JP2011223674A - コンバータの制御装置およびそれを備える電動車両 - Google Patents

Abstract

【課題】デッドタイムの影響による電流ゼロクロスサージを抑制しつつ電流リップルを低減可能なコンバータの制御装置を提供する。
【解決手段】電圧制御演算部１０６は、昇圧コンバータの出力電圧を目標電圧に調整するための制御演算を実行する。電流制御演算部１１０は、電圧制御演算部１０６の制御出力を目標電流として、リアクトル電流を目標電流に調整するための制御演算を実行する。キャリア周波数設定部１１５は、キャリア信号のキャリア周波数ｆｃを設定する。リアクトル電流ＩＬの大きさがしきい値よりも小さいとき、キャリア周波数設定部１１５は、リアクトル電流ＩＬの大きさがしきい値以上のときよりも高い値にキャリア周波数ｆｃを設定する。
【選択図】図６

Description

この発明は、コンバータの制御装置およびそれを備える電動車両に関し、特に、直流電源と電気負荷装置との間に設けられ、直流電源の電圧以上に出力電圧を昇圧するコンバータの制御装置およびそれを備える電動車両に関する。

二つのスイッチング素子とリアクトルとから成る、いわゆるチョッパ型のコンバータにおいては、二つのスイッチング素子のスイッチング状態を切替えるときに、二つのスイッチング素子が同時にオン状態（導通状態）になるのを防止するために、両スイッチング素子を一時的にオフとするデッドタイムが一般的に設けられる。ところが、このデッドタイムの影響により、リアクトルに流れる電流の向きが変化するとき、コンバータの出力電圧が変動するという問題がある（以下では、この電圧変動を「電流ゼロクロスサージ」や単に「ゼロクロスサージ」と称する。）。

特開２００４−１１２９０４号公報（特許文献１）は、上記の電流ゼロクロスサージを低減可能な電圧変換装置を開示する。この電圧変換装置においては、リアクトル電流がリップル電流Ｉｒよりも大きいとき、またはリアクトル電流がリップル電流−Ｉｒよりも小さいとき、キャリア周波数ｆｃは最適キャリア周波数に設定される。一方、リアクトル電流が−Ｉｒ≦ＩＬ≦Ｉｒの範囲（ＩＬ＝０を除く）であるとき、キャリア周波数ｆｃを最適キャリア周波数よりも低くして昇圧コンバータが制御される。

この電圧変換装置によれば、キャリア周期が長くなるので、デッドタイムの影響を低減することができる。その結果、デッドタイムの影響による電流ゼロクロスサージを低減することができる（特許文献１参照）。

特開２００４−１１２９０４号公報 特開２００７−３２５４３５号公報 特開２００４−１３５４６５号公報

上記の特開２００４−１１２９０４号公報に開示される電圧変換装置は、デッドタイムの影響による電流ゼロクロスサージを低減することができる点で有用である。しかしながら、上記の電圧変換装置では、キャリア周波数を下げることによりデッドタイムの影響を低減して電流ゼロクロスサージを低減しているところ、キャリア周波数を低くすると、リアクトル電流のリップル成分が大きくなるので、リアクトルの損失が増大し、リアクトルの騒音も大きくなる。

そこで、この発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、電流ゼロクロスサージを抑制しつつ電流リップルを低減可能なコンバータの制御装置を提供することである。

この発明によれば、コンバータの制御装置は、直流電源と電気負荷装置との間に設けられ、かつ、直流電源の電圧以上に出力電圧を昇圧するコンバータの制御装置である。コンバータは、リアクトルと、第１および第２のスイッチング素子と、第１および第２のダイオードとを含む。リアクトルは、直流電源の正極に一端が接続される。第１のスイッチング素子は、リアクトルの他端と電気負荷装置との間に接続される。第２のスイッチング素子は、リアクトルの他端と直流電源の負極との間に接続される。第１および第２のダイオードは、第１および第２のスイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続される。第１および第２のスイッチング素子の動作には、第１および第２のスイッチング素子が同時に導通状態になるのを防止するためのデッドタイムが設けられる。制御装置は、電圧制御部と、電流制御部と、信号生成部と、キャリア周波数設定部とを備える。電圧制御部は、コンバータの出力電圧を目標電圧に調整するための制御演算を実行する。電流制御部は、電圧制御部の制御出力を目標電流として、リアクトルに流れるリアクトル電流を目標電流に調整するための制御演算を実行する。信号生成部は、電流制御部の制御出力に基づいて、第１および第２のスイッチング素子を駆動するための制御信号を生成する。キャリア周波数設定部は、制御信号を生成するためのキャリア信号の周波数を示すキャリア周波数を設定する。そして、予め定められたしきい値よりもリアクトル電流の大きさが小さいとき、キャリア周波数設定部は、リアクトル電流の大きさがしきい値以上のときよりもキャリア周波数を高く設定する。

