JP6279151B2 - 交流回転機の制御装置および電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流回転機の回転位置を推定する交流回転機の制御装置、およびその交流回転機の制御装置を備えた電動パワーステアリング装置に関するものである。

交流回転機の回転動作を精度良く制御するには、交流回転機の回転位置と、交流回転機の巻線を流れる電流とに関する情報が必要である。また、交流回転機の回転位置は、交流回転機に別途設けた回転位置センサによって取得されることがある。

しかしながら、交流回転機に回転位置センサを別途設けた場合、コスト削減、省スペースおよび信頼性の向上という観点からデメリットが大きい。したがって、回転位置センサのセンサレス化を実現するために、回転位置推定機能が要求されている。

また、回転位置センサが故障した場合に、推定した回転位置を用いて交流回転機を制御するように構成することで、回転位置センサが故障した場合にも交流回転機の運転を継続することが可能となる。したがって、回転位置センサが故障した場合に対応するためにも、回転位置推定機能が要求されている。

そこで、従来では、同期電動機の誘起電圧が回転位置に依存することを利用し、同期電動機に印加される電圧と、同期電動機に流れる電流と、同期電動機の電気的定数とを用いて、回転位置を推定している（例えば、特許文献１、非特許文献１および非特許文献２等参照）。また、特許文献１、非特許文献１および非特許文献２に記載の回転位置推定方式は、「誘起電圧方式」と呼ばれ、幅広く認知されている。

特許第４６７２２３６号公報

竹下隆晴他著、「速度起電力推定に基づくセンサレス突極形ブラシレスＤＣモータ制御」Ｔ．ＩＥＥ Ｊａｐａｎ，Ｖｏｌ．１１７−Ｄ，Ｎｏ．１、１９９７年発行、ｐ．９８〜１０４ 市川真士他著、「回転座標系での拡張誘起電圧推定によるＩＰＭＳＭのセンサレス制御」平成１３年電気学会全国大会講演論文集４、２００１年発行、ｐ．１４０１〜１４０２

ここで、「誘起電圧方式」と呼ばれる回転位置推定方式では、前述したように、同期電動機に印加される電圧と、同期電動機に流れる電流と、同期電動機の電気的定数とに関する情報が必要である。

しかしながら、第１に、同期電動機の真の電気的定数と、誘起電圧方式で用いられる電気的定数との間で誤差が生じる場合、同期電動機の真の回転位置と、誘起電圧方式で推定された回転位置との間で誤差が生じる。

第２に、同期電動機に印加される真の電圧と、誘起電圧方式で用いられる電圧との間で誤差が生じる場合、同期電動機の真の回転位置と、誘起電圧方式で推定された回転位置との間で誤差が生じる。

なお、同期電動機に印加される電圧を検出するセンサを別途設けることはコストアップにつながるので、同期電動機に印加される電圧をセンサによって検出することはしない。そのため、誘起電圧方式では、同期電動機に印加される電圧に対応する電圧指令を用いて回転位置を推定する場合が多い。したがって、同期電動機に印加される真の電圧と、電圧指令との間の誤差について、特に、電力変換器のデッドタイムに起因する誤差が問題となる場合が多い。

第３に、同期電動機に流れる真の電流と、誘起電圧方式で用いられる電流との間で誤差が生じる場合、同期電動機の真の回転位置と、誘起電圧方式で推定された回転位置との間で誤差が生じる。

このように、誘起電圧方式で用いられる同期電動機の電気的定数、電圧および電流等の物理量が、同期電動機の真の物理量に対して誤差が生じる場合において、同期電動機の真の回転位置と、誘起電圧方式で推定された回転位置との間で誤差が生じる。その結果として、同期電動機の制御性能が低下する。

また、複数組の三相巻線を有する交流回転機において、複数組のうちの１組の三相巻線に対応する物理量に基づいて、誘起電圧方式で回転位置を推定する場合を考える。この場合、その１組の三相巻線に対応する真の物理量と、誘起電圧方式で用いられる物理量との間に誤差が生じると、同期電動機の真の回転位置と、誘起電圧方式で推定された回転位置との間に誤差が生じる。

さらに、複数組の三相巻線を有する交流回転機において、複数組の各組の三相巻線に対応する物理量に基づいて、誘起電圧方式で各組ごとに回転位置を推定し、各組ごとに推定した回転位置の平均値を、最終的に推定した回転位置とする場合を考える。この場合、各組ごとに推定した回転位置の誤差が平均化されこととなるので、最終的に推定した回転位置は、交流回転機の真の回転位置に対して、誤差が低減される。しかしながら、各組ごとに回転位置を推定するための回転位置演算を実施する必要がある。したがって、交流回転機の三相巻線の組数に応じて回転位置演算の演算量が増加し、その結果、回転位置推定機能を廉価なマイコンへ実装することが困難となる。

本発明は、前記のような課題を解決するためになされたものであり、複数組の三相巻線を有する交流回転機の回転位置を従来よりも高精度に推定することを可能としつつ、回転位置推定機能の廉価なマイコンへの実装を容易にすることを可能とする交流回転機の制御装置、およびその交流回転機の制御装置を備えた電動パワーステアリング装置を得ることを目的とする。

本発明における交流回転機の制御装置は、Ｎを２以上の自然数としたとき、Ｎ組の三相巻線を有する交流回転機の回転位置を推定回転位置として推定する交流回転機の制御装置であって、Ｎ組の三相巻線のそれぞれに流れるＮ組の電流を検出して出力する電流検出器と、交流回転機への制御指令と、電流検出器から入力されたＮ組の電流とに基づいて、Ｎ組の三相巻線のそれぞれへのＮ組の電圧指令を演算して出力する制御器と、入力されたＮ組の電圧指令に基づいて、Ｎ組の三相巻線のそれぞれへ交流電圧を印加する電力変換器と、を備え、制御器は、入力されたＮ組の電圧指令から電圧和を演算して出力する電圧和演算器と、入力されたＮ組の電流から電流和を演算して出力する電流和演算器と、入力された電圧和と、入力された電流和とに基づいて、推定回転位置を演算する回転位置推定器と、を有し、電圧和演算器は、Ｎ組の電圧指令のいずれか１つをＮ倍にした値を、電圧和として演算し、電流和演算器は、Ｎ組の電流をそれぞれ加算した値を、電流和として演算するものである。

本発明における電動パワーステアリング装置は、交流回転機の制御装置と、操舵トルクを検出するトルク検出器と、交流回転機が操舵トルクを補助するトルクを発生させるように、トルク検出器によって検出された操舵トルクに基づいて交流回転機への制御指令を演算する制御指令演算器と、を備えたものである。

本発明によれば、Ｎを２以上の自然数としたとき、Ｎ組の三相巻線を有する交流回転機の回転位置を推定回転位置として推定する交流回転機の制御装置において、Ｎ組の三相巻線のそれぞれへ交流電圧を印加するためのＮ組の電圧指令から電圧和を演算する電圧和演算器と、Ｎ組の三相巻線のそれぞれに流れるＮ組の電流から電流和を演算する電流和演算器と、電圧和演算器および電流和演算器のそれぞれの演算結果に基づいて、推定回転位置を演算する回転位置推定器を備えて構成する。これにより、複数組の三相巻線を有する交流回転機の回転位置を従来よりも高精度に推定することを可能としつつ、回転位置推定機能の廉価なマイコンへの実装を容易にすることを可能とする交流回転機の制御装置、およびその交流回転機の制御装置を備えた電動パワーステアリング装置を得ることができる。

本発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置の全体を示す構成図である。 図１の交流回転機の第１三相巻線を示す構成図である。 図１の交流回転機の第２三相巻線を示す構成図である。 本発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置によって推定される回転位置と、従来の誘起電圧方式で推定された回転位置とを比較するための説明図である。 本発明の実施の形態２における交流回転機の制御装置の全体を示す構成図である。 本発明の実施の形態３における交流回転機の制御装置の全体を示す構成図である。 本発明の実施の形態４における交流回転機の制御装置の全体を示す構成図である。 本発明の実施の形態４において、第１三相電圧指令と第２三相電圧指令とで位相を３０度ずらした場合の、第１三相巻線電流と、第２三相巻線電流と、第１三相巻線電流および第２三相巻線電流の和とをそれぞれ示した波形図である。 本発明の実施の形態５における交流回転機の制御装置の全体を示す構成図である。 図９の交流回転機の第１三相巻線を示す構成図である。 図９の交流回転機の第２三相巻線を示す構成図である。 図９の交流回転機の第１三相巻線に誘起される第１三相誘起電圧を示す波形図である。 図９の交流回転機の第２三相巻線に誘起される第２三相誘起電圧を示す波形図である。 図１２の第１三相誘起電圧をｄ−ｑ軸に座標変換した回転二軸上における第１ｄｑ軸誘起電圧を示す波形図である。 図１３の第２三相誘起電圧をｄ−ｑ軸に座標変換した回転二軸上における第２ｄｑ軸誘起電圧を示す波形図である。 図１４の第１ｄｑ軸誘起電圧と、図１５の第２ｄｑ軸誘起電圧との和であるｄｑ軸誘起電圧和を示す波形図である。 本発明の実施の形態６における交流回転機の制御装置の全体を示す構成図である。 図１７の交流回転機の第１三相巻線のＵ相巻線および第２三相巻線のＵ相巻線の等価回路を示す回路図である。 本発明の実施の形態７における電動パワーステアリング装置の全体を示す構成図である。

以下、本発明による交流回転機の制御装置および電動パワーステアリング装置を、好適な実施の形態にしたがって図面を用いて説明する。なお、図面の説明においては、同一部分または相当部分には同一符号を付し、重複する説明を省略する。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置の全体を示す構成図である。図２は、図１の交流回転機１の第１三相巻線を示す構成図である。図３は、図１の交流回転機１の第２三相巻線を示す構成図である。なお、図１には、本実施の形態１における交流回転機の制御装置の制御対象である交流回転機１も併せて図示されている。

図１に示すように、本実施の形態１における交流回転機の制御装置は、第１電流検出器２、第２電流検出器３、第１電力変換器４、第２電力変換器５および制御器６を備える。

交流回転機１は、同期回転機であり、２組の三相巻線として、第１三相巻線および第２三相巻線を有する。具体的には、交流回転機１は、Ｕ相巻線Ｕ１、Ｖ相巻線Ｖ１およびＷ相巻線Ｗ１から構成された第１三相巻線と、Ｕ相巻線Ｕ２、Ｖ相巻線Ｖ２およびＷ相巻線Ｗ２から構成された第２三相巻線とを有する。また、交流回転機１は、永久磁石または界磁巻線によって界磁磁束が生じるように構成された回転子（図示せず）を有する。

第１三相巻線および第２三相巻線について、図２および図３に示すように、Ｕ１相およびＵ２相と、Ｖ１相およびＶ２相と、Ｗ１相およびＷ２相とは、全て同位相に配置されている。また、交流回転機１の回転子によって生じる磁束の方向をｄ軸と定義し、ｄ軸よりも電気角で９０度進んだ方向をｑ軸と定義すると、図２および図３に示すように、Ｕ相巻線Ｕ１およびｄ軸がなす角度と、Ｕ相巻線Ｕ２およびｄ軸がなす角度とは、ともにθ度である。この角度θについて、交流回転機の真の回転位置θと呼ぶ。

なお、本実施の形態１では、交流回転機１は、２組の三相巻線を有する永久磁石同期回転機である場合を例示して説明する。ただし、３組以上の三相巻線を有する永久磁石同期回転機、または界磁巻線式同機回転機に対しても、本願発明が適用可能である。

ここで、第１三相巻線について、ｄ−ｑ軸座標上での電圧方程式は、以下の式（１）のように表され、第２三相巻線について、ｄ−ｑ軸座標上での電圧方程式は、以下の式（２）のように表される。

ただし、式（１）および式（２）において、Ｖｄ１は、第１三相巻線のｄ軸電圧、Ｖｄ２は、第２三相巻線のｄ軸電圧、Ｖｑ１は、第１三相巻線のｑ軸電圧、Ｖｑ２は、第２三相巻線のｑ軸電圧を示す。ｉｄ１は、第１三相巻線のｄ軸電流、ｉｄ２は、第２三相巻線のｄ軸電流、ｉｑ１は、第１三相巻線のｑ軸電流、ｉｑ２は、第２三相巻線のｑ軸電流を示す。Ｒ１は、第１三相巻線の巻線抵抗、Ｒ２は、第２三相巻線の巻線抵抗、Ｌｄ１は、第１三相巻線のｄ軸インダクタンス、Ｌｄ２は、第２三相巻線のｄ軸インダクタンス、Ｌｑ１は、第１三相巻線のｑ軸インダクタンス、Ｌｑ２は、第２三相巻線のｑ軸インダクタンスを示す。φ１は、第１三相巻線の磁束鎖交数、φ２は、第２三相巻線の磁束鎖交数、ωは、電気角速度、ｐは、微分演算子を示す。

