JPH04145870A - 三相多重電圧形ｐｗｍインバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は三相多重電圧形ＰＷＭインバータに関し、詳し
くは、三相多重巻線電動機等の負荷に給電する複数台の
三相電圧形ＰＷＭインバータの高調波電流の抑制方法な
いしＰＷＭ波形の発生方法に特徴を有する三相多重電圧
形ＰＷＭインバータに関する。

（従来の技術） 複数の三相巻線を有する三相多重巻線電動機を＝３− 複数台の三相インバータで給電する多重化技術は、装置
容量の増大や電動機のトルク脈動を低減する目的で採用
されている。例えば、第１４図は第１の従来技術であり
、三相二重巻線電動機３に対し２台の三相電圧形ＰＷＭ
インバータ２１．２２により給電する構成となっている
。このような構成において、トルク脈動の低減は、各三
相巻線電流が生じる電動機３の合成起磁力が、特定の高
調波成分に対して互いに相殺するように作用するため達
成される。しかるに、高調波電流に対してはその低減作
用がないため、電動機３の高調波抵抗損やインバータの
電流責務に関しては多重化したことによる効果はない。

第１５図はこの問題を解決するために提案された第２の
従来技術の主回路構成であり、松本氏他が昭和６３年電
気学会全国大会予稿集において「三相二重巻線交流電動
機駆動用電圧形三相二重ＰＷＭインバータＪｌ　１４８
７．１９９２−１９９３頁に示したものである。同図に
おいて、１′は複数の巻線が同一鉄心によりそれぞれ結
合された結合リアクトルであ＝４ す、他の構成要素については第１４図と同様であるこの
構成において特徴的なことは、２台の三相インバータ２
１．２２の出力電圧は位相をπ／６ずらしてあり、また
、各相の出力電圧はその波形が全く同一となるように制
御される。このとき結合リアクトル１′は、出ツノ電圧
の基本波成分に対しては合成起磁力が零となるためリア
クトルの作用を持たず、例えば第５次、第７次高調波成
分、詳細には６Ｐ±１次（Ｐは整数）、＋８Ｐ±１次、
３０Ｐ±１次の高調波成分に対しては合成起磁力を生じ
るためリアクトルとして作用し、高調波電流を抑制する
ことができる。

（発明が解決しようとする課題） 一方、この種のインバータにおけるＰＷＭ波形の発生方
法としては、第１６図に示すような三角波比較方式が一
般的である。同図においては、三角波の搬送波と、出力
電圧の基本波成分に相当する信号波との大小の比較結果
によりインバータを構成するスイッチ素子のオン、オフ
が決定され、出力電圧が制御される。このとき信号波を
正弦波とし、かつ搬送波の周波数を信号波の周波数より
も十分高くするならば、出力電圧波形には第５次や第７
次のような低次の高調波成分はほとんど発生せず、また
一般的には特定次数の高調波成分が発生するのではない
。

ここで、電圧形ＰＷＭインバータの出力電圧高調波とし
ては、ｎｆｃ：ｌ：ｍｆ、（ｆｃは搬送波の周波数、ｆ
、は出力周波数、ｎ、ｍ＝１．２，３．・・・）なる周
波数を持つ、ｎｆｃを中心周波数とする側帯波高調波群
が発生することが特徴的である。第１７図はこの様子を
表す図であり、同図（ａ）はｒｃ／ｆ。＝２１、また同
図（ｂ）はｆ。／ｆ、＝２７の場合の三相インバータの
出力電圧高調波の例を示している。ここで特徴的なこと
は、ｆｃ／ｆ０比が変わると発生する高調波次数も変わ
ることである。ｆｃは制御性能やスイッチ素子の損失か
ら、所定の周波数範囲となるように設定され、一方、ｆ
。は電動機を可変速駆動する場合に大きな可変範囲をと
る。すなわち、ｆＩ：／ｆ。比は種々の条件により変わ
るため、第１７図に示すようにこのｆ。／ｆ。比の変化
に伴って発生する高調波次数も変化する。なお、これら
の高調波を、ｎｆｃ±ｍｆ、なる周波数を持つ、ｎｆｃ
を中心とする側帯波群としてみると、ｆｃ／ｆ。比に関
わらず、ｎ、ｍの値とそれに対応した実効値は一定値と
なる。

