JP2000050634A

JP2000050634A - 交流直流間電力変換装置

Info

Publication number: JP2000050634A
Application number: JP10214184A
Authority: JP
Inventors: Masahiko Akamatsu; 昌彦赤松; Toshiyuki Fujii; 俊行藤井
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1998-07-29
Filing date: 1998-07-29
Publication date: 2000-02-18

Abstract

(57)【要約】【課題】高調波の低減と基本波成分出力電圧の増大と
の両立を実現し、また、キャリア波形や変調波波形に制
約されず必要なパルス幅の出力が得られる交流直流間電
力変換装置を得ることを目的とする。【解決手段】変圧器２０の２個の二次巻線２２Ａ、２
２Ｂは互いに位相差Δθ＝３０度を有し、２台の変換器
ユニット３Ａ、３Ｂは位相差γ＝３０度で動作する。ス
イッチング信号発生手段４０は、モード信号Ｍに基づ
き、１パルスＰＡＭモード（第１のモード）と、１パル
スＰＷＭモード（第２のモード）と、複数パルスＰＷＭ
モード（第３のモード）とを切り換えてスイッチング信
号ＳＡ、ＳＢを作成し、変換器ユニット３Ａ、３Ｂのオ
ンオフ制御を行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は交流直流間電力変
換装置の改良に関する。

【０００２】

【従来の技術】１９９７年６月，米国で開催されたＩＥ
ＥＥ主催のＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＳｐ
ｅｃｉａｒｉｓｔｓＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅにおいて発
表された文献の多レベルＰＷＭ法（パルス幅変調法）を
示す図を図１７（ａ）に示し、特開平１０−４６８７号
公報に示された多パルスＰＷＭ法を同図（ｂ）に示す。
図１７（ａ）は、４つの出力電圧レベル３Ｅ／２，Ｅ／
２，−Ｅ／２，−３Ｅ／２の間で出力電位を切り換える
方法を示す波形図である。図において、Ｖ₁，Ｖ₂，Ｖ₃
は三角波キャリア，Ｖｒｅｆは変調波，Ｖｏｕｔは１相
分の交流端子の出力電位を示す。これら、複数のキャリ
ア波形と変調波とのクロスポイントで変換器内の固体ス
イッチのｏｎ−ｏｆｆ信号を生成する訳である。この様
にＰＷＭ制御をする多レベル変換器は出力電圧波形が改
善されるので応用が期待される。しかし、キャリア周波
数が低い場合、高調波の低減と基本波成分の最大出力電
圧の点で、両立し難い問題があり、不十分であった。

【０００３】他方、基本波成分を大きくする方法とし
て、同図（ｂ）の方法が提案されている。図において、
同じくＶ₁，Ｖ₂はキャリア波形で、Ｖｒｅｆは変調波で
ある。この方法は、キャリアの極性を変調波のゼロクロ
ス点で切り換えて、過剰変調波Ｖｒｅｆ₂を入力したと
きに得られる最大パルス幅θｍａｘを広げる方法を示し
ている。この場合でも、１８０度一杯の出力を出すのは
難しく、また、変調波Ｖｒｅｆの振幅と出力パルスに含
まれる基本波成分の振幅とが比例しない問題が有る。

【０００４】以上、従来の方法では、スイッチング損失
を小さくし、スイッチング素子の責務を軽減し、電磁ノ
イズを軽減するため、１サイクル当たりのスイッチング
回数を下げるためには、高調波含有率や基本波含有率
（同一直流電圧の下で出せる基本波出力最大値の比率）
や指令電圧である変調波の基本波とＰＷＭ出力に含まれ
る基本波成分との間のリニアリティなどの点で不十分で
あった。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】この発明は以上のよう
な問題点を解消するためになされたもので、高調波の低
減と基本波成分出力電圧の増大との両立を実現し、ま
た、キャリア波形や変調波波形に制約されず必要なパル
ス幅の出力が得られる交流直流間電力変換装置を得るこ
とを目的とする。

【０００６】

【課題を解決するための手段】この発明に係る交流直流
間電力変換装置は、三相交流系に接続された一次巻線と
Ｎ（２以上の整数）個の二次巻線とを備えた変圧器、交
流側が上記変圧器の各二次巻線に接続され交流直流間の
電力変換を行うＮ（上記Ｎと同数）台の電力変換器、お
よび上記電力変換器のスイッチング素子をオンオフ制御
するためのスイッチング信号を発生するスイッチング信
号発生手段を備えた交流直流間電力変換装置において、
上記スイッチング信号発生手段は、上記各電力変換器の
交流側一相分の出力電位が中間電位と正負各１電位とか
らなる１サイクル１回のスイッチングを行う１パルスモ
ードのスイッチング信号を発生する手段を備え、上記１
パルスモードのスイッチング動作に基づき上記各電力変
換器から上記三相交流系に流出する所定次数の高調波が
互いに相殺するように、上記Ｎ個の二次巻線の電圧位相
を互いにΔθずらす第１の高調波抑制手段、上記Ｎ個の
電力変換器のスイッチング信号の発生位相を互いにγず
らす第２の高調波抑制手段、および上記１パルスモード
の中間電位の電気角θoを所定の範囲に設定する第３の
高調波抑制手段のうち、少なくともいずれか２つの手段
を備えたものである。

【０００７】また、この発明に係る交流直流間電力変換
装置のスイッチング信号発生手段は、各電力変換器の交
流側一相分の出力電位が中間電位と正負各１電位とから
なる１サイクル１回のスイッチングを行う１パルスモー
ドでかつそのパルス幅が固定の第１のモードのスイッチ
ング信号を発生する手段を備えたものである。

【０００８】また、この発明に係る交流直流間電力変換
装置のスイッチング信号発生手段は、各電力変換器の交
流側一相分の出力電位が中間電位と正負各１電位とから
なる１サイクル１回のスイッチングを行う１パルスモー
ドでかつそのパルス幅が固定の第１のモードと、上記各
電力変換器の交流側一相分の出力電位が中間電位と正負
各１電位とからなる１サイクル１回のスイッチングを行
う１パルスモードでかつそのパルス幅が可変の第２のモ
ードとのスイッチング信号を切り換えて発生する手段を
備えたものである。

【０００９】また、この発明に係る交流直流間電力変換
装置のスイッチング信号発生手段は、各電力変換器の交
流側一相分の出力電位が中間電位と正負各１電位とから
なる１サイクル１回のスイッチングを行う１パルスモー
ドでかつそのパルス幅が可変の第２のモードと、上記各
電力変換器の交流側一相分の出力電位が中間電位と正負
各１電位とからなる１サイクル複数回のスイッチングを
行う複数パルスモードでかつそのパルス幅が可変の第３
のモードとのスイッチング信号を切り換えて発生する手
段を備えたものである。

【００１０】また、この発明に係る交流直流間電力変換
装置のスイッチング信号発生手段は、各電力変換器の交
流側一相分の出力電位が中間電位と正負各１電位とから
なる１サイクル１回のスイッチングを行う１パルスモー
ドでかつそのパルス幅が固定の第１のモードと、上記各
電力変換器の交流側一相分の出力電位が中間電位と正負
各１電位とからなる１サイクル複数回のスイッチングを
行う複数パルスモードでかつそのパルス幅が可変の第３
のモードとのスイッチング信号を切り換えて発生する手
段を備えたものである。

【００１１】また、この発明に係る交流直流間電力変換
装置のスイッチング信号発生手段は、各電力変換器の交
流側一相分の出力電位が中間電位と正負各１電位とから
なる１サイクル１回のスイッチングを行う１パルスモー
ドでかつそのパルス幅が固定の第１のモードと、上記各
電力変換器の交流側一相分の出力電位が中間電位と正負
各１電位とからなる１サイクル１回のスイッチングを行
う１パルスモードでかつそのパルス幅が可変の第２のモ
ードと、上記各電力変換器の交流側一相分の出力電位が
中間電位と正負各１電位とからなる１サイクル複数回の
スイッチングを行う複数パルスモードでかつそのパルス
幅が可変の第３のモードとのスイッチング信号を切り換
えて発生する手段を備えたものである。

【００１２】また、この発明に係る交流直流間電力変換
装置は、第１の高調波抑制手段を備えた場合、Δθ＝６
０／Ｎ（度）としたものである。

【００１３】また、この発明に係る交流直流間電力変換
装置は、第１および第２の高調波抑制手段を備えた場
合、γ＝Δθとしたものである。

【００１４】また、この発明に係る交流直流間電力変換
装置は、第１および第２の高調波抑制手段を備えた場
合、Δθおよびγをそれぞれ６０／Ｎ（度）の整数倍と
し、かつγ≠Δθとしたものである。

【００１５】また、この発明に係る交流直流間電力変換
装置は、第１および第３の高調波抑制手段を備えた場
合、第１のモードにおける中間電位の電気角をθoとし
たとき、θo＝Δθ／２（度）としたものである。

【００１６】また、この発明に係る交流直流間電力変換
装置は、第２および第３の高調波抑制手段を備えた場
合、第１のモードにおける中間電位の電気角をθoとし
たとき、θo＝γ／２（度）としたものである。

【００１７】また、この発明に係る交流直流間電力変換
装置は、第１および第３の高調波抑制手段を備えた場
合、第２のモードにおける中間電位の電気角をθoとし
たとき、θo≧Δθ／２としたものである。

【００１８】また、この発明に係る交流直流間電力変換
装置は、第２および第３の高調波抑制手段を備えた場
合、第２のモードにおける中間電位の電気角をθoとし
たとき、θo≧γ／２としたものである。

【００１９】また、この発明に係る交流直流間電力変換
装置は、第２および第３の高調波抑制手段を備えた場
合、γ＝３０／Ｎ（度）とし、かつ第２のモードにおけ
る中間電位の電気角をθoとしたとき、θo≧３０（度）
としたものである。

【００２０】この発明に係る交流直流間電力変換装置
は、交流系と直流系との間で電力変換を行う電力変換
器、および上記電力変換器のスイッチング素子をオンオ
フ制御するためのスイッチング信号を発生するスイッチ
ング信号発生手段を備えた交流直流間電力変換装置にお
いて、上記スイッチング信号発生手段は、位相情報と基
本波電圧の大きさ指令とを入力して上記電力変換器のス
イッチング信号を作成する手段を備えたものである。

【００２１】また、この発明に係る交流直流間電力変換
装置は、電力変換器を複数備え、位相情報を、上記各電
力変換器に共通の基準位相と上記各電力変換器毎に互い
にずらして設定された位相との位相和としたものであ
る。

