JPH08205586A - 同期電動機の制御装置 - Google Patents
同期電動機の制御装置Info
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Abstract
脈動なく、しかも高力率かつ高効率に制御し得るように
する。 【構成】 同期電動機における各巻線21〜2n対応の
第k番目の電機子電流の目標値ik * を、演算器4によ
り各相の誘導電圧e1 〜en と、これらの誘導電圧に対
して基本波成分の位相がφだけずれた関数e1 ’〜
en ’とから、 ik * =K・ek ’/(e1 e1 ’+e2 e2 ’+…e
n en ’) の如く求め、電流調節器51〜5nにより、変流器を介
して検出される電機子電流(実際値)をこの電流目標値
に一致させるよう制御することで、変換器容量を低減し
つつトルク脈動をなくし、高力率で高効率な制御を可能
とする。
Description
置、特に歪んだ誘導電圧波形を持つ永久磁石式同期電動
機をトルク脈動なく、かつ高力率で制御することが可能
な制御装置に関する。
トルクあるいは速度を制御する場合には、トルク脈動を
低減するため同期電動機の誘導電圧波形および電機子電
流波形は正弦波であることが望ましいとされている。し
かし、誘導電圧波形を厳密に正弦波とするためには、電
動機の設計に制約が加わって製作が困難でコスト増の要
因となったり、電動機の出力が低減するなどの問題が発
生する。
先に特願平4−246823号(平成4年9月16日出
願)を出願するとともに、「ひずんだ誘導起電力をもつ
永久磁石電動機の低トルク脈動・高出力制御」大沢他、
電気学会論文誌D,113巻10号,1993年,P.
1200〜1208を発表している(以下、これらをま
とめて、従来例ともいう)。
わち、従来例は電動機の基準誘導電圧波形をメモリ31
〜3nに記憶しておき、磁極の位置θに応じてこのメモ
リの内容を読み出すことによって、各相対応の基準誘導
電圧の瞬時値e01〜eonを得る。そして、電流指令値
(目標値)演算器4において、メモリ31〜3nから読
み出された基準誘起電圧の瞬時値e01〜eonと、トルク
目標値T* とから、次式にもとづき各相の電流目標値i
1 * 〜in * を求める。例えば、第k番目の電流目標値
ik * は、 ik * =T* e0k/(e01 2 +e02 2 +…+eon 2 ) で与えられ、各相の基準誘起電圧の瞬時値の2乗和に反
比例し、トルク目標値と第k番目の基準誘起電圧の瞬時
値に比例した量となる。
り、電流目標値i1 * 〜in * と電流検出値i1 〜in
との偏差を増幅する。ACR51〜5nの出力をパルス
幅変調(PWM)し、各単相インバータ11〜1nに対
しパルス発生器(PG)61’〜6n’からゲートパル
スを発生して、そのオン,オフ制御を行なうようにした
ものである。これにより、歪んだ誘導電圧をもつ同期電
動機をトルク脈動が少なく、かつ所定の電流実効値で最
大の出力を得られるようにするものである。
従来例においては、電動機の利用率は最大限に向上する
が、検討の結果、負荷の増大にともなって電動機の端子
電圧ピーク値が大きくなり必要な変換器容量が大きくな
る、という問題が残されていることが判明した。したが
って、この発明の課題は誘導電圧が歪んだ同期電動機、
特に永久磁石同期電動機をトルク脈動なくかつ電動機の
利用率をあまり低下させることなく、変換器の利用率を
改善することにある。
め、請求項1の発明では、電力変換器を介して給電され
る多相(n相)同期電動機の制御装置において、各相の
誘導電圧をe1 ,e2 ,…en とし、これらの誘導電圧
に対して少なくとも基本波成分の位相がφだけずれた関
数をe1 ’,e2 ’,…en ’とするとき、任意のk番
目の電機子電流の目標値ik * を、 ik * =K・ek ’/(e1 e1 ’+e2 e2 ’+…e
n en ’) (K:係数)なる関数として演算する演算手段と、この