このような背景により、第１５図に示した第２の従来技
術では特定の高調波次数を除去の対象とするため、イン
バータ２１．２２の出力周波数に対する搬送周波数の比
が変化した場合に、発生高調波の次数が変化するにも関
わらず、これらを除去できない場合があった。

本発明は上記の点に鑑みてなされたものであり、その目
的とするところは、特定の高調波次数ではなく、特定の
側帯波高調波群に対してのみリアクトルとして機能する
結合リアクトルを備え、かつ」〕記機能を実現するため
のＰＷＭ波形発生手段を備えた三相多重電圧形ＰＷＭイ
ンバータを提供することにある。

（課題を解決するための手段） 三角波比較方式のＰＷＭインバータ等において、搬送波
の周波数が出力周波数より十分高いならば、信号波に対
する搬送波の位相は基本波成分には影響を与えず、高調
波成分の位相のみに影響を及ぼす。本発明は、このこと
に着目し、結合リアクトルがインバータ出力電圧の基本
波成分に対してはりアクドルとして作用せず、かつ複数
台の三相インバータの搬送波の位相をずらすことによっ
て対象とする側帯波群に対しては本来のりアクドルとし
て作用させるようにし、これによって所定の高調波成分
を除去するようにしたものである。

（作用） 本発明では、インバータ出力電圧の基本波成分に対して
は合成起磁力が零となるように複数台のインバータと結
合リアクトルとを接続するため、インバータ出力電圧に
とって有害な電圧降下を生じることがない。一方、複数
台のインバータの搬送波の位相をずらすことにより、対
象とする側帯波群に対しては有、効に合成起磁力が生じ
るため、上記結合リアクトルが高調波電流を抑制するり
アクドルとして作用する。

更に、結合リアグトルは特定の高調波次数に対してでは
なく特定の側帯波群に対してリアクトルとして作用する
ように接続構成されるため、出力周波数に対する搬送周
波数比が変化した場合でもその効果に変わりはなく、対
象とする高調波成分に対して常に高調波電流を抑制する
作用をなす。

（実施例） 以下、図に沿って本発明の詳細な説明する。

はじめに、本発明の原理について数式を用いて詳細に説
明する。三角波比較方式の三相ＰＷＭインバータにおい
て、信号波が正弦波、または３の倍数の奇数高調波のみ
を含む波形ならば、出力電圧の各調波成分は（１）〜（
３）式の何れかで記述できる関数となる。ここで（１）
式は基本波成分であり、（２）、（３）式は高調波成分
である。

〈基本波成分〉 Ａ、ｓｉｎωｏ１　　　　　　　　　　　　　・・・（
１）く高調波成分〉 Ａｎｍ　ｃｏｓ（ｎ　（ＩＪｃｔ、　＋　ｍ　ω。ｔ　
）　　　　　−（２）ただしｎは奇数、ｍは３の倍数を
除く偶数±Ｂｎｍ　５ｉｎ（ｎ　ωｃｔ±ｍω。ｔ）　
　　　　＝（３）ただしｎは偶数、ｍは３の倍数を除く
奇数なお、（１）〜（３）式において、 ω。＝２πｆｏ、ω。＝２πｆＣ であり、Ａ、、　Ａｎｍ、±Ｂｎｍはそれぞれ振幅を示
している。

に記（１）〜（３）式において、ω。しなる位相は搬送
波の位相により、また、ω６しなる位相は信号波の位相
によって決まる。例えば、搬送波の位相をφだけずらす
と、（２）式は次の（２−０）式、（３）式は次の（３
−０）式となり、φの値により高調波の位相を変えるこ
とができるが、基本波成分には影響を与えない。

Ａｎｍ　ｃｏｓ（ｎ　（（＋）ｃＬ−φ）±ｍ　ω、　
ｔｌ　　　・＋・（２−０）±Ｂｎｍ　５ｉｎ（ｎ　（
ωｃｔ−φ）±ｍ　（，１，Ｌ）　−（３−０）本発明
は上記の点に着目してなされたものであり、複数台のイ
ンバータの搬送波の位相を変えることにより、対象とす
る側帯波群に対してのみ結合リアクトルを作用させ、高
調波成分を除去するものである。以下、結合リアクトル
の接続構成及びＰＷＭ波形の発生方法を中心にして、各
発明の詳細な説明する。

まず、第１の発明である三相二重電圧形Ｐ　Ｗ　Ｍイン
バータの第１の実施例を、第１図ないし第３図を参照し
つつ説明する。第１図は、三相二重電圧形ＰＷＭインバ
ータによる三相二重巻線電動機３への給電回路の主回路
構成を示すものである。