【００２２】また、この発明に係る交流直流間電力変換
装置のスイッチング信号発生手段は、各電力変換器の交
流側一相分の出力電位が中間電位と正負各１電位とから
なる１サイクル１回のスイッチングを行う１パルスモー
ドでかつそのパルス幅が固定の第１のモードと、上記各
電力変換器の交流側一相分の出力電位が中間電位と正負
各１電位とからなる１サイクル１回のスイッチングを行
う１パルスモードでかつそのパルス幅が可変の第２のモ
ードと、上記各電力変換器の交流側一相分の出力電位が
中間電位と正負各１電位とからなる１サイクル複数回の
スイッチングを行う複数パルスモードでかつそのパルス
幅が可変の第３のモードとのとのうち少なくとも２つの
モードのスイッチング信号を切り換えて発生するように
したものである。

【００２３】また、この発明に係る交流直流間電力変換
装置のスイッチング信号発生手段は、各電力変換器に共
通の基準位相と上記各電力変換器毎に互いにずらして設
定された位相との位相和を引数として各モード毎に設け
られた関数発生手段、およびこの関数発生手段の出力と
基本波電圧大きさ指令とを比較して上記各電力変換器の
スイッチング信号を作成する手段を備えたものである。

【００２４】また、この発明に係る交流直流間電力変換
装置は、その関数発生手段において同一の位相和に対し
て複数の出力が存在する場合、基本波電圧大きさ指令に
基づきその出力の一つを判定選択する判定手段を備えた
ものである。

【００２５】また、この発明に係る交流直流間電力変換
装置のスイッチング信号発生手段は、各電力変換器に共
通の基準位相と上記各電力変換器毎に互いにずらして設
定された位相との位相和を第１の引数とし、基本波電圧
大きさ指令を第２の引数として各モードにおける上記各
電力変換器のスイッチング信号を出力する関数発生手段
を備えたものである。

【００２６】また、この発明に係る交流直流間電力変換
装置は、そのスイッチング信号発生手段が異なるパルス
モードの切り換えを行う場合、切り換え前後のパルスモ
ードでの出力値が相互に等しいタイミングで切り換える
ようにしたものである。

【００２７】また、この発明に係る交流直流間電力変換
装置は、そのパルスモードを切り換えるタイミングを、
交流出力各サイクルの電気角で、０度近傍、９０度近
傍、１８０度近傍、２７０度近傍のいずれかとしたもの
である。

【００２８】

【発明の実施の形態】実施の形態１．この発明による実
施の形態１の構成図を図１に示す。図において、１００
は三相の交流系統、２０は一次巻線２１および互いに位
相差Δθを持つ二次巻線２２Ａ、２２Ｂから成る変圧
器、３０は多レベル（図は簡単のため３レベル）の１相
分出力電位を出力でき、かつ位相差γ（ここではγ＝Δ
θ）で運転される交流直流間電力変換器ユニット（以下
単に変換器ユニットと呼ぶ）３Ａ，３Ｂから成る電力変
換器、４０は上記電力変換器３０のスイッチング素子で
ある固体スイッチ（以下単にスイッチと呼ぶ）をｏｎ−
ｏｆｆ制御するスイッチング信号発生手段で、ＳＡ，Ｓ
Ｂは上記変換器ユニット３Ａ，３Ｂを制御するスイッチ
ング信号、５０は変圧器２０と交流系統１００との間の
電気量によりフィードバックされる信号ＦＳ₁または電
力変換器３０と変圧器２０との間の電気量または電力変
換器３０内の電気量によりフィードバックされる信号Ｆ
Ｓ₂を受けて基本波電圧の大きさ指令である極座標表示
の振幅（又は実効値や平均値など大きさを表す量）と位
相情報（少なくとも基準位相θを含み、必要に応じ基準
位相に対する位相差φを含む）とで表した電圧ベクトル
指令Ｖｃを上記スイッチ信号発生手段４０に送出する制
御手段で、Ｍはスイッチング信号発生手段４０の信号生
成モードを必要に応じて変える信号、１１，１２は交流
系統１００と変圧器２０との接続線路および電力変換器
３０と変圧器２０との接続線路、１３（ＰＰ，ＮＮ，
０）は直流側の総合端子である。

【００２９】以上において、変換器ユニット３Ａ，３Ｂ
は基本波の位相差がγとなるよう位相差を付けて内部の
スイッチを制御する。この制御信号はスイッチング信号
発生手段４０より与え、スイッチング信号ＳＡ，ＳＢに
それら位相差が付けられる。

【００３０】変圧器２０の二次巻線２２Ａと２２Ｂとの
間の位相差Δθは電力変換器３０及びスイッチング信号
発生手段４０と協調をとって選び、図１では３０（＝６
０／２）度近傍の例を示す。図１のΔθ＝３０度近傍の
場合の基本波および高調波のベクトル図を図２に示す。
図において、Ｖ_A(1)は変換器ユニット３Ａの出力電圧の
基本波ベクトル（点線で示す）、Ｖ_B(1)は変換器ユニッ
ト３Ｂの出力電圧の基本波ベクトルで（同じく点線で示
す）、Ｖ_B(1)が３０度進んでいる場合を示す。

【００３１】これに対し、ｎを自然数としたとき、｛６
（２ｎ−１）±１｝次の高調波、Ｖ_A _ν ₁、Ｖ_B _ν ₁、Ｖ_A
_ν ₂、Ｖ_B _ν ₂が発生する。この内、変換器ユニット３Ａ
の｛６（２ｎ−１）−１｝次の電圧ベクトルＶ_A _ν ₁およ
び｛６（２ｎ−１）＋１｝次の電圧ベクトルＶ_A _ν ₂は、
図に示すように、基本波ベクトルＶ_A(1)と同相で表す。
なお、図２は、特に、各ベクトルの位相関係に着目して
図示しており、その大きさ（基本波と高調波）は必ずし
も比例関係をもたせていない。

【００３２】以上に対し、変換器ユニット３Ｂの｛６
（２ｎ−１）−１｝次の電圧ベクトルＶ_B _ν ₁および｛６
（２ｎ−１）＋１｝次の電圧ベクトルＶ_B _ν ₂は、３０度
の次数倍だけ位相が進み、それぞれ、１５０度および２
１０度進むことになる。しかるに、｛６（２ｎ−１）−
１｝次の高調波は基本波と反対の相回転方向を持つ逆相
成分なので、変圧器２０によりその一次巻線２１でのベ
クトルＶ_B _ν ₁ _′は３０度進み、１８０度ずれることにな
る。他方、｛６（２ｎ−１）＋１｝次の高調波は基本波
と同じ相回転方向を持つ正相成分なので、変圧器２０に
よりその一次巻線２１でのベクトルＶ_B _ν ₂ _′は３０度遅
れ、１８０度ずれることになる。即ち、｛６（２ｎ−
１）±１｝次の高調波電圧は図２のベクトル図に示すご
とく、変換器ユニット３Ａによる成分と変換器ユニット
３Ｂによる成分とが変圧器２０の一次側では互いに逆位
相になって打ち消される。

【００３３】次に、図３（ａ）に示す位相差Δθが１５
度近傍の場合、そのベクトル図を図３（ｂ）に示す。こ
の場合、｛１２（２ｎ−１）±１｝次の高調波は１５度
の次数倍だけ発生電圧の位相が進み、それぞれ｛１２
（２ｎ−１）−１｝次の高調波および｛１２（２ｎ−
１）＋１｝次の高調波はベクトルＶ_B _ν ₁，Ｖ_B _ν ₂のごと
く、Ｖ_A _ν ₁，Ｖ_A _ν ₂のベクトルからそれぞれ１６５度お
よび１９５度位相が進むことになる。しかるに、｛１２
（２ｎ−１）−１｝次の高調波は基本波と反対の相回転
方向を持つ逆相成分なので、変圧器２０により一次巻線
２１でのベクトルＶ_B _ν ₁ _′は１５度進み、１８０度ずれ
ることになる。他方、｛１２（２ｎ−１）＋１｝次の高
調波は基本波と同じ相回転方向を持つ正相成分なので、
変圧器２０により一次巻線２１でのベクトルＶ_B _ν ₂ _′は
１５度遅れ、１８０度ずれることになる。即ち、｛１２
（２ｎ−１）±１｝次の高調波電圧は図３（ｂ）のベク
トル図に示すごとく、変換器ユニット３Ａによる成分と
変換器ユニット３Ｂによる成分とが変圧器２０の一次側
では互いに逆位相になって打ち消される。

【００３４】変圧器２０により３０度近傍の位相差をつ
けるには、Ｙ△結線が利用できる。この位相差は、一次
側でつける場合と二次側でつける場合があり得る。変圧
器２０により１５度近傍の位相差をつけるには、図３
（ａ）、図４のごとく、Ｙ△結線を変形し、主巻線２２
１と移相巻線２２２を備えた巻線を用いることができ
る。特に、片方をＹ結線または△結線としておき、他方
にのみ移相巻線２２２を設ける方法が、製造上移相巻線
が少なくなり、安価に出来る点で極めて効果的である。

【００３５】他方、変換器ユニット３Ａ，３Ｂは例えば
図５に示すごとき多レベル形変換器で、同図は３レベル
形の例を示す。図において、４ｐ，４ｎは分圧キャパシ
タ，５ａないし５ｌは固体スイッチ，６ａないし６ｌは
固体スイッチの逆並列ダイオード、７ａないし７ｆはク
ランプダイオードである。一般的な多レベル形では、正
負直流端子（Ｐ，Ｎ）間に複数個のキャパシタの直列体
を備え、（１）正負直流端子と交流端子（Ｕ，Ｖ，Ｗな
ど）との間にそれぞれ複数個の固体スイッチの直列体
と、（２）上記固体スイッチの直列接続点と上記キャパ
シタの直列接続点との間に接続され、上記固体スイッチ
の直列接続点の電位を２電位間でクランプするクランプ
ダイオードとから成る多レベル電位切り換え式の一相分
スイッチ手段を必要な相数だけ備えて成る。

【００３６】代表的な３レベル変換器について説明する
ため、図６に１相分の動作波形図を示す。ここに示す交
流出力端子電位波形により、一意的に固体スイッチ５の
スイッチ信号を決めることが出来るので、ここではスイ
ッチング信号Ｓを表すものとする（以下同様にスイッチ
ング信号を交流端子電位で表す）。この発明では、基準
位相θと個別の位相差φとの合成値（加減算値）（θ＋
φ）で制御するスイッチング信号発生手段４０（詳細は
後述）を用いるので同図の横軸は（θ＋φ）で示す。同
図（ａ）は正負２電位Ｐ，Ｎ間で動作させる振幅変調
（ＰＡＭ）モード時の交流端子電位波形で、同一直流電
圧の下で最大の基本波出力が得られ、かつ、１サイクル
１回のスイッチングとなり、スイッチング損失が最少に
なる。この時重要なことは、スイッチング損失が少ない
分電流を増加させることができる事である。更に、固体
スイッチ側では固体スイッチの耐電圧の向上または順電
圧降下の低減ができ、変換器の損失低減によるランニン
グコスト低減および、同一基本波出力当たりの固体スイ
ッチ関係のイニシャルコスト低減ができ経済性が格段に
向上すると言う効果を奏する。

