WO2010119662A1 - 同期電動機駆動システム - Google Patents

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WO2010119662A1
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synchronous motor
inverters
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田米正樹
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パナソニック株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a synchronous motor drive system, and more particularly to an inverter control technology for supplying drive power to a synchronous motor.
  • PWM control voltage-type pulse width modulation control
  • Patent Document 1 and Patent Document 2 when the rotational speed is low, a three-phase inverter is operated at a low carrier frequency, and when the rotational speed is high, a high carrier is used.
  • a technique for operating a three-phase inverter according to a frequency is disclosed. With such a technique, it is possible to suppress the switching loss that becomes a problem in the case of high frequency inverters according to the motor driving state.
  • Patent Documents 1 and 2 can reduce the switching loss when the rotational speed is low, but cannot reduce the switching loss when the rotational speed is high.
  • a three-phase inverter is operated with a low carrier frequency, there is a problem that current ripple increases and, accordingly, vibration / noise of the motor is caused.
  • the present invention has been made in view of such a problem, and an object of the present invention is to provide a synchronous motor drive system capable of suppressing current ripple that causes vibration / noise of the motor while reducing switching loss.
  • a synchronous motor drive system includes a plurality of three-phase inverters that convert DC power into three-phase AC power, a control circuit that controls operations of the plurality of three-phase inverters, A synchronous motor having a plurality of three-phase windings that receive the supply of three-phase AC power, and the control circuit controls the operation of the three-phase inverter, the first and second of the plurality of three-phase inverters A three-phase inverter generates three-phase AC power using different carrier frequencies, and the first and second three-phase inverters supply three-phase AC power to different three-phase windings, respectively. To do.
  • a single motor is PWM-controlled by a plurality of three-phase inverters with the configuration described in the means for solving the problems.
  • Frequency can be set individually.
  • at least one of the plurality of three-phase inverters is set low so that the ripples of the motor current output by the respective three-phase inverters interfere with each other. It becomes possible to suppress the ripple of the motor current output from the phase inverter.
  • a three-phase inverter that operates at a low carrier frequency also contributes to a reduction in switching loss.
  • the present invention it is possible to suppress the motor current ripple that causes the vibration / noise of the motor while reducing the switching loss which is a problem due to the high frequency of the inverter, and the high efficiency, low noise, low EMC can provide a high-reliability synchronous motor drive system.
  • FIG. 3 The figure which shows the whole structure of the synchronous motor drive system which concerns on 1st Embodiment.
  • Top view of synchronous motor 300 Detailed view of the synchronous motor of FIG.
  • Example of generation pattern of gate control signal in PWM signal generation circuit 414 (A) is a waveform diagram of the motor current command Ir_u1 and the carrier signal fc_1 in the PWM signal generation circuit 414, (b) is a waveform diagram of the motor current command Ir_u2 and the carrier signal fc_2 in the PWM signal generation circuit 415, and (c) is a waveform diagram.
  • Waveform diagram of motor current command Ir_u3 and carrier signal fc_3 in PWM signal generation circuit 416 (A) is a top view of the inverter group 200, and (b) is a cross-sectional view at a-a '.
  • the figure which shows the motor actual current waveform (only U phase) when the operating frequency of the 3-phase PWM voltage which 3-phase inverter 201,202,203 outputs is 20 kHz, 20 kHz, and 20 kHz, respectively.
  • the figure which shows the motor actual current waveform (only U phase) when the operating frequency of the three-phase PWM voltage which the three-phase inverters 201, 202 and 203 output is 10 kHz, 10 kHz and 10 kHz, respectively.
  • a close-up comparison of the waveforms shown in FIG. 9, FIG. 10, and FIG. The figure which shows the vibration level which occurs by the rotation of the synchronous motor for every frequency component of vibration.
  • the figure which shows the positional relationship of the stator and rotor of the 1st Embodiment of this invention The figure which shows the time change of the electric current which a 3-phase inverter flows through each stator winding
  • Detailed view of synchronous motor 304 The figure which shows the connection of the stator winding
  • the figure which shows the motor actual current waveform (only U phase) when the operating frequency of the three-phase PWM voltage which the three-phase inverters 201, 202 and 203 output is 10 kHz, 20 kHz and 20 kHz, respectively.
  • Waveform diagram of motor current command and carrier signal in PWM signal generation circuits 414, 415, and 416 when there is a difference in phase between carrier signals fc_1 and fc_3 The figure which shows the whole structure of the synchronous motor drive system which concerns on the modification of this invention.
  • FIG. 1 is a diagram showing an overall configuration of a synchronous motor drive system according to a first embodiment of the present invention.
  • the synchronous motor drive system includes a DC power supply 100, an inverter group 200, a synchronous motor 300, a control circuit 400, and a current detection module 500.
  • the DC power supply 100 is a DC power supply and supplies DC power to the inverter group 200.
  • Inverter group 200 includes three-phase inverters 201, 202, and 203, and three-phase inverters 201, 202, and 203 perform orthogonal transform operations in accordance with gate control signals from control circuit 400, respectively, and three-phase AC power is synchronous motor. 300.
  • the three-phase inverters 201, 202, 203 are composed of power circuits 207, 208, 209 and gate drive circuits 204, 205, 206 corresponding to the respective power circuits. All the switching elements constituting the are encapsulated in a single module.
  • the synchronous motor 300 includes three-phase windings 301, 302, and 303 connected to the three-phase inverters 201, 202, and 203, and is rotationally driven by AC power supplied from the inverter group 200.
  • the motor current output from the three-phase inverters 201, 202, 203 to the three-phase windings 301, 302, 303 is the current detectors 51, 52, 53, 54, 55, constituting the current detection module 500. 56, 57, 58, and 59, and the detected current value is input to the control circuit 400 and used for feedback control so that a desired alternating current is obtained.
  • FIG. 2 is a plan view of the synchronous motor 300
  • FIG. 3 is a detailed view of the synchronous motor of FIG.
  • the synchronous motor 300 includes a rotor 2 and a stator 3.
  • the rotor 2 includes a rotor core 4 and a plurality of permanent magnets 5.
  • the permanent magnets 5 are arranged on the rotor core 4 at equal intervals in the circumferential direction of the rotor.
  • the synchronous motor 300 is a so-called magnet-embedded synchronous motor (IPM motor), and the permanent magnet 5 is disposed inside the rotor core.
  • the magnetic pole 6 constituted by the permanent magnet 5 constitutes a magnetic pole pair in which N poles and S poles are alternately arranged with respect to the stator 3.
  • the magnetic pole pair N pole and S pole have an electrical angle of 2 ⁇ radians, and the arrangement interval of adjacent magnetic poles has an electrical angle of ⁇ radians.
  • the rotor has 20 magnetic poles, and the electrical angle is 10 times the mechanical angle.
  • the number of magnetic poles arranged in the circumferential direction of the rotor 2 is 20 in total, and the number of stator teeth is 18 in total, which are shifted by 10/9 per half circumference.
  • stator teeth set 8b when the counterclockwise rotation direction is the + direction, the stator teeth set 8b is arranged with a mechanical angle of ⁇ 60 ° and an electrical angle of + 2 ⁇ / 3 radians with respect to the stator teeth set 8a.
  • the stator teeth group 8c is arranged with a mechanical angle of + 60 ° and an electrical angle of + 4 ⁇ / 3 radians ( ⁇ 2 ⁇ / 3 radians) with respect to the stator teeth group 8a. Therefore, the stator teeth group 8a, the stator teeth group 8b, and the stator teeth group 8c are arranged with an electrical angle of 2 ⁇ / 3 radians.
  • stator teeth group 8a the stator teeth group 8b, and the stator teeth group 8c is two sets in the circumferential direction (stator teeth group 8a ′, stator teeth group 8b ′). , Stator Teeth Set 8c ′) The arrangement is repeated.
  • the configuration of the stator tooth group 8a will be described in detail with reference to FIG. Hereinafter, the mechanical angle between the stator windings will be discussed, and the angle between the centers (one-dot chain lines) of the stator teeth around which the respective stator windings are wound is expressed.
  • the stator teeth group 8a is composed of three adjacent stator teeth 61a, 62a, 63a.
  • the stator teeth 61a, 62a, 63a are arranged with stator windings 81a, 82a, 83a wound in concentrated winding so that the winding directions are opposite to each other.
  • stator teeth 61a around which the stator winding 81a is wound are arranged at a mechanical angle of + 20 ° with respect to the stator teeth 62a around which the stator winding 82a is wound. That is, they are arranged with a deviation of + ⁇ / 9 radians from the electrical angle ⁇ radians (mechanical angle 18 °), which is the magnetic pole spacing.
  • stator winding 83a is disposed at a mechanical angle of ⁇ 20 ° with respect to the stator winding 82a. That is, they are arranged with a deviation of ⁇ / 9 radians from the electrical angle ⁇ radians, which is the magnetic pole interval.
  • stator teeth set 8a the other two sets of stator teeth sets 8b and 8c shown in FIG. 2 are electrically connected from the electrical angle ⁇ radians in which the three windings are magnetic pole intervals. The corners are offset by + ⁇ / 9 radians and ⁇ / 9 radians.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the connection of the stator windings of the synchronous motor shown in FIG.
  • the a, b, and c at the end of the illustrated winding terminal numbers correspond to the windings constituting the stator tooth groups 8a, 8b, and 8c, respectively.
  • the respective winding terminals 31a, 32a, 33a of the three stator windings 81a, 82a, 83a in the stator tooth set 8a are individually connected to the outside, and the winding terminal 31a is connected to the three-phase inverter 201.
  • the winding terminal 32 a is individually connected to the U-phase connection terminal of the three-phase inverter 202, and the winding terminal 33 a is individually connected to the U-phase connection terminal of the three-phase inverter 203.
  • the three winding terminals 31b, 32b, and 33b in the stator teeth set 8b and the three winding terminals 31c, 32c, and 33c in the stator teeth set 8c are individually brought out to the outside.
  • the terminals of the stator windings having a phase difference of 2 ⁇ / 3 radians in different stator teeth groups 8a, 8b, 8c are commonly connected to the neutral point. That is, the winding terminal 34a, the winding terminal 34b, and the winding terminal 34c are connected to the first neutral point, and the winding terminal 35a, the winding terminal 35b, and the winding terminal 35c are connected to the second neutral point.
  • the winding terminal 36a, the winding terminal 36b, and the winding terminal 36c are connected to the third neutral point.
  • the first, second and third neutral points are electrically separated, but any two of these neutral points or all neutral points may be electrically connected. Good.
  • stator teeth 8a there are two sets of stator teeth 8a, stator teeth 8b, and stator teeth 8c, and stator teeth sets having the same a, b, and c at the end of the stator teeth Are in the same positional relationship in terms of electrical angle.
  • a neutral point connection may be configured between three adjacent stator teeth groups among the six stator teeth groups, or a neutral point connection between every other three stator teeth groups. Further, the neutral point connection may be constituted by all six sets of stator teeth.
  • stator windings 81a, 81b, 81c, 81a ', 81b', 81c 'whose winding terminals are connected to the same three-phase inverter 201 constitute the three-phase winding 301 of FIG.
  • stator windings 82a, 82b, 82c, 82a ′, 82b ′, and 82c ′ whose winding terminals are connected to the three-phase inverter 202 constitute the three-phase winding 302 of FIG.
  • Stator windings 83a, 83b, 83c, 83a ′, 83b ′, 83c ′ connected to the phase inverter 203 constitute the three-phase winding 301 of FIG.
  • the 18 stator teeth are arranged at intervals different from the rotor magnetic pole interval, and constitute a stator teeth group in units of 3 arranged in the circumferential direction. Further, the three stator windings in each stator tooth group are individually connected to independent external terminals.
  • stator windings included in different stator teeth groups may be connected in common if the conditions permit. For example, a current of the same phase is supplied to the stator winding 81a included in the stator teeth set 8a and the stator winding 81a ′ included in the stator teeth set 8a ′. It is good also as connecting to the external terminal. Of course, there is no problem even if it is individually connected to the external terminal. ⁇ Control circuit 400> Next, details of the control circuit 400 will be described.
  • the control circuit 400 includes a PWM control unit 401, a current detection unit 402, and a position estimation unit 403.
  • the control circuit 400 outputs the gate control signals GU_u and GU_d to control the operations of the three-phase inverters 201, 202, and 203. Control.
  • a torque command signal Is and a rotation speed command signal ⁇ r for instructing the synchronous motor 300 to be driven with a desired torque and rotation speed are input to the current detection unit 402 from the outside, and the input torque command signal Is and the rotation speed are input.
  • the current phase angle ⁇ and the current amount Ia corresponding to the command signal ⁇ r are determined for each of the inverters 201, 202, and 203, and the motor current is monitored while monitoring the magnetic pole position of the rotor of the synchronous motor and the current value of each power wiring.
  • Command signals Ir_u, Ir_v, Ir_w are output to the PWM control unit 401.
  • the position estimation unit 403 receives at least one three-phase alternating current detection signal detected by the current detection module 500, calculates the inductance value of the winding from the current change rate for each switching operation of the power circuit, and calculates the inductance value. From the above, the rotor magnetic pole position ⁇ of the synchronous motor 300 is estimated and output to the current detector 402.
  • the PWM control unit 401 includes carrier signal generation circuits 411, 412, and 413 and PWM signal generation circuits 414, 415, and 416.
  • the carrier signal generation circuit 411 outputs a carrier signal fc_1 which is a 10 kHz triangular wave to the PWM signal generation circuit 414
  • the carrier signal generation circuit 412 outputs a carrier signal fc_2 which is a 20 kHz triangular wave to the PWM signal generation circuit 415.
  • the carrier signal generation circuit 413 outputs a carrier signal fc_3, which is a 10 kHz triangular wave, to the PWM signal generation circuit 416.
  • Each of the PWM signal generation circuits 414, 415, and 416 receives a carrier signal and motor current command signals Ir_u, Ir_v, and Ir_w, and outputs a gate control signal based on the input signal.
  • the PWM signal generation circuit 414 receives the carrier signal fc_1 and the motor current command signal Ir_u1 output from the current detection unit 402, compares the two signals, and the motor current command signal Ir_u1 is larger than the carrier signal fc_1.
  • a gate control signal GU_u1 that turns on the upper arm corresponding to the motor current command signal Ir_u1 to be compared is output (High level in the drawing), and when the motor current command signal Ir_u1 is smaller than the carrier signal fc_1, A gate control signal GU_u1 for turning off the upper arm corresponding to the motor current command signal Ir_u1 to be compared is output (Low level in the figure).
  • the lower arm gate control signal GU_d1 is inverted in logic level from the upper arm gate control signal GU_u1.
  • the gate control signals GU_u and GU_d are provided with a very short pause period (not shown) in which both the upper and lower arms are shorted to prevent a short circuit.
  • the generation of the gate control signal has been described using the motor current command Ir_u1 for one phase of the three-phase alternating current.
  • the PWM signal generation circuit 414 also uses the motor current for the V and W phases of the other phases.
  • Gate control signals based on motor current commands Ir_v1 and Ir_w1 that are 120 degrees and 240 degrees out of phase with respect to the command Ir_u1 are generated.
  • the motor current command and the carrier signal are input similarly to the PWM signal generation circuit 414, and the gate control signal is generated based on these input signals. Is done.
  • FIG. 7A shows a waveform diagram of the motor current command Ir_u1 and the carrier signal fc_1 in the PWM signal generation circuit 414
  • FIG. 7B shows a waveform of the motor current command Ir_u2 and the carrier signal fc_2 in the PWM signal generation circuit 415
  • FIG. 7C is a waveform diagram of the motor current command Ir_u3 and the carrier signal fc_3 in the PWM signal generation circuit 416.
  • the gate control signal generated by the PWM signal generation circuit 414 using the carrier signal fc_1 having a triangular wave of 10 kHz is the gate drive of the three-phase inverter 201. Input to the circuit 204.
  • the gate control signal generated by the PWM signal generation circuit 415 using the carrier signal fc_2 that is a triangular wave of 20 kHz is input to the gate drive circuit 205 of the three-phase inverter 202, and the carrier signal fc_3 that is a triangular wave of 10 kHz is used.
  • the gate control signal generated by the PWM signal generation circuit 416 is input to the gate drive circuit 206 of the three-phase inverter 203.
  • the operating frequencies of the three-phase PWM voltages output by the three-phase inverters 201, 202, and 203 in the present embodiment are 10 kHz, 20 kHz, and 10 kHz, respectively, and the three-phase windings 301, 302, and 303 are respectively
  • the three-phase PWM voltage output from the three-phase inverters 201, 202, 203 is input.
  • the stator winding shown in FIG. 3 will be described.
  • the three-phase PWM voltage input to the stator windings 81a and 83a is 10 kHz, and the stator winding 82a sandwiched between the stator windings 81a and 83a.
  • the three-phase PWM voltage input to is 20 kHz.
  • FIG. 8A is a top view of the inverter group 200
  • FIG. 8B is a cross-sectional view taken along aa ′.
  • the inverter group 200 includes a three-phase inverter 201, 202, 203 arranged in parallel on an insulating substrate 240 and sealed with a mold resin 250 such as an epoxy resin to form a single module. is doing.
  • the three-phase inverter 201 and the three-phase inverter 203 are configured by switching elements using inexpensive Si semiconductors, but the three-phase inverter 202 has a wider band than Si semiconductors, such as silicon carbide and gallium nitride, which have excellent heat resistance.
  • the switching element uses a wide band gap semiconductor having a gap.
