JPWO2014125568A1 - モータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータのトルク脈動や騒音、振動を抑制したまま効果的にモータのトルクや無負荷駆動時の最大回転数や高回転時の出力を向上する。【解決手段】複数の巻線組３１１，３１２ごとに複数相の巻線を含む電機子巻線を電機子鉄心３１０に巻回したブラシレスモータ３０１と、複数の巻線組に電圧を印加する電圧印加手段３０２と、複数の巻線組に対する電圧指令を演算し、電圧指令に基づいて電圧印加手段を制御する制御手段３０３を備え、制御手段３０３は、ブラシレスモータが回転することによって複数の巻線組に発生する誘起電圧が、台形状の波形を有し、かつ、複数の巻線組間における前記電圧の位相差が、誘起電圧によって生じるトルクリップルを低減する値となるように電圧印加手段３０２を制御する。

Description

この発明は、例えば電動パワーステアリング装置等に用いられる多重巻線モータを駆動するモータ駆動装置に関するものである。

ブラシレスモータにおいて、各相の誘起電圧を、基本波に奇数次高調波が重畳された台形波に調整することにより、基本波のみとした場合と比較して出力および効率の向上を図る方法が知られている。
特許文献１では、各相の誘起電圧を奇数次高調波が重畳した台形波に調整することにより、トルクの向上を図る手法が提案されている。
同文献では、誘起電圧調整手段により、基本波である正弦波形状の誘起電圧に３次高調波を重畳し、各相の誘起電圧を、台形状の波形に調整している。
これにより、ロータ回転角度に対する各相の誘起電圧の特性曲線と横軸（回転角度）とで囲まれる部分の形状が、基本波のみの特性曲線の場合より平坦で拡がった形状となるため、モータ発生トルクが増加する、とされている。
特許文献２には、モータの誘起電圧を３次高調波を含む形状とすることにより、振動、騒音を低減しながらも、正弦波の場合に比べてモータの出力向上が図れるとある。

特開２００６−１７４６９２ 特開２０１１−６１９９８

特許文献１では誘起電圧波形として基本波に対して奇数次高調波を含む台形波を用いているが、３相モータの３次を除く高調波成分に起因するトルク脈動については根本的には何の対策も述べられていない。
特許文献２では誘起電圧波形として少なくとも３次高調波を含む台形波形状を用いているが、３次高調波の誘起電圧は循環電流発生の原因となるほか、一般的にモータの誘起電圧に基本波に対して３次高調波のみを含むのは困難であり、その他の高調波成分が発生した場合に発生するトルク脈動については何ら対策されていない。

この発明は，上記のような問題点を解決することを課題とするものであって，ブラシレスモータ等の多重巻線モータにおけるトルク脈動や騒音、振動を抑制したまま、効果的にモータのトルクや無負荷駆動時の最大回転数、高回転時の出力を向上するモータ駆動装置を提供することを目的とする。

この発明に係るモータ駆動装置は、
複数の巻線組ごとに複数相の巻線を含む電機子巻線を電機子鉄心に巻回した多重巻線モータと、
前記複数の巻線組に電圧を印加する電圧印加手段と、
前記複数の巻線組に対する電圧指令を演算し、前記電圧指令に基づいて前記電圧制御手段を制御する制御手段を備え、
前記制御手段は、
前記多重巻線モータが回転することによって前記複数の巻線組に発生する誘起電圧が、台形状の波形を有し、かつ、前記複数の巻線組間における前記電圧の位相差が、前記誘起電圧によって生じるトルクリップルを低減する値となるように前記電圧印加手段を制御するものである。

この発明によれば、ブラシレスモータ等の多重巻線モータにおけるトルク脈動や騒音、振動を抑制したまま、効果的にモータのトルクや無負荷駆動時の最大回転数や高回転時の出力を向上できるといった、従来にない顕著な効果を奏するものである。

この発明の実施の形態１に係るブラシレスモータの一例を示す断面図である。 この発明の実施の形態１に係るモータ駆動装置を示すブロック構成図である。 この発明の実施の形態１に係るブラシレスモータの電機子コイルの巻回例を示す断面図である。 この発明の実施の形態１に係るブラシレスモータの電機子巻線の接続方法を示す説明図である。 この発明の実施の形態１に係るブラシレスモータの界磁極の１極分の構成を示す部分拡大図である。 この発明の実施の形態１に係る誘起電圧波形の一例を示す説明図である。 この発明の実施の形態１において、誘起電圧の基本波成分の振幅に対する５次高調波印加率を変化させた場合の、誘起電圧ピークに対する誘起電圧の基本波ピークの割合を示すグラフである。 この発明の実施の形態１において、誘起電圧の基本波成分に対する５次高調波成分の位相差を変化させた場合の、誘起電圧ピークに対する誘起電圧の基本波ピークの割合を示すグラフである。 この発明の実施の形態１に係るブラシレスモータにおいて、界磁極の磁石厚と、誘起電圧の基本波成分に対する５次高調波成分の位相差及び５次高調波印加率との関係を示すグラフである。 この発明の実施の形態１において、誘起電圧の基本波成分に対する５次及び７次高調波印加率の和の割合を変化させた場合の、誘起電圧ピークに対する誘起電圧の基本波ピークの割合を示すグラフである。 この発明の実施の形態１において、誘起電圧の基本波成分に対する５次及び７次高調波成分の位相差を変化させた場合の、誘起電圧ピークに対する誘起電圧の基本波ピークの割合を示すグラフである。 この発明の実施の形態１に係るブラシレスモータの界磁極の他の例を示す部分拡大図である。 この発明の実施の形態１における界磁極の磁石厚と、単位トルクを発生させるために必要な磁石量との関係を示すグラフである。 この発明の実施の形態１における界磁極の磁石厚比と、コギングトルクの振幅を示すグラフである。 この発明の実施の形態１における界磁極の磁石厚比と、トルク脈動成分の振幅を示すグラフである。 この発明の実施の形態１に係るブラシレスモータにおいて、トルク脈動がキャンセルされることを示す説明図である。 この発明の実施の形態１に係るブラシレスモータの界磁極の更に他の例を示す部分拡大図である。 この発明の実施の形態１において、図１７の界磁極の磁石厚比と、リラクタンストルクの大きさとの関係を示すグラフである。 この発明の実施の形態２に係るブラシレスモータの一例を示す断面図である。 この発明の実施の形態２に係るブラシレスモータの界磁極の１極分の構成を示す部分拡大図である。 この発明の実施の形態２における界磁極の外径比と、誘起電圧の基本波成分に対する５次高調波成分の位相差及び５次高調波印加率との関係を示すグラフである。 この発明の実施の形態２に係るブラシレスモータの界磁極の他の例を示す部分拡大図である。 この発明の実施の形態２における界磁極の外径比と、単位トルクを発生させるために必要な磁石量との関係を示すグラフである。 この発明の実施の形態２における界磁極の外径比と、コギングトルクの振幅との関係を示すグラフである。 この発明の実施の形態２における界磁極の外径比と、トルク脈動成分の振幅との関係を示すグラフである。 この発明の実施の形態２における界磁極の外径比と、リラクタンストルクの大きさとの関係を示すグラフである。 この発明の実施の形態２における界磁極の外径比と、インダクタンスのｄ軸成分の大きさとの関係を示すグラフである。 この発明の実施の形態３に係わるモータ駆動装置を示すブロック構成図である。 この発明の実施の形態４に係わるモータ駆動装置を示すブロック構成図である。 この発明の実施の形態４における三相電圧指令及びその線間電圧を示す波形図である。 この発明の実施の形態４において、誘起電圧の基本波成分に対する５次及び７次高調波振幅和を変化させた場合の、誘起電圧の基本波成分が１００％から増加する様子を示すグラフである。 この発明の実施の形態４において、誘起電圧の基本波成分に対する５次及び７次高調波振幅和を変化させた場合の、５次高調波成分と７次高調波成分を重畳した高周波重畳量を示すグラフである。 この発明の実施の形態４において、誘起電圧の基本波成分に対する５次及び７次高調波の位相を変化させた場合の、誘起電圧の基本波成分が１００％から増加する様子を示すグラフである。 この発明の実施の形態５に係わるモータ駆動装置を示すブロック構成図である。 この発明の実施の形態６に係わるモータ駆動装置を示すブロック構成図である。 この発明の実施の形態８に係わるモータ駆動装置を示すブロック構成図である。 この発明の実施の形態９に係わる電圧印加手段を示すブロック構成図である。 この発明の実施の形態９における第１の三相電圧指令とオン・オフ信号の関係を表す説明図である。 この発明の実施の形態９における第２の三相電圧指令とオン・オフ信号の関係を表す説明図である。 この発明の実施の形態９におけるキャリア三角波と電圧指令に含まれる７次高調波電圧との関係を示す説明図である。 この発明の実施の形態９において、キャリア三角波の周波数を高くした場合の、キャリア三角波と電圧指令に含まれる７次高調波電圧との関係を示す説明図である。 この発明の実施の形態９において、キャリア三角波の周波数を変えた場合の、インバータ出力電圧の周波数解析結果を示すグラフである。 この発明の実施の形態１０において、電圧指令に含まれる５次高調波成分の時間波形の一例を示す波形図である。 この発明の実施の形態１０において、図４３の５次高調波成分V5’の周波数解析結果を示すグラフである。 この発明の実施の形態１０において、５次高調波成分の振幅に対する分割数と、図４３の５次高調波成分V5’に含まれる15次高調波成分の振幅との関係を示すグラフである。 この発明の実施の形態１０において、電圧指令に含まれる７次高調波成分の時間波形の一例を示す波形図である。 この発明の実施の形態１０において、図４６の７次高調波成分V7’の周波数解析結果を示すグラフである。 この発明の実施の形態１０において、７次高調波成分の振幅に対する分割数と、図４６の７次高調波成分V7’に含まれる21次高調波成分の振幅との関係を示すグラフである。 この発明の実施の形態１１に係わる電動パワーステアリング装置を示す概略構成図である。

以下，この発明の各実施の形態を図に基づいて説明する。
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係るブラシレスモータの構成を示す断面図であり、図２は、この発明の実施の形態１に係るモータ駆動装置を示すブロック図である。

図１において、多重巻線モータであるブラシレスモータ３０１の電機子は、電機子巻線を有する電機子鉄心３１０からなり、界磁極は、複数個の永久磁石３１４を有する界磁極鉄心３１３からなる。
また、ブラシレスモータ３０１の電機子巻線は、電気的に接続されていない２つの３相巻線群を形成する、第１巻線組３１１、第２巻線組３１２を有し、電機子巻線の巻線組間は電気的に接続されておらず、さらに本実施の形態のブラシレスモータ３０１においては、第１巻線組３１１に対して第２巻線組３１２は界磁極のＮ極とＳ極のペアの界磁極周方向に占める角度を電気角３６０°としたとき、３０°の位相差を有している。
また、界磁極のＮ極とＳ極のペアの界磁極周方向に占める角度を電気角３６０°としたとき、巻線のコイルピッチを１８０°とした全節巻となっている。

また、図２に示すように、ブラシレスモータ３０１の第１巻線組３１１、第２巻線組３１２に電圧を印加する電圧印加器３２１，３２２は、各相に対応する出力電圧としてu１´、v１´、w１´、u２´、v２、´w２´を発生し、u１´、v１´、w１´は、第１巻線組３１１のu１、v１、w１の端子に接続され、u２´、v２、´w２´は、第２巻線組３１２のu２、v２、u２の端子にそれぞれ接続されている。
すなわち、電圧印加器３２１，３２２によって、２つの巻線組３１１，３１２の線間u１―v１、v１―w１、w１―u１、u２―v２、v２―w２、w２―u２に交流電圧（モータ印加電圧）が印加されてブラシレスモータ３０１が駆動される。

このような６つの相u１、u２、v１、v２、w１、w２を有するブラシレスモータ３０１の電機子コイルを巻回する例を図３に示す。
ただし、図のu１、u２、v１、v２、w１、w２は各相のコイルを示し、(＋)、(−)は巻回方向を示している。
また、これらの電機子コイルは図４に示されるようにそれぞれの巻線組でΔもしくはＹ結線で３相接続される。
ただし前述したように第１巻線組３１１（u１、v１、w１）、と第２巻線組３１２（u２、v２、w２）は電気的に接続されていない。