第１電流検出器２および第２電流検出器３のそれぞれは、シャント抵抗またはホール素子等の従来の電流検出器を用いて構成される。

第１電流検出器２は、Ｕ相巻線Ｕ１に流れるＵ相電流ｉ１ｕと、Ｖ相巻線Ｖ１に流れるＶ相電流ｉ１ｖと、Ｗ相巻線Ｗ１に流れるＷ相電流ｉ１ｗとを検出する。なお、Ｕ相電流ｉ１ｕ、Ｖ相電流ｉ１ｖおよびＷ相電流ｉ１ｗを、第１三相巻線電流と総称する。また、第１電流検出器２は、検出した第１三相巻線電流を制御器６に出力する。

第２電流検出器３は、Ｕ相巻線Ｕ２に流れるＵ相電流ｉ２ｕと、Ｖ相巻線Ｖ２に流れるＶ相電流ｉ２ｖと、Ｗ相巻線Ｗ２に流れるＷ相電流ｉ２ｗとを検出する。なお、Ｕ相電流ｉ２ｕ、Ｖ相電流ｉ２ｖおよびＷ相電流ｉ２ｗを、第２三相巻線電流と総称する。また、第２電流検出器３は、検出した第２三相巻線電流を制御器６に出力する。

第１電力変換器４および第２電力変換器５のそれぞれは、インバータまたはマトリックスコンバータ等の従来の電力変換器を用いて構成される。

第１電力変換器４は、後述する第１三相電圧指令に対して、従来の変調処理を施すことで、第１三相巻線のＵ相巻線Ｕ１、Ｖ相巻線Ｖ１およびＷ相巻線Ｗ１のそれぞれに交流電圧を印加する。

第２電力変換器５は、後述する第２三相電圧指令に対して、従来の変調処理を施すことで、第２三相巻線のＵ相巻線Ｕ２、Ｖ相巻線Ｖ２およびＷ相巻線Ｗ２のそれぞれに交流電圧を印加する。

なお、第１電力変換器４および第２電力変換器５のそれぞれによって行われる従来の変調処理としては、例えば、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式またはＰＡＭ（Ｐｕｌｓｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式等が挙げられる。

制御器６は、マイコン、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）またはＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）等の演算器を用いて構成される。また、制御器６は、制御周期Ｔｃでディジタル制御され、入力された第１三相巻線電流、第２三相巻線電流および制御指令に基づいて、第１三相電圧指令および第２三相電圧指令を出力する。

続いて、制御器６の各構成部について説明する。制御器６は、第１電流座標変換器７、第２電流座標変換器８、第１電流減算器９、第２電流減算器１０、第１電流制御器１１、第２電流制御器１２、第１電圧座標変換器１３、第２電圧座標変換器１４、電圧加算器１５、電流加算器１６および回転位置推定器１７を有する。

第１電流座標変換器７は、第１電流検出器２から入力された第１三相巻線電流と、回転位置推定器１７から入力された推定回転位置θｅｓｔとに基づいて、回転二軸に相当するｄ−ｑ軸上の、第１ｄ軸電流ｉ１ｄｃおよび第１ｑ軸電流ｉ１ｑｃを演算する。なお、第１ｄ軸電流ｉ１ｄｃおよび第１ｑ軸電流ｉ１ｑｃを、第１ｄｑ軸電流と総称する。第１電流座標変換器７は、演算した第１ｄｑ軸電流を、第１電流減算器９および電流加算器１６に出力する。

第２電流座標変換器８は、第２電流検出器３から入力された第２三相巻線電流と、回転位置推定器１７から入力された推定回転位置θｅｓｔとに基づいて、回転二軸に相当するｄ−ｑ軸上の、第２ｄ軸電流ｉ２ｄｃおよび第２ｑ軸電流ｉ２ｑｃを演算する。なお、第２ｄ軸電流ｉ２ｄｃおよび第２ｑ軸電流ｉ２ｑｃを、第２ｄｑ軸電流と総称する。第２電流座標変換器８は、演算した第２ｄｑ軸電流を、第２電流減算器１０および電流加算器１６に出力する。

第１電流減算器９および第２電流減算器１０のそれぞれには、交流回転機１への制御指令として、ｄ軸電流指令ｉｄ＊およびｑ軸電流指令ｉｑ＊が入力される。なお、ｄ軸電流指令ｉｄ＊およびｑ軸電流指令ｉｑ＊を、ｄｑ軸電流指令と総称する。

ここで、ｄ軸電流指令ｉｄ＊は、第１ｄ軸電流ｉ１ｄｃおよび第２ｄ軸電流ｉ２ｄｃに対する指令値である。ｑ軸電流指令ｉｑ＊は、第１ｑ軸電流ｉ１ｑｃおよび第２ｑ軸電流ｉ２ｑｃに対する指令値である。換言すると、ｄｑ軸電流指令は、交流回転機１を制御するための制御指令に相当する。なお、本実施の形態１では、ｄｑ軸電流指令を制御指令として設定する場合を例示しているが、従来技術の速度制御またはＶ／ｆ制御等を利用する場合には、速度指令を制御指令として設定してもよい。

第１電流減算器９は、ｄ軸電流指令ｉｄ＊から、第１電流座標変換器７から入力された第１ｄ軸電流ｉ１ｄｃを減算した値を、偏差ｄｉ１ｄとして第１電流制御器１１に出力する。第１電流減算器９は、ｑ軸電流指令ｉｑ＊から、第１電流座標変換器７から入力された第１ｑ軸電流ｉ１ｑｃを減算した値を、偏差ｄｉ１ｑとして第１電流制御器１１に出力する。偏差ｄｉ１ｄおよび偏差ｄｉ１ｑは、以下の式のように表される。
ｄｉ１ｄ＝ｉｄ＊−ｉ１ｄｃ
ｄｉ１ｑ＝ｉｑ＊−ｉ１ｑｃ

第２電流減算器１０は、ｄ軸電流指令ｉｄ＊から、第２電流座標変換器８から入力された第２ｄ軸電流ｉ２ｄｃを減算した値を、偏差ｄｉ２ｄとして第２電流制御器１２に出力する。第２電流減算器１０は、ｑ軸電流指令ｉｑ＊から、第２電流座標変換器８から入力された第２ｑ軸電流ｉ２ｑｃを減算した値を、偏差ｄｉ２ｑとして第２電流制御器１２に出力する。偏差ｄｉ２ｄおよび偏差ｄｉ２ｑは、以下の式のように表される。
ｄｉ２ｄ＝ｉｄ＊−ｉ２ｄｃ
ｄｉ２ｑ＝ｉｑ＊−ｉ２ｑｃ

第１電流制御器１１は、第１電流減算器９から入力された偏差ｄｉ１ｄおよび偏差ｄｉ１ｑがともに零に一致するように、比例積分制御または比例制御を行うことで、回転二軸上の第１ｄ軸電圧指令ｖ１ｄ＊および第１ｑ軸電圧指令ｖ１ｑ＊を演算する。なお、第１ｄ軸電圧指令ｖ１ｄ＊および第１ｑ軸電圧指令ｖ１ｑ＊を、第１ｄｑ軸電圧指令と総称する。第１電流制御器１１は、第１ｄｑ軸電圧指令を、第１電圧座標変換器１３および電圧加算器１５に出力する。

第２電流制御器１２は、第２電流減算器１０から入力された偏差ｄｉ２ｄおよび偏差ｄｉ２ｑがともに零に一致するように、比例積分制御または比例制御を行うことで、回転二軸上の第２ｄ軸電圧指令ｖ２ｄ＊および第２ｑ軸電圧指令ｖ２ｑ＊を演算する。なお、第２ｄ軸電圧指令ｖ２ｄ＊および第２ｑ軸電圧指令ｖ２ｑ＊を、第２ｄｑ軸電圧指令と総称する。第２電流制御器１２は、第２ｄｑ軸電圧指令を、第２電圧座標変換器１４および電圧加算器１５に出力する。

第１電圧座標変換器１３は、第１電流制御器１１から入力された第１ｄｑ軸電圧指令から、第１三相巻線へのＵ相電圧指令ｖ１ｕ＊、Ｖ相電圧指令ｖ１ｖ＊およびＷ相電圧指令ｖ１ｗ＊を演算する。なお、Ｕ相電圧指令ｖ１ｕ＊、Ｖ相電圧指令ｖ１ｖ＊およびＷ相電圧指令ｖ１ｗ＊を、第１三相電圧指令と総称する。第１電圧座標変換器１３は、演算した第１三相電圧指令を第１電力変換器４に出力する。

第２電圧座標変換器１４は、第２電流制御器１２から入力された第２ｄｑ軸電圧指令から、第２三相巻線へのＵ相電圧指令ｖ２ｕ＊、Ｖ相電圧指令ｖ２ｖ＊およびＷ相電圧指令ｖ２ｗ＊を演算する。なお、Ｕ相電圧指令ｖ２ｕ＊、Ｖ相電圧指令ｖ２ｖ＊およびＷ相電圧指令ｖ２ｗ＊を、第２三相電圧指令と総称する。第２電圧座標変換器１４は、演算した第２三相電圧指令を第２電力変換器５に出力する。

電圧加算器１５は、第１電流制御器１１から入力された第１ｄ軸電圧指令ｖ１ｄ＊と、第２電流制御器１２から入力された第２ｄ軸電圧指令ｖ２ｄ＊とを加算した値を、ｄ軸電圧和Ｖｄｓｕｍとして回転位置推定器１７に出力する。また、電圧加算器１５は、第１電流制御器１１から入力された第１ｑ軸電圧指令ｖ１ｑ＊と、第２電流制御器１２から入力された第２ｑ軸電圧指令ｖ２ｑ＊とを加算した値を、ｑ軸電圧和Ｖｑｓｕｍとして回転位置推定器１７に出力する。なお、ｄ軸電圧和Ｖｄｓｕｍおよびｑ軸電圧和Ｖｑｓｕｍをｄｑ軸電圧和と総称する。また、電圧加算器１５は、ｄｑ軸電圧和を演算する電圧和演算器の一例である。

電流加算器１６は、第１電流座標変換器７から入力された第１ｄ軸電流ｉ１ｄｃと、第２電流座標変換器８から入力された第２ｄ軸電流ｉ２ｄｃとを加算した値を、ｄ軸電流和Ｉｄｓｕｍとして回転位置推定器１７に出力する。また、電流加算器１６は、第１電流座標変換器７から入力された第１ｑ軸電流ｉ１ｑｃと、第２電流座標変換器８から入力された第２ｑ軸電流ｉ２ｑｃとを加算した値を、ｑ軸電流和Ｉｑｓｕｍとして回転位置推定器１７に出力する。なお、ｄ軸電流和Ｉｄｓｕｍおよびｑ軸電流和Ｉｑｓｕｍをｄｑ軸電流和と総称する。また、電流加算器１６は、ｄｑ軸電流和を演算する電流和演算器の一例である。

回転位置推定器１７は、電圧加算器１５から入力されたｄｑ軸電圧和と、電流加算器１６から入力されたｄｑ軸電流和と、交流回転機１の電気的定数の設定値とに基づいて、推定回転位置θｅｓｔを演算する。なお、ここでいう交流回転機１の電気的定数とは、巻線抵抗、インダクタンスおよび磁束鎖交数を意味する。

また、回転位置推定器１７は、演算した推定回転位置θｅｓｔを、第１電流座標変換器７、第２電流座標変換器８、第１電圧座標変換器１３および第２電圧座標変換器１４に出力する。

次に、回転位置推定器１７による推定回転位置θｅｓｔの演算について説明する。ここで、第１三相巻線および第２三相巻線について、巻線抵抗、インダクタンスおよび磁束鎖交数がそれぞれ等しいものとして、式（１）および式（２）の両式の和を演算すると、以下の式（３）のように表される。

続いて、式（３）において、ｖｄ１＋ｖｄ２、ｖｑ１＋ｖｑ２、ｉｄ１＋ｉｄ２、ｉｑ１＋ｉｑ２は、それぞれ、ｄ軸電圧和Ｖｄｓｕｍ、ｑ軸電圧和Ｖｑｓｕｍ、ｄ軸電流和Ｉｄｓｕｍ、ｑ軸電流和Ｉｑｓｕｍに対応するものとして、電圧和方程式を、以下の式（４）および式（５）のように定義する。