【００３７】図６（ｂ）は固定期間（中性点クランプ期
間）θｏの期間中だけゼロ電位（図中Ｃで示す中間電
位）にする固定パルス幅の１パルス振幅変調（ＰＡＭ）
モード（第１のモード）時の交流端子電位波形で、固定
期間θｏは、図１の位相差Δθが３０度の場合には、θ
ｏを１５度，１０度，７．５度，５度などに選び、位相
差Δθが１５度の場合にはθｏを３０度，１０度，７．
５度などに選び、後述の実施の形態に示す高調波低減作
用と分担して、高調波を効率的に低減する値に選定する
ことができる。

【００３８】特に、一次側または二次側でＹ△結線によ
り位相差Δθを３０度としてＰＡＭモードで運転する場
合には、θｏを１５度とすることにより、｛１２（２ｎ
−１±１）｝次の高調波がほぼ低減され、Ｙ△結線によ
る位相差Δθにより｛６（２ｎ−１）±１）｝次の高調
波が消去されるので非常に高品質な出力電圧波形が得ら
れ、ＰＡＭモードを通常運転に用いる高経済性変換器に
適したものとすることができる。また、後述の図１５の
ように、一次側または二次側でＹ△結線やそれらに移相
巻線２２２を用いて、純２４相変換装置を構成した場
合、即ち位相差Δθが１５度ごとに続く場合には、θｏ
を７．５度に選び、純２４相で消去された後に残留する
｛２４（２ｎ−１）±１｝次の高調波がほぼ低減される
ので非常に高品質な出力電圧波形が得られ、ＰＡＭモー
ドを通常運転に用いる高経済性変換器に適したものとす
ることができる。更に、後述の図１６のように、一次側
または二次側でＹ△結線やそれらに移相巻線２２２を用
いて、純３６相変換装置を構成した場合、即ち位相差Δ
θが１０度ごとに続く場合には、θｏを５度に選び、純
３６相で消去された後に残留する｛３６（２ｎ−１）±
１｝次の高調波がほぼ低減されるので非常に高品質な出
力電圧波形が得られ、ＰＡＭモードを通常運転に用いる
高経済性変換器に適したものとすることができる。

【００３９】この他、図示しないが、一次側または二次
側でＹ△結線やそれらに移相巻線２２２を用いて、純１
８相変換装置を構成した場合、即ち位相差Δθが２０度
ごとに続く場合には、θｏを１０度に選び、純１８相で
消去された後に残留する｛１８（２ｎ−１）±１｝次の
高調波がほぼ低減されるので非常に高品質な出力電圧波
形が得られ、ＰＡＭモードや１パルスＰＷＭモードの最
大パルス幅状態を通常運転に用いる高経済性変換器に適
したものとすることができる。

【００４０】更に、後述の図１１ないし図１４で説明す
る実施の形態のように、変圧器２０の巻線による位相差
Δθによらず、変換器ユニット独自に運転位相差（基本
波位相差）γを持って運転させる場合、中性点クランプ
期間θｏをγ／２とする。ここに、５次，７次高調波を
Ｙ△結線関係のごとく変圧器の位相差Δθを３０度近傍
とすることで消去または低減したり、後述のパルス幅変
調法で５次，７次高調波を消去又は低減した場合、それ
らを２台設ければγ≒１５度；それらを３台用いればγ
≒１０度；Ｎ台用いればγ≒３０／Ｎ度の様に定められ
る。この他、三相分の変換器ユニットをＮ台用いる場
合、中性点クランプ期間θｏを３０度にして、γ≒３０
／Ｎ度（上記のθｏ≠γ／２ではない）に定める。これ
により、基本波運転位相差γとθｏを併せてγまたはγ
／２毎にスイッチング位相差を分散させる。これらによ
り、高調波の発生位相が分散し、ν次の高調波に関して
νγまたはνγ／２の位相差が付く。このため、変換器
ユニットの運転位相差γだけの場合よりさらに高調波低
減効果が向上する効果が得られる。従って、ＰＡＭモー
ドや１パルスＰＷＭモードの最大パルス幅状態を通常運
転に用いる高経済性変換器に適したものとすることがで
きる。

【００４１】以上、中性点クランプ期間θｏの決め方は
後述のスイッチング信号発生手段４０やアルゴリズムに
関する実施の形態２に関連し、それらの説明において更
に詳述する。

【００４２】以上、上記中性点クランプ期間θｏは低減
すべき高調波の次数をｍ±１とするときθｏ≒（１８０
度）／（ｍ±１）とする。これらは、三相の場合、｛６
（２ｎ−１）±１｝次の高調波の内のいずれかの系列の
高調波を同時に低減させる事を目的として選定できる。
この場合、同一直流電圧の下での基本波出力が殆ど最大
に得られ、かつ、１サイクル１回のスイッチングとな
り、スイッチング損失が最少になるとともに、スイッチ
ング損失が少ない分電流を増加させることができる。更
に、固体スイッチ側では固体スイッチの耐電圧の向上ま
たは順電圧降下の低減ができ、変換器の損失低減による
ランニングコスト低減および、同一基本波出力当たりの
固体スイッチ関係のイニシャルコストの低減ができ経済
性が格段に向上すると言う効果を奏すると共に、高調波
低減も出来る効果が得られる。

【００４３】図６（ｃ）は可変パルス幅αの期間、正電
位Ｐまたは負電位Ｎにする１パルスＰＷＭモード（第２
のモード）の出力電位波形を示し、このモードでは、出
力電圧が制御できると共に、１サイクル１回のスイッチ
ングとなり、スイッチング損失が最少になる。したがっ
て、スイッチング損失が少ない分電流を増加させること
ができる。更に、固体スイッチ側では固体スイッチの耐
電圧の向上または順電圧降下の低減ができ、変換器の損
失低減によるランニングコスト低減および、同一基本波
出力当たりの固体スイッチ関係のイニシャルコストの低
減ができ経済性が格段に向上すると言う効果も奏する。

【００４４】この１パルスＰＷＭモード（第２のモー
ド）の場合、パルス幅の変化に対応して中性点クランプ
期間θｏも変化する。従って、高調波抑制の観点からそ
の期間θｏを設定する場合は、前述した１パルスＰＡＭ
モードにおいて規定した期間θｏの近傍の値をその最小
値として設定することになる。例えば、変圧器二次巻線
の位相差を３０度としたとき、１パルスＰＷＭモードに
おける中性点クランプ期間θｏを１５度近傍以上という
ように設定する。

【００４５】図６（ｄ）は多パルスＰＷＭモード（第３
のモード）の代表例として、スイッチング回数が極力少
なく、且つ、前記図１や後述の変圧器との協調で低次高
調波の低減作用を分担しつつ基本波出力を大きくし易い
３パルスの例を示す。図において、中央パルスのパルス
幅αとその発生位相および、両サイドパルスのパルス幅
βとその発生位相はあらかじめ計算された関係を持たせ
てある。即ち、スイッチングタイミングθ₁ないしθ
₆は、前記制御手段５０から入力される極座標表示の電
圧指令Ｖｃ｛（θ＋φ），ｍａｇ｝の内の位相（θ＋
φ）と振幅ｍａｇとを入力とする所定の関数により決め
ることができる。従って、基本波を可変にしながら高調
波を低減ないし消去出来る効果が得られる。この場合、
スイッチング損失が増加するが制御応答速度が速い。し
たがって、交流系統の電圧低下時、事故時、電圧不平衡
時など交流系が異常時の過電流防止などに適し、通常の
運転中に使用するのはスイッチング損失とその波及によ
る悪影響で好ましくない。但し、常時高速応答特性が必
要な場合には適する。

【００４６】この発明においては、図６に示すように、
制御モードを複数持たせ、特に１サイクル１回スイッチ
ングのモードと１サイクル多パルスの制御モードを備え
る。その際、総合経済性の向上に効果が大きい１サイク
ル１回スイッチングのモードにおいて発生する低次高調
波を、変圧器による位相差と出力パルスの幅また配置制
御により、効果的に上記低次高調波を低減できる。しか
も、交流系の異常時に対処する応答速度と通常時の効率
性・経済性とを両立させ得る。あるいは、応答速度が遅
くてすむ用途と速い応答速度が必要な用途に対応できる
幅広い適合性が得られるので、技術標準を提供できる効
果が得られる。特に商用周波数の交流系統と直流との間
の電力変換や直流を介した交流間電力変換装置に適す
る。

【００４７】実施の形態２．この発明によるスイッチン
グ信号発生手段４０（４０Ａ，４０Ｂ）に関する実施の
形態２の構成図を図７に示す。図において、４１ａない
し４１ｄは第１の関数発生手段、４２ａ，４２ｂは第２
の関数発生手段、４３ａないし４３ｄは振幅信号ｍａｇ
と関数発生手段４１ａ〜４１ｄの出力を比較する大小判
別手段、４４ａないし４４ｇおよび４５ａ，４５ｂは論
理判定手段、４６はモード状態を維持するフリップフロ
ップ、４７ａないし４７ｄはモード切り換えタイミング
検出手段、４８は必要によって設ける位相加減算手段で
ある。ここでは、加減する位相φが固定である場合この
機能は関数発生手段４１，４２の中に含めることが出来
る。ＰＡＭ，１ｐＰＷＭ，ｍｐＰＷＭの符合はモード切
り換え信号Ｍの内のそれぞれＰＡＭモード（第１のモー
ド）信号、１パルスＰＷＭモード（第２のモード）信号
及び多パルスＰＷＭモード（第３のモード）信号であ
る。

【００４８】なお、図７は３レベル変換器ユニットの１
相分を表しており、同様のものを三相３レベル変換器ユ
ニットでは３相分備え、さらに３Ａ，３Ｂ二つの変換器
ユニットを備える場合は、上記三相分を２台分備える。
以下同様に必要な１相分（ハーフブリッジ分）の数だけ
用いればよい。個別な固定位相φは三相内の１２０度の
位相差および変圧器による位相差Δθ（更に、後述のご
とく意図的に基本波出力の位相に差を設ける位相差γ）
を加減した値をそれぞれ用いる。

