイミングは異なる。この点、本実施例によれば、上述の如く、ゼロクロス検知用サンプリングモードを設定して、通常サンプリングモード時に比べて、キャリア信号の周波数及び１キャリア周期当たりのサンプリングタイミングの数の双方を増加させることで、理想切換タイミングに近いタイミングで、片アーム駆動から両アーム駆動への切換を実現することが可能となる。

図８は、半導体駆動装置５０により実行されるＤＣ／ＤＣコンバータ２０の制御処理の一例を示すフローチャートである。尚、ここでは、一例として、リアクトル電流ＩＬが正から負に向かって減少する場合（力行から回生に切り替わる場合）を説明するが、リアクトル電流ＩＬが負から正に向かって増加する場合についても実質的に同様である（図６参照）。図８に示す処理ルーチンは、力行時の片アーム駆動中に所定周期毎に繰り返し実行されてよい。

ステップ８００では、通常サンプリングモード中のリアクトル電流ＩＬのサンプリング値が所定第１閾値Ｔｈ１以下となったか否かを判定する。リアクトル電流ＩＬのサンプリング値が所定第１閾値Ｔｈ１以下となった場合は、ステップ８０２に進み、それ以外の場合は、リアクトル電流ＩＬのサンプリング値が所定第１閾値Ｔｈ１以下となるのを待機する状態となる。

ステップ８０２では、通常サンプリングモードからゼロクロス検知用サンプリングモードにモードを移行する。

ステップ８０４では、リアクトル電流の極小値が得られる次の第３サンプリングタイミングにおいて、ゼロを下回るリアクトル電流の極小値が得られるか否かを予測的に判定する。予測方法は、上述の通りであってよい。例えばゼロクロス検知用サンプリングモード中に検出されるリアクトル電流ＩＬの複数のサンプリング値からリプル幅を算出し、当該算出したリプル幅に基づいて、リアクトル電流の次の極小値を予測し、当該予測した極小値がゼロを下回るか否か判定してもよい。ゼロを下回るリアクトル電流の極小値が得られると予測される場合は、ステップ８０６に進み、それ以外は待機状態となる。

尚、ステップ８０４では、次の第３サンプリングタイミングにおいてゼロを下回るリアクトル電流の極小値が得られるか否かを予測的に判定しているが、次の第３サンプリングタイミングにおいてゼロよりも大きい所定第２閾値Ｔｈ２（＜所定第１閾値Ｔｈ１）を下回るリアクトル電流の極小値が得られるか否かを予測的に判定してもよい。所定第２閾値Ｔｈ２は、ゼロよりも僅かに大きい値であってよい。

ステップ８０６では、片アーム駆動から両アーム駆動に切り換える。片アーム駆動から両アーム駆動への切換は、上記ステップ８０４の判定と同時に実現されてもよいし、判定後の最も早い切換可能なタイミングで実現されてもよい。

ステップ８０８では、ゼロクロス検知用サンプリングモード中のリアクトル電流ＩＬの極大値のサンプリング値（下アームのスイッチング素子Ｑ２４のオフタイミングでのサンプリング値）がゼロを下回ったか否かを判定する。リアクトル電流ＩＬの極大値がゼロを下回った場合は、ステップ８１０に進み、それ以外は待機状態となる。

ステップ８１０では、両アーム駆動から片アーム駆動に切り換える。これに伴い、ゼロクロス検知用サンプリングモードから通常サンプリングモードに復帰する。

尚、図８に示す処理において、ステップ８０８では、次の第２サンプリングタイミングにおいてゼロを下回るリアクトル電流の極大値が得られるか否かを予測的に判定してもよい。予測方法は、上述の通りであってよい。例えばゼロクロス検知用サンプリングモード中に検出されるリアクトル電流ＩＬの複数のサンプリング値からリプル幅を算出し、当該算出したリプル幅に基づいて、リアクトル電流の次の極大値を予測し、当該予測した極大値がゼロを下回るか否か判定してもよい。この場合、ゼロを下回るリアクトル電流の極大値が得られると予測される場合は、ステップ８１０に進み、それ以外は待機状態となる。この場合、ステップ８１０では、サンプリングモードから通常サンプリングモードへの復帰は直ぐに実現される一方、両アーム駆動から片アーム駆動への切換は、それ以降のサンプリングタイミングで得られたサンプリング値がゼロを下回った時点以降に実現されてもよい。