ただし、式（４）および式（５）において、Ｒｃ、Ｌｄｃ、Ｌｑｃおよびφｃは、回転位置推定器１７に設定される電気的定数を示す。具体的には、Ｒｃは、巻線抵抗の設定値、Ｌｄｃは、ｄ軸インダクタンスの設定値、Ｌｑｃは、ｑ軸インダクタンスの設定値、φｃは、磁束鎖交数の設定値を示す。また、Δθは、回転位置誤差を示し、この回転位置誤差は、推定回転位置θｅｓｔから、真の回転位置θを減算した値に相当する。

なお、巻線抵抗の設定値Ｒｃは、巻線抵抗Ｒ１および巻線抵抗Ｒ２の仕様値または実測値となるように設定される。ｄ軸インダクタンスの設定値Ｌｄｃは、ｄ軸インダクタンスＬｄ１およびｄ軸インダクタンスＬｄ２の仕様値または実測値となるように設定される。ｑ軸インダクタンスの設定値Ｌｑｃは、ｑ軸インダクタンスＬｑ１およびｑ軸インダクタンスＬｑ２の仕様値または実測値となるように設定される。磁束鎖交数の設定値φｃは、磁束鎖交数φ１および磁束鎖交数φ２の仕様値または実測値の２倍の値になるように設定される。

続いて、制御器６が制御周期Ｔｃで演算するｄ軸電圧和Ｖｄｓｕｍ、ｑ軸電圧和Ｖｑｓｕｍ、ｄ軸電流和Ｉｄｓｕｍおよびｑ軸電流和Ｉｑｓｕｍを、サンプル番号ｎを用いて、ｄ軸電圧和Ｖｄｓｕｍ（ｎ）、ｑ軸電圧和Ｖｑｓｕｍ（ｎ）、ｄ軸電流和Ｉｄｓｕｍ（ｎ）およびｑ軸電流和Ｉｑｓｕｍ（ｎ）と表記する。また、制御器６によって推定される回転速度をωｅｓｔとする。この場合、式（４）に対して、以下の式（６）のように表される近似式を適用することで、以下の式（７）が得られる。

同様に、式（５）に対して、式（６）のように表される近似式を適用することで、以下の式（８）が得られる。

続いて、式（８）から式（７）を減算することで、以下の式（９）が得られる。

ただし、式（９）において、Δθ≒０として、ｓｉｎ（Δθ）≒Δθ、ｃｏｓ（Δθ）≒１と近似している。また、回転速度誤差Δωとして、Δω＝ωｅｓｔ−ωとしている。また、式（９）において、ｄ軸電流誤差ΔＩｄｓｕｍ（ｎ）は、回転位置誤差Δθに比例し、ｑ軸電流誤差ΔＩｑｓｕｍ（ｎ）は、回転速度誤差Δωに比例する。

次に、回転位置推定器１７による推定回転位置θｅｓｔの演算について、式（７）、式（８）および式（９）を参照しながらさらに説明する。

式（７）において、サンプル番号ｎの１つ前のｎ−１番目でのサンプル値である、ｄ軸電圧和Ｖｄｓｕｍ（ｎ−１）、ｑ軸電圧和Ｖｑｓｕｍ（ｎ−１）、ｄ軸電流和Ｉｄｓｕｍ（ｎ−１）およびｑ軸電流和Ｉｑｓｕｍ（ｎ−１）と、制御器６によって推定された回転速度ωｅｓｔとから、ｄ軸電流和Ｉｄｓｕｍ＿ｃａｌ（ｎ）およびｑ軸電流和Ｉｑｓｕｍ＿ｃａｌ（ｎ）が演算される。

また、式（７）は、Δθ＝０、ωｅｓｔ＝ωであるものとして、式（４）および式（６）から導出される。したがって、Δθ＝０、ωｅｓｔ＝ωである場合、式（７）の左辺の項であるＩｄｓｕｍ＿ｃａｌ（ｎ）およびＩｑｓｕｍ＿ｃａｌ（ｎ）は、サンプル番号ｎのｄ軸電流和Ｉｄｓｕｍ（ｎ）およびｑ軸電流和Ｉｑｓｕｍ（ｎ）と一致する。一方、ωｅｓｔ≠ωである場合、Ｉｄｓｕｍ＿ｃａｌ（ｎ）およびＩｑｓｕｍ＿ｃａｌ（ｎ）は、ｄ軸電流和Ｉｄｓｕｍ（ｎ）およびｑ軸電流和Ｉｑｓｕｍ（ｎ）と一致しない。

さらに、ｄ軸電圧和Ｖｄｓｕｍ（ｎ−１）に対応する第１ｄ軸電圧指令ｖ１ｄ＊および第２ｄ軸電圧指令ｖ２ｄ＊と、ｑ軸電圧和Ｖｑｓｕｍ（ｎ−１）に対応する第１ｑ軸電圧指令ｖ１ｑ＊および第２ｑ軸電圧指令ｖ２ｑ＊とが、交流回転機１に印加されるとする。この場合、ｄ軸電流和Ｉｄｓｕｍ（ｎ）およびｑ軸電流和Ｉｑｓｕｍ（ｎ）は、式（８）の関係を満たす。

そこで、回転位置推定器１７は、式（７）に従って、ｄ軸電圧和Ｖｄｓｕｍ（ｎ−１）、ｑ軸電圧和Ｖｑｓｕｍ（ｎ−１）、ｄ軸電流和Ｉｄｓｕｍ（ｎ−１）およびｑ軸電流和Ｉｑｓｕｍ（ｎ−１）と、制御器６によって推定された回転速度ωｅｓｔとから、Ｉｄｓｕｍ＿ｃａｌ（ｎ）およびＩｑｓｕｍ＿ｃａｌ（ｎ）を演算する。

続いて、回転位置推定器１７は、演算したＩｄｓｕｍ＿ｃａｌ（ｎ）と、電流加算器１６から入力されたｄ軸電流和Ｉｄｓｕｍ（ｎ）との差であるΔＩｄｓｕｍ（ｎ）が０となるように制御することで、式（９）に従って、回転位置誤差Δθを０に収束させる。すなわち、回転位置推定器１７は、ｄ軸電流誤差ΔＩｄｓｕｍ（ｎ）が０となるように推定回転位置θｅｓｔを演算する。

同様に、回転位置推定器１７は、演算したＩｑｓｕｍ＿ｃａｌ（ｎ）と電流加算器１６から入力されたｑ軸電流和Ｉｑｓｕｍ（ｎ）との差であるΔＩｑｓｕｍ（ｎ）が０となるように制御することで、式（９）に従って、回転速度誤差Δωを０収束させる。すなわち、回転位置推定器１７は、ｑ軸電流誤差ΔＩｑｓｕｍ（ｎ）が０となるように回転速度ωｅｓｔを演算する。

次に、本実施の形態１における交流回転機の制御装置によって得られる効果について説明する。ここで、第１三相巻線についての電圧方程式である式（１）と、第２三相巻線についての電圧方程式である式（２）とは、一般的な同期回転機の電圧方程式である。また、例えば非特許文献１に記載の「誘起電圧方式」と呼ばれる回転位置推定方式を用いる場合を考える。

この場合、第１ｄｑ軸電圧指令と、第１ｄｑ軸電流とに基づいて、式（１）から、回転位置を推定することが可能である。同様に、第２ｄｑ軸電圧指令と、第２ｄｑ軸電流とに基づいて、式（２）から、回転位置を推定することも可能である。

続いて、第１三相巻線および第２三相巻線の２組の三相巻線のうち、一方の三相巻線を選択し、選択した三相巻線に対応する物理量に基づいて、誘起電圧方式で回転位置を推定する場合をさらに考える。この場合、交流回転機１の真の回転位置と、誘起電圧方式で推定された回転位置との間に誤差が生じる。なお、ここでは、一例として、第１三相巻線を選択するものとする。

具体的には、第１三相巻線への電圧指令として制御器６によって演算される電圧指令と、第１三相巻線に実際に印加される電圧との間で誤差が生じる場合、交流回転機１の真の回転位置と、誘起電圧方式で推定された回転位置との間に誤差が生じる。

また、第１三相巻線に対応する第１電流検出器２によって検出された第１三相巻線電流と、第１三相巻線に実際に流れる電流との間で誤差が生じる場合、交流回転機１の真の回転位置と、誘起電圧方式で推定された回転位置との間に誤差が生じる。

さらに、第１三相巻線の電気的定数の設定値と、第１三相巻線の実際の電気定数との間に誤差が生じる場合、交流回転機１の真の回転位置と、誘起電圧方式で推定された回転位置との間に誤差が生じる。

そこで、本実施の形態１における交流回転機の制御装置では、第１三相電圧指令および第２三相電圧指令の和に対応するｄｑ軸電圧和と、第１三相巻線電流および第２三相巻線電流の和に対応するｄｑ軸電流和とに基づいて、回転位置を推定するように構成している。このように構成することで、誘起電圧方式で用いられる電気的定数、電圧および電流等の物理量について、交流回転機１の真の物理量に対する誤差の影響を平均化する効果が得られる。その結果、推定される回転位置の誤差の低減が可能となる。

続いて、本実施の形態１における交流回転機の制御装置によって得られる効果について、図４を参照しながらさらに説明する。図４は、本発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置によって推定される回転位置と、従来の誘起電圧方式で推定される回転位置とを比較するための説明図である。

図４では、電気的定数の１つである巻線抵抗の設定値Ｒｃに対して、第１三相巻線の巻線抵抗Ｒ１を変動させた場合において、本実施の形態１における交流回転機の制御装置によって推定される回転位置の変化のシミュレーション結果が図示されている。

図４では、比較のために、従来の誘起電圧方式で推定された回転位置の変化のシミュレーション結果も併せて図示されている。なお、ここでは、従来の誘起電圧方式として、第１ｄｑ軸電圧指令と、第１ｄｑ軸電流とに基づいて、式（１）から、回転位置が推定される場合を例示する。

また、図４において、横軸は、以下の式で表される抵抗誤差ΔＲ［％］を示し、縦軸は、回転位置誤差Δθ［ｄｅｇ］を示す。
ΔＲ＝（Ｒ１−Ｒｃ）／Ｒｃ×１００

ここで、図４に示すように、従来の誘起電圧方式に対して、本実施の形態１における交流回転機の制御装置の方が、抵抗誤差ΔＲに対して、回転位置誤差Δθが小さい。この理由としては、以下のように考えることができる。

すなわち、第１三相巻線の電気的定数の設定値と、第１三相巻線の実際の電気定数との間にｘ［％］の誤差が生じた場合、回転位置推定器１７は、回転位置を推定回転位置θｅｓｔとして推定する際に、このｘ［％］の誤差分だけ影響を受けることとなる。

しかしながら、回転位置推定器１７において、第１三相電圧指令および第２三相電圧指令の和に対応するｄｑ軸電圧和と、第１三相巻線電流および第２三相巻線電流の和に対応するｄｑ軸電流和とに基づいて、回転位置を推定するように構成している。したがって、第１三相巻線に起因したｘ［％］の誤差の影響は、第１三相巻線と第２三相巻線との間で平均化されることとなる。そのため、回転位置推定器１７において、回転位置が推定回転位置θｅｓｔとして推定される際に受ける影響は、ｘ［％］の誤差分から（ｘ／２）［％］の誤差分に低減される。

以上の理由から、従来の誘起電圧方式に対して、本実施の形態１における交流回転機の制御装置の方が、抵抗誤差ΔＲに対して、回転位置誤差Δθが小さい。

また、ここでは、第１三相巻線の電気的定数の１つである巻線抵抗の設定値Ｒｃと、第１三相巻線の実際の巻線抵抗Ｒ１との間に誤差が生じる場合を例示しながら、従来の誘起電圧方式に対して、本実施の形態１における交流回転機の制御装置の方が、回転位置誤差Δθが小さくなるという効果が得られることを示した。しかしながら、以下の場合においても、同様の効果が得られるといえる。

すなわち、第１に、第１三相巻線および第２三相巻線のそれぞれについて、巻線抵抗以外の電気的定数の設定値と、実際の電気的定数との間に誤差が生じる場合も、同様の効果が得られる。