  • the modules of the inverter group 200 have a thermal gradient substantially symmetric about the arrangement axis of the three-phase inverters 201, 202, and 203 around the three-phase inverter 202, and high reliability is obtained. Further, it is possible to provide a relatively inexpensive module as compared with the case where all the semiconductors in the module are formed of wide band gap semiconductors.
  • the drive circuit that controls the three-phase inverter is arranged only above the three-phase inverter having a lower operating frequency, thereby suppressing the ambient temperature around the drive circuit. Therefore, a highly reliable module can be provided.
  • FIG. 9 is a diagram showing a motor actual current waveform (U phase only) in the present embodiment in which the operating frequencies of the three-phase PWM voltages output from the three-phase inverters 201, 202, and 203 are 10 kHz, 20 kHz, and 10 kHz, respectively. It is.
  • FIG. 10 shows a configuration similar to that of the present embodiment, but the actual motors when the operating frequencies of the three-phase PWM voltages output from the three-phase inverters 201, 202, and 203 are 20 kHz, 20 kHz, and 20 kHz, respectively.
  • 11 shows current waveforms (U phase only)
  • FIG. 11 shows the actual motor current when the operating frequencies of the three-phase PWM voltages output from the three-phase inverters 201, 202, and 203 are 10 kHz, 10 kHz, and 10 kHz, respectively. It is a figure which shows a waveform.
  • FIG. 12 is a close-up comparison of the waveforms shown in FIG. 9, FIG. 10, and FIG.
  • the second stage waveform in which all operating frequencies are set to 20 kHz has a waveform distortion 1 ⁇ 2 that of the third stage waveform in which all operating frequencies are set to 10 kHz. It is about.
  • the waveform distortion in the actual motor current causes a serious problem of noise / vibration of the motor in driving the motor.
  • Such an effect is obtained by implementing the present invention by setting the operating frequency of the three-phase PWM voltage to be input to the three-phase windings 301, 302, and 303 to 10 kHz, 20 kHz, and 10 kHz, respectively.
  • the magnetic flux change generated by energizing the three-phase winding 302 having a frequency of 20 kHz suppresses the magnetic flux change generated by energizing the three-phase windings 301 and 303 having the operating frequency of 10 kHz, and the motor actual This is considered to be obtained by greatly reducing the waveform distortion of the current.
  • the present embodiment by operating some of the three-phase inverters based on the gate control signal generated using the 10 kHz carrier signal, all the three-phase inverters use the 20 kHz carrier signal.
  • the switching loss can be reduced as compared with the case of operating based on the gate control signal generated in this manner.
  • the waveform distortion of the motor current due to ripple can be reduced.
  • a motor drive system that solves important problems such as switching loss and EMC of a three-phase inverter accompanying the increase in operating frequency, and realizes low noise / low vibration in motor drive.
  • ⁇ Variation 1 of the first embodiment> In the synchronous motor drive system according to the first embodiment of the present invention, it is preferable to supply currents having different phases to the plurality of winding terminals of the synchronous motor.
  • an example of an energization method for rotationally driving the synchronous motor 300 whose structure is shown in FIGS. 2 and 3 will be described.
  • FIG. 14 shows the positional relationship between the stator and the rotor according to the first embodiment of the present invention.
  • FIGS. 14 (a), 14 (b), and 14 (c) show that the rotor 2 is counterclockwise.
  • the positional relationship between the stator and the rotor when rotated by 2 ° in mechanical angle ( ⁇ / 9 radians in electrical angle) is shown.
  • FIG. 15 is a diagram showing a change over time of the current flowing through each stator winding by the three-phase inverter. The times indicated by (a), (b), and (c) in FIG. 15 correspond to the positional relationships shown in FIGS. 14 (a), 14 (b), and 14 (c), respectively.
  • the distance between the magnetic poles of the rotor is indicated by 10 and 11.
  • the distance between the magnetic poles 10 and 11 of the rotor means the position of the magnetic neutral point between the magnetic pole N and the magnetic pole S which are composed of permanent magnets arranged on the rotor. Here, it is mechanically located between the magnets.
  • the distance between the magnetic poles changing from the N pole to the S pole as viewed in the counterclockwise direction is indicated by 10, and the distance between the magnetic poles changing from the S pole to the N pole as viewed in the counterclockwise direction is indicated as 11.
  • the inter-magnetic pole 11 ′ is at the same electrical angle as the inter-magnetic pole 11 but at a different mechanical angle.
  • FIG. 14 (a) as indicated by the alternate long and short dash line, the center of the stator teeth 63a and the rotor magnetic poles 11 face each other in a positional relationship.
  • the magnet torque which is the torque generated by the permanent magnet, is maximized.
  • the angle between adjacent magnetic poles (18 °) and the angle between adjacent stator teeth (20 °) are different.
  • FIG. 14B the rotor is rotated counterclockwise by a mechanical angle of 2 ° (electrical angle of ⁇ / 9 radians) from FIG. 14A, and the stator teeth are shown as indicated by a one-dot chain line.
  • the center of 62a and the rotor magnetic pole 10 face each other in a positional relationship that coincides.
  • the interval between the rotor magnetic poles is a mechanical angle of 18 ° (electrical angle ⁇ radians), whereas the interval between the three stator teeth in the stator teeth group is a mechanical angle of 18 °.
  • the mechanical angle is 20 ° which is deviated from °°.
  • the stator teeth in the stator teeth group are arranged to have a phase difference of ⁇ / 9 radians with respect to the electrical angle ⁇ radians, and the stator wound around each stator tooth.
  • the torque generated by each stator tooth can be made the same, so torque pulsation with ⁇ / 3 radians as the fundamental period can be generated. Since the torque generated by each stator tooth can be maximized, the overall torque can be increased.
  • the synchronous motor of the first embodiment is a so-called magnet-embedded synchronous motor in which permanent magnets are arranged inside the rotor core, and uses reluctance torque due to a difference in magnetic resistance in addition to magnet torque due to the magnet.
  • the synchronous motor drive system includes an inverter group 200, a synchronous motor 300, a control circuit 400, and a current detection module 500, an inverter group 210, a synchronous motor 304, and a control circuit, as compared with the configuration shown in FIG. 404 and the current detection module 501.
  • an inverter group 200 a synchronous motor 300, a control circuit 400, and a current detection module 500, an inverter group 210, a synchronous motor 304, and a control circuit, as compared with the configuration shown in FIG. 404 and the current detection module 501.
  • the inverter group 210 has a configuration in which the three-phase inverter 203 is removed from the inverter group 200.
  • the control circuit 404 has a configuration in which the PWM control unit 401 of the control circuit 400 shown in FIG.
  • FIG. 17 is a diagram illustrating a detailed configuration of the PWM control unit 405.
  • the PWM control unit 405 has a configuration in which the carrier signal generation circuit 413 and the PWM signal generation circuit 416 are removed from the PWM control unit 401 shown in FIG. Thereby, the PWM control unit 405 outputs a gate control signal using a carrier signal of 10 kHz to the gate drive circuit 204 of the three-phase inverter 201, and to the gate drive circuit 205 of the three-phase inverter 202, A gate control signal using a 20 kHz carrier signal is output.
  • the synchronous motor 304 has the configuration shown in FIG. 2 like the synchronous motor 300, the method of winding the stator winding around the stator teeth is different from that of the synchronous motor 300.
  • FIG. 18 is a detailed view of the synchronous motor 304.
  • the configuration of the stator tooth group 8a will be described in detail with reference to FIG. Hereinafter, the mechanical angle between the stator teeth will be discussed, and the angle between the centers (one-dot chain lines) of the stator teeth around which the respective stator windings are wound is expressed.
  • the stator teeth group 8a is composed of three adjacent stator teeth 71a, 72a, 73a.
  • the stator teeth 71a are arranged at a mechanical angle of + 20 ° with respect to the stator teeth 72a. That is, they are arranged with a deviation of + ⁇ / 9 radians from the electrical angle ⁇ radians (mechanical angle 18 °), which is the magnetic pole spacing.
  • the stator teeth 73a are disposed at a mechanical angle of ⁇ 20 ° with respect to the stator teeth 72a. That is, they are arranged with a deviation of ⁇ / 9 radians from the electrical angle ⁇ radians, which is the magnetic pole interval.
  • a portion (number of turns N1) of the stator winding 91a is wound around the stator teeth 71a, and a portion (number of turns N2) of the stator winding 92a is wound around the stator teeth 73a.
  • the remaining portion of the stator winding 91a (the number of turns N21) and the remaining portion of the stator winding 92a (the number of turns N22) are wound around the teeth 72a.
  • the stator winding 91a generates magnetic fields having opposite polarities between the portions wound around the stator teeth 71a and 72a.
  • the portions wound around the stator teeth 72a and 73a generate magnetic fields having opposite polarities.
  • the portions wound around the stator teeth 72a generate magnetic fields having the same polarity.
  • N1 N2
  • the maximum value of the magnetic flux generated in the stator teeth 71a, 72a, 73a can be made equal.
  • the equal symbol includes a match that uses an integer close to the decimal, and further includes a match that can be ignored as a design error.
  • stator teeth 8b and 8c adjacent to both sides of the stator teeth set 8a shown in FIG. 18 have the same configuration as the stator teeth set 8a shown in FIG.
  • FIG. 19 is a diagram for explaining the connection of the stator windings of the synchronous motor shown in FIG.
  • the a, b, and c at the end of the illustrated winding terminal numbers correspond to the windings constituting the stator tooth groups 8a, 8b, and 8c, respectively.
  • the winding terminals 21a and 23a of the two stator windings 91a and 92a in the stator tooth set 8a are individually connected to the outside, and the winding terminal 21a is the U-phase of the three-phase inverter 201.
  • the winding terminal 23 a is individually connected to the U-phase connection terminal of the three-phase inverter 202.
  • the two winding terminals 21b and 23b in the stator teeth set 8b and the two winding terminals 21c and 23c in the stator teeth set 8c are individually brought out to the outside, and each has three phases.
  • the inverters 201 and 202 are individually connected to the V-phase and W-phase connection terminals.
  • the terminals of the stator windings having a phase difference of 2 ⁇ / 3 radians in different stator teeth groups 8a, 8b, 8c are commonly connected to the neutral point. That is, the winding terminal 22a, the winding terminal 22b, and the winding terminal 22c are connected to the first neutral point, and the winding terminal 24a, the winding terminal 24b, and the winding terminal 24c are connected to the second neutral point. ing. In this example, the first and second neutral points are electrically separated, but they may be electrically connected.
  • stator teeth 8a there are two sets of stator teeth 8a, stator teeth 8b, and stator teeth 8c, and stator teeth sets having the same a, b, and c at the end of the stator teeth
  • the electrical angle is the same.
  • a neutral point connection may be configured between three adjacent stator teeth groups among the six stator teeth groups, or a neutral point connection between every other three stator teeth groups. Further, the neutral point connection may be constituted by all six sets of stator teeth.
  • stator windings 91a, 91b, 91c, 91a ', 91b', 91c 'whose winding terminals are connected to the same three-phase inverter 201 constitute the three-phase winding 305 of FIG.
  • stator windings 92a, 92b, 92c, 92a ', 92b', and 92c 'whose winding terminals are connected to the three-phase inverter 202 constitute the three-phase winding 306 of FIG.
  • the configuration of the synchronous motor 304 has been described above.
  • the 18 stator teeth are arranged at a different arrangement interval from the magnetic pole interval of the rotor, and constitute a stator teeth group in units of 3 arranged in the circumferential direction. Further, the two stator windings in each stator tooth group are individually connected to independent external terminals.
  • stator windings included in different stator teeth groups may be connected in common if the conditions permit. For example, a current of the same phase is supplied to the stator winding 91a included in the stator teeth set 8a and the stator winding 91a ′ included in the stator teeth set 8a ′, and thus these are shared. It is good also as connecting to the external terminal. Of course, there is no problem even if it is individually connected to the external terminal.
  • the synchronous motor drive system includes a drive device that supplies currents having different phases to the plurality of winding terminals of the synchronous motor. Next, the drive device and the energization method will be described.
  • FIG. 20 shows the positional relationship between the stator and the rotor of this modification.
  • FIGS. 20 (a), 20 (b), and 20 (c) show that the rotor 2 has a mechanical angle of 2 in the counterclockwise direction. The positional relationship between the stator and the rotor when rotated by ⁇ (9 / radian in electrical angle) is shown.
  • FIG. 21 is a diagram showing a time change of the current flowing through each stator winding in the present modification. The times indicated by (a), (b), and (c) in FIG. 21 correspond to the positional relationships shown in FIGS. 20 (a), 20 (b), and 20 (c), respectively.
  • the inter-magnetic pole 11 ′ is at the same electrical angle as the inter-magnetic pole 11 but at a different mechanical angle.
  • FIG. 20 (a) as indicated by the alternate long and short dash line, the center of the stator teeth 73a and the rotor magnetic poles 11 face each other in a positional relationship.
  • the magnet torque which is the torque generated by the permanent magnet, is maximized.
  • the angle between adjacent magnetic poles (18 °) and the angle between adjacent stator teeth (20 °) are different.
  • the rotor is rotated counterclockwise by a mechanical angle of 2 ° (electrical angle ⁇ / 9 radians) from FIG. 20 (a).
  • the center of 72a and the rotor magnetic pole 10 are opposed to each other in a matching positional relationship.
  • the center of the stator teeth 73a and 11 between the rotor magnetic poles, and the center of the stator teeth 71a and 11 'between the rotor magnetic poles are opposed to each other in a shifted positional relationship.
  • the rotor is rotated counterclockwise by a mechanical angle of 2 ° (electrical angle ⁇ / 9 radians) from FIG. 20 (b).
  • the center of 71a and the rotor magnetic pole 11 ' are opposed to each other in a matching positional relationship.
  • the current is supplied by adjusting the phase so that the current flowing through the stator winding 91a is maximized in this positional relationship, the magnet torque that is the torque generated by the permanent magnet is maximized.
  • the center of the stator teeth 73a and 11 between the rotor magnetic poles, and the center of the stator teeth 72a and 10 between the rotor magnetic poles face each other in a shifted positional relationship.
  • the currents (currents flowing through the stator windings 91a and 92a) that the three-phase inverters 201 and 202 flow through the winding terminals 21a and 23a are shown on the vertical axis, and the time is shown on the horizontal axis.
  • the current flowing through the winding terminal 23a is advanced by 2 ⁇ / 9 radians relative to the current flowing through the winding terminal 21a.
  • FIG. 22 is a diagram showing an overall configuration of a synchronous motor drive system according to the second embodiment of the present invention.
  • the synchronous motor drive system shown in FIG. 22 has a configuration in which the inverter group 200 and the control circuit 400 of the synchronous motor drive system shown in FIG. 1 are replaced with an inverter group 220 and a control circuit 406, respectively.
  • a configuration different from the synchronous motor drive system according to the first embodiment will be described below.
  • the three-phase inverters 221, 222, and 223 that constitute the inverter group 220 are different from the three-phase inverters 201, 202, and 203 in the first embodiment in that they have temperature sensors 61, 62, and 63, respectively.
  • the control circuit 406 has a configuration in which the PWM control unit 401 of the control circuit 400 shown in FIG.
  • FIG. 23 is a diagram illustrating a detailed configuration of the PWM control unit 407.
  • the PWM control unit 405 has a configuration in which a carrier signal selection circuit 417 is added to the PWM control unit 401 shown in FIG.
  • the carrier signal selection circuit 417 assigns carrier signals fc_1, fc_2, and fc_3 to the PWM signal generation circuits 414, 415, and 416 based on the temperature detection signals T1, T2, and T3 input from the temperature sensors 61, 62, and 63. Distribute. At this time, the carrier signal selection circuit 417 outputs a gate control signal having a higher operating frequency to the gate drive circuit corresponding to the power circuit indicating a low temperature among the power circuits 227, 228, and 229. The assignment of the carrier signal to the signal generation circuit is determined.
  • the carrier signal selection circuit 417 compares the temperatures of the power circuits based on the determinations in steps S2 and S3.
  • the carrier signal selection circuit 417 supplies the 20 kHz carrier signal fc_2 to the PWM signal generation circuit 414. And outputs fc_1 and fc_3, which are 10 kHz carrier signals, to the PWM signal generation circuits 415 and 416, respectively (step S3).
  • step S2 If it is determined in step S2 that the temperature indicated by the temperature detection signal T2 is higher than the temperature indicated by the temperature detection signal T3 (step S4: No), the carrier signal selection circuit 417 determines fc_2, which is a 20 kHz carrier signal. Output to the PWM signal generation circuit 416 and output fc_1 and fc_3, which are 10 kHz carrier signals, to the PWM signal generation circuits 414 and 415, respectively (step S6).
  • fc_2 is a 20 kHz carrier signal.
  • the three-phase inverter that has been operated using the carrier signal of 20 kHz generates more heat in the power circuit than the three-phase inverter that is operated using the carrier signal of 10 kHz.
  • the temperature relationship between the phase inverters will be switched.
  • the temperature of the power circuit of each three-phase inverter is measured at a constant cycle, and the processing of steps S1 to S6 is repeatedly executed based on the latest temperature detection signals T1, T2, and T3.
  • a gate control signal based on a carrier signal having a frequency higher than that of the others is supplied to the three-phase inverter having the lowest temperature of the power circuit at each time point.
  • a stator winding fed from a three-phase inverter driven at a high carrier frequency has a larger iron loss than other stator windings, and therefore generates more heat.
