JP2014158343A - Ｄｃ−ｄｃコンバータの制御装置 - Google Patents

Ｄｃ−ｄｃコンバータの制御装置 Download PDF

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Abstract

【課題】
負荷電流の大きさに係らず、高圧側バッテリの劣化を抑制する。
【解決手段】
入力側とトランスとの間に電気的に接続された１次側回路と、出力側と前記トランスとの間に電気的に接続された２次側回路とにより構成されるＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置であって、
検出入力電圧に基づいて、出力電流制限値を所定の値に設定する指令生成部３２５と、前記出力電流制限値と検出出力電流に基づいて、スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦするためのデューティを算出するデューティ生成部３３０と、前記デューティに基づいて、スイッチング信号を生成するスイッチング信号生成部３３５と、を備え、
前記デューティ生成部３３０は、出力電流が前記出力電流制限値以下に制限されるように、前記デューティを生成する。
【選択図】図２

Description

本発明は、電力変換装置の制御装置に係り、特に使用される高圧側バッテリの劣化を抑制することができるＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置に関する。
本技術分野の背景技術として、特開昭６２−１７３９０１号公報（特許文献１）がある。この公報には、高圧側バッテリの電圧の低下に応じて、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧をリニアに低下させ、高圧側バッテリの過放電を抑制することにより、高圧側バッテリの劣化を抑制することが記載される。
特開昭６２−１７３９０１号公報
しかしながら、前記特許文献１は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧のみを制御する技術であるため、ＤＣ−ＤＣコンバータの入出力電流を所定値に制御することができない。このようなＤＣ−ＤＣコンバータの制御法では、低圧側バッテリに接続される補機系負荷が要求する電流（以下、負荷電流）の大きさに応じて、ＤＣ−ＤＣコンバータの入出力電流の大きさが変化する。すなわち、前記特許文献１では、負荷電流が増大した場合に、ＤＣ−ＤＣコンバータを介して、高圧側バッテリから負荷に供給する電流が増大するため、高圧側バッテリの過放電を抑制できない場合がある。本発明は、このような問題点に鑑みてなされたものであり、負荷電流の大きさに係らずに、高圧側バッテリの劣化を抑制することができるＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置を提供する。
本発明は、上記の課題を解決するために、次のような手段を採用した。本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置は、入力側とトランスとの間に電気的に接続された１次側回路と、出力側と前記トランスとの間に電気的に接続された２次側回路とにより構成され、前記１次側回路の検出入力電圧に基づいて、前記２次側回路の出力電流制限値を所定の値に設定する指令生成部と、前記指令生成部で設定した前記出力電流制限値と前記２次側回路の検出出力電流に基づいて、前記１次側回路を構成するスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦするためのデューティを算出するデューティ生成部と、前記デューティ生成部で算出した前記デューティに基づいて、前記１次側回路のスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成部と、を備え、前記デューティ生成部は、前記２次側回路の出力電流が前記出力電流制限値以下に制限されるように、前記デューティを生成する。
本発明は、以上の構成を備えるため、負荷電流の大きさに係らず、高圧側バッテリの劣化を抑制することができる。
実施形態１に係るＤＣ−ＤＣコンバータ４００を備えたハイブリッド自動車システムを説明する図である。 実施形態１に係る制御装置３１０を説明する図である。 実施形態１に係る指令生成部３２５を説明する図である。 実施形態１に係るデューティ生成部３３０を説明する図である。 実施形態１に係る比例積分制御部６００を説明する図である。 実施形態１に係るスイッチング信号生成部３３５を説明する図である。 実施形態１に係る入力電圧Ｖ５と出力電圧Ｖ１０と出力電流Ｉ１０の関係を説明する図である。 実施形態１に係る入力電圧Ｖ５と出力電圧Ｖ１０と出力電流Ｉ１０の関係を説明する図である。 実施形態２に係るＤＣ−ＤＣコンバータ４０５を備えたハイブリッド自動車システムを説明する図である。 実施形態２に係る制御装置３１５を説明する図である。 実施形態２に係る指令生成部３２７を説明する図である。 実施形態２に係るデューティ生成部３３２を説明する図である。 実施形態２に係る入力電圧Ｖ５と出力電圧Ｖ１０と入力電流Ｉ１５の関係を説明する図である。 実施形態２に係る入力電圧Ｖ５と出力電圧Ｖ１０と入力電流Ｉ１５の関係を説明する図である。 実施形態３に係る制御装置３１９を説明する図である。 実施形態３に係るデューティ生成部３３４を説明する図である。 実施形態３に係る電圧電流制御部６０６を説明する図である。
以下、本発明にかかる実施形態を、図面を参照しながら説明する。
実施形態１
（ＤＣ−ＤＣコンバータを備えたハイブリッド自動車システム）
図１は、本発明の第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ４００を備えたハイブリッド自動車システムを説明する図である。ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の１次側回路とインバータ５００の直流側は、高圧側バッテリ１０に接続される。高圧側バッテリ１０は、ニッケル水素蓄電池やリチウムイオン電池などが用いられる。ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の２次側回路は、変圧器５０を介して１次側回路と磁気的に結合されており、低圧側バッテリ１００と、補機系負荷１１０（以下、負荷１１０）に並列に接続される。低圧側バッテリ１００は、鉛蓄電池などが採用される。
インバータ５００の３相交流側は、モータジェネレータ５１０の固定子に巻かれた３相巻線に接続される。インバータ５００は、車両制御装置（不図示）から受信したモータジェネレータ５１０のトルク指令に応じて、高圧側バッテリ１０の直流電圧を可変電圧、可変周波数の３相交流に変換する。インバータ５００は、変換した３相交流電圧をモータジェネレータ５１０の３相巻線に印加することにより、モータジェネレータ５１０の３相巻線に流れる３相交流電流を制御する。
モータジェネレータ５１０は、固定子に巻かれた３相巻線に流れる３相交流電流により回転磁界を生成し、生成した回転磁界により回転子の回転を加速もしくは減速させ、モータジェネレータ５１０のトルクを生成する。生成されたモータジェネレータ５１０のトルクは、モータジェネレータ軸３６０を介して、トランスミッション３６５に伝達される。車載するモータジェネレータ５１０は、小型、高効率、高出力な永久磁石電動機を採用することが望ましいが、誘導電動機などであっても問題ない。
エンジン３７５は、車両制御装置（不図示）から受信したエンジン３７５のトルク指令に応じて、燃料の吸気、圧縮、爆発、排気を制御し、エンジン３７５のトルクを生成する。生成したエンジン３７５のトルクは、クランクシャフト３７０を介して、トランスミッション３６５に伝達される。
トランスミッション３６５は、伝達されたモータジェネレータ５１０のトルクとエンジン３７５のトルクを合計したトルクを、プロペラシャフト３８０を介して、ディファレンシャルギア５２０に伝達する。ディファレンシャルギア５２０は、トランスミッション３６５から伝達されたトルクを、駆動軸トルクに変換し、ドライブシャフト５３０に伝達する。ドライブシャフト５３０は、伝達された駆動軸トルクにより、車両の駆動輪５４０の回転を加速もしくは減速させ、車両（不図示）を加速もしくは減速させる。
また、モータジェネレータ５１０は、トランスミッション３６５を介して、モータジェネレータ軸３６０に伝達されたエンジン３７５のトルクを電力に変換し、変換した電力を、インバータ５００を介して、高圧側バッテリ１０に充電することができる。さらに、モータジェネレータ５１０は、ドライブシャフト５３０とディファレンシャルギア５２０とプロペラシャフト３８０とトランスミッション３６５を順に介して、モータジェネレータ軸３６０に伝達された駆動輪５４０の回転エネルギーを電力に変換し、変換した電力を、インバータ５００を介して、高圧側バッテリ１０に充電することもできる。
ここで、インバータ５００を介して、高圧側バッテリ１０からモータジェネレータ５１０に電力を供給する動作を力行動作と定義し、モータジェネレータ５１０で発電した電力を高圧側バッテリ１０に充電する動作を回生動作と定義する。力行動作では、高圧側バッテリ１０からモータジェネレータ５１０に電力を供給するので（高圧側バッテリ１０から電力を取り出すので）、高圧側バッテリ１０の電圧は低下する。
一方、回生動作では、モータジェネレータ５１０で発電した電力を高圧側バッテリ１０に充電するので、高圧側バッテリ１０の電圧は上昇する。高圧側バッテリ１０の劣化を抑制するためには、力行動作と回生動作をバランスよく制御し、高圧側バッテリ１０の過放電や過充電を防止する必要がある。しかし、ハイブリッド自動車の低燃費化を実現するためには、車両の発進時や加速時には力行動作を最大限に利用し、車両の減速時には回生ブレーキを最大限利用することが望ましく、高圧側バッテリ１０を過放電もしくは過充電の状態に至らせてしまう可能性がある。そこで、本発明では、上述した高圧側バッテリ１０の過放電および過充電を抑制することができるＤＣ−ＤＣコンバータ４００を提供する。
本実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ４００は、１次側回路にフィルタキャパシタ２０と、電圧センサ１９２と、ＭＯＳＦＥＴ２１０、２２０、２３０、２４０、共振用インダクタ３０を有する。フィルタキャパシタ２０は、当該フィルタキャパシタ２０の一端が高電圧バッテリ１０の高電位側と接続され、当該フィルタキャパシタ２０の他端が高電圧バッテリ１０の低電位側と接続される。電圧センサ１９２は、当該電圧センサ１９２の一端が高電圧バッテリ１０の高電位側と接続され、当該電圧センサ１９２の他端が高電圧バッテリ１０の低電位側と接続される。
高電圧バッテリ１０の高電位側は、ＭＯＳＦＥＴ２１０のドレインとＭＯＳＦＥＴ２３０のドレインに接続される。高電圧バッテリ１０の低電位側は、ＭＯＳＦＥＴ２２０のソースとＭＯＳＦＥＴ２４０のソースに接続される。ＭＯＳＦＥＴ２１０のソースは、ＭＯＳＦＥＴ２２０のドレインと、共振用インダクタ３０の一端に接続される。共振用インダクタ３０の他端は、変圧器５０の１次側巻線４０の一端に接続される。変圧器５０の１次側巻線４０の他端は、ＭＯＳＦＥＴ２３０のソースと、ＭＯＳＦＥＴ２４０のドレインに接続される。ここで、共振用インダクタ３０は、変圧器５０の漏れインダクタンスあるいは配線インダクタンスで代替してもよい。
ＤＣ−ＤＣコンバータ４００は、２次側回路に平滑用キャパシタ９０と、平滑用インダクタ８０と、スナバ用キャパシタ２５と、電圧センサ１９０と、電流センサ２００と、ＭＯＳＦＥＴ２５０、２６０、２７０、２８０を有する。
変圧器５０の２次側巻線６０の一端は、ＭＯＳＦＥＴ２６０のソースと、ＭＯＳＦＥＴ２８０のドレインに接続される。変圧器５０の２次側巻線６０の他端は、変圧器５０の２次側巻線７０の一端と、平滑用インダクタ８０の一端に接続される。変圧器５０の２次側巻線７０の他端は、ＭＯＳＦＥＴ２５０のソースと、ＭＯＳＦＥＴ２７０のドレインに接続される。
ＭＯＳＦＥＴ２５０のドレインとＭＯＳＦＥＴ２６０のドレインは、スナバ用キャパシタ２５の一端に接続される。スナバ用キャパシタ２５の他端は、ＭＯＳＦＥＴ２７０のソースと、ＭＯＳＦＥＴ２８０のソースと、電流センサ２００の一端に接続される。
平滑用インダクタ８０の他端は、平滑用キャパシタ９０の一端と電圧センサ１９０の一端に接続される。平滑用キャパシタ９０の他端と電圧センサ１９０の他端は、電流センサ２００の他端に接続される。
低電圧バッテリ１００の高電位側は、平滑用キャパシタ９０の一端と、電圧センサ１９０の一端と、平滑用インダクタ８０の他端に接続される。低電圧バッテリ１００の低電位側は、平滑用キャパシタ９０の他端と、電圧センサ１９０の他端と、電流センサ２００の他端と、車両のシャーシグラウンドに接続される。また、負荷１１０の一端が低電圧バッテリ１００の高電位側に接続され、負荷１１０の他端が低電圧バッテリ１００の低電位側に接続される。
ＤＣ−ＤＣコンバータ４００は、高圧側バッテリ１０と並列に接続された電圧センサ１９２と、低圧側バッテリ１００と並列に接続された電圧センサ１９０と、低圧側バッテリ１００と直列に接続された電流センサ２００と、を有する。電圧センサ１９２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の入力電圧Ｖ５を検出する。電圧センサ１９０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電圧Ｖ１０を検出する。電流センサ２００は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電流Ｉ１０を検出する。
電圧センサは、分圧抵抗とオペアンプを用いた比反転増幅器や差動増幅器などにより構成される。電流センサは、シャント抵抗やホール素子などにより構成される。
ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の制御装置３１０は、入力電圧Ｖ５と、出力電圧Ｖ１０と、出力電流Ｉ１０とに基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００のスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ２１０のＯＮ／ＯＦＦを制御するためのゲート電圧Ｖ３０を生成し、生成したゲート電圧Ｖ３０をＭＯＳＦＥＴ２１０のゲートに入力する。ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の制御装置３１０は、以下同様に、ゲート電圧Ｖ４０をＭＯＳＦＥＴ２２０のゲートに入力し、ゲート電圧Ｖ５０をＭＯＳＦＥＴ２３０のゲートに入力し、ゲート電圧Ｖ６０をＭＯＳＦＥＴ２４０のゲートに入力し、ゲート電圧Ｖ７０をＭＯＳＦＥＴ２５０のゲートに入力し、ゲート電圧Ｖ８０をＭＯＳＦＥＴ２６０のゲートに入力し、ゲート電圧Ｖ９０をＭＯＳＦＥＴ２７０のゲートに入力し、ゲート電圧Ｖ１００をＭＯＳＦＥＴ２８０のゲートに入力する。
（ＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置３１０）
図２は、本発明の第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ４００の制御装置３１０を説明する図である。ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の制御装置３１０は、アナログ値をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器３２０と、指令生成部３２５と、デューティ生成部３３０と、スイッチング信号生成部３３５と、ゲートドライブ回路３４０と、を備える。
Ａ／Ｄ変換器３２０は、電圧センサ１９２で検出したＤＣ−ＤＣコンバータ４００の入力電圧Ｖ５のアナログ値をデジタル値ＶＤ５に変換する。また、Ａ／Ｄ変換器３２０は、電圧センサ１９０で検出したＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電圧Ｖ１０のアナログ値をデジタル値ＶＤ１０に変換する。また、Ａ／Ｄ変換器３２０は、電流センサ２００で検出したＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電流Ｉ１０のアナログ値をデジタル値ＩＤ１０に変換する。