第２に、第１三相巻線への電圧指令として制御器６によって演算される電圧指令と、第１三相巻線に実際に印加される電圧との間で誤差が生じる場合も、同様の効果が得られる。また、第３に、第２三相巻線への電圧指令として制御器６によって演算される電圧指令と、第２三相巻線に実際に印加される電圧との間で誤差が生じる場合も、同様の効果が得られる。

第４に、第１三相巻線に対応する第１電流検出器２によって検出された第１三相巻線電流と、第１三相巻線に実際に流れる電流との間で誤差が生じる場合も、同様の効果が得られる。また、第５に、第２三相巻線に対応する第２電流検出器３によって検出された第２三相巻線電流と、第２三相巻線に実際に流れる電流との間で誤差が生じる場合も、同様の効果が得られる。

このように、本実施の形態１における交流回転機の制御装置では、誘起電圧方式で用いられる物理量について、交流回転機１の真の物理量に対する誤差の影響を平均化する効果が得られる。その結果、推定される回転位置の誤差の低減が可能となる。

また、さらなる比較例として、従来の誘起電圧方式で、第１三相巻線および第２三相巻線の各組ごとに回転位置を推定し、各組ごとに推定した回転位置の平均値を、最終的に推定した回転位置とする場合を考える。

すなわち、第１三相巻線に対応する物理量から推定された回転位置である回転位置θｅｓｔ１と、第２三相巻線に対応する物理量から推定された回転位置であるθｅｓｔ２との平均値を、最終的に推定した回転位置とする場合を考える。この平均値は、以下の式のように表される。
平均値＝（θｅｓｔ１＋θｅｓｔ２）／２

この場合、回転位置θｅｓｔ１および回転位置θｅｓｔ２の両方を演算する必要があり、その結果、演算量が膨大となる。したがって、このような比較例における回転位置推定機能を、廉価なマイコンへ実装することが困難になるという課題がある。

これに対して、本実施の形態１における交流回転機の制御装置では、電圧加算器１５および電流加算器１６を新たに追加するのみの構成によって、回転位置θｅｓｔ１および回転位置θｅｓｔ２の両方を演算しなくても、前述した効果を得つつ、廉価なマイコンにも実装が可能であるといったさらなる効果も得られる。

以上、本実施の形態１によれば、２組のｄ軸電圧指令をそれぞれ加算した値を、ｄ軸電圧和として演算し、２組のｑ軸電圧指令をそれぞれ加算した値を、ｑ軸電圧和として演算し、２組のｄ軸電流をそれぞれ加算した値を、ｄ軸電流和として演算し、２組のｑ軸電流をそれぞれ加算した値を、ｑ軸電流和として演算するように構成する。また、ｄ軸電圧和およびｑ軸電圧和と、ｄ軸電流和およびｑ軸電流和とに基づいて、推定回転位置を演算するように構成する。

このように、２組の三相巻線を有する交流回転機の回転位置を推定するにあたって、第１三相電圧指令および第２三相電圧指令の和に対応するｄｑ軸電圧和と、第１三相巻線電流および第２三相巻線電流の和に対応するｄｑ軸電流和とを用いる構成としている。そのため、交流回転機の真の物理量に対する誤差の影響を平均化する効果が得られる。その結果、従来と比べて、回転位置を高精度に推定することが可能となる。

また、各組ごとに回転位置を推定するための回転位置演算を実施する必要がないので、回転位置推定器の個数を増やす必要がなく、その結果、回転位置推定機能を廉価なマイコンへ実装することが可能となる。

なお、本実施の形態１では、２組の三相巻線として、第１三相巻線および第２三相巻線を有する交流回転機に対して本願発明を適用する場合を例示したが、これに限定されず、３組以上の三相巻線を有する交流回転機に対しても本願発明を適用することができる。すなわち、Ｎを２以上の自然数としたとき、Ｎ組の三相巻線を有する交流回転機に対して、本願発明を適用することができる。

また、Ｎ組の三相巻線を有する交流回転機に対して、本願発明を適用する場合、交流回転機の制御装置を以下のように構成すればよい。

すなわち、Ｎ組の三相巻線のそれぞれに流れるＮ組の三相巻線電流を検出して出力する電流検出器と、交流回転機への制御指令と、電流検出器から入力されたＮ組の三相巻線電流とに基づいて、Ｎ組の三相巻線のそれぞれへのＮ組の三相電圧指令を演算して出力する制御器と、入力されたＮ組の三相電圧指令に基づいて、Ｎ組の三相巻線のそれぞれへ交流電圧を印加する電力変換器と、を備えるように構成する。

また、電流座標変換器は、入力されたＮ組の三相巻線電流を、推定回転位置θｅｓｔに基づいて回転二軸上に座標変換することでＮ組の三相巻線のそれぞれに流れるＮ組のｄ軸電流およびＮ組のｑ軸電流を演算して出力する。電流制御器は、交流回転機への制御指令と、入力されたＮ組のｄ軸電流およびＮ組のｑ軸電流とに基づいて、Ｎ組のｄ軸電圧指令およびＮ組のｑ軸電圧指令を演算して出力する。

電圧座標変換器は、入力されたＮ組のｄ軸電圧指令およびＮ組のｑ軸電圧指令を、推定回転位置θｅｓｔに基づいて回転二軸上に座標変換することでＮ組の三相電圧指令を演算して出力する。

電圧和演算器は、入力されたＮ組のｄ軸電圧指令からｄ軸電圧和Ｖｄｓｕｍを演算して出力し、入力されたＮ組のｑ軸電圧指令からｑ軸電圧和Ｖｑｓｕｍを演算して出力する。より具体的には、電圧和演算器は、Ｎ組のｄ軸電圧指令をそれぞれ加算した値を、ｄ軸電圧和Ｖｄｓｕｍとして演算し、Ｎ組のｑ軸電圧指令をそれぞれ加算した値を、ｑ軸電圧和Ｖｑｓｕｍとして演算する。

電流和演算器は、入力されたＮ組のｄ軸電流からｄ軸電流和Ｉｄｓｕｍを演算して出力し、入力されたＮ組のｑ軸電流からｑ軸電流和Ｉｑｓｕｍを演算して出力する。より具体的には、電流和演算器は、Ｎ組のｄ軸電流をそれぞれ加算した値を、ｄ軸電流和Ｉｄｓｕｍとして演算し、Ｎ組のｑ軸電流をそれぞれ加算した値を、ｑ軸電流和Ｉｑｓｕｍとして演算する。

回転位置推定器１７は、入力されたｄ軸電圧和Ｖｄｓｕｍおよびｑ軸電圧和Ｖｑｓｕｍと、入力されたｄ軸電流和Ｉｄｓｕｍおよびｑ軸電流和Ｉｑｓｕｍとに基づいて、推定回転位置θｅｓｔを演算する。

Ｎ組の三相巻線を有する交流回転機に対して本願発明を適用する場合、交流回転機の制御装置をこのように構成することで、２組の三相巻線を有する交流回転機１に対して本願発明を適用することで得られる効果と同様の効果を得ることができる。

すなわち、複数組の三相巻線を有する交流回転機の回転位置を従来よりも高精度に推定することが可能となり、さらに、回転位置推定機能の廉価なマイコンへの実装を容易にすることが可能となる。

なお、回転位置の推定方法は、本実施の形態１で述べた方法に限定されず、交流回転機の電圧指令、電流、および電気的定数に基づいて推定する方式であればどのような方式にも本願発明を適用することができる。

実施の形態２．
本発明の実施の形態２では、先の実施の形態１に対して、第１ｄｑ軸電圧指令および第２ｄｑ軸電圧指令の一方を２倍にした値を、ｄｑ軸電圧和として演算するように構成する場合について説明する。なお、本実施の形態２では、先の実施の形態１と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１と異なる点を中心に説明する。

図５は、本発明の実施の形態２における交流回転機の制御装置の全体を示す構成図である。図５に示すように、本実施の形態２における交流回転機の制御装置は、第１電流検出器２、第２電流検出器３、第１電力変換器４、第２電力変換器５および制御器６Ａを備える。

また、制御器６Ａは、第１電流座標変換器７、第２電流座標変換器８、第１電流減算器９、第２電流減算器１０、第１電流制御器１１、第２電流制御器１２、第１電圧座標変換器１３、第２電圧座標変換器１４、電流加算器１６、回転位置推定器１７、乗算器２１および乗算器２２を有する。制御器６Ａは、制御器６と比較すると、電圧和演算器として、電圧加算器１５の代わりに、乗算器２１および乗算器２２を有する

乗算器２１は、第１電流制御器１１から入力された第１ｄ軸電圧指令ｖ１ｄ＊を２倍にした値を、ｄ軸電圧和Ｖｄｓｕｍとして演算し、演算したｄ軸電圧和Ｖｄｓｕｍを回転位置推定器１７に出力する。

乗算器２２は、第１電流制御器１１から入力された第１ｑ軸電圧指令ｖ１ｑ＊を２倍にした値を、ｑ軸電圧和Ｖｑｓｕｍとして演算し、演算したｑ軸電圧和Ｖｑｓｕｍを回転位置推定器１７に出力する。

このように、本実施の形態２では、先の実施の形態１における電圧加算器１５の演算結果の代わりに、乗算器２１および乗算器２２の演算結果を、回転位置推定器１７に入力するように構成している。

次に、本実施の形態２における交流回転機の制御装置によって得られる効果について説明する。

ここで、前述したように、第１電力変換器４、第２電力変換器５は、ＰＷＭ方式またはＰＡＭ方式を用いて、それぞれ、第１三相巻線、第２三相巻線に交流電圧を印加する。この場合、第１三相巻線電流および第２三相巻線電流には、交流回転機１にトルクを生じさせるための基本成分の他に、キャリア周波数の整数倍等の高調波成分が含まれる。

したがって、第１三相巻線電流または第２三相巻線電流を用いて回転位置を推定する場合、三相巻線電流に含まれる高調波成分が少ないほど、推定される回転位置に含まれる高調波成分を低減することができる。

本実施の形態２では、第１三相巻線電流および第２三相巻線電流の和に対応するｄｑ軸電流和を用いて回転位置を推定するように構成している。したがって、第１三相巻線電流および第２三相巻線電流の和について、基本波成分に対する高調波成分の含有割合が、第１三相巻線電流および第２三相巻線電流のそれぞれと比較して、低下することとなる。

このように、本実施の形態２では、推定回転位置θｅｓｔに含まれる高調波成分の影響を低減するように、第１三相巻線電流および第２三相巻線電流の和に対応するｄｑ軸電流和を用いて回転位置を推定するように構成している。したがって、ｄｑ軸電圧和として、第１ｄｑ軸電圧指令を２倍にした値を使用しても、先の実施の形態１と同様の効果が得られる。

なお、本実施の形態２では、第１ｄｑ軸電圧指令を２倍にした値を、ｄｑ軸電圧和として演算するように構成する場合を例示した。しかしながら、第２ｄ軸電圧指令ｖ２ｄ＊を２倍にした値を、ｄ軸電圧和Ｖｄｓｕｍとして演算し、第２ｑ軸電圧指令ｖ２ｑ＊を２倍にした値を、ｑ軸電圧和Ｖｑｓｕｍとして演算するように構成してもよい。このように、２組のｄ軸電圧指令のいずれか１つを２倍にした値を、ｄ軸電圧和Ｖｄｓｕｍとして演算し、２組のｑ軸電圧指令のいずれか１つを２倍にした値を、ｑ軸電圧和Ｖｑｓｕｍとして演算するように構成してもよい。

以上、本実施の形態２によれば、先の実施の形態１に対して、２組のｄ軸電圧指令のいずれか１つを２倍にした値を、ｄ軸電圧和として演算し、２組のｑ軸電圧指令のいずれか１つを２倍にした値を、ｑ軸電圧和として演算するように構成する。これにより、先の実施の形態１と同様の効果が得られる。

なお、先の実施の形態１と同様に、Ｎ組の三相巻線を有する交流回転機に対して、本願発明を適用する場合、電圧和演算器は、Ｎ組のｄ軸電圧指令のいずれか１つをＮ倍にした値を、ｄ軸電圧和Ｖｄｓｕｍとして演算し、Ｎ組のｑ軸電圧指令のいずれか１つをＮ倍にした値を、ｑ軸電圧和Ｖｑｓｕｍとして演算するように構成すればよい。

実施の形態３．
本発明の実施の形態３では、先の実施の形態１に対して、第１ｄｑ軸電流および第２ｄｑ軸電流の一方を２倍にした値を、ｄｑ軸電流和として演算するように構成する場合について説明する。なお、本実施の形態３では、先の実施の形態１と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１と異なる点を中心に説明する。