好ましくは、電流制御部の演算周期は、キャリア信号の周期を示すキャリア周期に基づいて決定される。制御装置は、演算周期変更部をさらに備える。演算周期変更部は、キャリア周波数設定部によってキャリア周波数が高められているとき、そのときのキャリア周期に基づいて決定される演算周期よりも長くなるように演算周期を変更する。

さらに好ましくは、キャリア周波数設定部によってキャリア周波数が高められていないとき、電流制御部は、キャリア周期毎に制御演算を実行する。一方、キャリア周波数設定部によってキャリア周波数が高められているとき、演算周期変更部は、キャリア周期の２周期毎に電流制御部が制御演算を実行するように演算周期を変更する。

好ましくは、上記のしきい値は、リップルが重畳されたリアクトル電流の下端側の極値が零よりも大きくなるように決定される。

また、この発明によれば、電動車両は、直流電源と、直流電源から供給される電力を用いて車両の駆動力を発生する駆動力発生部と、直流電源と駆動力発生部との間に設けられ、駆動力発生部の入力電圧を直流電源の電圧以上に昇圧する、上述のコンバータと、上述した制御装置とを備える。

この発明においては、予め定められたしきい値よりもリアクトル電流の大きさが小さいとき、リアクトル電流の大きさがしきい値以上のときよりもキャリア周波数が高く設定されるので、リアクトル電流のリップルが抑制される。ここで、キャリア周波数を高めると、デッドタイムの影響が相対的に大きくなることにより電流ゼロクロスサージが増大し得る。そこで、この発明においては、出力電圧を目標電圧に調整するための制御演算を実行する電圧制御部の制御出力を目標電流として、リアクトル電流を目標電流に調整するための制御演算を実行する電流制御部が設けられる。これにより、リアクトル電流の制御精度が向上し、その結果、電流ゼロクロスサージが抑制される。

したがって、この発明によれば、電流ゼロクロスサージを抑制しつつ電流リップルを低減することができる。その結果、電流ゼロクロスサージを抑制しつつリアクトルの損失および騒音を低減することができる。

この発明の実施の形態１によるコンバータの制御装置が適用される電動車両の電気システムを示した図である。 昇圧コンバータのキャリア周波数を変化させたときのリアクトル電流のリップル変動を説明するための第１の図である。 昇圧コンバータのキャリア周波数を変化させたときのリアクトル電流のリップル変動を説明するための第２の図である。 デッドタイムの影響によるゼロクロスサージが発生する様子を示した図である。 昇圧コンバータのキャリア周波数とゼロクロスサージとの関係を示した図である。 図１に示す制御装置における、昇圧コンバータの制御に関する部分の機能ブロック図である。 サンプル／ホールド回路によるリアクトル電流のサンプリングタイミングを説明するための図である。 リアクトル電流と昇圧コンバータのキャリア周波数との関係を示した図である。 制御装置により実行されるキャリア周波数の設定処理に関する手順を説明するためのフローチャートである。 実施の形態１による制御装置により制御が実行されたときのシステム電圧およびリアクトル電流の挙動を示した図である。 実施の形態２における制御装置の機能ブロック図である。 電流制御の演算周期を決定する処理に関する手順を説明するためのフローチャートである。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。

［実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１によるコンバータの制御装置が適用される電動車両の電気システムを示した図である。図１を参照して、電動車両１００は、直流電源Ｂと、昇圧コンバータ１０と、インバータ２０と、モータジェネレータＭ１と、駆動輪ＤＷと、正極線ＰＬ１，ＰＬ２と、負極線ＮＬと、平滑コンデンサＣとを備える。また、電動車両１００は、制御装置３０と、電圧センサ５２，５６と、電流センサ５４，５８，６０と、回転角センサ６２とをさらに備える。

昇圧コンバータ１０は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する。）Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。リアクトルＬ１の一方端は、直流電源Ｂの正極に接続される正極線ＰＬ１に接続され、他方端は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との中間点、すなわち、スイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタとの接続点に接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、正極線ＰＬ２と直流電源Ｂの負極に接続される負極線ＮＬとの間に直列に接続される。そして、スイッチング素子Ｑ１のコレクタは正極線ＰＬ２に接続され、スイッチング素子Ｑ２のエミッタは負極線ＮＬに接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ接続される。

なお、上記のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２および後述のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６，Ｑ２１〜Ｑ２６として、たとえば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）や電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ等を用いることができる。

