JP2015213402A - Ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】並列接続されたスイッチング素子に分流バラツキを生じることなく、また、スイッチング周波数を増加させることなく小型なリアクトルを用いることのできるＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。【解決手段】半導体素子を互いに並列に接続された３個の半導体素子４１１、４２１、４３１で構成し、リアクトル５に印加される電圧の周波数がスイッチング素子のスイッチング周波数の３倍となるよう、３個のスイッチング素子４１１ｓ、４２１ｓ、４３１ｓのオンオフ制御を、スイッチング素子のスイッチング周期の１／３＝１２０?だけ互いに位相をずらして行うようにした。【選択図】図３

Description

この発明は、リアクトルと半導体素子とを備え、半導体素子を構成するスイッチング素子をオンオフ制御することによるリアクトルの充放電動作を利用して直流電圧の変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータに係り、特に、その構成部品の小型化を実現できる技術に関するものである。

モータや圧縮機などを駆動するインバータに安定した電圧を供給するために、ＤＣ／ＤＣコンバータが用いられている。例えば、電気自動車において、高圧バッテリはその充電状態（ＳＯＣ）によりバッテリ電圧は幅広く変化する。また、鉄道車両においてもその架線電圧が大きく変動する。幅広く変動する直流入力電圧を、ＤＣ／ＤＣコンバータを用いて安定した直流電圧に変換し、インバータに供給している。

例えば、特許文献１では、構成部品の小型化を図るため、ｎ個のスイッチング素子を、各相で位相差を設けてスイッチング動作を行うことで、入力電流のリップルを相殺し入力側のコンデンサ容量を低減することができるスイッチング電源装置を開示する。

特許第３６１３９０７号公報（請求項１、図１等参照）

従来の特許文献１の装置では、入力電流のリップルの振幅が低減されるため、平滑コンデンサの小型化は可能となる。しかし、スイッチング素子のスイッチング周波数と各相のリアクトルに印加される電圧の周波数とが等しいため、構成部品であるリアクトルの小型化を図ろうとすると、スイッチング周波数を増加させる必要があり、スイッチング素子の損失増加が免れない。また、各スイッチング素子と各リアクトルとが直列に接続される構成となるので、並列接続されたスイッチング素子に、リアクトルのインダクタンスのバラツキによる分流バラツキが生じ電流耐量が脅かされるという課題があった。

この発明は、以上のような課題を解決するためになされたもので、並列接続されたスイッチング素子に分流バラツキを生じることなく、また、スイッチング周波数を増加させることなく小型なリアクトルを用いることのできるＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。

この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、入力端子と出力端子との間に、リアクトルと半導体素子とを接続し、半導体素子を構成するスイッチング素子をオンオフ制御することによるリアクトルの充放電動作を利用して入力端子と出力端子との間で直流電圧の変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、半導体素子を互いに並列に接続されたｎ個（ｎは２以上の整数）の半導体素子で構成し、リアクトルに印加される電圧の周波数がスイッチング素子のスイッチング周波数のｎ倍となるよう、ｎ個のスイッチング素子のオンオフ制御を、スイッチング素子のスイッチング周期の１／ｎだけ互いに位相をずらして行うようにしたものである。

この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、以上のように、半導体素子を互いに並列に接続されたｎ個の半導体素子で構成し、リアクトルに印加される電圧の周波数がスイッチング素子のスイッチング周波数のｎ倍となるよう、ｎ個のスイッチング素子のオンオフ制御を、スイッチング素子のスイッチング周期の１／ｎだけ互いに位相をずらして行うようにしたので、スイッチング周波数を高周波化することなくリアクトルの高周波化が可能となり、スイッチング素子の損失を増大させることなくリアクトルの小型化が実現する。