【００４９】図８ないし図９に実施の形態２におけるス
イッチング信号発生手段４０の第１例のアルゴリズムお
よび第２例のアルゴルズムを説明する波形図を示す。両
図において、（ａ）は関数発生手段４１ａ〜４１ｄの関
数ｆO（θ＋φ）ないしｆ₃（θ＋φ）を示し、ｍａｇは
振幅など基本波出力電圧の大きさ指令を表す信号（以下
レベル信号とも称す）である。ｆO（θ＋φ）は１パル
スＰＷＭモードの関数波形を示し、正弦波の半波で表さ
れる。ｆ₁（θ＋φ）ないしｆ₃（θ＋φ）は３パルスＰ
ＷＭモードの関数波形を示し、周期関数中の部分を示
す。同図（ｂ），（ｃ）は出力電圧が正の半サイクルで
ある事を表す信号Ｓ_Pまたは負の半サイクルである事を
表す信号Ｓ_Nを出力する第２の関数発生手段４２ａ，４
２ｂの出力信号を示し、同図（ｄ）は交流端子出力電位
を表す波形である。１パルスモードにおいては、レベル
信号ｍａｇ（瞬時値で変化する変数）の線と関数ｆO
（θ＋φ）に囲まれる領域が出力電位が正Ｐ又は負Ｎで
あることを意味し、正負信号Ｓ_PおよびＳ_Nと論理合成し
て出力電位が決定できる。正負信号Ｓ_PおよびＳ_Nは前記
中性点クランプ期間θｏだけ意図的に重ならないように
してあり、関数発生手段４１の出力ｆ₀，ｆ₁ないしｆ₃
に依存しないようにしてあり、これにより利用目的の変
化に対して独立に中性点クランプ期間θｏを決められる
よう考慮されている。また、中性点クランプ期間θｏの
最小値を点線図示のｆｐを関数発生手段４１の出力に加
え、大小判別時に判定が正又は負にならないようにして
も良い。この点、３パルスにおいても同様である。

【００５０】３パルスＰＷＭモードにおいては、同一位
相時点で２値を持つ関数はそれぞれ１つの値を持つ関数
曲線に分解し、これをｆ₁（θ＋φ）とｆ₂（θ＋φ）と
に分けている。これを分ける判断信号を関数発生手段内
に持たせる場合、レベル信号ｍａｇとの大小判別による
出力判定機能も内蔵させるか、または上記２値を取る関
数のどちらと比較したかを表す信号を付加して出力す
る。ここでは、上述した二つの関数を持たせた場合につ
いて述べ、この方法に沿って図７の実施の形態を示して
いる。これら、論理的な機能はブール代数や論理回路で
知られている様に、様々な変形が可能であり、正論理と
負論理の組み合わせだけでもＡＮＤ，ＯＲ，ＮＡＮＤ，
ＮＯＲ，禁止など様々に変えられる。従って、この発明
は、図７に示す論理回路構成や大小判別手段を採用する
ものに制限されるものではない。位相（θ＋φ）と基本
波の大きさを表すレベル信号ｍａｇとを入力する関数発
生手段を備え、比較すべき関数が位相（θ＋φ）に対し
て複数値を取る場合にも対処できる多目的の多モード対
応性を実現するアルゴリズムと構成にこの発明の要点が
ある。

【００５１】さて、３パルスＰＷＭモードにおいては、
半周期に３つの正又は負の出力を出すべき領域が現れ、
図にＰ，Ｎの符合を記入して示している。同じく、中性
点クランプ期間θｏを除く極性信号Ｓ_P，Ｓ_Nと論理合成
して、同図（ｄ）に示すごとき出力電位信号Ｓが得られ
る。勿論、この信号Ｓは前述のように、１相分の出力で
表せばスイッチのｏｎ−ｏｆｆが決定できるだけでな
く、作用を分かり易くするためである。したがって、図
示の波形や信号を生成するまでもなく、複数のスイッチ
のｏｎ−ｏｆｆ状態の組合せモード（ｏｎ−ｏｆｆを
０，１で表せば論理表）や正負別々または個別スイッチ
ごとの信号を直接的に生成できることは言うまでもな
い。この点、図７の実施の形態の構成図に制限されず、
変形が出来る。例えば、１点鎖線枠内をブラックボック
スとした論理的処理手段やデータテーブルへの照合処理
手段により、個別スイッチのｏｎ−ｏｆｆ信号を直接出
力したり、複数スイッチのｏｎ−ｏｆｆ状態表（回路モ
ード表）を出力したりできる訳である。

【００５２】以上に説明した、図８のアルゴリズムに示
した関数ｆ₁（θ＋φ）ないしｆ₃（θ＋φ）は５，７次
の高調波を低減するのに適し、これらを消去するスイッ
チングタイミングをあらかじめ計算しておけばよい。こ
れにより、１５度近傍の位相差を付けた変圧器との組み
合わせにより、変圧器側で｛１２（２ｎ−１）±１｝次
の高調波が消去できるので、低域高調波が非常に少なく
なるとともに、多モードで使用できる効果が得られる特
長がある。また、１パルスＰＷＭの場合と併せ、基本波
の大きさを表すレベル信号（実際には瞬時値ベースで刻
々変化する変数）ｍａｇが共通となる様関数関係を合わ
せておく。これにより、１パルスＰＷＭモードから多パ
ルスＰＷＭモードに切り換わっても基本波出力電圧が同
じになる特長が得られる。この場合、１パルスモードで
は５，７次高調波が消去できないのでそれら高調波が問
題にならない範囲に出力可変幅が制限される。また、Ｐ
ＡＭモードでも、高調波が問題にならない範囲の最大出
力幅で制限する固定パルス幅（前記θｏの適正値を変圧
器の位相差や後述のγと異なる値にする）のＰＡＭモー
ドで使用することが有益である。

【００５３】さらに、モードの切り換えを、半サイクル
の中央部、９０度，２７０度または０度または１８０度
（π／２，３π／２，０，π）近傍にすれば、１パルス
ＰＷＭモードと多パルスＰＷＭモードの出力状態が一致
し且つ直前までの基本波成分（１／４周期フーリエ展開
成分）が同じになるので、交流系から見た擾乱が最少に
成る。また、変圧器の磁束の連続性がよく磁気飽和を避
けやすい。さらに、１パルスＰＷＭ出力と多パルスＰＷ
Ｍ出力の中央パルスが一致して出力されている間に切り
換えれば、切り換え可能期間が広がり且つ上記基本波成
分の連続効果が得られる特長がある。

【００５４】図９は構成及びアルゴリズムが同じである
が、関数ｆ₁（θ＋φ）ないしｆ₃（θ＋φ）は１１次，
１３次の高調波を低減するのに適するよう変えた例を示
し、これらを消去するスイッチングタイミングもあらか
じめ計算しておけばよい。符合は前記図８と同じであ
る。これにより、３０度近傍の位相差を付けた作り易い
Ｙ△結線付き変圧器などとの組み合わせにより、変圧器
側で｛６（２ｎ−１）±１｝次の高調波が消去できるの
で、低域高調波が非常に少なくなるとともに、多モード
で使用できる効果が得られる特長がある。特に、この方
法は５，７次高調波が消去できるので、１パルスＰＷＭ
モードでの基本波可変幅が広く全域で利用できるととも
に、ＰＡＭモードでも最大パルス幅にも適合でき、変圧
器や変換器の構成が最も簡単な条件で低次高調波が低減
できると言う特長が得られる。その他、モード切り換え
も前記図８と同様にでき、同様の効果が得られる。

【００５５】前記、アルゴリズム説明図図８、図９およ
び後述する図１０において基本波を表すレベル信号ｍａ
ｇを関数発生手段の基本波出力最大時の値より大きくす
れば、パルス幅が最大になりＰＡＭモードに移行させる
ことが出来る。

【００５６】つぎに、図７に戻り、前述の多モードアル
ゴリズムを実現している実施の形態における作用を説明
する。ここでは、前述の様に変形があり得るが分かり易
い正論理で説明し、このために機能的に集約したり、関
数発生手段自体に内蔵可能なものもあえて外に出した構
成により説明する。

【００５７】図７において、第一の関数発生手段４１は
合成位相入力（θ＋φ）に対して、前記波形と符合を合
わせた関数値ｆ₀ないしｆ₃を発生する。これらの出力と
基本波の大きさを表す信号ｍａｇとを大小判別手段４３
により判別し、同図＞，＜の符合の左がｍａｇで右が関
数発生手段の出力で成立する時に“１”になるものとす
る。３パルスＰＷＭモードの中央パルス出力は図８，９
のｆ₃を出力する関数発生手段４１ｃの出力とｍａｇと
の大小が大小判別手段４３ｃにより判別され論理判定手
段４５ａに入力される。３パルスＰＷＭモードの両サイ
ドパルスは、図８，９のｆ₁を出力する関数発生手段４
１ａの出力とｍａｇとの大小を大小判別手段４３ａによ
り判別された信号と図８，９のｆ₂を出力する関数発生
手段４１ｂの出力とｍａｇとの大小を大小判別手段４３
ｂにより判別された信号とを論理判定手段４４ａに入力
して、この出力として得られる。上記中央出力信号と両
サイド出力信号は論理判定手段４５ａで合成されて多パ
ルスＰＷＭ出力信号として論理判定手段４４ｄへ入力さ
れる。１パルスＰＷＭモードの出力信号は、図８，９の
ｆ₀を出力する関数発生手段４１ｄの出力とｍａｇとの
大小を大小判別手段４３ｄにより判別して得られ、論理
判定手段４４ｅへ入力される。論理判定手段４４ｄ，４
４ｅは多パルスモード信号Ｘｍｐと１パルスモード信号
Ｘ１ｐとによりいずれか一方のＰＷＭ出力を出力して論
理判定手段４５ｂを経由して論理判定手段４４ｂ，４４
ｃへ入力される。

【００５８】他方、中性点クランプ期間θｏを除く極性
信号Ｓ_P，Ｓ_Nは関数発生手段または区間信号発生手段４
２ａ，４２ｂに位相信号を入力して得られ、合成位相
（θ＋φ）に対して図８，９の（ｂ）（ｃ）のごとき出
力が得られる。この極性信号Ｓ_P，Ｓ_Nと上記論理判定手
段４５ｂから出力されたＰＷＭ信号Ｓ_PWMが論理判定手
段４４ｂ，４４ｃで判定されて、変換器ユニット３Ａ，
３Ｂ用のスイッチング信号として使用されるスイッチン
グ信号Ｓ（ＳＡまたはＳＢ）が出力される。

【００５９】１パルスモードと多パルスＰＷＭモードと
は、最終的にフリップフロップ４６の出力ＸｍｐとＸ１
ｐとにより決まるが、外部からのモード信号ｍｐＰＷ
Ｍ，１ｐＰＷＭが切り換わった後、前記基本波成分の連
続性を満たすタイミングで切り換える。勿論、１パルス
ＰＷＭモードと多パルスＰＷＭモードとは同時に実行で
きないので、モード信号ｍｐＰＷＭ，１ｐＰＷＭおよび
ＰＡＭはオーバラップしない条件が事前に満たされるイ
ンタロック手段が前処理にあるものとする。上記切り換
えタイミングは、電気角（０，π／２，π，３π／２）
近傍で信号を出力する関数発生器４７ａから得られるＧ
ａ；またはそれらの時点で小さい値を出力する、関数発
生手段４１ｄに連動する手段４７ｃを関数発生手段４１
ｄに内蔵させて得られる信号Ｇｂ；または１パルスＰＷ
Ｍモードの出力と多パルスＰＷＭモードとの中央パルス
出力とが一致する時に出力する論理判定手段４７ｂの出
力信号Ｇｃ；または、電気角０，π（０度，１８０度）
近傍で中間電位出力状態判定手段４７ｄがを出力する信
号Ｇｄ、などを論理判定手段４４ｆ，４４ｇに入力し、
上記モード信号ｍｐＰＷＭ，１ｐＰＷＭ信号に対して条
件を付けて実行させることにより実現できる。これによ
り、モード切り換えによる基本波出力成分の変動を防止
でき、変圧器磁束の連続性ひいては磁気飽和や交流系へ
の擾乱が最小限に抑えられる効果が得られる。