インバータ２０は、Ｕ相アーム２２と、Ｖ相アーム２４と、Ｗ相アーム２６とを含む。Ｕ相アーム２２、Ｖ相アーム２４およびＷ相アーム２６は、正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間に並列に接続される。Ｕ相アーム２２は、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２を含む。Ｖ相アーム２４は、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４を含む。Ｗ相アーム２６は、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１５，Ｑ１６を含む。また、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ１１〜Ｄ１６がそれぞれ接続される。そして、各相アームの中間点は、モータジェネレータＭ１の各相コイルにそれぞれ接続されている。

直流電源Ｂは、再充電可能な蓄電装置であり、たとえばニッケル水素やリチウムイオン等の二次電池である。なお、直流電源Ｂとして、二次電池に代えて、電気二重層キャパシタや、大容量のコンデンサ、フライホイール等を用いてもよい。

昇圧コンバータ１０は、制御装置３０からの信号ＰＷＣに基づいて、正極線ＰＬ２および負極線ＮＬ間の電圧（以下「システム電圧」とも称する。）を直流電源Ｂの出力電圧以上に昇圧する。なお、システム電圧が目標電圧よりも低い場合、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティーを大きくすることによって正極線ＰＬ１から正極線ＰＬ２へ電流を流すことができ、システム電圧を上昇させることができる。一方、システム電圧が目標電圧よりも高い場合、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティーを大きくすることによって正極線ＰＬ２から正極線ＰＬ１へ電流を流すことができ、システム電圧を低下させることができる。

インバータ２０は、制御装置３０からの信号ＰＷＩ１に基づいて、正極線ＰＬ２および負極線ＮＬから供給される直流電力を三相交流に変換してモータジェネレータＭ１へ出力し、モータジェネレータＭ１を駆動する。これにより、モータジェネレータＭ１は、トルク指令値ＴＲ１によって指定されたトルクを発生するように駆動される。また、インバータ２０は、車両の制動時、モータジェネレータＭ１により発電された三相交流電力を信号ＰＷＩ１に基づいて直流に変換し、正極線ＰＬ２および負極線ＮＬへ出力する。

平滑コンデンサＣは、正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間に接続される。平滑コンデンサＣは、正極線ＰＬ２および負極線ＮＬにおけるリップル成分を低減する。

モータジェネレータＭ１は、交流電動機であり、たとえば、永久磁石が埋設されたロータを備える三相交流電動機である。モータジェネレータＭ１は、駆動輪ＤＷに機械的に連結され、車両を駆動するためのトルクを発生する。また、モータジェネレータＭ１は、車両の制動時、車両の運動エネルギーを駆動輪ＤＷから受けて発電する。なお、この電動車両１００がハイブリッド車両であれば、モータジェネレータＭ１は、図示されないエンジンに機械的に連結され、エンジンの動力を用いて発電し、かつ、エンジンの始動も行なうものとして、ハイブリッド車両に組み込まれてもよい。

電圧センサ５２は、直流電源Ｂの電圧Ｖｂを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。電流センサ５４は、昇圧コンバータ１０のリアクトルＬ１に流れる電流（以下「リアクトル電流ＩＬ」と称する。）を検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。電圧センサ５６は、平滑コンデンサＣの端子間電圧、すなわち正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間の電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。電流センサ５８，６０は、それぞれＶ相の電流Ｉｖ１およびＷ相の電流Ｉｗ１を検出し、それらの検出値を制御装置３０へ出力する。回転角センサ６２は、モータジェネレータＭ１のロータの回転角θ１を検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。

制御装置３０は、電圧センサ５２，５６からの電圧Ｖｂ，ＶＨおよび電流センサ５４からのリアクトル電流ＩＬの各検出値に基づいて、昇圧コンバータ１０を駆動するためのＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を生成し、その生成したＰＷＭ信号を信号ＰＷＣとして昇圧コンバータ１０へ出力する。また、制御装置３０は、電流センサ５８，６０からの電流Ｉｖ１，Ｉｗ１、回転角センサ６２からの回転角θ１および電圧ＶＨの各検出値、ならびに図示されない外部ＥＣＵから受けるモータジェネレータＭ１のトルク指令値ＴＲ１およびモータ回転数ＭＲＮ１に基づいて、モータジェネレータＭ１を駆動するためのＰＷＭ信号を生成し、その生成したＰＷＭ信号を信号ＰＷＩ１としてインバータ２０へ出力する。

上述のように、システム電圧ＶＨを目標電圧に制御するために、昇圧コンバータ１０のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がＰＷＭ制御される。ここで、リアクトル電流ＩＬには、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフに応じてリップルが発生する。この電流リップルは、リアクトルの損失や騒音等の増大を招くので、リアクトル電流ＩＬのリップル成分を小さくすることが望ましい。そして、この電流リップルの大きさは、昇圧コンバータ１０のキャリア周波数に依存する。