この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータの適用例を示す全体構成図で、直流電源１に基づきモータを速度制御する電力変換装置を示す。 図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１０１の内部構成を示す回路図である。 図２の回路の降圧動作を行うスイッチング制御を説明する波形図である。 本願発明を適用でき同等の効果が期待できる、ＤＣ／ＤＣコンバータの主回路構成の一例で、昇圧動作を行う回路図である。 本願発明を適用でき同等の効果が期待できる、ＤＣ／ＤＣコンバータの主回路構成の一例で、昇降圧動作を行う回路図である。 本願発明を適用でき同等の効果が期待できる、ＤＣ／ＤＣコンバータの主回路構成の一例で、昇降圧動作を行う、図５とは異なる回路図である。 本願発明を適用でき同等の効果が期待できる、ＤＣ／ＤＣコンバータの主回路構成の一例で、半導体素子の構成を簡素化した回路図である。 この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、各スイッチング素子をオンオフすることでオンデューティを制御する動作を説明する図である。 この発明の実施の形態７によるＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータの適用例を示す全体構成図で、直流電源１に基づきモータを速度制御する電力変換装置を示す。
図１において、ＤＣ／ＤＣコンバータ（ＣＮＶ）１０１は、例えば、電気自動車の高圧バッテリや鉄道車両の架線電圧等の直流電源１の変動する直流電圧を入力して出力側平滑用コンデンサ７に一定の直流電圧を出力する。出力負荷２は、ここでは、インバータ（ＩＮＶ）とモータ（Ｍ）から構成され、インバータ（ＩＮＶ）は、出力側平滑用コンデンサ７からの直流電圧を可変電圧可変周波数の交流電圧に変換してモータ（Ｍ）に供給することによりモータ（Ｍ）を駆動する。

図２は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１０１の内部構成を示す回路図である。図２において、スイッチング回路４は、直流電源１に接続される入力端子Ｐ１、Ｎ１間に接続された入力側平滑用コンデンサ３の電圧を所定の直流電圧に降圧し出力端子Ｐ２、Ｎ２間に接続された出力側平滑用コンデンサ７に出力する。

更にスイッチング回路４では、互いに並列に接続された３個の半導体素子４１１、４２１、４３１と同じく互いに並列に接続された３個の半導体素子４１２、４２２、４３２とが互いに直列になって入力端子Ｐ１、Ｎ１間に接続されている。
そして、各半導体素子４１１等は、例えば、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴで構成されるスイッチング素子ｓとこのスイッチング素子ｓに逆並列接続されたダイオードｄとからなる。
なお、本願明細書においては、半導体素子４１１等を、適宜アームとも称するものとする。

互いに直列に接続された半導体素子４１１、４１２等の３個の接続点は、互いに接続され、更にこの接続点と出力端子Ｐ２との間にリアクトル５が接続されている。また、半導体素子４１２、４２２、４３２の下端は、出力端子Ｎ２に接続されている。

次に、この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータ１０１の動作について説明する。もっとも、図２に示す回路で直流電圧の変換を行う動作は、いわゆる降圧チョッパとして周知であるので、その降圧変換に係る基本的な動作の説明は割愛し、ここでは、本願発明が特に着目する、並列接続されたスイッチング素子のスイッチング制御動作の詳細を説明するものとする。

図２により降圧動作を行う場合、よく知られたように、半導体素子４１１、４２１、４３１は、スイッチング素子としての動作を担い、即ち、オンオフ制御でそのオン期間であるオンデューティを制御する。一方、半導体素子４１２、４２２、４３２は、ダイオードとしての動作を担う。

図３は、スイッチング制御の具体例を示し、各スイッチング素子４１１ｓ〜４３１ｓをオンオフ駆動するゲート信号（同図（１）〜（３））およびこれらゲート信号に基づき各スイッチング素子４１１ｓ〜４３１ｓに流れるコレクタ電流（同図（４）〜（６））とリアクトル５に流れる電流（同図（７））の波形を示す。
即ち、図３に示すように、並列接続されたスイッチング素子４１１ｓ〜４３１ｓのオンオフ制御に位相差を設ける。ここでは、並列数であるアーム数が３であるので、この位相差は１２０°となる。

なお、このアーム数は、図２、図３に示す３に限らず、一般に、ｎ（ｎは２以上の整数）とすれば後述する本願発明の効果が得られる。アーム数を一般にｎとすると、この位相差は、スイッチング周期を３６０°として位相差＝３６０°／ｎとなる。従って、例えば、ｎ＝２の場合は、位相差＝３６０°／２＝１８０°となる。