指令生成部３２５は、電圧センサ１９２で検出したＤＣ−ＤＣコンバータ４００の入力電圧Ｖ５を表すデジタル値ＶＤ５（以下、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の入力電圧ＶＤ５）と、電圧センサ１９０で検出したＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電圧Ｖ１０を表すデジタル値ＶＤ１０（以下、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電圧ＶＤ１０）に基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆと出力電流制限値ＩＤ１０Ｌｉｍを生成する。
デューティ生成部３３０は、指令生成部３２５で生成したＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆ及び出力電流制限値ＩＤ１０Ｌｉｍと、Ａ／Ｄ変換器３２０から出力されたＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電圧ＶＤ１０及び出力電流Ｉ１０を表すデジタル値ＩＤ１０（以下、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電流ＩＤ１０）に基づいて、ＭＯＳＦＥＴ２１０、２２０、２３０、２４０のデューティＤｕｔｙを生成する。
スイッチング信号生成部３３５は、デューティ生成部３３０で生成したＤＣ−ＤＣコンバータ４００のＭＯＳＦＥＴ２１０、２２０、２３０、２４０のデューティＤｕｔｙに基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００のＭＯＳＦＥＴ２１０、２２０、２３０、２４０、２５０、２６０、２７０、２８０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０、Ｓ４０、Ｓ５０、Ｓ６０、Ｓ７０、Ｓ８０、Ｓ９０、Ｓ１００を生成する。
ゲートドライブ回路３４０は、スイッチング信号生成部３３５で生成したＤＣ−ＤＣコンバータ４００のＭＯＳＦＥＴ２１０、２２０、２３０、２４０、２５０、２６０、２７０、２８０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０、Ｓ４０、Ｓ５０、Ｓ６０、Ｓ７０、Ｓ８０、Ｓ９０、Ｓ１００に基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００のＭＯＳＦＥＴ２１０、２２０、２３０、２４０、２５０、２６０、２７０、２８０をＯＮ／ＯＦＦさせるためのゲート電圧Ｖ３０Ｖ４０、Ｖ５０、Ｖ６０、Ｖ７０、Ｖ８０、Ｖ９０、Ｖ１００を生成する。
（指令生成部３２５）
図３は、本発明の第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ４００の制御装置３１０に備えた指令生成部３２５を説明する図である。ただし、指令生成部３２５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の入力電圧ＶＤ５に対して、（１）式のような４つの領域を予め定めている。
（数１） 第１領域＞第２領域＞第３領域＞第４領域≧０（零） …（１）
すなわち、入力電圧ＶＤ５に対して、０以上の電圧値を４つの領域に分け、値が大きい方から順に、第１領域、第２領域、第３領域、第４領域として定めている。
まず、指令生成部３２５は、図３に示すステップａ１で、Ａ／Ｄ変換器３２０から出力されたＤＣ−ＤＣコンバータ４００の入力電圧ＶＤ５（以下、単に入力電圧ＶＤ５とする）を取得し、ステップａ２でＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電圧ＶＤ１０（以下、単に出力電圧ＶＤ１０とする）を取得する。次に、指令生成部３２５はステップａ３で、ステップａ１で取得した入力電圧ＶＤ５が、第１領域に属しているか否かを判定する。
（入力電圧が第１領域に属している場合）
ステップａ３の判定において、入力電圧ＶＤ５が第１領域に属している場合には、指令生成部３２５はステップａ４で、入力電圧ＶＤ５が入力電圧ＶＤ５に対して予め定めた上限値ＶＤ５ＨＬｉｍ以上であるか否かを判定する。
ステップａ４の判定において、入力電圧ＶＤ５が前記上限値ＶＤ５ＨＬｉｍ以上である場合には、指令生成部３２５はステップａ５で、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆを、出力電圧ＶＤ１０に対して予め定めた上限値ＶＤ１０ＨＬｉｍに設定する。そして、指令生成部３２５はステップａ６で、出力電流制限値ＩＤ１０Ｌｉｍを０（零）に設定する。
そして指令生成部３２５は、ステップａ５で設定した出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆと、ステップａ６で設定した出力電流制限値ＩＤ１０Ｌｉｍを、デューティ指令生成部３３０に入力する。
このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電流制限値ＩＤ１０Ｌｉｍを設定することにより、入力電圧Ｖ５とＭＯＳＦＥＴ２１０〜２４０のスイッチングにより発生するサージ電圧を合計した電圧が、ＭＯＳＦＥＴ２１０〜２４０の耐圧を超える前に、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の１次側回路のＭＯＳＦＥＴ２１０〜２４０を全てＯＦＦにすることができる。さらに、変圧器５０を介して２次側回路に供給された電圧とＭＯＳＦＥＴ２５０〜２８０のスイッチングにより発生するサージ電圧を合計した電圧が、ＭＯＳＦＥＴ２５０〜２８０の耐圧を超える前に、ＭＯＳＦＥＴ２５０〜２８０を全てＯＦＦさせることができる。これにより、ＭＯＳＦＥＴ２１０〜２８０の過電圧破壊を防止することができる。
一方ステップａ４の判定において、入力電圧ＶＤ５が前記上限値ＶＤ５ＨＬｉｍ未満である場合には、指令生成部３２５はステップａ７で、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆを、ステップａ１で取得した入力電圧ＶＤ５に対応する所定の出力電圧値に設定する。そして指令生成部３２５はステップａ８で、出力電流制限値ＩＤ１０Ｌｉｍを、ステップａ１で取得した入力電圧ＶＤ５に対応する所定の出力電流値に設定する。
そして指令生成部３２５は、ステップａ７で設定した出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆと、ステップａ８で設定した出力電流制限値ＩＤ１０Ｌｉｍを、デューティ指令生成部３３０に入力する。ただし、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆに設定した前記所定の出力電圧値は、入力電圧ＶＤ５の上昇に対してリニアに上昇させ、入力電圧ＶＤ５の低下に対してリニアに低下させる。さらに、前記所定の出力電圧値は、取得した入力電圧ＶＤ５が、前記上限値ＶＤ５ＨＬｉｍ未満から前記上限値ＶＤ５ＨＬｉｍ以上に移行した時や、前記第１領域から（１）式に示した第２領域に移行した時に、急激に変化しない値となるように予め設定する。
このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆを設定することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の入力電圧Ｖ５が変化した場合においても、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電圧Ｖ１０の急激な変動を抑制することができる。
また、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電流制限値ＩＤ１０Ｌｉｍに設定した前記所定の出力電流値は、取得したＤＣ−ＤＣコンバータ４００の入力電圧ＶＤ５の上昇に対して、リニアに低下させ、取得したＤＣ−ＤＣコンバータ４００の入力電圧ＶＤ５の低下に対して、リニアに上昇させる。さらに、前記所定の出力電流値は、取得したＤＣ−ＤＣコンバータ４００の入力電圧ＶＤ５の変化に応じて、０（零）からＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電流ＩＤ１０（以下、単に出力電流ＩＤ１０とする）に対して予め定めた上限値ＩＤ１０ＨＬｉｍまでリニアに変化させる。
このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電流制限値ＩＤ１０Ｌｉｍを設定することにより、入力電圧Ｖ５が変化した場合においても、出力電流Ｉ１０の急激な変動を抑制することができる。これにより、出力電流Ｉ１０を制限するディレーティング動作を安定化させることができるので、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の信頼性が向上する。
（入力電圧が第２領域に属している場合）
一方ステップａ３の判定において、入力電圧ＶＤ５が前記第１領域に属していない場合には、指令生成部３２５はステップａ９で、入力電圧ＶＤ５が前記第２領域に属しているか否かを判定する。
ステップａ９の判定において、入力電圧ＶＤ５が前記第２領域に属している場合、すなわち、高圧側バッテリ１０が、過充電の状態に至る可能性が高い場合には、指令生成部３２５はステップａ１０で、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆを、入力電圧ＶＤ５に対応する所定の出力電圧値に設定する。そして指令生成部３２５はステップａ１１で、出力電流制限値ＩＤ１０Ｌｉｍを、前記上限値ＩＤ１０ＨＬｉｍに設定する。
そして指令生成部３２５は、ステップａ１０で設定した出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆと、ステップａ１１で設定した出力電流制限値ＩＤ１０Ｌｉｍを、デューティ指令生成部３３０に入力する。ただし、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆに設定した前記出力電圧値は、入力電圧ＶＤ５の上昇に対してリニアに上昇させ、入力電圧ＶＤ５の低下に対してリニアに低下させる。さらに、前記所定の出力電圧値は、取得した入力電圧ＶＤ５が、前記第２領域から前記第１領域に移行した時や、前記第２領域から（１）式に示した第３領域に移行した時に、急激に変化しない値となるように予め設定する。
このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆを設定することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の入力電圧Ｖ５が変化した場合においても、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電圧Ｖ１０の急激な変動を抑制することができる。さらに、出力電流制限値ＩＤ１０Ｌｉｍを前記上限値ＩＤ１０ＨＬｉｍに設定しているので、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の入力電圧Ｖ５の上昇とともに、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電流Ｉ１０を上昇させることができる。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の入力電圧Ｖ５の上昇とともに、高圧側バッテリ１０から取り出す電力を増加させることができるので、高圧側バッテリ１０の電圧の上昇を抑制することができる。これにより、高圧側バッテリ１０の過充電を抑制することができる。
（入力電圧が第３領域に属している場合）
一方ステップａ９の判定において、入力電圧ＶＤ５が前記第２領域に属していない場合には、指令生成部３２５はステップａ１２で、入力電圧ＶＤ５が前記第３領域に属しているか否かを判定する。
ステップａ１２の判定において、入力電圧ＶＤ５が前記第３領域に属している場合、すなわち、高圧側バッテリ１０が、過放電もしくは過充電の状態に至る可能性が低い場合には、指令生成部３２５はステップａ１３で、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆを、出力電圧ＶＤ１０に対して予め定めた基準電圧値ＶＤ１０ｓｔに設定する。そして指令生成部３２５はステップａ１１で、出力電流制限値ＩＤ１０Ｌｉｍを、前記上限値ＩＤ１０ＨＬｉｍに設定する。
そして指令生成部３２５は、ステップａ１３で設定した出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆと、ステップａ１１で設定した出力電流制限値ＩＤ１０Ｌｉｍを、デューティ指令生成部３３０に入力する。ただし、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆに設定した前記基準電圧ＶＤ１０ｓｔは一定値、例えば、１２Ｖなどに設定することが望ましい。
このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆと出力電流制限値ＩＤ１０Ｌｉｍを設定することにより、入力電圧ＶＤ５が、前記第３領域から前記第２領域に移行した場合や、前記第３領域から（１）式で示した第４領域に移行した場合においても、出力電圧Ｖ１０の急激な変動を抑制することができる。さらに、高圧側バッテリ１０と低圧側バッテリ１００の過放電と過充電を防止することができる。
（入力電圧が第４領域に属している場合）
一方ステップａ１２の判定において、入力電圧ＶＤ５が前記第３領域に属していない場合には、指令生成部３２５はステップａ１４で、入力電圧ＶＤ５が前記第４領域に属していると判断する。すなわち、指令生成部３２５は、高圧側バッテリ１０が、過放電の状態に至る可能性が高いと判定する。
次に、指令生成部３２５はステップａ１５で、出力電圧ＶＤ１０が出力電圧ＶＤ１０に対して予め定めた下限値ＶＤ１０ＬＬｉｍ以下であるか否かを判定する。
ステップａ１５の判定において、出力電圧ＶＤ１０が前記下限値ＶＤ１０ＬＬｉｍ以下である場合には、指令生成部３２５はステップａ１６で、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆを、前記下限値ＶＤ１０ＬＬｉｍに設定する。そして指令生成部３２５はステップａ１１で、出力電流制限値ＩＤ１０Ｌｉｍを、前記上限値ＩＤ１０ＨＬｉｍに設定する。
そして指令生成部３２５は、ステップａ１６で設定した出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆと、ステップａ１１で設定した出力電流制限値ＩＤ１０Ｌｉｍを、デューティ指令生成部３３０に入力する。
このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆと出力電流制限値ＩＤ１０Ｌｉｍを設定することにより、低圧側バッテリ１００の過放電を防止することができる。上述した入力電圧Ｖ５と出力電圧Ｖ１０の状態においては、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００を上述したように制御し、低圧側バッテリ１００の過放電の防止を優先させ、高圧側バッテリ１０の過放電については、回生動作によって回避することが望ましい。
一方ステップａ１５の判定において、出力電圧ＶＤ１０が前記下限値ＶＤ１０ＬＬｉｍより大きい場合には、指令生成部３２５はステップａ１７で、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆを、入力電圧ＶＤ５に対応する所定の出力電圧値に設定する。そして指令生成部３２５はステップａ１８で、出力電流制限値ＩＤ１０Ｌｉｍを、入力電圧ＶＤ５に対応する所定の出力電流値に設定する。
そして指令生成部３２５は、ステップａ１７で設定した出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆと、ステップａ１８で設定した出力電流制限値ＩＤ１０Ｌｉｍを、デューティ指令生成部３３０に入力する。ただし、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆに設定した前記出力電圧値は、入力電圧ＶＤ５の上昇に対してリニアに上昇させ、入力電圧ＶＤ５の低下に対してリニアに低下させる。さらに、前記所定の出力電圧値は、取得した入力電圧ＶＤ５が、前記第４領域から前記第３領域に移行した時に、急激に変化しない値となるように予め設定する。
このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆを設定することにより、入力電圧Ｖ５が変化した場合においても、出力電圧Ｖ１０の急激な変動を抑制することができる。