【００６０】なお、中間電位出力状態判定手段４７ｄ
は、正電位出力信号Ｓ_Pと負電位出力信号Ｓ_Nが、共に、
中間電位出力期間θｏや正負短絡防止期間にｏｆｆまた
は非導通を意味する“０”を出力するので、この重なり
期間にモード切換可能信号Ｇｄを出力するものである。
この、電気角ゼロまたは１８０度近傍もＰＷＭモードに
関係なく基本波が零点近傍なので、その前後でモードが
切り替わっても基本波出力が変動しない特長が得れられ
る。

【００６１】また、前記図８，図９の説明からも分かる
ように、従来のごとく正弦波状の変調波と比較せず、合
成位相（θ＋φ）に対応する関数発生手段と基本波の大
きさを表す信号ｍａｇとを分け、極座標表示の電圧指令
Ｖ（ｍａｇ，（θ＋φ））によりスイッチング信号を生
成したので、頭記従来例のごとくキャリア波形や変調波
波形に制約されて出力パルス幅が制限されるという問題
がなくなり、必要充分な最大のパルス幅まで出力でき
る。さらに、基本波の大きさ信号ｍａｇと基本波出力と
のリニアリティが得られる様あらかじめ関数を定めてお
くことができるので、制御特性が改善できる大きな特長
も得られる。

【００６２】以上、実施の形態２およびその機能を表す
図８、図９のアルゴリズムにより、１サイクル中のスイ
ッチング回数が少ない時にも基本波出力が大きいＰＷＭ
スイッチング信号を発生でき且つ基本波の大きさの制御
特性がよくなる効果が得られる。また、変圧器による位
相操作と併せて効率的に高調波が低減でき、この時の最
大基本波出力を大きく保ち得る効果が得られる。さら
に、多モードで使用でき、用途と使用状況に合わせ易い
ので適合性が広くなり、標準化効果または経済性向上効
果が得られる。

【００６３】次に、前記のアルゴリズムの変形例を図１
０に示す。ここでは、中性点クランプ期間θｏを除く極
性判別信号と基本波の大きさを表す信号ｍａｇとを兼ね
た方形波Ａｍを与える。この方形波信号Ａｍは中性点ク
ランプ期間θｏを除く極性信号Ｓ_P，Ｓ_Nに該当＋−符合
を付けた信号と大きさ信号ｍａｇとの積で与えられる。
他方、関数発生器も正負半サイクル毎の極性符合を付け
て与えてある。これらにより、前記図８、図９と同様に
図１０（ｂ）に示すごとくＰＷＭ信号がえられる。これ
らの作用効果も、前記図７ないし図９の実施の形態又は
アルゴリズムと同様である。さらに、これらアルゴリズ
ムに対応する構成が可能である。それらは、符合反転や
積や論理の機能を加える順序の変更により実現できる。
また、図８、図９において、基本波の大きさを表す信号
を中性点クランプ期間中ゼロにすることにより点線信号
ｆｐや、極性信号における非オーバラップ期間を省略で
きる。

【００６４】さらにまた、半周期の前半と後半とは対称
なので１／４周期分の関数発生手段を使用して、引数で
ある合成位相（θ＋φ）を中間で折り返す事により、基
本波の半周期をＰＷＭ作用の１周期とする方法も実現で
きる。上記折り返しは入力値の増減方向の反転を意味し
数値の加減積算（積分やカウント機能）における入力符
合反転で実行できる。これにより、関数発生手段のメモ
リ容量を低減できる。関数発生手段はリードオンリーメ
モリなどで容易に実現できる。この他、マイクロプロセ
ッサや少なくともＲＯＭとロジック回路を含むプロセッ
サやＡＳＩＣが使用でき、論理判定手段の関数発生手段
への内蔵化も容易になる。この場合、合成位相（θ＋
φ）を第一の引数または入力とし、基本波の大きさを表
す値（大きさ値）ｍａｇを第二の引数又は入力としてｍ
ａｇに比例した基本波成分を含む出力が得られるスイッ
チング信号を生成でき、実質的に図７の変形構成ができ
る。

【００６５】また、この発明によるスイッチング信号発
生手段は多レベル形変換器と同じく少なくとも中間電位
と正負１電位ずつの出力電位を出力できる単相ブリッジ
形の交流直流間電力変換器ユニットにも適用できる。勿
論、３レベル形や多レベル形のハーフブリッジを２つ用
いる単相ブリッジ形の交流直流間電力変換器ユニットで
も少なくとも中間電位と正負１電位づつの出力電位を出
力できるので、この発明によるスイッチング信号発生手
段を適用できる。

【００６６】実施の形態３．この発明に好適な交流直流
間電力変換装置の構成図を図１１に示す。制御手段及び
スイッチング信号発生手段は実施の形態１と同じである
ので図示を省略している。図において、ＲＳＴは交流系
統１００に接続する変圧器２０の一次巻線端子、２０Ａ
は直列接続された巻線２１ａ，２１ｂを持つ一次巻線２
１ｘ及びＹ結線された二次巻線２２Ａａと２２Ａｂとを
備えたＡ群変圧器、２０Ｂは直列接続された巻線２１
ｃ，２１ｄを持つ一次巻線２１ｙ及び△結線された二次
巻線２２Ｂａと２２Ｂｂとを備えたＢ群変圧器、３Ａ
ａ，３ＡｂはＡ群変圧器２０Ａの二次巻線２２Ａａ、２
２Ａｂに接続されたＡ群の３レベル変換器ユニット、３
Ｂａ，３ＢｂはＢ群変圧器２０Ｂの二次巻線２２Ｂａ、
２２Ｂｂに接続されたＢ群の３レベル変換器ユニットで
ある。Ａ群変圧器２０Ａの一次巻線２１ｘとＢ群変圧器
２０Ｂの一次巻線２１ｙとは直列接続してある。Ａ群、
Ｂ群のそれぞれの変換器ユニットの直流端子は各群内で
並列接続するとともに、群間では直流端子を直列接続す
ればＤＣ送電に適し、並列接続すればＢＴＢ（ＡＣ／Ｄ
Ｃ／ＡＣ変換装置）や無効電力補償装置に適する。Ａ群
内，Ｂ群内それぞれの変換器ユニットは前記基本波位相
差γを持って運転し、その値はこの実施の形態３では１
５度近傍にしてある。

【００６７】同一群内の出力電圧のベクトル図を図１２
（ａ）に示す。即ち、基本波が±７．５度（合計１５
度）ずらしてあるので、ν次高調波では上記角度のν倍
の位相差がある。この時、ν次高調波は次式で表される
係数Ｋνに比例して元の値より小さくなる。Ｋ_ν＝ｃｏｓ（ν×７．５°）……（１）他方、変圧器の結線により、群間で３０度位相を変えて
あるので、前述図２の通り｛６（２ｎ−１）±１｝次高
調波が消去されている。従って残留する｛１２（２ｎ−
１）±１｝次高調波は次式の係数で低減される。Ｋ_ν＝ｃｏｓ｛（１２（２ｎ−１）±１）×７．５°｝ ≒０．１３……………………………………………………（２）元々の発生量が基本波の１／（１２（２ｎ−１）±１）
程度以下である場合、該次数の高調波は約１％まで下が
り、系統側リアクタンスＸｓと変圧器リアクタンスＸｔ
とで分圧される交流系側の高調波電圧は更にＸｓ／（Ｘ
ｓ＋Ｘｔ）となり、殆どの交流系において高調波電圧含
有率が障害にならない程度に低減される。

【００６８】従って、前記ＰＡＭ、１パルスＰＷＭ、多
パルスＰＷＭの各モードにおいても適合し、それら多モ
ードの前記特長を生かして適合性が広く経済性の高いシ
ステムが構築できる効果が得られる。特に１サイクルの
スイッチング回数が５回以下の多パルスＰＷＭモードを
使用して、（１２（２ｎ−１）±１）次高調波の発生を
抑えた場合（ＰＡＭモードやθｏ＝γ／２＝７．５°の
固定パルス幅１パルスモードや１パルスモードでは勿論
問題がないので）適合性が広い。

【００６９】実施の形態４．この発明に好適な交流直流
間電力変換装置の構成図を図１３に示す。制御手段及び
スイッチング信号発生手段は実施の形態１と同じである
ので図示を省略している。図において、ＲＳＴは交流系
統１００に接続する変圧器２０の一次巻線端子、２０Ａ
は直列接続された巻線２１ａ，２１ｂ，２１ｃを持つ一
次巻線２１ｘ及びＹ結線された二次巻線２２Ａａ，２２
Ａｂ，２２Ａｃを備えたＡ群変圧器、２０Ｂは直列接続
された巻線２１ｄ，２１ｅ，２１ｆを持つ一次巻線２１
ｙ及び△結線された二次巻線２２Ｂａ，２２Ｂｂ，２２
Ｂｃを備えたＢ群変圧器、３Ａａ，３Ａｂ，３ＡｃはＡ
群変圧器２０Ａの二次巻線に接続されたＡ群の３レベル
変換器ユニット、３Ｂａ，３Ｂｂ，３ＢｃはＢ群変圧器
２０Ｂの二次巻線に接続されたＢ群の３レベル変換器ユ
ニットである。Ａ群変圧器２０Ａの一次巻線２１ｘとＢ
群変圧器２０Ｂの一次巻線２１ｙとは直列接続してあ
る。Ａ群、Ｂ群のそれぞれの変換器ユニットの直流端子
は各群内で並列接続するとともに、群間では直流端子を
直列接続すればＤＣ送電に適し、並列接続すればＢＴＢ
（ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ変換装置）や無効電力補償装置に適
する。Ａ群内，Ｂ群内それぞれの変換器ユニットは前記
基本波位相差γを持って運転し、その値はこの実施の形
態４では１０度近傍にしてある。

【００７０】同一群内の出力電圧のベクトル図を図１２
（ｂ）に示す。即ち、基本波が１０度づつ（合計２０
度）ずらしてあるので、ν次高調波では上記角度のそれ
ぞれν倍の位相差がある。この時、ν次高調波は次式で
表される係数Ｋ_νに比例して元の値より小さくなる。Ｋ_ν＝｛２ｃｏｓ（ν×１０°）＋１｝／３…………（３）他方、変圧器の結線により群間で３０度位相を変えてあ
るので、前述図２の通り｛６（２ｎ−１）±１｝次高調
波が消去されている。従って残留する｛１２（２ｎ−
１）±１｝次高調波は次式の係数で低減される。Ｋ_ν＝[２ｃｏｓ｛（１２（２ｎ−１）±１）×１０°｝＋１]／３ ≒０．１０５〜０．０９５…………………………………………（４）元々の発生量が基本波の１／（１２（２ｎ−１）±１）
程度以下である場合、該次数の高調波は約０．１％未満
まで下がり、系統側リアクタンスＸｓと変圧器リアクタ
ンスＸｔとで分圧される交流系側の高調波電圧は更にＸ
ｓ／（Ｘｓ＋Ｘｔ）となり、殆どの交流系において高調
波電圧含有率が障害にならない程度に低減される。