各スイッチング素子４１１ｓ〜４３１ｓのオンオフ制御に位相差を設けたことで、各半導体素子の中間点に接続されたリアクトル５に印加される電圧、電流の周波数は等価的にスイッチング周波数のｎ倍となる。
以下では、便宜上、スイッチング周波数のｎ倍となったリアクトル５に印加される電圧、電流の周波数をリアクトル周波数と呼ぶ。
従来の動作では、スイッチング周波数とリアクトル周波数とは同じであったが、この実施の形態では、スイッチング周波数を高周波化せずに、従って、スイッチング素子のスイッチング損失を増大させることなく、リアクトル周波数を高周波化した状態で電圧変換動作が可能となる。

なお、図２の回路で、下段のスイッチング素子４１２ｓ、４２２ｓ、４３２ｓは、いずれも常にオフとなるように操作すればよい。また、下段のダイオード４１２ｄ、４２２ｄ、４３２ｄは、常に並列に電流が流れることになるが、ダイオードのみを並列接続するので、特にその分流バラツキが問題になることはない。

この発明の効果として、以下に、リアクトル５の周波数が高周波化することでリアクトル５のインダクタンス値を低減することができることを説明する。

従来の、位相差を設けない単相のチョッパにおいて、あるリップル率を満足するために必要なインダクタンス値をＬ１とすると、インダクタンス値Ｌ１は、次の式（１）で求められる。

ここで、Ｖ_Ｌはリアクトル印加電圧、Δｔはリアクトル５に電圧が印加される時間、ΔＩはリップル電流（ピーク−ピーク間）、Ｉ_Ｌはリアクトル電流の最大値、ｒｉｐｐｌｅはリップル率、ｆはリアクトル周波数、ｄｕｔｙはスイッチング素子のオンデューティとする。

これに対し、アーム数を３（多相駆動）とした場合、上記と同じリップル率ｒｉｐｐｌｅを満足するために必要なインダクタンス値をＬ３とすると、リアクトル周波数が単相時の３倍になることから、以下に示す式（２）より、従来の単相チョッパに求められるインダクタンス値Ｌ１の１／３でよいことがわかる。

サイズの指標としてコアの実効断面積Ａｅを使用する。従来の単相（並列数ｎ＝１）チョッパにおける実効断面積をＡｅ１とすると、Ａｅ１は次の式（３）で求められる。

ここで、ΔＢは磁束密度変化、Ｔはリアクトルの巻数とする。
次に、並列数ｎを３、磁束密度変化ΔＢおよびターン数Ｔが上記と同じとした場合、実効断面積Ａｅ３は、Ａｅ１の１／３となることが次の式（４）から求められる。

もっとも、実際にはインダクタンス値やターン数などの変更が生じるため、コアの実効断面積Ａｅは、厳密には１／３とはならないが小型化は可能である。多相駆動によるリアクトル周波数の高周波化により、リアクトルの小型・軽量化が可能となる。

ここで、先の図２の降圧チョッパと同様、本願発明を適用でき同等の効果が期待できる、ＤＣ／ＤＣコンバータの主回路構成例を以下で紹介する。
図４のスイッチング回路４は、先の図２のそれと同様の回路構成であるが、図４では、互いに直列に接続された半導体素子４１１、４１２等の３個の接続点は、互いに接続され、この接続点と入力端子Ｐ１との間にリアクトル５が接続されている。また、半導体素子４１１、４２１、４３１の上端は出力端子Ｐ２に、半導体素子４１２、４２２、４３２の下端は入力端子Ｎ１と出力端子Ｎ２とにそれぞれ接続されている。

以上の回路構成により、図４のＤＣ／ＤＣコンバータは、いわゆる昇圧チョッパを構成し、よく知られたように、半導体素子４１２、４２２、４３２は、スイッチング素子としての動作を担い、一方、半導体素子４１１、４２１、４３１は、ダイオードとしての動作を担う。

また、図５のスイッチング回路４は、先の図２のそれと同様の回路構成であるが、図５では、互いに直列に接続された半導体素子４１１、４１２等の３個の接続点は、互いに接続され、この接続点と入力端子Ｎ１との間にリアクトル５が接続されている。また、半導体素子４１１、４２１、４３１の上端は入力端子Ｐ１に、半導体素子４１２、４２２、４３２の下端は出力端子Ｎ２にそれぞれ接続されている。出力端子Ｐ２は、入力端子Ｎ１に接続されている。

以上の回路構成により、図５のＤＣ／ＤＣコンバータは、いわゆる昇降圧チョッパを構成し、よく知られたように、半導体素子４１１、４２１、４３１は、スイッチング素子としての動作を担い、一方、半導体素子４１２、４２２、４３２は、ダイオードとしての動作を担う。