演算結果にもとづき電機子電流を制御する電流制御手段
とを設けたことを特徴としている。
e1 ,e2 ,…en を記憶する第1の記憶手段と、前記
各相の誘導電圧に対して少なくとも基本波成分の位相が
φだけずれた関数e1 ’,e2 ’,…en ’を記憶する
第2の記憶手段とを設け、これら第1,第2記憶手段の
内容を共通の磁極位置信号に応じて読み出して電機子電
流の目標値を求めることができ(請求項2の発明)、ま
たは、前記各相の誘導電圧e1 ,e2 ,…en を記憶す
る記憶手段を設け、この記憶手段に所定の磁極位置信号
を与えて前記各相の誘導電圧を読み出す一方、前記各相
の誘導電圧に対して少なくとも基本波成分の位相がφだ
けずれた関数を、前記磁極位置信号に位相φを加算した
値で読み出して電機子電流の目標値を求めることができ
る(請求項3の発明)。
をトルク指令に関連付け、トルク指令の増加にともなっ
てφを大きくすることができ(請求項4の発明)、また
は、前記位相φを電動機の回転速度に関連付け、中,低
速時にはφ=0とし、高速時にはφ≠0とすることがで
き(請求項5の発明)、もしくは、前記位相φをトルク
指令と電動機の回転速度とに関連付け、中,低速時には
φ=0とし、トルク指令と電動機の回転速度の増加にと
もなってφを大きくすることができる(請求項6の発
明)。請求項1〜6の発明では、前記e1 ’,e2 ’,
…en ’を、零相成分を含まない関数とすることができ
(請求項7の発明)、また、請求項7の発明では、前記
関数を正弦波とすることができる(請求項8の発明)。
en 、これらの誘導電圧に対して基本波成分の位相がφ
だけずれた関数をe1 ’,e2 ’,…,en ’とすると
き、任意のk番目の電機子電流の目標値ik を、Kを比
例定数として、 ik * =K・ek ’/(e1 e1 ’+ e2 e2 ’+…+en en ’) …(1) なる関数として演算し、この演算結果にもとづき電機子
電流を制御することによってトルク脈動を発生させず、
しかも負荷の増大にともなう電動機端子電圧の上昇を抑
制して必要な変換器容量を低減させ、高力率かつ高効率
な制御を可能とする。
ら、この発明の原理について説明する。いま、n相永久
磁石同期電動機において、永久磁石による各相の誘導電
圧の瞬時値e1 ,e2 ,…,en からなるベクトルを次
の(2)式のように、 e(→)=(e1 ,e2 ,…,en ) …(2) とする。なお、(→)なる記号を付してベクトル量を表
わすものとし、以下同様とする。また、各相の電機子電
流の瞬時値i1 ,i2 ,…,in からなるベクトルを、 i(→)=(i1 ,i2 ,…,in ) …(3) とする。このとき、電動機の出力は、 P=e1 i1 +e2 i2 +…+en in …(4) となる。
i(→)の内積で与えられ、次式のようになる。 P=e(→)・i(→)=|e(→)||i(→)|cosφ0 …(5) ここに、 |e(→)|=(e1 2 +e2 2 +…+en 2 )1/2 …(5−1) |i(→)|=(i1 2 +i2 2 +…+in 2 )1/2 …(5−2) であり、φ0 はe(→)とi(→)の交角を示す。
抗損を最小とする、換言すれば所定の電流実効値に対す
る出力を最大にするため、cosφ0 =1(φ0 =
0)、すなわち、 i(→)=ae(→) …(6) が成立する制御方法を提案していると言える。しかる
に、この方法は前述のように、電力変換器の利用率が低
減する。
だけ位相差があるものとする。(7)式を(5)式に代
入してaを求めると、 a=P/e(→)・e’(→) …(8) となる。(8)式を(7)式に代入してPをその目標値
P* に置き換えると、 |i(→)|=P* e’(→)/e(→)・e’(→) …(9) となる。この(9)式はP* を一定とすると出力が一
定、すなわちトルク脈動を発生しないベクトルを表わし
ている。なお、(9)式をベクトルの各成分で表わして
一般化したのが、先の(1)式である。