【００７１】従って、前記ＰＡＭ、１パルスＰＷＭ、多
パルスＰＷＭの各モードにおいても適合し、それら複数
モードの前記特長を生かして適合性が広く経済性の高い
システムが構築できる効果が得られる。特に１サイクル
のスイッチング回数が５回以下の多パルスＰＷＭモード
を使用して、（１２（２ｎ−１）±１）次高調波の発生
を抑えた場合（ＰＡＭモードやθｏ＝γ／２＝５°の固
定パルス幅１パルスモードや１パルスモードでは勿論問
題がないので）適合性が広い。

【００７２】実施の形態５．この発明に好適な交流直流
間電力変換装置の構成図を図１４に示す。制御手段及び
スイッチング信号発生手段は実施の形態１と同じである
ので図示を省略している。図において、６１ｒ，６１
ｓ，６１ｔは結合リアクトルである。この実施の形態
は、Ａ群変圧器２０Ａの一次巻線２１ｘとＢ群変圧器２
０Ｂの一次巻線２１ｙとを結合リアクトル６１ｒ，６１
ｓ，６１ｔを介して並列接続して成る。他は、前記図１
１、図１３と同様である。

【００７３】高調波の低減作用は前記図１３と同じであ
る。一次巻線の並列接続に伴う５，７次の高調波による
横流を結合リアクトル６１ｒ，６１ｓ，６１ｔで抑制す
る点が異なる。この場合、一次巻線が並列接続してある
ので、Ａ，Ｂ両群の変圧器２０Ａ，２０Ｂの電圧が等し
くなり易い。これに伴い、直流側の電圧も等しくなり易
い。これにより、直流側を直列接続する場合の直流側電
圧分担特性が、交流一次巻線の並列接続により改善され
る作用効果が得られる。勿論、交流側の電圧分担特性も
改善される効果がある。

【００７４】実施の形態６．この発明に好適な交流直流
間電力変換装置の構成図を図１５に示す。制御手段及び
スイッチング信号発生手段は実施の形態１と同じである
ので図示を省略している。図において、２０ａは直列接
続された巻線２１ａ，２１ｂを持つ一次巻線２１ｘおよ
びＹ△結線された二次巻線２２Ａａ，２２Ｂａを備えた
Ａ群変圧器、２０ｂは直列接続された巻線２１ｃ，２１
ｄを持つ一次巻線２１ｙおよびＹ△結線され、更に、主
巻線２２１と移相巻線２２２とを持つ二次巻線２２Ａ
ｂ，２２Ｂｂを備えたＢ群変圧器、３Ａａ，３Ｂａおよ
び３Ａｂ，３Ｂｂは、それぞれＡ群変圧器２０ａおよび
Ｂ群変圧器２０ｂに接続されたＡ群およびＢ群の３レベ
ル変換器ユニットである。変換器ユニットの直流端子は
並列接続または直列接続してもよい。

【００７５】また、一次巻線２１ｘと２１ｙとを並列接
続しても良い。この場合、それぞれの一次巻線２１ｘま
たは一次巻線２１ｙ内が直列接続されており、５，７次
高調波電流の流出が阻止されているので、結合リアクト
ルが不要になる。これにより、交流側及び直流側の電圧
分担特性が極めて良好となり、交流系の電圧擾乱や事故
時における過電流のバランス（分散）特性も改善され
る。また、電圧分担特性の改善により、変圧器の磁気飽
和が起きにくくなり、逆に設計磁束密度を下げ得る。こ
れらにより、交流系の電圧擾乱や事故時に対する耐性や
運転継続性が向上する。

【００７６】一方、上記の構成により、３０度の位相差
と１５度の位相差とを持つ純２４相の電力変換装置が形
成され、前述図２と図３との両方の作用効果が得られ、
｛６（２ｎ−１）±１｝次高調波および｛１２（２ｎ−
１）±１｝次高調波が消去される。この結果、主回路に
よる残留高調波は｛２４（２ｎ−１）±１｝次高調波に
なる。ここで、前記図７ないし図１０で説明したような
要領で、スイッチング信号により｛２４（２ｎ−１）±
１｝次高調波を消去する３パルスＰＷＭを行えば、残留
する最低次の高調波が｛４８±１｝次となり、極めて高
品質な交流出力電圧が得られる。また、図６〜図１０で
説明したように、中間電位出力期間θｏを７．５度に
し、ＰＡモードで制御しても｛２４（２ｎ−１）±１｝
次高調波がほぼ消去され、極めて高品質な交流出力電圧
が得られる。したがって、高品質交流電源の実現や高品
質が要求される弱小交流系（背後インピーダンスが大き
い交流系）との連系にも適合できる。その他、前記実施
の形態と同じ作用効果が得られる。

【００７７】以上のように、前記実施の形態の効果に加
え、高調波低減特性が向上し、電圧分担特性および交流
系の電圧変動に対する耐性を必要に応じて向上させ得る
効果がある。

【００７８】実施の形態７．この発明に好適な交流直流
間電力変換装置の構成図を図１６に示す。制御手段及び
スイッチング信号発生手段は実施の形態１と同じである
ので図示を省略している。図において、２０ａないし２
０ｃは一次巻線が２ユニット分づつ直列接続され、更に
それら直列接続された一次巻線を並列接続した三相変圧
器である。２２Ａａ，２２Ｂａは互いに３０度位相が異
なるＹ△結線された二次巻線で、それぞれ３レベル変換
器ユニット３Ａａ，３Ｂａに接続され、第１のＡ，Ｂ，
２種の変換器装置を構成する。同様に、２２Ａｂ，２２
Ｂｂも互いに３０度位相が異なり、移相巻線２２２と主
巻線２２１とを持つ移相巻線付き二次巻線で、それぞれ
３レベル変換器ユニット３Ａｂ，３Ｂｂに接続され、第
２のＡ，Ｂ，２種の変換器装置を構成する。さらに、２
２Ａｃ，２２Ｂｃも互いに３０度位相が異なり、移相巻
線２２２と主巻線２２１とを持つ移相巻線付き二次巻線
で、それぞれ３レベル変換器ユニット３Ａｃ，３Ｂｃに
接続され、第３のＡ，Ｂ，２種の変換器装置を構成す
る。変換器ユニットの直流端子は並列接続または直列接
続してもよい。

【００７９】この実施の形態では、一次巻線２１ｘない
し２１ｚを並列接続している。この場合、それぞれの一
次巻線２１ｘないし一次巻線２１ｚ内が直列接続されて
おり、５，７次高調波電流の流出が阻止されているの
で、結合リアクトルが不要になる。これにより、交流側
及び直流側の電圧分担特性が極めて良好となり、交流系
の電圧擾乱や事故時における過電流のバランス（分散）
特性も改善される。また、電圧分担特性の改善により、
変圧器の磁気飽和が起きにくくなり、逆に設計磁束密度
を下げ得る。これらにより、交流系の電圧擾乱や事故時
に対する耐性や運転継続性が向上する。

【００８０】一方、上記の構成により、３０度の位相差
と基準位相及び基準位相±θ（この図では±１０度）の
位相差を持つ３グループから成り、全体で純３６相の電
力変換装置が形成され、前述図２や図３と同様の作用効
果が得られる。この結果、主回路による残留高調波は
｛３６（２ｎ−１）±１｝次高調波になる。上記主回路
により高調波は相当低減されているが、ここで、前記図
７ないし図１０で説明したような要領で、スイッチング
信号により｛３６（２ｎ−１）±１｝次高調波を消去す
る３パルスＰＷＭを行えば、残留する最低次の高調波が
｛７２±１｝次となり、極めて高品質な交流出力電圧が
得られる。したがって、高品質交流電源の実現や高品質
が要求される弱小交流系（背後インピーダンスが大きい
交流系）との連系にも適合できる。その他、前記実施形
態と同じ作用効果が得られる。

【００８１】以上のように、前記実施の形態の効果に加
え、高調波低減特性が向上し、電圧分担特性および交流
系の電圧変動に対する耐性が向上し、高品質な交流出力
電圧が得られる効果がある。なお、以上の各実施の形態
では、パルスモードとして、１パルスＰＡＭモード（第
１のモード）と、１パルスＰＷＭモード（第２のモー
ド）と、複数パルスＰＷＭモード（第３のモード）とを
指令により切り換える方式としたが、必ずしもこれら３
つのモードを備える必要はなく、１パルスモードを含む
条件で、任意の２つのパルスモードを組み合わせて適宜
切り換える方式としてもよく、この場合も上記と同様の
効果を奏する。

【００８２】また、高調波抑制策として、変圧器二次巻
線の電圧移相をΔθずらす手段、変換器ユニットの位相
をγずらす手段および１パルスモードの中性点クランプ
期間θｏを所定範囲に設定する手段が存在するが、必ず
しもこれらすべての手段を採用する必要はなく、いずれ
か２つの手段を採用することにより、高調波の合理的な
抑制が可能となる。

【００８３】

【発明の効果】以上のように、この発明の交流直流間電
力変換装置は、三相交流系に接続された一次巻線とＮ
（２以上の整数）個の二次巻線とを備えた変圧器、交流
側が上記変圧器の各二次巻線に接続され交流直流間の電
力変換を行うＮ（上記Ｎと同数）台の電力変換器、およ
び上記電力変換器のスイッチング素子をオンオフ制御す
るためのスイッチング信号を発生するスイッチング信号
発生手段を備えた交流直流間電力変換装置において、上
記スイッチング信号発生手段は、上記各電力変換器の交
流側一相分の出力電位が中間電位と正負各１電位とから
なる１サイクル１回のスイッチングを行う１パルスモー
ドのスイッチング信号を発生する手段を備え、上記１パ
ルスモードのスイッチング動作に基づき上記各電力変換
器から上記三相交流系に流出する所定次数の高調波が互
いに相殺するように、上記Ｎ個の二次巻線の電圧位相を
互いにΔθずらす第１の高調波抑制手段、上記Ｎ個の電
力変換器のスイッチング信号の発生位相を互いにγずら
す第２の高調波抑制手段、および上記１パルスモードの
中間電位の電気角θｏを所定の範囲に設定する第３の高
調波抑制手段のうち、少なくともいずれか２つの手段を
備えたので、１パルスモードによる基本波出力増大とス
イッチング損失低減の効果が得られるとともに、この１
パルスモードに伴う高調波成分が各高調波抑制手段によ
り効率的に抑制される。