また、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電流制限値ＩＤ１０Ｌｉｍに設定した前記所定の出力電流値は、取得した入力電圧ＶＤ５の上昇に対してリニアに上昇させ、入力電圧ＶＤ５の低下に対してリニアに低下させる。さらに、前記所定の出力電流値は、入力電圧ＶＤ５の変化に応じて、０（零）から前記上限値ＩＤ１０ＨＬｉｍまでリニアに変化させる。
このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電流制限値ＩＤ１０Ｌｉｍを設定することにより、入力電圧Ｖ５が変化した場合においても、出力電流Ｉ１０の急激な変動を抑制することができる。さらに、負荷電流の変化に係らずに、出力電流Ｉ１０を制限することができるので、入力電圧Ｖ５の低下とともに、出力電流Ｉ１０を低下させることができる。すなわち、負荷電流の大きさに係らず、入力電圧Ｖ５の低下とともに、高圧側バッテリ１０から取り出す電力を低下させることができるので、高圧側バッテリ１０の過放電を抑制することができる。
（デューティ生成部３３０）
図４は、本発明の第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ４００の制御装置３１０に備えたデューティ生成部３３０を説明する図である。図２に示されるように、デューティ生成部３３０は、指令生成部３２５から出力されたＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆ及び出力電流制限値ＩＤ１０Ｌｉｍと、Ａ／Ｄ変換器３２０から出力されたＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電圧ＶＤ１０及び出力電流ＩＤ１０を取得する。図４を用いて説明すると、デューティ生成部３３０は、ステップｂ１で出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆを取得し、ステップｂ２で出力電流制限値ＩＤ１０Ｌｉｍを取得し、ステップｂ３で出力電圧ＶＤ１０を取得し、ステップｂ４で出力電流ＩＤ１０を取得する。
次に、デューティ生成部３３０はステップｂ５において、ステップｂ２で取得したＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電流制限値ＩＤ１０Ｌｉｍが、０（零）であるか否かを判定する。
ステップｂ５の判定において、取得したＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電流制限値ＩＤ１０Ｌｉｍが０（零）である場合には、デューティ生成部３３０はステップｂ６で、デューティＤｕｔｙを０（零）に設定する。そして、デューティ生成部３３０は、設定したデューティＤｕｔｙをスイッチング信号生成部３３５に入力する。
このように、デューティＤｕｔｙを算出することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００のスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ２１０〜２９０を、全てＯＦＦにすることができる。
一方ステップｂ５の判定において、取得したＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電流制限値ＩＤ１０Ｌｉｍが０（零）ではない場合には、デューティ生成部３３０はステップｂ７で、取得したＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電流制限値ＩＤ１０Ｌｉｍが取得した出力電流ＩＤ１０より大きいか否かを判定する。
ステップｂ７の判定において、取得したＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電流制限値ＩＤ１０Ｌｉｍが出力電流ＩＤ１０より大きい場合には、デューティ生成部３３０はステップｂ８で、取得したＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆから出力電圧ＶＤ１０を減算し、偏差Ｄｅｖを算出する。さらに、デューティ生成部３３０はステップｂ９で、後述する比例積分制御部６００に入力する比例ゲインＫｐに出力電圧制御用の比例ゲインＫｐｖを設定する。そしてデューティ生成部３３０はステップｂ１０で、積分ゲインＫｉに出力電圧制御用の積分ゲインＫｉｖを設定する。
そして、デューティ生成部３３０はステップｂ１１で、算出した偏差Ｄｅｖと、設定した比例ゲインＫｐ及び積分ゲインＫｉを、比例積分制御部６００に入力し、比例積分制御部６００により、偏差Ｄｅｖを０（零）にするデューティＤｕｔｙを算出する。そしてデューティ生成部３３０は、算出したデューティＤｕｔｙをスイッチング信号生成部３３５に入力する。
このように、デューティＤｕｔｙを算出することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電圧ＶＤ１０を、出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆに一致させることができる。
一方ステップｂ７の判定において、取得したＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電流制限値ＩＤ１０Ｌｉｍが、出力電流ＩＤ１０以下である場合には、デューティ生成部３３０はステップｂ１２で、取得したＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電流制限値ＩＤ１０Ｌｉｍから出力電流ＩＤ１０を減算し、偏差Ｄｅｖを算出する。さらに、デューティ生成部３３０はステップｂ１３で、比例積分制御部６００に入力する比例ゲインＫｐに出力電流制御用の比例ゲインＫｐｃｏを設定する。さらに、デューティ生成部３３０はステップｂ１４で、積分ゲインＫｉに出力電流制御用の積分ゲインＫｉｃｏを設定する。
そして、デューティ生成部３３０はステップｂ１１で、算出した偏差Ｄｅｖと、設定した比例ゲインＫｐ及び積分ゲインＫｉを、比例積分制御部６００に入力し、比例積分制御部６００により、偏差Ｄｅｖを０（零）にするデューティＤｕｔｙを算出する。そしてデューティ生成部３３０は、算出したデューティＤｕｔｙをスイッチング信号生成部３３５に入力する。
このように、デューティＤｕｔｙを算出することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電流ＩＤ１０を、出力電流制限値ＩＤ１０Ｌｉｍに一致させることができる。
（比例積分制御部６００）
図５は、本発明の第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ４００の制御装置３１０のデューティ生成部３３０に備えた比例積分制御部６００を説明する図である。比例積分制御部６００は、乗算部６１０と、乗算部６１５と、積算部６２０と、加算部６３０を備える。
まず、比例積分制御部６００は、偏差Ｄｅｖと、比例ゲインＫｐと、積分ゲインＫｉを取得する。そして比例積分制御部６００は、取得した偏差Ｄｅｖと比例ゲインＫｐを、乗算部６１０に入力する。また、比例積分制御部６００は、取得した偏差Ｄｅｖと積分ゲインＫｉを、乗算部６１５に入力する。
乗算部６１０は、入力された偏差Ｄｅｖと比例ゲインＫｐを乗算する。そして乗算部６１０は、乗算した値を加算部６３０に入力する。乗算部６１５は、入力された偏差Ｄｅｖと積分ゲインＫｉを乗算する。そして乗算部６１５は、乗算した値を積算部６２０に入力する。積算部６２０は、乗算部６１５から入力された乗算値を積算し、積算した値を加算部６３０に入力する。加算部６３０は、乗算部６１０から入力された乗算値と積算部６２０から入力された積算値を加算し、デューティＤｕｔｙを算出する。算出したデューティＤｕｔｙは、スイッチング信号生成部３３５に入力される。
このように、デューティＤｕｔｙを生成することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電流制限値ＩＤ１０Ｌｉｍが出力電流ＩＤ１０より大きい場合には、出力電圧ＶＤ１０を出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆに一致させることができる。さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電流制限値ＩＤ１０Ｌｉｍが出力電流ＩＤ１０以下である場合には、出力電流ＩＤ１０を出力電流制限値ＩＤ１０Ｌｉｍに一致させることができる。
次に、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と出力電流の両方を制御する一般的な方法に対する本発明の特長を説明する。まず、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と出力電流の両方を制御する一般的な方法について説明する。出力電圧と出力電流の両方を制御する一般的な方法としては、出力電圧制御用の比例積分制御部と、出力電流制御用の比例積分制御部を別々に用意し、出力電圧制御用の比例積分制御部のインナーループに、出力電流制御用の比例積分制御部を組み込む方法がある。
しかし、このような一般的な方法では、出力電圧制御と出力電流制御が互いに干渉し合うため、出力電圧制御の応答性を、インナーループに組み込んだ出力電流制御の応答性よりも十分に遅く設定し、出力電圧制御を安定化させる必要があった。すなわち、上述した一般的な方法では、出力電圧制御の応答性が遅いため、負荷電流が急激に変動するような外乱が発生した場合に、出力電圧が急激に変動する。
一方、本発明は、上述したように、出力電圧制御と出力電流制御で共通化した比例積分制御部を用意し、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電流制限値と出力電流の比較結果に応じて、偏差と、比例ゲインと、積分ゲインを、出力電圧制御用と出力電流制御用で切替えるため、出力電圧制御と出力電流制御が干渉しない。すなわち、本発明では、出力電圧制御の応答性を高速に設定することができるので、負荷電流が急激に変動するような外乱が発生した場合においても、出力電圧を急激に変動させることなく、安定した出力電圧を得ることができる。
（スイッチング信号生成部３３５）
次に、本発明の第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ４００の制御装置３１０に備えたスイッチング信号生成部３３５について説明する。図２で説明したように、スイッチング信号生成部３３５は、デューティ生成部３３０から入力されたデューティＤｕｔｙに基づき、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００のＭＯＳＦＥＴ２１０〜２８０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０〜Ｓ１００を生成する。ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０〜Ｓ６０を生成する方法として、例えば位相シフトＰＷＭがある。
図６は、本発明の第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ４００の制御装置３１０に備えた位相シフトＰＷＭを適用したスイッチング信号生成部３３５を説明する図である。スイッチング信号生成部３３５は、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０〜Ｓ６０のＯＮ時間とＯＦＦ時間の割合を５０％に固定し、かつＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０〜Ｓ６０の位相差を変化させる。そしてスイッチング信号生成部３３５は、ＭＯＳＦＥＴ２１０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０とＭＯＳＦＥＴ２４０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ６０のＯＮが重なる期間と、ＭＯＳＦＥＴ２２０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ４０とＭＯＳＦＥＴ２３０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ５０のＯＮが重なる期間を、デューティ生成部３３０で生成したデューティＤｕｔｙと等しくなるように調整する。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００は、出力電圧もしくは出力電流をそれぞれの指令値に一致させることができる。
ここでは、一例として、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の１次側回路のＭＯＳＦＥＴ２１０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０を基準とし、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００のＭＯＳＦＥＴ２１０〜２８０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０〜Ｓ１００を生成する方法について説明する。
まず、スイッチング信号生成部３３５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の１次側回路のＭＯＳＦＥＴ２１０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０を生成する。ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０は、ＯＮ時間とＯＦＦ時間の割合を５０％に固定したパルス信号で生成する。例えば、スイッチング周波数をＦｓｗ［Ｈｚ］とした場合には、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０のＯＮ時間とＯＦＦ時間は、（２）式で表せる。すなわち、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０のＯＮ時間とＯＦＦ時間は、スイッチング１周期の５０％になる。
（数２） Ｓ３０のＯＮ時間＝Ｓ３０のＯＦＦ時間＝０．５／Ｆｓｗ …（２）
次に、スイッチング信号生成部３３５は、ＭＯＳＦＥＴ２２０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ４０を生成する。ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ４０は、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０がＯＮしている期間にＯＦＦし、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０がＯＦＦしている期間にＯＮするように生成する。
次に、スイッチング信号生成部３３５は、ＭＯＳＦＥＴ２３０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ５０を生成する。ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ５０は、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０がＯＮしてから、デューティ生成部３３０で生成したデューティＤｕｔｙ分だけ遅らせてＯＮし、スイッチング１周期の５０％の時間が経過した時にＯＦＦするように生成する。
次に、スイッチング信号生成部３３５は、ＭＯＳＦＥＴ２４０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ６０を生成する。ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ６０は、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ４０がＯＮしてから、デューティ生成部３３０で生成したデューティＤｕｔｙ分だけ遅らせてＯＮし、スイッチング１周期の５０％の時間が経過した時にＯＦＦするように生成する。