る。誘導電圧のベクトルe(→)は、回転角速度ωに比
例するので、 e(→)=ωe0 (→) …(10) にて与えられる誘導電圧の基準となるベクトルe
0 (→)を考える。また、ベクトルe’(→)について
も同様に、 e’(→)=ωe0 ’(→) …(11) とする。また、出力PはωとトルクTとの積で表わせる
ので、(9)式は、T*をトルクの目標値として、 |i(→)|=T* e0 ’(→)/e0 (→)・e0 ’(→) …(12) となる。
と、次式となる。 ik * =T* ・e0k’/(e01e01’+e02e02’+…e0ne0n’) …(13)
2はこの発明が適用される電力変換器主回路構成図であ
る。図2に示すように、電力変換器1はここでは11〜
1nのn組の単相インバータからなり、同期電動機2は
n組の独立した巻線21〜2nを持つ永久磁石式n相同
期電動機とする。2’は磁極の位置を検出する磁極位置
センサである。
(→)の各成分e01,e02…e0nは磁極位置だけの関数
なので、これを図1のメモリ3Aに記憶しておき、磁極
の位置θに応じてこのメモリ3Aの内容を読み出すこと
により、e01〜eonを得ることができる。e0 ’(→)
についても同様であり、θに応じてe0 ’(→)の各成
分e01’,e02’…e 0n’をメモリ3Bから読み出す。
4は電流指令値(目標値)を演算する演算器であり、メ
モリ3A,3Bから読み出した信号と、トルク目標値T
* とから先の(13)式にもとづき各相の電流目標値i
1 * 〜in * を求める。
り、電流目標値i1 * 〜in * と電流検出値i1 〜in
との偏差を増幅する。61〜6nは例えばACR51〜
5nの出力をパルス幅変調(PWM)し、各単相インバ
ータ11〜1nに対してベース電流を与えるドライブ回
路である。
リ3を共用しており、メモリ3の前段に加算器(AD
D)7を設け、e01〜eonはφ=0とし磁極位置θに対
応してメモリ3の内容を読み出し、e01’〜e0n’は加
算器7において磁極位置θにφを加算した値(θ+φ)
によってメモリ3の内容を読み出すようにする。すなわ
ち、この例ではe01〜eonとe01’〜e0n’の波形は同
形で、位相がφだけずれた関数となる。
を参照して説明する。永久磁石同期電動機の巻線を例え
ば図4のように、互いに30度の位相差を持つ2組の3
相巻線から構成されているものとすると、かかる場合の
各相の誘導電圧波形、すなわちe01〜eonの波形は例え
ば図5のようになる。また、e01’〜e0n’の波形はe
01〜eonの波形とそれぞれ同形で、例えば10度だけ進
んでいる(φ=10°)とする。
流,電圧およびトルクの各波形の計算結果を、図6に示
す。同図からも明らかなように、電動機の端子電圧ピー
ク値は誘導電圧ピーク値の1.3倍程度であり、トルク
は一定で脈動はない。一方、従来例のようにした場合、
すなわちφ=0の場合には、図7のようにトルクは図6
と同じである。しかし、端子電圧ピーク値は誘導電圧ピ
ーク値の1.7倍程度で、この発明の場合に比べて30
%増加する。また、電流実効値はこの発明の場合に比べ
て2%減少し、その割合は微小である。このように、こ
の発明によれば、所定の出力またはトルクに対し、従来
の制御方法に比べて電流実効値は若干増加するが端子電
圧ピーク値が大幅に低減され、その結果、電力変換器容
量を低減することができる。
と同期電動機の同期リアクタンスによるリアクタンス電
圧降下との和で与えられる。リアクタンス電圧降下は電
機子電流に比例するので、電機子電流の増加とともに端
子電圧も大きくなる。つまり、軽負荷時の端子電圧は誘
導電圧とほぼ等しく、端子電圧ピーク値は小さい。図8
はこの点に鑑みなされた実施例である。
じた位相出力φを得る関数発生器8Aを設け、切換器9
によって「0」と「φ」を切り換え、加算器(ADD)
7により磁極位置信号θと加算して、メモリ3の内容を
読み出すようにしたものである。このことにより、端子