  • the three-phase inverter to which the gate control signal based on the high frequency carrier signal is supplied is sequentially switched, the heat generation of the plurality of stator windings is equalized even in the synchronous motor. Such an effect also contributes to improving the reliability of the system.
  • control circuit 406 may be implemented by describing it in an application program and causing the microcomputer system to execute it.
  • ⁇ Modification of Second Embodiment> As described above, the temperature of the power circuit is measured for each three-phase inverter, and the gate control signal based on the carrier signal of the high frequency is supplied to the one with the lowest temperature, so that the three-phase inverters 221, 222, 223 Heat load can be made even.
  • Such period is determined by the structure of the inverter module. For example, when three three-phase inverters are arranged in parallel in the module, the heat dissipation of the three-phase inverter arranged at the center is inferior to the three-phase inverters at both ends. Therefore, the time interval for supplying the gate control signal based on the high-frequency carrier signal is preferably shorter in the central three-phase inverter than in the three-phase inverters at both ends.
  • the destination for supplying a gate control signal based on a carrier signal of a high frequency is the same for all three-phase inverters. You may comprise so that it may switch at a time interval.
  • FIG. 25 is a flowchart showing the flow of carrier signal assignment processing by the carrier signal selection circuit 417 in this modification.
  • the carrier signal selection circuit 417 includes a timer that outputs a time-out signal every predetermined time and a working memory. First, in step S11, a variable X is set to 0 in the working memory, and steps S12 to S18 are performed. Repeat the loop process.
  • the carrier signal selection circuit 417 waits for the timer to output a timeout signal (step S12), and calculates the remainder when the variable X is divided by 3.
  • the carrier signal selection circuit 417 When the remainder is 0 (step S13: Yes), the carrier signal selection circuit 417 outputs fc_2, which is a carrier signal of 20 kHz, to the PWM signal generation circuit 414, and PWMs fc_1, fc_3, which are carrier signals of 10 kHz, respectively.
  • the signal is output to the signal generation circuits 415 and 416 (step S14).
  • the carrier signal selection circuit 417 When the remainder is 1 (step S15: Yes), the carrier signal selection circuit 417 outputs fc_2, which is a 20 kHz carrier signal, to the PWM signal generation circuit 415, and outputs fc_1 and fc_3, which are 10 kHz carrier signals, respectively.
  • the signal is output to the signal generation circuits 414 and 416 (step S16).
  • the carrier signal selection circuit 417 When the remainder is 2 (step S15: No), the carrier signal selection circuit 417 outputs fc_2, which is a 20 kHz carrier signal, to the PWM signal generation circuit 416, and outputs fc_1 and fc_3, which are 10 kHz carrier signals, respectively.
  • the signal is output to the signal generation circuits 414 and 415 (step S17).
  • variable X is incremented in step S18.
  • a gate control signal based on a carrier signal having a high frequency is supplied in the order of the three-phase inverters 221, 222, and 223 at certain time intervals at which the timer outputs a timeout signal.
  • the period for which the timer outputs the timeout signal should be set so that the temperature at which the three-phase inverter generates heat does not exceed the allowable temperature when a gate control signal based on a high frequency carrier signal is continuously supplied. Can do.
  • FIG. 26 is a diagram showing an overall configuration of a synchronous motor drive system according to the third embodiment of the present invention.
  • the synchronous motor drive system shown in FIG. 26 has a configuration in which the inverter group 200 of the synchronous motor drive system shown in FIG. A configuration different from the synchronous motor drive system according to the first embodiment will be described below.
  • the inverter group 230 is characterized by the gate drive circuits 231, 232, and 233 of each three-phase inverter.
  • the gate drive circuits 231, 232, and 233 have gate resistances with the corresponding power circuits 207, 208, and 209, respectively, but a gate control signal based on a 20 kHz carrier signal is input from the PWM control unit 401.
  • the gate drive circuit 232 is characterized in that the resistance value of the gate resistance is smaller than that of the gate drive circuits 231 and 233 to which a gate control signal based on a carrier signal of 10 kHz is input.
  • the power circuit 208 driven based on a high carrier signal can reduce the loss per switching operation with other power circuits.
  • the balance of switching loss per unit time generated in each of the power circuits 207, 208, and 209 can be maintained. Therefore, it is possible to suppress the heat load from being concentrated on some of the power circuits, and to improve the reliability of the system.
  • the temperature of the power circuit of each three-phase inverter is measured by the temperature sensor as in the configuration of the second embodiment, and the PWM control unit drives the gate corresponding to the power circuit having the lowest measured temperature.
  • a gate control signal using a carrier frequency of 20 kHz is output to the circuit, and a gate control signal using a carrier frequency of 10 kHz is output to the other two gate drive circuits.
  • each gate control circuit has a gate resistor 242 and a switch 243 connected in parallel between the gate drive signal output unit 241 and the gate terminal of the power circuit 207, as shown in FIG.
  • the gate control circuit having such a configuration turns on the switch 243 and the gate control signal using the carrier frequency of 10 kHz from the PWM control unit. Is input, the switch 243 is turned OFF and the gate drive signal is output.
  • the switching speed of the switching element of the power circuit is faster than that of the other three-phase inverter.
  • FIG. 28 is a diagram showing an overall configuration of a synchronous motor drive system according to the third embodiment of the present invention.
  • the synchronous motor drive system shown in FIG. 28 has a configuration in which the position estimation unit 403 of the synchronous motor drive system shown in FIG. A configuration different from the synchronous motor drive system according to the first embodiment will be described below.
  • the position estimation unit 409 receives a three-phase AC current detection signal related to the three-phase inverter 201 detected by the current detectors 51, 52, and 53 among the three-phase AC current detection signals detected by the current detection module 500.
  • the inductance value of the winding is obtained by calculation from the current change rate for each switching operation of the three-phase inverter 201, and the rotor magnetic pole position ⁇ of the synchronous motor 300 is estimated from the inductance value.
  • the three-phase inverters 201, 202, and 203 operate based on gate control signals using carrier signals of 10 kHz, 20 kHz, and 10 kHz, respectively.
  • the operation frequency of the carrier signal becomes the control calculation time. Therefore, in sensorless control for estimating and calculating the magnetic pole position ⁇ , it is relatively longer to use the output of the three-phase inverter operating at the operating frequency of 10 kHz than using the output of the three-phase inverter operating at the operating frequency of 20 kHz.
  • Sensorless control can be performed in the control calculation time.
  • the magnetic pole position ⁇ is set using the output of the three-phase inverter that operates at a lower carrier frequency. Since the estimation calculation is performed, it is not necessary to use an arithmetic device having high arithmetic processing capability for sensorless control, and the cost can be reduced by using a relatively inexpensive arithmetic device. Also, when the carrier signal is increased in frequency with the increase in the number of poles and the rotation speed of the motor, some of the three-phase inverters are operated at a low carrier frequency, and the output of the three-phase inverter operating at this low carrier frequency is used. By using the magnetic pole position ⁇ for estimation and calculation, it is possible to easily perform sensorless control even with respect to a motor having multiple poles and high speed rotation.
  • a three-phase PWM voltage based on a carrier signal having a different frequency is input to a pair of adjacent stator windings 81a and 82a.
  • a three-phase PWM voltage based on carrier signals having different frequencies is input to the pair of lines 82a and 83a.