図６は、本発明の実施の形態３における交流回転機の制御装置の全体を示す構成図である。図６に示すように、本実施の形態３における交流回転機の制御装置は、第１電流検出器２、第２電流検出器３、第１電力変換器４、第２電力変換器５および制御器６Ｂを備える。

また、制御器６Ｂは、第１電流座標変換器７、第２電流座標変換器８、第１電流減算器９、第２電流減算器１０、第１電流制御器１１、第２電流制御器１２、第１電圧座標変換器１３、第２電圧座標変換器１４、電圧加算器１５、回転位置推定器１７、乗算器３１および乗算器３２を有する。制御器６Ｂは、制御器６と比較すると、電流和演算器として、電流加算器１６の代わりに、乗算器３１および乗算器３２を有する。

乗算器３１は、第１電流座標変換器７から入力された第１ｄ軸電流ｉ１ｄｃを２倍にした値を、ｄ軸電流和Ｉｄｓｕｍとして演算し、演算したｄ軸電流和Ｉｄｓｕｍを回転位置推定器１７に出力する。

乗算器３２は、第１電流座標変換器７から入力された第１ｑ軸電流ｉ１ｑｃを２倍にした値を、ｑ軸電流和Ｉｑｓｕｍとして演算し、演算したｑ軸電流和Ｉｑｓｕｍを回転位置推定器１７に出力する。

このように、本実施の形態３では、先の実施の形態１における電流加算器１６の演算結果の代わりに、乗算器３１および乗算器３２の演算結果を、回転位置推定器１７に入力するように構成している。

次に、本実施の形態３における交流回転機の制御装置によって得られる効果について説明する。

ここで、第１電流制御器１１および第２電流制御器１２の電流追従性能が高い場合、第１ｄ軸電流ｉ１ｄｃおよび第２ｄ軸電流ｉ２ｄｃがｄ軸電流指令ｉｄ＊にほぼ一致するとともに、第１ｑ軸電流ｉ１ｑｃおよび第２ｑ軸電流ｉ２ｑｃがｑ軸電流指令ｉｑ＊にほぼ一致するように制御される。この場合、第１ｄ軸電流ｉ１ｄｃおよび第２ｄ軸電流ｉ２ｄｃが概ね一致し、第１ｑ軸電流ｉ１ｑｃおよび第２ｑ軸電流ｉ２ｑｃも概ね一致する。

したがって、先の実施の形態１で説明した交流回転機１の電気的定数の誤差の影響は、第１三相巻線への電圧指令として制御器６Ｂによって演算される電圧指令と、第１三相巻線に実際に印加される電圧との間で生じる誤差、または第２三相巻線への電圧指令として制御器６Ｂによって演算される電圧指令と、第２三相巻線に実際に印加される電圧との間で生じる誤差として現れる。

本実施の形態３では、このような電圧誤差の影響が平均化されるように、第１三相電圧指令および第２三相電圧指令の和に対応するｄｑ軸電圧和を用いて回転位置を推定するように構成している。したがって、ｄｑ軸電流和として、第１ｄｑ軸電流を２倍にした値を使用しても、先の実施の形態１と同様の効果が得られる。

なお、本実施の形態３では、第１ｄｑ軸電流を２倍にした値を、ｄｑ軸電流和として演算するように構成する場合を例示した。しかしながら、第２ｄ軸電流ｉ２ｄｃを２倍にした値を、ｄ軸電流和Ｉｄｓｕｍとして演算し、第２ｑ軸電流ｉ２ｑｃを２倍にした値を、ｑ軸電流和Ｉｑｓｕｍとして演算するように構成してもよい。このように、２組のｄ軸電流のいずれか１つを２倍にした値を、ｄ軸電流和Ｉｄｓｕｍとして演算し、２組のｑ軸電流のいずれか１つを２倍にした値を、ｑ軸電流和Ｉｑｓｕｍとして演算するように構成してもよい。

以上、本実施の形態３によれば、先の実施の形態１に対して、２組のｄ軸電流のいずれか１つを２倍にした値を、ｄ軸電流和として演算し、２組のｑ軸電流のいずれか１つを２倍にした値を、ｑ軸電流和として演算するように構成する。これにより、先の実施の形態１と同様の効果が得られる。

なお、先の実施の形態１と同様に、Ｎ組の三相巻線を有する交流回転機に対して、本願発明を適用する場合、電流和演算器は、Ｎ組のｄ軸電流のいずれか１つをＮ倍にした値を、ｄ軸電流和Ｉｄｓｕｍとして演算し、Ｎ組のｑ軸電流のいずれか１つをＮ倍にした値を、ｑ軸電流和Ｉｑｓｕｍとして演算するように構成すればよい。

実施の形態４．
本発明の実施の形態４では、先の実施の形態１に対して、第１三相電圧指令の位相と第２三相電圧指令の位相とがずれるように構成する場合について説明する。なお、本実施の形態４では、先の実施の形態１と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１と異なる点を中心に説明する。

図７は、本発明の実施の形態４における交流回転機の制御装置の全体を示す構成図である。図７に示すように、本実施の形態４における交流回転機の制御装置は、第１電流検出器２、第２電流検出器３、第１電力変換器４、第２電力変換器５および制御器６Ｃを備える。

また、制御器６Ｃは、第１電流座標変換器７、第２電流座標変換器８、第１電流減算器９、第２電流減算器１０、第１電流制御器１１、第２電流制御器１２、第１電圧座標変換器１３、第２電圧座標変換器１４、電圧加算器１５、電流加算器１６、回転位置推定器１７、加算器４１および減算器４２を有する。制御器６Ｃは、制御器６と比較して、加算器４１および減算器４２をさらに有する。

加算器４１は、回転位置推定器１７から入力された推定回転位置θｅｓｔと、Ｘ／２とを加算した値を、推定回転位置θｅｓｔ’として演算し、演算した推定回転位置θｅｓｔ’を第１電流座標変換器７および第１電圧座標変換器１３に出力する。推定回転位置θｅｓｔ’は、以下の式のように表される。
θｅｓｔ’＝θｅｓｔ＋（Ｘ／２）

減算器４２は、回転位置推定器１７から入力された推定回転位置θｅｓｔから、Ｘ／２を減算した値を、推定回転位置θｅｓｔ’’として演算し、演算した推定回転位置θｅｓｔ’’を第２電流座標変換器８および第２電圧座標変換器１４に出力する。推定回転位置θｅｓｔ’’は、以下の式のように表される。
θｅｓｔ’’＝θｅｓｔ−（Ｘ／２）

ただし、Ｘは、ｎを４以上の自然数とするとき、以下の式で表される。
Ｘ＝１８０／ｎ

このように、先の実施の形態１の構成に対して、加算器４１および減算器４２をさらに有するように構成することで、第１三相電圧指令および第１三相巻線電流のそれぞれは、推定回転位置θｅｓｔ’を用いて座標変換され、第２三相電圧指令および第２三相巻線電流のそれぞれは、推定回転位置θｅｓｔ’’を用いて座標変換される。

したがって、第１三相電圧指令と第２三相電圧指令との間にはＸ度の位相差が生じる。すなわち、第１三相電圧指令と第２三相電圧指令とでは、Ｘ度だけ位相がずれている。同様に、第１三相巻線電流と第２三相巻線電流との間にもＸ度の位相差が生じる。

なお、Ｘの数値例として、Ｘ＝３０度の場合を例に挙げて、以下、さらに説明を続ける。Ｘ＝３０度の場合、ｎ＝６となる。

ここで、先の実施の形態１〜３では、前述したように、第１電力変換器４、第２電力変換器５は、ＰＷＭ方式またはＰＡＭ方式を用いて、それぞれ、第１三相巻線、第２三相巻線に電圧を印加する。

第１電力変換器４および第２電力変換器５として、インバータを用いる場合、直流母線の正極側に配置されたパワーデバイスと、負極側に配置されたパワーデバイスとを同時にオンすることがないようにデッドタイムを設ける必要がある。

同様に、第１電力変換器４および第２電力変換器５として、マトリックスコンバータを用いる場合、第１三相巻線および第２三相巻線の相毎に系統側三相と接続されたパワーデバイスを、系統側と短絡させないようにデッドタイムを設ける必要がある。

このようにデッドタイムを設けるように構成した場合、このデッドタイムによって、第１三相巻線および第２三相巻線に印加される電圧と、第１三相巻線および第２三相巻線に流れる電流とは、歪むことが知られており、これを補正する方法として、数多くの技術が知られている。

また、デッドタイムによって歪んだ電圧指令または電流に基づいて、回転位置を推定すると、推定された回転位置にもその歪みの影響が発生し、その結果、交流回転機１の駆動性能を低下させてしまう。

先の実施の形態１〜３では、ｄｑ軸電圧和およびｄｑ軸電流和に基づいて回転位置を推定するように構成することで、誤差が平均化される効果が得られ、デッドタイムの影響を軽減することができる。しかしながら、第１三相電圧指令および第２三相電圧指令と、第１三相巻線電流および第２三相巻線電流とは、それぞれほぼ同相である。したがって、それらが同時にゼロクロスとなることによって、デッドタイムの影響を十分に取り除くことができなかった。

そこで、本実施の形態４では、第１三相電圧指令と第２三相電圧指令とで位相を３０度ずらすことで、ゼロクロスタイミングを３０度ずらした上で、ｄｑ軸電圧和およびｄｑ軸電流和を計算する構成としている。このように構成することで、電圧指令および電流のそれぞれの歪み成分の基本波成分に対する含有率を低下させることができ、その結果、高精度に回転位置を推定することができる。

図８は、本発明の実施の形態４において、第１三相電圧指令と第２三相電圧指令とで位相を３０度ずらした場合の、第１三相巻線電流と、第２三相巻線電流と、第１三相巻線電流および第２三相巻線電流の和とをそれぞれ示した波形図である。なお、第１三相巻線電流および第２三相巻線電流の和は、ｄｑ軸電流和に対応する。

ここで、図８において、第１三相巻線電流に着目すると、ゼロクロス近傍で波形が歪んでいることが分かる。例えば、図中、区間（１）のＡでは、波形が歪んでいる。

同様に、図８において、第２三相巻線電流に着目すると、ゼロクロス近傍で波形が歪んでいることが分かる。例えば、図中、区間（２）のＢでは、波形が歪んでいる。

第１三相巻線電流および第２三相巻線電流において、５次成分の基本波成分に対する含有割合は、４．７５％である。第１三相電圧指令と第２三相電圧指令との位相差を３０度としたことで、区間（１）のＡおよび区間（２）のＢから分かるように、波形の歪みが３０度ずれている。また、第１三相巻線電流および第２三相巻線電流の和について、区間（１）のＣおよび区間（２）のＤでは、このデッドタイムによるゼロクロス近傍の歪みが改善されている。

ここで、第１三相巻線電流および第２三相巻線電流の和において、５次成分の基本波成分に対する含有割合は、１．２５％であり、前述の４．７５％に比べて１／３に低減している。すなわち、第１三相巻線電流および第２三相巻線電流のそれぞれに含まれる、デッドタイムに起因した歪みの影響は、第１三相巻線電流および第２三相巻線電流を加算することで、軽減される。同様に、第１三相電圧指令および第２三相電圧指令のそれぞれに含まれる、デッドタイムに起因した歪みの影響も、第１三相電圧指令および第２三相電圧指令を加算することで、軽減される。

以上から、第１三相電圧指令と第２三相電圧指令とで位相を３０度ずらした上で、ｄｑ軸電圧和およびｄｑ軸電流和を計算する構成としたことによって、ｄｑ軸電圧和およびｄｑ軸電流和のそれぞれに含まれる、デッドタイムに起因した歪み成分の基本波成分に対する含有率を低下させることができる。その結果、高精度に回転位置を推定することができる。

なお、本実施の形態４では、Ｘ＝３０度である場合を例示したが、Ｘ＝（１８０／ｎ）度であれば、図８における区間（１）および区間（２）がずれるので、同様の効果が得られる。

また、本実施の形態４では、先の実施の形態１の構成に対して、第１三相電圧指令の位相と第２三相電圧指令の位相とが（１８０／ｎ）度だけずれるようにする場合を例示した。しかしながら、先の実施の形態２、３のそれぞれの構成に対して、第１三相電圧指令の位相と第２三相電圧指令の位相とが（１８０／ｎ）度だけずれるようにしても同様の効果が得られる。