このように、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０〜Ｓ６０を生成することにより、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０とＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ６０のＯＮが重なる期間と、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ４０とＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ５０のＯＮが重なる期間を、デューティ生成部３３０で生成したデューティＤｕｔｙと等しくなるように調整することができる。
次に、スイッチング信号生成部３３５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の２次側回路のＭＯＳＦＥＴ２５０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ７０を生成する。ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ７０は、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０がＯＦＦしてから、所定の待ち時間α１だけ遅らせてＯＮする。そして、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ７０は、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０がＯＦＦしてから、デューティ生成部３３０で生成したデューティＤｕｔｙと所定の継続時間βを合計した時間が経過した時にＯＦＦするように生成される。
次に、スイッチング信号生成部３３５は、ＭＯＳＦＥＴ２６０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ８０を生成する。ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ８０は、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ４０がＯＦＦしてから、所定の待ち時間α１だけ遅らせてＯＮする。そして、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ８０は、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ４０がＯＦＦしてから、デューティＤｕｔｙと所定の継続時間βを合計した時間が経過した時にＯＦＦするように生成される。
このように、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ７０とＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ８０を生成することにより、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０とＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ５０のＯＮが重なる期間と、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ４０とＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ６０のＯＮが重なる期間に発生する循環電流を低減することができる。さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の２次側回路のスナバ用キャパシタ２５に蓄積されたサージエネルギーを負荷１１０に供給することができる。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００を高効率化することができる。
次に、スイッチング信号生成部３３５は、ＭＯＳＦＥＴ２７０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ９０を生成する。ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ９０は、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ７０がＯＦＦしてから、所定の待ち時間α２だけ遅らせてＯＮする。そして、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ９０は、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０のＯＦＦと同時にＯＦＦするように生成する。
次に、スイッチング信号生成部３３５は、ＭＯＳＦＥＴ２８０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ１００を生成する。ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ１００は、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ８０がＯＦＦしてから、所定の待ち時間α２だけ遅らせてＯＮする。そして、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ１００は、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ４０のＯＦＦと同時にＯＦＦするように生成する。
このように、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ９０とＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ１００を生成することにより、ＭＯＳＦＥＴ２７０とＭＯＳＦＥＴ２８０の寄生ダイオードに流れる電流を低減することができる。すなわち、同期整流することができるので、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００を高効率化することができる。
なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の各相の上下アームのＭＯＳＦＥＴの短絡を防止することに加えて、ゼロ電圧スイッチングをするために、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００のＭＯＳＦＥＴ２１０〜２４０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０〜Ｓ６０に、それぞれデッドタイムを設けることが望ましい。また、スイッチング信号生成部３３５に入力されたデューティＤｕｔｙが０（零）である場合には、スイッチング信号生成部３３５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００のＭＯＳＦＥＴ２１０〜２８０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０〜Ｓ１００を全てＯＦＦするように生成する。
（ゲートドライブ回路３４０）
ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の制御装置３１０に備えたゲートドライブ回路３４０は、スイッチング信号生成部３３５から入力されたＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０〜Ｓ１００をゲート電圧Ｖ３０〜Ｖ１００に変換する。そして、ゲートドライブ回路３４０は、変換したゲート電圧Ｖ３０〜Ｖ１００を、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００のＭＯＳＦＥＴ２１０〜２８０のゲートに入力する。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００のＭＯＳＦＥＴ２１０〜２４０は、ゲート電圧Ｖ３０〜Ｖ１００に従ってＯＮ／ＯＦＦされる。
（入力電圧と出力電圧と出力電流の関係）
次に、上述した本発明の第１の実施形態を適用することより得られるＤＣ−ＤＣコンバータ４００の入力電圧Ｖ５と出力電圧Ｖ１０と出力電流Ｉ１０の関係について、図７と図８の例で説明する。
（入力電圧が第２領域から第１領域に移行した時）
図７は、本発明の第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電圧Ｖ１０が、下限値Ｖ１０ＬＬｉｍより大きく、負荷電流が一定の条件において、入力電圧Ｖ５が第２領域から第１領域に移行した時の入力電圧Ｖ５と出力電圧Ｖ１０と出力電流Ｉ１０の関係を説明する図である。
ただし、図７に記載した上限値Ｖ５ＨＬｉｍは、前記上限値ＶＤ５ＨＬｉｍのデジタル値をアナログ値で表した値である。上限値Ｖ１０ＨＬｉｍは、前記上限値ＶＤ１０ＨＬｉｍのデジタル値をアナログ値で表した値である。下限値Ｖ１０ＬＬｉｍは、前記下限値ＶＤ１０ＬＬｉｍのデジタル値をアナログ値で表した値である。出力電流制限値Ｉ１０Ｌｉｍは、前記出力電流制限値ＩＤ１０Ｌｉｍのデジタル値をアナログ値で表した値である。
図７において、はじめは入力電圧Ｖ５が第２領域に属している。このとき、指令生成部３２５は、図３のステップａ１０において、出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆを、入力電圧ＶＤ５に対応する所定の出力電圧値に設定する。上述の通り、出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆは、入力電圧ＶＤ５の上昇に対してリニアに上昇する。また、指令生成部３２５は、ステップａ１１において、出力電流制限値ＩＤ１０Ｌｉｍを上限値ＩＤ１０ＨＬｉｍに設定する。
また、出力電流制限値Ｉ１０Ｌｉｍが出力電流Ｉ１０より大きい。このとき、デューティ生成部３３０は、図４のステップｂ８において、出力電圧指令値ＶＤ１０と出力電圧ＶＤ１０の差である偏差Ｄｅｖを算出する。そしてデューティ生成部３３０は、ステップｂ１１において、当該偏差Ｄｅｖを０（零）にするようにデューティＤｕｔｙを算出する。領域（ａ）においては、出力電流制限値Ｉ１０Ｌｉｍが出力電流Ｉ１０より大きく、出力電圧Ｖ１０を制御するモードである。
前記デューティＤｕｔｙに基づきスイッチング信号生成部３３５が、出力電圧指令と出力電圧が一致するようにＭＯＳＦＥＴのＯＮ／ＯＦＦ信号を生成する。ゆえに、入力電圧Ｖ５の上昇とともに、出力電圧Ｖ１０は上昇する。
そして、入力電圧Ｖ５が上昇し第１領域に到達すると、指令生成部３２５は、図３のステップａ８で、出力電流制限値Ｉ１０Ｌｉｍを入力電圧ＶＤ５の上昇に対してリニアに低下する所定の出力電流値とする。つまり、入力電圧Ｖ５の上昇とともに、出力電流制限値Ｉ１０Ｌｉｍは低下する。なお、出力電流制限値Ｉ１０Ｌｉｍが、出力電流Ｉ１０より大きい間は、上述したように、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電圧Ｖ１０を制御するモードであるため、入力電圧Ｖ５の上昇とともに、出力電圧Ｖ１０は上昇し続ける。
そして、出力電流制限値Ｉ１０Ｌｉｍが低下し、出力電流Ｉ１０以下となると、デューティ生成部３３０は、図４のステップｂ１２〜ｂ１４に示される出力電流Ｉ１０を制御するモードに切り替わる。出力電圧Ｖ１０を制御するモードから出力電流Ｉ１０を制御するモードに切り替わると、出力電流Ｉ１０は出力電流制限値Ｉ１０Ｌｉｍと等しくなるように、ＭＯＳＦＥＴが制御される。出力電流制限値Ｉ１０Ｌｉｍは入力電圧ＶＤ５の上昇とともに低下するため、結果、出力電流Ｉ１０は低下する。
そして、出力電流Ｉ１０が、負荷電流より小さくなると、低圧側バッテリ１００から負荷１１０に電流を供給される。したがって出力電圧Ｖ１０は、出力電流Ｉ１０の低下とともに低下する。
そして、入力電圧Ｖ５が、前記上限値Ｖ５Ｌｉｍに到達すると、指令生成部３２５は、図３のステップａ６で、出力電流制限値Ｉ１０Ｌｉｍを０（零）に設定する。デューティ生成部３３０は、当該出力電流制限値Ｉ１０Ｌｉｍを取得し、図４のステップｂ６で、デューティＤｕｔｙを０（零）に設定する。したがって、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００のＭＯＳＦＥＴ２１０〜２８０は全てＯＦＦにされるため、出力電流Ｉ１０は０（零）となる。
（入力電圧が第３領域から第４領域に移行した時）
図８は、本発明の第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電圧Ｖ１０が下限値Ｖ１０ＬＬｉｍより大きく、負荷電流が上昇する条件において、入力電圧Ｖ５が第３領域から第４領域に移行した時の入力電圧Ｖ５と出力電圧Ｖ１０と出力電流Ｉ１０の関係を説明する図である。
図８において、はじめは入力電圧Ｖ５が第３領域に属している。このとき、指令生成部３２５は、図３のステップａ１３において、出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆを、基準電圧値ＶＤ１０ｓｔに設定する。上述の通り、出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆは、一定値に設定される。また、指令生成部３２５は、ステップａ１１において、出力電流制限値ＩＤ１０Ｌｉｍを上限値ＩＤ１０ＨＬｉｍに設定する。
このとき、出力電流制限値Ｉ１０Ｌｉｍが出力電流Ｉ１０より大きいため、デューティ生成部３３０は出力電圧Ｖ１０を制御するモードである。出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆは基準電圧値ＶＤ１０ｓｔに設定されているため、出力電圧Ｖ１０は一定値に制御される。また、負荷電流が一定の場合であるので、出力電流Ｉ１０も一定値に制御される。
そして、入力電圧Ｖ５が低下し第４領域に到達すると、指令生成部３２５は、図３のステップａ１７において、出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆを、入力電圧ＶＤ５の低下に対してリニアに低下する所定の出力電圧値に設定する。また、指令生成部３２５は、ステップａ１８において、出力電流制限値Ｉ１０Ｌｉｍを、入力電圧ＶＤ５の低下に対してリニアに低下する所定の出力電流値に設定する。
ここでは、出力電流制限値Ｉ１０Ｌｉｍが出力電流Ｉ１０より大きいため、デューティ生成部３３０は出力電圧Ｖ１０を制御するモードである。ゆえに、出力電圧Ｖ１０が、出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆに基づいて低下する。
一方、出力電流制限値Ｉ１０Ｌｉｍが出力電流Ｉ１０以下である場合には、上述したように、デューティ生成部３３０が出力電流Ｉ１０を制御するモードであるため、負荷電流が上昇した場合においても、入力電圧Ｖ５の上昇とともに、出力電流Ｉ１０を低下させることができる。
従来は、出力電圧のみを制御していたため、負荷電流の上昇とともに、出力電流が上昇してしまっていた。本発明では、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧の大きさに応じて、出力電流を制限するため、負荷電流の変化に係らずに、入力電圧の低下とともに、出力電流を低下させることができる。
そして、出力電流Ｉ１０が負荷電流よりも小さくなると、低圧側バッテリ１００から負荷１１０に電流が供給される。したがって、出力電流Ｉ１０の低下とともに、出力電圧Ｖ１０は低下する。
なお、上述したＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流の制限方法は、図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータ４００の回路構成に限らず、他の回路構成であっても適用することができる。
実施形態２
（ＤＣ−ＤＣコンバータを備えたハイブリッド自動車システム）