  • a magnetic flux change generated by energizing the stator winding having an operating frequency of 20 kHz is energized to the stator winding having an operating frequency of 10 kHz. Therefore, it can be expected that the change in magnetic flux generated by this is suppressed, and the increase in waveform distortion of the motor actual current is suppressed.
  • stator teeth in the stator teeth group can be arranged at an interval corresponding to the maximum electrical angle ( ⁇ + 2 ⁇ / 3 m) radians.
  • stator windings wound around the adjacent stator teeth have characteristics that generate opposite magnetic fields when currents of the same phase flow, these stator windings have ⁇ 2 ⁇ / What is necessary is just to supply the electric current from which a phase mutually differs within the range of 3 m radians.
  • Adjacent stator windings are arranged at intervals corresponding to a maximum electrical angle of ( ⁇ + ⁇ / 15) radians.
  • a current of a phase delayed by a maximum ( ⁇ + ⁇ / 15) radians is supplied to a stator winding at a position advanced by a maximum ( ⁇ + ⁇ / 15) radians in the rotation direction in the adjacent stator windings.
  • the phases of the carrier signals fc_1 and fc_3 having a frequency of 10 kHz are shifted by 1/8 period can be considered.
  • the configuration in which the magnetic pole position ⁇ is estimated by sensorless calculation has been described.
  • the magnetic pole position ⁇ may be directly detected by using some detection means.
  • an optical encoder, a hall sensor, a resolver, or the like, which is a position detector, can be used.
  • the carrier signal generation circuits 411 and 413 generate 10 kHz carrier signals.
  • the carrier signal generation circuits 411, 412 and 413 each have a different frequency carrier signal. It is also possible to implement as a configuration that generates
  • two three-phase inverters are operated based on a carrier signal output from one of the carrier signal generation circuits,
  • the remaining one of the three-phase inverters can be operated based on the carrier signal output from the other carrier signal generation circuit.
  • the present invention can be implemented as a synchronous motor drive system having more carrier signal generation circuits than the number of three-phase inverters.
  • the carrier frequency allocated to the three-phase inverter is changed according to the drive state of the synchronous motor such as torque and rotation speed. May be.
  • the synchronous motor is operated at a high rotational speed.
  • two three-phase inverters are operated using a 10 kHz carrier signal, and the remaining one three-phase inverter is operated using a 20 kHz carrier signal.
  • two three-phase inverters are operated using an 8 kHz carrier signal, and the remaining one three-phase inverter is operated using a 15 kHz carrier signal.
  • the DC power supplies 101, 102, and 103 shown in FIG. 33 may be realized by different types of power storage devices.
  • a fuel cell that is lighter than lead-acid batteries but weak against overvoltage is used to supply power to a three-phase inverter that operates at a low carrier frequency
  • lead-acid batteries are used to supply power to a three-phase inverter that operates at a high carrier frequency. It is preferable to use a lithium ion battery or the like.
  • MOSFET metal-insulator-semiconductor field effect transistor
  • a switching element using a three-phase inverter operating at a high carrier frequency that causes an increase in switching loss using a wide band gap semiconductor having a wider band gap than Si semiconductor, such as silicon carbide and gallium nitride.
  • Si semiconductor such as silicon carbide and gallium nitride.
  • a three-phase inverter operating at a low carrier frequency can be configured by using a switching element using an inexpensive Si semiconductor, thereby suppressing an increase in cost.
  • the stator winding is wound around the stator teeth.
  • the present invention is not limited to this, and can be applied to a so-called coreless motor having no stator teeth.
  • the switching operation can be suppressed, for example, by performing orthogonal transform using a two-phase modulation method having a pause interval of 60 degrees. Therefore, in each of the above embodiments, a three-phase inverter that performs orthogonal transformation by a two-phase modulation method is used instead of a three-phase inverter that operates at a low carrier frequency, and a three-phase inverter that operates at a high carrier frequency is 3 The same effect can be obtained by using a three-phase inverter that performs quadrature transformation using a phase modulation method.
  • the present invention can also be implemented with such a configuration.
  • the present invention can be similarly applied.
  • a skew arrangement may be applied in which the stator winding moves in the axial direction of the rotor and is shifted by a maximum in the circumferential direction by the stator winding arrangement interval.
  • the outer rotor type synchronous motor in which the rotor is disposed outside the stator is described.
  • the inner rotor type synchronous motor in which the rotor is disposed inside the stator, and the rotation Needless to say, a so-called face-facing axial gap synchronous motor in which the child and the stator are arranged with a gap in the axial direction and a synchronous motor having a structure in which a plurality of them are combined have the same effect.
  • the magnetic poles of the rotor are composed of permanent magnets.
  • the present invention can also be applied to a synchronous motor using a reluctance torque configured by a difference in magnetic resistance and a synchronous motor combining both of them with a rotor.
  • the first to fourth embodiments and the above modification examples may be combined.
  • the present invention can realize a synchronous motor drive system having high efficiency and low noise characteristics. Further, by realizing inexpensive sensorless control, the cost can be reduced. Therefore, hybrid electric vehicles and electric vehicles that are highly demanded for miniaturization, all electric motor drive systems including electric compressors, electric power steering, and elevators, and power generation systems such as wind power generation systems that are also highly demanded for miniaturization, etc. Useful.

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Abstract

スイッチング損失の低減を図りつつ、電流リップルを抑制することが可能な同期電動機駆動システムを提供することを目的とする。３相インバータ２０１乃至０２３と、各３相インバータの動作を制御する制御回路４００と、３相巻線を複数有する同期電動機３００とを備え、制御回路４００は各３相インバータの動作を制御するにあたり、３相インバータ２０１及び２０３と３相インバータ２０２とを、互いに異なるキャリア周波数を用いて３相交流電力を生成させ、各３相インバータは、それぞれ異なる３相巻線へ３相交流電力を供給する。

Description

同期電動機駆動システム
　本発明は、同期電動機駆動システムに関し、特に、同期電動機に駆動電力を供給するインバータの制御技術に関する。
　同期電動機を用いるにあたり、同期電動機を駆動させる同期電動機駆動システム全体としての高効率化が求められる。例えば、同期電動機に駆動電力を供給する３相インバータでは、高効率化の観点で、電圧型パルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御（以下、ＰＷＭ制御とする。）がよく使用される。
　ところで近年、車両用モータとして電源がバッテリすなわち直流電源であるにもかかわらず、半導体技術の進歩もあって信頼性、制御性、効率などの観点から車両用モータとして同期電動機の採用が主流となりつつある。このような用途では、高効率化と同時に、高トルク化も必要となる。
　一般に、同期電動機を高トルク化しようとする場合、モータ電流を高周波化する必要があるが、ＰＷＭ制御を行う３相インバータでは、高周波化に伴い、スイッチングの頻度も増えるため、スイッチング損失の増大が問題となる。
　このようなスイッチング損失の低減のために、例えば特許文献１、特許文献２では、回転数が低い場合には、低いキャリア周波数により３相インバータを動作させ、回転数が高い場合には、高いキャリア周波数により３相インバータを動作させる技術が開示されている。こうした技術により、インバータの高周波化で問題となるスイッチング損失をモータ駆動状態に応じて抑制することができる。
特開２００２－１５３０９６号公報 特開２００１－１８６７８７号公報
　しかしながら、特許文献１及び２に開示の技術では、回転数が低い場合には、スイッチング損失を低減することはできるが、回転数が高い場合には、スイッチング損失を低減することができない。また、低いキャリア周波数により３相インバータを動作させると、電流リプルが大きくなり、それに伴って電動機の振動／騒音が引き起こされるという問題がある。
　本発明はかかる問題に鑑み、スイッチング損失の低減を図りつつ、電動機の振動／騒音の要因となる電流リップルを抑制することが可能な同期電動機駆動システムを提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明に係る同期電動機駆動システムは、直流電力を３相交流電力に変換する複数の３相インバータと、前記複数の３相インバータの動作を制御する制御回路と、３相交流電力の供給を受ける３相巻線を複数有する同期電動機とを備え、前記制御回路は、３相インバータの動作を制御するにあたり、前記複数の３相インバータのうち第１及び第２の３相インバータに、互いに異なるキャリア周波数を用いて３相交流電力を生成させ、前記第１及び第２の３相インバータは、それぞれ異なる３相巻線へ３相交流電力を供給することを特徴とする。
　本発明に係る同期電動機駆動システムは、課題を解決するための手段に記載の構成により、単一の電動機を、複数の３相インバータによりＰＷＭ制御する上で、複数の３相インバータに対してキャリア周波数を個別に設定できる。ここで、それぞれの３相インバータが出力するモータ電流のリップルが互いに干渉するように、複数の３相インバータのうち、少なくとも１個のキャリア周波数を低く設定することで、低いキャリア周波数で動作する３相インバータが出力するモータ電流のリップルを抑制することが可能となる。また、低いキャリア周波数で動作する３相インバータは、スイッチング損失の低減にも寄与する。
　従って、本発明によれば、インバータの高周波化で問題となるスイッチング損失を低減しながら、電動機の振動／騒音の要因となるモータ電流リップルを抑制することが可能となり、高効率、低騒音、低EMC、高信頼性が図れる同期電動機駆動システムを提供できる。
第１の実施形態に係る同期電動機駆動システムの全体構成を示す図 同期電動機３００の平面図 図２の同期電動機の詳細図 図２に示した同期電動機の固定子巻線の結線を示す図 ＰＷＭ制御部４０１の内部構成を示す図 ＰＷＭ信号生成回路４１４におけるゲート制御信号の生成パターンの一例 （ａ）は、ＰＷＭ信号生成回路４１４におけるモータ電流指令Ｉｒ＿ｕ１とキャリア信号ｆｃ＿１の波形図、（ｂ）は、ＰＷＭ信号生成回路４１５におけるモータ電流指令Ｉｒ＿ｕ２とキャリア信号ｆｃ＿２の波形図、（ｃ）は、ＰＷＭ信号生成回路４１６におけるモータ電流指令Ｉｒ＿ｕ３とキャリア信号ｆｃ＿３の波形図 （ａ）は、インバータ群２００の上面図、（ｂ）はａ－ａ’での断面図 ３相インバータ２０１、２０２、２０３が出力する３相ＰＷＭ電圧の動作周波数を、それぞれ、１０ｋＨｚ、２０ｋＨｚ、１０ｋＨｚとした本実施形態でのモータ実電流波形（Ｕ相のみ）を示す図 ３相インバータ２０１、２０２、２０３が出力する３相ＰＷＭ電圧の動作周波数を、それぞれ、２０ｋＨｚ、２０ｋＨｚ、２０ｋＨｚとした場合のモータ実電流波形（Ｕ相のみ）を示す図 ３相インバータ２０１、２０２、２０３が出力する３相ＰＷＭ電圧の動作周波数を、それぞれ、１０ｋＨｚ、１０ｋＨｚ、１０ｋＨｚとした場合のモータ実電流波形（Ｕ相のみ）を示す図 図９、図１０、図１１に示す波形をクローズアップして比較した図 同期電動機の回転により発生する振動レベルを、振動の周波数成分毎に示す図 本発明の第１の実施形態の固定子と回転子の位置関係を示す図 ３相インバータが各固定子巻線に流す電流の時間変化を示す図 第１の実施形態の変形例に係る同期電動機駆動システムの全体構成を示す図 ＰＷＭ制御部４０５の詳細な構成を示す図 同期電動機３０４の詳細図 図１８に示した同期電動機の固定子巻線の結線を示す図 同期電動機３０４の固定子と回転子の位置関係を示す図 第１の実施形態の変形例において各固定子巻線に流した電流の時間変化を示した図 本発明の第２の実施形態に係る同期電動機駆動システムの全体構成を示す図 ＰＷＭ制御部４０７の詳細な構成を示す図 キャリア信号選択回路４１７によるキャリア信号の割り当て処理の流れを示すフローチャート 第１の実施形態の変形例におけるキャリア信号の割り当て処理の流れを示すフローチャート 本発明の第３の実施形態に係る同期電動機駆動システムの全体構成を示す図 第３の実施形態の変形例に係るゲート制御回路の構成を示す図 本発明の第４の実施形態に係る同期電動機駆動システムの全体構成を示す図 ３相インバータ２０１、２０２、２０３が出力する３相ＰＷＭ電圧の動作周波数を、それぞれ、２０ｋＨｚ、１０ｋＨｚ、２０ｋＨｚとした場合のモータ実電流波形（Ｕ相のみ）を示す図 ３相インバータ２０１、２０２、２０３が出力する３相ＰＷＭ電圧の動作周波数を、それぞれ、１０ｋＨｚ、２０ｋＨｚ、２０ｋＨｚとした場合のモータ実電流波形（Ｕ相のみ）を示す図 ３相インバータ２０１、２０２、２０３が出力する３相ＰＷＭ電圧の動作周波数を、それぞれ、２０ｋＨｚ、２０ｋＨｚ、１０ｋＨｚとした場合のモータ実電流波形を示す図 キャリア信号ｆｃ＿１とｆｃ＿３との位相にずれがある場合のＰＷＭ信号生成回路４１４、４１５、４１６におけるモータ電流指令とキャリア信号の波形図 本発明の変形例に係る同期電動機駆動システムの全体構成を示す図