尚、上述した実施例は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０における上下アームの制御に関するものであるが、以下で説明するように、インバータ３０のＵ相に係るスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２（上下アーム）の制御、インバータ３０のＶ相に係るスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４（上下アーム）の制御、及び、インバータ３０のＷ相に係るスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６（上下アーム）の制御にも適用可能である。

図９は、インバータ３０のＵ相のコイルを流れる電流（Ｕ相電流）の波形の一例を概略的に示す図である。尚、以下では、代表として、インバータ３０のＵ相のコイルを流れる電流（Ｕ相電流）に関して説明するが、Ｖ相及びＷ相についても同様である。

図９には、比較的に誇張してリプル成分が図示されているが、Ｕ相電流には、上述したリアクトル電流ＩＬと同様、ＰＷＭ制御によりリプル成分が乗る。

図１０は、インバータ３０のＵ相電流の向きの説明図である。図１１（Ａ）は、図９のＡ部におけるキャリア信号とデューティとの関係で切り替わるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフ状態の時系列の一例を示す図であり、図１１（Ｂ）は、図９のＢ部におけるキャリア信号とデューティとの関係で切り替わるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフ状態の時系列の一例を示す図である。

Ｕ相電流が正の領域である場合（ゼロクロス時を除く）は、図１１（Ａ）に示すように、上アームのスイッチング素子Ｑ１のみがオン／オフ切換され、下アームのスイッチング素子Ｑ２はオフ状態に維持されてよい（上アームによる片アーム駆動）。図１１（Ａ）に示す例では、上アームのスイッチング素子Ｑ１は、キャリア信号のレベルがデューティのレベルを超えると、オンからオフに切り換えられ、キャリア信号のレベルがデューティのレベルを下回ると、オフからオンに切り換えられる。

上アームのスイッチング素子Ｑ１がオンすると、バッテリ１０の正極側からリアクトルＬ１、スイッチング素子Ｑ２２及び上アームのスイッチング素子Ｑ１を通ってＵ相のコイルへと電流が流れ、図１１（Ａ）に示すように、正方向のＵ相電流Ｉｕ１が上昇する。次に上アームのスイッチング素子Ｑ１がオフすると、Ｕ相のコイルを流れ続けようとする電流は、下アームのダイオードＤ４を通ってＵ相のコイルへ流れる。この際、正方向のＵ相電流Ｉｕ１は、図１１（Ａ）に示すように、一定の傾きで減少する。このようにして、正方向のＵ相電流Ｉｕ１は、上アームのスイッチング素子Ｑ１のオン／オフ切換毎に、正の領域で傾きを変化させつつ増減する。尚、正方向のＵ相電流Ｉｕ１の増減は、デューティに依存し、デューティが大きいほど上アームのスイッチング素子Ｑ１のオン期間が長くなり正方向のＵ相電流Ｉｕ１（振幅）が増加する。

Ｕ相電流が負の領域である場合（ゼロクロス時を除く）は、図１１（Ｂ）に示すように、下アームのスイッチング素子Ｑ２のみがオン／オフ切換され、上アームのスイッチング素子Ｑ１はオフ状態に維持されてよい（下アームによる片アーム駆動）。図１１（Ｂ）に示す例では、下アームのスイッチング素子Ｑ２は、キャリア信号のレベルがデューティのレベルを超えると、オンからオフに切り換えられ、キャリア信号のレベルがデューティのレベルを下回ると、オフからオンに切り換えられる。

