WO2007069556A1

WO2007069556A1 - 高周波変復調多相整流装置

Info

Publication number: WO2007069556A1
Application number: PCT/JP2006/324646
Authority: WO
Inventors: Isao Sugawara; Yasunobu Suzuki; Ryuji Honjo
Original assignee: Chiyoda Co., Ltd.
Priority date: 2005-12-12
Filing date: 2006-12-11
Publication date: 2007-06-21
Also published as: JP4808221B2; CN101331671A; JPWO2007069556A1; CN101331671B

Abstract

　本高周波変復調多相整流装置は、三相交流電源から入力した三相交流を直流に変換する直結三相全波整流器（３）と、これに並列して設けられる三組のリング変調波電力発生器（７ａ）～（７ｃ）と三相複巻線高周波多相変換変圧器（６）と相数に対応して設けられる複数のリング変調波復調器兼補助三相全波整流器（４ａ）～（４ｃ）を有する高調波補正回路を備え、前記高調波補正回路の直流出力を前記直結三相全波整流器（３）の直流出力と並列接続し、三相交流電源側から見て等価的に６ｎ相（ｎは３～７の整数）の多相全波整流回路を構成することを特徴とする。これにより、小型軽量化、低雑音、高効率化および低ＴＨＤを同時に達成する高周波変復調多相整流装置が提供される。

Description

高周波変復調多相整流装置

技術分野

[0001] この出願の発明は、交流電源側に流出する高調波電流と高周波雑音を低減しながら小型軽量化、高効率化を実現する高周波変復調多相整流装置に関するものである。

背景技術

[0002] 一般に、数 KW以上の交流電力を直流電力に変換する整流装置や、これに DC— ACインバータ、 DC— DCコンバータ等を付加して回転機器や各種産業機器の動力源として用いる代表的な変換装置に三相全波整流回路がある。

近年、これらパワーエレクトロニクス機器力も発生する高調波電流が配電線を通して他の電気機器に障害を与えるという問題が地球規模で認識され、各政府機関主導の元に IEC (国際電気標準会議)の規制値をガイドラインとして規定している。

図 1は、代表的な三相全波整流回路の抵抗負荷時における交流入力電流波形と、含まれる高次高調波成分および全高調波歪（THD: Total Harmonic Distortion)の例を示したものである力容量性負荷が加わると、この値は更に大きくなる。

このような電源の公害を除くために、この十数年の間に受動（Passive)形、能動 (Act ive)形およびその複合形など 20種類を越す各種の回路構成法が公表されて、るが、コスト、過負荷耐量、小型軽量化、効率、高調波歪量、高周波雑音 (輻射電磁波)、装置寿命 (MTBF)等の観点カゝらそれぞれ特長や問題点がある。

図 2に、従来の高力率整流回路の代表例を示す。図 2—（1)から図 2—（3)までは、いわゆる受動形の整流回路で、低周波交流電圧を変圧器により多相に変換、整流するものである。これらの受動形の整流回路は、原理的にスイッチング雑音は発生せず、最近話題の多い電力線通信に対しての整合性が良ぐ過負荷耐量、装置寿命等の信頼性が高い反面、変圧器の容積、重量等から小型、軽量ィ匕は困難である。図 2— (1)の 12相整流回路は簡易な高調波対策として用いられてきたが、純抵抗負荷において 14%前後の全高調波歪 (以下、 THDとも記す)があり、前述のガイドラインに適合させるにはフィルタの追カ卩が必要である。また、直流出力電力の大よそ 1 Z3に相当する電力容量の位相差変圧器を必要とする。

最近、図 2— (2)に示した 18相整流回路が提案された (特開 2003— 88124号公報)。この 18相整流回路では、 9%弱の THDで、し力も 9相全波（18パルス）用単卷変圧器の電力容量が 12相用に比べ 20%減で済む。これに 12相用よりも小規模のフィルタを付加することにより THD3%以下が可能になる。しかし、この場合でも低周波変圧器を使用するため、 10KW直流出力時で 25〜40Kgの重量、 10〜15リットルの容量を要する。

図 2— (3)は、図 2—（1)の整流回路の 12相パルス出力電圧のリップルと、入力高調波電流を低減するために、出力容量の 5%程度の補助インバータを付加して主高調波（主として 11次、 13次)を打消す方法を用いた整流回路である。この整流回路では、 THDが 5%程度まで改善される力主変圧器が絶縁型のため容積、重量が大となる。また、高電圧用に限られるため低圧用には別の回路構成が必要になるなどの課題がある。