また、電圧印加手段３０２は、各巻線組に対応する電圧印加器３２１，３２２から構成され、制御手段３０３の出力する電圧指令v1u*、v1v*、v1w*、v2u*、v2v*、v2w*に基づいて、インバータなどの電源により、ブラシレスモータ３０１に電圧を供給する。

制御手段３０３について説明する。
電圧振幅指令演算器３１５は、ブラシレスモータ３０１の所望の速度ω*に基づいて、ここではω*に比例するように制限前の電圧振幅指令V*を演算する。
なおV*は線間電圧振幅に相当する。
積分器３１６は速度指令ω*を積分して、電圧指令の位相θ1を出力する。
三相電圧指令演算器３１７は、第１巻線組に関して、V*と位相θ1に基づいて、次式で三相電圧指令v1u*、v1v*、 v1w*を出力する。

三相電圧指令演算器３１８は、第２巻線組に関しては、制限後の電圧振幅指令V*と電圧指令の位相θ2に基づいて、同様の処理を行う。
なお、θ１とθ２は電気角で３０°の位相差を有している。

次に図１のブラシレスモータ３０１の界磁極の１極分の拡大図を図５に示す。
このブラシレスモータ３０１は界磁極鉄心３１３の表面に磁石貼り付け面を有し、磁石貼り付け面には永久磁石３１４が接着剤などを用いて貼り付けられており、永久磁石３１４の中心の厚みがｈ１、永久磁石３１４の端部の厚みがｈ２となるように設定されている。

ここで、図１のブラシレスモータ３０１について、界磁極が回転することによって図２に示すモータ端子の線間u１―v１、v１―w１、w１―u１、u２―v２、v２―w２、w２―u２に発生する誘起電圧Ｅは、モータが磁極毎に対称構造を有する場合、以下の式で表される。

上式において、誘起電圧Ｅは、基本波成分とｋを１以上の整数として基本波成分の２ｋ+１次倍の周波数成分を持つ２ｋ+１次高調波成分との和で表される。
また、Ｅ_1P、Ｅ _(2k+1)Pは各次数波形のピークを示し、θ_(2k+1)eはそれぞれ基本波成分と２ｋ+１次高調波成分との位相差を示している。

ここで、誘起電圧ピークをＥ_Pとすると、図６から分かるように、Ｅ_Pは電圧印加器３２１，３２２の各相間に外部から加わる電圧の時間軸上での最大値である。
ここで、電圧印加器３２１，３２２の相間の耐圧の最大値は電圧印加器３２１，３２２に使用されるスイッチング素子や回路素子などによって上限が決まっており、耐圧を超えると電圧印加器の故障を招く可能性があるため、誘起電圧ピークＥ_Pは前記上限電圧を考慮すると小さいことが望ましい。

一方、ブラシレスモータ３０１のトルクＴは、下式のように表される。

ただし、ωをブラシレスモータ３０１の角速度とする。
上式のように、ブラシレスモータ３０１のトルクは誘起電圧Ｅの基本波成分に比例するため、誘起電圧ピークＥpを抑えながらもトルクの値を向上するには、誘起電圧ピークＥ_Pに対する基本波ピークＥ_1Pの比率、Ｅ_1P／Ｅ_Pを向上させることが必要となる。

ここで、本実施の形態では、誘起電圧Ｅについて、図６に示すように、基本波成分と５次高調波成分と他の高調波成分の和で表されるような台形波が印加される。
このような誘起電圧Ｅは下記の式のように表される。

ここで、Ｅ_1P、Ｅ_5Pは各次数波形のピーク、Ｅ_otherは他の奇数次高調波成分の和、θ_5eは５次高調波成分と基本波成分との位相差である。

次に、Ｅ_5P／Ｅ_1Pすなわち誘起電圧Ｅの基本波成分に対する５次高調波印加率を変えた場合のＥ_1P／Ｅ_Pの変化について考える。
θ_5eを１８０°としてＥ_5P／Ｅ_1Pを０〜１５％に設定した電圧が誘起されるとき、誘起電圧ピークＥ_Pに対する基本波ピークＥ_1Pの割合を図７に示す。
この図から、Ｅ_5P／Ｅ_1Pを２〜１２％としたときＥ_1P／Ｅ_Pが１．０２以上となり、約６％としたときＥ_1P／Ｅ_Pが最大となることがわかる。

次に、θ_5eを１４０°〜２２０°に設定したとき、Ｅ_5P /Ｅ_1Pを０〜１５%の間で変化させたときのＥ_1P／Ｅ_P の最大値を図８に示す。
この図から、θ_5eを１５０°〜２１０°としたときＥ_1P／Ｅ_Pが1.02以上となり、θ_5eを１８０°としたとき、Ｅ_1P／Ｅ_P が最大となることがわかる。
ただし、本検討では他の高調波成分の和Ｅ_otherがＥ_1P、Ｅ_5P にくらべて十分小さいと仮定している。

次に、本実施の形態において永久磁石３１４の中心の厚みｈ１と端部の厚みｈ２との比率ｈ２／ｈ１に対する誘起電圧Ｅの５次高調波成分のピークＥ_5Pと位相差θ_5eの関係は、図９のように示される。
このような値となるようなｈ２／ｈ１の比率について図９から考えると、ｈ２／ｈ１をほぼ０．７としたとき、Ｅ_5P／Ｅ_1Pが約６％、θ_5eが約１８０度となり、Ｅ_1P／Ｅ_Pが最大となることがわかる。
以上より、Ｅ_1P／Ｅ_Pを向上するには、図５のブラシレスモータ３０１について、ｈ２／ｈ１をほぼ０．７と設定するのが望ましいといえる。

また、上記の例は誘起電圧Ｅが上記の式のように基本波成分と５次高調波成分と他の次数成分の和で表される値が印加される場合について述べたが、下記の式のように基本波成分と５次高調波成分と７次成分と他の高調波成分の和で表される場合について考える。

ここで、Ｅ_1P、Ｅ_5P、Ｅ_7Pは各次数波形のピーク、θ_5eは５次高調波成分と基本波との位相差、θ_7eは７次高調波成分と基本波との位相差である。

次に、（Ｅ_5P＋Ｅ_７P）／Ｅ_1Pすなわち誘起電圧Ｅの基本波成分に対する５次高調波印加率と７次高調波印加率の和を変えた場合のＥ_1P／Ｅ_Pの変化について考える。
θ_5e、およびθ_７eを１８０°として、（Ｅ_5P＋Ｅ_７P）／Ｅ_1Pを０〜４０％の範囲で変化させた場合の、誘起電圧ピークＥ_Pに対する誘起電圧Ｅの基本波ピークＥ_1Pの割合を図１０に示す。
図１０より、（Ｅ_5P＋Ｅ_７P）／Ｅ_1Pを２％〜３６％とした場合に、Ｅ_1P／Ｅ_Pが１．０２以上となり、約１８％としたときＥ_1P／Ｅ_Pが最大となることがわかる。

次に、θ_5eを１２０°〜２４０°に設定したとき、Ｅ_5P ／Ｅ_1Pを０〜４０％の間で変化させたときのＥ_1P／Ｅ_Pの最大値を図１１に示す。
この図から、θ₅を１２０°〜２４０°としたときＥ_1P／Ｅ_Pが1.02以上となり、θ_5eを１８０°としたとき、Ｅ_1P／Ｅ_Pが最大となることがわかる。
本検討では他の奇数次高調波成分の和Ｅ_otherがＥ_1P、Ｅ_5P、Ｅ_7Pにくらべて十分小さいと仮定している。
このような値になるようにｈ１、ｈ２を設定した場合についても上記と同様の効果を得ることが可能となる。

また、上では述べていないが同様の効果はブラシレスモータに他の奇数次高調波成分を印加した場合も得ることができる。
印加される次数の例としては、３次や９次、１１次、１３次高調波などがある。
ただし、誘起電圧Ｅにｋを１以上の整数として３（２ｋ−１）次高調波成分を含む場合、３相Δ結線としたときに循環電流が発生するといった問題があるため、Ｙ結線とすることが望ましい。

また、図１２に示されるように、界磁極鉄心３１３が界磁極となる永久磁石部３１４と、前記界磁極とは極性が逆の界磁極となる突極部３１３ａを有し、これらの界磁極をそれぞれ周方向に等間隔に発生させるブラシレスモータ３０１については、磁極が回転することによって図２に示すブラシレスモータ３０１の端子間に発生する誘起電圧Ｅは以下の式で表されるため、

界磁極のＮ極とＳ極のペアの界磁極周方向に占める角度を電気角３６０°としたとき、電機子巻線のコイルピッチを１８０°として全節巻であるので、下記偶数次項、

をほぼ０とすることができる。
従って、上記の場合と同様の議論が成り立つ。
また、偶数次誘起電圧Ｅに起因するトルク脈動、コギングを低減することが可能となる。

なお、本実施の形態では界磁極のＮ極とＳ極のペアの界磁極周方向に占める角度を電気角３６０°としたとき、電機子巻線のコイルピッチを１８０°とした全節巻としたので、高調波の巻線係数が向上し、ｈ２／ｈ１を変化させた場合の５次、７次高調波の印加率の変化量を向上させることを可能としている。
しかしながら、ティースに巻線を集中的に巻回する集中巻や、コイルピッチを１８０°以外の値に設定した場合も上記と同様の効果が得られる。

次に、図１３には、同じくｈ２／ｈ１を変えたときに、単位トルクを発生させるために必要な磁石量が示されている。
ただし、同図の単位トルクを発生させるために必要な磁石量はｈ２／ｈ１が１．０のときの値で正規化している。
同図から、ｈ２／ｈ１をおよそ１．０とした場合に単位トルクあたりの磁石量が最小となることがわかる。
この理由としては、磁石の厚みｈ１がｈ２と等しくなると、電機子鉄心３１０と界磁極鉄心３１３の距離が相対的に近くなり、永久磁石３１４が配置されている部分の磁気抵抗が低下するため、誘起電圧Ｅが増加してモータトルクが向上するためである。
従って、単位トルクを発生させるために必要な磁石量を低減するためには、ｈ２／ｈ１をほぼ１．０と設定するのが望ましいといえる。

次に、同じくｈ２／ｈ１を変えたときに、ブラシレスモータ３０１に発生するコギングトルクの振幅を図１４に示す。
ただし、同図のコギングトルクはｈ２／ｈ１が１．０のときの値で正規化している。
同図から分かるように、ｈ２／ｈ１をほぼ０．６５とすればコギングトルクが最小となっていることがわかる。
従って、ブラシレスモータ３０１に発生するコギングトルクを低減するにはｈ２／ｈ１をほぼ０．６５に設定するのが望ましいといえる。

次に、同じくｈ２／ｈ１を変えたときに、ブラシレスモータ３０１に発生するトルク脈動成分の振幅を図１５に示す。
ただし、同図のトルク脈動成分はｈ２／ｈ１が１．０のときの値で正規化している。

本実施の形態では、多重巻線モータであるブラシレスモータの２つの巻線組は基本波成分に対して３０度の位相差を持ち、さらに第２巻線組に関しては、第１巻線組に対して、基本波成分に対して電気角で３０°の位相差を有する電圧指令のもと電流もしくは電圧が印加される。
従って、mを１以上の整数として６（２ｍ−１）±１次の誘起電圧の高調波成分に起因する６（２ｍ−１）次のトルク脈動は各巻線組で１８０度の位相差となり、トルク脈動をキャンセルすることができる。

図１６は前記駆動方法を行った場合にトルク脈動がキャンセルされることを示した説明図である。
同図では、第１巻線組３１１および第２巻線組３１２にそれぞれ印加される電流、電圧によって発生する各巻線組のトルク脈動を示しており、第１巻線組３１１および第２巻線組３１２のトルク脈動の位相が反転しており、ほぼ１８０°となっていることがわかる。

以上より、本実施の形態では、ｍを１以上の整数として６（２ｍ−１）次のトルク脈動がキャンセルされるため、図１５のグラフはｍを１以上の整数として６（２ｍ−１）次のトルク脈動を除いたトルク脈動を示したグラフであることがわかる。
同図から分かるように、ｈ２／ｈ１をほぼ０．８とすればトルク脈動成分が最小となることがわかる。
従って、ブラシレスモータ３０１に発生するｍを１以上の整数として６（２ｍ−１）次を除くトルク脈動成分を低減するにはｈ２／ｈ１をほぼ０．８に設定するのが望ましいといえる。