なお、上記電動機３の２組の三相巻線Ｒ１，Ｓｌ。

ＴＩ及びＲ２，Ｓ２．Ｔ２は、第２図に示すごとく各巻
線電流が生じる起磁力の電気的な位相関係が同一となっ
ている。

第１図において、２１．２２は前記同様に第１．第２の
三相電圧形ＰＷＭインバータであり、インバータ２１の
出力線Ｕｌ、Ｖｌ、Ｗｌは、結合リアクトルｌ内の各リ
アクトルＩＩＡ、　ＩＩＢ、　ＩＩｃの巻線Ｎを介して
電動機３の三相巻線Ｒ１，Ｓｌ、ＴＩにそれぞれ接続さ
れている。また、インバータ２２の出力線Ｕ２．Ｖ２．
Ｗ２はン結合リアクトル１内の各リアクトルＩＩＡ、　
ＩＩＢ、　ＩＩＧの巻線Ｎ２を介して電動機３の三相巻
線Ｒ２，Ｓ２．Ｔ２にそれぞれ接続されている。ここで
、結合リアクトル１は同一仕様の三つのりアクドルＩＩ
Ａ、　ＩＩＢ、　ＩＩＧにより構成されている。そして
、各リアクトルＩＩＡ、　ＩＩＢ。

ＩＩＧにおいて、インバータ出力電圧の基本波成分に対
する合成起磁力を零として電圧降下を生じさせないよう
にするため、図示する如く、例えばインバータ２１．２
２の同一相の出力線ｔＪ１．ｔＪ２に対応する巻線Ｎ、
、　Ｎ、を互いに逆極性にて結合し、かつ、巻線Ｎ、、
　Ｎ２の巻数ｎ１ｌｎｆｆｉを共に等しくしである。

このような構成において、電動機３に有効に合成起磁力
が作用するように、両インバータ２１．２２の基本波電
圧成分は同一振幅、同一位相となるように制御する。こ
こで、最も低次の側帯波群が含まれる前記（２）式の高
調波成分に作用する結合リアクトルを実現するため、第
１のインバータ２１に対して第２のインバータ２２の搬
送波の位相φを第３図に示すようにπ〔ｒａｄ〕とする
。以下、この理由について説明する。

第１のインバータ２１において（２）式で示される高調
波成分を考えるとき、φ＝πとした第２のインバータ２
２では、ｎが奇数であることから、高調波成分は（２−
０）式に基づいて次の（２−１）式となる。

Ａｎｍ　ｃｏｓ（ｎ　（ωｃｔ−π）±ｍω。Ｌ）＝−
Ａｎｍｃｏｓ（ｎωｃｔ＋ｍω。ｔ）　　−・−（２−
１）すなわち、（２）式と（２−１）式とは符号のみが
異なる同一値である。従って、第１図に示すように両イ
ンバータ２１．２２の出力を逆極性にして結合リアクト
ルｌにて起磁力を結合すると、（２）、　（２−１）式
で示される高調波成分に対しては起磁力が加算されるた
め、結合リアクトル１において電圧降下が生じ、同成分
の高調波電流を抑制することができる。

次に、本発明の第２の実施例を第４図を参照しつつ説明
する。この実施例において、結合リアクトルｌ及び電動
機３の巻線構成はそれぞれ第１図、第２図に示したもの
と同様である。

この実施例では、（３）式に示す高調波成分に対して作
用する結合リアクトルｌを実現することとした。このと
き、第２のインバータ２２の搬送波の位相φは、ｎが偶
数であることを考慮して第４図に示すようにπ／　２　
〔ｒａｄ〕とする。

第１のインバータ２Ｉにおいて、（３）式にて示される
高調波成分を考えるとき、φ＝π／２とした第２のイン
バータ２２では、この高調波成分は（３−２）式に示す
とおりとなる。