図 2— (4)は、良く知られた 6パルス昇圧形の力率改善回路 (PFC)である。この力率改善回路では主回路構成が単純化されているが、駆動回路が複雑であり、直流出力電流値に対して数倍の電流定格値を持つ半導体スィッチが必要であり、更に電流連続モードの駆動を行ってもなお、給電系に対して厳重なノイズフィルタが必要で、大電力になるほど十分な減衰量を得るフィルタの設計が困難になる。現在、巿場で使用されて、る力率改善回路の THDは 5%以内の規格を満足して、るものが多ヽが、スイッチング方式を用いる力率改善回路は高周波雑音の発生が大きい。

図 2— (5)は、三相全波整流回路を主とする既存の工場設備の受電端で高調波対策を行う場合に使われることが多い回路である。この回路は、図 2—（4)の整流回路に比べて主直流電流分の負担がないので能動フィルタの電力容量が少なくて済み、一見合理的で総合経済性の点力もも好ましく見える。し力実際の整流器出力側には容量性負荷、トルク変動の大きい電動機等の存在によって、抵抗負荷時の 30%前後の高調波を大幅に越す高調波を発生するものもあり、既存設備の負荷状況に応じた電力容量の能動フィルタが必要になる。この場合の高周波雑音成分は図 2—（4) の整流回路より相対的に大きいため、装置内におけるノイズフィルタの比率が大きくなる。

図 2— (6)は、前途の高周波雑音を極力低減する能動フィルタ方式の代表例で、直流電流は三相全波整流回路により供給し、高調波の 5次または 7次を受動フィルタで打消し、残りの高調波を直流出力電力の 6%程度の電力容量を持つ能動フィルタによって除去するので、能動形力率改善回路の中では最も高周波雑音が少な、が T HDは 4%どまりとなる。

以上に述べた AC— DCコンバータの他にも電流不連続モードの簡易型や DC— D Cコンバータとのスィッチ共用による経済化型など多種、多様な回路構成が発表されているが、それぞれ一長一短があり、製造業者または使用者側で使用目的、環境に応じて回路方式を選択しているのが実情である。従って、三相入力の高力率整流回路に課せられる課題のうち、小型軽量化、低雑音、高効率ィ匕および低 THDを同時に解決する整流回路の実現が望まれて、た。

発明の開示

この出願の発明は、以上のような従来技術の実情に鑑みてなされたもので、小型軽量化、低雑音、高効率化および低 THDを同時に達成する高周波変復調多相整流装置を提供することを課題とする。

この出願の発明は、上記課題を解決するものとして、第 1には、三相交流電源から入力した三相交流を直流に変換する直結三相全波整流器と、これに並列して設けられる三組のリング変調波電力発生器と三相複卷線高周波多相変換変圧器と相数に対応して設けられる複数のリング変調波復調器兼補助三相全波整流器を有する高調波補正回路を備え、前記高調波補正回路の直流出力を前記直結三相全波整流器の直流出力と並列接続し、三相交流電源側から見て等価的に 6n相（nは 3〜7の整数)の多相全波整流回路を構成することを特徴とする高周波変復調多相整流装置を提供する。

また、第 2には、上記第 1の発明において、三相複卷線高周波多相変換変圧器の各相一次側卷線はリング変調波電力発生器と接続され、二次卷線側は主卷線と複数の補助卷線との組み合わせ接続により、リング変調された多相交流出力電圧の内の一組を多相出力端子力発生させ、これら多相出力端子に対応して接続される交流入力端子を有する多相全波整流器の直流出力と、主三相全波整流器出力を並列に接続する事により、多相全波整流器がリング変調波復調器と電源高調波低減用補助三相全波整流器とを兼ねることを特徴とする高周波変復調多相整流装置を提供する。

また、第 3には、上記第 1又は第 2の発明において、三相複卷線高周波多相変換変圧器の各相一次側卷線はリング変調波電力発生器と接続され、二次側は主卷線と複数の補助卷線との組み合わせ接続により、リング変調された多相交流出力電圧の内の一組を多相出力端子力発生させ、これら多相出力端子に対応して接続される交流入力端子を有する多相全波整流器の直流出力を直接負荷に供給し、三相交流電源と負荷側が高周波多相変換変圧器により絶縁し、更に多相全波整流器がリング変調波復調器と電源高調波低減用整流器を兼ねることを特徴とする高周波変復調多相整流装置を提供する。