【００８４】また、この発明の交流直流間電力変換装置
のスイッチング信号発生手段は、各電力変換器の交流側
一相分の出力電位が中間電位と正負各１電位とからなる
１サイクル１回のスイッチングを行う１パルスモードで
かつそのパルス幅が固定の第１のモードのスイッチング
信号を発生する手段を備えたので、同一直流電圧下で最
大の基本波出力が得られる。

【００８５】また、この発明の交流直流間電力変換装置
のスイッチング信号発生手段は、各電力変換器の交流側
一相分の出力電位が中間電位と正負各１電位とからなる
１サイクル１回のスイッチングを行う１パルスモードで
かつそのパルス幅が固定の第１のモードと、上記各電力
変換器の交流側一相分の出力電位が中間電位と正負各１
電位とからなる１サイクル１回のスイッチングを行う１
パルスモードでかつそのパルス幅が可変の第２のモード
とのスイッチング信号を切り換えて発生する手段を備え
たので、最低のスイッチング損失で、指令に応じたモー
ドの切り換えが可能となる。

【００８６】また、この発明の交流直流間電力変換装置
のスイッチング信号発生手段は、各電力変換器の交流側
一相分の出力電位が中間電位と正負各１電位とからなる
１サイクル１回のスイッチングを行う１パルスモードで
かつそのパルス幅が可変の第２のモードと、上記各電力
変換器の交流側一相分の出力電位が中間電位と正負各１
電位とからなる１サイクル複数回のスイッチングを行う
複数パルスモードでかつそのパルス幅が可変の第３のモ
ードとのスイッチング信号を切り換えて発生する手段を
備えたので、指令に応じて、低損失特性のモードと高速
応答特性のモードとの切り換えが可能となる。

【００８７】また、この発明の交流直流間電力変換装置
のスイッチング信号発生手段は、各電力変換器の交流側
一相分の出力電位が中間電位と正負各１電位とからなる
１サイクル１回のスイッチングを行う１パルスモードで
かつそのパルス幅が固定の第１のモードと、上記各電力
変換器の交流側一相分の出力電位が中間電位と正負各１
電位とからなる１サイクル複数回のスイッチングを行う
複数パルスモードでかつそのパルス幅が可変の第３のモ
ードとのスイッチング信号を切り換えて発生する手段を
備えたので、指令に応じて、高出力低損失特性のモード
と高速応答特性のモードとの切り換えが可能となる。

【００８８】また、この発明の交流直流間電力変換装置
のスイッチング信号発生手段は、各電力変換器の交流側
一相分の出力電位が中間電位と正負各１電位とからなる
１サイクル１回のスイッチングを行う１パルスモードで
かつそのパルス幅が固定の第１のモードと、上記各電力
変換器の交流側一相分の出力電位が中間電位と正負各１
電位とからなる１サイクル１回のスイッチングを行う１
パルスモードでかつそのパルス幅が可変の第２のモード
と、上記各電力変換器の交流側一相分の出力電位が中間
電位と正負各１電位とからなる１サイクル複数回のスイ
ッチングを行う複数パルスモードでかつそのパルス幅が
可変の第３のモードとのスイッチング信号を切り換えて
発生する手段を備えたので、指令に応じて、高出力、低
損失、高速応答の各特性を有するモードの切り換えが可
能となる。

【００８９】また、この発明の交流直流間電力変換装置
は、第１の高調波抑制手段を備えた場合、Δθ＝６０／
Ｎ（度）としたので、変圧器の二次巻線の個数に応じ
て、発生する高調波を確実に高次化させ、かつ、その大
きさを低減することができる。

【００９０】また、この発明の交流直流間電力変換装置
は、第１および第２の高調波抑制手段を備えた場合、γ
＝Δθとしたので、簡便な制御で、変圧器二次巻線の位
相差Δθに応じた高調波抑制効果が得られる。

【００９１】また、この発明の交流直流間電力変換装置
は、第１および第２の高調波抑制手段を備えた場合、Δ
θおよびγをそれぞれ６０／Ｎ（度）の整数倍とし、か
つγ≠Δθとしたので、変圧器二次巻線の位相差Δθと
電力変換器の動作位相差γとの設定値の組合せにより、
一層広範囲の次数の高調波抑制が可能となる。

【００９２】また、この発明の交流直流間電力変換装置
は、第１および第３の高調波抑制手段を備えた場合、第
１のモードにおける中間電位の電気角をθｏとしたと
き、θｏ＝Δθ／２（度）としたので、変圧器二次巻線
の位相差Δθの設定により比較的低次の、また、１パル
スモードの中間電位角θｏの設定により比較的高次の高
調波抑制が可能となる。

【００９３】また、この発明の交流直流間電力変換装置
は、第２および第３の高調波抑制手段を備えた場合、第
１のモードにおける中間電位の電気角をθｏとしたと
き、θｏ＝γ／２（度）としたので、電力変換器の動作
位相差γの設定により比較的低次の、また１パルスモー
ドの中間電位角θｏの設定により比較的高次の高調波抑
制が可能となる。

【００９４】また、この発明の交流直流間電力変換装置
は、第１および第３の高調波抑制手段を備えた場合、第
２のモードにおける中間電位の電気角をθoとしたと
き、θo≧Δθ／２としたので、変圧器二次巻線の位相
差Δθの設定により比較的低次の、また、１パルスモー
ドの中間電位角θoの設定により比較的高次の高調波抑
制が可能となる。

【００９５】また、この発明の交流直流間電力変換装置
は、第２および第３の高調波抑制手段を備えた場合、第
２のモードにおける中間電位の電気角をθoとしたと
き、θo≧γ／２としたので、電力変換器の動作位相差
γの設定により比較的低次の、また１パルスモードの中
間電位角θoの設定により比較的高次の高調波抑制が可
能となる。

【００９６】また、この発明の交流直流間電力変換装置
は、第２および第３の高調波抑制手段を備えた場合、γ
＝３０／Ｎ（度）とし、かつ第２のモードにおける中間
電位の電気角をθoとしたとき、θo≧３０（度）とした
ので、電力変換器の動作位相差γの設定により比較的高
次の、また１パルスモードの中間電位角θoの設定によ
り比較的低次の高調波抑制が可能となる。

【００９７】この発明の交流直流間電力変換装置は、交
流系と直流系との間で電力変換を行う電力変換器、およ
び上記電力変換器のスイッチング素子をオンオフ制御す
るためのスイッチング信号を発生するスイッチング信号
発生手段を備えた交流直流間電力変換装置において、上
記スイッチング信号発生手段は、位相情報と基本波電圧
の大きさ指令とを入力して上記電力変換器のスイッチン
グ信号を作成する手段を備えたので、キャリア波や変調
波波形に制約されず必要なパルス幅のスイッチング信号
を得ることができる。

【００９８】また、この発明の交流直流間電力変換装置
は、電力変換器を複数備え、位相情報を、上記各電力変
換器に共通の基準位相と上記各電力変換器毎に互いにず
らして設定された位相との位相和としたので、装置とし
ての総合出力の制御の自由度を確保し、各電力変換器の
所望の位相ずらしが可能となる。

【００９９】また、この発明の交流直流間電力変換装置
のスイッチング信号発生手段は、各電力変換器の交流側
一相分の出力電位が中間電位と正負各１電位とからなる
１サイクル１回のスイッチングを行う１パルスモードで
かつそのパルス幅が固定の第１のモードと、上記各電力
変換器の交流側一相分の出力電位が中間電位と正負各１
電位とからなる１サイクル１回のスイッチングを行う１
パルスモードでかつそのパルス幅が可変の第２のモード
と、上記各電力変換器の交流側一相分の出力電位が中間
電位と正負各１電位とからなる１サイクル複数回のスイ
ッチングを行う複数パルスモードでかつそのパルス幅が
可変の第３のモードとのとのうち少なくとも２つのモー
ドのスイッチング信号を切り換えて発生するようにした
ので、指令に応じたパルスモードの切り換えが可能とな
る。

【０１００】また、この発明の交流直流間電力変換装置
のスイッチング信号発生手段は、各電力変換器に共通の
基準位相と上記各電力変換器毎に互いにずらして設定さ
れた位相との位相和を引数として各モード毎に設けられ
た関数発生手段、およびこの関数発生手段の出力と基本
波電圧大きさ指令とを比較して上記各電力変換器のスイ
ッチング信号を作成する手段を備えたので、キャリア波
や変調波波形に制約されず、指令に応じたパルスモード
のスイッチング信号を確実に得ることができる。

【０１０１】また、この発明の交流直流間電力変換装置
は、その関数発生手段において同一の位相和に対して複
数の出力が存在する場合、基本波電圧大きさ指令に基づ
きその出力の一つを判定選択する判定手段を備えたの
で、関数設定の自由度が向上し、かつ、確実な信号出力
が得られる。

【０１０２】また、この発明の交流直流間電力変換装置
のスイッチング信号発生手段は、各電力変換器に共通の
基準位相と上記各電力変換器毎に互いにずらして設定さ
れた位相との位相和を第１の引数とし、基本波電圧大き
さ指令を第２の引数として各モードにおける上記各電力
変換器のスイッチング信号を出力する関数発生手段を備
えたので、関数設定の自由度が一層向上し、スイッチン
グ信号発生の動作がより高速、確実となる。

【０１０３】また、この発明の交流直流間電力変換装置
は、そのスイッチング信号発生手段が異なるパルスモー
ドの切り換えを行う場合、切り換え前後のパルスモード
での出力値が相互に等しいタイミングで切り換えるよう
にしたので、パルスモード切り換えに伴う基本波出力成
分の変動を抑制することができる。

【０１０４】また、この発明の交流直流間電力変換装置
は、そのパルスモードを切り換えるタイミングを、交流
出力各サイクルの電気角で、０度近傍、９０度近傍、１
８０度近傍、２７０度近傍のいずれかとしたので、基本
波出力成分の変動がないパルスモードの切り換えタイミ
ングを確保することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施の形態１における交流直流間
電力変換装置を示す構成図である。