また、前記説明は界磁極の永久磁石３１４のｈ２／ｈ１を変化させた場合について説明したが、誘起電圧の高調波成分としてmを１以上の整数として６（２ｍ−１）±１次の誘起電圧の高調波成分のみを含むような形状とした場合は、トルク脈動をほぼ０にすることが可能となる。

また、図１７に示されるように、界磁極鉄心３１３の表面に磁石貼り付け面を有し、磁石貼り付け面には永久磁石３１４が接着剤などを用いて貼り付けられており、界磁極鉄心３１３は、永久磁石３１４間に永久磁石３１４の貼り付け面よりも界磁極鉄心３１３の中心から電機子鉄心３１０に向かう方向に突出している突起部３１３ｂを有しており、磁石の中心の厚みがｈ１、磁石の端部の厚みがｈ２となるように設定されている場合についても、上記と同様の議論が成立する。
ただし、界磁極がインダクタンスの突極性を有するためリラクタンストルクが発生する点が異なる。
ｈ２／ｈ１を変えたときのリラクタンストルクを図１８に示す。
ただし、同図のリラクタンストルクはｈ２／ｈ１が１．０のときの値で正規化している。
同図から、ｈ２／ｈ１を１．０とした場合にリラクタンストルクが最大となることがわかる。

従って、図１７に示されるモータについて、リラクタンストルクを向上するためには、ｈ２／ｈ１を１．０に設定するのが望ましいといえる。
モータのトルクは永久磁石によって発生するマグネットトルクと永久磁石によらず発生するリラクタンストルクの和で表されるため、リラクタンストルクが向上すると単位トルクを発生させるために必要な磁石量を低減することが可能となる。

以上から、本実施の形態ではブラシレスモータ３０１のｈ２／ｈ１を適切に設定すれば、Ｅ_1P／Ｅ_Pを向上させて同じ誘起電圧ピークＥ_Pを抑えながらもモータトルクを向上したり、単位トルクを発生させるために必要な磁石量を低減したり、コギングトルクを低減したり、トルク脈動を低減したりすることができる。

また、図１７に示されるモータについては、リラクタンストルクを向上でき、単位トルクを発生させるために必要な磁石量を低減することが可能となる。
ただし、前記のように、それぞれの効果が顕著に現れるｈ２／ｈ１の値はそれぞれの効果で異なる。
そこで、ブラシレスモータ３０１の性能を向上するには、望ましくは、ｈ２／ｈ１の値を前記複数の効果を得るように設定すれば、より効果的であることは言うまでもない。
一例としては、ｈ２／ｈ１を０．６５〜１．０や０．６５〜０．８，０．６５〜０．７，０．７〜０．１，０．７〜０．８，０．８〜１．０などに設定すれば、上記複数の効果を両立することができる。

また本実施の形態では、多重巻線モータの巻線組数と位相差について、２組で３０度の場合について説明したが、その関係は、位相差が巻線組の組数の１を除いた約数で６０度を除した値であればよい。
例えば４組の場合に１５度ごと、もしくは２組ごとに３０度の位相差、つまり４つの巻線組の位相を０、０、３０、３０度としてもよい。

以上より、複数の巻線組ごとに複数相の巻線を含む電機子巻線を電機子鉄心に巻回した多重巻線モータと、前記複数の巻線組に電圧を印加する電圧印加手段と、前記複数の巻線組に対する電圧指令を演算し、前記電圧指令に基づいて前記電圧印加手段を制御する制御手段を備え、前記制御手段は、前記多重巻線モータが回転することによって前記複数の巻線組に発生する誘起電圧が、台形状の波形を有し、かつ、前記複数の巻線組間における前記電圧の位相差が、前記誘起電圧によって生じるトルクリップルを低減する値となるように前記電圧印加手段を制御することで、ｍを１以上の整数として６（２ｍ−１）±１次の誘起電圧の高調波成分に起因する６（２ｍ−１）次のトルク脈動を低減するといった従来にない効果を得ることができる。

また、さらに界磁極鉄心の表面に複数個の永久磁石が固定された界磁極を有しており、永久磁石の中央部分の厚さをｈ１、端部の厚さをｈ２としたとき、ｈ２／ｈ１が０．６５〜１．０とすれば、前記の効果に加えてＥ_1P／Ｅ_Pを向上させて誘起電圧ピークＥ_Pを抑えながらもモータトルクを向上できたり、単位トルクを発生させるために必要な磁石量を低減したり、コギングトルクを低減したり、mを１以上の整数として６（２ｍ−１）次以外の次数成分のトルク脈動が低減したりといった、従来にない効果を得ることができる。

また、さらに界磁極が、永久磁石間に、永久磁石の固定面よりも界磁極鉄心の中心から前記電機子鉄心に向かう方向に突出している突起部を有している場合は、上記に加えてリラクタンストルクが向上して単位トルクを発生させるために必要な磁石量を低減するといった従来にない効果を得ることができる。

また、さらに界磁極が、第１の界磁極となる永久磁石部と、第１の界磁極とは極性が逆の第２の界磁極となる突極部を有し、第１の界磁極と第２の界磁極をそれぞれ界磁極鉄心の周方向に等間隔に配置し、磁極のＮ極とＳ極のペアの占める界磁極鉄心の周方向の角度を電気角３６０°としたとき、巻線のコイルピッチを１８０°とすることにより、偶数次誘起電圧を低減でき、Ｅ_1P／Ｅ_Pを向上させて同じ誘起電圧ピークＥ_Pを抑えながらもモータトルクが向上したり、偶数次誘起電圧に起因するコギング、リップルが低減したりといった従来にない効果を得ることができる。

また、さらに多重巻線モータの界磁極が回転することによって、モータの端子間の電機子巻線に発生する誘起電圧について、誘起電圧の基本波成分に対して、５次高調波成分および７次高調波成分の少なくとも一方が、誘起電圧の基本波ピークを誘起電圧ピークＥ_Pよりも大きくする所定の位相差条件および振幅条件で重畳された波形を有するようにすることにより、多重巻線モータでは、mを１以上の整数として６（２ｍ−１）±１次の誘起電圧の高調波成分に起因する６（２ｍ−１）次のトルク脈動がキャンセルされるため、誘起電圧に５、７次に起因するトルク脈動がほぼ０となったり、Ｅ_1P／Ｅ_Pを向上させて同じ誘起電圧ピークＥ_Pを抑えながらもモータトルクが向上したりといった従来にない効果を得ることができる。

さらに、誘起電圧の５次高調波成分が、高調波成分１周期を３６０°とした場合に、誘起電圧の基本波成分に対して１５０°〜２１０°の位相差を有し、誘起電圧の基本波成分の振幅に対する前記５次高調波成分の振幅の割合が２〜１２％であるようにすることにより、前記の場合と比較してＥ_1P／Ｅ_Pをさらに向上させて同じ誘起電圧ピークＥ_Pを抑えながらもモータトルクを向上できるといった従来にない効果を得ることができる。

さらに、誘起電圧の５次高調波成分および７次高調波成分が、高調波成分１周期を３６０°とした場合に、前記誘起電圧の基本波成分に対して１２０°〜２４０°の位相差を有し、誘起電圧の基本波成分の振幅に対する５次高調波成分および７次高調波成分の振幅の和の割合が２〜３６％であるようにすることにより、前記の場合と比較してＥ_1P／Ｅ_Pをさらに向上させて同じ誘起電圧ピークＥ_Pを抑えながらもモータトルクを向上できるといった従来にない効果を得ることができる。

実施の形態２．
実施の形態２に係わるモータ駆動装置のブラシレスモータの断面図を図１９に示す。
また界磁極の１極分の拡大図を図２０に示す。
界磁極鉄心３１３の内部に永久磁石３１４を挿入する磁石穴３１３ｃを有しており、複数個の永久磁石３１４が磁石穴に挿入されて固定された界磁極を有しており、ブラシレスモータ３０１は界磁極鉄心３１３の中心から界磁極鉄心３１３の最遠点の距離をＲｃとしたとき、界磁極鉄心３１３の外周部は大半の領域でほぼ半径Ｒｍの円弧状に沿っている。
また、その他の構成は実施の形態１と同様である。

このような構成のブラシレスモータにおいて、界磁極が回転することによってモータの端子間に発生する誘起電圧は、界磁極が磁極毎に対称構造を有する場合、式１で表される。
ここで、本実施の形態において、界磁極の外径比であるロータ外径Ｒｍ／Ｒｃと、誘起電圧の基本波成分に対する５次高調波成分の位相差及び５次高調波印加率との関係は、図２１のように示される。

ここで実施の形態１と同様、Ｅ_1P／Ｅ_Pが向上するようなＲｍ／Ｒｃの比率について考えると、図２１より、Ｒｍ／Ｒｃをほぼ０．７としたとき、Ｅ_5P／Ｅ_1Pが６％、θ_5eが約１８０度となり、Ｅ_1P／Ｅ_Pがほぼ最大となることがわかる。
以上より、図２０のブラシレスモータについて、Ｒｍ／Ｒｃをほぼ０．７と設定すると、Ｅ_1P／Ｅ_Pが向上できることがわかる。

また、上記の例は誘起電圧が上記のように基本波成分と５次高調波成分と他の次数成分の和で表される値が印加される場合について述べたが、式４のように基本波成分と５次高調波成分と７次成分と他の次数成分の和で表される場合についても、適切にＲｍ／Ｒｃを設定すれば実施の形態１で説明した場合と同様の議論が成立する。

また、上記では述べていないが同様の効果はブラシレスモータに他の奇数次高調波成分を印加した場合も得ることができる。
印加される次数の例としては、３次や９次、１１次、１３次高調波などがある。
ただし、誘起電圧にｋを１以上の整数として３（２ｋ−１）次高調波成分を含む場合、３相Δ結線としたときに循環電流が発生するといった問題があるため、Ｙ結線とすることが望ましい。

また、図２２に示されるように、界磁極鉄心３１３が界磁極となる永久磁石部３１４と、前記界磁極とは極性が逆の界磁極となる突極部３１３ｄを有し、これらの界磁極をそれぞれ周方向に等間隔に発生させるブラシレスモータについては、磁極が回転することによってモータの端子間に発生する誘起電圧Ｅは式５で表されるため、界磁極のＮ極とＳ極のペアの界磁極周方向に占める角度を電気角３６０°としたとき、電機子巻線のコイルピッチを１８０°として全節巻とすることで、式６に示す偶数次項を０とすることができる。
従って、前記の場合と同様の議論が成り立つ。

なお、本実施の形態では界磁極のＮ極とＳ極のペアの界磁極周方向に占める角度を電気角３６０°としたとき、巻線のコイルピッチを１８０°とした全節巻としたので、高調波の巻線係数が向上し、Ｒｍ／Ｒｃを変化させた場合の誘起電圧の５次、７次高調波印加率の変化量を向上させることを可能としている。
しかしながら、ティースに巻線を集中的に巻回する集中巻や、コイルピッチを１８０°以外の値に設定した場合も上記と同様の効果が得られる。

次に、図２３には、同じくＲｍ／Ｒｃを変えたときに、単位トルクを発生させるために必要な磁石量を示した値も示されている。
ただし、同図の単位トルクを発生させるために必要な磁石量はＲｍ／Ｒｃが１．０のときの値で正規化している。
同図から、Ｒｍ／Ｒｃを１．０とした場合に単位トルクあたりの磁石量が最小となることがわかる。
この理由としては、半径ＲｍがＲｃと等しくなると、電機子鉄心３１０と界磁極鉄心３１３の距離が相対的に近くなり、エアギャップの磁気抵抗が低下し、誘起電圧Ｅが増加してモータトルクが向上するためである。
従って、単位トルクを発生させるために必要な磁石量を低減するためには、Ｒｍ／Ｒｃをほぼ１．０に設定するのが望ましいといえる。

次に、同じくＲｍ／Ｒｃを変えたときに、ブラシレスモータに発生するコギングトルクの振幅を図２４に示す。
ただし、同図のコギングはＲｍ／Ｒｃが１．０のときの値で正規化している。
同図から分かるように、Ｒｍ／Ｒｃを０．５とすればコギングトルクがほぼ最小となることがわかる。
従って、ブラシレスモータに発生するコギングトルクを低減するにはＲｍ／Ｒｃを０．５に設定するのが望ましいといえる。

次に、同じくＲｍ／Ｒｃを変えたときに、ブラシレスモータに発生するトルク脈動成分の振幅を図２５に示す。
ただし、同図のトルク脈動成分はＲｍ／Ｒｃが１．０のときの値で正規化している。