更に、図６では、互いに並列に接続された３個の半導体素子４１１、４２１、４３１と同じく互いに並列に接続された３個の半導体素子４１２、４２２、４３２とが互いに直列になって入力端子Ｐ１、Ｎ１間に接続されたスイッチング回路４と、互いに並列に接続された３個の半導体素子６１１、６２１、６３１と同じく互いに並列に接続された３個の半導体素子６１２、６２２、６３２とが互いに直列になって出力端子Ｐ２、Ｎ２間に接続されたスイッチング回路６とを備えている。

そして、スイッチング回路４の、互いに直列に接続された半導体素子４１１、４１２等の３個の接続点は互いに接続されリアクトル５の一端に、スイッチング回路６の、互いに直列に接続された半導体素子６１１、６１２等の３個の接続点は互いに接続されリアクトル５の他端にそれぞれ接続されている。

図６の回路において、降圧動作を行うときは、先の図２の場合と同様、スイッチング回路４のみをスイッチング制御し、スイッチング回路６は、すべてのスイッチング素子をオフとする。この場合、スイッチング回路６のダイオード６１１ｄ、６２１ｄ、６３１ｄは、常に並列の電流が流れることになるが、ダイオードのみを並列接続するので、特にその分流バラツキが問題になることはない。

また、図６において、昇圧動作を行うときは、先の図４の場合と同様、スイッチング回路６のみをスイッチング制御し、スイッチング回路４は、上側のスイッチング素子４１１ｓ、４２１ｓ、４３１ｓをオン、下側のスイッチング素子４１２ｓ、４２２ｓ、４３２ｓをオフとする。ここで、上側のスイッチング素子４１１ｓ、４２１ｓ、４３１ｓをオンする場合、そのすべてを常にオンにしてもよいが、位相差をずらせてオンとすれば、分流バラツキをより確実になくすことが出来る。

更に、図７は、スイッチング制御を行う半導体素子は、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子のみで構成し、ダイオード動作を行う半導体素子は、ダイオードのみで構成するようにしたもので、同図（１）、（２）、（３）は、それぞれ先の図２、図４、図６に対応するものである。
これにより、すべての半導体素子にスイッチング素子とダイオードとを備える場合に比較して、同一の機能を発揮する中で、半導体素子の構成が簡素になるという利点がある。

逆に、先の図２、図４、図６のように、すべての半導体素子を、スイッチング素子とダイオードとを備えた均一の構成のものとする場合は、例えば、ＩＧＢＴとダイオードとが並列接続されたものが２セット実装された、いわゆる２ｉｎ１の半導体モジュールを採用することで実装を簡素化できるという利点がある。

以上のように、この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータでは、半導体素子を互いに並列に接続されたｎ個の半導体素子４２１、４２１、４３１等で構成し、ｎ個のスイッチング素子４１１ｓ、４２１ｓ、４３１ｓ等のオンオフ制御を、スイッチング素子のスイッチング周期の１／ｎだけ互いに位相をずらして行うようにしたので、リアクトル５に印加される電圧の周波数がスイッチング素子のスイッチング周波数のｎ倍となり、スイッチング周波数を高周波化することなくリアクトルの高周波化が可能となり、スイッチング素子の損失を増大させることなくリアクトル５の小型化が実現する。

実施の形態２．
この実施の形態２では、各スイッチング素子をオンオフすることでオンデューティを制御する要領について図８を参照して説明する。
通常の制御方式を、そのまま本願で扱う、３アーム駆動に適用したものを図８（１）に示す。

図８（１）に示すように、図示しない電圧検出手段により検出された出力端子Ｐ２、Ｎ２間の電圧Ｖｏｕｔが電圧指令値Ｖｏｕｔ＊に追従するよう、各アーム毎に設けられたＰＩ制御器により変調信号を作成し、いわゆるＰＷＭ制御により、これら各変調信号ｓｇ１、ｓｇ２、ｓｇ３と１２０°ずつずらして発生する各キャリア信号ｃａｒｒ１、ｃａｒｒ２、ｃａｒｒ３との比較演算に基づきオンデューティ信号ｄｕｔｙ１、ｄｕｔｙ２、ｄｕｔｙ３を生成し、これらオンデューティ信号ｄｕｔｙ１、ｄｕｔｙ２、ｄｕｔｙ３に基づき各アームのスイッチング素子をスイッチング駆動する。