電圧ピーク値が小さい軽負荷時には、φを小さくして同
期電動機の効率向上を図り、端子電圧ピーク値が大きく
なる重負荷時には、φを大きくして端子電圧ピーク値の
上昇を抑制し、電力変換器の利用率を向上させることが
できる。
度Nに比例するので、低,中速度時はたとえ重負荷であ
っても、端子電圧のピーク値は大きな値とはならない。
そこで、図9のように位相出力φを回転速度Nの関数と
する関数発生器8Bを設け、中,低速時にはφ=0と
し、高速時にはφ≠0とする。関数発生器が8Aから8
Bに変わった他は図8と同様なので、詳細は省略する。
で、位相出力φをトルク目標値T* の関数とする関数発
生器8Aと、位相出力φを電動機の回転速度Nの関数と
する関数発生器8Bと、両者の出力を乗算する乗算器1
0とを設け、中,低速時にはφ=0とし、トルク指令T
* と電動機の回転速度Nの増加にともなってφを大きく
するようにしたものである。
インバータは図11の如きものであり、かかる場合は、
3相の電流を合成したものは零、つまり零相電流は零で
なければならない。しかるに、図6に示した電流波形に
は3の倍数の高調波が含まれている。3の倍数の高調波
は零相成分であるため、3相の電流を合成した電流は零
ではない。
がφだけずれた成分e01’,e02’…e0n’には零相成
分が含まれないようにする。つまり、下式のような関係
を持たせる。なお、制御装置の構成は図1,図3,図8
〜図10のいずれによっても良い。 e01’+e02’+e03’=0 …(14) このようにした場合の各成分の波形例を図12に示す。
なお、この場合の(13)式で求まる電流目標値は、 i1 * +i2 * +i3 * =0 …(15) となる。すなわち、零相電流は零であり、三相インバー
タを介して目標とする電流を、同期電動機に供給するこ
とが可能となる。その場合の電流波形例を図13に示
す。
ク値が大きい。電流ピーク値が大きい場合、インバータ
を構成する自己消弧形デバイスの最大電流制約より、許
容される電流実効値を低減する必要が生じる場合があ
る。このような問題に対処するため、この発明では誘導
電圧に対し位相がφだけずれた成分e01’,e02’…e
0n’を、正弦波とする。この場合の目標とする電流波形
例を図14に示す。すなわち、電流波形は若干の高調波
成分を含んだ正弦波状の波形となり、図13の場合に比
べてピーク値を低減できる。
合の構成例で、11〜13で一方の三相インバータを、
14〜16で他方の三相インバータを構成している。こ
の場合には、 i1 * +i2 * +i3 * =0 i4 * +i5 * +i6 * =0 …(16) であることが必要となる。また、このときのe01’〜e
06’は、 e01’+e02’+e03’=0 e04’+e05’+e06’=0 …(17) となるようにする。
じて上記(1)式の関数で電動機の各相電流を制御する
ようにしたので、トルク脈動がなく、かつ、負荷の増大
に伴う電動機の端子電圧の上昇を抑制でき、必要な変換
器容量を低減すること、さらには高力率で高効率な制御
が可能となる利点が得られる。
との関係を説明するための概要図である。
の説明図である。
である。
波形と出力波形を示す波形図である。
従来の制御方法による各相電流波形と出力波形を示す波
形図である。
る。
る。
ある。
る。
差を持つ電圧波形例を示す波形図である。
形例を示す波形図である。
相インバータに供給すべき電流波形例を示す波形図であ
る。
期電動機(同期機)、21〜2n…同期電動機巻線、
2’…磁極位置センサ、3A,3B,31〜3n…メモ
リ、4…電流指令演算器、51〜5n…電流調節器(A
CR)、61〜6n…ドライブ回路(PWM)、7…加
算器(ADD)、8A,8B…関数発生器、9…切換
器、10…乗算器。
Claims (8)
- 【請求項1】 電力変換器を介して給電される多相(n
相)同期電動機の制御装置において、 各相の誘導電圧をe1 ,e2 ,…en とし、これらの誘