図２，図３は、昇圧コンバータ１０のキャリア周波数を変化させたときのリアクトル電流ＩＬのリップル成分を説明するための図である。図２は、昇圧コンバータ１０のキャリア周波数が相対的に低いときのリアクトル電流ＩＬの挙動を示し、図３は、キャリア周波数が相対的に高いときのリアクトル電流ＩＬの挙動を示す。

図２を参照して、たとえば、システム電圧ＶＨやリアクトル電流ＩＬ等に基づいて算出されるデューティー指令値ｄ（後述）が、信号ＰＷＣを生成するための、三角波から成るキャリア信号ＣＲよりも大きいとき、上アームのスイッチング素子Ｑ１がオンされる。なお、特に図示しないが、スイッチング素子Ｑ１がオンされると、下アームのスイッチング素子Ｑ２はオフされる。

一方、デューティー指令値ｄがキャリア信号ＣＲよりも小さいときは、スイッチング素子Ｑ１がオフされる（スイッチング素子Ｑ２はオンされる。）。なお、実際には、キャリア信号ＣＲがデューティー指令値ｄよりも小さくなってからスイッチング素子Ｑ１がオンするまでには（同様に、キャリア信号ＣＲがデューティー指令値ｄよりも大きくなってからスイッチング素子Ｑ２がオンするまでには）、デッドタイムが設けられるが、この図２および後述の図３では、デッドタイムについては図示を省略している。

図３を参照して、キャリア信号ＣＲのキャリア周波数が高くなると、リアクトル電流ＩＬのリップルは小さくなる。このように、昇圧コンバータ１０のキャリア周波数を高めることによって、リアクトル電流ＩＬのリップルを低減することができる。

一方、図４は、デッドタイムの影響によるゼロクロスサージが発生する様子を示した図である。なお、この図４では、後述の電流制御が実施されない場合のシステム電圧ＶＨおよびリアクトル電流ＩＬの挙動が示されており、本発明に対する従来技術に相当する。また、この図４では、一例として、リアクトル電流ＩＬが正（直流電源ＢからリアクトルＬ１へ電流が流れる。）から負（リアクトルＬ１から直流電源Ｂへ電流が流れる。）に変化するときのシステム電圧ＶＨおよびリアクトル電流ＩＬの挙動が示されている。

図４を参照して、リアクトル電流ＩＬの向きが正から負へ変化するとき、デッドタイムの影響により、昇圧コンバータ１０の出力電圧であるシステム電圧ＶＨがΔＶＨだけ上昇する。リアクトル電流ＩＬについては、デッドタイムの影響によりリアクトル電流ＩＬが一時的に値０に停滞する現象が発生し、これが原因となってゼロクロスサージΔＶＨが発生している。

このゼロクロスサージΔＶＨは、システム電圧ＶＨを目標値に制御するためのフィードバック制御がない場合には、たとえば次式によって見積もることができる。

ΔＶＨ＝（ＶＨ×ＤＴ×ｆｃ）／（ＶＬ／ＶＨ−ＤＴ×ｆｃ） …（１）
ここで、ＤＴはデッドタイムを示し、ｆｃはキャリア周波数を示す。また、ＶＬはリアクトル電圧を示す。この式（１）から分かるように、キャリア周波数ｆｃが高いほどゼロクロスサージΔＶＨが大きくなる。

図５は、昇圧コンバータ１０のキャリア周波数ｆｃとゼロクロスサージΔＶＨとの関係を示した図である。図５を参照して、横軸はキャリア周波数ｆｃを示し、縦軸はゼロクロスサージΔＶＨの大きさを示す。図５に示されるように、キャリア周波数ｆｃが高いほど、ゼロクロスサージΔＶＨは大きくなる。

したがって、昇圧コンバータ１０のキャリア周波数ｆｃを高めることによってリアクトル電流ＩＬのリップルを小さくできるけれども、キャリア周波数ｆｃを高めるとゼロクロスサージΔＶＨが大きくなる。そこで、この実施の形態１においては、リアクトル電流ＩＬの大きさが予め定められたしきい値よりも小さいとき、すなわち、ゼロクロスサージΔＶＨが発生し得るとき、ゼロクロスサージΔＶＨを抑制可能な、電流制御を用いた後述の高応答制御を実施するとともにキャリア周波数ｆｃが高められる。

なお、ゼロクロスサージΔＶＨが発生しない程度にリアクトル電流ＩＬが大きい場合には、キャリア周波数ｆｃを高めると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング損失の増加が顕著となる。また、リアクトル電流ＩＬが大きくなるような走行条件では、走行音や、電動車両１００がハイブリッド車両の場合にはエンジン音など、その他の騒音が大きいので、リアクトルの騒音もそれ程問題にならない。そこで、この実施の形態１では、上述のように、リアクトル電流ＩＬが小さいときに限りキャリア周波数ｆｃを相対的に高めることとし、リアクトル電流ＩＬが大きい場合には、キャリア周波数ｆｃは予め定められた通常の値（従来値）とする。