従って、各アームのオンデューティ信号ｄｕｔｙ１、ｄｕｔｙ２、ｄｕｔｙ３は、それぞれスイッチング周期３６０°の１／３＝１２０°ずれたタイミングで更新されることになる。このため、上記追従制御の応答性は高くなるが、各アームのｄｕｔｙが異なる可能性があり、本願の多相駆動方式では、以下の問題点が生じ得る。

即ち、各アームのｄｕｔｙ１〜３が異なると、励磁開始時の電流値（磁束密度）と消磁終了時の電流値（磁束密度）つまり、現在と次のリップル電流値の谷の値が異なる可能性が生じる。これにより、リアクトル５の偏磁が生じ、これがリアクトル５の飽和に繋がり機器の故障を引き起こす恐れが生じる。

そこで、リアクトル５の磁束密度変化を均一化するために、図８（２）に示すように、基準となるアームを設定し基準アームと同じｄｕｔｙを残りのアームに入力する。また、ｄｕｔｙの更新は基準アームのスイッチングに同期させる。
即ち、各アームのオンデューティを一括して更新するとともに、各アームには、常に互いに同一のオンデューティを設定する。オンデューティの更新サイクルは、基準アームの１周期毎でもよいし、複数周期毎としてもよい。

以上のように、この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータでは、ｎ個のスイッチング素子のオンデューティを一括して更新するとともに、ｎ個のスイッチング素子に常に互いに同一のオンデューティを設定するようにしたので、リアクトル５の偏磁を抑え安定な動作が可能となる。

実施の形態３．
この実施の形態３に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、特に、そのリアクトルの電磁騒音の抑制を図るものである。
リアクトルに交流成分を含む電流を印加すると、コアの磁歪による振動、ギャップ間の磁気吸引力による振動、ローレンツ力による巻線の振動といった電磁振動が生じる。この電磁振動周波数が可聴域内であるとき、人体には音として感知される。このリアクトルの電磁騒音を回避するために、従来のコンバータではスイッチング周波数を可聴周波数上限とされる２０ｋＨｚより高い周波数に設定していることが多い。

ここで、本願発明が対象とするＤＣ／ＤＣコンバータのように、リップル電流が重畳された直流電流が流れるリアクトル５に発生する電磁騒音の周波数がリップル電流の周波数となることを説明する。
先ず、直流分を含まない交流電流の場合では、以下に示すように、電磁力に基づく振動周波数は交流電流の周波数の２倍になる。

ここで、Ｆは電磁力、Ｂは磁束密度、Ｓはギャップ面の面積、μ_０は透磁率とする。
磁束密度Ｂの変化を次の式（６）のように表わすと、電磁力Ｆは、次の式（７）で得られる。

即ち、電磁力Ｆは、交流電流の倍周波のｃｏｓ２θで振動することになる。
これに対し、本願のＤＣ／ＤＣコンバータのリアクトル５では、リップル電流が重畳された直流電流が流れ、この場合には、Ｂ_ＡＣを磁束密度（リップル成分）、Ｂ_ＤＣを磁束密度（直流成分）として、磁束密度Ｂの変化を次の式（８）のように表わすと、電磁力Ｆは、式（９）で得られる。

式（９）において、直流成分がリップル成分に対し十分に大きいと仮定すると、第２項、第３項の成分が主となり、この内、第３項の成分は直流分のオフセットでしかないため、第２項が振動の主成分となる。
即ち、ＤＣ／ＤＣコンバータの場合では、当該電磁力Ｆに基づく振動の周波数はリップル電流の周波数と同じとなる。

従って、本願のＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、リアクトル５に流れるリップル電流の周波数を可聴周波数より高い周波数に設定すればよい。そして、本願発明では、多相駆動により、リアクトル周波数をスイッチング周波数より高周波化できることから、半導体素子のスイッチング周波数は可聴域内であったとしても、リアクトル周波数つまり電磁騒音の周波数を可聴域外とすることが可能である。