　以下、本発明に係る同期電動機駆動システムの実施の形態について、図を用いて説明する。
（第１の実施形態）
＜同期電動機駆動システム＞
　図１は、本発明の第１の実施形態に係る同期電動機駆動システムの全体構成を示す図である。
　同期電動機駆動システムは、直流電源１００、インバータ群２００、同期電動機３００、制御回路４００、及び電流検出モジュール５００から構成されている。
　直流電源１００は直流電源であり、直流電力をインバータ群２００へ供給する。
　インバータ群２００は、内部に３相インバータ２０１、２０２、２０３を含み、３相インバータ２０１、２０２、２０３がそれぞれ制御回路４００からのゲート制御信号に従って直交変換動作を行い、３相交流電力を同期電動機３００に供給する。ここで３相インバータ２０１、２０２、２０３は、パワー回路２０７、２０８、２０９と、それぞれのパワー回路に対応したゲート駆動回路２０４、２０５、２０６とで構成され、これら３相インバータ２０１、２０２、２０３を構成する全てのスイッチング素子は、単一のモジュール内に納められている。
　同期電動機３００は、３相インバータ２０１、２０２、２０３のそれぞれに結線された３相巻線３０１、３０２、３０３を備え、インバータ群２００から供給される交流電力により回転駆動する。
　ここで、３相インバータ２０１、２０２、２０３から３相巻線３０１、３０２、３０３へ出力されるモータ電流は、電流検出モジュール５００を構成する各電流検出器５１、５２、５３、５４、５５、５６、５７、５８、５９によって検出され、検出された電流値が制御回路４００に入力され、所望の交流電流となるようにフィードバック制御に用いられる。
　以上が第１の実施形態に係る同期電動機駆動システムの概要である。
　続いて、同期電動機駆動システムを構成する各要素の詳細について説明する。
＜同期電動機３００＞
　先ず、図２から図７を用いて同期電動機３００の詳細を説明する。
　図２は、同期電動機３００の平面図、図３は、図２の同期電動機の詳細図である。
　同期電動機３００は回転子２および固定子３から構成される。
　回転子２は、回転子コア４および複数の永久磁石５を含み、永久磁石５は回転子コア４に回転子の周方向に等間隔に配置されている。ここで同期電動機３００は、いわゆる磁石埋込み型同期電動機（ＩＰＭ電動機）であり、永久磁石５は回転子コア内部に配置されている。永久磁石５によって構成される磁極６は、固定子３に対してＮ極、Ｓ極が交互に配置された磁極対を構成している。磁極対Ｎ極、Ｓ極は電気角で２πラジアンとなり、隣り合う磁極の配置間隔は電気角でπラジアンとなる。本実施形態では、回転子の磁極は２０極であり、機械角に対して電気角が１０倍の関係となっている。
　固定子３は、回転子２に対向配置されている複数の固定子ティース７および各固定子ティース７に集中的に巻回された固定子巻線９を含む。複数の固定子ティース７は、固定子の周方向に並ぶ３個単位で固定子ティース組８を構成している。本実施形態では、固定子ティース組８が６組、機械角で６０°の等間隔で配置されている。
　回転子２の周方向に並べられた磁極数は全部で２０極であり、固定子ティースの数は全部で１８となっており、半周当り１０／９でずれて配置されている。
　図２において、反時計回転方向を＋方向とすると、固定子ティース組８ａに対して、固定子ティース組８ｂは機械角で－６０°、電気角で＋２π／３ラジアンずれて配置されている。また、固定子ティース組８ａに対して、固定子ティース組８ｃは機械角で＋６０°、電気角で＋４π／３ラジアン（－２π／３ラジアン）ずれて配置されている。よって、固定子ティース組８ａ、固定子ティース組８ｂ、固定子ティース組８ｃは互いに電気角で２π／３ラジアンの間隔の配置となる。
　なお、本実施形態の同期電動機は、固定子ティース組８ａ、固定子ティース組８ｂ、固定子ティース組８ｃの組み合わせが周方向に２組、（固定子ティース組８ａ’、固定子ティース組８ｂ’、固定子ティース組８ｃ’）繰り替えされた配置となる。
　図３を用いて、固定子ティース組８ａの構成を詳細に述べる。以下、固定子巻線の間の機械角を論ずるが、それぞれの固定子巻線が巻回された固定子ティースの中心（一点鎖線）間の角度を表す。固定子ティース組８ａは、３個の隣接した固定子ティース６１ａ、６２ａ、６３ａから構成されている。固定子ティース６１ａ、６２ａ、６３ａには互いの巻回方向が逆向きとなるように集中巻に巻回された固定子巻線８１ａ、８２ａ、８３ａが配置されている。固定子巻線８２ａが巻回された固定子ティース６２ａに対して、固定子巻線８１ａが巻回された固定子ティース６１ａは、機械角で＋２０°の位置に配置されている。すなわち磁極間隔である電気角πラジアン（機械角１８°）からさらに＋π／９ラジアンずれて配置されている。また、同様に固定子巻線８２ａに対して、固定子巻線８３ａは、機械角で－２０°の位置に配置されている。すなわち磁極間隔である電気角πラジアンからさらに－π／９ラジアンずれて配置されている。ここで、固定子ティースは、周方向に等間隔で３６０／１８＝２０°の間隔で並べられている。一方、回転子の磁極は周方向に等間隔で２０個並べられており、３６０／２０＝１８°の間隔となる。
　図２に示した他の２組の固定子ティース組８ｂ、８ｃも上記固定子ティース組８ａ同様に、固定子ティース組内において、３個の巻線が磁極間隔である電気角πラジアンから電気角で＋π／９ラジアンと－π／９ラジアンずれて配置されている。
　図４は、図２に示した同期電動機の固定子巻線の結線を説明するための図である。
　図示した巻線端子番号末尾のａ、ｂ、ｃは、それぞれ固定子ティース組８ａ、８ｂ、８ｃを構成する巻線に対応している。
　固定子ティース組８ａ内の３個の固定子巻線８１ａ、８２ａ、８３ａのそれぞれの巻線端子３１ａ、３２ａ、３３ａは、個別に外部に出されていて、巻線端子３１ａが三相インバータ２０１のＵ相の接続端子に、巻線端子３２ａが三相インバータ２０２のＵ相の接続端子に、巻線端子３３ａが三相インバータ２０３のＵ相の接続端子に個別に接続されている。固定子ティース組８ｂ内の３個の巻線端子３１ｂ、３２ｂ、３３ｂ、および、固定子ティース組８ｃの３個の巻線端子３１ｃ、３２ｃ、３３ｃも同様に、個別に外部に出されていて、それぞれ３相インバータ２０１、２０２、２０３のＶ相、Ｗ相の接続端子に個別に接続されている。
　また、異なる固定子ティース組８ａ、８ｂ、８ｃで位相差が２π／３ラジアンとなる固定子巻線の端子は共通に中性点に接続されている。すなわち巻線端子３４ａと巻線端子３４ｂと巻線端子３４ｃは第１の中性点に接続され、巻線端子３５ａと巻線端子３５ｂと巻線端子３５ｃは第２の中性点に接続され、巻線端子３６ａと巻線端子３６ｂと巻線端子３６ｃは第３の中性点に接続されている。この例では第１、第２および第３の中性点を電気的に分離させているが、このうちのいずれか２つの中性点あるいは全ての中性点を電気的に接続することとしてもよい。
　また、本実施形態では固定子ティース組８ａ、固定子ティース組８ｂ、固定子ティース組８ｃが２組ずつあり、末尾のａ、ｂ、ｃが同じ固定子ティース組どうしは回転子の磁極に対して電気角で同じ位置関係にある。そのため６組の固定子ティース組のうち隣接した３組の固定子ティース組どうしで中性点接続を構成してもよいし、一つ置きの３組の固定子ティース組どうしで中性点接続を構成してもよい、また、６組の全ての固定子ティース組で中性点接続を構成してもよい。
　このような結線により、巻線端子が同じ３相インバータ２０１に接続された固定子巻線８１ａ、８１ｂ、８１ｃ、８１ａ’、８１ｂ’、８１ｃ’は図１の３相巻線３０１を構成する。また、巻線端子が３相インバータ２０２に接続された固定子巻線８２ａ、８２ｂ、８２ｃ、８２ａ’、８２ｂ’、８２ｃ’は図１の３相巻線３０２を構成し、巻線端子が３相インバータ２０３に接続された固定子巻線８３ａ、８３ｂ、８３ｃ、８３ａ’、８３ｂ’、８３ｃ’は図１の３相巻線３０１を構成している。
　以上、本発明の第１の実施形態に係る同期電動機駆動システムを構成する同期電動機の構成について説明した。１８個の固定子ティースは、回転子の磁極間隔と異なる配置間隔で並び、かつ、周方向に並ぶ３個単位で固定子ティース組を構成している。また各固定子ティース組内の３個の固定子巻線は、それぞれ独立した外部端子に個別に接続されている。
　ここで「個別」とは、ひとつの固定子ティース組に含まれている固定子巻線どうしの関係を示すものであり、異なる固定子ティース組にそれぞれ含まれている固定子巻線どうしの関係を示すものではない。従って、異なる固定子ティース組に含まれる固定子巻線どうしは、条件が許せば共通に接続される場合もある。例えば、固定子ティース組８ａに含まれている固定子巻線８１ａと固定子ティース組８ａ’に含まれている固定子巻線８１ａ’には同じ位相の電流が供給されるため、これらを共通の外部端子に接続することとしてもよい。もちろん個別に外部端子に接続することとしても何ら問題はない。
＜制御回路４００＞
　続いて、制御回路４００の詳細について説明する。
　制御回路４００は、図１に示すようにＰＷＭ制御部４０１、電流検出部４０２、位置推定部４０３からなり、ゲート制御信号ＧＵ＿ｕ、ＧＵ＿ｄを出力することで三相インバータ２０１、２０２、２０３の動作を制御する。
　ＰＷＭ制御部４０１は、電流検出部４０２が出力するモータ電流指令信号Iｒ＿ｕ、Ｉｒ＿ｖ、Ｉｒ＿ｗに基づいて、各インバータに対してゲート制御信号を出力する。
　電流検出部４０２には、同期電動機３００を所望のトルク及び回転数で駆動させることを指示するトルク指令信号Ｉｓ及び回転数指令信号ωｒが外部から入力され、入力されたトルク指令信号Ｉｓ及び回転数指令信号ωｒに応じた電流位相角β及び電流量Ｉａを、インバータ２０１、２０２、２０３のそれぞれについて決定し、同期電動機の回転子の磁極位置や各パワー配線の電流値をモニタしながら、モータ電流指令信号Iｒ＿ｕ、Ｉｒ＿ｖ、Ｉｒ＿ｗをＰＷＭ制御部４０１へ出力する。
　位置推定部４０３は、電流検出モジュール５００で検出された少なくとも１つの３相交流電流検出信号が入力され、パワー回路のスイッチング動作毎の電流変化率から巻線のインダクタンス値を演算により求め、インダクタンス値から同期電動機３００の回転子磁極位置θを推定し、電流検出部４０２へ出力する。
　以下に、図５を用いて、ＰＷＭ制御部４０１の構成及び動作を説明する。
　ＰＷＭ制御部４０１は、キャリア信号発生回路４１１、４１２、４１３と、ＰＷＭ信号生成回路４１４、４１５、４１６とで構成される。キャリア信号発生回路４１１は、１０ｋＨｚの三角波であるキャリア信号ｆｃ＿１をＰＷＭ信号生成回路４１４へ出力し、キャリア信号発生回路４１２は、２０ｋＨｚの三角波であるキャリア信号ｆｃ＿２をＰＷＭ信号生成回路４１５へ出力し、キャリア信号発生回路４１３は、１０ｋＨｚの三角波であるキャリア信号ｆｃ＿３をＰＷＭ信号生成回路４１６出力する。
　ＰＷＭ信号生成回路４１４、４１５、４１６には、それぞれキャリア信号と、モータ電流指令信号Iｒ＿ｕ、Ｉｒ＿ｖ、Ｉｒ＿ｗが入力され、入力された信号に基づいたゲート制御信号を出力する。
　ここで、ＰＷＭ信号生成回路４１４におけるゲート制御信号の生成パターンの一例を、図６を用いて示す。ＰＷＭ信号生成回路４１４には、キャリア信号ｆｃ＿１と、電流検出部４０２から出力されたモータ電流指令信号Ｉｒ＿ｕ１が入力され、２ヶの信号を比較し、キャリア信号ｆｃ＿１よりもモータ電流指令信号Ｉｒ＿ｕ１が大きい場合は、比較するモータ電流指令信号Ｉｒ＿ｕ１に対応した上側アームをオン動作とするゲート制御信号ＧＵ＿ｕ１を出力し（図示では、Ｈｉｇｈレベル）、キャリア信号ｆｃ＿１よりもモータ電流指令信号Ｉｒ＿ｕ１が小さい場合は、比較するモータ電流指令信号Ｉｒ＿ｕ１に対応した上側アームをオフ動作とするゲート制御信号ＧＵ＿ｕ１を出力する（図示では、Ｌｏｗレベル）。また、下側アームのゲート制御信号ＧＵ＿ｄ１は、上側アームのゲート制御信号ＧＵ＿ｕ１と論理レベルが反転している。ここで、ゲート制御信号ＧＵ＿ｕとＧＵ＿ｄは、上下アーム短絡を防止するため、双方がＬｏｗレベルとなる微小時間の休止期間（図示しない。）が設けられている。
　図中においては、３相交流のうち１相分のモータ電流指令Ｉｒ＿ｕ１を用いてゲート制御信号の生成を説明したが、ＰＷＭ信号生成回路４１４では、他相のＶ、Ｗ相についても、モータ電流指令Ｉｒ＿ｕ１に対してそれぞれ１２０度、２４０度位相がずれたモータ電流指令Ｉｒ＿ｖ１、Ｉｒ＿ｗ１に基づくゲート制御信号が生成される。
　また、図７に示すように、ＰＷＭ信号生成回路４１５、４１６においても、ＰＷＭ信号生成回路４１４と同様にモータ電流指令とキャリア信号とが入力され、これらの入力信号に基づいてゲート制御信号が生成される。
　図７（ａ）は、ＰＷＭ信号生成回路４１４におけるモータ電流指令Ｉｒ＿ｕ１とキャリア信号ｆｃ＿１の波形図を示し、図７（ｂ）は、ＰＷＭ信号生成回路４１５におけるモータ電流指令Ｉｒ＿ｕ２とキャリア信号ｆｃ＿２の波形図を示し、図７（ｃ）は、ＰＷＭ信号生成回路４１６におけるモータ電流指令Ｉｒ＿ｕ３とキャリア信号ｆｃ＿３の波形図を示す。
　このような波形の入力信号に基づいて生成されたゲート制御信号のうち、１０ｋＨｚの三角波であるキャリア信号ｆｃ＿１を用いてＰＷＭ信号生成回路４１４が生成したゲート制御信号は、３相インバータ２０１のゲート駆動回路２０４へ入力される。また、２０ｋＨｚの三角波であるキャリア信号ｆｃ＿２を用いてＰＷＭ信号生成回路４１５が生成したゲート制御信号は、３相インバータ２０２のゲート駆動回路２０５へ入力され、１０ｋＨｚの三角波であるキャリア信号ｆｃ＿３を用いてＰＷＭ信号生成回路４１６が生成したゲート制御信号は、３相インバータ２０３のゲート駆動回路２０６へ入力される。
　この結果、本実施形態において３相インバータ２０１、２０２、２０３が出力する３相ＰＷＭ電圧の動作周波数が、それぞれ、１０ｋＨｚ、２０ｋＨｚ、１０ｋＨｚとなり、３相巻線３０１、３０２、３０３には、それぞれ、３相インバータ２０１、２０２、２０３から出力される３相ＰＷＭ電圧が入力される。ここで、図３に示す固定子巻線について説明すると、固定子巻線８１ａ、８３ａに入力される３相ＰＷＭ電圧は１０ｋＨｚとなり、固定子巻線８１ａ、８３ａに挟まれた固定子巻線８２ａに入力される３相ＰＷＭ電圧は２０ｋＨｚとなる。
　以上が、制御回路４００の詳細についての説明である。
＜インバータ群２００＞
　続いて、インバータ群２００の詳細について説明する。図８の（ａ）は、インバータ群２００の上面図、（ｂ）はａ－ａ’での断面図である。本図に示すようにインバータ群２００は、３相インバータ２０１、２０２、２０３が、絶縁基板２４０上に並設されエポキシ樹脂等のモールド樹脂２５０により封止されることで、単一のモジュールを構成している。
　ここで３相インバータ２０１、及び３相インバータ２０３は動作周波数が１０ｋＨｚであり、３相インバータ２０２は動作周波数が２０ｋＨｚであるため、３相インバータ２０２は他の３相インバータよりも発熱量が多い。そこで、３相インバータ２０１、及び３相インバータ２０３は安価なＳｉ半導体を用いたスイッチング素子で構成するが、３相インバータ２０２は耐熱性に優れたシリコンカーバイド、窒化ガリウム等、Ｓｉ半導体よりも広いバンドギャップを有するワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子で構成している。
　この結果、インバータ群２００のモジュールは、３相インバータ２０２を中心に、３相インバータ２０１、２０２、２０３の配列軸で熱勾配が略対称になり、高い信頼性が得られる。また、モジュール内の半導体を全てワイドバンドギャップ半導体で構成するよりも、比較的安価なモジュールを提供できる。
　さらには、ＩＰＭ（インテリジェントパワーモジュール）に適用した場合、動作周波数がより低い３相インバータの上部にのみ、３相インバータを制御する駆動回路を配置することにより、駆動回路周辺の雰囲気温度を抑制することができるため、高信頼性のモジュールを提供できる。
　以上が、インバータ群２００の詳細についての説明である。
　次に、図９から図１２を用いて、本発明の同期電動機駆動システムにおいて、実施した内容と効果について説明する。
　図９は、３相インバータ２０１、２０２、２０３が出力する３相ＰＷＭ電圧の動作周波数を、それぞれ、１０ｋＨｚ、２０ｋＨｚ、１０ｋＨｚとした本実施形態でのモータ実電流波形（Ｕ相のみ）を示す図である。一方、図１０は、本実施形態と類似の構成ではあるが、３相インバータ２０１、２０２、２０３が出力する３相ＰＷＭ電圧の動作周波数を、それぞれ、２０ｋＨｚ、２０ｋＨｚ、２０ｋＨｚとした場合のモータ実電流波形（Ｕ相のみ）であり、図１１は、同様に３相インバータ２０１、２０２、２０３が出力する３相ＰＷＭ電圧の動作周波数を、それぞれ、１０ｋＨｚ、１０ｋＨｚ、１０ｋＨｚとした場合のモータ実電流波形を示す図である。また、図１２は、図９、図１０、図１１に示す波形をクローズアップして比較したものである。
　図１０、及び図１２の２段目からわかるように、全ての動作周波数を２０ｋＨｚにした場合、３相巻線３０１、３０２、３０３に通電されるモータ実電流において、電流リプル、すなわち波形歪が十分に抑制されたモータ実電流波形が実現できている。これに対し、図１１、及び図１２の３段目からわかるように、全ての動作周波数を１０ｋＨｚにした場合、巻線３０１、３０２、３０３に通電されるモータ実電流において、電流リプル、すなわち波形歪の大きなモータ実電流波形となっている。具体的には、図１２に示すように、全ての動作周波数を２０ｋＨｚにした２段目の波形は、全ての動作周波数を１０ｋＨｚにした３段目の波形に比べて、波形歪が１／２程度になっている。モータ実電流における波形歪は、モータを駆動する上で、モータの騒音／振動という重大な課題を引き起こす。
　しかしながら、図９に示す本実施形態でのモータ実電流波形では、２０ｋＨｚの３相ＰＷＭ電圧が入力される３相巻線３０２のモータ実電流Ｉ＿ｕ２が、図１０のものと同様にリプルが抑制されているに留まらず、１０ｋＨｚの３相ＰＷＭ電圧が入力される３相巻線３０１、３０３のモータ実電流Ｉ＿ｕ１、Ｉ＿ｕ３についても、図１１のものと比較して、リプルの顕著な低減が確認できる。具体的には、図１２に示すように、１段目に示す本実施形態で１０ｋＨｚの３相ＰＷＭ電圧が入力される３相巻線のモータ実電流波形は、全ての動作周波数を１０ｋＨｚにした３段目の波形に比べて、波形歪がおおよそ１／２～３／５になっている。
　このような効果は、本発明を実施することにより、３相巻線３０１、３０２、３０３に対して、それぞれ入力する３相ＰＷＭ電圧の動作周波数を１０ｋＨｚ、２０ｋＨｚ、１０ｋＨｚとすることにより、動作周波数が２０ｋＨｚである３相巻線３０２に通電されることで発生する磁束変化が、動作周波数が１０ｋＨｚである３相巻線３０１と３０３に通電されることで発生する磁束変化を抑制し、モータ実電流の波形歪を大幅に低減したことで得られたものと考えられる。
　また、本発明を実施することにより、同期電動機において発生する振動の低減効果も得られる。図１３は、同期電動機の回転により発生する振動レベルを、振動の周波数成分毎に示す図である。１段目は、３相インバータ２０１、２０２、２０３を、それぞれ１０ｋＨｚ、２０ｋＨｚ、１０ｋＨｚのキャリア信号を用いて動作させた本実施形態での振動の様子を示す。２段目は全ての３相インバータを１０ｋＨｚのキャリア信号を用いて動作させた場合、３段目は全ての３相インバータを２０ｋＨｚのキャリア信号を用いて動作させた場合の振動の様子を示している。