以上、本実施の形態４によれば、先の実施の形態１〜３のそれぞれに対して、第１三相電圧指令の位相と第２三相電圧指令の位相とが（１８０／ｎ）度だけずれるように構成する。これにより、ｄｑ軸電圧和およびｄｑ軸電流和のそれぞれに含まれる、デッドタイムに起因した歪み成分の基本波成分に対する含有率を低下させることができる。その結果、高精度に回転位置を推定することができる。

実施の形態５．
本発明の実施の形態５では、先の実施の形態１に対して、交流回転機１の代わりに交流回転機１Ａを制御対象とする場合について説明する。なお、本実施の形態５では、先の実施の形態１と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１と異なる点を中心に説明する。

図９は、本発明の実施の形態５における交流回転機の制御装置の全体を示す構成図である。図９に示すように、本実施の形態５における交流回転機の制御装置は、第１電流検出器２、第２電流検出器３、第１電力変換器４、第２電力変換器５および制御器６Ｄを備える。また、本実施の形態５における交流回転機の制御装置の制御対象は、交流回転機１の代わりに、交流回転機１Ａとなる。

また、制御器６Ｄは、第１電流座標変換器７、第２電流座標変換器８、第１電流減算器９、第２電流減算器１０、第１電流制御器１１、第２電流制御器１２、第１電圧座標変換器１３、第２電圧座標変換器１４、電圧加算器１５、電流加算器１６、回転位置推定器１７および減算器５１を有する。すなわち、制御器６Ｄは、制御器６と比較して、減算器５１をさらに有する。

減算器５１は、回転位置推定器１７から入力された推定回転位置θｅｓｔから、Ｘを減算した値を、推定回転位置θｅｓｔ’’’として演算し、演算した推定回転位置θｅｓｔ’’’を第２電流座標変換器８および第２電圧座標変換器１４に出力する。推定回転位置θｅｓｔ’’’は、以下の式で表される。なお、ここでは、図９に示すように、Ｘ＝３０度の場合を例示する。
θｅｓｔ’’’＝θｅｓｔ−Ｘ

ただし、Ｘは、ｎを４以上の自然数とするとき、以下の式で表される。
Ｘ＝１８０／ｎ

続いて、交流回転機１Ａについて、図１０〜図１６を参照しながら説明する。図１０は、図９の交流回転機１Ａの第１三相巻線を示す構成図である。図１１は、図９の交流回転機１Ａの第２三相巻線を示す構成図である。

図１２は、図９の交流回転機１Ａの第１三相巻線に誘起される第１三相誘起電圧を示す波形図である。図１３は、図９の交流回転機１Ａの第２三相巻線に誘起される第２三相誘起電圧を示す波形図である。

図１４は、図１２の第１三相誘起電圧をｄ−ｑ軸に座標変換した回転二軸上における第１ｄｑ軸誘起電圧を示す波形図である。図１５は、図１３の第２三相誘起電圧をｄ−ｑ軸に座標変換した回転二軸上における第２ｄｑ軸誘起電圧を示す波形図である。図１６は、図１４の第１ｄｑ軸誘起電圧と、図１５の第２ｄｑ軸誘起電圧との和であるｄｑ軸誘起電圧和を示す波形図である。なお、図１２〜図１６では、電気角１周期での波形がそれぞれ図示されている。

交流回転機１Ａは、永久磁石同期回転機であり、第１三相巻線および第２三相巻線の２組の三相巻線を有する。具体的には、交流回転機１Ａは、Ｕ相巻線Ｕ１、Ｖ相巻線Ｖ１およびＷ相巻線Ｗ１から構成された第１三相巻線と、Ｕ相巻線Ｕ２、Ｖ相巻線Ｖ２およびＷ相巻線Ｗ２から構成された第２三相巻線とを有する。また、交流回転機１Ａは、永久磁石によって界磁磁束が生じるように構成された回転子（図示せず）を有する。

第１三相巻線および第２三相巻線について、図１０および図１１に示すように、Ｕ１相およびＵ２相と、Ｖ１相およびＶ２相と、Ｗ１相およびＷ２相とは、全て、電気角３０度分の位相差を設けて配置されている。また、交流回転機１Ａの回転子によって生じる磁束の方向をｄ軸と定義し、ｄ軸よりも電気角で９０度進んだ方向をｑ軸と定義すると、Ｕ相巻線Ｕ１およびｄ軸がなす角度は、θ度であり、Ｕ相巻線Ｕ２およびｄ軸がなす角度は、（θ−３０）度である。

ここで、図１２において、第１三相誘起電圧は、Ｕ相巻線Ｕ１に誘起されるＵ相誘起電圧ｅ１ｕと、Ｖ相巻線Ｖ１に誘起されるＶ相誘起電圧ｅ１ｖと、Ｗ相巻線Ｗ１に誘起されるＷ相誘起電圧ｅ１ｗとで構成される。図１３において、第２三相誘起電圧は、Ｕ相巻線Ｕ２に誘起されるＵ相誘起電圧ｅ２ｕと、Ｖ相巻線Ｖ２に誘起されるＶ相誘起電圧ｅ２ｖと、Ｗ相巻線Ｗ２に誘起されるＷ相誘起電圧ｅ２ｗとで構成される。

第１三相誘起電圧および第２三相誘起電圧は、周期が電気角１周期に等しい基本波成分に加え、周期が電気角１／５周期に等しい５次成分と、周期が電気角１／７周期に等しい７次成分とを含む。

また、図１４において、第１ｄｑ軸誘起電圧は、第１ｄ軸誘起電圧ｅ１ｄおよび第１ｑ軸誘起電圧ｅ１ｑで構成される。図１５において、第２ｄｑ軸誘起電圧は、第２ｄ軸誘起電圧ｅ２ｄおよび第２ｑ軸誘起電圧ｅ２ｑで構成される。

第１三相誘起電圧において、回転二軸上における第１ｄｑ軸誘起電圧では、基本波成分が直流成分に変換され、５次成分および７次成分が６次成分に変換される。同様に、第２三相誘起電圧において、回転二軸上における第２ｄｑ軸誘起電圧では、基本波成分が直流成分に変換され、５次成分および７次成分が６次成分に変換される。

また、第１三相巻線と第２三相巻線とでは、位相差が３０度あるので、基本波成分が３０度の位相差を有し、６次成分が１８０（＝３０×６）度の位相差を有する。さらに、第１ｄｑ軸誘起電圧の６次成分と、第２ｄｑ軸誘起電圧の６次成分とは、互いに逆位相の関係にある。

ここで、図１６において、ｄｑ軸誘起電圧和は、第１ｄ軸誘起電圧ｅ１ｄおよび第２ｄ軸誘起電圧ｅ２ｄの和であるｄ軸誘起電圧和と、第１ｑ軸誘起電圧ｅ１ｑおよび第２ｑ軸誘起電圧ｅ２ｑの和であるｑ軸誘起電圧和で構成される。ｄ軸誘起電圧和およびｑ軸誘起電圧和のそれぞれは、以下の式で表される。
ｄ軸誘起電圧和＝ｅ１ｄ＋ｅ２ｄ
ｑ軸誘起電圧和＝ｅ１ｑ＋ｅ２ｑ

図１６から分かるように、第１ｄｑ軸誘起電圧の６次成分と、第２ｄｑ軸誘起電圧の６次成分とがキャンセルされているので、ｄｑ軸誘起電圧和には、ほぼ直流成分しか存在しない。

以上のように、回転二軸上における第１ｄｑ軸誘起電圧が６次で変動することに起因して、第１ｄｑ軸電流および第１ｄｑ軸電圧指令の少なくとも一方は、６次成分で歪む。第１ｄｑ軸電流および第１ｄｑ軸電圧指令のうち、どちらに６次成分が多く含まれるかについては、第１電流制御器１１の性能に依存する。

具体的には、第１例として、第１電流制御器１１の電流追従性が高い場合、第１ｄｑ軸電流がｄｑ軸電流指令に追従するので、結果として、第１ｄｑ軸電圧指令に６次成分が多く含有される。一方、第２例として、第１電流制御器１１の電流追従性が低い場合、第１ｄｑ軸電圧指令が６次成分に追従することができず、結果として、第１ｄｑ軸電流に６次成分が多く含有される。また、第１電流制御器１１の電流追従性について、先の第１例および第２例の中間の性能である場合、第１ｄｑ軸電圧指令および第１ｄｑ軸電流の両方に６次成分が含まれる。

同様に、第２ｄｑ軸電圧指令および第２ｄｑ軸電流についても、第２電流制御器１２の性能に応じて、６次成分が含まれる。

したがって、従来の誘起電圧方式で、第１三相巻線または第２三相巻線に関する物理量に基づいて回転位置を推定する場合、推定される回転位置には６次成分が含まれることとなる。

これに対して、本実施の形態５では、ｄｑ軸誘起電圧和によって６次成分がキャンセルされるので、ｄｑ軸電圧和およびｄｑ軸電流和において、６次成分がすべてキャンセルされることとなる。したがって、電圧指令および電流の直流成分に基づいた回転位置の推定が可能となったので、６次成分の影響を低減し、高い推定精度を得ることが可能である。

このように、本実施の形態５では、第１三相巻線と第２三相巻線とで３０度の位相差を有するように構成され、回転することで第１三相巻線と第２三相巻線のそれぞれに誘起される電圧に５次成分および７次成分が含まれる交流回転機１Ａに対して、本発明を適用する。すなわち、このような交流回転機１Ａに対して、本発明における、ｄｑ軸電圧和およびｄｑ軸電流和に基づいた回転位置推定方式を適用する。これにより、推定される回転位置に含まれる６次成分脈動を低減することが可能となる。

なお、本実施の形態５では、第１三相誘起電圧および第２三相誘起電圧のそれぞれに５次成分および７次成分が含まれる交流回転機１Ａに対して本願発明を適用する場合を例示した。しかしながら、第１三相誘起電圧および第２三相誘起電圧のそれぞれに（ｎ×ｍ±１）次成分が含まれる交流回転機に対しても本願発明を適用することができる。ただし、ｍは、自然数である。

また、本実施の形態５では、先の実施の形態１の構成に対して、交流回転機１の代わりに交流回転機１Ａを制御対象とする場合を例示した。しかしながら、ｄｑ軸電圧和およびｄｑ軸電流和の一方を用いて回転位置を推定するように構成しても、推定される回転位置に含まれる６次成分脈動の低減効果が得られるので、先の実施の形態２、３のそれぞれの構成に対して、交流回転機１の代わりに交流回転機１Ａを制御対象としてもよい。

以上、本実施の形態５によれば、第１三相巻線と第２三相巻線とで（１８０／ｎ）度の位相差を有し、回転することで、第１三相巻線に誘起される第１三相誘起電圧と第２三相巻線に誘起される第２三相誘起電圧とのそれぞれに（ｎ×ｍ±１）次の成分が含まれる交流回転機に対して本願発明を適用する。これにより、推定される回転位置に含まれる高次成分脈動を低減することが可能となる。

実施の形態６．
本発明の実施の形態６では、先の実施の形態１に対して、交流回転機１の代わりに交流回転機１Ｂを制御対象とする場合について説明する。なお、本実施の形態６では、先の実施の形態１と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１と異なる点を中心に説明する。

図１７は、本発明の実施の形態６における交流回転機の制御装置の全体を示す構成図である。図１７に示すように、本実施の形態６における交流回転機の制御装置は、第１電流検出器２、第２電流検出器３、第１電力変換器４、第２電力変換器５および制御器６Ｅを備える。また、本実施の形態６における交流回転機の制御装置の制御対象は、交流回転機１の代わりに、交流回転機１Ｂとなる。

また、制御器６Ｅは、第１電流座標変換器７、第２電流座標変換器８、第１電流減算器９、第２電流減算器１０、第１電流制御器１１、第２電流制御器１２、第１電圧座標変換器１３、第２電圧座標変換器１４、電圧加算器１５、電流加算器１６および回転位置推定器６１を有する。すなわち、制御器６Ｅは、制御器６と比較して、回転位置推定器１７とは異なる回転位置推定器６１をさらに有する。

続いて、交流回転機１Ｂについて、図１８を参照しながら説明する。図１８は、図１７の交流回転機１Ｂの第１三相巻線のＵ相巻線Ｕ１および第２三相巻線のＵ相巻線Ｕ２の等価回路を示す回路図である。