下アームのスイッチング素子Ｑ２がオンすると、Ｕ相のコイルから下アームのスイッチング素子Ｑ２を通ってグランド側に電流が流れ、図１１（Ｂ）に示すように、負方向のＵ相電流Ｉｕ２が上昇する(ゼロから遠ざかる)。次に下アームのスイッチング素子Ｑ２がオフすると、Ｕ相のコイルを流れ続けようとする電流は、上アームのダイオードＤ３を通って正極側へ流れる。この際、負方向のＵ相電流Ｉｕ２は、図１１（Ｂ）に示すように、一定の傾きで減少する(ゼロに近づく)。このようにして、負方向のＵ相電流Ｉｕ２は、下アームのスイッチング素子Ｑ２のオン／オフ切換毎に、負の領域で傾きを変化させつつ増減する。尚、負方向のＵ相電流Ｉｕ２の増減は、デューティに依存し、デューティが大きいほど下アームのスイッチング素子Ｑ２のオン期間が長くなり負方向のＵ相電流Ｉｕ２（振幅）が増加する。

スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、Ｕ相電流が負の領域から正の領域に移行するゼロクロス時（図９のＹ２参照）、及び、Ｕ相電流が正の領域から負の領域に移行するゼロクロス時（図９のＹ１参照）に、Ｕ相電流の歪の発生を防止するために、両アーム駆動される。この際、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、適切なデットタイムを持ちつつ、逆相でオン／オフ駆動される。

尚、この両アーム駆動時には、スイッチング素子Ｑ１側では、スイッチング素子Ｑ１がオンする際、スイッチング素子Ｑ２がオンからオフしていることによって電流が上アームのダイオードＤ３を通って流れていることに起因して、ゲート干渉が生じる。また、スイッチング素子Ｑ２側では、スイッチング素子Ｑ２がオンする際、スイッチング素子Ｑ１がオンからオフしていることによって電流が下アームのダイオードＤ４を通って流れていることに起因して、ゲート干渉が生じる。かかるゲート干渉による損失は、スイッチング素子Ｑ１及びダイオードＤ３と、スイッチング素子Ｑ２及びダイオードＤ４とが、それぞれ、ＲＣ−ＩＧＢＴで構成される場合に特に顕著となる。

Ｕ相電流に関しても、上述したリアクトル電流ＩＬの場合と同様、通常サンプリングモード及びゼロクロス検知用サンプリングモードが使用されてよい。通常サンプリングモード及びゼロクロス検知用サンプリングモードは、上述したリアクトル電流ＩＬの場合と同様であってよい。

また、Ｕ相電流に関しても、通常サンプリングモード及びゼロクロス検知用サンプリングモード間の切換、及び、片アーム駆動及び両アーム駆動の切換は、上述したリアクトル電流ＩＬの場合と同様であってよい（図１２参照）。

尚、図１０及び図１１は、インバータ３０の力行時の状態を示しているが、インバータ３０の回生時も実質的に同様である。以下では、説明の複雑化を防止するため、インバータ３０の力行を前提とするが、インバータ３０の回生時に対しても同様に適用可能である。

図１２は、半導体駆動装置５０（モータ制御部５４０）により実行されるインバータ３０の制御処理の一例を示すフローチャートである。尚、ここでは、一例として、インバータ３０のＵ相について、Ｕ相電流が正から負に向かって減少する場合を説明するが、Ｕ相電流が負から正に向かって増加する場合についても実質的に同様であるし、Ｖ相及びＷ相についても同様である。図１２に示す処理ルーチンは、Ｕ相電流が負領域にあり且つ片アーム駆動中に所定周期毎に繰り返し実行されてよい。

ステップ１２００では、通常サンプリングモード中のＵ相電流Ｉｕのサンプリング値が所定第１閾値Ｔｈ１以下となったか否かを判定する。尚、所定第１閾値Ｔｈ１については、通常サンプリングモード中のＵ相電流のリプル成分の取りうる幅（リプル幅）の最大値（又はそれに余裕分を付加した値）の半分に対応してもよい。Ｕ相電流Ｉｕのサンプリング値が所定第１閾値Ｔｈ１以下となった場合は、ステップ１２０２に進み、それ以外の場合は、Ｕ相電流Ｉｕのサンプリング値が所定第１閾値Ｔｈ１以下となるのを待機する状態となる。