　本図において網掛けで示した周波数帯では、他の条件での振動レベルに比べて、本実施形態の条件での振動レベルが抑制されている。従って、このような周波数帯を共振周波数とする同期電動機駆動システムで、システム全体での振動低減効果が得られる。
　具体的には、ピーク位置ｐ１では、全ての３相インバータを１０ｋＨｚのキャリア信号を用いて動作させた場合、２段目に示すように振動レベルがおおよそ－７０ｄＢであるが、本実施形態の条件では１段目に示すように振動レベルがおおよそ－８０ｄＢに低減している。同様に、ピーク位置ｐ２では、全ての３相インバータを１０ｋＨｚのキャリア信号を用いて動作させた場合、２段目に示すように振動レベルがおおよそ－７７ｄＢであるが、本実施形態の条件では１段目に示すように振動レベルがおおよそ－８０ｄＢに低減している。また、ピーク位置ｐ３では、全ての３相インバータを１０ｋＨｚのキャリア信号を用いて動作させた場合、２段目に示すように振動レベルがおおよそ－７０ｄＢであるが、本実施形態の条件では１段目に示すように振動レベルがおおよそ－９０ｄＢに低減している。
　以上、本実施形態によれば、一部の３相インバータを、１０ｋＨｚのキャリア信号を用いて生成されたゲート制御信号に基づいて動作させることで、全ての３相インバータを２０ｋＨｚのキャリア信号を用いて生成されたゲート制御信号に基づいて動作させる場合に比較して、スイッチング損失を低減することができる。その一方で、全ての３相インバータを１０ｋＨｚのキャリア信号を用いて生成されたゲート制御信号に基づいて動作させる場合に比較して、リプルによるモータ電流の波形歪を低減することができる。
　このように、本発明の実施により、動作周波数の高周波化に伴う、３相インバータのスイッチング損失及びＥＭＣなどの重要課題を解決し、かつモータ駆動における低騒音／低振動を実現するモータ駆動システムを提供することができる。
＜第１の実施形態の変形例１＞
　本発明の第１の実施形態に係る同期電動機駆動システムでは、上記同期電動機の複数の巻線端子に互いに位相の異なる電流を給電することが好ましい。以下に、図２、図３に構造を示した同期電動機３００を回転駆動させる通電方法の一例を説明する。
　図１４は、本発明の第１の実施形態の固定子と回転子の位置関係を示し、図１４（ａ）、図１４（ｂ）、図１４（ｃ）は回転子２が反時計方向に各々機械角で２°（電気角でπ／９ラジアン）回転したときの固定子および回転子の位置関係を示している。また、図１５は、３相インバータが各固定子巻線に流した電流の時間変化を示した図である。図１５中の（ａ）（ｂ）（ｃ）で示される時間は、それぞれ図１４（ａ）、図１４（ｂ）、図１４（ｃ）に示される位置関係に対応している。
　図２、図３に、回転子の磁極間を１０、１１で示した。回転子の磁極間１０、１１は、回転子に配置された永久磁石で構成された磁極Ｎと磁極Ｓとの間の磁気中立点の位置を意味する。ここでは、機械的にも磁石と磁石との間の位置となっている。反時計方向にみてＮ極からＳ極に変わる磁極間を１０、反時計方向にみてＳ極からＮ極に変わる磁極間を１１と示している。なお、磁極間１１’は、磁極間１１に対して電気角では同じ位置であるが機械角では異なる位置にある。
　図１４（ａ）では、一点鎖線で示したように、固定子ティース６３ａの中心と回転子磁極間１１とが一致する位置関係で対向している。この位置関係のときにインバータ２０３が接続する固定子巻線８３ａに流れる電流が最大になるように位相を調整して電流を供給すると、永久磁石によるトルクであるマグネットトルクが最大となる。なお図３で説明したように隣接する磁極どうしのなす角度（１８°）と隣接する固定子ティースどうしのなす角度（２０°）が異なるため、固定子ティース６３ａの中心と回転子磁極間１１とが一致する位置関係で対向していれば、固定子ティース６２ａの中心および回転子磁極間１０、ならびに固定子ティース６１ａの中心および回転子磁極間１１’はずれた位置関係で対向することになる。
　図１４（ｂ）では、図１４（ａ）から回転子が反時計方向に機械角で２°（電気角でπ／９ラジアン）回転しており、一点鎖線で示したように、固定子ティース６２ａの中心と回転子磁極間１０とが一致する位置関係で対向している。この位置関係のときにインバータ２０２が接続する固定子巻線８２ａに流れる電流が最大になるように位相を調整して電流を供給すると、永久磁石によるトルクであるマグネットトルクが最大となる。このとき固定子ティース６３ａの中心および回転子磁極間１１、ならびに固定子ティース６１ａの中心および回転子磁極間１１’はずれた位置関係で対向している。 　図１４（ｃ）では、図１４（ｂ）から回転子が反時計方向に機械角で２°（電気角でπ／９ラジアン）回転しており、一点鎖線で示したように、固定子ティース６１ａの中心と回転子磁極間１１’とが一致する位置関係で対向している。この位置関係のときにインバータ２０１が接続する固定子巻線８１ａに流れる電流が最大になるように位相を調整して電流を供給すると、永久磁石によるトルクであるマグネットトルクが最大となる。このとき固定子ティース６３ａの中心および回転子磁極間１１、ならびに固定子ティース６２ａの中心および回転子磁極間１０はずれた位置関係で対向している。
　図１４（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に示した位置関係となる各時間に、すなわち、固定子ティース６１ａ、６２ａ、６３ａの固定子ティース中心が回転子磁極間と対向している各時間に、固定子巻線８１ａ、８２ａ、８３ａに流れる電流がそれぞれ最大になるように位相を調整して電流を供給する。そうすると固定子ティース毎にマグネットトルクを最大とすることができ、全体として高トルク化を図ることができる。
　図１５では、３相インバータ２０１、２０２、２０３がそれぞれ巻線端子３１ａ、３２ａ、３３ａに流した電流（固定子巻線８１ａ、８２ａ、８３ａに流した電流）が縦軸に、時間が横軸に示されている。図１５に示すように、巻線端子３２ａに流す電流に対して巻線端子３３ａに流す電流はπ／９ラジアン進めてあり、巻線端子３２ａに流す電流に対して巻線端子３１ａに流す電流はπ／９ラジアン遅らせてある。
　以上説明したとおり、同期電動機３００では、回転子磁極の間隔が機械角１８°（電気角πラジアン）であるのに対し、固定子ティース組内の３個の固定子ティースの間隔は機械角１８°度からずれた機械角２０°としている。このように機械的な位相差をもたせることにより、無通電時のトルク脈動であるコギングトルクを低減することができる。
　また同期電動機３００では、固定子ティース組内の固定子ティースは電気角πラジアンに対して各々π／９ラジアンの位相差をもつ配置となっており、各固定子ティースに巻回された固定子巻線にはπ／９ラジアンの位相差を持たせた電流を流すことで、各々の固定子ティースにより発生するトルクを同じにすることができるのでπ／３ラジアンを基本周期とするトルク脈動を打ち消すことができ、かつ、各々の固定子ティースにより発生するトルクを最大にすることができるので全体のトルクを高めることができる。
　なお、図１４では永久磁石による発生するマグネットトルクのみを考慮していたので、固定子ティースの中心と回転子磁極間とが一致して対向した位置関係において固定子巻線に流れる電流が最大となるように電流の位相を調整している。しかしながら第１の実施形態の同期電動機は、回転子コア内部に永久磁石を配置した、いわゆる磁石埋込み型同期電動機であり、磁石によるマグネットトルクに加えて、磁気抵抗の差によるリラクタンストルクを利用することができる同期電動機である。そのためマグネットトルクとリラクタンストルクの両者を生かして最大トルクを得るために、固定子ティースの中心と回転子磁極間とが一致して対向する位置で最大電流となる位相よりも電流位相を進めることが有効な場合もある。
＜第１の実施形態の変形例２＞
　以下に、２つのインバータを有する同期電動機駆動システムに本発明を適用した変形例について説明する。図１６は、本変形例に係る同期電動機駆動システムの全体構成を示す図である。
　本変形例に係る同期電動機駆動システムは、図１に示す構成に比較して、インバータ群２００、同期電動機３００、制御回路４００、及び電流検出モジュール５００を、インバータ群２１０、同期電動機３０４、制御回路４０４、及び電流検出モジュール５０１に置き換えた構成である。以下、図１に示す構成との相違点について説明する。
　インバータ群２１０は、インバータ群２００から３相インバータ２０３を取り除いた構成である。
　同期電動機３０４は、２つの３相巻線３０５、３０６を備える。
　制御回路４０４は、図１に示す制御回路４００のＰＷＭ制御部４０１を、ＰＷＭ制御部４０５に置換した構成である。図１７は、ＰＷＭ制御部４０５の詳細な構成を示す図である。ＰＷＭ制御部４０５は、図５に示すＰＷＭ制御部４０１からキャリア信号発生回路４１３、及びＰＷＭ信号生成回路４１６を取り除いた構成である。これにより、ＰＷＭ制御部４０５からは、３相インバータ２０１のゲート駆動回路２０４に対して、１０ｋＨｚのキャリア信号を用いたゲート制御信号が出力され、３相インバータ２０２のゲート駆動回路２０５に対して、２０ｋＨｚのキャリア信号を用いたゲート制御信号が出力される。
　以上が本変形例に係る同期電動機駆動システムの概要である。
　続いて、同期電動機３０４の詳細を説明する。同期電動機３０４は、同期電動機３００と同様に図２に示す構成を有するが、固定子ティースに対する固定子巻線の巻回方法が同期電動機３００と相違する。
　図１８は、同期電動機３０４の詳細図である。図１８を用いて、固定子ティース組８ａの構成を詳細に述べる。以下、固定子ティースの間の機械角を論ずるが、それぞれの固定子巻線が巻回された固定子ティースの中心（一点鎖線）間の角度を表す。固定子ティース組８ａは、３個の隣接した固定子ティース７１ａ、７２ａ、７３ａから構成されている。
　固定子ティース７２ａに対して固定子ティース７１ａは、機械角で＋２０°の位置に配置されている。すなわち磁極間隔である電気角πラジアン（機械角１８°）からさらに＋π／９ラジアンずれて配置されている。また、同様に固定子ティース７２ａに対して固定子ティース７３ａは、機械角で－２０°の位置に配置されている。すなわち磁極間隔である電気角πラジアンからさらに－π／９ラジアンずれて配置されている。ここで、固定子ティースは、周方向に等間隔で３６０／１８＝２０°の間隔で並べられている。一方、回転子の磁極は周方向に等間隔で２０個並べられており、３６０／２０＝１８°の間隔となる。
　固定子ティース７１ａには固定子巻線９１ａの一部（巻回数Ｎ１）が巻回され、固定子ティース７３ａには固定子巻線９２ａの一部（巻回数Ｎ２）が巻回され、固定子ティース７２ａには固定子巻線９１ａの残余の部分（巻回数Ｎ２１）および固定子巻線９２ａの残余の部分（巻回数Ｎ２２）が巻回されている。
　固定子巻線９１ａは、固定子ティース７１ａ、７２ａにそれぞれ巻回されている部分どうしが互いに逆極性の磁場を発生させる。同様に、固定子巻線９２ａは、固定子ティース７２ａ、７３ａにそれぞれ巻回されている部分どうしが互いに逆極性の磁場を発生させる。さらに固定子巻線９１ａ、９２ａに同位相の電流が供給されたとき固定子ティース７２ａに巻回されている部分どうしは同じ極性の磁場を発生させる。
　また固定子巻線９１ａ、９２ａの巻回数に関しては、以下の関係が満たされている。
　　Ｎ１＝Ｎ２
　　Ｎ２１＝Ｎ２２＝（Ｎ１）／｛２ｃｏｓ（π／９）｝
　上記関係を満たすことにより固定子ティース７１ａ、７２ａ、７３ａに生じる磁束の最大値を同等にすることができる。なおここでは便宜上イコール記号（＝）を用いているが、実際には完全に一致させることが困難な場合が多い。上記のイコール記号は、右辺が小数になる場合にはその小数に近い整数を採用する程度の一致を含み、さらには、設計上誤差として無視できる程度の一致を含むこととする。
　図１８に示した固定子ティース組８ａの両隣に隣接する他の２組の固定子ティース組８ｂ、８ｃも図１８に示した固定子ティース組８ａと同様の構成を有している。
　図１９は、図１８に示した同期電動機の固定子巻線の結線を説明するための図である。
　図示した巻線端子番号末尾のａ、ｂ、ｃは、それぞれ固定子ティース組８ａ、８ｂ、８ｃを構成する巻線に対応している。
　固定子ティース組８ａ内の２個の固定子巻線９１ａ、９２ａのそれぞれの巻線端子２１ａ、２３ａは、個別に外部に出されていて、巻線端子２１ａが三相インバータ２０１のＵ相の接続端子に、巻線端子２３ａが三相インバータ２０２のＵ相の接続端子に個別に接続されている。固定子ティース組８ｂ内の２個の巻線端子２１ｂ、２３ｂ、および、固定子ティース組８ｃの２個の巻線端子２１ｃ、２３ｃも同様に、個別に外部に出されていて、それぞれ３相インバータ２０１、２０２のＶ相、Ｗ相の接続端子に個別に接続されている。
　また、異なる固定子ティース組８ａ、８ｂ、８ｃで位相差が２π／３ラジアンとなる固定子巻線の端子は共通に中性点に接続されている。すなわち巻線端子２２ａと巻線端子２２ｂと巻線端子２２ｃは第１の中性点に接続され、巻線端子２４ａと巻線端子２４ｂと巻線端子２４ｃは第２の中性点に接続されている。この例では第１および第２の中性点を電気的に分離されているが、これらを電気的に接続することとしてもよい。
　また、本実施形態では固定子ティース組８ａ、固定子ティース組８ｂ、固定子ティース組８ｃが２組ずつあり、末尾のａ、ｂ、ｃが同じ固定子ティース組どうしは回転子の磁極に対して電気角で同じ位置関係にある。そのため６組の固定子ティース組のうち隣接した３組の固定子ティース組どうしで中性点接続を構成してもよいし、一つ置きの３組の固定子ティース組どうしで中性点接続を構成してもよい、また、６組の全ての固定子ティース組で中性点接続を構成してもよい。
　このような結線により、巻線端子が同じ３相インバータ２０１に接続された固定子巻線９１ａ、９１ｂ、９１ｃ、９１ａ’、９１ｂ’、９１ｃ’は図１６の３相巻線３０５を構成する。また、巻線端子が３相インバータ２０２に接続された固定子巻線９２ａ、９２ｂ、９２ｃ、９２ａ’、９２ｂ’、９２ｃ’は図１６の３相巻線３０６を構成している。
　以上、同期電動機３０４の構成について説明した。１８個の固定子ティースは、回転子の磁極間隔と異なる配置間隔で並び、かつ、周方向に並ぶ３個単位で固定子ティース組を構成している。また各固定子ティース組内の２個の固定子巻線は、それぞれ独立した外部端子に個別に接続されている。
　ここで「個別」とは、ひとつの固定子ティース組に含まれている固定子巻線どうしの関係を示すものであり、異なる固定子ティース組にそれぞれ含まれている固定子巻線どうしの関係を示すものではない。従って、異なる固定子ティース組に含まれる固定子巻線どうしは、条件が許せば共通に接続される場合もある。例えば、固定子ティース組８ａに含まれている固定子巻線９１ａと固定子ティース組８ａ’に含まれている固定子巻線９１ａ’には同じ位相の電流が供給されるため、これらを共通の外部端子に接続することとしてもよい。もちろん個別に外部端子に接続することとしても何ら問題はない。
　本変形例に係る同期電動機駆動システムは、上記同期電動機の複数の巻線端子に互いに位相の異なる電流を供給する駆動装置を備えている。次に、駆動装置および通電方法に関して説明する。
　図２０は、本変形例の固定子と回転子の位置関係を示し、図２０（ａ）、図２０（ｂ）、図２０（ｃ）は回転子２が反時計方向に各々機械角で２°（電気角でπ／９ラジアン）回転したときの固定子および回転子の位置関係を示している。また、図２１は、本変形例において各固定子巻線に流した電流の時間変化を示した図である。図２１中の（ａ）（ｂ）（ｃ）で示される時間は、それぞれ図２０（ａ）、図２０（ｂ）、図２０（ｃ）に示される位置関係に対応している。
　図２０に示す回転子の磁極間１０、１１は、回転子に配置された永久磁石で構成された磁極Ｎと磁極Ｓとの間の磁気中立点の位置を意味する。ここでは、機械的にも磁石と磁石との間の位置となっている。反時計方向にみてＮ極からＳ極に変わる磁極間を１０、反時計方向にみてＳ極からＮ極に変わる磁極間を１１と示している。なお、磁極間１１’は、磁極間１１に対して電気角では同じ位置であるが機械角では異なる位置にある。
　図２０（ａ）では、一点鎖線で示したように、固定子ティース７３ａの中心と回転子磁極間１１とが一致する位置関係で対向している。この位置関係のときに固定子巻線９３ａに流れる電流が最大になるように位相を調整して電流を供給すると、永久磁石によるトルクであるマグネットトルクが最大となる。なお図１８で説明したように隣接する磁極どうしのなす角度（１８°）と隣接する固定子ティースどうしのなす角度（２０°）が異なるため、固定子ティース７３ａの中心と回転子磁極間１１とが一致する位置関係で対向していれば、固定子ティース７２ａの中心および回転子磁極間１０、ならびに固定子ティース７１ａの中心および回転子磁極間１１’はずれた位置関係で対向することになる。
　図２０（ｂ）では、図２０（ａ）から回転子が反時計方向に機械角で２°（電気角でπ／９ラジアン）回転しており、一点鎖線で示したように、固定子ティース７２ａの中心と回転子磁極間１０とが一致する位置関係で対向している。このとき固定子ティース７３ａの中心および回転子磁極間１１、ならびに固定子ティース７１ａの中心および回転子磁極間１１’はずれた位置関係で対向している。
　図２０（ｃ）では、図２０（ｂ）から回転子が反時計方向に機械角で２°（電気角でπ／９ラジアン）回転しており、一点鎖線で示したように、固定子ティース７１ａの中心と回転子磁極間１１’とが一致する位置関係で対向している。この位置関係のときに固定子巻線９１ａに流れる電流が最大になるように位相を調整して電流を供給すると、永久磁石によるトルクであるマグネットトルクが最大となる。このとき固定子ティース７３ａの中心および回転子磁極間１１、ならびに固定子ティース７２ａの中心および回転子磁極間１０はずれた位置関係で対向している。
 　図２０（ａ）、（ｃ）に示した位置関係となる各時間に、すなわち、固定子ティース７１ａ、７３ａの固定子ティース中心が回転子磁極間と対向している各時間に、固定子巻線９１ａ、９２ａに流れる電流がそれぞれ最大になるように位相を調整して電流を供給する。そうすると図２０（ａ）に示した位置関係となるとき、すなわち固定子ティース７３ａの中心が回転子磁極間１１と一致して対向しているときに、固定子巻線９２ａに流れる電流が最大となり、固定子ティース７３ａが生じさせるマグネットトルクが最大となる。また図２０（ｂ）に示した位置関係になるとき、すなわち固定子ティース７２ａの中心が回転子磁極間１０と一致して対向しているときに、固定子巻線９１ａ、９２ａの電流のベクトル合成が最大となり、固定子ティース７２ａが生じさせるマグネットトルクが最大となる。また図２０（ｃ）に示した位置関係となるとき、すなわち固定子ティース７１ａの中心が回転子磁極間１１’と一致して対向しているときに、固定子巻線９１ａに流れる電流が最大となり、固定子ティース７１ａが生じさせるマグネットトルクが最大となる。これにより固定子ティース毎にマグネットトルクを最大とすることができ、全体として高トルク化を図ることができる。
　図２１では、３相インバータ２０１、２０２がそれぞれ巻線端子２１ａ、２３ａに流した電流（固定子巻線９１ａ、９２ａに流した電流）が縦軸に、時間が横軸に示されている。図２１に示すように、巻線端子２１ａに流す電流に対して巻線端子２３ａに流す電流は２π／９ラジアン進めてある。
　各固定子巻線の配置関係と各固定子巻線に流す電流とは以下の関係がある。
　固定子ティース７２ａに対して固定子ティース７３ａは、電気角でπラジアンからさらに－π／９ラジアンずれて配置されている。一方、固定子ティース７２ａに対して固定子ティース７１ａは、電気角でπラジアンからさらに＋π／９ラジアンずれて配置されている。このような配置関係であれば、固定子巻線９１ａに流す電流に対して固定子巻線９３ａに流す電流は、２π／９ラジアン進めることとする。
　以上説明したように、本変形例に係る同期電動機駆動システムでは、２つの３相インバータのうち一方で、低いキャリア信号を用いてＰＷＭ制御がなされることで、インバータ群２１０全体で発生するスイッチング損失を低減しつつも、動作周波数が２０ｋＨｚである３相巻線３０５に通電されることで発生する磁束変化が、動作周波数が１０ｋＨｚである３相巻線３０６に通電されることで発生する磁束変化を抑制し、モータ実電流の波形歪の増大を抑制することが期待できる。
 
（第２の実施形態）