±Ｂｎｍ　５ｉｎ（ｎ　（ωｃｔ　−π／２）±ｍω、
ｔ）＝壬Ｂｎｍ　５ｉｎ（ｎ　ωｃｔ、＋　ｍ　ω、ｔ
）（ｎ＝＝２．６，１０．・・のとき） −±ｒ３ｎｍ　５ｉｎ（ｎ　ωｃｌ±ｍω、ｔ）（ｎ＝
＝４．ｓ、１２．・・のとき） ・・・（３−２） すなわちｎ　＝２　、６　＋　ＩＯ＋・・のとき（３）
式と（３−２）式は符号のみが異なる同一値であり、ｎ
＝４．８゜１２、・・・のとき（３）式と（３−２）式
はまったく同一値となる。従って、第２の実施例におい
ては、第１の実施例における説明から明らかなように、
ｎ−２゜６　、１０．・・・の成分に対し、結合リアク
トル１は高調波電流を抑制する作用をなす。ただし、ｎ
＝４゜８　、１２．　　の成分に対しては、同成分の合
成起磁力は相殺するので、結合リアクトル１における高
調波電流の抑制作用はない。

方、（２）式で表される高調波成分に対しては、φ−π
／２のとき（２−２）式となる。

Ａｎｍ　ｃｏｓ（ｎ　（ωｃｔ−π／２）±ｍω。Ｌ）
＝Ａｎｍ　５ｉｎ（ｎ　ωｃｔ、＋ｍω、ｔ、）（ｎ＝
］、５，９．・・・のとき） ＝−Ａｎｍ　５ｉｎ（ｎ　ωｃｔ＋　ｍ　ｃｖ、ｔ）（
ｎ　＝　３．７．１１．・・・のとき）・（２−２） 上式より（２）式で表される高調波成分に対し、第１の
インバータ２１の高調波電圧と第２のインバータ２２の
高調波電圧は、π／２の位相差を持つことがわかる。従
って、結合リアクトルｌは第１実施例よりその効果は少
ないが、（２）式で表される高調波成分に対して高調波
電流を抑制する機能をもつ。

次に、本発明の第３の実施例を第５図ないし第７図を参
照しつつ説明する。上述した各実施例は、電動機３の三
相巻線が生じる起磁力が同一方向の場合のものであるが
、本発明は起磁力の位相差がπ（ｒａｄ）である場合に
も同様の原理により特定の側帯波高調波群に対して高調
波電流を抑制することができる。

第５図は、この実施例における三相二重巻線電動機３へ
の給電回路の主回路構成であり、第６図は電動機３の２
組の三相巻線Ｒ１，Ｓｌ、Ｔｌ及びＲ２，Ｓ２．Ｔ２の
構成を示している。この主回路構成が第１図と異なる点
は、結合リアクトルｌａ内の各リアクトルｌ　ＩＡ、　
ｌ　ＩＢ、　ｌ　Ｉｃの巻線Ｎ２の極性が逆であること
と、電動機３に有効に合成起磁力が作用するように、各
インバータ２１．２２の基本波電圧成分は同一振幅で互
いにπ〔ｒａｄ〕の位相差となるように制御する点であ
る。

なお、第７図は各インバータ２１．２２においてＰＷＭ
波形を生成するための信号波と搬送波との関係を示して
おり、第３図に対して第２のインバータ２２の信号波の
極性が逆になり、これに対応して搬送波の極性も逆にな
っている。つまり、この実施例では、各インバータ２１
．２２について信号波の位相が互いにπ〔ｒａｄ〕ずれ
、一方、搬送波が同相となっている。この搬送波につい
ては、図示しないが、その位相が互いにπ／　２　〔ｒ
ａｄ〕ずれていても本発明の所期の目的を達成すること
ができる。

次に、第２の発明である三相多重電圧形ＰＷＭインバー
タの第１の実施例を、第８図を参照しつつ説明する。こ
の実施例は三相三重電圧形ＰＷＭインバータについての
もので、この実施例における電動機３の巻線構成は、３
組の三相巻線電流が生じる起磁力の方向が全て同一方向
となっている。

第８図は結合リアクトル１ｂを含むこの実施例の主回路
構成を示すものである。同図において、第１のインバー
タ２１の出力線Ｕｌ、Ｖｌ、Ｗｌは、結合リアクトルｌ
ｂ内の各リアクトルＩＩＡ、　＋２Ａ、　＋３Ａ及びＩ
ＩＢ、　１２Ｂ、　１３Ｂ並びにＩＩｃ、　１２Ｃ，１
３ｃの巻線Ｎ、、Ｎ、、Ｎ、を介して電動機３の三相巻
線Ｒ１゜Ｓｌ、ＴＩにそれぞれ接続されている。また、
第２のインバータ２２の出力線Ｕ２．Ｖ２．Ｗ２は、結
合リアクトルＩｂ内の各リアクトルＩＩＡ、　１２Ａ、
　１３Ａ及びＪＩＢ、　１２Ｂ、　１３Ｂ並びにＩＩｃ
、　１２ｃ、　１３Ｃの巻線Ｎ、、Ｎ、、Ｎ、を介して
電動機３の三相巻線Ｒ２゜３２、Ｔ２にそれぞれ接続さ
れている。更に、第３のインバータ２３の出力線ｔＪ３
．Ｖ３．Ｗ３は、結合リアクトルｌｂ内の各リアクトル
ＩＩＡ、　＋２Ａ、　１３Ａ及びＩＩＢ、　１２Ｂ、　
１３Ｂ並びにＩＩＣ，１２Ｃ，＋３ｃの巻線Ｎ、、Ｎ、
、Ｎ、を介して電動機３の三相巻線Ｒ３゜３３、Ｔ３に
それぞれ接続されている。