交流回転機１Ｂは、永久磁石同期回転機であり、第１三相巻線および第２三相巻線の２組の三相巻線を有する。具体的には、交流回転機１Ｂは、Ｕ相巻線Ｕ１、Ｖ相巻線Ｖ１およびＷ相巻線Ｗ１から構成された第１三相巻線と、Ｕ相巻線Ｕ２、Ｖ相巻線Ｖ２およびＷ相巻線Ｗ２から構成された第２三相巻線とを有する。また、交流回転機１Ｂは、永久磁石によって界磁磁束が生じるように構成された回転子（図示せず）を有する。

第１三相巻線および第２三相巻線について、先の図１０および図１１と同様に、Ｕ１相およびＵ２相と、Ｖ１相およびＶ２相と、Ｗ１相およびＷ２相とは、全て、電気角３０度分の位相差を設けて配置されている。また、交流回転機１Ｂの回転子によって生じる磁束の方向をｄ軸と定義し、ｄ軸よりも電気角で９０度進んだ方向をｑ軸と定義すると、Ｕ相巻線Ｕ１およびｄ軸がなす角度は、θ度であり、Ｕ相巻線Ｕ２およびｄ軸がなす角度は、（θ−３０）度である。

ここで、第１三相巻線および第２三相巻線は、電気的に接続されていないが、交流回転機１Ｂが構成する磁気回路によって磁気的に結合されている。換言すると、第１三相巻線および第２三相巻線は、トランスの一次側と二次側のような結合状態にある。したがって、並列に配置されたＵ相巻線Ｕ１およびＵ相巻線Ｕ２の等価回路は、図１８のように表すことができる。

図１８において、Ｍｕは、電機子巻線相互インダクタンス、Ｌｕ１は、第１三相巻線の電機子巻線自己インダクタンス、Ｌｕ２は、第２三相巻線の電機子巻線自己インダクタンスを表している。また、（Ｌｕ１−Ｍｕ）は、第１三相巻線の漏れインダクタンス、（Ｌｕ２−Ｍｕ）は、第２三相巻線の漏れインダクタンスを表している。さらに、ｎは、トランスでいう巻数比に相当する。

なお、これらの値のうち、特に、（Ｌｕ１−Ｍｕ）およびＭｕと、（Ｌｕ２−Ｍｕ）およびＭｕとは、モータ制御で用いる相間の値とは異なり、並列に配置された第１三相巻線および第２三相巻線における２相間の値である。ただし、モータ制御で用いる相間の値とは、Ｕ相およびＶ相間、Ｖ相およびＷ相間、あるいはＶ相およびＷ相間の値である。

また、一般的には、交流回転機において並列に配置される巻線の巻数が同じであるので、ｎ＝１となる。また、この場合、Ｕ１相およびＵ２相だけでなく、Ｖ１相およびＶ２相と、Ｗ１相およびＷ２相とのそれぞれの等価回路でも同じことがいえる。

以上のように、交流回転機１Ｂの２組の三相巻線である第１三相巻線および第２三相巻線は、互いに磁気的に結合しているので、相互に干渉電圧が生じる。また、交流回転機１Ｂの等価回路を回転二軸上に座標変換したときにおけるｄ−ｑ軸座標上での電圧方程式は、以下の式（１０）のように表される。

ただし、式（１０）において、Ｖｄ１は、第１三相巻線のｄ軸電圧、Ｖｄ２は、第２三相巻線のｄ軸電圧、Ｖｑ１は、第１三相巻線のｑ軸電圧、Ｖｑ２は、第２三相巻線のｑ軸電圧を示す。ｉｄ１は、第１三相巻線のｄ軸電流、ｉｄ２は、第２三相巻線のｄ軸電流、ｉｑ１は、第１三相巻線のｑ軸電流、ｉｑ２は、第２三相巻線のｑ軸電流を示す。Ｒ１は、第１三相巻線の巻線抵抗、Ｒ２は、第２三相巻線の巻線抵抗、Ｌｄ１は、第１三相巻線のｄ軸インダクタンス、Ｌｄ２は、第２三相巻線のｄ軸インダクタンス、Ｌｑ１は、第１三相巻線のｑ軸インダクタンス、Ｌｑ２は、第２三相巻線のｑ軸インダクタンスを示す。φ１は、第１三相巻線の磁束鎖交数、φ２は、第２三相巻線の磁束鎖交数、ωは、電気角速度、ｐは、微分演算子を示す。Ｍｄは、ｄ軸相互インダクタンス、Ｍｑは、ｑ軸相互インダクタンスを示す。

式（１０）から分かるように、ｄ軸相互インダクタンスＭｄおよびｑ軸相互インダクタンスＭｑと、第１三相巻線のｄ軸電流ｉｄ１およびｑ軸電流ｉｑ１とによって、第２三相巻線のｄ軸電圧Ｖｄ２およびｑ軸電圧Ｖｑ２との干渉電圧が生じる。同様に、ｄ軸相互インダクタンスＭｄおよびｑ軸相互インダクタンスＭｑと、第２三相巻線のｄ軸電流ｉｄ２およびｑ軸電流ｉｑ２とによって、第１三相巻線のｄ軸電圧Ｖｄ１およびｑ軸電圧Ｖｑ１との干渉電圧が生じる。

ここで、回転位置を推定するにあたって、ｄ軸電圧およびｑ軸電圧と、ｄ軸電流およびｑ軸電流との関係が式（１０）で与えられる交流回転機１Ｂに対して、従来の誘起電圧方式をそのまま適用することは難しい。

また、式（１０）において、巻線抵抗Ｒ、インダクタンスＬおよび相互インダクタンスＭ等の電気的定数で構成された右辺第１項の行列は、４行４列で与えられている。したがって、従来の誘起電圧方式の演算を式（１０）に適用可能なように改良した場合、膨大な演算量が必要となる。そのため、回転位置推定機能を、廉価なマイコンへ実装することが困難になるという課題がある。

そこで、本実施の形態６では、回転位置推定器６１は、先の実施の形態１と同様に、ｄｑ軸電圧和と、ｄｑ軸電流和と、交流回転機１Ｂの電気的定数とに基づいて、推定回転位置θｅｓｔを演算するように構成している。以下、このように構成することで得られる効果について説明する。

式（１０）において、右辺第１項の行列における第１行および第３行の和を新たに第１行とし、第２行および第４行の和を新たに第２行とした行列を定義し、この行列を用いて、式（１０）の電圧方程式を以下の式（１１）のように表す。

ただし、式（１１）において、Ｒ１＝Ｒ２、Ｌｄ１＝Ｌｄ２、Ｌｑ１＝Ｌｑ２としている。

式（１１）は、ｄ軸電圧Ｖｄ１およびｑ軸電圧Ｖｑ１とｄ軸電圧Ｖｄ２およびｑ軸電圧Ｖｑ２とを加算した電圧和と、ｄ軸電流ｉｄ１およびｑ軸電流ｉｑ１とｄ軸電流ｉｄ２およびｑ軸電流ｉｑ２とを加算した電流和との関係を表す電圧方程式となっている。

ここで、式（１１）と、先の実施の形態１で説明した式（３）とを比較すると、式（３）でのＬｄ１およびＬｑ１は、式（１１）では、それぞれ、（Ｌｄ１＋Ｍｄ）および（Ｌｑ１＋Ｍｑ）に置き換わっている点のみが異なる。

そこで、本実施の形態６では、先の実施の形態１に対して、ｄ軸インダクタンスの設定値Ｌｄｃと、ｑ軸インダクタンスの設定値Ｌｑｃとが以下のように設定され、回転位置推定器６１は、先の実施の形態１と同様に、推定回転位置θｅｓｔを演算する。

具体的には、ｄ軸インダクタンスの設定値Ｌｄｃは、先の実施の形態１に対して、さらに、ｄ軸相互インダクタンスの設定値を加算した値となるように設定される。すなわち、ｄ軸インダクタンスＬｄ１およびｄ軸インダクタンスＬｄ２の仕様値または実測値と、ｄ軸相互インダクタンスＭｄの仕様値または実測値との和となるように設定される。

同様に、ｑ軸インダクタンスの設定値Ｌｑｃは、先の実施の形態１に対して、さらに、ｑ軸相互インダクタンスの設定値を加算した値となるように設定される。すなわち、ｑ軸インダクタンスＬｑ１およびｑ軸インダクタンスＬｑ２の仕様値または実測値と、ｑ軸相互インダクタンスＭｑの仕様値または実測値との和となるように設定される。

したがって、ｄ軸電圧およびｑ軸電圧と、ｄ軸電流およびｑ軸電流との関係が式（１０）のような複雑な電圧方程式で与えられる交流回転機１Ｂに対しても、回転位置推定器６１への電気的定数の設定手法を工夫するだけで、推定回転位置θｅｓｔを簡素に演算することが可能となる。

このように、本実施の形態６では、第１三相巻線と第２三相巻線とが互いに磁気的に干渉する交流回転機１Ｂに対して、本発明を適用する。すなわち、このような交流回転機１Ｂに対して、本発明における、ｄｑ軸電圧和およびｄｑ軸電流和に基づいた回転位置推定方式を適用する。これにより、ｄ軸電圧およびｑ軸電圧と、ｄ軸電流およびｑ軸電流との関係が複雑な電圧方程式で与えられるにも関わらず、推定回転位置θｅｓｔを簡素に演算することが可能となる。

なお、本実施の形態６では、交流回転機１Ｂとして、界磁磁束を得るために回転子に永久磁石を設けた同期回転機を用いている。しかしながら、第１三相巻線と第２三相巻線とが互いに磁気的に結合する交流回転機であれば、どのような交流回転機を交流回転機１Ｂとして用いてもよい。交流回転機としては、例えば、界磁巻線式同期回転機、誘導回転機またはリラクタンスモータ等が挙げられる。

また、本実施の形態６では、先の実施の形態１の構成に対して、交流回転機１の代わりに交流回転機１Ｂを制御対象とする場合を例示した。しかしながら、ｄｑ軸電圧和およびｄｑ軸電流和の一方を用いて回転位置を推定するように構成しても、同様の効果が得られるので、先の実施の形態２、３のそれぞれの構成に対して、交流回転機１の代わりに交流回転機１Ｂを制御対象としてもよい。

以上、本実施の形態６によれば、第１三相巻線と第２三相巻線とが互いに磁気的に結合している交流回転機に対して本願発明を適用する。これにより、ｄ軸電圧およびｑ軸電圧と、ｄ軸電流およびｑ軸電流との関係が複雑な電圧方程式で与えられるにも関わらず、推定回転位置を簡素に演算することが可能となる。

実施の形態７．
本発明の実施の形態７では、先の実施の形態１〜６におけるそれぞれの交流回転機の制御装置を備えた電動パワーステアリング装置について説明する。先の実施の形態１〜６におけるそれぞれの交流回転機の制御装置は、操舵トルクを補助するトルクを発生させる電動パワーステアリング装置に適用することができる。

なお、本実施の形態７では、一例として、先の実施の形態１における交流回転機の制御装置を備えた電動パワーステアリング装置について説明する。また、本実施の形態７では、先の実施の形態１と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１と異なる点を中心に説明する。

図１９は、本発明の実施の形態７における電動パワーステアリング装置の全体を示す構成図である。図１９に示すように、電動パワーステアリング装置は、交流回転機１と、先の実施の形態１における交流回転機の制御装置と、トルク検出器７４と、電流指令値演算器７５とを備える。

電動パワーステアリング装置が搭載される車両の運転手は、ハンドル７１を左右に回転させて前輪７２の操舵を行う。

トルク検出器７４は、ステアリング系の操舵トルクを検出し、検出した操舵トルクを電流指令値演算器７５に出力する。

電流指令値演算器７５は、トルク検出器７４によって検出された操舵トルクに基づいて交流回転機１への制御指令を演算する制御指令演算器の一例である。具体的には、電流指令値演算器７５は、交流回転機１がステアリング系の操舵トルクを補助するトルクを発生させるように、トルク検出器７４から入力された操舵トルクに基づいて、交流回転機１への電流指令として、ｄｑ軸電流指令を演算し、演算したｄｑ軸電流指令を制御器６に出力する。

制御器６は、電流指令値演算器７５から入力されたｄｑ軸電流指令に基づいて、第１三相電圧指令および第２三相電圧指令を演算し、演算した第１三相電圧指令を第１電力変換器４に出力し、演算した第２三相電圧指令を第２電力変換器５に出力する。また、第１電力変換器４および第２電力変換器５のそれぞれから電圧が印加されることで、交流回転機１は、ギア７３を介して操舵トルクを補助するトルクを発生させる。