本実施の形態では、多重巻線モータの２つの巻線組は基本波成分に対して３０度の位相差を持ち、さらに第２巻線組に関しては、第１巻線組に対して、基本波成分に対して電気角で３０°の位相差を有する電圧指令のもと電流もしくは電圧が印加される。
従って、mを１以上の整数として６（２ｍ−１）±１次の誘起電圧の高調波成分に起因する６（２ｍ−１）次のトルク脈動は各巻線組で１８０度の位相差となり、トルク脈動をキャンセルすることができる。

図１６はトルク脈動がキャンセルされることを説明した説明図である。
同図では、第１巻線組および第２巻線組にそれぞれ印加される電流、電圧によって発生する各巻線組のトルク脈動を示しており、第１巻線組および第２巻線組のトルク脈動の位相が反転しており、ほぼ１８０°となっていることがわかる。

以上より、本実施の形態では、ｍを１以上の整数として６（２ｍ−１）次のトルク脈動がキャンセルされるため、図２５のグラフはｍを１以上の整数として６（２ｍ−１）次のトルク脈動を除いたトルク脈動を示したグラフであることがわかる。
同図から分かるように、Ｒｍ／Ｒｃを０．５とすればトルク脈動成分が最小となることがわかる。
従って、ブラシレスモータに発生するｍを１以上の整数として６（２ｍ−１）次を除くトルク脈動成分を低減するにはＲｍ／Ｒｃをほぼ０．５に設定するのが望ましいといえる。

また、前記説明は界磁極鉄心のＲｍ／Ｒｃを変化させた場合について説明したが、誘起電圧の高調波成分としてmを１以上の整数として６（２ｍ−１）±１次の誘起電圧の高調波成分のみを含むような形状とした場合は、トルク脈動をほぼ０にすることが可能となる。

次に、同じくＲｍ／Ｒｃを変えたときに、ブラシレスモータに発生するリラクタンストルクを図２６に示す。
ただし、同図のリラクタンストルクはＲｍ／Ｒｃが１．０のときの値で正規化している。
同図から、Ｒｍ／Ｒｃを１．０とした場合にリラクタンストルクがほぼ最大となることがわかる。
従って、リラクタンストルクを向上するためには、Ｒｍ／Ｒｃを１．０に設定するのが望ましいといえる。
モータのトルクは永久磁石によって発生するマグネットトルクと永久磁石によらず発生するリラクタンストルクの和で表されるため、リラクタンストルクが向上すると単位トルクを発生させるために必要な磁石量を低減することが可能となる。

次に、同じくＲｍ／Ｒｃを変えたときに、ブラシレスモータのｄ軸方向のインダクタンスＬｄを図２７に示す。
ただし、同図のインダクタンスＬｄはＲｍ／Ｒｃが１．０のときの値で正規化している。
同図から、Ｒｍ／Ｒｃが１．０とした場合にインダクタンスのｄ軸成分が最大となることがわかる。

一般的に、インダクタンスのｄ軸成分が向上すると、ｄ軸電流を通電したときに界磁極が回転することによってモータの端子間に発生する誘起電圧Ｅを打ち消す効果を大きくすることが可能となり、モータに流れるトルクに寄与する電流を増加させて高回転領域のトルクを向上でき、モータの無負荷駆動時の最大回転数や高回転時の出力が向上する。
従ってブラシレスモータの無負荷駆動時の最大回転数や高回転時の出力向上のためには、インダクタンスは大きいことが望ましい。
従って、インダクタンスＬｄを向上するためには、Ｒｍ／Ｒｃを１．０に設定するのが望ましいといえる。

以上から、本実施の形態ではブラシレスモータのＲｍ／Ｒｃを適切に設定すれば、Ｅ_1P／Ｅ_Pを向上させて同じ誘起電圧ピークＥ_Pを抑えながらもモータトルクを向上したり、単位トルクを発生させるために必要な磁石量を低減したり、コギングトルクを低減したり、トルク脈動を低減したり、リラクタンストルクを向上したり、無負荷駆動時の最大回転数や高回転時の出力を向上したりすることができる。
ただし、前記のように、それぞれの効果が顕著に現れるＲｍ／Ｒｃの値はそれぞれの効果で異なる。

そこで、ブラシレスモータの性能を向上するには、望ましくは、Ｒｍ／Ｒｃの値を前記複数の効果を得るように設定すれば、より効果的であることは言うまでもない。
一例としては、Ｒｍ／Ｒｃを０．５〜１．０や０．５〜０．７や０．７〜１．０などに設定すれば、上記複数の効果を両立することができる。
また本実施の形態では、多重巻線モータの巻線組数と位相差について、２組で３０度の場合について説明したが、その関係は、位相差が巻線組の組数の１を除いた約数で６０度を除した値であればよい。
例えば４組の場合に１５度ごと、もしくは２組ごとに３０度の位相差、つまり４つの巻線組の位相を０、０、３０、３０度としてもよい。

以上より、複数の巻線組ごとに複数相の巻線を含む電機子巻線を電機子鉄心に巻回した多重巻線モータと、前記複数の巻線組に電圧を印加する電圧印加手段と、前記複数の巻線組に対する電圧指令を演算し、前記電圧指令に基づいて前記電圧印加手段を制御する制御手段を備え、前記制御手段は、前記多重巻線モータが回転することによって前記複数の巻線組に発生する誘起電圧が、台形状の波形を有し、かつ、前記複数の巻線組間における前記電圧の位相差が、前記誘起電圧によって生じるトルクリップルを低減する値となるように前記電圧印加手段を制御することで、ｍを１以上の整数として６（２ｍ−１）±１次の誘起電圧の高調波成分に起因する６（２ｍ−１）次のトルク脈動を低減するといった従来にない効果を得ることができる。

また、さらに界磁極鉄心の内部に永久磁石を挿入する磁石穴を有しており、複数個の永久磁石が磁石穴に挿入されて固定された界磁極を有しており、界磁極鉄心の界磁極鉄心の中心から界磁極鉄心の最遠点の距離をＲｃとしたとき、界磁極鉄心の外周部は大半の領域でほぼ半径Ｒｍの円弧状に沿っており、Ｒｍ／Ｒｃが０．５〜１．０であるようにすることにより、Ｅ_1P／Ｅ_Pを向上させて誘起電圧ピークＥ_Pを抑えながらもモータトルクが向上したり、単位トルクを発生させるために必要な磁石量が低減したり、コギングトルクが低減したり、mを１以上の整数として６（２ｍ−１）次以外のトルク脈動が低減したり、リラクタンストルクが向上して単位トルクを発生させるために必要な磁石量を低減したり、インダクタンスが向上してモータの無負荷駆動時の最大回転数や高回転時の出力が向上したりといった従来にない効果を得ることができる。

また、界磁極が、第１の界磁極となる永久磁石部と、第１の界磁極とは極性が逆の第２の界磁極となる突極部を有し、第１の界磁極と第２の界磁極をそれぞれ界磁極鉄心の周方向に等間隔に配置し、磁極のＮ極とＳ極のペアの占める界磁極鉄心周方向の角度を電気角３６０°としたとき、巻線のコイルピッチを１８０°とすることにより、偶数次誘起電圧を低減でき、Ｅ_1P／Ｅ_Pを向上させて同じ誘起電圧ピークＥ_Pを抑えながらもモータトルクが向上したり、偶数次誘起電圧に起因するコギング、リップルが低減したりといった従来にない効果を得ることができる。

また、さらに多重巻線モータの界磁極が回転することによって、モータの端子間の電機子巻線に発生する誘起電圧について、誘起電圧の基本波成分に対して、５次高調波成分および７次高調波成分の少なくとも一方が、誘起電圧の基本波ピークを誘起電圧ピークＥpよりも大きくする所定の位相差条件および振幅条件で重畳された波形を有するようにしたとき、多重巻線モータでは、mを１以上の整数として６（２ｍ−１）±１次の誘起電圧の高調波成分に起因する６（２ｍ−１）次のトルク脈動がキャンセルされるため、誘起電圧に５、７次に起因するトルク脈動がほぼ０となったり、Ｅ_1P／Ｅ_Pを向上させて同じ誘起電圧ピークＥpを抑えながらもモータトルクが向上したりといった従来にない効果を得ることができる。

さらに、誘起電圧の５次高調波成分が、高調波成分１周期を３６０°とした場合に、誘起電圧の基本波成分に対して１５０°〜２１０°の位相差を有し、誘起電圧の基本波成分の振幅に対する前記５次高調波成分の振幅の割合が２〜１２％であるようにすることにより、前記の場合と比較してＥ_1P／Ｅ_Pをさらに向上させて同じ誘起電圧ピークＥ_Pを抑えながらもモータトルクを向上できるといった従来にない効果を得ることができる。

さらに、誘起電圧の５次高調波成分および７次高調波成分が、高調波成分１周期を３６０°とした場合に、前記電圧の基本波に対して１２０°〜２４０°の位相差を有し、誘起電圧の基本波成分の振幅に対する５次高調波成分および７次高調波成分の振幅の和の割合が２〜３６％であるようにすることにより、前記の場合と比較してＥ_1P／Ｅ_Pをさらに向上させて同じ誘起電圧ピークＥ_Pを抑えながらもモータトルクを向上できるといった従来にない効果を得ることができる。

実施の形態３．
この発明の実施の形態３の構成を図２８に示す。
多重巻線モータであるブラシレスモータ３０１は、固定子に２組の三相巻線を備え、第１巻線組３１１に対して第２巻線組３１２は３０度の位相差を持つ。
例えば、実施の形態１または２に記載のように、誘起電圧に高調波成分を含むモータを用いる。
ブラシレスモータ３０１に電圧印加手段３０２が接続されている。
制御手段３０３は、電圧印加手段３０２へ電圧指令を出力する。

電圧印加手段３０２は、各巻線組に対応する電圧印加器３２１、３２２から構成され、制御手段３０３の出力する電圧指令v1u*、v1v*、v1w*、v2u*、v2v*、v2w*、v3u*、v3v*、v3w*、v4u*、v4v*、v4w* に基づいて、インバータなどの電源により、ブラシレスモータ３０１に電圧を供給する。
また、線間電圧振幅の最大値は、Vllmaxに制限されている。
以下では、第１巻線組３１１と、それに接続された電圧印加器３２１、および、制御手段３０３において第１巻線組３１１から電流検出を介して電圧印加器３２１までの経路の制御部分を第１系統と呼び、同様に、第２巻線組３１２、電圧印加器３２２に関する部分を第２系統と呼ぶ。

図２４における制御手段３０３について説明する。
電流指令演算器３３１は、ブラシレスモータ３０１の所望のトルクτ*に基づいて、磁極位置検出器３０６で検出された磁極位置θreに同期した回転座標上のD軸電流指令id*とQ軸電流指令iq*を演算する。
三相・二相変換器３３２は、第１巻線組３１１に関して、モータ電流i1u、i1v、i1wを静止二軸座標上の電流値i1α、i1βに変換する。
三相・二相変換器３３３は、第２巻線組３１２に関して、同様の処理を行う。
ここで、静止二軸座標上の値α、βは三相座標上の値U、V、Wを次式で変換する。

座標変換器Ａ３３４は、第１巻線組３１１に関して、静止二軸座標上の電流値i1α、i1βを回転座標上の電流値i1d、i1qに変換する。
座標変換器Ａ３３５は、第２巻線組３１２に関して、同様の処理を行う。
ここで、回転座標上の値D、Qは静止二軸座標上の値α、βを磁極位置θreを用いて次式で変換する。

電流制御器Ａ３３６は、第１巻線組３１１に関して、D軸電流指令id*とi1dの差分、Q軸電流指令iq*とi1qの差分を、それぞれ例えば比例積分制御して、第１巻線組のD軸電圧指令v1d*、第１巻線組のQ軸電圧指令v1q*を演算する。
電流制御器Ａ３３７は、第２巻線組３１２に関して、同様の処理を行う。

座標変換器Ｂ３３８は、第１巻線組３１１に関して、回転座標上のD軸電圧指令v1d*、Q軸電圧指令v1q*を静止二軸上の電圧指令v1α*、v1β*に変換する。
座標変換器Ｂ３３９は、第２巻線組３１２に関して、同様の処理を行う。