そして、電動機３に有効に合成起磁力が作用するように
、３台のインバータ２１．２２．２３の基本波電圧成分
は同一振幅、同一位相となるように制御する。また、結
合リアクトルＩｂにおいては基本波成分に対する合成起
磁力を零とするため、例えば、第２のインバータ２２の
出力線Ｕ２に対応する巻線Ｎ２と第３のインバータ２３
の同一相の出力線Ｕ３に対応する巻線Ｎ、を同極性にし
、かつ、これらと第１のインバータ２１の同一相の出力
線Ｕ１に対応する巻線Ｎ１を互いに逆極性にして結合リ
アクトルｌｂにて結合し、これらの巻数ｎｌ’Ｉ　ｎＩ
Ｉ　ｎｌの比を１：ｌ：２とする。すなわち、この場合
の多重化数Ｎは３であるので、巻線Ｎ、、　Ｎ、、　Ｎ
、の巻数ｎｌ　Ｉ　ｎｌ　＋　ｎａの比を、２（＝Ｎ−
１）：　ｌ　：　１とする。ここで、すべてのりアクド
ルは同一仕様である。

上記構成のもとで、第９図に示すように、第１のインバ
ータ２１に対し、第２のインバータ２２の搬送波の位相
φを２π／　３　〔ｒａｄ〕、第３のインバータ２３の
搬送波の位相φを４π／　３　〔ｒａｄ〕としてそれぞ
れＰＷＭ波形を生成する。すなわち、各インバータ２１
，２２．２３について搬送波の位相を２　ｎ　／　Ｎ　
〔ｒａｄ〕（Ｎ＝３）ずつずらすものとする。

第１のインバータ２１において前記（２）、（３）式で
表される高調波成分を考えるとき、チー２π／３とした
第２のインバータ２２では、高調波成分はそれぞれ（２
−３）、　（３−３）式により表され、また、φ＝４π
／３とした第３のインバータ２３では、高調波成分はそ
れぞれ（２−４）、　（３−４）式により表される。

Ａｎｍ　ｃｏｓ（ｎ　（ωｃｔ−２π／３）±ｍ　ω。

ｔｌ　＋＋＋　（２−３）Ａｎｍ　ｃｏｓ（ｎ（ωｃｔ
−４７（／３）±ｍ　ω６ｔ）　−＝　（２−４）±Ｂ
ｎｍ　５ｉｎ（ｎ（ωｃｔ　−２π／３）±ｍ　（１１
゜ｔ、）　−（３−３）±Ｂｎｍ　５ｉｎ（ｎ（ω、、
ｔ−４π／３）±ｍ　ω、　ｔ）　−（３−４）ここで
、例えばリアクトルＩＩＡについてみると、高調波起磁
力に相当する高調波電圧は以下の（４）式により表され
る。

［（２）弐十（３）式 ２（（２−３）式＋（２−４）式＋（３−３）式＋（３
−４）ｔ）］この（４）式は、ｎが３の倍数以外で次の
（４−１）式となり、また、ｎが３の倍数のとき零とな
る。

・・・（４−１） この（４−１）式は、第１のインバータ２１の出力電圧
の高調波成分の１．５倍である。このことは、ｎが３の
倍数を除く側帯波高調波群の生じる起磁力が、リアクト
ルＩＩＡの作用により１．５倍に増加されることを表す
。従って、リアクトルＩＩＡは同成分の高調波に有効に
作用し“、１′同成分の高調波電流を抑制することがで
きる。

次に、第２の発明にかかる第２の実施例を第１０図に基
づき説明する。なお、この実施例は、三相三重電圧形Ｐ
ＷＭインバータに限らず、本発明における多重化数Ｎ（
Ｎは３以上の自然数）を−膜化したものである。