また、第 4には、上記第 1から第 3の発明において、三相複卷線高周波多相変換変圧器の各相一次側卷線はリング変調波電力発生器と接続され、二次側は主卷線と複数の補助卷線との組み合わせにより、センタータップを持つ 18相または 30相のリング変調された多相交流出力電圧の内の一組を多相出力端子から発生させ、これら多相端子に対応する 18パルスまたは 30パルスの多相半波整流器を接続し、その直流出力を負荷に供給することにより、三相交流電源と負荷側を絶縁すると共に電源高調波を低減させ、リング変調波電力発生器の時比率制御により直流出力電圧を連続調整可能としたことを特徴とする高周波変復調多相整流装置を提供する。

さらに、第 5には、上記第 1から第 4の発明において、多相整流回路の主整流回路をアクティブ素子で構成し、一方、主整流回路と全く同一の回路配置をホト'モス'スイッチと補助電源で構成し、ホト ·モス'スィッチの出力により任意の多相全波 Z半波整流回路の同期整流を部分的または全面的に実現することを特徴とする高周波変復調多相整流装置を提供する。

この出願の発明に係る高周波変復調多相整流装置によれば、交流電源側に流出する高調波電流を 1〜2%程度に抑えながら、小型、軽量高効率をも実現できる。電力機器は元来各種システム機器の一部を分担して、るにすぎな！、が、今後システムで多く用いられるデジタル素子は現在の 5V、 3. 3V系から 1. 8V系を経て将来は IV に近い論理レベルでの高速動作を目標に開発が進められている。将来のパワーエレタトロ-タス機器はこれら低圧大電流負荷における小型化のために高効率ィ匕が進行して、るが、これと並行して高調波雑音の極力少な、電力機器が安定なシステム構成のために必要であり、この出願の発明はこの課題に十分応えることができる。図面の簡単な説明

[図 1]図 1は、従来の三相全波整流回路における電流波形と高調波成分を示す図である。

[図 2]図 2は、従来の高力率整流回路の代表例を示す図である。

圆 3]図 3は、一般的な多相整流回路における高調波成分とフィルタ効果及び変圧器比容量を示す図である。

[図 4]図 4は、この出願の発明に係る第 1実施形態の高周波変復調多相整流装置の構成を模式的に示す図である。

[図 5]図 5は、図 4の高周波変復調多相整流装置の主要構成要素であるリング変調波電力発生器の回路例を示す図である。

[図 6]図 6は、 18パルス整流時の交流入力電流波形とリング変調波形を示す図である

[図 7]図 7は、時比率を高めたこの出願の発明による方式と通常の PWM制御波形との脈動成分の相違を比較した図である。

[図 8]図 8は、合成された 18パルス三相入力電流と主整流回路及び補助整流回路が分担する各位相と振幅の相対関係を示す図である。

[図 9]図 9は、図 8の交流入力電流中最大値を示す 15のベクトル図による求め方の説明図である。

[図 10]図 10は、図 8で示された交流入力電流と三相各相電流の相対関係を示す図である。

[図 11]図 11は、図 4の高周波変復調多相整流装置を交流入力、直流出力間で絶縁した場合の各部電流分布を示す図である。 [図 12]図 12は、 30相整流回路を構成するこの出願の発明に係る第 2実施形態高周波変復調多相整流装置を示す図である。

[図 13]図 13は、 30パルス整流波形における入力フィルタの効果を示す図である。

[図 14]図 14は、低電圧、大電流向絶縁型のこの出願の発明に係る第 3実施形態の高周波変復調多相整流装置を示す図である。

[図 15]図 15は、主整流ダイオードの代わりに同期整流を行う場合の駆動回路を示す図である。

発明を実施するための最良の形態

以下、この出願の発明を実施形態により詳細に説明する。

説明の便宜上、先ず低 THD、低雑音化のために低周波で多相整流を行った場合の全高調波歪率 (THD)とその主成分、並直列フィルタ容量、フィルタ付カ卩時の TH D、多相変換変圧器容量、入出力電力比の関連を図 3に要約した。図 3の表中の 1 項における THDの数値は実測値で、フーリエ級数力も算出される理論値よりも 10% 前後低、値を示すが、これは配電系の電源インピーダンスと装置容量との兼ね合ヽで変わるので、パルス数との相対的な改善度に着目して評価する。

現在の交流機器の多くは、測定器などの特殊機器を除けば電圧歪率、電流歪率共に THD5%以下、各高調波単独成分含有率 3%以下が一般的な規格として流通している。従って、入力フィルタ無しで上記規格を満足するには図 3の表の実測値から 30パルス以上の多相化が必要であり、 18パルス、 24パルスでは、図 4に例示した LCフィルタ（2)を付加すれば規格を満足する。