導電圧に対して少なくとも基本波成分の位相がφだけず
れた関数をe1 ’,e2 ’,…en ’とするとき、任意
のk番目の電機子電流の目標値ik * を、 ik * =K・ek ’/(e1 e1 ’+e2 e2 ’+…e
n en ’) (K:係数)なる関数として演算する演算手段と、この
演算結果にもとづき電機子電流を制御する電流制御手段
とを設けたことを特徴とする同期電動機の制御装置。 - 【請求項2】 前記各相の誘導電圧e1 ,e2 ,…en
を記憶する第1の記憶手段と、前記各相の誘導電圧に対
して少なくとも基本波成分の位相がφだけずれた関数e
1 ’,e2 ’,…en ’を記憶する第2の記憶手段とを
設け、これら第1,第2記憶手段の内容を共通の磁極位
置信号に応じて読み出して電機子電流の目標値を求める
ことを特徴とする請求項1に記載の同期電動機の制御装
置。 - 【請求項3】 前記各相の誘導電圧e1 ,e2 ,…en
を記憶する記憶手段を設け、この記憶手段に所定の磁極
位置信号を与えて前記各相の誘導電圧を読み出す一方、
前記各相の誘導電圧に対して少なくとも基本波成分の位
相がφだけずれた関数を、前記磁極位置信号に位相φを
加算した値で読み出して電機子電流の目標値を求めるこ
とを特徴とする請求項1に記載の同期電動機の制御装
置。 - 【請求項4】 前記位相φをトルク指令に関連付け、ト
ルク指令の増加にともなってφを大きくすることを特徴
とする請求項1ないし3のいずれかに記載の同期電動機
の制御装置。 - 【請求項5】 前記位相φを電動機の回転速度に関連付
け、中,低速時にはφ=0とし、高速時にはφ≠0とす
ることを特徴とする請求項1ないし3のいずれかに記載
の同期電動機の制御装置。 - 【請求項6】 前記位相φをトルク指令と電動機の回転
速度とに関連付け、中,低速時にはφ=0とし、トルク
指令と電動機の回転速度の増加にともなってφを大きく
することを特徴とする請求項1ないし3のいずれかに記
載の同期電動機の制御装置。 - 【請求項7】 前記e1 ’,e2 ’,…en ’を、零相
成分を含まない関数とすることを特徴とする請求項1な
いし6のいずれかに記載の同期電動機の制御装置。 - 【請求項8】 前記関数を正弦波とすることを特徴とす
る請求項7に記載の同期電動機の制御装置。
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JP00738595A Expired - Fee Related JP3259805B2 (ja) | 1995-01-20 | 1995-01-20 | 同期電動機の制御装置 |
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Cited By (2)
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---|---|---|---|---|
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WO2014125568A1 (ja) * | 2013-02-12 | 2014-08-21 | 三菱電機株式会社 | モータ駆動装置 |
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JP4998836B2 (ja) | 2009-09-30 | 2012-08-15 | 株式会社デンソー | 多相回転機の制御装置、および、これを用いた電動パワーステアリング装置 |
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1995
- 1995-01-20 JP JP00738595A patent/JP3259805B2/ja not_active Expired - Fee Related
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