　図２２は、本発明の第２の実施形態に係る同期電動機駆動システムの全体構成を示す図である。図２２に示す同期電動機駆動システムは、図１に示す同期電動機駆動システムのインバータ群２００及び制御回路４００を、それぞれインバータ群２２０、及び制御回路４０６に置換した構成である。以下に第１の実施形態に係る同期電動機駆動システムと相違する構成について説明する。
　インバータ群２２０を構成する３相インバータ２２１、２２２、２２３は、第１の実施形態における３相インバータ２０１、２０２、２０３と比較して、それぞれ温度センサ６１、６２、６３を有する点で相違する。
　温度センサ６１、６２、６３は、それぞれの３相インバータのパワー回路２２７、２２８、２２９を構成するスイッチング素子群の温度を一定周期で繰り返し計測し、パワー回路２２７、２２８、２２９のそれぞれ対応する温度検出信号Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３を制御回路４０６へ出力する。
　制御回路４０６は、図１に示す制御回路４００のＰＷＭ制御部４０１を、ＰＷＭ制御部４０７に置換した構成である。図２３は、ＰＷＭ制御部４０７の詳細な構成を示す図である。ＰＷＭ制御部４０５は、図５に示すＰＷＭ制御部４０１にキャリア信号選択回路４１７を追加した構成である。
　キャリア信号選択回路４１７は、温度センサ６１、６２、６３から入力された温度検出信号Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３に基づいて、キャリア信号ｆｃ＿１、ｆｃ＿２、ｆｃ＿３を、ＰＷＭ信号生成回路４１４、４１５、４１６へ割り当てて分配する。この時、キャリア信号選択回路４１７は、パワー回路２２７、２２８、２２９の内、低い温度を示しているパワー回路に対応したゲート駆動回路へより高い動作周波数のゲート制御信号を出力するように、ＰＷＭ信号生成回路へのキャリア信号の割り当てを決定する。
　以下に、キャリア信号選択回路４１７によるキャリア信号の割り当ての詳細について説明する。図２４は、キャリア信号選択回路４１７によるキャリア信号の割り当て処理の流れを示すフローチャートである。
　キャリア信号選択回路４１７は、ステップＳ１において温度検出信号Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３が入力されると、ステップＳ２、ステップＳ３の判定により、各パワー回路の温度を比較する。
　温度検出信号Ｔ１の示す温度が、温度検出信号Ｔ２、Ｔ３の示す温度よりも低い場合（ステップＳ２：Ｙｅｓ）、キャリア信号選択回路４１７は、２０ｋＨｚのキャリア信号であるｆｃ＿２をＰＷＭ信号生成回路４１４へ出力し、１０ｋＨｚのキャリア信号であるｆｃ＿１、ｆｃ＿３を、それぞれＰＷＭ信号生成回路４１５、４１６へ出力する（ステップＳ３）。
　ステップＳ２の判定で、温度検出信号Ｔ１の示す温度が、温度検出信号Ｔ２、Ｔ３の示す温度よりも高かった場合は（ステップＳ２：Ｎｏ）、温度検出信号Ｔ２とＴ３とを比較し、温度検出信号Ｔ２の示す温度が、温度検出信号Ｔ３の示す温度よりも低い場合（ステップＳ４：Ｙｅｓ）、キャリア信号選択回路４１７は、２０ｋＨｚのキャリア信号であるｆｃ＿２をＰＷＭ信号生成回路４１５へ出力し、１０ｋＨｚのキャリア信号であるｆｃ＿１、ｆｃ＿３を、それぞれＰＷＭ信号生成回路４１４、４１６へ出力する（ステップＳ５）。
　ステップＳ２の判定で、温度検出信号Ｔ２の示す温度が、温度検出信号Ｔ３の示す温度よりも高かった場合は（ステップＳ４：Ｎｏ）、キャリア信号選択回路４１７は、２０ｋＨｚのキャリア信号であるｆｃ＿２をＰＷＭ信号生成回路４１６へ出力し、１０ｋＨｚのキャリア信号であるｆｃ＿１、ｆｃ＿３を、それぞれＰＷＭ信号生成回路４１４、４１５へ出力する（ステップＳ６）。
　このような処理によって、３相インバータ２２１、２２２、２２３のうち、パワー回路の温度が最も低いものに、他のものよりも高い周波数のキャリア信号に基づいたゲート制御信号が供給されることになる。
　ここで、２０ｋＨｚのキャリア信号を用いて動作することになった３相インバータは、１０ｋＨｚのキャリア信号を用いて動作する３相インバータよりも、パワー回路での発熱が多くなるため、いずれ３つの３相インバータ間の温度の関係が入れ替わることになる。しかし、各３相インバータのパワー回路の温度が一定周期で計測され、最新の温度検出信号Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３に基づいて、ステップＳ１～ステップＳ６の処理が繰り返し実行されることで、本実施形態の構成では、各時点で最もパワー回路の温度が低い３相インバータに、他のものよりも高い周波数のキャリア信号に基づいたゲート制御信号が供給される。
　以上のように本実施形態によれば、パワー回路２２７、２２８、２２９の一部に熱負荷が集中することを抑制できるため、システムの信頼性向上が図れる。
　また、一般に、高いキャリア周波数で駆動する３相インバータから給電される固定子巻線では他の固定子巻線よりも鉄損が大きく、そのため発熱量が多くなる。しかし、本実施形態では、高い周波数のキャリア信号に基づいたゲート制御信号が供給される３相インバータが、順に切り替わるため、同期電動機においても、複数の固定子巻線の発熱が均等化される。このような効果もシステムの信頼性向上に寄与する。
　なお、上述の制御回路４０６の回路動作を、アプリケーションプログラムにより記述してマイコンシステムに実行させることで実施してもよい。
＜第２の実施形態の変形例＞
　上述のように、各３相インバータについてパワー回路の温度を計測し、最も温度が低いものに高い周波数のキャリア信号に基づいたゲート制御信号を供給することで、３相インバータ２２１、２２２、２２３の熱負荷を均等にすることができる。しかし、熱負荷による不具合を防ぐという観点では、複数の３相インバータで熱負荷を必ずしも均等にする必要はなく、各３相インバータにおいて、許容温度を超えるような過剰な発熱を防ぐことができればよい。
　例えば、複数の３相インバータにおいて、高い周波数のキャリア信号に基づいたゲート制御信号を供給する先を定期的に切り替えることでも、熱負荷が１つの３相インバータに過剰に集中して許容温度を超えるような事態を避けることができる。このような変形例では、１つの３相インバータを高い周波数のキャリア信号を用いて駆動させる間に他の３相インバータより過剰に上昇した温度が、他の３相インバータを高い周波数のキャリア信号で駆動させている間に低下するような周期で、ゲート制御信号の供給先を切り替えることが望ましい。
　このような周期は、インバータモジュールの構造により決定される。例えば、３つの３相インバータがモジュール内に並設されている場合、中央に配置された３相インバータの放熱性は両端の３相インバータよりも劣ることになる。そこで、高い周波数のキャリア信号に基づいたゲート制御信号を供給する時間間隔を、両端の３相インバータよりも、中央の３相インバータで短くすると良い。
　あるいは他の例として、何れの３相インバータにおいても短時間で十分な放熱が可能であるならば、高い周波数のキャリア信号に基づいたゲート制御信号を供給する先を、全ての３相インバータに同じ時間間隔で切り替えるよう構成してもよい。
　以下に、３相インバータ２２１、２２２、２２３に、同じ時間間隔で高い周波数のキャリア信号に基づいたゲート制御信号を供給する変形例を説明する。図２５は、本変形例におけるキャリア信号選択回路４１７によるキャリア信号の割り当て処理の流れを示すフローチャートである。
　キャリア信号選択回路４１７は、所定時間毎にタイムアウト信号を出力するタイマと作業メモリとを内蔵しており、先ず、ステップＳ１１において作業メモリ上に変数Ｘを０に設定し、ステップＳ１２～ステップＳ１８のループ処理を繰り返す。
　このループ処理では、キャリア信号選択回路４１７は、タイマがタイムアウト信号を出力するのを待ち（ステップＳ１２）、変数Ｘを３で除算した場合の剰余を算出する。
　剰余が０である場合（ステップＳ１３：Ｙｅｓ）、キャリア信号選択回路４１７は、２０ｋＨｚのキャリア信号であるｆｃ＿２をＰＷＭ信号生成回路４１４へ出力し、１０ｋＨｚのキャリア信号であるｆｃ＿１、ｆｃ＿３を、それぞれＰＷＭ信号生成回路４１５、４１６へ出力する（ステップＳ１４）。
　剰余が１である場合（ステップＳ１５：Ｙｅｓ）、キャリア信号選択回路４１７は、２０ｋＨｚのキャリア信号であるｆｃ＿２をＰＷＭ信号生成回路４１５へ出力し、１０ｋＨｚのキャリア信号であるｆｃ＿１、ｆｃ＿３を、それぞれＰＷＭ信号生成回路４１４、４１６へ出力する（ステップＳ１６）。
　剰余が２である場合（ステップＳ１５：Ｎｏ）、キャリア信号選択回路４１７は、２０ｋＨｚのキャリア信号であるｆｃ＿２をＰＷＭ信号生成回路４１６へ出力し、１０ｋＨｚのキャリア信号であるｆｃ＿１、ｆｃ＿３を、それぞれＰＷＭ信号生成回路４１４、４１５へ出力する（ステップＳ１７）。
　さらに、このループ処理を繰り返毎に、ステップＳ１８において変数Ｘをインクリメントする。
　このような処理手順によって、タイマがタイムアウト信号を出力する一定の時間間隔毎に、３相インバータ２２１、２２２、２２３の順で、高い周波数のキャリア信号に基づいたゲート制御信号が供給されることになる。
　尚、タイマがタイムアウト信号を出力する周期は、高い周波数のキャリア信号に基づいたゲート制御信号を連続して供給した場合に、３相インバータにおいて発熱する温度が許容温度を超えない範囲で設定することができる。
 
（第３の実施形態）
　図２６は、本発明の第３の実施形態に係る同期電動機駆動システムの全体構成を示す図である。図２６に示す同期電動機駆動システムは、図１に示す同期電動機駆動システムのインバータ群２００を、インバータ群２３０に置換した構成である。以下に第１の実施形態に係る同期電動機駆動システムと相違する構成について説明する。
　本実施形態に係るインバータ群２３０は、各３相インバータのゲート駆動回路２３１、２３２、２３３に特徴がある。
　ゲート駆動回路２３１、２３２、２３３は、それぞれ対応するパワー回路２０７、２０８、２０９との間にゲート抵抗を有しているが、ＰＷＭ制御部４０１から２０ｋＨｚのキャリア信号に基づいたゲート制御信号が入力されるゲート駆動回路２３２は、１０ｋＨｚのキャリア信号に基づいたゲート制御信号が入力されるゲート駆動回路２３１、及び２３３よりも、ゲート抵抗の抵抗値が小さいことを特徴としている。
　このため、ゲート駆動回路２３２からゲート駆動信号を受けるパワー回路２０８では、スイッチング素子のチャネルに電荷が早くたまりスイッチング速度が速くなる。その結果、パワー回路２０８を構成するスイッチング素子において、スイッチング動作１回あたりの損失を、他のパワー回路を構成するスイッチング素子よりも低減することができる。
　以上の本実施形態によれば、複数のキャリア信号に基づいたインバータ群２３０のＰＷＭ制御において、高いキャリア信号に基づいて駆動するパワー回路２０８で、スイッチング動作１回あたりの損失を他のパワー回路での損失よりも低く抑えた結果、パワー回路２０７、２０８、２０９それぞれで発生する単位時間当たりのスイッチング損失のバランスを保つことができる。従って、一部のパワー回路に熱負荷が集中することが抑制され、システムの信頼性向上が図れる。
＜第３の実施形態の変形例＞
　本発明の第２の実施形態を、第３の実施形態に組み合わせることで、より高い効果が得られる。
　本変形例では、第２の実施形態の構成と同様に各３相インバータのパワー回路の温度が温度センサで計測され、ＰＷＭ制御部は、計測された温度が最も低いパワー回路に対応するゲート駆動回路に対して、２０ｋＨｚのキャリア周波数を用いたゲート制御信号を出力し、その他の２つのゲート駆動回路に対して、１０ｋＨｚのキャリア周波数を用いたゲート制御信号を出力する。
　ここで各ゲート制御回路は、図２７に示すように、ゲート駆動信号出力部２４１とパワー回路２０７のゲート端子との間に、並列に接続されたゲート抵抗２４２とスイッチ２４３とを有する。このような構成のゲート制御回路は、ＰＷＭ制御部から２０ｋＨｚのキャリア周波数を用いたゲート制御信号が入力された場合、スイッチ２４３をＯＮにし、ＰＷＭ制御部から１０ｋＨｚのキャリア周波数を用いたゲート制御信号が入力された場合、スイッチ２４３をＯＦＦにして、ゲート駆動信号を出力するよう動作する。これにより、２０ｋＨｚのキャリア周波数を用いたゲート制御信号が入力された３相インバータでは、パワー回路のスイッチング素子のスイッチング速度が他の３相インバータのものよりも速くなる。
　以上の本変形例によれば、複数のキャリア信号に基づいたインバータのＰＷＭ制御において、パワー回路の温度変化によって各３相インバータに供給されるゲート制御信号のキャリア周波数に入れ替えが生じるが、キャリア周波数に入れ替えに応じて、各時点で他より高いキャリア信号に基づいて駆動するパワー回路のスイッチング速度を、他のもののスイッチング速度よりも速くすることができる。従って、一部のパワー回路に熱負荷が集中することが抑制され、システムの信頼性向上が図れる。
 
（第４の実施形態）
　図２８は、本発明の第３の実施形態に係る同期電動機駆動システムの全体構成を示す図である。図２８に示す同期電動機駆動システムは、図１に示す同期電動機駆動システムの位置推定部４０３を、位置推定部４０９に置換した構成である。以下に第１の実施形態に係る同期電動機駆動システムと相違する構成について説明する。
　位置推定部４０９は、電流検出モジュール５００で検出された３相交流電流検出信号のうち、電流検出器５１、５２、５３で検出された３相インバータ２０１にかかわる３相交流電流検出信号が入力され、３相インバータ２０１のスイッチング動作毎の電流変化率から巻線のインダクタンス値を演算により求め、インダクタンス値から同期電動機３００の回転子磁極位置θを推定する。
　ここで、３相インバータ２０１、２０２、２０３は、それぞれ１０ｋＨｚ、２０ｋＨｚ、１０ｋＨｚのキャリア信号を用いたゲート制御信号に基づいて動作している。一般的に、モータのＰＷＭ制御では、キャリア信号の動作周波数が制御演算時間になる。そのため、磁極位置θを推定演算するセンサレス制御では、２０ｋＨｚの動作周波数で動作する３相インバータの出力を用いるよりも、１０ｋＨｚの動作周波数で動作する３相インバータの出力を用いる方が、比較的長い制御演算時間でセンサレス制御を実施できる。
　以上のように、本実施形態の同期電動機駆動システムでは、複数のキャリア信号に基づいたインバータ群２３０のＰＷＭ制御において、より低いキャリア周波数で動作する３相インバータの出力を用いて、磁極位置θを推定演算するため、センサレス制御に高い演算処理能力を有する演算装置を用いる必要がなく、比較的安価な演算装置を用いることで低コスト化を図ることができる。また、電動機の多極化及び高速回転化に伴い、キャリア信号を高周波化させる場合にも、一部の３相インバータについては低いキャリア周波数で動作させ、この低いキャリア周波数で動作する３相インバータの出力を用いて磁極位置θを推定演算することで、多極化及び高速回転化した電動機に対しても、容易にセンサレス制御を実施することができる。
 
（その他の変形例）
　以上、本発明に係る同期電動機駆動システムについて、実施形態に基づいて説明したが、本発明はこれらの実施形態に限られない。例えば、以下のような変形例が考えられる。
（１）第１の実施形態では、図３に示す３個の固定子巻線のうち、両端の固定子巻線８１ａ、８３ａに入力される３相ＰＷＭ電圧が１０ｋＨｚとなり、中央の固定子巻線８２ａに入力される３相ＰＷＭ電圧が２０ｋＨｚとなる構成について説明した。しかしながら本発明はこれに限らず、固定子の周方向に並ぶ一対の固定子巻線のうち、一方が他方よりも低いキャリア信号に基づく３相ＰＷＭ電圧が入力されるよう構成することで、ある程度の効果は見込める。
　例えば、図２９は、３相インバータ２０１、２０２、２０３が出力する３相ＰＷＭ電圧の動作周波数を、それぞれ、２０ｋＨｚ、１０ｋＨｚ、２０ｋＨｚとした場合のモータ実電流波形（Ｕ相のみ）を示す図であり、図３０は、３相インバータ２０１、２０２、２０３が出力する３相ＰＷＭ電圧の動作周波数を、それぞれ、１０ｋＨｚ、２０ｋＨｚ、２０ｋＨｚとした場合のモータ実電流波形（Ｕ相のみ）を示す図であり、図３１は、３相インバータ２０１、２０２、２０３が出力する３相ＰＷＭ電圧の動作周波数を、それぞれ、２０ｋＨｚ、２０ｋＨｚ、１０ｋＨｚとした場合のモータ実電流波形を示す図である。何れの図の場合もＩ＿ｕ１、Ｉ＿ｕ２、Ｉ＿ｕ３が、それぞれ固定子巻線８１ａ、８２ａ、８３ａに入力されるモータ実電流であり、図２９の例では、隣り合う固定子巻線８１ａ、８２ａの組、及び、固定子巻線８２ａ、８３ａの組で、異なる周波数のキャリア信号に基づいた３相ＰＷＭ電圧が入力されている。また、図３０の例では、隣り合う固定子巻線８１ａ、８２ａの組で、異なる周波数のキャリア信号に基づいた３相ＰＷＭ電圧が入力されており、図３１の例では、隣り合う固定子巻線８２ａ、８３ａの組で、異なる周波数のキャリア信号に基づいた３相ＰＷＭ電圧が入力されている。これらの隣り合う一対の固定子巻線の組において、動作周波数が２０ｋＨｚである固定子巻線に通電されることで発生する磁束変化が、動作周波数が１０ｋＨｚである固定子巻線に通電されることで発生する磁束変化を抑制し、モータ実電流の波形歪の増大を抑制することが期待できる。
　また、この時、１０ｋＨｚのキャリア信号に基づいて動作する３相インバータが存在することで、全ての３相インバータが２０ｋＨｚで動作する場合に比べてスイッチング損失の低減効果が得られる。
（２）各実施形態では、固定子ティース組を構成する固定子ティースの数が３個の場合（ｍ＝３）について説明しているが、本発明はこれに限らず、２以上の整数個であれば適用可能である。以下、固定子ティース組を構成する固定子ティースの数がｍ個の場合について検討する。
　固定子ティースの数がｍ個の場合、理論的には、固定子ティース組において隣り合う固定子ティースは電気角で最大（π＋２π／３ｍ）ラジアンに相当する間隔で配置可能である。また隣り合う固定子ティースにそれぞれ巻回された固定子巻線が同位相の電流が流れたときに互いに逆向きの磁場を発生させる特性をもつ場合、これらの固定子巻線には±２π／３ｍラジアンの範囲内で互いに位相が異なる電流を供給すればよい。
　ただし現実的には、固定子ティース組において隣り合う固定子ティースは電気角で最大（π＋π／３ｍ）ラジアンに相当する間隔で配置するのが好ましい。また隣り合う固定子ティースに巻回された固定子巻線が同位相の電流が流れたときに互いに逆向きの磁場を発生させる特性をもつ場合、これらの固定子巻線には±π／３ｍラジアンの範囲内で互いに位相が異なる電流を供給すればよい。
　例えば、ｍ＝５の場合、固定子ティースの数量が３０個（機械角で１２°の等間隔で配置）、回転子の磁極数が３２個（電気角πラジアンは機械角で３６０／３２＝１１．２５°に相当）となり、隣り合う固定子巻線は、電気角で最大（π＋π／１５）ラジアンに相当する間隔で配置される。また隣り合う固定子巻線のうち回転方向にみて電気角で最大（π＋π／１５）ラジアン進んだ位置にある固定子巻線には、最大（π＋π／１５）ラジアン遅れた位相の電流が供給される。
　ここで、固定子の周方向に並ぶ５個の固定子巻線に、５個の３相インバータが個別に給電する構成では、前記５個の固定子巻線のうち、少なくとも両端の２個の固定子巻線に給電する３相インバータを１０ｋＨｚのキャリア信号に基づいて動作させ、中央の固定子巻線に給電する３相インバータを２０ｋＨｚのキャリア信号に基づいて動作させる。
（３）複数の３相インバータにおいてキャリア周波数がほぼ同一のものに関しては、位相がずれていることが望ましい。
　具体的には、図３２に示すように、周波数が１０ｋＨｚであるキャリア信号ｆｃ＿１、ｆｃ＿３の位相を、１／８周期ずらす例が考えられる。
（４）各実施形態では、磁極位置θをセンサレス演算により推定する構成を示したが、何らかの検出手段を用いて、磁極位置θを直接検出する構成としてもよい。磁極位置θを検出する手段としては、位置検出器である光学式エンコーダ、ホールセンサ、レゾルバなどを用ることができる。
（５）各実施形態では、キャリア信号発生回路４１１、４１３が何れも１０ｋＨｚのキャリア信号を発生させるとしたが、本発明は、キャリア信号発生回路４１１、４１２、４１３が、それぞれ異なる周波数のキャリア信号を発生させる構成としても実施可能である。
　例えば、回路４１１、４１２、４１３が、それぞれ１０ｋＨｚ、２０ｋＨｚ、１５ｋＨｚのキャリア信号を発生させるとしてもよい。このような構成を、第２の実施形態に適用する場合、パワー回路の温度がより低温なものほど、低い周波数のキャリア信号を用いて動作させ、パワー回路の温度がより高温なものほど、高い周波数のキャリア信号を用いて動作させることが好ましい。