図６は、図１に示した制御装置３０における、昇圧コンバータ１０の制御に関する部分の機能ブロック図である。図６を参照して、制御装置３０は、電圧指令生成部１０２と、減算部１０４，１０８と、電圧制御演算部１０６と、電流制御演算部１１０と、駆動信号生成部１１２と、キャリア生成部１１４と、キャリア周波数設定部１１５と、サンプル／ホールド（以下「Ｓ／Ｈ」と称する。）回路１１６とを含む。

電圧指令生成部１０２は、昇圧コンバータ１０の出力電圧である電圧ＶＨの目標値を示す電圧指令値ＶＲを生成する。たとえば、電圧指令生成部１０２は、モータジェネレータＭ１のトルク指令値ＴＲ１およびモータ回転数ＭＲＮ１から算出されるモータジェネレータＭ１のパワーに基づいて電圧指令値ＶＲを生成する。

減算部１０４は、電圧ＶＨの検出値を電圧指令値ＶＲから減算し、その演算結果を電圧制御演算部１０６へ出力する。電圧制御演算部１０６は、電圧指令値ＶＲから電圧ＶＨの検出値を減算した値を減算部１０４から受け、電圧ＶＨを電圧指令値ＶＲに一致させるための制御演算（たとえば比例積分制御）を実行する。そして、電圧制御演算部１０６は、算出された制御量を電流指令値ＩＲとして出力する。

一方、キャリア生成部１１４は、後述の駆動信号生成部１１２においてＰＷＭ信号を生成するための、三角波から成るキャリア信号を生成し、その生成したキャリア信号を駆動信号生成部１１２およびＳ／Ｈ回路１１６へ出力する。ここで、キャリア生成部１１４は、キャリア周波数設定部１１５からキャリア周波数ｆｃの設定値を受け、そのキャリア周波数ｆｃを有するキャリア信号を生成する。

Ｓ／Ｈ回路１１６は、キャリア生成部１１４から受けるキャリア信号の山および谷のタイミングでリアクトル電流ＩＬのサンプリングを実施する。

図７は、Ｓ／Ｈ回路１１６によるリアクトル電流ＩＬのサンプリングタイミングを説明するための図である。図７を参照して、Ｓ／Ｈ回路１１６は、キャリア生成部１１４により生成されるキャリア信号ＣＲの山および谷で電流ＩＬのサンプリングを実施する。これにより、リアクトル電流ＩＬのリップル変動の中間値をサンプリングすることができ、原理的にリアクトル電流ＩＬの平均値を取得することができる。そして、このようなリアクトル電流ＩＬの平均値を用いることによって、電流制御演算部１１０により実行される電流制御の応答性を高めることができる。

再び図６を参照して、キャリア周波数設定部１１５は、Ｓ／Ｈ回路１１６によってサンプリング／ホールドされたリアクトル電流ＩＬの検出値を受ける。そして、キャリア周波数設定部１１５は、その受けたリアクトル電流ＩＬの検出値に基づいてキャリア周波数ｆｃを設定し、その設定値をキャリア生成部１１４へ出力する。具体的には、キャリア周波数設定部１１５は、リアクトル電流ＩＬの大きさが予め定められたしきい値以上であるときは、キャリア周波数ｆｃを予め定められた周波数ｆｃ１に設定する。一方、リアクトル電流ＩＬの大きさがしきい値よりも小さいときは、キャリア周波数設定部１１５は、キャリア周波数ｆｃを周波数ｆｃ１よりも高い周波数ｆｃ２に設定する。

図８は、リアクトル電流ＩＬと昇圧コンバータ１０のキャリア周波数ｆｃとの関係を示した図である。図８を参照して、リアクトル電流ＩＬの大きさがしきい値ＩＬ０以上であるときは、キャリア周波数ｆｃは、周波数ｆｃ１に設定される。一方、リアクトル電流ＩＬの大きさがしきい値ＩＬ０よりも小さいときは、キャリア周波数ｆｃは、周波数ｆｃ１よりも高い周波数ｆｃ２に設定される。

なお、一例として、周波数ｆｃ１は、従来値に設定され、周波数ｆｃ２は、周波数ｆｃ１の２倍に設定される。また、しきい値ＩＬ０は、リップルが重畳されたリアクトル電流ＩＬの下端側の極値が０よりも大きくなるように決定される。