例えば、アーム数が３、スイッチング周波数が７ｋＨｚの場合、リアクトル周波数はアーム数倍の２１ｋＨｚとなり、可聴域上限周波数２０ｋＨｚを超えるため、リアクトル周波数２１ｋＨｚの電磁騒音は無音化することができる。
また、電磁騒音を無音化できることから防音構造が不要となり、装置全体を小型化出来るという効果もある。

以上のように、この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣコンバータでは、リアクトル５に印加される電圧の周波数が人間の可聴周波数より高くなるようスイッチング素子のスイッチング周波数を設定したので、リアクトル５の電磁騒音を無音化してリアクトル５の小型化も可能となる。

実施の形態４．
先の各実施の形態では、多相駆動のスイッチング周波数は固定であったが、本実施の形態ではリアクトル５に流れる電流の大きさ、つまり負荷電力の大きさに応じてスイッチング周波数を可変させる。
リアクトルの直流重畳特性は、リアクトルに流れる電流値が増加するとコアの持つＢＨ特性から、インダクタンス値が減少するという特性が一般的である。従って、重負荷領域ではリアクトルには大電流が流れるためインダクタンス値が低減する。

その結果、次の式（１０）に示される分母のインダクタンス値Ｌが低下することで出力のリップル電流ΔＩが増加する。このリップル電流ΔＩが増加することでさらにインダクタンス値の低下を招き、磁気飽和を起こす恐れがある。

そこで、重負荷領域でのリップル電流ΔＩを低減させるために、スイッチング周波数を増加させる。図示しない電流センサを用いてリアクトル５に流れる電流を検出し、電流値に応じてスイッチング周波数を制御する。軽負荷領域では低周波数、負荷が増加するにつれてスイッチング周波数を高周波に制御する。

このように、重負荷領域で高周波スイッチングすることで、リアクトルの磁気飽和を防ぐことが容易となる。また、出力のリップル電流を低減できることから、コンデンサの耐リップル電流値に対する要求スペックを緩和することができ、耐リップル電流値の低いコンデンサを使用することができる。

以上のように、この発明の実施の形態４によるＤＣ／ＤＣコンバータでは、検出したリアクトル５の電流が増大するにつれてスイッチング周波数を増大させるようにしたので、リアクトル５の磁気飽和が防止でき電流のリップル成分を低減することが出来る。

実施の形態５．
先の実施の形態４では、重負荷領域でのリアクトルの磁気飽和を防ぐため、スイッチング周波数を高周波化しリップル電流の低減を行う場合について説明したが、本実施の形態では、軽負荷領域での動作について説明する。
多相駆動を全負荷領域で実行すると、軽負荷領域では入力電力に対し半導体素子の損失などの割合が高くなるため、変換効率が低下する。

そこで、この実施の形態５では、軽負荷領域での効率低下を軽減する目的で、検出したリアクトルの電流が予め設定した下限電流値以下になったときに駆動方式を上述した多相駆動から切り替えるようにしている。

この軽負荷領域で切り替える駆動方式として二通り考えられ、先ず、第１の駆動方式は、駆動相数（アーム数）を３相から１相とする単相駆動に切り替える方式である。
例えば、先に図２の回路で説明すると、３個のスイッチング素子４１１ｓ、４２１ｓ、４３１ｓの内、１個のみ、例えば、スイッチング素子４１１ｓのみをオンオフ制御して残りのスイッチング素子４２１ｓ、４３１ｓは常時オフに制御する。

第２の駆動方式は、３個のスイッチング素子４１１ｓ、４２１ｓ、４３１ｓを同位相でオンオフ制御する並列駆動に切り替える方式である。
いずれの駆動方式でも、多相駆動ではではなく単相駆動となり、リアクトル周波数はスイッチング周波数と同じになるので、記述した関係式からリアクトルの磁束密度やリップル成分は増大する方向となるが、軽負荷領域で電流値が小さいため問題はない。
また、並列駆動においては、並列素子間の電流バラツキが考えられるが、スイッチング素子のみの並列駆動であり、かつ、電流自体が小さいので問題とはならない。

ところで、この二つの駆動方式の選択は、使用する半導体素子の損失特性に依存する。半導体損失のうち、スイッチング損失の割合が支配的である第１のケースでは、第１の駆動方式である単相駆動を選択するのが有効である。３相の多相駆動ではスイッチング素子数は３個であるが、単相駆動にすることでスイッチング素子数を１個に低減することができる。
どちらの方式でも半導体素子に印加される電圧・電流は変化しないため、スイッチング素子の個数とスイッチング回数を低減できる単相駆動の方がスイッチング損失を低減することができる。