第１０図は、結合リアクトルＩｃを含むこの実施例の主
回路構成を示しており、電動機３の巻線構成はＮ組の三
相巻線電流が生じる起磁力の方向が全て同一方向である
。

同図において、電動機３に有効に合成起磁力が作用する
ように、Ｎ台のインバータ２１〜２Ｎの基本波電圧成分
は同一振幅、同一位相となるように制御される。結合リ
アクトル１ｃにおいては基本波成分に対する合成起磁力
を零とするため、例えば、第２のインバータ２２の出力
線Ｕ２に対応する巻線Ｎ２ないし第Ｎのインバータ２２
の同一相の出力線ＵＮに対応する巻線ＮＮを同極性にし
、かつ、これらと第１のインバータ２１の同一相の出力
線Ｕ１に対応する巻線Ｎ１を互いに逆極性に結合リアク
トルＩｃ内にて結合し、各リアクトルにおける巻線Ｎ、
、Ｎ、、ＮＮ、　〜、Ｎ、の巻数ｎ、、ｎ、、ｎＮ、〜
、ｙ１１の比を、１：１：〜：１：Ｎ−１とする。なお
、この実施例においてもすべてのりアクドルは同一仕様
である。また、Ｎ台のインバータ２１〜２Ｎの搬送波の
位相は２π／Ｎ〔ｒａｄ〕だけずらすものとする。

この結果、ｎがＮの整数倍を除く、側帯波高調波群に対
して結合リアクトル１ｃは高調波電圧を吸収し、同成分
の高調波電流を抑制する。なお、その原理は」二連した
各実施例における説明とほぼ同様であるため、その説明
を省略する。

次に、第３の発明にかかる第１の実施例を第１１図に基
づき説明する。なお、この実施例における電動機３の巻
線構成及び第１ないし第３のインバータ２１，２２．２
３の出力電圧の基本波成分については、第８図の実施例
と同一である。

第１１図は本実施例の主回路構成を示しており、同図に
おいて、第１のインバータ２１の出力線Ｕ１゜Ｖｌ、Ｗ
ｌは、結合リアクトルｌ日内の各リアクトルＩＩＡ、　
＋３Ａ及びＩＩＢ、　１３Ｂ並びにＩＩＣ，＋３Ｃの巻
線ＮＩ。

Ｎ、を介して電動機３の三相巻線Ｒ１，Ｓｌ、Ｔ１にそ
れぞれ接続されている。また、第２のインバーク２２の
出力線Ｕ２．Ｖ２．Ｗ２は、結合リアクトルｌ日内の各
リアクトルＩＩＡ、　＋２Ａ及びＩＩＢ、　１２Ｂ並び
にＩＩＣ，１２Ｇの巻線Ｎ、、Ｎ、を介して電動機３の
三相巻線Ｒ２，Ｓ２．Ｔ２にそれぞれ接続されている。

更に、第３のインバータ２３の出力線Ｕ３゜Ｖ３．Ｗ３
は、結合リアクトルｌ日内の各リアクトル１２Ａ、　１
３Ａ及び１２Ｂ、　１３Ｂ並びに１２Ｃ，＋３ｃの巻線
Ｎ２゜Ｎ、を介して電動機３の三相巻線Ｒ３，Ｓ３．Ｔ
３にそれぞれ接続されている。

以上の接続構成を言い替えれば、３台のインバータ２１
，２２．２３のうちの２台の同一相（Ｕ相または■相ま
たはＷ相）の出力線が、各々結合リアクトルｌ日内の単
一のりアクドルに接続されている。なお、すべてのりア
クドルは同一仕様であり、巻線Ｎ、、　Ｎ、の巻数ｎ、
、ｎ、は等しくなっている。

このような構成において、例えば第１のインバータ２１
の出力線Ｕｌに対応する巻線Ｎ１と第２のインバータ２
２の同一相の出力線Ｕ２に対応する巻線Ｎ２とがリアク
トルＩＩＡにおいて互いに逆極性に接続され、しかも巻
線Ｎ、、　Ｎ、の巻数ｎｌＩ　ｎｌが等しいため、イン
バータ出力電圧の基本波成分の合成起磁力は生じない。