ニ相・三相変換器３４０は、第１巻線組に関して、静止二軸上の電圧指令v1α*、v1β*を三相電圧指令v1u*’’、v1v*’’、v1w*’’に変換する。
ニ相・三相変換器３４１は、第２巻線組に関して、同様の処理を行う。
ただし、このとき、座標変換器Ａ３３５とニ相・三相変換器３４１に用いるモータの磁極位置θreは、モータ巻線の３０度位相差に対応して、θre−３０°を代入して位相差を与える。
三次高調波重畳器３４４は、二相・三相変換器３４０の出力V1u*’、V1v*’、V1w*’に三次の高調波を重畳しV1u*、V1v*、V1w*を出力するものである。
電圧指令(V1u*’、V1v*’、V1w*’)に対して三次の高調波を重畳する方式は公知（例えば「ＡＣサーボの理論と設計の実際」松本他著、総合電子出版社の３章ｐ．44〜47）であり、三次高調波重畳器３４４においても公知の方式を用いればよい。
三次高調波重畳器３４５は、三次高調波重畳器３４４と同様に、二相・三相変換器３４１の出力V2u*’、V2v*’、V2w*’に三次の高調波を重畳し、V2u*、V2v*、V2w*を出力するものである。

電流制御器Ａ３３６、Ａ３３７は、上述のように、比例積分制御に代表される制御を行うが、この制御ループによる制御応答の帯域、すなわち、電流指令から実際の電流値が追従可能な周波数帯域は、比例積分制御において電流指令と電流値の差分に乗算される電流制御ゲインによって定まるものである。

上記制御ループにおける制御応答の帯域は、モータの回転に同期して生じるトルクリップルを十分抑制するよう設計する必要がある。
通常のモータでは、回転次数で言うと６次（６ｆとも言う）のトルクリップルが特に大きく、これを十分に抑制するよう制御応答の帯域を上げる必要がある。
このような通常のモータにおいては、例えば、回転数３０００ｒｐｍまで対応しようとすると、４極対のモータの場合、６ｆトルクリップルの周波数は、３０００／６０×４×６＝１２００Ｈｚとなる。
トルクリップルを十分抑制して、電流指令から実際の電流値およびトルクまでの応答が追従可能にするには、制御応答の帯域を１２００Ｈｚ以上にすることが望ましいということになる。

しかしながら、本構成によれば、モータの誘起電圧に６ｆ成分のトルクリップル要因があるものの、モータが３０度位相差の２重巻線であるため、６ｆの成分は、第１巻線組３１１に対する第１系統と第２巻線組３１２に対する第２系統との間で相殺される。
したがって、電流制御の帯域は１２００Ｈｚ以上にまで上げる必要はなく、１２００Ｈｚ未満に設定すればよい。
これによって、通常の設計よりも、制御応答の周波数帯域を下げられるので、電流制御器の演算速度を遅くすることができ、ＣＰＵを安価にすることができる。

一方、電流の基本波成分（１ｆ）を、３０００ｒｐｍまで正確に実現するには、基本波の周波数が３０００／６０×４×１＝２００Ｈｚとなるので、２００Ｈｚ以上とする。
したがって、制御ループにおける制御応答の帯域は、２００Ｈｚ以上、１２００Ｈｚ未満にすれば、基本波を正確に実現し、トルク指令にて要求するトルクを正確に得ることができ、かつ、トルクリップルを抑制しながら、演算速度を遅くしてＣＰＵを安価にできる。

本実施の形態のモータ駆動装置を自動車のステアリングに適用して電動パワーステアリング装置を構成することで、台形波状の誘起電圧で出力を向上して運転者の負担を軽減しでき、かつ、系統間の位相差でトルク脈動を抑制して運転者が感じる違和感を軽減し、かつ、演算速度を遅くしてＣＰＵを安価することができるといった効果が得られる。

実施の形態４．
上述の実施の形態３では、図２８のように構成したが、本実施の形態４では、図２９のように構成する。
図２８との相違点は、D軸電圧指令v1d*、v2d*、Q軸電圧指令v1q*、v2q*および、モータの磁極位置θreに基いて、高調波電圧v1uh*、v1vh*、v1wh*、v2uh*、v2vh*、v2wh*を演算する高調波演算器A３４２、３４３を備え、演算した高調波電圧を、高調波重畳前の三相電圧指令v1u*’’、v1v*’’、v1w*’’、v2u*’’、v2v*’’、v2w*’’に加算して、高調波重畳後の三相電圧指令v1u*、v1v*、 v1w*、v2u*、 v2v*、v2w*を得る点である。

下記に詳述する。
高調波演算器Ａ３４２、３４３は、高調波重畳前の三相電圧指令の線間電圧の基本波成分に対して位相が１８０度の５次と７次高調波電圧を演算する。
高調波演算器Ａ３４２は、第１巻線組３１１に関して、回転座標上の電圧指令の振幅V1dqを次式で演算する。
なおV1dqは線間電圧実効値に相当する。

次に、回転座標上の電圧指令の位相θ1vdqを、次式で演算する。

この時、式７、式８に基づけば、高調波重畳前の三相電圧指令v1u*’’、v1v*’’、v1w*’’は次式で表される。

この余弦波での表現を、正弦波を基準に表すと次式となる。

その線間電圧は次式で表される。

５次と７次高調波電圧は、その位相が線間電圧の基本波成分に対して１８０度となるよう重畳するので、５次と７次高調波電圧の線間電圧を次式で演算する。
ただし、K5、K7はそれぞれ５次、７次高調波電圧振幅の基本波成分に対する比である。

この線間電圧を、三相の和がゼロであることを利用して三相電圧へ変換すると、次式となる。
５次と７次高調波電圧の位相は１８０度変化する。

本実施の形態では、この式１７と関連する式９〜式１６に基づいて、５次と７次高調波電圧を演算する。
また、K5は例えば、６．２％、K7は０．８％とする。
高調波演算器Ａ３４３は、第２巻線組に関して、同様の処理を行う。
高調波重畳前の三相電圧指令に５次と７次高調波電圧を加算した後、三次高調波重畳器３４４、３４５は、実施の形態３の三次高調波重畳器３４４，３４５と同様の処理を行い、高調波重畳後の三相電圧指令v1u*、v1v*、 v1w*、v2u*、 v2v*、v2w*を得る。

第１巻線組３１１に対する高調波電圧の式１７に対応して、第２巻線組３１２に対する高調波電圧を求めると、θv1phを次式のθv2phに置き換えることになる。
これは、巻線組間で位相差が３０度あるため、これに対応して、制御で用いる磁極位置θreに３０度位相差があるからである。

この式を、式１７のθv1phに代入すると、５次の場合５倍されて、位相は、

のように、第１巻線組３１１に対する高調波に対して１５０度だけ位相がずれていることが分かる。
７次高調波の場合も同様に考えると、７×３０＝２１０度だけ位相がずれることが分かる。すなわち、第１巻線組３１１に対する第１の系統と第２巻線組３１２に対する第２の系統の間で、５次高調波に対しては１５０度位相差を、７次高調波に対しては、２１０度位相差を付けることを特徴としている。

三相電圧指令の基本波成分が１０５．６％の場合の、高調波重畳前と高調波重畳後の三相電圧指令、およびその線間電圧の波形を、図３０に示す。
ただし基本波成分の線間電圧振幅が、電圧印加手段３０２の出力可能な最大の線間電圧振幅Vllmaxと等しい場合を、１００％とする。
また比較のため、高調波重畳前の三相電圧指令も三次高調波重畳器で処理後の波形で示す。

高調波重畳前は、三相電圧指令の基本波成分が１００％を超える場合はその線間電圧振幅が電圧印加手段３０２の出力可能な最大の線間電圧振幅Vllmaxを超えるため電圧指令どおりの電圧を出力することができない。
これに対して高調波重畳後は、線間電圧振幅のピーク値が低減されてVllmaxを超えないため基本波成分１０５．６％を出力でき、印加電圧の実効値を向上でき、モータ出力が向上する。

重畳した５次と７次高調波は、一般的に６次のトルク脈動を発生する。
本実施の形態の場合では、ブラシレスモータ３０１の２つの巻線組３１１，３１２は基本波成分に対して３０度の位相差を持つので、６次のトルク脈動は２つの巻線組で１８０度の位相差となり、キャンセルすることができる。
これに対して、従来の矩形波や台形波の場合は、５次、7次に加えて、１１次、１３次、１７次、１９次、・・・の高調波を含んでおり、１２次、１８次、・・・のトルク脈動を発生するが、多重巻線モータの巻線組数が少ない場合はこれらのトルク脈動をキャンセルできない。
本実施の形態は、１１、１３次、１７次、１９次、・・・の高調波およびそれらに伴うトルク脈動を発生することなく、モータの出力を向上できる。

このように、本実施の形態では、巻線組間の位相差、および、これに対応した制御で用いる磁極位置の位相差は、台形状の波形の電圧または電流により生じるトルクリップルを低減する位相となっていることが特徴である。
本実施の形態において、５次と７次高調波電圧の振幅和を変化させた場合に、線間電圧振幅がVllmaxを超えない条件において、基本波成分が１００％から増加する様子を図３１に示す。
また、５次高調波成分と７次高調波成分それぞれを重畳した量を、図３２に示す。
５次と７次高調波電圧を重畳すると、同じ線間電圧振幅Vllmaxでも基本波成分を大きくできる。

また本実施の形態において、５次と７次高調波電圧の位相を線間電圧の基本波成分に対して１８０度から変化させた場合に、線間電圧振幅がVllmaxを超えない条件において、基本波成分が１００％から増加する様子を図３３に示す。
ただし、５次、７次高調波電圧の位相は等しいとする。
位相は線間電圧の基本波成分に対して１８０度の場合が最も大きく基本波成分を増加できる。
また、位相が１８０±６０度の範囲であれば基本波成分を大きくでき、１８０±３０度（ほぼ１８０度）の範囲であれば、おおよそ最大時の半分の効果が期待できる。
このように、１１、１３次、１７次、１９次、・・・の高調波およびそれらに伴うトルク脈動を発生することなく台形状の波形を作成して基本波成分を増加させる、すなわちモータ出力を向上できる。

以上のように本実施の形態によれば、台形状の誘起電圧および印加電圧に伴うトルク脈動を抑制したまま、５次と７次高調波成分を有効利用して台形状の電圧波形を作成して基本波成分を増加させる、すなわちモータ出力を向上できるといった、従来にない効果を奏する。

本実施の形態のモータ駆動装置を自動車のステアリングに適用して電動パワーステアリング装置を構成することで、台形波状の誘起電圧および台形波状の印加電圧により出力を向上して運転者の負担を軽減しでき、かつ、系統間の位相差でトルク脈動を抑制して運転者が感じる違和感を軽減できるといった効果が得られる。

実施の形態５．
上述の実施の形態4では、図２９のように構成したが、本実施の形態５では、図３４のように構成する。
図２９との相違点は、高調波演算器A３４２、３４３を廃止して、代りに、高調波演算器Ｂ６０１、６０２を備え、電流制御器A３３６、３３７が出力するＤ軸電圧指令v1d*、v2d*、Ｑ軸電圧指令v1q*、v2q*と、モータの磁極位置θreに基いて、ＤＱ軸高調波電圧v1dh*、 v1qh*、 v2dh*、v2qh*を演算し、ＤＱ軸高調波電圧をＤ軸電圧指令v1d*、v2d*、 Ｑ軸電圧指令v1q*、v2q*に加算して、高調波重畳後のＤ軸電圧指令v1d*’、v2d*’、Ｑ軸電圧指令v1q*’、v2q*’を演算する点である。

下記に詳述する。
上述した実施の形態４で示したUVW電圧上における高調波電圧の式１７を式７及び式８の変換式を用いて、ｄｑ軸上の値に換算すると、次式のようになる。

また、式１９におけるθv1phは、式１２である。

高調波演算器Ｂ６０１では、式１９の演算を行いｄｑ軸高調波電圧v1dh*、 v1qh*を得る。高調波演算器Ｂ６０２では、θre＝θre−30を代入して、同様な演算を行い、ｄｑ軸高調波電圧v2dh*、v2qh*を得る。

第１巻線組３１１に対する高調波電圧の式１９に対応して、第２巻線組３１２に対する高調波電圧を求めると、θv1phを式１８のθv2phに置き換えることになる。
これはθreに３０度位相差があるからである。
式１８を式１９のθv1phに代入すると、６次の場合、６倍されて、位相は、