再び図６を参照して、減算部１０８は、電圧制御演算部１０６から出力される電流指令値ＩＲから、Ｓ／Ｈ回路１１６によってサンプリング／ホールドされたリアクトル電流ＩＬの検出値を減算し、その演算結果を電流制御演算部１１０へ出力する。電流制御演算部１１０は、電流指令値ＩＲからリアクトル電流ＩＬの検出値を減算した値を減算部１０８から受け、リアクトル電流ＩＬを電流指令値ＩＲに一致させるための制御演算（たとえば比例積分制御）を実行する。なお、電流制御演算部１１０の演算周期は、電圧制御演算部１０６の演算周期よりも短く設定され、たとえば、キャリア信号の周期（キャリア周期）に設定される。そして、電流制御演算部１１０は、算出された制御量をデューティー指令値ｄとして駆動信号生成部１１２へ出力する。

駆動信号生成部１１２は、電流制御演算部１１０から受けるデューティー指令値ｄを、キャリア生成部１１４から受けるキャリア信号と大小比較し、その比較結果に応じて論理状態が変化する信号ＰＷＣを生成する。そして、駆動信号生成部１１２は、その生成された信号ＰＷＣを昇圧コンバータ１０のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２へ出力する。

この制御装置３０においては、リアクトル電流ＩＬの大きさがしきい値ＩＬ０よりも小さいとき、キャリア周波数ｆｃが通常の周波数ｆｃ１から周波数ｆｃ２に高められる。ここで、図５に示したように、キャリア周波数ｆｃが高められると、ゼロクロスサージΔＶＨが大きくなるところ、この実施の形態１では、ゼロクロスサージΔＶＨを抑制するために、電圧ＶＨとともにリアクトル電流ＩＬも目標値に制御される。

すなわち、この制御装置３０においては、電圧ＶＨを電圧指令値ＶＲに一致させるための制御演算が電圧制御演算部１０６により実行される（電圧制御）。そして、電圧制御演算部１０６の制御出力をリアクトル電流ＩＬの電流指令値ＩＲとして、リアクトル電流ＩＬを電流指令値ＩＲに一致させるための制御演算が電流制御演算部１１０により実行される（電流制御）。これにより、電圧指令値ＶＲに対する電圧ＶＨの偏差が発生すると、その偏差をなくすように電流指令値ＩＲが修正され、リアクトル電流ＩＬが電流指令値ＩＲに一致するように電流制御が実行されるので、リアクトル電流ＩＬがデッドタイム時に値０で停滞する現象の発生を抑制できる。その結果、ゼロクロスサージを抑制できる。

なお、減算部１０４、電圧制御演算部１０６、減算部１０８および電流制御演算部１１０は、電圧ＶＨを電圧指令値ＶＲに一致させるためのメインループ１１８を形成し、減算部１０８および電流制御演算部１１０は、リアクトル電流ＩＬを電流指令値ＩＲに一致させるためのマイナーループ１２０を形成する。

図９は、制御装置３０により実行されるキャリア周波数の設定処理に関する手順を説明するためのフローチャートである。図９を参照して、制御装置３０は、リアクトル電流ＩＬの検出値を電流センサ５４から取得する（ステップＳ１０）。次いで、制御装置３０は、リアクトル電流ＩＬの大きさがしきい値ＩＬ０（＞０）よりも小さいか否かを判定する（ステップＳ２０）。

そして、リアクトル電流ＩＬの大きさがしきい値ＩＬ０以上であると判定されると（ステップＳ２０においてＮＯ）、制御装置３０は、昇圧コンバータ１０のキャリア周波数ｆｃを周波数ｆｃ１に設定する（ステップＳ３０）。

一方、ステップＳ２０において、リアクトル電流ＩＬの大きさがしきい値ＩＬ０よりも小さいと判定されると（ステップＳ２０においてＹＥＳ）、制御装置３０は、昇圧コンバータ１０のキャリア周波数ｆｃを周波数ｆｃ１よりも高い周波数ｆｃ２に設定する（ステップＳ４０）。

図１０は、実施の形態１による制御装置３０により制御が実行されたときのシステム電圧ＶＨおよびリアクトル電流ＩＬの挙動を示した図である。なお、この図１０は、図４に対応するものであり、図４と同様に、一例としてリアクトル電流ＩＬが正から負に変化するときのシステム電圧ＶＨおよびリアクトル電流ＩＬが示されている。

図１０を参照して、リアクトル電流ＩＬの向きが変化するとき、デッドタイムの影響によりゼロクロスサージΔＶＨが発生し得る（図４）。さらに、この実施の形態１では、リアクトル電流ＩＬのリップル成分を低減するために、リアクトル電流ＩＬの大きさがしきい値ＩＬ０よりも小さいときに昇圧コンバータ１０のキャリア周波数ｆｃが周波数ｆｃ１から周波数ｆｃ２に高められるので、図５で説明したようにゼロクロスサージΔＶＨがさらに大きくなり得る。