従って、基本波成分に対しては結合リアクトル１ｄが作
用せず、電圧降下を生じることもない。

一方、３台のインバータ２１，２２．２３の搬送波の位
相φは、第９図と同様にそれぞれ２π／　３　［ｒａｄ
）だけずらすものとする。ここで、例えば、電動機３の
巻線Ｒ１に対応する結合リアクトル１ｄの出力について
みると、リアクトルＩＩＡと＋３Ａとを通過しており、
このうちリアクトルＩＩＡについては第１のインバータ
２１の出力線Ｕ３に対応する巻線Ｎ１と第２のインバー
タ２２の同一相の出力線Ｕ２に対応する巻線Ｎ２とが逆
極性で結合され、リアクトル１３Ａについては第１のイ
ンバータ２１の出力線Ｕｌに対応する巻線Ｎ２と第３の
インバータ２３の同一相の出力線Ｕ３に対応する巻線Ｎ
、とが逆極性で結合されている。

リアクトルＩＩＡでは、高調波起磁力に相当する高調波
電圧は（５−１）式となる。

［（２）式＋（３）式−（２−３）式−（３−３）式］
Ａｎｍ［ｃｏｓ（ｎ　ωｃｔ＋ｍω、ｔ）ｃｏｓ（ｎ（
ωｃ１ ２π／３） ±ｍω。１）］ ±Ｂｎｍ（ｓｉｎ（ｎωｃｔ、±ｍＯ〕。し））ｓｉｎ
（ｎ　（ωｃＬ−２７ｒ　／３）±ｍω。１）］ ・・・・（５−１） リアクトル＋３Ａでは、同様に高調波電圧は（５−２）
式％式％） ）］ ）］ すなわち、電動機３の巻線Ｒ１に対応する結合リアクト
ルＩｄの出力では、（５−１）式及び（５−２）式に相
当する高調波電圧が吸収されるので、結局、第８図の実
施例と同様に、結合リアクトルＩｄはｎが３の倍数を除
く側帯波高調波群に作用して、同成分の高調波電流を抑
制する。

更に、第１２図は第３の発明の第２の実施例を示してい
る。この実施例は三相四重電圧形ＰＷＭインバータに関
するものである。この実施例においても、電動機３の巻
線構成は４組の三相巻線電流が生じる起磁力の方向がす
べて同一方向となっている。第１２図に示される主回路
構成のこの実施例は、第１１図の実施例を四重インバー
タに拡張したものであり、基本的な構成は同一であるた
めその詳述は省略する。

この実施例においても、結合リアクトル１ｅを構成する
各リアクトルの巻線Ｎ、、Ｎ、の巻数ｎｌ　Ｉｎ、が何
れも等しく、また、４台のインバータ２１゜２２、２３
．２４の搬送波の位相は順次２　ｙｒ　／　４　〔ｒａ
ｄ〕ずつずらすものである。この実施例によれば、第１
１図の実施例と同様に、各インバータの出力電圧の基本
波成分に対しては結合リアクトルｌｅが作用せず、電圧
降下を生じることかない。更に、結合リアクトルＩｅは
ｎが４の倍数を除く側帯波高調波群に作用し、同成分の
高調波電流を抑制する。

なお、以上の三相Ｎ重電圧形ＰＷＭインバータに関する
各実施例、すべて電動機３の三相巻線が生じる起磁力が
同一方向の場合のものであるが、第５図ないし第７図で
説明した三相二重電圧形ＰＷＭインバータの第３実施例
のように、第２及び第３の発明についても、電動機３の
三相巻線が生じる起磁力の位相差がπ〔ｒａｄ〕である
場合も同様の原理により特定の側帯波高調波群に対して
高調波電流を抑制することができる。

また、上記すべての実施例では結合リアクトルを単相リ
アクトルとして説明したが、第１３図に示すように三相
三脚鉄心結合リアクトル１ｘを用いてもよい。更に、イ
ンバータの負荷は必ずしも電動機である必要がないこと
は、本発明の原理より明らかである。