図９は、本発明の第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ４０５を備えたハイブリッド自動車システムを説明する図である。上述した本発明の第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ４００は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の入力電圧Ｖ５と出力電圧Ｖ１０と出力電流Ｉ１０を検出し、検出した入力電圧Ｖ５の大きさに応じて、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電圧Ｖ１０と出力電流Ｉ１０を所定値に制御する。本実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の入力電圧Ｖ５と出力電圧Ｖ１０と入力電流Ｉ１５を検出し、検出した入力電圧Ｖ５の大きさに応じて、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の出力電圧Ｖ１０と入力電流Ｉ１５を所定値に制御する。ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５を除いたハイブリッド自動車システムの構成は、上述した本発明の第１の実施形態と同じ構成であるため説明を省略する。
本発明の第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ４０５は、１次側回路にフィルタキャパシタ２０と、電圧センサ１９２と、電流センサ２０５と、ＭＯＳＦＥＴ２１０、２２０、２３０、２４０、共振用インダクタ３０を有する。フィルタキャパシタ２０は、当該フィルタキャパシタ２０の一端が高電圧バッテリ１０の高電位側と接続され、当該フィルタキャパシタ２０の他端が電流センサ２０５の一端と接続される。電流センサ２０５の他端は、高電圧バッテリ１０の低電位側と接続される。電圧センサ１９２は、当該電圧センサ１９２の一端が高電圧バッテリ１０の高電位側と接続され、当該電圧センサ１９２の他端が電流センサ２０５の一端と接続される。
高電圧バッテリ１０の高電位側は、ＭＯＳＦＥＴ２１０のドレインとＭＯＳＦＥＴ２３０のドレインに接続される。電流センサ２０５の一端は、ＭＯＳＦＥＴ２２０のソースとＭＯＳＦＥＴ２４０のソースに接続される。ＭＯＳＦＥＴ２１０のソースは、ＭＯＳＦＥＴ２２０のドレインと、共振用インダクタ３０の一端に接続される。共振用インダクタ３０の他端は、変圧器５０の１次側巻線４０の一端に接続される。変圧器５０の１次側巻線４０の他端は、ＭＯＳＦＥＴ２３０のソースと、ＭＯＳＦＥＴ２４０のドレインに接続される。
ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５は、２次側回路に平滑用キャパシタ９０と、平滑用インダクタ８０と、スナバ用キャパシタ２５と、電圧センサ１９０と、ＭＯＳＦＥＴ２５０、２６０、２７０、２８０を有する。
変圧器５０の２次側巻線６０の一端は、ＭＯＳＦＥＴ２６０のソースと、ＭＯＳＦＥＴ２８０のドレインに接続される。変圧器５０の２次側巻線６０の他端は、変圧器５０の２次側巻線７０の一端と、平滑用インダクタ８０の一端に接続される。変圧器５０の２次側巻線７０の他端は、ＭＯＳＦＥＴ２５０のソースと、ＭＯＳＦＥＴ２７０のドレインに接続される。
ＭＯＳＦＥＴ２５０のドレインとＭＯＳＦＥＴ２６０のドレインは、スナバ用キャパシタ２５の一端に接続される。スナバ用キャパシタ２５の他端は、ＭＯＳＦＥＴ２７０のソースと、ＭＯＳＦＥＴ２８０のソースに接続される。
平滑用インダクタ８０の他端は、平滑用キャパシタ９０の一端と電圧センサ１９０の一端に接続される。平滑用キャパシタ９０の他端と電圧センサ１９０の他端は、スナバ用キャパシタ２５の他端に接続される。
低電圧バッテリ１００の高電位側は、平滑用キャパシタ９０の一端と、電圧センサ１９０の一端と、平滑用インダクタ８０の他端に接続される。低電圧バッテリ１００の低電位側は、平滑用キャパシタ９０の他端と、電圧センサ１９０の他端と、車両のシャーシグラウンドに接続される。また、負荷１１０の一端が低電圧バッテリ１００の高電位側に接続され、負荷１１０の他端が低電圧バッテリ１００の低電位側に接続される。
ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５は、高圧側バッテリ１０と並列に接続された電圧センサ１９２と、低圧側バッテリ１００と並列に接続された電圧センサ１９０と、高圧側バッテリ１０と直列に接続された電流センサ２０５と、を有する。電圧センサ１９２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の入力電圧Ｖ５を検出する。電圧センサ１９０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電圧Ｖ１０を検出する。電流センサ２０５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の入力電流Ｉ１５を検出する。
ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の制御装置３１５は、入力電圧Ｖ５と、出力電圧Ｖ１０と、入力電流Ｉ１５とに基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５のスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ２１０のＯＮ／ＯＦＦを制御するためのゲート電圧Ｖ３０を生成し、生成したゲート電圧Ｖ３０をＭＯＳＦＥＴ２１０のゲートに入力する。ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の制御装置３１０は、以下同様に、ゲート電圧Ｖ４０をＭＯＳＦＥＴ２２０のゲートに入力し、ゲート電圧Ｖ５０をＭＯＳＦＥＴ２３０のゲートに入力し、ゲート電圧Ｖ６０をＭＯＳＦＥＴ２４０のゲートに入力し、ゲート電圧Ｖ７０をＭＯＳＦＥＴ２５０のゲートに入力し、ゲート電圧Ｖ８０をＭＯＳＦＥＴ２６０のゲートに入力し、ゲート電圧Ｖ９０をＭＯＳＦＥＴ２７０のゲートに入力し、ゲート電圧Ｖ１００をＭＯＳＦＥＴ２８０のゲートに入力する。
（ＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置３１５）
図１０は、本発明の第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の制御装置３１５を説明する図である。ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の制御装置３１５は、アナログ値をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器３２０と、指令生成部３２７と、デューティ生成部３３２と、スイッチング信号生成部３３５と、ゲートドライブ回路３４０と、を備える。
Ａ／Ｄ変換器３２０は、電圧センサ１９２で検出したＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の入力電圧Ｖ５のアナログ値をデジタル値ＶＤ５に変換する。また、Ａ／Ｄ変換器３２０は、電圧センサ１９０で検出したＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の出力電圧Ｖ１０のアナログ値をデジタル値ＶＤ１０に変換する。また、Ａ／Ｄ変換器３２０は、電流センサ２０５で検出したＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の入力電流Ｉ１５のアナログ値をデジタル値ＩＤ１５に変換する。
指令生成部３２７は、電圧センサ１９２で検出したＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の入力電圧Ｖ５を表すデジタル値ＶＤ５（以下、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の入力電圧ＶＤ５）と、電圧センサ１９０で検出したＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の出力電圧Ｖ１０を表すデジタル値ＶＤ１０（以下、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の出力電圧ＶＤ１０）に基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆと入力電流制限値ＩＤ１５Ｌｉｍを生成する。
デューティ生成部３３２は、指令生成部３２７で生成したＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆと入力電流制限値ＩＤ１５Ｌｉｍと、Ａ／Ｄ変換器３２０から出力されたＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の出力電圧ＶＤ１０及び入力電流Ｉ１５を表すデジタル値ＩＤ１５（以下、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の入力電流ＩＤ１５）に基づいて、ＭＯＳＦＥＴ２１０、２２０、２３０、２４０のデューティＤｕｔｙを生成する。
スイッチング信号生成部３３５は、デューティ生成部３３２で生成したＤＣ−ＤＣコンバータ４０５のＭＯＳＦＥＴ２１０、２２０、２３０、２４０のデューティＤｕｔｙに基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５のＭＯＳＦＥＴ２１０、２２０、２３０、２４０、２５０、２６０、２７０、２８０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０、Ｓ４０、Ｓ５０、Ｓ６０、Ｓ７０、Ｓ８０、Ｓ９０、Ｓ１００を生成する。
ゲートドライブ回路３４０は、スイッチング信号生成部３３５で生成したＤＣ−ＤＣコンバータ４０５のＭＯＳＦＥＴ２１０〜２８０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０〜Ｓ１００に基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５のＭＯＳＦＥＴ２１０〜２８０をＯＮ／ＯＦＦさせるためのゲート電圧Ｖ３０〜Ｖ１００を生成する。
（指令生成部３２７）
図１１は、本発明の第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の制御装置３１５に備えた指令生成部３２７を説明する図である。ただし、本発明の第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の制御装置３１５に備えた指令生成部３２７の出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆの生成方法は、上述した本発明の第１の実施形態と同じ方法であるため、説明を省略する。指令生成部３２７は、上述した本発明の第１の実施形態と同様に、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の入力電圧ＶＤ５に対して、（１）式のような４つの領域を予め定めている。
まず、指令生成部３２７は、図１１に示すステップｃ１で、Ａ／Ｄ変換器３２０から出力されたＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の入力電圧ＶＤ５（以下、単に入力電圧ＶＤ５とする）を取得し、ステップｃ２でＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の出力電圧ＶＤ１０（以下、単に出力電圧ＶＤ１０とする）を取得する。次に、指令生成部３２７はステップｃ３で、ステップｃ１で取得した入力電圧ＶＤ５が、第１領域に属しているか否かを判定する。
（入力電圧が第１領域に属している場合）
ステップｃ３の判定において、入力電圧ＶＤ５が第１領域に属している場合には、指令生成部３２７はステップｃ４で、入力電圧ＶＤ５が前記上限値ＶＤ５ＨＬｉｍ以上であるか否かを判定する。
ステップｃ４の判定において、入力電圧ＶＤ５が前記上限値ＶＤ５ＨＬｉｍ以上である場合には、指令生成部３２７はステップｃ５で、上述した本発明の第１の実施形態と同じ方法でＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆを設定する。そして指令生成部３２７はステップｃ６で、入力電流制限値ＩＤ１５Ｌｉｍを０（零）に設定する。
そして指令生成部３２７は、ステップｃ５で設定した出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆと、ステップｃ６で設定した入力電流制限値ＩＤ１５Ｌｉｍを、デューティ指令生成部３３２に入力する。
このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の入力電流制限値ＩＤ１５Ｌｉｍを設定することにより、入力電圧Ｖ５とＭＯＳＦＥＴ２１０〜２４０のスイッチングにより発生するサージ電圧を合計した電圧が、ＭＯＳＦＥＴ２１０〜２４０の耐圧を超える前に、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の１次側回路のＭＯＳＦＥＴ２１０〜２４０を全てＯＦＦにすることができる。さらに、変圧器５０を介して２次側回路に供給された電圧とＭＯＳＦＥＴ２５０〜２８０のスイッチングにより発生するサージ電圧を合計した電圧が、ＭＯＳＦＥＴ２５０〜２８０の耐圧を超える前に、ＭＯＳＦＥＴ２５０〜２８０を全てＯＦＦさせることができる。これにより、ＭＯＳＦＥＴ２１０〜２８０の過電圧破壊を防止することができる。
一方ステップｃ４の判定において、入力電圧ＶＤ５が前記上限値ＶＤ５ＨＬｉｍ未満である場合には、指令生成部３２７はステップｃ７で、上述した本発明の第１の実施形態と同じ方法でＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆを設定する。そして指令生成部３２７はステップｃ８で、入力電流制限値ＩＤ１５Ｌｉｍを、ステップｃ１で取得した入力電圧ＶＤ５に対応する所定の入力電流値に設定する。
そして指令生成部３２７は、ステップｃ７で設定した出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆと、ステップｃ８で設定した入力電流制限値ＩＤ１５Ｌｉｍを、デューティ指令生成部３３２に入力する。
上述した本発明の第１の実施形態と同じように、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆを設定することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の入力電圧Ｖ５が変化した場合においても、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の出力電圧Ｖ１０の急激な変動を抑制することができる。
また、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の入力電流制限値ＩＤ１５Ｌｉｍに設定した前記所定の入力電流値は、取得したＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の入力電圧ＶＤ５の上昇に対して、リニアに低下させ、取得したＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の入力電圧ＶＤ５の低下に対して、リニアに上昇させる。さらに、前記所定の入力電流値は、取得したＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の入力電圧ＶＤ５の変化に応じて、０（零）からＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の入力電流ＩＤ１５（以下、単に入力電流ＩＤ１５とする）に対して予め定めた上限値ＩＤ１５ＨＬｉｍまでリニアに変化させる。
このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の入力電流制限値ＩＤ１５Ｌｉｍを設定することにより、入力電圧Ｖ５が変化した場合においても、入力電流Ｉ１５の急激な変動を抑制することができる。これにより、入力電流Ｉ１５を制限するディレーティング動作を安定化させることができるので、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の信頼性が向上する。
（入力電圧が第２領域に属している場合）
一方ステップｃ３の判定において、入力電圧ＶＤ５が前記第１領域に属していない場合には、指令生成部３２７はステップｃ９で、入力電圧ＶＤ５が前記第２領域に属しているか否かを判定する。
ステップｃ９の判定において、入力電圧ＶＤ５が前記第２領域に属している場合、すなわち、高圧側バッテリ１０が、過充電の状態に至る可能性が高い場合には、指令生成部３２７はステップｃ１０で、上述した本発明の第１の実施形態と同じ方法でＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆを設定する。そして指令生成部３２７はステップｃ１１で、入力電流制限値ＩＤ１５Ｌｉｍを、前記上限値ＩＤ１５ＨＬｉｍに設定する。