ステップ１２０２では、通常サンプリングモードからゼロクロス検知用サンプリングモードにモードを移行する。

ステップ１２０４では、Ｕ相電流Ｉｕの極小値が得られる次の第３サンプリングタイミングにおいて、ゼロを下回るＵ相電流Ｉｕの極小値が得られるか否かを予測的に判定する。予測方法は、上述したリアクトル電流ＩＬの場合と同様であってよい。例えばゼロクロス検知用サンプリングモード中に検出されるＵ相電流Ｉｕの複数のサンプリング値からリプル幅を算出し、当該算出したリプル幅に基づいて、Ｕ相電流Ｉｕの次の極小値を予測し、当該予測した極小値がゼロを下回るか否か判定してもよい。リプル幅は、連続する第２サンプリングタイミング及び第３サンプリングタイミングで得られる２つのサンプリング値の差により算出されてもよいし、連続する第１サンプリングタイミングと第２サンプリングタイミング又は第３サンプリングタイミングとで得られる２つのサンプリング値の差の２倍により算出されてもよい。ゼロを下回るＵ相電流Ｉｕの極小値が得られると予測される場合は、ステップ１２０６に進み、それ以外は待機状態となる。

尚、ステップ１２０４では、次の３サンプリングタイミングにおいてゼロを下回るＵ相電流Ｉｕの極小値が得られるか否かを予測的に判定しているが、次の第３サンプリングタイミングにおいてゼロよりも大きい所定第２閾値Ｔｈ２（＜所定第１閾値Ｔｈ１）を下回るＵ相電流Ｉｕの極小値が得られるか否かを予測的に判定してもよい。所定第２閾値Ｔｈ２は、ゼロよりも僅かに大きい値であってよい。

ステップ１２０６では、片アーム駆動から両アーム駆動に切り換える。片アーム駆動から両アーム駆動への切換は、上記ステップ１２０４の判定と同時に実現されてもよいし、判定後の最も早い切換可能なタイミングで実現されてもよい。

ステップ１２０８では、ゼロクロス検知用サンプリングモード中のＵ相電流Ｉｕの極大値のサンプリング値がゼロを下回ったか否かを判定する。Ｕ相電流Ｉｕの極大値がゼロを下回った場合は、ステップ１２１０に進み、それ以外は待機状態となる。

ステップ１２１０では、両アーム駆動から片アーム駆動に切り換える。これに伴い、ゼロクロス検知用サンプリングモードから通常サンプリングモードに復帰する。

尚、図１２に示す処理において、ステップ１２０８では、次の第２サンプリングタイミングにおいてゼロを下回るＵ相電流Ｉｕの極大値が得られるか否かを予測的に判定してもよい。予測方法は、上述したリアクトル電流ＩＬの場合と同様であってよい。例えばゼロクロス検知用サンプリングモード中に検出されるＵ相電流Ｉｕの複数のサンプリング値からリプル幅を算出し、当該算出したリプル幅に基づいて、Ｕ相電流Ｉｕの次の極大値を予測し、当該予測した極大値がゼロを下回るか否か判定してもよい。リプル幅は、連続する第２サンプリングタイミング及び第３サンプリングタイミングで得られる２つのサンプリング値の差により算出されてもよいし、連続する第１サンプリングタイミングと第２サンプリングタイミング又は第３サンプリングタイミングとで得られる２つのサンプリング値の差の２倍により算出されてもよい。この場合、ゼロを下回るＵ相電流Ｉｕの極大値が得られると予測される場合は、ステップ１２１０に進み、それ以外は待機状態となる。この場合、ステップ１２１０では、サンプリングモードから通常サンプリングモードへの復帰は直ぐに実現される一方、両アーム駆動から片アーム駆動への切換は、それ以降のサンプリングタイミングで得られたサンプリング値がゼロを下回った時点以降に実現されてもよい。