しかしながら、この実施の形態１では、電圧偏差をなくすようにリアクトル電流ＩＬの電流指令値ＩＲが生成され、その生成された電流指令値ＩＲにリアクトル電流ＩＬが一致するように電流制御がさらに実行されるので、リアクトル電流ＩＬが値０で停滞する現象の発生が抑制される。したがって、この実施の形態１では、図４に示されるようなゼロクロスサージΔＶＨは発生しない。

以上のように、この実施の形態１においては、リアクトル電流ＩＬの大きさが予め定められたしきい値ＩＬ０よりも小さいとき、昇圧コンバータ１０のキャリア周波数ｆｃが周波数ｆｃ１から周波数ｆｃ２に高められるので、リアクトル電流ＩＬのリップルが抑制される。ここで、キャリア周波数ｆｃを高めると、デッドタイムの影響が相対的に大きくなることにより電流ゼロクロスサージが増大し得る。そこで、この実施の形態１においては、電圧制御演算部１０６の制御出力を電流指令値ＩＲとして、リアクトル電流ＩＬを電流指令値ＩＲに調整するための電流制御演算部１１０が設けられる。これにより、リアクトル電流ＩＬの制御精度が向上し、その結果、電流ゼロクロスサージが抑制される。したがって、この実施の形態１によれば、電流ゼロクロスサージを抑制しつつ電流リップルを低減することができる。その結果、電流ゼロクロスサージを抑制しつつリアクトルＬ１の損失および騒音を低減することができる。

［実施の形態２］
上述のように、電流制御演算部１１０による電流制御の演算は、たとえばキャリア周期毎に実行されるところ、キャリア周波数ｆｃが高められると、電流制御の演算周期が短くなることによって制御装置３０の負荷が上昇する。そこで、この実施の形態２では、電流制御演算部１１０による電流制御の演算周期がキャリア周期に基づいて決定されている場合において、キャリア周波数ｆｃが高められているとき、電流制御の演算周期がキャリア周期よりも長くなるように電流制御演算部１１０の実行周期が変更される。

図１１は、この実施の形態２における制御装置３０Ａの機能ブロック図である。図１１を参照して、制御装置３０Ａは、図６に示した実施の形態１における制御装置３０の構成において、演算周期変更部１２２をさらに含む。

演算周期変更部１２２は、キャリア周波数設定部１１５からキャリア周波数ｆｃの設定値を受け、そのキャリア周波数ｆｃに基づいて電流制御演算部１１０の演算周期を変更する。具体的には、電流制御演算部１１０の演算周期は、キャリア周期に基づいて決定されているところ、演算周期変更部１２２は、キャリア周波数設定部１１５によってキャリア周波数ｆｃが周波数ｆｃ１から周波数ｆｃ２に高められているとき、そのときのキャリア周期に基づいて決定される演算周期よりも長くなるように電流制御演算部１１０の演算周期を変更する。

一例として、周波数ｆｃ２は周波数ｆｃ１の２倍であり、キャリア周波数ｆｃが周波数ｆｃ２に高められているとき、演算周期変更部１２２は、周波数ｆｃ２に対応するキャリア周期の２周期毎に電流制御が実行されるように、電流制御演算部１１０の演算周期を変更する。

なお、制御装置３０Ａのその他の構成は、図６に示した実施の形態１における制御装置３０と同じである。

図１２は、電流制御の演算周期を決定する処理に関する手順を説明するためのフローチャートである。図１２を参照して、制御装置３０Ａは、昇圧コンバータ１０のキャリア周波数ｆｃが周波数ｆｃ２に高められているか否かを判定する（ステップＳ１１０）。

そして、キャリア周波数ｆｃが周波数ｆｃ２ではない、すなわち周波数ｆｃ１であると判定されると（ステップＳ１１０においてＮＯ）、制御装置３０Ａは、キャリア周期毎に電流制御を実行する（ステップＳ１２０）。一方、ステップＳ１１０において、キャリア周波数ｆｃが周波数ｆｃ２（周波数ｆｃ１の２倍とする。）であると判定されると（ステップＳ１１０においてＹＥＳ）、制御装置３０Ａは、キャリア周期の２周期毎に電流制御を実行する（ステップＳ１３０）。

以上のように、この実施の形態２においては、電流制御演算部１１０による電流制御の演算周期がキャリア周期に基づいて決定されている場合において、キャリア周波数ｆｃが高められているとき、電流制御の演算周期がキャリア周期よりも長くなるように電流制御演算部１１０の実行周期が変更される。これにより、キャリア周波数ｆｃが高められても、制御装置３０Ａの演算負荷が大きくなるのを抑制できる。したがって、この実施の形態２によれば、制御装置３０Ａの処理速度を上げることなく、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。