一方、半導体損失のうち導通損失の割合が支配的となる第２のケースでは、３並列駆動の方が有効である。３相の多相駆動に比べ、導通時間は３倍となるが、半導体素子１個あたりに流れる電流は１／３となる。そして、導通損失は電流の２乗の項の影響が大きいため、多相駆動時より、導通損失を低減することができる。

なお、以上では、軽負荷領域での効率低下を軽減する目的で駆動方式を切り替える場合を説明したが、同じ軽負荷領域での運転であっても、リアクトルの電磁騒音を考慮して駆動方式を切り替えるのが有効となる場合もある、以下、その内容について説明する。

リアクトルに発生する電磁振動は、磁束密度変化ΔＢが関係しており、騒音の大きさをＡと設定すると、騒音の大きさＡと磁束密度変化ΔＢとは比例の関係を持つ。また、磁束密度変化ΔＢとリップル電流ΔＩとも比例の関係であるため、次の式（１１）に示すように負荷電流Ｉと電磁騒音の大きさＡとは比例しており、軽負荷では電磁騒音は小さく、重負荷では大きくなることが分かる。

磁束密度変化ΔＢが小さい電力領域、つまり軽負荷領域では可聴域周波数でのスイッチングを行っても電磁騒音が小さいため、効率を上げることを目的にスイッチング周波数およびリアクトル周波数を積極的に低減することができる。

上述した下限電流値として、リアクトルの電磁騒音以外の騒音、例えば、モータや冷却ファンなどの騒音に対し、リアクトルの電磁騒音が無視できる騒音値となる電力に相当する電流値を設定し、電力をモニタリングすることでこの設定した電力以下になると、上述した単相駆動（第１の駆動方式）または並列駆動（第２の駆動方式）に切り替える。
以上により、周囲環境等で、リアクトルの電磁騒音が許容される範囲内で、効率改善を優先した運転が可能となる。

以上のように、この発明の実施の形態５によるＤＣ／ＤＣコンバータでは、検出した電流が、予め設定した下限電流値以下となったとき、ｎ個のスイッチング素子の１個のみをオンオフ制御する単相駆動またはｎ個のスイッチング素子を同位相でオンオフ制御する並列駆動に切り替えるようにしたので、軽負荷領域での効率低下を軽減でき、また、電磁騒音の許容範囲内での効率改善が実現する。

実施の形態６．
先の実施の形態３では、リアクトル周波数を可聴域外とすることを特徴としたが、サイズやコストなどの制約により、多相駆動を行ってもリアクトル周波数を可聴域外にできず、電磁騒音を発生する場合が考えられる。
このとき、電磁騒音を抑えるには式（１１）から磁束密度変化ΔＢまたはリップル電流ΔＩを抑える必要があり、特に、重負荷領域でその値が大きくなるリアクトルの電磁騒音に影響を与える磁束密度の最大値Ｂ_ＭＡＸは、次の式（１２）で表わされる。

ここで、Ｌはリアクトルのインダクタンス値、Ｉ_ＭＡＸはリアクトル電流の最大値（直流＋リップル）、Ｔはリアクトルのターン数、Ａｅはリアクトルコアの実効断面積とする。

そこで、この実施の形態６では、リアクトルのインダクタンス特性によりこの問題を解決する。
直流重畳で使用するリアクトルのインダクタンスは、一般的に、直流電流が増大にするにつれて低下する傾向を持つ。そこで、リアクトルのハードウエアを工夫することにより、インダクタンスＬが直流電流Ｉに反比例して変化する特性を有するリアクトルは設計可能である。

インダクタンスＬと電流Ｉとが反比例の関係にあると、式（１２）の分子の値が電流値に拘わらず一定となる、即ち、磁束密度Ｂ_ＭＡＸが一定となって重負荷領域でのリアクトルの電磁騒音の増大を抑制することが出来る。

以上のように、この発明の実施の形態６によるＤＣ／ＤＣコンバータでは、リアクトルは、そのインダクタンスＬが、直流電流Ｉに反比例して変化する特性を備えたものとしたので、重負荷領域でのリアクトルの電磁騒音の増大を抑制することが出来る。