一方、 6パルス、 12パルスでは図 2—（4)、（5)に示した能動形でないと規格が満足されない事が多ぐ図 2— (6)は能動形フィルタ用スィッチの容量を削減するために受動形フィルタを併用した例である。

いずれにしても内、外の学術論文等に発表されている内容から見る限り、過渡現象を含む広範囲の負荷電流、負荷力率等の変動に対して THD4%程度までが能動形の実力値と推定される。その上、能動形では原理上パルス幅変動の大きい PWM制御を用いるので、大電力の機器では 30MHz帯域までの雑音スペクトラム電力を抑えきれず、通信機器や医療機器等に影響を与える事もある。これに対して図 2— (1)、 (2)に示した受動形は原理的に高周波スイッチングを行つておらず、また図 2— (3)では部分的にスイッチングを行ってはいる力 11次、 13次の高調波を打消す目的のため直流出力電力の 5%程度の電力で固定パルス位相に近い制御が行われる。従って、能動形のような大きな雑音電力の発生はない。その反面、図 2に示した多相変換用変圧器が必要になり、小型軽量化の達成が困難になる。

この出願の発明に係る高周波変復調多相整流装置は、入力側三相交流の多相化を図 2—（1)、（2)および（3)のような低周波変圧器の代わりに高周波変圧器を用いて実現した処に大きい特徴がある。この目的のため、通信技術で用いられてきたリング変調技術を電力分野に導入した。すなわち、リング変調波電力は三相または単相三個の複卷線高周波変圧器の一次卷線に加えられ、二次側の主卷線と複数の補助 (三次)卷線との接続構成により、変調波形に含まれる低周波成分の多相変換を行い、更に復調回路を構成するダイオード自体が多相全波整流器を兼ねている。また、電子化に伴って生じるスイッチング雑音を極小とするため、オフ期間をほとんど生じないスィッチ駆動を行っている。すなわち、従来の PWM制御スイッチング方式に比ベ片側 50%に近い時比率で各スィッチを駆動する事により、交流入力側電流の連続性がほぼ保たれ、高周波雑音成分を数分の一に低減する。

この出願の発明は、能動形 PFCと同等の小型、軽量ィ匕を保ちながら、能動形では実現困難な 1〜2%の THDと高周波帯域雑音電力を低減できる高周波変復調多相整流装置に関するもので、その具体例を以下に述べる。

図 4に、この出願の発明による第 1実施形態の高周波変復調多相整流装置の構成を示す。この実施形態の整流装置は、 18相（パルス)整流装置の一例であるが、これは多相変換の中では回路規模力、さぐ説明が容易なために便宜上選んだものであり、 24、 30、 36及び 42相整流装置となっても、基本原理に変わりはない。

図 4において、（1)は直列リアタトルで、 LC形同次フィルタ（2)と共に高調波を抑える役割をする。（3)は直結三相全波整流器で全直流出力電流の 1Z3を分担する。 ( 4a)、（4b)及び (4c)はリング変調波復調器兼補助三相全波整流器で、（4a)は全直流出力電流の 1Z3を分担し、（4b)、（4c)は、それぞれ全直流出力電流の 1Z6ずつを分担する。（5)は通常の直流リップル 'フィルタ、（6)は入力三相交流の位相を保持するリング変調波による高周波多相変換変圧器、（7a)、（7b)及び (7c)は図 5—（ a)、（c)及び (d)に詳しく例示したリング変調波電力発生器で、各卷線に生じる電圧波形は卷数比に比例した図 5—（b)の形となる。なお図 5において（S1)〜（S8)はスイッチを示す。（8a)、（9a)及び（10a)はそれぞれ三相入力 R— S相の位相変調電圧を変圧する一次、二次及び三次卷線であり、（8b)、（9b)及び（10b)はそれぞれ三相入力 S— T相の位相変調電圧を変圧する一次、二次及び三次卷線であり、（8c)、 (9c)及び（10c)はそれぞれ三相入力 T R相の位相変調電圧を変圧する一次、二次及び三次卷線である。（11)は前記三組のリング変調波電力発生器 (7a)、（7b)及び (7c)のゲート駆動回路、（12a)は直流出力 +端子、（12b)は直流出力一端子、（ 13)はスナバコンデンサで、リング変調波復調器兼補助三相全波整流器 (4a)、 (4b) 及び (4c)のリング変調波復調ダイオードとの組み合わせにより無損失スナバ回路を構成する。