のように、第１巻線組３１１に対する高調波に対して１８０度だけ位相がずれていることが分かる。
すなわち、第１の系統と第２の系統の間で、ｄｑ軸上における６次高調波に対して、１８０度位相差を付けることを特徴としている。

ｄｑ軸上で重畳した６次高調波は、一般的に６次のトルク脈動を発生する。
本実施の形態の場合では、ブラシレスモータ３０１の２つの巻線組は基本波成分に対して３０度の位相差を持つので、６次のトルク脈動は２つの巻線組で１８０度の位相差となり、キャンセルすることができる。

また、本実施の形態で示した高調波電圧は、実施の形態４で示した高調波電圧を等価変換したものであるので、三相電圧指令や線間電圧は同様な波形が得られ、その結果、トルク脈動を抑制しながら、出力を向上するという効果が同様に得られる。
さらに、実施の形態４では、式１７で、５次、７次の成分についてUVWの三相分の６項を演算する必要があったが、本実施の形態によれば、式１９により、６次の成分をｄｑ軸分の２項の演算で実現できるので、演算量が少なくできるという効果が得られる。

以上のように本実施の形態によれば、台形状の誘起電圧および印加電圧に伴うトルク脈動を抑制したまま、ｄｑ軸上の６次高調波成分により５次、７次高調波成分を有効利用して台形状の電圧波形を作成して基本波成分を増加させる、すなわちモータ出力を向上でき、かつ、演算量が少ないためＣＰＵを安価することができるといった、従来にない効果を奏する。
なお、本実施例では、ｄｑ軸上の６次高調波成分について述べたが、以上のことは任意の回転座標上で成立することは言うまでもない。

本実施の形態のモータ駆動装置を自動車のステアリングに適用して電動パワーステアリング装置を構成することで、台形波状の誘起電圧および台形波状の印加電圧により出力を向上して運転者の負担を軽減しでき、かつ、系統間の位相差でトルク脈動を抑制して運転者が感じる違和感を軽減し、かつ、演算量が少ないためＣＰＵを安価することができるといった効果が得られる。

実施の形態６．
上述の実施の形態５では、図３４のように構成したが、本実施の形態６では、図３５の
ように構成する。
図３４との相違点は、高調波演算器Ｂ６０１、６０２を廃止して、代りに、高調波演算器Ｃ４３１、４３２を備え、電流指令演算器３３１が出力するD軸電流指令id*’、Q軸電流指令iq*’と、モータの磁極位置θreに基いて、ｄ軸高調波電流ildh*、q軸高調波電流ilqh*を演算し、ｄｑ軸高調波電流をｄ軸電流指令id*’、 q軸電流指令iq*’に加算して、高調波重畳後のｄ軸電流指令ild*、q軸電流指令ilq*を演算する点である。

下記に詳述する。
高周波演算器Ｃ４３１、４３２は、高調波重畳前のｄ軸電流指令id*’とq軸電流指令iq*’に対して、その線電流の基本波成分に対して位相が１８０度となる５次高調波電流を回転座標上で演算する。
高周波演算器Ｃ４３１は、第１巻線組３１１に関して、回転座標上の電流指令の振幅I1dqを次式で演算する。
なおI1dqは線電流実効値の√３倍に相当する。

次に、回転座標上の電流指令の位相θi1dqを、次式で演算する。

実施の形態４の式１２と同様に次式のように置く。

実施の形態４および実施の形態５の高調波電圧の演算と同様に、高調波電流を求めると、次式のようになる。

ここで、Kid6とKiq6を実施の形態５のKd6とKq6と同様の値にすれば、電流の基本波成分の増分を、実施の形態５の電圧の基本波成分の増分と同様にすることができ、Kd6とKq6に対してモータ巻線や電圧印加器のインピーダンスを考慮して変換した値に設定すれば、電圧の基本波成分の増分を、実施の形態５の電圧の基本波成分の増分と同様にすることができる。
したがって、本実施の形態によれば、実施の形態５と同様な効果を得ることができる。

なお、実施の形態４では、UVW相の電圧指令において高調波電圧を重畳する方式について述べたが、UVW相の電流指令に追従させる制御系を組む場合は、本実施の形態の如く、電流指令、すなわち、UVW相の電流指令に高調波電圧を重畳する構成にしても同様な効果が得られる。

実施の形態７．
実施の形態７では、図３５の電流検出手段３０５にてブラシレスモータ３０１を流れる電流i1u、i1v、i1w、i2u、i2v及びi2wを検出し、制御手段３０３へ入力する周期について述べる。

高調波演算器Ｃ４３１，４３２では、高調波電流指令を出力し、ブラシレスモータ３０１には、ｄｑ軸上(i1d,i1q、i2d、i2q)にて６次の高周波電流が流れる。
ここで、ｄｑ座標軸上の６次高調波成分は、ｄｑ軸から３相座標上へ変換を施すと、５次高調波成分と７次高調波成分へ変換されることを考慮すると、ｄｑ軸上の電流(i1d,i1q、i2d、i2q)に６次の高周波電流が含まれるとき、ブラシレスモータ３０１を流れる電流i1u、i1v、i1w、i2u、i2v及びi2wには、５次の高調波電流及び７次の高調波電流が含まれる。

ブラシレスモータ３０１を流れるｄｑ軸上の電流(i1d,i1q、i2d、i2q)に含まれる６次の高調波電流が式１２で表される電流指令値に追従する条件は、制御手段３０３における電流i1u、i1v、i1w、i2u、i2v及びi2wの検出が、電流i1u、i1v、i1w、i2u、i2v及びi2wに含まれる５次高調波成分及び７次高調波成分を正しく検出するのに必要な周期以下で実施されることである。
そこで、本実施の形態では、制御手段３０３は電流i1u、i1v、i1w、i2u、i2v及びi2wに含まれる７次高調波電流の周波数と比べ、電流検出周期によるナイキスト周波数が高くなるよう電流i1u、i1v、i1w、i2u、i2v及びi2wの検出を行う。

実施の形態１では、ブラシレスモータ３０１の極数を８、回転数を3000r/minとすると、７次高調波電流は次式より1400Hzとなる。
f7=3000÷120×8×7=1400Hz・・・式２５
そこで、本実施の形態では、７次高調波電流の周期約700μs(≒1/1400Hz)に対して、電流検出周期を350μs以下に設定する。
電流検出周期350μsに対するナイキスト周波数は約1430Hz(≒1/(2×350μs))であるため、電流検出周期350μs以下に対してナイキスト周波数は約1430Hz以上となり、７次高調波電流の周波数1400Hzを抽出できる。
さらに、電流i1u、i1v、i1w、i2u、i2v及びi2wの検出を、７次高調波電流の周期(約700μs)に対して、１／５倍の周期(140μs)以下で実施しすることによって、更に検出精度を向上させることも可能である。

以下に、本実施の形態において電流検出周期を350μs以下、より好ましくは140μs以下に設定することによる効果を述べる。
例えば、高周波電流指令を組む制御系において、高周波電流を高周波電流指令に追従させることができる。
さらに、高周波電流指令を組まない制御系においても以下の効果がある。
ブラシレスモータ３０１の誘起電圧に含まれる７次高調波成分は７次高調波電流の発生源である。
これに対し、制御手段３０３が７次高調波電流を検出できない場合は、７次高調波電流を所望の値に制御することは不可であるが、制御手段３０３が７次高調波電流を検出できることによって、７次高調波電流に基づいたフィードバック制御を実施できるようになる。その結果、７次高調波電流を所望の値に制御することも可能となる。
ただし、電流検出周期140μs超、もしくは350μs超とした場合においても、高周波電流指令を組む制御系を構成することにより、高調波電流指令に対する高調波電流の追従制度は劣るが、高周波電流が流れることによってモータ出力が向上する効果は継続する。

本実施の形態における以上の説明においては、実施の形態６の構成を表す図３５に対して実施した場合について述べたが、実施の形態３〜５に対して、電流検出周期を350μs以下、より好ましくは140μs以下に設定することによって、電流i1u、i1v、i1w、i2u、i2v及びi2wの検出精度が向上し、電流制御器Ａ３３６の出力(V1d*、V1q*)及び電流制 御器Ａ３３７の出力(V2d*、V2q*)精度が向上することによって、精度良くモータ出力を向上できる効果があることは言うまでもない。

実施の形態８．
図３６は、この発明の実施の形態８に係わるモータ駆動装置を示すブロック構成図である。
図２８との相違点は、電圧指令、電流値から故障した系統を特定する故障検知手段７００を備え、この故障検知手段７００が特定した系統の電圧印加器に対し、電圧の印加を停止させる故障側出力停止指令を電圧印加器に与える点である。

下記に詳述する。
故障検知手段７００は、三相の電圧指令v1u*、v1v*、v1w*、v2u*、v2v*、v2w*と検出した電流値i1u、i1v、i1w、i2u、i2v、i2wから、故障した系統を特定する。
その特定方法は、従来から利用される方法でよく、例えば、v1u*が所定電圧以上かつ、i1uが所定電流以下の状態が所定時間以上継続した場合に、第１巻線組３１１に対する第１の系統のU相に故障が生じたと特定する。
同様に、v1v*が所定電圧以上かつ、i1vが所定電流以下の状態が所定時間以上継続した場合に、第１の系統のV相に故障が生じたと特定する。
W相も同様である。
第１巻線組３１１に対する第２の系統についても、同様に、例えば、v2u*が所定電圧以上かつ、i2uが所定電流以下の状態が所定時間以上継続した場合に、第２の系統のU相に故障が生じたと特定する。
V相、W相についても同様である。

第１系統のU、V、W相のいずれかに故障が生じたと特定された場合は、故障側出力停止指令Sfには、第２系統の電圧印加器３２２は電圧印加を継続し、第１系統の電圧印加器３２１は電圧印加を停止する指令値が代入される。
その逆に、第２系統のU、V、W相のいずれかに故障が生じたと特定された場合は、故障側出力停止指令Sfには、第１系統の電圧印加器３２１は電圧印加を継続し、第２系統の電圧印加器３２２は電圧印加を停止する指令値が代入される。
故障検知手段７００は、この故障側出力停止指令Sfを、電圧印加器３２１、３２２へ与え、電圧印加器３２１、３２２は、指令通りに、電圧印加を継続または停止する。
このように、２つある系統のうち、片側が故障した場合に、故障した系統の出力を停止し、故障が生じていない正常な系統の出力を継続するよう構成されている。

本実施の形態によれば、正常時は、第１系統と第２系統でトルク脈動をキャンセルしながら、高い出力をえることができ、片側系統の故障時には、故障した系統のみ出力を停止するので、第１、第２の系統間でトルク脈動をキャンセルする効果が喪失され、トルク脈動が生じた状態で、正常側の系統で、制御を継続することができる。
したがって、正常時の半分の出力で動作を継続しつつ、発生するトルク脈動によって、本モータ駆動装置を扱う作業者が異常に気付くことができるといった効果が得られる。

本実施の形態のモータ駆動装置を自動車のステアリングに適用して電動パワーステアリング装置を構成することで、片側系統の故障時には、故障した系統のみ出力を停止し、正常側で、出力を継続することができるので、故障時に運転者が感じる違和感を低減することができ、なおかつ、片側系統のみの駆動により発生するトルク脈動により、運転者が異常に気付くことができ、速やかに修理に出すことができるという効果が得られる。

実施の形態９．
実施の形態９では、実施の形態３〜８における、電圧印加手段３０２の具体例ついて述べる。
図３７に本実施の形態における電圧印加手段３０２の内部構成図を示す。
電圧印加手段３０２は、直流電圧源１００１及び第１の三相電圧指令v1u*、v1v*、v1w*に基づいてブラシレスモータ３０１に電圧を印加する電圧印加器３２１及び直流電圧源１００１及び第２の三相電圧指令v2u*、v2v*、v2w*に基づいてブラシレスモータ３０１に電圧を印加する電圧印加器３２２によって構成される。

電圧印加器３２１の動作について説明する。
第１の三相電圧指令v1u*、v1v*、v1w*をオン・オフ信号発生部１００２に入力する。オン・オフ信号発生部１００２は第１の三相電圧指令v1u*、v1v*、v1w*に基づいて、自己消弧型スイッチング素子とフリーホイールダイオードによって構成されるパワーデバイスUP1〜WN1における自己消弧型スイッチング素子のオン・オフ信号Gu1〜Gz1を作成する。