（６）各実施形態では、３相インバータ及び巻線の数と同数のキャリア信号発生回路を有する同期電動機駆動システムについて説明したが、３相インバータ及び巻線の数とは異なる数のキャリア信号発生回路を有する構成であっても、本発明は実施可能である。
　例えば、３相インバータが３個、キャリア信号発生回路が２個である同期電動機駆動システムでは、キャリア信号発生回路のうち一方が出力するキャリア信号に基づいて、２個の３相インバータを動作させ、キャリア信号発生回路のうち他方が出力するキャリア信号に基づいて、残りの１個の３相インバータを動作させるよう構成することができる。
　また他の例として、３相インバータの数よりも、多くのキャリア信号発生回路を有する同期電動機駆動システムとしても本発明は実施可能である。ここで、３相インバータの数よりも多くのキャリア信号発生回路を有する同期電動機駆動システムでは、トルク及び回転数等の同期電動機の駆動状態に応じて、３相インバータに割り当てるキャリア周波数を変えるよう構成してもよい。
　具体的には、それぞれ８ｋＨｚ、１０ｋＨｚ、１５ｋＨｚ、２０ｋＨｚのキャリア信号を出力する４個のキャリア信号発生回路と、３個の３相インバータとを有する同期電動機駆動システムにおいて、同期電動機を高回転数で駆動させる状態では、２個の３相インバータを１０ｋＨｚのキャリア信号を用いて動作させ、残りの１個の３相インバータを２０ｋＨｚのキャリア信号を用いて動作させる。同期電動機を低回転数で駆動させる状態では、２個の３相インバータを８ｋＨｚのキャリア信号を用いて動作させ、残りの１個の３相インバータを１５ｋＨｚのキャリア信号を用いて動作させる。
　このような構成によれば、低回転数で駆動させる場合に、さらなるスイッチング損失の低減が期待できる。
（７）各実施形態では、高いキャリア周波数として２０ｋＨｚ、低いキャリア周波数として１０ｋＨｚを例示しているが、複数のキャリア信号の動作周波数の関係は、１０ｋＨｚと２０ｋＨｚとのように、比例関係に限定されるものではない。本発明において複数のキャリア信号の動作周波数の関係は、一方が他方の２倍以下であることが望ましい。
（８）各実施形態では、全ての３相インバータが１つの直流電源から直流電力の供給を受ける例について説明したが、本発明は、図３３に示すように、それぞれの３相インバータが異なる直流電源から直流電力の供給を受けるよう構成しても実施可能である。
　ここで、図３３に示す直流電源１０１、１０２、１０３が、異なる種類の蓄電装置により実現されていてもよい。
　例えば、３相インバータが高いキャリア周波数で動作する場合、低いキャリア周波数で動作する場合に比較して高周波ノイズが強く、それに伴い過大なサージ電圧が発生する。そこで鉛蓄電池等に比べて軽量であるが過電圧に弱い燃料電池を、低いキャリア周波数で動作する３相インバータへの給電に用い、高いキャリア周波数で動作する３相インバータへの給電には、鉛蓄電池やリチウムイオンバッテリ等を用いることが好ましい。
　ここでさらに、図３３に示す直流電源１０１、１０２、１０３が、異なる電圧で直流電力を給電するよう構成されていてもよい。スイッチング損失は、電圧の値が高いほど増大し、また、高周波ノイズも電圧の値が高いほど増大する。そこで、高いキャリア周波数で動作する３相インバータへの給電には、低いキャリア周波数で動作する３相インバータへ給電する直流電源よりも、電圧の低い直流電源を用いることが好ましい。
　尚、第３の実施形態のように高いキャリア周波数で動作する３相インバータのパワー素子のスイッチング速度が速くなるよう構成している場合、スイッチング速度の高速化に伴う高周波ノイズの増大が問題となるが、このような問題は、上述のように高いキャリア周波数で動作する３相インバータへの給電に電圧の低い直流電源を用いることによる高周波ノイズの低減効果によって、ある程度相殺されることが期待できる。
（９）各実施形態において、複数の３相インバータは、同じ種類のスイッチング素子を用いてパワー回路を構成しても、異なる種類のスイッチング素子を用いてパワー回路を構成してもよい。
　一般に、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　ｇａｔｅ　ｂｉｐｏｌａｒ　ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）等のバイポーラ素子よりも、金属－絶縁体－半導体電界効果トランジスタ（ｍｅｔａｌ－ｉｎｓｕｌａｔｏｒ－ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　ｆｉｅｌｄ　ｅｆｆｅｃｔ　ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＭＩＳＦＥＴ）、金属－酸化物－半導体電界効果トランジスタ(ｍｅｔａｌ－ｏｘｉｄｅ－ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　ｆｉｅｌｄ　ｅｆｆｅｃｔ　ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＭＯＳＦＥＴ)等のユニポーラ素子では、スイッチング損失が低い。そこで、スイッチング損失の増大が問題となる高いキャリア周波数で動作する３相インバータを、ユニポーラ素子を用いて構成することで、スイッチング損失の増大を抑えることができる。
　また他の例として、スイッチング損失の増大が問題となる高いキャリア周波数で動作する３相インバータを、シリコンカーバイド、窒化ガリウム等、Ｓｉ半導体よりも広いバンドギャップを有するワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子を用いて構成することで、スイッチング損失の増大を抑えることができる。この時、低いキャリア周波数で動作する３相インバータについては、安価なＳｉ半導体を用いたスイッチング素子を用いて構成することで、コストの増大を抑えることができる。
（１０）実施形態では固定子巻線は固定子ティースに巻回されているが、本発明はこれに限らず、固定子ティースのない、いわゆるコアレスモータにも適用可能である。
（１１）実施形態では、複数の３相インバータのうち少なくとも１個の３相インバータを他の３相インバータよりも低いキャリア周波数で動作させることで、スイッチング動作を減らし、それによりスイッチング損失の低減を図る構成について説明した。
　スイッチング動作の抑制は、キャリア周波数を抑える以外にも、たとえば、６０度の休止区間を持つ２相変調方式にて直交変換を行うことでも実現できる。そのため、上記の各実施形態において、低いキャリア周波数で動作させる３相インバータに換えて、２相変調方式にて直交変換を行う３相インバータを用い、高いキャリア周波数で動作させる３相インバータとして、３相変調方式にて直交変換を行う３相インバータを用いることでも、同様の効果が得られる。このような構成でも本発明を実施可能である。
　尚、全ての３相インバータの変調方式が３相変調方式であっても、若しくは２相変調方式であっても、複数の３相インバータのうち少なくとも１個の３相インバータを他の３相インバータよりも低いキャリア周波数で動作させることで、本発明を同様に適用することが可能である。
（１２）実施形態では特に挙げていないが、固定子巻線が回転子の軸方向に進むほど周方向に最大で固定子巻線の配置間隔だけずれていくスキュー配置を施すこととしてもよい。
（１３）実施形態では、回転子が固定子の外側に配置されたアウターロータ型の同期電動機で説明しているが、回転子を固定子の内側に配置したインナーロータ型の同期電動機や、回転子と固定子とが軸方向に空隙を持って配置された、いわゆる面対向のアキシャルギャップ式同期電動機や、それらを複数組み合わせた構造の同期電動機でも同じ効果があることは言うまでもない。
（１４）実施形態では、回転子の磁極を永久磁石により構成したが、磁気抵抗の差で構成したリラクタンストルクを利用した同期電動機、回転子に両者を組み合わせた同期電動機でも適用可能である。
（１５）第１乃至第４の実施形態及び上記変形例をそれぞれ組み合わせるとしてもよい。
　本発明は、高効率かつ低騒音特性を有する同期電動機駆動システムを実現できる。さらに、安価なセンサレス制御を実現することで、低コスト化が図れる。ゆえに、小型化が強く要求されるハイブリッド電気自動車及び電気自動車、電動コンプレッサ、電動パワーステアリング、エレベータを含めたあらゆる電動機駆動システム、また同じく小型化が強く望まれる風力発電システムなどの発電システム、等々に有用である。
　　　　２　　回転子
　　　　３　　固定子
　　　　４　　回転子コア
　　　　５　　永久磁石
　　　　６　　磁極
　　　　９　　固定子巻線
　　　１０　　回転子磁極間
　　　１１　　回転子磁極間
　　　２１ａ～ｃ　巻線端子
　　　２２ａ～ｃ　巻線端子
　　　２３ａ～ｃ　巻線端子
　　　２４ａ～ｃ　巻線端子
　　　３１ａ～ｃ　巻線端子
　　　３２ａ～ｃ　巻線端子
　　　３３ａ～ｃ　巻線端子
　　　３４ａ～ｃ　巻線端子
　　　３５ａ～ｃ　巻線端子
　　　３６ａ～ｃ　巻線端子
　　　７　　固定子ティース
　　　８　　固定子ティース組
　　　８ａ～ｃ　固定子ティース組
　　　５１～５９　　電流検出器
　　　６１～６３　　温度センサ
　　１００～１０３　　直流電源
　　２００、２１０、２２０、２３０　　インバータ群
　　２０１～２０３　　３相インバータ
　　２０４～２０６　　ゲート駆動回路
　　２０７～２０９　　パワー回路
　　２４１　　ゲート駆動信号出力部
　　２４２　　ゲート抵抗
　　２４３　　スイッチ
　　２４０　　絶縁基板
　　２５０　　モールド樹脂
　　３００、３０４　　同期電動機
　　３０１～３０３　　３相巻線
　　４００　　制御回路
　　４０１　　ＰＷＭ制御部
　　４０２　　電流検出部
　　４０３　　位置推定部
　　４１１～４１３　　キャリア信号発生回路
　　４１４～４１６　　ＰＷＭ信号生成回路
　　４１７　　キャリア信号選択回路
　　５００　　電流検出モジュール

Claims (21)

  1. 直流電力を３相交流電力に変換する複数の３相インバータと、
    　前記複数の３相インバータの動作を制御する制御回路と、
    　３相交流電力の供給を受ける３相巻線を複数有する同期電動機とを備え、
    　前記制御回路は、３相インバータの動作を制御するにあたり、前記複数の３相インバータのうち第１及び第２の３相インバータに、互いに異なるキャリア周波数を用いて３相交流電力を生成させ、
    　前記第１及び第２の３相インバータは、それぞれ異なる３相巻線へ３相交流電力を供給し、
    　前記同期電動機は、周方向に並設された複数の固定子巻線を含む固定子を有し、
    　前記複数の固定子巻線のそれぞれは、前記３相巻線の何れかに含まれ、
    　前記第１の３相インバータから給電される３相巻線に含まれる第１の固定子巻線と、前記第２の３相インバータから給電される３相巻線に含まれ、前記第１の固定子巻線と同相である第２の固定子巻線とは、前記同期電動機の固定子において隣接して配置されていること
    を特徴とする同期電動機駆動システム。
  2. 前記同期電動機は更に、
    　周方向に等間隔に配設された複数の磁極を含む回転子を有し、
    　前記複数の固定子巻線は、それぞれ集中巻に巻回され、周方向に並ぶｍ個（ｍは２以上の整数）単位で固定子巻線組を構成し、このように構成された複数の固定子巻線組は周方向に等間隔に並んでおり、
    　各固定子巻線組において、ｍ個の固定子巻線のうち少なくとも一対の隣り合う固定子巻線は、それぞれが異なる３相巻線に含まれ、前記第１及び第２の３相インバータから、個別に給電されること
    を特徴とする請求項１に記載の同期電動機駆動システム。
  3. 前記複数の３相インバータの数、及び前記ｍは３であり、
    　固定子巻線組を構成する周方向に並んだ３個の固定子巻線のうち、両端の２個の固定子巻線は、前記３個の３相インバータのうちの第３の３相インバータ及び前記第１の３相インバータから、個別に給電され、
    　前記３個の固定子巻線のうち中央の固定子巻線は、前記第２の３相インバータから給電され、
    　第１の３相インバータと第２の３相インバータとで３相交流電力の生成に用いるキャリア周波数の差、及び第２の３相インバータと第３の３相インバータとで３相交流電力の生成に用いるキャリア周波数の差は、第１の３相インバータと第３の３相インバータとで３相交流電力の生成に用いるキャリア周波数の差よりも大きいこと
    を特徴とする請求項２に記載の同期電動機駆動システム。
  4. 前記制御回路は、前記第３の３相インバータに、前記第１の３相インバータと同じキャリア周波数を用いて３相交流電力を生成させ、
    　前記第１及び第３の３相インバータが３相交流電力の生成に用いるキャリア周波数は、前記第２の３相インバータが３相交流電力の生成に用いるキャリア周波数よりも低いこと
    を特徴とする請求項３に記載の同期電動機駆動システム。
  5. 前記ｍは奇数であり、
    　固定子巻線組を構成する周方向に並んだｍ個の固定子巻線のうち中央に配置される固定子巻線は、前記第２の３相インバータから給電され、
    　前記中央に配置される固定子巻線に隣接して配置される２つの固定子巻線は、前記３個の３相インバータのうちの第３の３相インバータ及び前記第１の３相インバータから、個別に給電され、
    　第１の３相インバータと第２の３相インバータとで３相交流電力の生成に用いるキャリア周波数の差、及び第２の３相インバータと第３の３相インバータとで３相交流電力の生成に用いるキャリア周波数の差は、第１の３相インバータと第３の３相インバータとで３相交流電力の生成に用いるキャリア周波数の差よりも大きいこと
    を特徴とする請求項２に記載の同期電動機駆動システム。
  6. 前記制御回路は、前記第３の３相インバータに、前記第１の３相インバータと同じキャリア周波数を用いて３相交流電力を生成させ、
    　前記第１及び第３の３相インバータが３相交流電力の生成に用いるキャリア周波数は、前記第２の３相インバータが３相交流電力の生成に用いるキャリア周波数よりも低いこと
    を特徴とする請求項５に記載の同期電動機駆動システム。
  7. 前記同期電動機は更に、
    　周方向に等間隔に配設された複数の磁極を含む回転子を有し、
    　前記固定子は、周方向に並設された複数の固定子ティースを含み、
    　前記複数の固定子ティースは、周方向に並ぶｍ個単位で（ｍは２以上の整数）固定子ティース組を構成し、このように構成された複数の固定子ティース組は周方向に等間隔に並んでおり、
    　各固定子ティース組において、ｍ個の固定子ティースのうち第１、第２および第３の固定子ティースは、周方向に並び、
    　前記第１の固定子ティースには、前記複数の３相巻線のうちの一つに含まれる前記第１の固定子巻線の一部が巻回され、
    　前記第３の固定子ティースには、前記複数の３相巻線のうちの他の一つに含まれる前記第２の固定子巻線の一部が巻回され、
    　前記第２の固定子ティースには、前記第１の固定子巻線の残余の部分と前記第２の固定子巻線の残余の部分とが巻回され、
    　各固定子ティース組において、前記第１および第２の固定子巻線は、それぞれ前記第１及び第２の３相インバータから、個別に給電されること
    を特徴とする請求項１に記載の同期電動機駆動システム。
  8. 前記第２の３相インバータが３相交流電力の生成に用いるキャリア周波数と、前記第１の３相インバータが３相交流電力の生成に用いるキャリア周波数との比は、２以下であること
    を特徴とする請求項１に記載の同期電動機駆動システム。
  9. 前記制御回路は、前記第１の３相インバータにおいて用いるキャリア周波数と、前記第２の３相インバータにおいて用いるキャリア周波数とを、所定の条件で入れ替えて３相交流電力を生成させること
    を特徴とする請求項１に記載の同期電動機駆動システム。
  10. 前記複数の３相インバータは、各々、ゲート駆動回路と、前記ゲート駆動回路に対応したパワー回路と、前記パワー回路の温度を計測する温度センサとを有し、
    　前記制御回路は、前記第１及び第２の３相インバータのうち、温度センサで計測した温度が他方より高温であるものに、他方の３相インバータよりも低いキャリア周波数を用いて３相交流電力を生成させること
    を特徴とする請求項９に記載の同期電動機駆動システム。
  11. 前記第１及び第２の３相インバータのうち、高いキャリア周波数を用いて３相交流電力を生成する３相インバータのゲート駆動回路は、他方の３相インバータのゲート駆動回路よりも、パワー回路を速いスイッチング速度で駆動させること
    を特徴とする請求項１０に記載の同期電動機駆動システム。
  12. 前記複数の３相インバータは、各々、ゲート駆動回路と、前記ゲート駆動回路に対応したパワー回路とを有し、
    　前記第１及び第２の３相インバータのうち、高いキャリア周波数を用いて３相交流電力を生成する３相インバータのゲート駆動回路は、他方の３相インバータのゲート駆動回路よりも、パワー回路を速いスイッチング速度で駆動させること
    を特徴とする請求項１に記載の同期電動機駆動システム。
  13. 前記第１及び第２の３相インバータのうち、低いキャリア周波数を用いて３相交流電力を生成するものから出力される交流電流を計測する電流検出器を更に備え、
    　前記制御回路は、前記同期電動機が有する回転子の磁極位置を、前記電流検出器で計測された値に基づいて演算により推定し、推定した磁極位置に応じて前記複数の３相インバータの動作を制御すること
    を特徴とする請求項１に記載の同期電動機駆動システム。
  14. 前記制御手段は、前記同期電動機の駆動状態に応じて、前記第１及び第２の３相インバータに３相交流電力の生成させる際に用いるキャリア周波数を、それぞれ変化させること
    を特徴とする請求項１記載の同期電動機駆動システム。
  15. 前記複数の３相インバータに直流電力を供給する直流電源は複数あり、
    　前記複数の３相インバータは、それぞれ異なる直流電源から直流電力の供給を受けること
    を特徴とする請求項１記載の同期電動機駆動システム。
  16. 前記複数の直流電源のうち少なくとも２個は、互いに過電圧に対する耐性が異なり、
    　前記第１及び第２の３相インバータのうち、低いキャリア周波数を用いて３相交流電力を生成するものは、複数の直流電源のうち過電圧に弱い直流電源から直流電力の供給を受けること
    を特徴とする請求項１５記載の同期電動機駆動システム。
  17. 前記複数の直流電源のうち少なくとも２個は、異なる電圧で直流電力を供給し、
    　前記第１及び第２の３相インバータのうち、高いキャリア周波数を用いて３相交流電力を生成するものは、複数の直流電源のうち電圧の低い直流電源から直流電力の供給を受けること
    を特徴とする請求項１５記載の同期電動機駆動システム。
  18. 前記第１及び第２の３相インバータを構成するスイッチング素子の種類は互いに異なり、
    　前記第１及び第２の３相インバータのうち、高いキャリア周波数を用いて３相交流電力を生成するものは、ユニポーラ素子により構成されていること
    を特徴とする請求項１記載の同期電動機駆動システム。
  19. 前記第１及び第２の３相インバータを構成するスイッチング素子の種類は互いに異なり、
    　前記第１及び第２の３相インバータのうち、低いキャリア周波数を用いて３相交流電力を生成するものは、Ｓｉ半導体を用いたスイッチング素子により構成され、
    　前記第１及び第２の３相インバータのうち、高いキャリア周波数を用いて３相交流電力を生成するものは、Ｓｉ半導体よりも広いバンドギャップを有するワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子により構成されていること
    を特徴とする請求項１記載の同期電動機駆動システム。
  20. 前記複数の３相インバータを構成する複数のスイッチング素子が、単一のモジュール内に納められていること
    を特徴とする請求項１記載の同期電動機駆動システム。
  21. 前記モジュールには、３個の３相インバータが並設され、
    　前記並設された３相インバータのうち中央のものは、Ｓｉ半導体よりも広いバンドギャップを有するワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子により構成されていること
    を特徴とする請求項２０記載の同期電動機駆動システム。
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