上述したように、入力交流電力は R, S, T各相間電圧がリング変調波電力発生器（ 7a)、（7b)及び（7c)によって ΙΟΚΗζ以上の固定周波数で変調され、高周波多相変換変圧器 (6)の一次卷線 (8a)、（8b)及び (8c)に加えられる。高周波多相変換変圧器 (6)の二次卷線（9a)、（9b)及び（9c)と三次卷線（10a)、（10b)及び（10c)とを、例えば図 4中に示されたように接続する事により、（1)端子 (以下、便宜上図面中の丸囲み数字は括弧付数字で表す)カゝら (9)端子まで 9相の低周波交流位相で包絡線 (ェンべロープ)変調されたリング変調波形が発生する。

図 6— (b)、（c)及び (d)は試作装置の波形例を示したもので、無損失スナパの効果により、高周波パルスにスパイク 'ノイズの発生がなぐ入力交流電流波形図 6— (a )も低周波変圧器による多相交流変換時の電流波形と大差ない。

図 5—(a)、（c)中に示したスィッチ（SI)、（S2)は通常用いられている MOS— FE Tを背面接続して双方向スィッチとして用いている力 IGBTの背面接続や最近開発が進展している双方向 IGBTであっても良い。また、ゲート駆動回路（11)の駆動パルス幅は、時比率 50% （デッドタイム）の固定とし、パルス幅変調を行わない場合、全波整流出力波形は図 7— (a)に示したように、高周波雑音成分の少ない電圧、電流波形となり、通常のパルス幅変調を行う図 7— (b)に比べ、雑音成分が数分の一に低下することがわかる。ゲート駆動回路（11)は図 5— (a)のスィッチ (Sl)、（S2)、 (S 7)及び（S8)を同時に、また逆位相時はスィッチ（S3)、（S4)、（S5)及び（S6)を同時に駆動する。この動作は、図 4中のリング変調波電力発生器（7a)、（7b)及び（7c) の全ブロックについて同位相で駆動し、パルス位相を揃える事により正常動作が確保される。

図 4の高周波変復調多相整流装置の整流動作は若干複雑であるため、図 8及び図 9を用いて説明する。図 8— (c)に高周波多相変換変圧器 (6)の二次側卷線端子間電圧と変調波位相の関係を低周波成分のみで表現した。この 18パルス位相の内から代表して (1)、（2)、（3)及び (4)のパルス位相における変圧器二次卷線の電圧ベクトルを図 8—（b)の太い矢印で示した。この内 (3)の位相時の各相電流は R相では (II +1 3)、 S相では（10— 14 13)、 T相では (12 +14)の電流が流れ、変圧器各二次卷線には矢印の点線で示した II、 12、 13及び 14が流れる。ここで 10は図 4の補助整流器入力電流であり、その振幅値は 18パルス整流直流出力に等しぐ時比率 1Z18の正、負各 1パルスの交流成分であり、 II、 12、 13及び 14は変圧器の各二次卷線を位相（ 3)の期間に流れる電流値であり、その値は図 8—（a)の表中に示されたように、二次卷線のコイル間電圧力も容易に算出される。図 8— (b)で矢印 (2)の電圧ベクトル時は IIと 12、 13と 14が入替わるのみであり、この場合、 R1相と T1相の電流も入替わる。これらの様子を時間軸で示したのが図 8—（a)の入力交流電流波形であり、図中の (1)、（2)、（3)及び (4)が図 8—（b)及び図 8—（c)の位相番号に対応する。図 10は三相入力各相電流の関係を明確ィ匕するために前記位相関係を追加したものであり、加えて (1)、（4)の位相時にはリング変調波電力発生器 (7a)、（7b)及び (7c)、高周波多相変換変圧器 (6)及びリング変調波復調器兼補助三相全波整流器 (4a)、 (4b)及び（ 4c)で構成される高周波多相整流器よりインピーダンスの低!ヽ直結三相全波整流器 (3)が負荷電流を分担する。従って (1)、（4)の区間は前記高周波多相整流器の負担が減り、整流装置全体の効率が改善される。反面、直結三相全波整流器 (3)の存在により、整流装置全体で見た入出力間の絶縁は確保できなくなる。