以上、各実施例について詳述したが、特定の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された範囲内において、種々の変形及び変更が可能である。また、前述した実施例の構成要素を全部又は複数を組み合わせることも可能である。

例えば、上述した実施例において、両アーム駆動中においては、上下アームのスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４の逆相のオン／オフタイミングは、デットタイムに起因して厳密に同一タイミングでないが、両アーム駆動中における第２サンプリングタイミング（第３サンプリングタイミングについても同様）は、スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のいずれか任意のスイッチングのオン／オフタイミングに同期してもよい。

また、上述した実施例では、ゼロクロス検知用サンプリングモードでは、通常サンプリングモード時に比べて、キャリア信号の周波数及び１キャリア周期当たりのサンプリングタイミングの数の双方が増加されているが、キャリア信号の周波数のみが増加されてもよい。この場合でも、単位時間当たりのサンプリング回数が増加するので、ゼロクロスタイミングを精度良く検出又は予測することができる。

また、上述した実施例では、ゼロクロス検知用サンプリングモードでは、第２及び第３サンプリングタイミングが追加されているが、第２及び第３サンプリングタイミングのいずれか一方のみが追加されてもよい。

また、上述した実施例では、ゼロクロス検知用サンプリングモードにおいて、キャリア信号の周波数は、通常サンプリングモード時よりも増加された一定の周波数であるが、ゼロクロス検知用サンプリングモード中において可変されてもよい。例えば、両アーム駆動になった場合に、キャリア信号の周波数が更に増加されてもよい。

また、上述した実施例では、第１サンプリングタイミングは、そのオン／オフ期間におけるリアクトル電流ＩＬの電流値の平均値がサンプリングされるように決定されているが、第１サンプリングタイミングは、キャリア信号の山（上側の頂点）と谷（下側の頂点）のタイミングであってもよい。

また、上述した実施例では、片アーム駆動から両アーム駆動への切換、及び、両アーム駆動から片アーム駆動への切換は、サンプリングタイミングに同期して行われているが、他の態様であってもよい。例えば、片アーム駆動から両アーム駆動への切換、及び、両アーム駆動から片アーム駆動への切換は、次のスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４(スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２等についても同様)のオン／オフ切換タイミング（キャリア信号のレベルがデューティのレベルを上回るタイミング、及び、キャリア信号のレベルがデューティのレベルを下回るタイミング）のみで実行されてもよい。この場合、片アーム駆動から両アーム駆動への切換がゼロクロス前に確実に実現されるように、所定第２閾値Ｔｈ２(−Ｔｈ２)を使用することとしてもよい。例えば、図６に示す例において、第３サンプリングタイミングＴ６にて片アーム駆動から両アーム駆動への切換を行うのが理想である場合において、第３サンプリングタイミングＴ６までに、当該切換を行うことを事前に決定しておく必要がある場合には、第３サンプリングタイミングＴ４において、第２サンプリングタイミングＴ５での極大値が所定第２閾値−Ｔｈ２を越えると予測した場合に、それ以降の切換可能なタイミングＴ５又はＴ６で片アーム駆動から両アーム駆動への切換を行うこととしてもよい。或いは、上述の如く第３サンプリングタイミングＴ６で、次の極大値がゼロを越えると予測した場合に、その時点で切換を行えないことから、次の切換可能なタイミング(サンプリングタイミングＴ２)で片アーム駆動から両アーム駆動への切換を行うこととしてもよい。この場合、ゼロクロス後に切換が実現されてしまうものの、ゼロクロス後の片アーム駆動状態を最小限に抑えることができる。

また、上述した実施例では、電力変換装置の一例であるＤＣ／ＤＣコンバータ２０及びインバータ３０は、車両用に使用されているが、他の用途（例えば、他の電動装置の電源装置等）に使用されてもよい。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０及びインバータ３０は、車両用としても他の用途（例えば、電動ステアリング装置用）に使用されてもよい。