実施の形態７．
先の各実施の形態では、いずれも半導体素子としてＩＧＢＴを用いていたが、図９に示すように、ＭＯＳＦＥＴを採用していわゆる同期整流制御を行うようにすることも出来、この場合も、先の各実施の形態の場合と同様の効果を得ることが出来、更に、同期整流制御による下記の効果も得られる。

即ち、ＭＯＳＦＥＴの逆並列ダイオードのオン電圧よりもＭＯＳＦＥＴ側の導通時の両端電圧が低電圧となる場合には、同期整流動作によりＭＯＳＦＥＴ側に電流が流れるため、その分導通損失を低減することが可能となる。

実施の形態８．
先の各実施の形態では、使用する半導体素子にはモジュール構造のものを使用するのが一般的である。多相駆動のＤＣ／ＤＣコンバータのアーム数を変更する場合には、正極側と負極側の半導体素子が一つのモジュールに納まった２ｉｎ１モジュールの並列接続にてアーム数を増減する。

しかし、アーム数が３の倍数の場合では、６個の素子が一つのパッケージに収められ、インバータなどによく用いられる、いわゆる６ｉｎ１モジュールの適用が可能となる。これにより、モジュール数が低減し組立工程の簡素化が可能となる。また、モジュールのサイズによっては実装面積の低減が可能となり、装置の小型化に繋がる。

なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

１ 直流電源、２ 出力負荷、３ 入力側平滑用コンデンサ、
４，６ スイッチング回路、５ リアクトル、７ 出力側平滑用コンデンサ、
１０１ ＤＣ／ＤＣコンバータ、４１１〜４３２、６１１〜６３２ 半導体素子、
ｓ スイッチング素子、ｄ ダイオード、Ｐ１，Ｎ１ 入力端子、
Ｐ２，Ｎ２ 出力端子。

Claims (10)

1. 入力端子と出力端子との間に、リアクトルと半導体素子とを接続し、前記半導体素子を構成するスイッチング素子をオンオフ制御することによる前記リアクトルの充放電動作を利用して前記入力端子と前記出力端子との間で直流電圧の変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
   前記半導体素子を互いに並列に接続されたｎ個（ｎは２以上の整数）の半導体素子で構成し、前記リアクトルに印加される電圧の周波数が前記スイッチング素子のスイッチング周波数のｎ倍となるよう、前記ｎ個の前記スイッチング素子のオンオフ制御を、前記スイッチング素子のスイッチング周期の１／ｎだけ互いに位相をずらして行うようにしたことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 前記出力端子の電圧を検出する手段を備え、前記検出した電圧が電圧指令値に追従するよう、前記スイッチング素子のオン期間であるオンデューティを更新する制御を行う場合、前記ｎ個の前記スイッチング素子のオンデューティを一括して更新するとともに、前記ｎ個の前記スイッチング素子に常に互いに同一のオンデューティを設定するようにしたことを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. 前記リアクトルに印加される電圧の周波数が人間の可聴周波数より高くなるよう前記スイッチング素子のスイッチング周波数を設定したことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
4. 前記リアクトルに流れる電流を検出する手段を備え、前記検出した電流が増大するにつれて前記スイッチング周波数を増大させるようにしたことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
5. 前記リアクトルに流れる電流を検出する手段を備え、前記検出した電流が、予め設定した下限電流値以下となったとき、前記ｎ個の前記スイッチング素子の１個のみをオンオフ制御する単相駆動または前記ｎ個の前記スイッチング素子を同位相でオンオフ制御する並列駆動に切り替えるようにしたことを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
6. 前記下限電流値は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの軽負荷運転時における効率低下を軽減する目的で設定することを特徴とする請求項５記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
7. 前記下限電流値は、前記リアクトルの電磁騒音低レベル時における効率を改善する目的で設定することを特徴とする請求項５記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
8. 前記リアクトルは、そのインダクタンスＬが、直流電流Ｉに反比例して変化する特性を備えたものとしたことを特徴とする請求項１から請求項７のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
9. 前記スイッチング素子にＭＯＳＦＥＴを採用し、同期整流制御を行うようにしたことを特徴とする請求項１から請求項８のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
10. 前記ｎが３の倍数となる場合、前記半導体素子に６ｉｎ１モジュールを使用することを特徴とする請求項１から請求項９のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。

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