そして指令生成部３２７は、ステップｃ１０で設定した出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆと、ステップｃ１１で設定した入力電流制限値ＩＤ１５Ｌｉｍを、デューティ指令生成部３３２に入力する。
上述した本発明の第１の実施形態と同じように、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆを設定することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の入力電圧Ｖ５が変化した場合においても、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の出力電圧Ｖ１０の急激な変動を抑制することができる。さらに、入力電流制限値ＩＤ１５Ｌｉｍを前記上限値ＩＤ１５ＨＬｉｍに設定しているので、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の入力電圧Ｖ５の上昇とともに、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の入力電流Ｉ１５を上昇させることができる。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の入力電圧Ｖ５の上昇とともに、高圧側バッテリ１０から取り出す電力を増加させることができるので、高圧側バッテリ１０の電圧の上昇を抑制することができる。これにより、高圧側バッテリ１０の過充電を抑制することができる。
（入力電圧が第３領域に属している場合）
一方ステップｃ９の判定において、入力電圧ＶＤ５が前記第２領域に属していない場合には、指令生成部３２７はステップｃ１２で、入力電圧ＶＤ５が前記第３領域に属しているか否かを判定する。
ステップｃ１２の判定において、入力電圧ＶＤ５が前記第３領域に属している場合、すなわち、高圧側バッテリ１０が、過放電もしくは過充電の状態に至る可能性が低い場合には、指令生成部３２７はステップｃ１３で、上述した本発明の第１の実施形態と同じ方法でＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆを設定する。そして指令生成部３２７はステップｃ１１で、入力電流制限値ＩＤ１５Ｌｉｍを、前記上限値ＩＤ１５ＨＬｉｍに設定する。
そして指令生成部３２７は、ステップｃ１３で設定した出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆと、ステップｃ１１で設定した入力電流制限値ＩＤ１５Ｌｉｍを、デューティ指令生成部３３２に入力する。
このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆと入力電流制限値ＩＤ１５Ｌｉｍを設定することにより、入力電圧ＶＤ５が、前記第３領域から前記第２領域に移行した場合や、前記第３領域から前記第４領域に移行した場合においても、出力電圧Ｖ１０の急激な変動を抑制することができる。さらに、高圧側バッテリ１０と低圧側バッテリ１００の過放電と過充電を防止することができる。
（入力電圧が第４領域に属している場合）
一方ステップｃ１２の判定において、入力電圧ＶＤ５が前記第３領域に属していない場合には、指令生成部３２７はステップｃ１４で、入力電圧ＶＤ５が前記第４領域に属していると判断する。すなわち、指令生成部３２７は、高圧側バッテリ１０が、過放電の状態に至る可能性が高いと判定する。
次に、指令生成部３２７はステップｃ１５で、出力電圧ＶＤ１０が前記下限値ＶＤ１０ＬＬｉｍ以下であるか否かを判定する。
ステップｃ１５の判定において、出力電圧ＶＤ１０が前記下限値ＶＤ１０ＬＬｉｍ以下である場合には、指令生成部３２７はステップｃ１６で、上述した本発明の第１の実施形態と同じ方法で、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆを設定する。そして指令生成部３２７はステップｃ１１で、入力電流制限値ＩＤ１５Ｌｉｍを、前記上限値ＩＤ１５ＨＬｉｍに設定する。
そして指令生成部３２７は、ステップｃ１６で設定した出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆと、ステップｃ１１で設定した入力電流制限値ＩＤ１５Ｌｉｍを、デューティ指令生成部３３２に入力する。
このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆと入力電流制限値ＩＤ１５Ｌｉｍを設定することにより、低圧側バッテリ１００の過放電を防止することができる。上述した入力電圧Ｖ５と出力電圧Ｖ１０の状態においては、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５を上述したように制御し、低圧側バッテリ１００の過放電の防止を優先させ、高圧側バッテリ１０の過放電については、回生動作によって回避することが望ましい。
一方ステップｃ１５の判定において、出力電圧ＶＤ１０が前記下限値ＶＤ１０ＬＬｉｍより大きい場合には、指令生成部３２７はステップｃ１７で、上述した本発明の第１の実施形態と同じ方法で、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆを設定する。そして指令生成部３２７はステップｃ１８で、入力電流制限値ＩＤ１５Ｌｉｍを、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の入力電圧ＶＤ５に対応する所定の入力電流値に設定する。
そして指令生成部３２７は、ステップｃ１７で設定した出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆと、ステップｃ１８で設定した入力電流制限値ＩＤ１５Ｌｉｍを、デューティ指令生成部３３２に入力する。
上述した本発明の第１の実施形態と同じように、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆを設定することにより、入力電圧Ｖ５が変化した場合においても、出力電圧Ｖ１０の急激な変動を抑制することができる。
また、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の入力電流制限値ＩＤ１５Ｌｉｍに設定した前記所定の入力電流値は、取得した入力電圧ＶＤ５の上昇に対してリニアに上昇させ、入力電圧ＶＤ５の低下に対してリニアに低下させる。さらに、前記所定の入力電流値は、入力電圧ＶＤ５の変化に応じて、０（零）から前記上限値ＩＤ１５ＨＬｉｍまでリニアに変化させる。
このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の入力電流制限値ＩＤ１５Ｌｉｍを設定することにより、入力電圧Ｖ５が変化した場合においても、入力電流Ｉ１５の急激な変動を抑制することができる。さらに、負荷電流の変化に係らず、入力電流Ｉ１５を制限することができるので、入力電圧Ｖ５の低下とともに、入力電流Ｉ１５を低下させることができる。すなわち、負荷電流の大きさに係らず、入力電圧Ｖ５の低下とともに、高圧側バッテリ１０から取り出す電力を低下させることができるので、高圧側バッテリ１０の過放電を抑制することができる。
（デューティ生成部３３２）
図１２は、本発明の第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の制御装置３１５に備えたデューティ生成部３３２を説明する図である。ただし、本発明の第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の制御装置３１５の指令生成部３２７に備えた比例積分制御部６００の構成は、上述した本発明の第１の実施形態と同じ構成であるため、説明を省略する。図１０に示されるように、デューティ生成部３３２は、指令生成部３２７から出力されたＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆ及び入力電流制限値ＩＤ１５Ｌｉｍと、Ａ／Ｄ変換器３２０から出力されたＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の出力電圧ＶＤ１０及び入力電流ＩＤ１５を取得する。図１２を用いて説明すると、デューティ生成部３３２は、ステップｄ１で出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆを取得し、ステップｄ２で入力電流制限値ＩＤ１５Ｌｉｍを取得し、ステップｄ３で出力電圧ＶＤ１０を取得し、ステップｄ４で入力電流ＩＤ１５を取得する。
次に、デューティ生成部３３２はステップｄ５において、ステップｄ２で取得したＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の入力電流制限値ＩＤ１５Ｌｉｍが、０（零）であるか否かを判定する。
ステップｄ５の判定において、取得したＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の入力電流制限値ＩＤ１５Ｌｉｍが０（零）である場合には、デューティ生成部３３２はステップｄ６で、デューティＤｕｔｙを０（零）に設定する。そして、デューティ生成部３３２は、設定したデューティＤｕｔｙをスイッチング信号生成部３３５に入力する。
このように、デューティＤｕｔｙを算出することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５のスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ２１０〜２８０を、全てＯＦＦにすることができる。
一方ステップｄ５の判定において、取得したＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の入力電流制限値ＩＤ１５Ｌｉｍが０（零）ではない場合には、デューティ生成部３３２はステップｄ７で、取得したＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の入力電流制限値ＩＤ１５Ｌｉｍが入力電流ＩＤ１５より大きいか否かを判定する。
ステップｄ７の判定において、取得したＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の入力電流制限値ＩＤ１５Ｌｉｍが入力電流ＩＤ１５より大きい場合には、デューティ生成部３３２はステップｄ８で、取得したＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆから出力電圧ＶＤ１０を減算し、偏差Ｄｅｖを算出する。さらに、デューティ生成部３３２はステップｄ９で、上述した本発明の第１の実施形態と同様に、比例積分制御部６００に入力する比例ゲインＫｐに出力電圧制御用の比例ゲインＫｐｖを設定する。そしてデューティ生成部３３２はステップｄ１０で、積分ゲインＫｉに出力電圧制御用の積分ゲインＫｉｖを設定する。
そして、デューティ生成部３３２はステップｄ１１で、算出した偏差Ｄｅｖと、設定した比例ゲインＫｐ及び積分ゲインＫｉを、比例積分制御部６００に入力し、比例積分制御部６００により、偏差Ｄｅｖを０（零）にするデューティＤｕｔｙを算出する。そしてデューティ生成部３３２は、算出したデューティＤｕｔｙをスイッチング信号生成部３３５に入力する。
このように、デューティＤｕｔｙを算出することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の出力電圧ＶＤ１０を、出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆに一致させることができる。
一方ステップｄ７の判定において、取得したＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の入力電流制限値ＩＤ１５Ｌｉｍが、入力電流ＩＤ１５以下である場合には、デューティ生成部３３２はステップｄ１２で、取得したＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の入力電流制限値ＩＤ１５Ｌｉｍから入力電流ＩＤ１５を減算し、偏差Ｄｅｖを算出する。さらに、デューティ生成部３３２はステップｄ１３で、比例積分制御部６００に入力する比例ゲインＫｐに入力電流制御用の比例ゲインＫｐｃｉを設定する。さらに、デューティ生成部３３２はステップｄ１４で、積分ゲインＫｉに入力電流制御用の積分ゲインＫｉｃｉを設定する。
そして、デューティ生成部３３２はステップｄ１１で、算出した偏差Ｄｅｖと、設定した比例ゲインＫｐ及び積分ゲインＫｉを、比例積分制御部６００に入力し、比例積分制御部６００により、偏差Ｄｅｖを０（零）にするデューティＤｕｔｙを算出する。そしてデューティ生成部３３２は、算出したデューティＤｕｔｙをスイッチング信号生成部３３５に入力する。
このように、デューティＤｕｔｙを算出することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の入力電流ＩＤ１５を、入力電流制限値ＩＤ１５Ｌｉｍに一致させることができる。
本発明の第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の制御装置３１５に備えたスイッチング信号生成部３３５とゲートドライブ回路３４０の構成は、上述した本発明の第１の実施形態と同じ構成であるため、説明を省略する。
（入力電圧と出力電圧と入力電流の関係）
次に、上述した本発明の第２の実施形態を適用することより得られるＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の入力電圧Ｖ５と出力電圧Ｖ１０と入力電流Ｉ１５の関係について、図１３と図１４の例で説明する。
（入力電圧が第２領域から第１領域に移行した時）
図１３は、本発明の第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の出力電圧Ｖ１０が下限値Ｖ１０ＬＬｉｍより大きく、負荷電流が一定の条件において、入力電圧Ｖ５が第２領域から第１領域に移行した時の入力電圧Ｖ５と出力電圧Ｖ１０と入力電流Ｉ１５の関係を説明する図である。
ただし、図１３に記載した上限値Ｖ５ＨＬｉｍは、前記上限値ＶＤ５ＨＬｉｍのデジタル値をアナログ値で表した値である。上限値Ｖ１０ＨＬｉｍは、前記上限値ＶＤ１０ＨＬｉｍのデジタル値をアナログ値で表した値である。下限値Ｖ１０ＬＬｉｍは、前記下限値ＶＤ１０ＬＬｉｍのデジタル値をアナログ値で表した値である。入力電流制限値Ｉ１５Ｌｉｍは、前記入力電流制限値ＩＤ１５Ｌｉｍのデジタル値をアナログ値で表した値である。
図１３において、はじめは入力電圧Ｖ５が第２領域に属しており、入力電流制限値Ｉ１５Ｌｉｍが、入力電流Ｉ１５より大きい場合には、出力電圧Ｖ１０を制御するモードである。したがって、入力電圧Ｖ５の上昇とともに、出力電圧Ｖ１０は上昇する。
そして、入力電圧Ｖ５が上昇し第１領域に到達すると、入力電圧Ｖ５の上昇とともに、入力電流制限値Ｉ１５Ｌｉｍは低下する。ここで、入力電流制限値Ｉ１５Ｌｉｍが、入力電流Ｉ１５より大きい場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の出力電圧Ｖ１０を制御するモードであるため、入力電圧Ｖ５の上昇とともに、出力電圧Ｖ１０は上昇し続ける。
一方、入力電流制限値Ｉ１５Ｌｉｍが入力電流Ｉ１５以下である場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の入力電流Ｉ１５を制御するモードであるため、入力電圧Ｖ５の上昇とともに、入力電流Ｉ１５は低下する。
そして、入力電流Ｉ１５を出力電流に換算した値が、負荷電流より小さくなると、低圧側バッテリ１００から負荷１１０に電流を供給するため、入力電流Ｉ１５の低下とともに、出力電圧Ｖ１０は低下する。
そして、入力電圧Ｖ５が前記上限値Ｖ５Ｌｉｍに到達すると、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５のＭＯＳＦＥＴ２１０〜２８０を全てＯＦＦにするため、入力電流Ｉ１５は０（零）となる。
（入力電圧が第３領域から第４領域に移行した時）
図１４は、本発明の第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の出力電圧Ｖ１０が下限値Ｖ１０ＬＬｉｍより大きく、負荷電流が上昇する条件において、入力電圧Ｖ５が第３領域から第４領域に移行した時の入力電圧Ｖ５と出力電圧Ｖ１０と入力電流Ｉ１５の関係を説明する図である。