１ モータ駆動システム
１０ バッテリ
２０ ＤＣ／ＤＣコンバータ
３０ インバータ
４０ 走行用モータ
５０ 半導体駆動装置
Ｑ１，Ｑ２ Ｕ相に係るスイッチング素子
Ｑ３，Ｑ４ Ｖ相に係るスイッチング素子
Ｑ５，Ｑ６ Ｗ相に係るスイッチング素子
Ｑ２２ 上アームのスイッチング素子
Ｑ２４ 下アームのスイッチング素子
５００ 制御ブロック
５０２ フィルタ
５０４ ＡＤＣ
５０６ 電流制御部
５０８ 電圧制御部
５１０ モータ目標電圧算出部
５１２ サンプリングモード設定部
５１３ キャリア生成部
５１４ ゲート信号生成部
５１６ サンプリングタイミング算出部
５１８ 駆動モード決定部

Claims (4)

1. 上下アームを構成する対のスイッチング素子と、
   前記対のスイッチング素子の間に一端が接続されるコイルと、
   キャリア信号により定まるタイミングで前記コイルを流れる電流値をサンプリングし、前記サンプリングした電流値に基づいて、前記対のスイッチング素子のうちの一方のみをオン／オフ駆動する片アーム駆動と、前記対のスイッチング素子の双方を逆相でオン／オフ駆動する両アーム駆動との間を切り換える制御装置とを備え、
   前記制御装置は、前記サンプリングした電流値の絶対値が所定第１閾値以下となった場合に、前記キャリア信号のキャリア周波数を増加し、
   前記制御装置は、前記サンプリングした電流値の絶対値が所定第１閾値以下となった場合に、前記サンプリングした電流値の絶対値が所定第１閾値よりも大きい場合よりも、キャリア１周期当たりの前記電流値のサンプリング回数を増加する、電力変換装置。
2. 前記制御装置は、前記サンプリングした電流値の絶対値が所定第１閾値よりも大きい場合は、キャリア周波数の半周期毎に、前記コイルを流れる電流値をサンプリングし、前記サンプリングした電流値の絶対値が所定第１閾値以下となった場合に、キャリア周波数の半周期毎のタイミングと、前記対のスイッチング素子のオン／オフ切り換えタイミングとで、前記コイルを流れる電流値をサンプリングする、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 上下アームを構成する対のスイッチング素子と、
   前記対のスイッチング素子の間に一端が接続されるコイルと、
   キャリア信号により定まるタイミングで前記コイルを流れる電流値をサンプリングし、前記サンプリングした電流値に基づいて、前記対のスイッチング素子のうちの一方のみをオン／オフ駆動する片アーム駆動と、前記対のスイッチング素子の双方を逆相でオン／オフ駆動する両アーム駆動との間を切り換える制御装置とを備え、
   前記制御装置は、前記サンプリングした電流値の絶対値が所定第１閾値以下となった場合に、前記キャリア信号のキャリア周波数を増加し、
   前記制御装置は、前記サンプリングした電流値の絶対値が所定第１閾値よりも大きい場合は、キャリア周波数の半周期毎に、前記コイルを流れる電流値をサンプリングし、前記サンプリングした電流値の絶対値が所定第１閾値以下となった場合に、キャリア周波数の半周期毎のタイミングと、前記対のスイッチング素子のオン／オフ切り換えタイミングとで、前記コイルを流れる電流値をサンプリングする、電力変換装置。
4. 前記制御装置は、前記片アーム駆動中において、前記サンプリングした電流値に基づいて、前記コイルを流れる電流のリプル幅を算出し、前記算出したリプル幅に基づいて、前記コイルを流れる電流がゼロを跨ぐゼロクロスタイミングを予測し、前記予測したゼロクロスタイミングに基づいて、前記片アーム駆動から前記両アーム駆動に切り換えるタイミングを決定する、請求項１〜３のうちのいずれか１項に記載の電力変換装置。

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