なお、上記の各実施の形態において、電動車両１００は、モータジェネレータＭ１を唯一の走行用動力源とする電気自動車であってもよいし、走行用動力源としてエンジンをさらに搭載したハイブリッド車両であってもよく、さらには、直流電源Ｂに加えて燃料電池をさらに搭載した燃料電池車であってもよい。

なお、上記において、昇圧コンバータ１０は、この発明における「コンバータ」の一実施例に対応し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、それぞれこの発明における「第１のスイッチング素子」および「第２のスイッチング素子」の一実施例に対応する。また、駆動信号生成部１１２は、この発明における「信号生成部」の一実施例に対応し、インバータ２０およびモータジェネレータＭ１は、この発明における「駆動力発生部」の一実施例を形成する。

今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１０ 昇圧コンバータ、２０ インバータ、２２ Ｕ相アーム、２４ Ｖ相アーム、２６ Ｗ相アーム、３０，３０Ａ 制御装置、５２，５６ 電圧センサ、５４，５８，６０ 電流センサ、６２ 回転角センサ、１００ 電動車両、１０２ 電圧指令生成部、１０４，１０８ 減算部、１０６ 電圧制御演算部、１１０ 電流制御演算部、１１２ 駆動信号生成部、１１４ キャリア生成部、１１５ キャリア周波数設定部、１１６ Ｓ／Ｈ回路、１１８ メインループ、１２０ マイナーループ、１２２ 演算周期変更部、Ｂ 直流電源、ＰＬ１，ＰＬ２ 正極線、ＮＬ 負極線、Ｌ１ リアクトル、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１〜Ｑ１６，Ｑ２１〜Ｑ２６ スイッチング素子、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ１１〜Ｄ１６，Ｄ２１〜Ｄ２６ ダイオード、Ｃ 平滑コンデンサ、Ｍ１ モータジェネレータ、ＤＷ 駆動輪。

Claims (5)

1. 直流電源と電気負荷装置との間に設けられ、前記直流電源の電圧以上に出力電圧を昇圧するコンバータの制御装置であって、
   前記コンバータは、
   前記直流電源の正極に一端が接続されるリアクトルと、
   前記リアクトルの他端と前記電気負荷装置との間に接続される第１のスイッチング素子と、
   前記リアクトルの他端と前記直流電源の負極との間に接続される第２のスイッチング素子と、
   前記第１および第２のスイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続される第１および第２のダイオードとを含み、
   前記第１および第２のスイッチング素子の動作には、前記第１および第２のスイッチング素子が同時に導通状態になるのを防止するためのデッドタイムが設けられ、
   前記制御装置は、
   前記出力電圧を目標電圧に調整するための制御演算を実行する電圧制御部と、
   前記電圧制御部の制御出力を目標電流として、前記リアクトルに流れるリアクトル電流を前記目標電流に調整するための制御演算を実行する電流制御部と、
   前記電流制御部の制御出力に基づいて、前記第１および第２のスイッチング素子を駆動するための制御信号を生成する信号生成部と、
   前記制御信号を生成するためのキャリア信号の周波数を示すキャリア周波数を設定するキャリア周波数設定部とを備え、
   予め定められたしきい値よりも前記リアクトル電流の大きさが小さいとき、前記キャリア周波数設定部は、前記リアクトル電流の大きさが前記しきい値以上のときよりも前記キャリア周波数を高く設定する、コンバータの制御装置。
2. 前記電流制御部の演算周期は、前記キャリア信号の周期を示すキャリア周期に基づいて決定され、
   前記制御装置は、前記キャリア周波数設定部によって前記キャリア周波数が高められているとき、そのときのキャリア周期に基づいて決定される前記演算周期よりも長くなるように前記演算周期を変更する演算周期変更部をさらに備える、請求項１に記載のコンバータの制御装置。
3. 前記キャリア周波数設定部によって前記キャリア周波数が高められていないとき、前記電流制御部は、前記キャリア周期毎に制御演算を実行し、
   前記キャリア周波数設定部によって前記キャリア周波数が高められているとき、前記演算周期変更部は、前記キャリア周期の２周期毎に前記電流制御部が制御演算を実行するように前記演算周期を変更する、請求項２に記載のコンバータの制御装置。
4. 前記しきい値は、リップルが重畳された前記リアクトル電流の下端側の極値が零よりも大きくなるように決定される、請求項１から請求項３のいずれかに記載のコンバータの制御装置。
5. 直流電源と、
   前記直流電源から供給される電力を用いて車両の駆動力を発生する駆動力発生部と、
   前記直流電源と前記駆動力発生部との間に設けられ、前記駆動力発生部の入力電圧を前記直流電源の電圧以上に昇圧する、請求項１に記載のコンバータと、
   請求項１から請求項４のいずれかに記載のコンバータの制御装置とを備える電動車両。

Images