このように、本実施の形態７では、先の実施の形態１における交流回転機の制御装置を備えた電動パワーステアリング装置を構成することで、交流回転機１の電気的定数の変動に対しても、回転位置誤差を低減することができる。その結果、交流回転機１の真の回転位置により近い回転位置の推定値を、推定回転位置θｅｓｔとして得ることができるようになったので、交流回転機１は、より精度の高いトルクを出力することができる。

なお、本実施の形態７では、一例として、電動パワーステアリング装置に対して、先の実施の形態１における交流回転機の制御装置を適用する場合を例示したが、先の実施の形態２〜６のそれぞれの交流回転機の制御装置も適用することができる。

ここで、一例として、電動パワーステアリング装置において、交流回転機１の代わりに交流回転機１Ａを用いる場合、先の実施の形態５における交流回転機の制御装置を適用する。これにより、推定した回転位置に含まれる６次成分を低減することができる。したがって、交流回転機１Ａから生じる６次成分の影響を低減することができるので、ハンドルを操舵した時に感じる６次成分の影響を低減することができる。その結果、より快適なハンドル操舵が可能となる。

また、別例として、電動パワーステアリング装置において、交流回転機１の代わりに交流回転機１Ｂを用いる場合、先の実施の形態６における交流回転機の制御装置を適用する。これにより、電動パワーステアリング装置において、第１三相巻線と第２三相巻線とが互いに磁気的に結合している交流回転機を用いても、簡素な演算で回転位置を推定することができるので、回転位置を推定する制御器を廉価なマイコンで実現することができる。

以上、本実施の形態７によれば、電動パワーステアリング装置において、交流回転機の制御装置と、操舵トルクを検出するトルク検出器と、交流回転機が操舵トルクを補助するトルクを発生させるように、トルク検出器によって検出された操舵トルクに基づいて交流回転機への制御指令を演算する制御指令演算器と、を備えるように構成する。

これにより、交流回転機の真の回転位置により近い回転位置の推定値を、推定回転位置として得ることができるようになったので、交流回転機は、より精度の高いトルクを出力することができる。

なお、本実施の形態１〜７では、電圧和および電流和を、回転二軸であるｄ−ｑ軸上で求める場合、すなわち、ｄｑ軸電圧和およびｄｑ軸電流和を演算する場合を例示したが、これに限定されない。すなわち、Ｎ組の三相巻線のそれぞれへ交流電圧を印加するためのＮ組の電圧指令に基づいた電圧和と、Ｎ組の三相巻線のそれぞれに流れるＮ組の電流に基づいた電流和とを、静止座標上で求めても同様の効果が得られる。ここでいう静止座標とは、三相静止座標、または二相直交静止座標であるα−β軸を意味する。

ここで、先の図８を参照すると、下段に示す三相静止座標上での電流和、すなわち、ｉ１ｕ＋ｉ２ｕ，ｉ１ｖ＋ｉ２ｖ，ｉ１ｗ＋ｉ２ｗは、各群の電流、すなわち、ｉ１ｕ，ｉ１ｖ，ｉ１ｗ，ｉ２ｕ，ｉ２ｖ，ｉ２ｗと比べて、基本波に対する高調波の含有割合が低下している。図８では、Ｎが２である場合の波形を図示しているが、Ｎが３以上の場合も同様である。

したがって、三相静止座標上で電流和を演算し、演算した電流和に基づいて回転位置を推定した場合においても、回転二軸上での電流和と同様の推定位置の精度向上効果が得られる。また、二相直交静止座標上で電流和を演算した場合も同様の効果が得られるのは言うまでもない。また、電圧和についても、三相静止座標上または二相直交静止座標上で演算した場合においても、回転二軸上で演算した場合と同様の推定位置の精度向上効果が得られることも言うまでもない。

なお、以上のように、本実施の形態１〜７のそれぞれについて具体例を挙げながら説明してきたが、各実施の形態の構成は、任意に組み合わせことが可能であり、その場合、各実施の形態の効果が重複して得られることは言うまでもない。

Claims (9)

1. Ｎを２以上の自然数としたとき、Ｎ組の三相巻線を有する交流回転機の回転位置を推定回転位置として推定する交流回転機の制御装置であって、
   Ｎ組の三相巻線のそれぞれに流れるＮ組の電流を検出して出力する電流検出器と、
   前記交流回転機への制御指令と、前記電流検出器から入力された前記Ｎ組の電流とに基づいて、前記Ｎ組の三相巻線のそれぞれへのＮ組の電圧指令を演算して出力する制御器と、
   入力された前記Ｎ組の電圧指令に基づいて、前記Ｎ組の三相巻線のそれぞれへ交流電圧を印加する電力変換器と、
   を備え、
   前記制御器は、
   入力された前記Ｎ組の電圧指令から電圧和を演算して出力する電圧和演算器と、
   入力された前記Ｎ組の電流から電流和を演算して出力する電流和演算器と、
   入力された前記電圧和と、入力された前記電流和とに基づいて、前記推定回転位置を演算する回転位置推定器と、
   を有し、
   前記電圧和演算器は、
   前記Ｎ組の電圧指令のいずれか１つをＮ倍にした値を、前記電圧和として演算し、
   前記電流和演算器は、
   前記Ｎ組の電流をそれぞれ加算した値を、前記電流和として演算する
   交流回転機の制御装置。
2. Ｎを２以上の自然数としたとき、Ｎ組の三相巻線を有する交流回転機の回転位置を推定回転位置として推定する交流回転機の制御装置であって、
   Ｎ組の三相巻線のそれぞれに流れるＮ組の電流を検出して出力する電流検出器と、
   前記交流回転機への制御指令と、前記電流検出器から入力された前記Ｎ組の電流とに基づいて、前記Ｎ組の三相巻線のそれぞれへのＮ組の電圧指令を演算して出力する制御器と、
   入力された前記Ｎ組の電圧指令に基づいて、前記Ｎ組の三相巻線のそれぞれへ交流電圧を印加する電力変換器と、
   を備え、
   前記制御器は、
   入力された前記Ｎ組の電圧指令から電圧和を演算して出力する電圧和演算器と、
   入力された前記Ｎ組の電流から電流和を演算して出力する電流和演算器と、
   入力された前記電圧和と、入力された前記電流和とに基づいて、前記推定回転位置を演算する回転位置推定器と、
   を有し、
   前記電圧和演算器は、
   前記Ｎ組の電圧指令をそれぞれ加算した値を、前記電圧和として演算し、
   前記電流和演算器は、
   前記Ｎ組の電流のいずれか１つをＮ倍にした値を、前記電流和として演算する
   交流回転機の制御装置。
3. 前記制御器は、
   入力された前記Ｎ組の電流を、前記推定回転位置に基づいて回転二軸上に座標変換することで、前記Ｎ組の三相巻線のそれぞれに流れるＮ組のｄ軸電流およびＮ組のｑ軸電流を演算して出力する電流座標変換器と、
   前記交流回転機への制御指令と、入力された前記Ｎ組のｄ軸電流および前記Ｎ組のｑ軸電流とに基づいて、前記Ｎ組の電圧指令として、Ｎ組のｄ軸電圧指令およびＮ組のｑ軸電圧指令を演算して出力する電流制御器と、
   入力された前記Ｎ組のｄ軸電圧指令および前記Ｎ組のｑ軸電圧指令を、前記推定回転位置に基づいて回転二軸上に座標変換することでＮ組の三相電圧指令を演算して出力する電圧座標変換器と、
   を有し、
   前記電圧和演算器は、
   前記電圧和として、前記Ｎ組のｄ軸電圧指令からｄ軸電圧和、前記Ｎ組のｑ軸電圧指令からｑ軸電圧和をそれぞれ演算し、
   前記電流和演算器は、
   前記電流和として、前記Ｎ組のｄ軸電流からｄ軸電流和、前記Ｎ組のｑ軸電流からｑ軸電流和をそれぞれ演算する
   請求項１または２に記載の交流回転機の制御装置。
4. 前記Ｎは、２であり、
   前記交流回転機は、２組の三相巻線として、第１三相巻線および第２三相巻線を有し、
   前記電流検出器は、
   前記第１三相巻線に流れる第１三相巻線電流を検出する第１電流検出器と、
   前記第２三相巻線に流れる第２三相巻線電流を検出する第２電流検出器と、
   によって構成され、
   前記制御器は、
   前記交流回転機への制御指令と、２組の電流として入力された前記第１三相巻線電流および前記第２三相巻線電流とに基づいて、前記第１三相巻線への第１三相電圧指令および前記第２三相巻線への第２三相電圧指令を演算し、
   前記電力変換器は、
   入力された前記第１三相電圧指令に基づいて、前記第１三相巻線へ前記交流電圧を印加する第１電力変換器と、
   入力された前記第２三相電圧指令に基づいて、前記第２三相巻線へ前記交流電圧を印加する第２電力変換器と、
   によって構成される
   請求項１から３のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
5. ｎを４以上の自然数としたとき、
   前記制御器は、
   前記第１三相電圧指令の位相と前記第２三相電圧指令の位相とが互いに（１８０／ｎ）度だけずれるように、前記第１三相電圧指令および前記第２三相電圧指令を演算する
   請求項４に記載の交流回転機の制御装置。
6. 前記交流回転機は、永久磁石同期回転機であり、
   ｎを４以上の自然数とし、ｍを自然数としたとき、
   前記第１三相巻線と前記第２三相巻線とで（１８０／ｎ）度の位相差を有し、
   前記交流回転機が回転することで、前記第１三相巻線に誘起される第１三相誘起電圧と前記第２三相巻線に誘起される第２三相誘起電圧とのそれぞれに（ｎ×ｍ±１）次の成分が含まれる
   請求項４または５に記載の交流回転機の制御装置。
7. Ｎを２以上の自然数としたとき、Ｎ組の三相巻線を有する交流回転機の回転位置を推定回転位置として推定する交流回転機の制御装置であって、
   Ｎ組の三相巻線のそれぞれに流れるＮ組の電流を検出して出力する電流検出器と、
   前記交流回転機への制御指令と、前記電流検出器から入力された前記Ｎ組の電流とに基づいて、前記Ｎ組の三相巻線のそれぞれへのＮ組の電圧指令を演算して出力する制御器と、
   入力された前記Ｎ組の電圧指令に基づいて、前記Ｎ組の三相巻線のそれぞれへ交流電圧を印加する電力変換器と、
   を備え、
   前記制御器は、
   入力された前記Ｎ組の電圧指令から電圧和を演算して出力する電圧和演算器と、
   入力された前記Ｎ組の電流から電流和を演算して出力する電流和演算器と、
   入力された前記電圧和と、入力された前記電流和とに基づいて、前記推定回転位置を演算する回転位置推定器と、
   を有し、
   前記Ｎは、２であり、
   前記交流回転機は、２組の三相巻線として、第１三相巻線および第２三相巻線を有し、
   前記電流検出器は、
   前記第１三相巻線に流れる第１三相巻線電流を検出する第１電流検出器と、
   前記第２三相巻線に流れる第２三相巻線電流を検出する第２電流検出器と、
   によって構成され、
   前記制御器は、
   前記交流回転機への制御指令と、２組の電流として入力された前記第１三相巻線電流および前記第２三相巻線電流とに基づいて、前記第１三相巻線への第１三相電圧指令および前記第２三相巻線への第２三相電圧指令を演算し、
   前記電力変換器は、
   入力された前記第１三相電圧指令に基づいて、前記第１三相巻線へ前記交流電圧を印加する第１電力変換器と、
   入力された前記第２三相電圧指令に基づいて、前記第２三相巻線へ前記交流電圧を印加する第２電力変換器と、
   によって構成され、
   前記交流回転機は、永久磁石同期回転機であり、
   ｎを４以上の自然数とし、ｍを自然数としたとき、
   前記第１三相巻線と前記第２三相巻線とで（１８０／ｎ）度の位相差を有し、
   前記交流回転機が回転することで、前記第１三相巻線に誘起される第１三相誘起電圧と前記第２三相巻線に誘起される第２三相誘起電圧とのそれぞれに（ｎ×ｍ±１）次の成分が含まれる
   交流回転機の制御装置。
8. 前記第１三相巻線と前記第２三相巻線とが互いに磁気的に結合している
   請求項４から７のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
9. 請求項１から８のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置と、
   操舵トルクを検出するトルク検出器と、
   前記交流回転機が操舵トルクを補助するトルクを発生させるように、前記トルク検出器によって検出された前記操舵トルクに基づいて前記交流回転機への制御指令を演算する制御指令演算器と、
   を備えた電動パワーステアリング装置。

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