図３８は、第１の三相電圧指令v1u*、v1v*、v1w*とオン・オフ信号Gu1〜Gz1の関係を表す図である。
第１の三相電圧指令v1u*、v1v*、v1w*はキャリア三角波C1と比較され、第１の三相電圧指令v1u*、v1v*、v1w*がキャリアC１より大きい場合、それぞれGu1、Gv1、Gw1がオンし、Gx1、Gy1、Gz1がオフする。
一方、第１の三相電圧指令v1u*、v1v*、v1w*がキャリアC１より小さい場合、それぞれGx1、Gy1、Gz1がオンし、Gu1、Gv1、Gw1がオフする。
パワーデバイスUP1〜WN1はオン・オフ信号Gu1〜Gz1に基づいて、直流電圧源１００１から出力される直流電圧を第１の三相電圧指令v1u*、v1v*、v1w*に応じたパルス幅を持つ交流電圧へ変換し、ブラシレスモータ３０１に印加する。

電圧印加器３２２の動作について説明する。
第２の三相電圧指令v2u*、v2v*、v2w*をオン・オフ信号発生部１００３に入力する。
オン・オフ信号発生部１００３は第２の三相電圧指令v2u*、v2v*、v2w*に基づいて、自己消弧型スイッチング素子とフリーホイールダイオードによって構成されるパワーデバイスUP2〜WN2における自己消弧型スイッチング素子のオン・オフ信号Gu2〜Gz2を作成する。

図３９は、第２の三相電圧指令v2u*、v2v*、v2w*とオン・オフ信号Gu2〜Gz2の関係を表す図である。
第２の三相電圧指令v2u*、v2v*、v2w*はキャリア三角波C2と比較され、第2の三相電圧指令v2u*、v2v*、v2w*がキャリアC2より大きい場合、それぞれGu2、Gv2、Gw2がオンし、Gx2、Gy2、Gz2がオフする。
一方、第2の三相電圧指令v2u*、v2v*、v2w*がキャリアC2より小さい場合、それぞれGx2、Gy2、Gz2がオンし、Gu2、Gv2、Gw2がオフする。
パワーデバイスUP2〜WN2はオン・オフ信号Gu2〜Gz2に基づいて、第２の三相電圧指令v2u*、v2v*、v2w*に応じたパルス幅を持つ電圧をブラシレスモータ３０１に印加する。

本実施の形態では、実施の形態３〜８において、電圧指令に５次高調波電圧と７次高調電圧が含まれる場合の第１の三相電圧指令v1u*、v1v*、v1w*と第２の三相電圧指令v2u*、v2v*、v2w*に応じた電圧を電圧印加手段３０２が精度良く出力するための、インバータのキャリア三角波C1、C2の周波数fc(周期Tc)について述べる。

図４０は、キャリア三角波C1と電圧指令に含まれる７次高調波電圧v1uh_7*、v1vh_7*、v1wh_7*との関係を示す図である。
７次高調波電圧v1uh_7*、v1vh_7*、v1wh_7*は振幅V7hで互いに120度位相差をもつ三相交流電圧である。
７次高調波電圧の演算を、キャリア搬送波の半周期毎に実施し、キャリア周波数fcを７次高調波電圧v1uh_7*、v1vh_7*、v1wh_7*の周波数f7の３倍以上に設定する、もしくは、キャリア搬送波の周期Tcを７次高調波電圧の周期Ts7の１／３以下に設定する。

ここで、数値例を用いて具体的に説明する。
ブラシレスモータ３０１の極数を８、回転数を3000r/minとすると、電気角７次成分の周波数は式２５より1400Hzとなるため、キャリア周波数を1400Hｚの３倍である4200Hz以上に設定する。
また、７次高調波電圧v1uh_7*、v1vh_7*、v1wh_7*の周波数f7に対し、キャリア周波数fcを６倍以上とすることによって、電圧印加手段３０２は７次高調波電圧の精度を更に向上させることが可能となる。

図４１は、キャリア三角波C1と７次高調波電圧v1uh_7*、v1vh_7*、v1wh_7*との関係を示す図であり、キャリア三角波C1の周波数fcを７次高調波電圧v1uh_7*、v1vh_7*、v1wh_7*の周波数f7の6倍に設定している。
図４０と図４１と比較すると、図４１は７次高調波電圧v1uh_7*、v1vh_7*、v1wh_7*がより正弦波状の波形となっており、電圧印加手段３０２はより高精度な７次高調波電圧v1uh_7*、v1vh_7*、v1wh_7*を出力できる。

ここで、数値例を用いて具体的に説明する。
ブラシレスモータ３０１の極数を８、回転数を3000r/minとすると、７次高調波電圧の周波数は式２５より1400Hzとなる。
そこで、キャリア周波数を1400Hｚの６倍以上である8400Hz以上に設定する。

図４２(a)〜(d)は、７次高調波電圧v1uh_7*、v1vh_7*、v1wh_7*の周波数f7を1400Hzとし、キャリア周波数をそれぞれ15kHz、20kHz、25kHz、30kHzとした場合のインバータ出力電圧の周波数解析結果である。
ただし、縦軸は７次高調波電圧の振幅を100[%]としている。
(a)は、A(約12kHz)、B(約18kHz)に10%強のピークが生じている。
これらのピークは可聴周波数帯域(約20Hz〜約20kHz)内に生じているため、騒音の原因となる。
(b)は、C(約17kHz)、D(約23kHz)に10%強のピークが生じている。
C(約17kHz)のピークは可聴周波数帯域(約20Hz〜約20kHz)内に生じているため、騒音の原因となる。
(c)は、E(約22kHz)、F(約27kHz)に10%強のピークが生じている。
これらのピークは可聴周波数帯域(約20Hz〜約20kHz)外のため、騒音の原因とならない。(d)は、G(約27kHz)に10%強のピークが生じている。
このピークは可聴周波数帯域(約20Hz〜約20kHz)外のため、騒音の原因とならない。
よって、キャリア周波数が15kHz、20kHzでは、可聴周波数帯域に10%強のピークが生ずるため、そのピークが騒音発生源となりえるが、25kHz、30kHzは可聴周波数帯域にピークを生じないため、騒音発生源とはならない。

キャリア周波数の増大に伴って、パワーデバイスのスイッチング損失が増大すること、及びデッドタイムに起因するインバータ出力電圧誤差が増大することが知られている。
よって、キャリア周波数を25kHz、30kHzのどちらの場合に設定しても騒音が生じないのであれば30kHzの方がスイッチング損失が大きく、デッドタイムに起因する出力電圧誤差も大きいため、キャリア周波数は25kHzの方が好ましい。
よって、本実施の形態におけるキャリア周波数の上限値は25kHzとする。

以上より、キャリア三角波C1の周波数fcを4200Hz以上25kHz以下、より好ましくは8400Hz以上25kHz以下に設定することにより、電圧印加器３２１及び電圧印加器３２２が７次高調波電圧を精度良く出力することができ、更にモータ出力を向上に関する効果を確保しつつ、スイッチング損失低減とインバータ出力電圧誤差低減の効果を得られる。

本実施の形態のモータ駆動装置を自動車のステアリングに適用して電動パワーステアリング装置を構成することで、台形波状の誘起電圧および台形波状の印加電圧をインバータにより高精度に出力できるため、運転者の負担を軽減できるといった効果が得られる。

実施の形態１０．
実施の形態１０では、実施の形態３〜８における制御手段３０３が出力する電圧指令の分解能について述べる。
制御手段３０３をマイコンやDSP（Digital Signal Processor）などのCPUにて実現する場合、制御手段３０３が出力する電圧指令の分解能によって、電圧印加手段３０２より印加される電圧に量子化に起因する誤差が生じる。

図４３は、電圧指令に含まれる５次高調波成分の時間波形の一例であり、横軸が時刻、縦軸が電圧である。
上段V5は所望の５次高調波成分、下段V5’は上段の５次高調波成分を振幅(p-p)に対し、分割数がその1/10となる分解能に設定した場合の波形であり、両者の差分が電圧分解能による誤差である。

図４４はV5’の周波数解析結果であり、横軸がV5’に含まれる高調波次数、縦軸が５次高調波成分の振幅を100%とした場合の高調波次数に対する振幅である。
図４４より、V5’には5次高調波成分の他、15次、25次、35次などの高調波成分が含まれ、これら高調波電圧はブラシレスモータから発生する振動や騒音の原因となる。

図４５は、横軸に５次高調波成分の振幅(p-p) に対する分割数、縦軸にV5’に含まれる15次高調波成分の振幅(５次高調波成分に対する百分率[%])をプロットしたものである。
図４５より、分割数が大きいほど15次高調波成分が小さく、分割数が大よそ４0以上となる電圧分解能にて15次高調波成分は0.5%未満となり十分低減されている。
さらに分割数が増大すると更に低減され、200〜400ではほぼ零となっており更に良い。しかし、分割数が400を超えた場合にはほぼ零で飽和状態である。
以上のことに加えて、分割数が増大する程、高価なCPUが必要となることを考慮すると、５次高調波成分に振幅に対して、分割数が40以上400以下となる電圧分解能に設定すれば良い。

図４６は、電圧指令に含まれる７次高調波成分の時間波形であり、横軸が時刻、縦軸が電圧である。
上段V7が所望の７次高調波成分、下段V7’が上段の７次高調波成分を振幅(p-p)に対し、分割数がその1/10となる分解能に設定した場合の波形である。

図４７は、V7’の周波数解析結果であり、横軸がV7’に含まれる高調波次数、縦軸が７次高調波成分の振幅を100%とした場合の高調波次数に対する振幅である。
図４７より、V7’には7次高調波成分の他、21次、35次、49次などの高調波成分が含まれ、これら高調波電圧は多重巻線モータから発生する振動や騒音の原因となる。

図４８は、横軸に７次高調波成分を振幅(p-p) に対する分割数、縦軸にV７’に含まれる21次高調波成分の振幅(７次高調波成分に対する百分率[%])をプロットしたものである。
図４８より、分割数が大きいほど21次高調波成分が小さく、分割数が大よそ４0以上となる電圧分解能にて21次高調波成分は0.5%未満となり十分低減されている。
さらに分割数が増大すると更に低減され、200〜400ではほぼ零となっており更に良い。しかし、分割数が400を超えた場合にはほぼ零で飽和状態である。
以上に加えて、分割数が増大する程、高価なCPUが必要となることを考慮すると、７次高調波成分に振幅に対して、分割数が40以上400以下となる電圧分解能に設定が良い。

そこで、本実施の形態では、５次高調波成分または７次高調波成分の振幅に対して、分割数が40以上400以下となる電圧分解能に設定する。
分割数を40以上とするで、電圧分解能に起因して発生する15次高調波成分や21次高調波成分を低減させることが可能となる。
400を越える値に設定しても図４５、図４８より15次高調波成分や21次高調波成分の振幅は変動しないため、CPUのコストを考慮して400以下に設定する。
また、５次高調波成分と７次高調波成分を同時に出力する場合は、５次高調波成分と７次高調波成分の振幅和に対して、分割数が80以上800以下となる電圧分解能に設定すればよい。

また、基本波成分に対する電圧分解能について以下に述べる。
図３２より、横軸の５次と７次高調波振幅和は約1５％に対し縦軸の基本波成分の増加がほぼ飽和しているため、振幅和の最大値を１５％として計算すると、基本波成分の電圧出力範囲（１００％、キャリア搬送波の谷から山の範囲に相当する電圧範囲）に対して分割数が530(≒80×100%/15%)以上5300(≒800×100%/15%)以下となるように設定すればよい。

以上より、５次高調波成分または７次高調波成分に対して、分割数が40以上400以下となる電圧分解能に設定することによって、CPUのコストを考慮しつつ、５次高調波成分または７次高調波成分を重畳することによって発生する15次、21次等の高調波次数成分を低減することができ、５次高調波成分と７次高調波成分を同時に出力する場合は、５次高調波成分と７次高調波成分の振幅和に対して、分割数が80以上となる電圧分解能に設定することによって、CPUのコストを考慮しつつ、５次高調波成分及び７次高調波成分を重畳することによって発生する他の高調波次数成分を低減することができ、多重巻線モータより発生する振動、騒音を低減できるといった、従来にない効果を奏する。

本実施の形態のモータ駆動装置を自動車のステアリングに適用して電動パワーステアリング装置を構成することで、台形波状の誘起電圧および台形波状の印加電圧をインバータにより高精度に出力できるため、運転者の負担を軽減でき、かつ、多重巻線モータから発生するキャリア周波数成分の振動、騒音を低減することが可能となり、運転者が感じる操舵振動、騒音を軽減できるといった効果が得られる。