【図２】図１における電圧の基本波および高調波のベ
クトルを示す図である。

【図３】この発明の実施の形態１における図１とは異
なる交流直流間電力変換装置の構成および電圧の基本波
および高調波のベクトルを示す図である。

【図４】この発明の実施の形態１における変圧器の変
形例を示す構成図である。

【図５】図１の電力変換器ユニットの内部構成を示す
図である。

【図６】図１の電力変換器ユニットのパルスモードを
示す波形図である。

【図７】この発明の実施の形態２におけるスイッチン
グ信号発生手段を示す構成図である。

【図８】図７のスイッチング信号発生手段のアルゴリ
ズムを説明する波形図である。

【図９】図８とは異なるスイッチング信号発生手段の
アルゴリズムを説明する波形図である。

【図１０】図８とは異なるスイッチング信号発生手段
のアルゴリズムを説明する波形図である。

【図１１】この発明の実施の形態３における交流直流
間電力変換装置の要部を示す構成図である。

【図１２】電力変換器ユニットの電圧ベクトルを説明
する図である。

【図１３】この発明の実施の形態４における交流直流
間電力変換装置の要部を示す構成図である。

【図１４】この発明の実施の形態５における交流直流
間電力変換装置の要部を示す構成図である。

【図１５】この発明の実施の形態６における交流直流
間電力変換装置の要部を示す構成図である。

【図１６】この発明の実施の形態７における交流直流
間電力変換装置の要部を示す構成図である。

【図１７】従来のＰＷＭ法を説明する波形図である。

【符号の説明】

１００交流系統、２０変圧器、２１一次巻線、２
２Ａ，２２Ｂ二次巻線、３０電力変換器、３Ａ，３
Ｂ変換器ユニット、４０スイッチング信号発生手
段、５０制御手段、４１ａ〜４１ｄ関数発生手段。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 5H006 AA02 BB02 CA05 CA07 CA12 CA13 CB01 CB08 CC08 DB02 DC04 DC05 5H007 AA02 AA08 BB02 CB05 DB01 DC04 DC05 EA01 EA02

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】三相交流系に接続された一次巻線とＮ
（２以上の整数）個の二次巻線とを備えた変圧器、交流
側が上記変圧器の各二次巻線に接続され交流直流間の電
力変換を行うＮ（上記Ｎと同数）台の電力変換器、およ
び上記電力変換器のスイッチング素子をオンオフ制御す
るためのスイッチング信号を発生するスイッチング信号
発生手段を備えた交流直流間電力変換装置において、上記スイッチング信号発生手段は、上記各電力変換器の
交流側一相分の出力電位が中間電位と正負各１電位とか
らなる１サイクル１回のスイッチングを行う１パルスモ
ードのスイッチング信号を発生する手段を備え、上記１パルスモードのスイッチング動作に基づき上記各
電力変換器から上記三相交流系に流出する所定次数の高
調波が互いに相殺するように、上記Ｎ個の二次巻線の電
圧位相を互いにΔθずらす第１の高調波抑制手段、上記
Ｎ個の電力変換器のスイッチング信号の発生位相を互い
にγずらす第２の高調波抑制手段、および上記１パルス
モードの中間電位の電気角θoを所定の範囲に設定する
第３の高調波抑制手段のうち、少なくともいずれか２つ
の手段を備えたことを特徴とする交流直流間電力変換装
置。
【請求項２】スイッチング信号発生手段は、各電力変
換器の交流側一相分の出力電位が中間電位と正負各１電
位とからなる１サイクル１回のスイッチングを行う１パ
ルスモードでかつそのパルス幅が固定の第１のモードの
スイッチング信号を発生する手段を備えたことを特徴と
する請求項１記載の交流直流間電力変換装置。
【請求項３】スイッチング信号発生手段は、各電力変
換器の交流側一相分の出力電位が中間電位と正負各１電
位とからなる１サイクル１回のスイッチングを行う１パ
ルスモードでかつそのパルス幅が固定の第１のモード
と、上記各電力変換器の交流側一相分の出力電位が中間
電位と正負各１電位とからなる１サイクル１回のスイッ
チングを行う１パルスモードでかつそのパルス幅が可変
の第２のモードとのスイッチング信号を切り換えて発生
する手段を備えたことを特徴とする請求項１記載の交流
直流間電力変換装置。
【請求項４】スイッチング信号発生手段は、各電力変
換器の交流側一相分の出力電位が中間電位と正負各１電
位とからなる１サイクル１回のスイッチングを行う１パ
ルスモードでかつそのパルス幅が可変の第２のモード
と、上記各電力変換器の交流側一相分の出力電位が中間
電位と正負各１電位とからなる１サイクル複数回のスイ
ッチングを行う複数パルスモードでかつそのパルス幅が
可変の第３のモードとのスイッチング信号を切り換えて
発生する手段を備えたことを特徴とする請求項１記載の
交流直流間電力変換装置。
【請求項５】スイッチング信号発生手段は、各電力変
換器の交流側一相分の出力電位が中間電位と正負各１電
位とからなる１サイクル１回のスイッチングを行う１パ
ルスモードでかつそのパルス幅が固定の第１のモード
と、上記各電力変換器の交流側一相分の出力電位が中間
電位と正負各１電位とからなる１サイクル複数回のスイ
ッチングを行う複数パルスモードでかつそのパルス幅が
可変の第３のモードとのスイッチング信号を切り換えて
発生する手段を備えたことを特徴とする請求項１記載の
交流直流間電力変換装置。
【請求項６】スイッチング信号発生手段は、各電力変
換器の交流側一相分の出力電位が中間電位と正負各１電
位とからなる１サイクル１回のスイッチングを行う１パ
ルスモードでかつそのパルス幅が固定の第１のモード
と、上記各電力変換器の交流側一相分の出力電位が中間
電位と正負各１電位とからなる１サイクル１回のスイッ
チングを行う１パルスモードでかつそのパルス幅が可変
の第２のモードと、上記各電力変換器の交流側一相分の
出力電位が中間電位と正負各１電位とからなる１サイク
ル複数回のスイッチングを行う複数パルスモードでかつ
そのパルス幅が可変の第３のモードとのスイッチング信
号を切り換えて発生する手段を備えたことを特徴とする
請求項１記載の交流直流間電力変換装置。
【請求項７】請求項１ないし６のいずれかに記載の交
流直流間電力変換装置であって、第１の高調波抑制手段
を備えた場合、Δθ＝６０／Ｎ（度）としたことを特徴
とする交流直流間電力変換装置。
【請求項８】請求項１ないし６のいずれかに記載の交
流直流間電力変換装置であって、第１および第２の高調
波抑制手段を備えた場合、γ＝Δθとしたことを特徴と
する交流直流間電力変換装置。
【請求項９】請求項１ないし６のいずれかに記載の交
流直流間電力変換装置であって、第１および第２の高調
波抑制手段を備えた場合、Δθおよびγをそれぞれ６０
／Ｎ（度）の整数倍とし、かつγ≠Δθとしたことを特
徴とする交流直流間電力変換装置。
【請求項１０】請求項２、３、５、６のいずれかに記
載の交流直流間電力変換装置であって、第１および第３
の高調波抑制手段を備えた場合、第１のモードにおける
中間電位の電気角をθoとしたとき、θo＝Δθ／２
（度）としたことを特徴とする交流直流間電力変換装
置。
【請求項１１】請求項２、３、５、６のいずれかに記
載の交流直流間電力変換装置であって、第２および第３
の高調波抑制手段を備えた場合、第１のモードにおける
中間電位の電気角をθoとしたとき、θo＝γ／２（度）
としたことを特徴とする交流直流間電力変換装置。
【請求項１２】請求項３、４、６のいずれかに記載の
交流直流間電力変換装置であって、第１および第３の高
調波抑制手段を備えた場合、第２のモードにおける中間
電位の電気角をθoとしたとき、θo≧Δθ／２としたこ
とを特徴とする交流直流間電力変換装置。
【請求項１３】請求項３、４、６のいずれかに記載の
交流直流間電力変換装置であって、第２および第３の高
調波抑制手段を備えた場合、第２のモードにおける中間
電位の電気角をθoとしたとき、θo≧γ／２としたこと
を特徴とする交流直流間電力変換装置。
【請求項１４】請求項３、４、６のいずれかに記載の
交流直流間電力変換装置であって、第２および第３の高
調波抑制手段を備えた場合、γ＝３０／Ｎ（度）とし、
かつ第２のモードにおける中間電位の電気角をθoとし
たとき、θo≧３０（度）としたことを特徴とする交流
直流間電力変換装置。
【請求項１５】交流系と直流系との間で電力変換を行
う電力変換器、および上記電力変換器のスイッチング素
子をオンオフ制御するためのスイッチング信号を発生す
るスイッチング信号発生手段を備えた交流直流間電力変
換装置において、上記スイッチング信号発生手段は、位
相情報と基本波電圧の大きさ指令とを入力して上記電力
変換器のスイッチング信号を作成する手段を備えたこと
を特徴とする交流直流間電力変換装置。
【請求項１６】電力変換器を複数備え、位相情報を、
上記各電力変換器に共通の基準位相と上記各電力変換器
毎に互いにずらして設定された位相との位相和としたこ
とを特徴とする請求項１５記載の交流直流間電力変換装
置。
【請求項１７】スイッチング信号発生手段は、各電力
変換器の交流側一相分の出力電位が中間電位と正負各１
電位とからなる１サイクル１回のスイッチングを行う１
パルスモードでかつそのパルス幅が固定の第１のモード
と、上記各電力変換器の交流側一相分の出力電位が中間
電位と正負各１電位とからなる１サイクル１回のスイッ
チングを行う１パルスモードでかつそのパルス幅が可変
の第２のモードと、上記各電力変換器の交流側一相分の
出力電位が中間電位と正負各１電位とからなる１サイク
ル複数回のスイッチングを行う複数パルスモードでかつ
そのパルス幅が可変の第３のモードとのとのうち少なく
とも２つのモードのスイッチング信号を切り換えて発生
するようにしたことを特徴とする請求項１６記載の交流
直流間電力変換装置。
【請求項１８】スイッチング信号発生手段は、各電力
変換器に共通の基準位相と上記各電力変換器毎に互いに
ずらして設定された位相との位相和を引数として各モー
ド毎に設けられた関数発生手段、およびこの関数発生手
段の出力と基本波電圧大きさ指令とを比較して上記各電
力変換器のスイッチング信号を作成する手段を備えたこ
とを特徴とする請求項１７記載の交流直流間電力変換装
置。
【請求項１９】関数発生手段において同一の位相和に
対して複数の出力が存在する場合、基本波電圧大きさ指
令に基づきその出力の一つを判定選択する判定手段を備
えたことを特徴とする請求項１８記載の交流直流間電力
変換装置。
【請求項２０】スイッチング信号発生手段は、各電力
変換器に共通の基準位相と上記各電力変換器毎に互いに
ずらして設定された位相との位相和を第１の引数とし、
基本波電圧大きさ指令を第２の引数として各モードにお
ける上記各電力変換器のスイッチング信号を出力する関
数発生手段を備えたことを特徴とする請求項１７記載の
交流直流間電力変換装置。
【請求項２１】スイッチング信号発生手段が異なるパ
ルスモードの切り換えを行う場合、切り換え前後のパル
スモードでの出力値が相互に等しいタイミングで切り換
えるようにしたことを特徴とする請求項１７ないし２０
のいずれかに記載の交流直流間電力変換装置。
【請求項２２】パルスモードを切り換えるタイミング
を、交流出力各サイクルの電気角で、０度近傍、９０度
近傍、１８０度近傍、２７０度近傍のいずれかとしたこ
とを特徴とする請求項２１記載の交流直流間電力変換装
置。