図１４において、はじめは入力電圧Ｖ５が第３領域に属している。入力電流制限値Ｉ１５Ｌｉｍが、入力電流Ｉ１５より大きく、負荷電流が一定の場合には、入力電圧Ｖ５の変化に係らずに、出力電圧Ｖ１０と入力電流Ｉ１５は一定値に制御される。
そして、入力電圧Ｖ５が第４領域に到達すると、入力電圧Ｖ５の低下とともに、入力電流制限値Ｉ１５Ｌｉｍは低下する。ここで、入力電流制限値Ｉ１５Ｌｉｍが、入力電流Ｉ１５より大きい場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の出力電圧Ｖ１０を制御するモードであるため、入力電圧Ｖ５の低下とともに、出力電圧Ｖ１０は低下する。
一方、入力電流制限値Ｉ１５Ｌｉｍが、入力電流Ｉ１５以下である場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の入力電流Ｉ１５を制御するモードであるため、負荷電流が上昇した場合においても、入力電圧Ｖ５の上昇とともに、入力電流Ｉ１５を低下させることができる。
従来は、出力電圧のみを制御していたため、負荷電流の上昇とともに、入力電流が上昇していたが、本発明では、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧の大きさに応じて、入力電流を制限するため、負荷電流の変化に係らずに、入力電圧の低下とともに、入力電流を低下させることができる。
そして、入力電流Ｉ１５を出力電流に換算した値が、負荷電流よりも小さくなると、低圧側バッテリ１００から負荷１１０に電流を供給するため、入力電流Ｉ１５の低下とともに、出力電圧Ｖ１０は低下する。
なお、上述したＤＣ−ＤＣコンバータの入力電流の制限方法は、図９に示したＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の回路構成に限らず、他の回路構成であっても適用することができる。さらに、本実施形態と上述した本発明の第１の実施形態を組み合わせることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧の大きさに応じて、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電流もしくは出力電流のどちらか一方を所定値に制御することもできる。
実施形態３
上述した本発明の第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ４００の制御装置３１０に備えたデューティ生成部３３０は、出力電流制限値ＩＤ１０Ｌｉｍと出力電流ＩＤ１０の比較結果に基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電圧と出力電流を制御する。
また、上述した本発明の第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の制御装置３１５に備えたデューティ生成部３３２では、入力電流制限値ＩＤ１５Ｌｉｍと入力電流ＩＤ１５の比較結果に基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の出力電圧と入力電流を制御する。
本実施形態では、入力電流制限値もしくは出力電流制限値ＩＤＸＬｉｍと入力電流もしくは出力電流ＩＤＸの比較結果に基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と入力電流もしくは出力電流を制御する。なお以下では、説明を簡略化するために、指令生成部から出力されたＤＣ−ＤＣコンバータの入力電流制限値もしくは出力電流制限値ＩＤＸＬｉｍを、単に電流制限値ＩＤＸＬｉｍとする。また、取得したＤＣ−ＤＣコンバータの入力電流もしくは出力電流ＩＤＸを、単に電流ＩＤＸとする。
（ＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置３１９）
図１５に、本発明の第３の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置３１９を説明する図である。制御装置３１９は、Ａ／Ｄ変換器３２０と、指令生成部３２９と、デューティ生成部３３４と、スイッチング信号生成部３３５と、ゲートドライブ回路３４０と、を備える。
本実施形態に係る指令生成部３２９は、電圧センサ１９２で検出した検出したＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧Ｖ５を表すデジタル値ＶＤ５（以下、入力電圧ＶＤ５）と、電圧センサ１９０で検出したＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖ１０を表すデジタル値ＶＤ１０（以下、出力電圧ＶＤ１０）に基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆとＤＣ−ＤＣコンバータの入力電流制限値もしくは出力電流制限値ＩＤＸＬｉｍ（電流制限値ＩＤＸＬｉｍ）を生成する。本実施形態に係る指令生成部３２９の構成は、上述した本発明の第１の実施形態もしくは第２の実施形態と同様であるため、説明を省略する。
また、本実施形態に係る指令生成部３２９とデューティ生成部３３４を除いたＤＣ−ＤＣコンバータの構成は、上述した本発明の第１の実施形態もしくは第２の実施形態と同じ構成であるため、説明を省略する。
（デューティ生成部３３４）
図１６は、本発明の第３の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置に備えたデューティ生成部３３４を説明する図である。図１５に示されるように、デューティ生成部３３４は、指令生成部３２９から出力されたＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆ及び電流制限値ＩＤＸＬｉｍと、Ａ／Ｄ変換器３２０から出力されたＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧ＶＤ１０及び電流ＩＤＸを取得する。図１６を用いて説明すると、デューティ生成部３３４は、ステップｅ１で出力電力指令ＶＤ１０ｒｅｆを取得し、ステップｅ２で電流制限値ＩＤＸＬｉｍを取得し、ステップｅ３で出力電圧ＶＤ１０を取得し、ステップｅ４で電流ＩＤＸを取得する。
次に、デューティ生成部３３４はステップｅ５において、ステップｅ２で取得したＤＣ−ＤＣコンバータの電流制限値ＩＤＸＬｉｍが、０（零）であるか否かを判定する。
ステップｅ５の判定において、取得した電流制限値ＩＤＸＬｉｍが０（零）である場合には、デューティ生成部３３４はステップｅ６で、デューティＤｕｔｙを０（零）に設定する。そして、デューティ生成部３３４は、設定したデューティＤｕｔｙをスイッチング信号生成部３３５に入力する。
このように、デューティＤｕｔｙを算出することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴを、全てＯＦＦにすることができる。
一方ステップｅ５の判定において、取得した電流制限値ＩＤＸＬｉｍが０（零）ではない場合には、デューティ生成部３３４はステップｅ７で、電流制限値ＩＤＸＬｉｍが電流ＩＤＸより大きいか否かを判定する。
ステップｅ７の判定において、電流制限値ＩＤＸＬｉｍが電流ＩＤＸより大きい場合には、デューティ生成部３３４はステップｅ８で、取得したＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆから出力電圧ＶＤ１０を減算し、電圧偏差ＤｅｖＶを算出する。そして、デューティ生成部３３４はステップｅ９で、電流偏差ＤｅｖＣを０（零）に設定する。
次に、デューティ生成部３３４はステップｅ１０で、電流制限値ＩＤＸＬｉｍが電流ＩＤＸより大きい状態が継続しているか否かを判定する。
ステップｅ１０の判定において、電流制限値ＩＤＸＬｉｍが電流ＩＤＸより大きい状態が継続している場合、すなわち、１演算周期前に取得した電流制限値ＩＤＸＬｉｍが、１演算周期前に取得した電流ＩＤＸより大きかった場合には、デューティ生成部３３４はステップｅ１１で、電圧制御切替えフラグＦｌａｇＶをＯＦＦに設定する。そして、デューティ生成部３３４はステップｅ１２において、ステップｅ８で算出した電圧偏差ＤｅｖＶと、ステップｅ９で設定した電流偏差ＤｅｖＣと、ステップｅ１１で設定した電圧制御用切替えフラグＦｌａｇＶを電圧電流制御部６０６に入力し、電圧電流制御部６０６により、電圧偏差ＤｅｖＶを０（零）にするデューティＤｕｔｙを算出する。そしてデューティ生成部３３４は、算出したデューティＤｕｔｙをスイッチング信号生成部３３５に入力する。
一方ステップｅ１０の判定において、電流制限値ＩＤＸＬｉｍが電流ＩＤＸより大きい状態が継続していない場合、すなわち、１演算周期前に取得した電流制限値ＩＤＸＬｉｍが、１演算周期前に取得した電流ＩＤＸ以下であった場合には、デューティ生成部３３４はステップｅ１３で、電圧制御切替えフラグＦｌａｇＶをＯＮに設定する。そしてデューティ生成部３３４はステップｅ１２において、ステップｅ８で算出した電圧偏差ＤｅｖＶと、ステップｅ９設定した電流偏差ＤｅｖＣと、ステップｅ１３で設定した電圧制御用切替えフラグＦｌａｇＶを電圧電流制御部６０６に入力し、電圧電流制御部６０６により、電圧偏差ＤｅｖＶを０（零）にするデューティＤｕｔｙを算出する。そしてデューティ生成部３３４は、算出したデューティＤｕｔｙをスイッチング信号生成部３３５に入力する。
このように、デューティＤｕｔｙを算出することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧ＶＤ１０を、出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆに一致させることができる。
一方ステップｅ７の判定において、電流制限値ＩＤＸＬｉｍが電流ＩＤＸ以下である場合には、デューティ生成部３３４はステップｅ１４で、電圧偏差ＤｅｖＶを０（零）に設定する。そして、デューティ生成部３３４はステップｅ１５で、電流制限値ＩＤＸＬｉｍから電流ＩＤＸを減算し、電流偏差ＤｅｖＣを算出する。
次に、デューティ生成部３３４はステップｅ１６で、電流制限値ＩＤＸＬｉｍが電流ＩＤＸ以下である状態が継続しているか否かを判定する。
ステップｅ１６の判定において、電流制限値ＩＤＸＬｉｍが電流ＩＤＸ以下である状態が継続している場合、すなわち、１演算周期前に取得した電流制限値ＩＤＸＬｉｍが、１演算周期前に取得した電流ＩＤＸ以下である場合には、デューティ生成部３３４はステップｅ１７で、電流制御切替えフラグＦｌａｇＣをＯＦＦに設定する。そしてデューティ生成部３３４はステップｅ１２において、ステップｅ１５で算出した電流偏差ＤｅｖＣと、ステップｅ１４で設定した電圧偏差ＤｅｖＶと、ステップｅ１７で設定した電流制御切替えフラグＦｌａｇＣを電圧電流制御部６０６に入力し、電圧電流制御部６０６により、電流偏差ＤｅｖＣを０（零）にするデューティＤｕｔｙを算出する。そして、デューティ生成部３３４は、算出したデューティＤｕｔｙをスイッチング信号生成部３３５に入力する。
一方ステップｅ１６の判定において、電流制限値ＩＤＸＬｉｍが電流ＩＤＸ以下である状態が継続していない場合、すなわち、１演算周期前に取得した電流制限値ＩＤＸＬｉｍが、１演算周期前に取得した電流ＩＤＸより大きかった場合には、デューティ生成部３３４はステップｅ１８で、電流制御切替えフラグＦｌａｇＣをＯＮに設定する。そしてデューティ生成部３３４はステップｅ１２において、ステップｅ１５で算出した電流偏差ＤｅｖＣと、ステップｅ１４で設定した電圧偏差ＤｅｖＶと、ステップｅ１８で設定した電流制御切替えフラグＦｌａｇＣを電圧電流制御部６０６に入力し、電圧電流制御部６０６により、電流偏差ＤｅｖＣを０（零）にするデューティＤｕｔｙを算出する。そして、デューティ生成部３３４は、算出したデューティＤｕｔｙをスイッチング信号生成部３３５に入力する。
このように、デューティＤｕｔｙを算出することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電流もしくは出力電流ＩＤＸを、入力電流制限値もしくは出力電流制限値ＩＤＸＬｉｍに一致させることができる。
（電圧電流制御部６０６）
図１７は、本発明の第３の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置のデューティ生成部に備えた電圧電流制御部６０６を説明する図である。電圧電流制御部６０６は、出力電圧制御用の比例積分制御部６０２と、入力電流制御用もしくは出力電流制御用の比例積分制御部６０４（以下、電流制御用の比例積分制御部６０４とする）と、積算値処理部６８５と、加算部６８０を備える。
出力電圧制御用の比例積分制御部６０２は、乗算部６４０と、乗算部６４５と積算部６６０と、加算部６７０を備える。電流制御用の比例積分制御部６０４は、乗算部６５０と、乗算部６５５と、積算部６６５と、加算部６７５を備える。
まず、電圧電流制御部６０６は、電圧偏差ＤｅｖＶと、電流偏差ＤｅｖＣと、電圧制御切替えフラグＦｌａｇＶと、電流制御切替えフラグＦｌａｇＣを取得する。そして、電圧電流制御部６０６は、取得した電圧偏差ＤｅｖＶを出力電圧制御用の比例積分制御部６０２に入力する。また、電圧電流制御部６０６は、取得した電流偏差ＤｅｖＣを電流制御用の比例積分制御部６０４に入力する。さらに、電圧電流制御部６０６は、取得した電圧制御切替えフラグＦｌａｇＶと電流制御切替えフラグＦｌａｇＣを積算値処理部６８５に入力する。
積算値処理部６８５は、入力された電圧制御切替えフラグＦｌａｇＶがＯＮである場合に、電流制御用の比例積分制御部６０４に備えた積算部６６５の積算値を、出力電圧制御用の比例積分制御部６０２に備えた積算部６６０の積算値に設定する。そして積算値処理部６８５は、上述した設定が完了した後に、電流制御用の比例積分制御部６０４に備えた積算部６６５の積算値を０（零）に設定する。
また、積算値処理部６８５は、入力された電流制御切替えフラグＦｌａｇＣがＯＮである場合に、出力電圧制御用の比例積分制御部６０２に備えた積算部６６０の積算値を、電流制御用の比例積分制御部６０４に備えた積算部６６５の積算値に設定する。そして、積算値処理部６８５は、上述した設定が完了した後に、出力電圧制御用の比例積分制御部６０２に備えた積算部６６０の積算値を０（零）に設定する。
次に、出力電圧制御用の比例積分制御部６０２は、入力された電圧偏差ＤｅｖＶを乗算部６４０と乗算部６４５に入力する。乗算部６４０は、入力された電圧偏差ＤｅｖＶと出力電圧制御用の比例ゲインＫｐｖを乗算する。乗算部６４０が乗算した値は、加算部６７０に入力される。乗算部６４５は、入力された電圧偏差ＤｅｖＶと出力電圧制御用の積分ゲインＫｉｖを乗算する。乗算部６４５が乗算した値は、積算部６６０に入力される。
積算部６６０は、乗算部６４５から入力された乗算値を積算する。積算部６４５が積算した値は、加算部６７０に入力される。加算部６７０は、乗算部６４０から入力された乗算値と積算部６６０から入力された積算値を加算し、出力電圧制御用のデューティＤｕｔｙＶを算出する。算出した出力電圧制御用のデューティＤｕｔｙＶは、電圧電流制御部６０６に備えた加算部６８０に入力される。
また、電流制御用の比例積分制御部６０４は、入力された電流偏差ＤｅｖＣを乗算部６５０と乗算部６５５に入力する。乗算部６５０は、入力された電流偏差ＤｅｖＣと電流制御用の積分ゲインＫｉｃを乗算する。乗算部６５０が乗算した値は、積算部６６５に入力される。乗算部６５５は、入力された電流偏差ＤｅｖＣと電流制御用の比例ゲインＫｐｃを乗算する。乗算部６５５が乗算した値は、加算部６７５に入力される。
積算部６６５は、乗算部６５０から入力された乗算値を積算する。積算部６６５が積算した値は、加算部６７５に入力する。加算部６７５は、積算部６６５から入力された積算値と乗算部６５５から入力された乗算値を加算し、電流制御用のデューティＤｕｔｙＣを算出する。算出した電流制御用のデューティＤｕｔｙＣは、電圧電流制御部６０６に備えた加算部６８０に入力される。
そして、電圧電流制御部６０６に備えた加算部６８０は、加算部６７０から入力された出力電圧制御用のデューティＤｕｔｙＶと、加算部６７５から入力された電流制御用のデューティＤｕｔｙＣを加算する。加算部６７５が加算したデューティＤｕｔｙは、スイッチング信号生成部３３５に入力される。
このように、デューティＤｕｔｙを算出することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの電流制限値ＩＤＸＬｉｍが電流ＩＤＸより大きい場合には、電流制御用のデューティＤｕｔｙＣが０（零）となり、出力電圧制御用のデューティＤｕｔｙがスイッチング信号生成部３３５に入力される。さらに、電流制限値ＩＤＸＬｉｍが電流ＩＤＸ以下である場合には、出力電圧制御用のデューティＤｕｔｙＶが０（零）となり、電流制御用のデューティＤｕｔｙＣがスイッチング信号生成部３３５に入力される。
これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電流制限値もしくは出力電流制限値ＩＤＸＬｉｍが、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電流もしくは出力電流ＩＤＸより大きい場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧ＶＤ１０を出力電圧指令ＶＤ１０ｒｅｆに一致させることができる。さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電流制限値もしくは出力電流制限値ＩＤＸＬｉｍが、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電流もしくは出力電流ＩＤＸ以下である場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電流もしくは出力電流ＩＤＸを入力電流制限値もしくは出力電流制限値ＩＤＸＬｉｍに一致させることができる。
なお、上述した本実施形態では、出力電圧制御と電流制御が干渉しないので、出力電圧制御の応答性を高速に設定することができる。したがって、本実施形態は、負荷電流が急激に変動するような外乱が発生した場合においても、出力電圧を急激に変動させることなく、安定した出力電圧を得ることができる。
１０ 高圧側バッテリ
２０ フィルタキャパシタ
２５ スナバ用キャパシタ
３０ 共振用インダクタ
４０ 変圧器の１次側巻線
５０ 変圧器
６０ 変圧器の２次側巻線
７０ 変圧器の２次側巻線
８０ 平滑用インダクタ
９０ 平滑用キャパシタ
１００ 低圧側バッテリ
１１０ 負荷
１９０ 電圧センサ
１９２ 電圧センサ
２００ 電流センサ
２０５ 電流センサ
２１０ ＭＯＳＦＥＴ
２２０ ＭＯＳＦＥＴ
２３０ ＭＯＳＦＥＴ
２４０ ＭＯＳＦＥＴ
２５０ ＭＯＳＦＥＴ
２６０ ＭＯＳＦＥＴ
２７０ ＭＯＳＦＥＴ
２８０ ＭＯＳＦＥＴ
３１０ ＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置
３１５ ＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置
３１９ ＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置
３２０ Ａ／Ｄ変換器
３２５ 指令生成部
３２７ 指令生成部
３２９ 指令生成部
３３０ デューティ生成部
３３２ デューティ生成部
３３４ デューティ生成部
３３５ スイッチング信号生成部
３４０ ゲートドライブ回路
３６０ モータジェネレータ軸
３６５ トランスミッション
３７０ クランクシャフト
３７５ エンジン
３８０ プロペラシャフト
４００ ＤＣ−ＤＣコンバータ
４０５ ＤＣ−ＤＣコンバータ
５００ インバータ
５１０ モータジェネレータ
５２０ ディファレンシャルギア
５３０ ドライブシャフト
５４０ 駆動輪
６００ 比例積分制御部
６０２ 比例積分制御部
６０４ 比例積分制御部
６０６ 電圧電流制御部
６１０ 乗算部
６１５ 乗算部
６４０ 乗算部
６４５ 乗算部
６５０ 乗算部
６５５ 乗算部
６２０ 積算部
６６０ 積算部
６６５ 積算部
６３０ 加算部
６７０ 加算部
６７５ 加算部
６８０ 加算部
６８５ 積算値処理部
Ｓ３０ ＯＮ／ＯＦＦ信号
Ｓ４０ ＯＮ／ＯＦＦ信号
Ｓ５０ ＯＮ／ＯＦＦ信号
Ｓ６０ ＯＮ／ＯＦＦ信号
Ｓ７０ ＯＮ／ＯＦＦ信号
Ｓ８０ ＯＮ／ＯＦＦ信号
Ｓ９０ ＯＮ／ＯＦＦ信号
Ｓ１００ ＯＮ／ＯＦＦ信号
Ｖ３０ ゲート電圧
Ｖ４０ ゲート電圧
Ｖ５０ ゲート電圧
Ｖ６０ ゲート電圧
Ｖ７０ ゲート電圧
Ｖ８０ ゲート電圧
Ｖ９０ ゲート電圧
Ｖ１００ ゲート電圧
Ｄｕｔｙ デューティ
ＤｕｔｙＣ 入力電流制御用もしくは出力電流制御用のデューティ
ＤｕｔｙＶ 出力電圧制御用のデューティ
Ｄｅｖ 偏差
ＤｅｖＣ 電流偏差
ＤｅｖＶ 電圧偏差
Ｆｓｗ スイッチング周波数
ＦｌａｇＣ 電流制御切替えフラグ
ＦｌａｇＶ 電圧制御切替えフラグ
Ｉ１０ 出力電流
Ｉ１０Ｌｉｍ 出力電流制限値
ＩＤ１０ 出力電流のデジタル値
ＩＤ１０Ｌｉｍ 出力電流制限値のデジタル値
ＩＤ１０ＨＬｉｍ 出力電流の上限値のデジタル値
Ｉ１５ 入力電流
Ｉ１５Ｌｉｍ 入力電流制限値
ＩＤ１５ 入力電流のデジタル値
ＩＤ１５Ｌｉｍ 入力電流制限値のデジタル値
ＩＤ１５ＨＬｉｍ 入力電流の上限値のデジタル値
ＩＸ 入力電流もしくは出力電流
ＩＤＸ 入力電流もしくは出力電流のデジタル値
ＩＤＸＬｉｍ 入力電流制限値もしくは出力電流制限値のデジタル値
Ｖ５ 入力電圧
Ｖ５ＨＬｉｍ 入力電圧の上限値
ＶＤ５ 入力電圧のデジタル値
ＶＤ５ＨＬｉｍ 入力電圧に対する上限値のデジタル値
Ｖ１０ 出力電圧
Ｖ１０ＨＬｉｍ 出力電圧の上限値
Ｖ１０ＬＬｉｍ 出力電圧の下限値
ＶＤ１０ 出力電圧のデジタル値
ＶＤ１０ＨＬｉｍ 出力電圧の上限値のデジタル値
ＶＤ１０ＬＬｉｍ 出力電圧の下限値のデジタル値
ＶＤ１０ｒｅｆ 出力電圧指令
ＶＤ１０Ｓｔ 出力電圧に対する基準電圧値

Claims (14)

  1. 入力側とトランスとの間に電気的に接続された１次側回路と、出力側と前記トランスとの間に電気的に接続された２次側回路とにより構成されるＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置であって、
    前記１次側回路の検出入力電圧に基づいて、前記２次側回路の出力電流制限値を所定の値に設定する指令生成部と、
    前記指令生成部で設定した前記出力電流制限値と前記２次側回路の検出出力電流に基づいて、前記１次側回路を構成するスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦするためのデューティを算出するデューティ生成部と、
    前記デューティ生成部で算出した前記デューティに基づいて、前記１次側回路のスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成部と、を備え、
    前記デューティ生成部は、前記２次側回路の出力電流が前記出力電流制限値以下に制限されるように、前記デューティを生成するＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置。
  2. 請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置において、
    前記指令生成部は、前記検出入力電圧に基づいて、前記２次側回路の出力電圧指令を予め定めた値に設定し、
    前記デューティ生成部は、前記指令生成部で設定した前記出力電流制限値と前記検出出力電流を比較し、
    前記指令生成部で設定した前記出力電流制限値が前記検出出力電流以下である場合には、前記デューティ生成部は、前記２次側回路の出力電流が前記指令生成部で設定した前記出力電流制限値に一致するように、出力電流制御用のデューティを算出し、
    前記指令生成部で設定した前記出力電流制限値が前記検出出力電流より大きい場合には、前記デューティ生成部は、前記２次側回路の出力電圧が前記指令生成部で設定した前記出力電圧指令に一致するように、出力電圧制御用のデューティを算出し、
    前記スイッチング信号生成部は、前記デューティ生成部で算出した前記出力電流制御用のデューティと前記出力電圧制御用のデューティのいずれか一方のデューティに基づいて、前記スイッチング信号を生成するＤＣ−ＤＣコンバータ。
  3. 請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置において、
    前記デューティ生成部は、当該デューティ生成部で算出した偏差及びゲインに基づき前記デューティを算出する比例積分制御部を備え、
    前記指令生成部で設定した前記出力電流制限値が前記検出出力電流以下である場合には、前記デューティ生成部は、前記偏差として前記出力電流制限値と前記検出出力電流の差を前記比例積分制御部に入力し、かつ前記ゲインとして所定の出力電流制御用ゲインを前記比例積分制御部に入力し、
    前記指令生成部で設定した前記出力電流制限値が前記検出出力電流より大きい場合には、前記デューティ生成部は、前記偏差として前記出力電圧指令と前記検出出力電圧の差を前記比例積分制御部に入力し、かつ前記ゲインとして所定の出力電圧制御用ゲインを前記比例積分制御部に入力するＤＣ−ＤＣコンバータ。
  4. 請求項２又は３のいずれかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置において、
    前記指令生成部は、前記検出入力電圧が第１の所定電圧より大きい場合、前記出力電圧指令が前記検出入力電圧の上昇に対して上昇するように前記出力電圧指令を設定し、前記出力電流制限値が前記検出入力電圧の上昇に対して低下するように前記出力電流制限値を設定するＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置。
  5. 請求項４に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置において、
    前記指令生成部は、前記検出入力電圧が前記第１の所定電圧以下でありかつ当該第１の所定電圧より小さい第２の所定電圧より大きい場合、前記出力電流制限値を前記検出入力電圧が前記第１の所定電圧より大きい場合の前記出力電流制限値以上の上限値に設定するＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置。
  6. 請求項５に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置において、
    前記指令生成部は、前記検出入力電圧が前記第２の所定電圧以下でありかつ当該第２の所定電圧より小さい第３の所定電圧より大きい場合、前記出力電圧指令を所定の基準電圧値に設定するＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置。
  7. 請求項６に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置において、
    前記指令生成部は、前記検出入力電圧が前記第３の所定電圧以下である場合、前記出力電圧指令が前記検出入力電圧の上昇に対して上昇するように前記出力電圧指令を設定し、前記出力電流制限値が前記検出入力電圧の上昇に対して上昇するように前記出力電流制限値を設定するＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置。
  8. 入力側とトランスとの間に電気的に接続された１次側回路と、出力側と前記トランスとの間に電気的に接続された２次側回路とにより構成されるＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置であって、
    前記１次側回路の検出入力電圧に基づいて、前記１次側回路の入力電流制限値を所定の値に設定する指令生成部と、
    前記指令生成部で設定した前記入力電流制限値と前記１次側回路の検出入力電流に基づいて、前記１次側回路を構成するスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦするためのデューティを算出するデューティ生成部と、
    前記デューティ生成部で算出した前記デューティに基づいて、前記１次側回路のスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成部と、を備え、
    前記デューティ生成部は、前記１次側回路の入力電流が前記入力電流制限値以下に制限されるように、前記デューティを生成するＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置。
  9. 請求項８に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置において、
    前記指令生成部は、前記検出入力電圧に基づいて、前記２次側回路の出力電圧指令を予め定めた値に設定し、
    前記デューティ生成部は、前記指令生成部で設定した前記入力電流制限値と前記検出入力電流を比較し、
    前記指令生成部で設定した前記入力電流制限値が前記検出入力電流以下である場合には、前記デューティ生成部は、前記１次側回路の入力電流が前記指令生成部で設定した前記入力電流制限値に一致するように、入力電流制御用のデューティを算出し、
    前記指令生成部で設定した前記入力電流制限値が前記検出入力電流より大きい場合には、前記デューティ生成部は、前記２次側回路の出力電圧が前記指令生成部で設定した前記出力電圧指令に一致するように、出力電圧制御用のデューティを算出し、
    前記スイッチング信号生成部は、前記デューティ生成部で算出した前記入力電流制御用のデューティと前記出力電圧制御用のデューティのいずれか一方のデューティに基づいて、前記スイッチング信号を生成するＤＣ−ＤＣコンバータ。
  10. 請求項９に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置において、
    前記デューティ生成部は、当該デューティ生成部で算出した偏差及びゲインに基づき前記デューティを算出する比例積分制御部を備え、
    前記指令生成部で設定した前記入力電流制限値が前記検出入力電流以下である場合には、前記デューティ生成部は、前記偏差として前記入力電流制限値と前記検出入力電流の差を前記比例積分制御部に入力し、かつ前記ゲインとして所定の入力電流制御用ゲインを前記比例積分制御部に入力し、
    前記指令生成部で設定した前記入力電流制限値が前記検出入力電流より大きい場合には、前記デューティ生成部は、前記偏差として前記出力電圧指令と前記検出出力電圧の差を前記比例積分制御部に入力し、かつ前記ゲインとして所定の出力電圧制御用ゲインを前記比例積分制御部に入力するＤＣ−ＤＣコンバータ。
  11. 請求項９又は１０のいずれかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置において、
    前記指令生成部は、前記検出入力電圧が第１の所定電圧より大きい場合、前記出力電圧指令が前記検出入力電圧の上昇に対して上昇するように前記出力電圧指令を設定し、前記入力電流制限値が前記検出入力電圧の上昇に対して低下するように前記入力電流制限値を設定するＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置。
  12. 請求項１１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置において、
    前記指令生成部は、前記検出入力電圧が前記第１の所定電圧以下でありかつ当該第１の所定電圧より小さい第２の所定電圧より大きい場合、前記入力電流制限値を前記検出入力電圧が前記第１の所定電圧より大きい場合の前記入力電流制限値以上の上限値に設定するＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置。
  13. 請求項１２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置において、
    前記指令生成部は、前記検出入力電圧が前記第２の所定電圧以下でありかつ当該第２の所定電圧より小さい第３の所定電圧より大きい場合、前記出力電圧指令を所定の基準電圧値に設定するＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置。
  14. 請求項１３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置において、
    前記指令生成部は、前記検出入力電圧が前記第３の所定電圧以下である場合、前記出力電圧指令が前記検出入力電圧の上昇に対して上昇するように前記出力電圧指令を設定し、前記入力電流制限値が前記検出入力電圧の上昇に対して上昇するように前記入力電流制限値を設定するＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置。
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