実施の形態１１．
図４９は、実施の形態１〜１０のモータ駆動装置によってアシストトルクを発生させるようにした電動パワーステアリング装置２０００を示す図である。
運転手は、ハンドル２００１を左右に回転させて前輪の操舵を行う。
トルク検出手段２００２はステアリング系の操舵トルクを検出して検出トルクを制御手段３０３に出力する。
制御手段３０３はステアリング系の操舵トルクを補助するトルクをモータ３０１が発生するように電圧指令を演算し、電圧印加手段３０２に出力する。
電圧印加手段３０２は電圧指令に基づいてモータ３０１に電圧を印加し、モータ３０１はギア２００３を介して操舵トルクを補助するトルクを発生する。

本実施の形態に記載したモータ駆動装置を備えた電動パワーステアリング装置では、モータのトルク脈動が低減するので、ハンドルを操舵したときに感じる脈動を小さくしてドライバーの操舵フィーリングを向上させたり、操舵中の音を小さくしたりできる。
また電圧印加手段について、モータから印加される誘起電圧に対する耐圧を低くした設計を行うことができるので、電圧印加器を小型化、軽量化でき、電動パワーステアリング装置を小型化、軽量化できる。
また、モータ駆動装置の出力が向上し、かつ単位トルク当たりの磁石量を削減できるので、電動パワーステアリング装置を小型化、軽量化できたり、端当て操舵時などに必要な定格トルクを向上できる。

なお、この発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

３０１ ブラシレスモータ、３０２ 電圧印加手段、３０３ 制御手段、
３０５ 電流検出手段、３０６ 磁極位置検出器、３１０ 電機子鉄心、
３１１ 第１巻線組、３１２ 第２巻線組、３１３ 界磁極鉄心、
３１３ａ 突極部、３１３ｂ 突起部、３１３ｃ 磁石穴、
３１３ｄ 突極部、３１４ 永久磁石、３１５ 電圧振幅指令演算器、
３１６ 積分器、３１７，３１８ 三相電圧指令演算器、
３２１，３２２ 電圧印加器、３３１ 電流指令演算器、
３３２，３３３ 三相・二相変換器、３３４，３３５ 座標変換器Ａ、
３３６，３３７ 電流制御器Ａ、３３８，３３９ 座標変換器Ｂ、
３４０，３４１ 二相・三相変換器、３４２，３４３ 高調波演算器Ａ、
６０１，６０２ 高調波演算器Ｂ、４３１，４３２ 高調波演算器Ｃ、
３４４，３４５ 三次高調波重畳器、７００ 故障検知手段、
１００１ 直流電圧源、１００２，１００３ オン・オフ信号生成部、
２０００ 電動パワーステアリング装置

この発明に係るモータ駆動装置は、
複数の巻線組ごとに複数相の巻線を含む電機子巻線を電機子鉄心に巻回した多重巻線モータと、
前記複数の巻線組に電圧を印加する電圧印加手段と、
前記複数の巻線組に対する電圧指令を演算し、前記電圧指令に基づいて前記電圧印加手段を制御する制御手段を備え、
前記制御手段は、
前記多重巻線モータが回転することによって前記複数の巻線組に発生する誘起電圧が、台形状の波形を有し、かつ、前記複数の巻線組間における前記電圧の位相差が、前記誘起電圧によって生じるトルクリップルを低減する値となるように前記電圧印加手段を制御するものである。

この発明は、
複数の巻線組ごとに複数相の巻線を含む電機子巻線を電機子鉄心に巻回した多重巻線モータと、
前記複数の巻線組に電圧を印加する電圧印加手段と、
前記複数の巻線組に対する電圧指令を演算し、前記電圧指令に基づいて前記電圧印加手段を制御する制御手段を備え、
前記制御手段は、
前記多重巻線モータが回転することによって前記複数の巻線組に発生する誘起電圧が、台形状の波形を有し、かつ、前記複数の巻線組間における前記電圧の位相差が、前記誘起電圧によって生じるトルクリップルを低減する値となるように前記電圧印加手段を制御するモータ駆動装置において、
前記多重巻線モータは、界磁極鉄心の表面に複数個の永久磁石が固定された界磁極を有しており、前記永久磁石の中央部分の厚さをｈ１、端部の厚さをｈ２としたとき、
ｈ２／ｈ１が０．６５〜１．０であると共に、
前記誘起電圧の基本波成分に対する５次高調波成分は、高調波成分１周期を３６０°とした場合に、前記誘起電圧の基本波成分に対して１５０°〜２１０°の位相差を有し、前記誘起電圧の基本波の振幅に対する前記５次高調波成分の振幅の割合が２〜１２％であるものである。

Claims (24)

1. 複数の巻線組ごとに複数相の巻線を含む電機子巻線を電機子鉄心に巻回した多重巻線モータと、
   前記複数の巻線組に電圧を印加する電圧印加手段と、
   前記複数の巻線組に対する電圧指令を演算し、前記電圧指令に基づいて前記電圧制御手段を制御する制御手段を備え、
   前記制御手段は、
   前記多重巻線モータが回転することによって前記複数の巻線組に発生する誘起電圧が、台形状の波形を有し、かつ、前記複数の巻線組間における前記電圧の位相差が、前記誘起電圧によって生じるトルクリップルを低減する値となるように前記電圧印加手段を制御する
   ことを特徴とするモータ駆動装置。
2. 前記位相差は、前記巻線組の組数の１を除いた約数で６０度を除した値である
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 前記位相差は、前記巻線組が４組の場合に１５度ごと、もしくは２組ごとに３０度の位相差である
   ことを特徴とする請求項２に記載のモータ駆動装置。
4. 前記多重巻線モータは、界磁極鉄心の表面に複数個の永久磁石が固定された界磁極を有しており、前記永久磁石の中央部分の厚さをｈ１、端部の厚さをｈ２としたとき、
   ｈ２／ｈ１が０．６５〜１．０である
   ことを特徴とする請求項１から３までの何れか１項に記載のモータ駆動装置。
5. 前記界磁極は、前記永久磁石間に、前記永久磁石の固定面よりも前記界磁極鉄心の中心から前記電機子鉄心に向かう方向に突出している突起部を有している
   ことを特徴とする請求項４に記載のモータ駆動装置。
6. 前記多重巻線モータは、界磁極鉄心の表面に複数個の永久磁石が固定された界磁極を有しており、前記界磁極は、前記複数個の永久磁石が前記界磁極鉄心の内部に設けられた磁石穴に挿入されて固定されており、前記界磁極鉄心の中心から前記界磁極鉄心の最遠点の距離をＲｃとしたとき、前記界磁極鉄心の外周部は大半の領域でほぼ半径Ｒｍの円弧状に沿っており、
   Ｒｍ／Ｒｃが０．５〜１．０である
   ことを特徴とする請求項１から３までの何れか１項に記載のモータ駆動装置。
7. 前記多重巻線モータは、界磁極鉄心の表面に界磁極を有しており、前記界磁極は、第１の界磁極となる永久磁石部と、前記第１の界磁極とは極性が逆の第２の界磁極となる突極部を有し、
   前記第１の界磁極と前記第２の界磁極をそれぞれ前記界磁極鉄心の周方向に等間隔に配置し、磁極のＮ極とＳ極のペアの占める前記界磁極鉄心の周方向の角度を電気角３６０ーとしたとき、前記巻線のコイルピッチを１８０ーとした
   ことを特徴とする請求項１から３までの何れか１項に記載のモータ駆動装置。
   
8. 前記誘起電圧は、その基本波成分に対して、前記誘起電圧の基本波成分の５倍の周波数成分を持つ５次高調波成分および前記誘起電圧の基本波成分の７倍の周波数成分を持つ７次高調波成分を含み、前記５次高調波成分及び７次高調波成分の少なくとも一方が、前記誘起電圧の基本波成分のピークを誘起電圧のピークよりも大きくする所定の位相差条件および振幅条件で重畳された波形を有する
   ことを特徴とする請求項１から７までの何れか１項に記載のモータ駆動装置。
9. 前記５次高調波成分は、高調波成分１周期を３６０°とした場合に、前記誘起電圧の基本波成分に対して１５０°〜２１０°の位相差を有し、前記誘起電圧の基本波の振幅に対する前記５次高調波成分の振幅の割合が２〜１２％である
   ことを特徴とする請求項８に記載のモータ駆動装置。
10. 前記５次高調波成分および７次高調波成分は、高調波成分１周期を３６０°とした場合に、前記誘起電圧の基本波に対して１２０°〜２４０°の位相差を有し、前記誘起電圧の基本波の振幅に対する前記５次高調波成分および７次高調波成分の振幅の和の割合が２〜３６％である
    ことを特徴とする請求項８に記載のモータ駆動装置。
11. 前記制御手段は、所望のトルクに基づいて前記電機子巻線に流れる電流の値を指令する電流指令を演算すると共に、前記電流指令に基づき前記電圧指令を演算する制御ループを有し、前記制御ループにおける制御応答の帯域を１２００Ｈｚ未満となるように設定した
    ことを特徴とする請求項１から１０までの何れか１項に記載のモータ駆動装置。
12. 前記位相差は、前記誘起電圧によって生じるトルクリップルと、前記電圧指令により印加される台形状の波形の電圧または電流により生じるトルクリップルを低減する値である
    ことを特徴とする請求項１から１１までの何れか１項に記載のモータ駆動装置。
13. 前記台形状の波形の前記電圧指令または前記電流は、正弦波状の基本波成分に、５次高調波成分および７次高調波成分の少なくとも一方を重畳して生成される
    ことを特徴とする請求項１２に記載のモータ駆動装置。
14. 前記制御手段は、回転座標上で前記電圧指令を演算し、前記電圧指令は前記正弦波状の基本波成分に６次高調波成分を重畳して生成される
    ことを特徴とする請求項１３に記載のモータ駆動装置。
15. 前記制御手段は、回転座標上の電流指令に基づいて前記電圧指令を演算し、前記電流指令は前記正弦波状の基本波成分に６次高調波成分を重畳して生成される
    ことを特徴とする請求項１３に記載のモータ駆動装置。
16. 前記制御手段は、前記電機子巻線に流れる電流の検出を350μs以下の周期で行うことを特徴とする請求項１から１５までの何れか１項に記載のモータ駆動装置。
17. 前記制御手段は、前記電機子巻線に流れる電流の検出を140μs以下の周期で行うことを特徴とする請求項１６に記載のモータ駆動装置。
18. 前記電圧印加手段は、前記電圧指令と搬送波に基づいて前記電機子巻線に電圧を印加するものであって、前記搬送波の周波数を4200Hz以上に設定する
    ことを特徴とする請求項１から１７までの何れか１項に記載のモータ駆動装置。
19. 前記電圧印加手段は、前記電圧指令と搬送波に基づいて前記電機子巻線に電圧を印加するものであって、前記搬送波の周波数を8400Hz以上に設定する
    ことを特徴とする請求項１から１８までの何れか１項に記載のモータ駆動装置。
20. 前記電圧指令の分解能は、前記５次高調波成分または７次高調波成分の振幅を40以上400以下に分割可能な値である
    ことを特徴とする請求項１３から１９までの何れか１項に記載のモータ駆動装置。
21. 前記電圧指令の分解能は、前記５次高調波成分と７次高調波成分の振幅和に対し、80以上800以下に分割可能な値である
    ことを特徴とする請求項１３から２０までの何れか１項に記載のモータ駆動装置。
22. 前記電圧指令の分解能は、前記基本波成分の出力範囲に対し、530以上5300以下に分割可能な値である
    ことを特徴とする請求項１３から２１までの何れか１項に記載のモータ駆動装置。
23. 前記電圧印加手段は、前記複数の巻線組に対応する複数の系統のうち、いずれかの系統に故障が生じた場合に、故障が生じた前記系統を特定する故障検知手段を備え、
    前記故障検知手段が特定した故障した前記系統に対しては、出力を停止し、故障していない正常な前記系統に対しては、出力を継続する
    ことを特徴とする請求項１から２２までの何れか１項に記載のモータ駆動装置。
24. 請求項１から２３までの何れか１項に記載のモータ駆動装置によってアシストトルクを発生させるようにした
    ことを特徴とする電動パワーステアリング装置。

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