（発明の効果） 以上のように本発明によれば、インバータ出力電圧の基
本波成分については有害な電圧降下を生じることなく、
特定の側帯波高調波群に対してのみリアクｉ・ルとして
作用するように結合リアクトルを構成し、かつ、これら
の機能を実現するようにＰＷＭ波形を発生させたため、
出力周波数に対する搬送周波数が変化した場合でも常に
対象とする高調波成分に対して高調波電流を抑制できる
という効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は第１の発明の第１実施例を示す主回路構成図、
第２図は三相二重巻線電動機の巻線構成図、第３図は」
１記第１実施例における三相二重インバータの搬送波と
信号波との関係を示す図、第４図は第１の発明の第２実
施例における三相二重インバータの搬送波と信号波との
関係を示す図、第５図は第１の発明の第３実施例を示す
主回路構成図、第６図は三相二重巻線電動機の巻線構成
図、第７図は］−記第３実施例における三相二重インバ
ータの搬送波と信号波との関係を示す図、第８図は第２
の発明の第１実施例を示す主回路構成図、第９図は上記
第１実施例における三相三重インバータの搬送波と信号
波との関係を示す図、第１０図は第２の発明の第２実施
例を示す主回路構成図、第１１図は第３の発明の”佑＋
実施例を示す主回路構成図、第１２図は第３の発明の第
２実施例を示す主回路構成図、第１３図は三相三脚鉄心
結合リアクトルの説明図、第１４図ないし第１７図は従
来の技術を説明するためのもので、第１４図は結合リア
クトルを持たない従来の三相二重インバータの主回路構
成図、第１５図は結合リアクトルを有する従来の三相二
重インバータの主回路構成図、第１６図は三角波比較方
式ＰＷＭの原理を説明するための図、第１７図（ａ）、
（ｂ）は電圧形ＰＷＭインバータの出力電圧高調波を説
明するための図である。 １．１ａ〜ｌｅ、　ｌｘ・・結合リアクトル３・・・三
相多重巻線電動機

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）２組の三相巻線に給電する２台の三相電圧形ＰＷ
   Ｍインバータからなる三相二重電圧形ＰＷＭインバータ
   において、 同一鉄心上に巻数が等しい２個の巻線を有するリアクト
   ルを三相分設けた結合リアクトルを備え、前記２台の三
   相電圧形ＰＷＭインバータの同一相の出力線を、各々単
   一の前記リアクトルにおいて基本波成分の合成起磁力が
   互いに相殺するように接続したうえ負荷に接続すると共
   に、前記２台の三相電圧形ＰＷＭインバータのＰＷＭ波
   形を生成するために信号波と比較される搬送波の位相が
   、信号波が同相のときは各インバータにおいて互いにπ
   〔ｒａｄ〕またはπ／２〔ｒａｄ〕ずれ、また、信号波
   の位相が互いにπ〔ｒａｄ〕ずれているときは各インバ
   ータにおいて同相または互いにπ／２〔ｒａｄ〕ずれて
   いることを特徴とする三相二重電圧形ＰＷＭインバータ
   。
2. （２）Ｎ（Ｎは３以上の自然数）組の三相巻線に給電す
   るＮ台の三相電圧形ＰＷＭインバータからなる三相Ｎ重
   電圧形ＰＷＭインバータにおいて、 同一鉄心上に巻数比が（Ｎ−１）：１：〜：１であるＮ
   個の巻線を有するリアクトルを三相分設けた結合リアク
   トルを備え、前記Ｎ台の三相電圧形ＰＷＭインバータの
   同一相の出力線を、各々単一の前記リアクトルにおいて
   基本波成分の合成起磁力が互いに相殺するように接続し
   たうえ負荷に接続すると共に、前記Ｎ台の三相電圧形Ｐ
   ＷＭインバータのＰＷＭ波形を生成するために信号波と
   比較される搬送波の位相が、各インバータにおいて互い
   に２π／Ｎ〔ｒａｄ〕ずれていることを特徴とする三相
   Ｎ重電圧形ＰＷＭインバータ。
3. （３）Ｎ（Ｎは３以上の自然数）組の三相巻線に給電す
   るＮ台の三相電圧形ＰＷＭインバータからなる三相Ｎ重
   電圧形ＰＷＭインバータにおいて、 同一鉄心上に巻数が等しい２個の巻線を有するリアクト
   ルを三相分設けた結合リアクトルを備え、前記Ｎ台のう
   ち２台の三相電圧形ＰＷＭインバータの同一相の出力線
   を、各々単一の前記リアクトルにおいて基本波成分の合
   成起磁力が互いに相殺するように接続したうえ負荷に接
   続すると共に、前記Ｎ台の三相電圧形ＰＷＭインバータ
   のＰＷＭ波形を生成するために信号波と比較される搬送
   波の位相が、各インバータにおいて互いに２π／Ｎ〔ｒ
   ａｄ〕ずれていることを特徴とする三相Ｎ重電圧形ＰＷ
   Ｍインバータ。