図 11は図 4から直結三相全波整流器 (3)を取り除ヽて、 18相整流回路を構成した場合の各部電流分布を示す。直結三相全波整流器 (3)で負担した正負各 2パルス分（図 10の正、負パルス 10)を整流器 (4a)が兼ね、図 11の素子導通区間のように分担する事により、入出力絶縁型高周波変復調多相整流装置が実現する。なお本例では (4a)の三相全波ブリッジが全体の出力の 2Z3を負担し、（4b)、（4c)が各 1Z6 の出力を分担しているが、これは高周波変圧器の二次側卷線容量を低減するためであり、リング変調波復調器兼補助三相全波整流器 (4a)、（4b)及び (4c)の各ブリッジを均等に 1Z3ずつ負荷分担するように、高周波変圧器を設計しても一向に差し支えない。ただし、この場合は同一直流出力に対して高周波変圧器の二次側卷線容量が約 20%増加する。

次に、この出願の発明に係る第 2実施形態の高周波変復調多相整流装置について説明する。この実施形態の整流装置は、非絶縁型 30相整流装置の例であり、図 1 2にその回路接続例を示した。図 12において図 4と同様な要素には同じ符号を付してある。この実施形態の整流装置と図 4の 18相整流装置との相違点は、変圧器二次卷線の多相化（9相から 15相）とそれに伴い補助三相整流器 (4d)及び (4e)が追カロされ、各部電流値配分が変わった点にある。また、変圧器二次卷線の接続方法は図中の点線で示したような接続 (この場合二次卷線容量が数％増える）をはじめ、 2〜3 の変形があるが、その取捨選択は通常公知の技術である。

図 13に図 12に示した回路の電流波形を示す。図で (A)は直列リアタトル（1)、同次フィルタ（2) (50Hz X 30 = l. 5KHzに共振）が共にない場合で約 4%の THDを示し、（B)は 3%電圧降下する直列リアタトル（1)のみ挿入した場合で 2. 6%の THD を示し、（C)は同じ直列リアタトル（1)と同次フィルタ（2)を加えた場合に 1%の THD が得られる事を確認している。この値は、従来の如何なる高力率整流回路も実現困難であったので、この出願の発明の特徴を示している。またこのときの三相直列リアクトル（1)の容量は直流出力電力の 3. 7%、同次フィルタ（2)のリアタトル容量は単相当たり直流出力電力の 1. 2%、共振用コンデンサはデルタ接続時 0. 5 7相7直流出力 1KW当たりであり、整流装置全体の容積、重量及びコストに占める比重は少ない。

なお、図 12の回路で直結三相全波整流器 (3)を取り除くと、図 11の 18相整流装置と同様に、 30相整流装置全体は交流入力と直流出力とが高周波多相変換変圧器（ 6)によって絶縁される。この場合、直結三相全波整流器（3)の入、出力電流（2Z15 ) ^1/2I、（3Z15) Iが三相全波整流器 (4a)に加わり、三相全波整流器 (4a)の入、出力電流分担分は (6Z15) ^1/2I、（6Z15) Iとなる。また、高周波多相変換変圧器 (6)とリング変調波電力発生器 (7a)、 (7b)及び (7c)の容量が（5Z4) ^1/2倍増加する以外は変わりないので、具体例は省略する。なお、入出力回路が絶縁されると、当然高周波変圧器の一次、二次及び三次卷線比によって電圧比が自由に選べる。

図 14は 12V1000Aレベルの電源高周波低減形整流装置の 18パルス整流例を示した。リング変調波電力発生器（7a)、（7b)及び（7c)に図 5— (d)の回路を用い、スイッチ（S9)と（S10)を 50%— (デッドタイム）の時比率で駆動し、スィッチ（S11)と（S 12)も同じ時比率ではあるが公知の位相差 PWM制御によって常にリング変調波電力発生器（7a)、（7b)及び（7c)の電源インピーダンスを低く抑える事により、安定な動作を行う事が出来る。この場合、位相差制御によって直流出力は 10〜100%可変にできるが、この場合には交流電源側の雑音用フィルタの追加が必要になる。なお、整流ダイオードにショットキ 'バリア形式を用いた場合でも全体の効率を 90%以上に保つ事が可能になる。

24パルス、 36パルス及び 42パルス等についても原理的には高周波多相変換変圧器 (6)の二次および三次卷線の組み合わせと、出力側復調器兼整流ダイオードの追加により、容易に実現可能である事が明らかであるので、これら例についての説明は省略した。

図 15は更に高効率ィ匕を図るため、主整流ダイオードの代わりに同期整流を行う場合の駆動回路を示した。この例では最も単純な 3相全波について示した力低周波から高周波までの入力電源、更に 6、 12、 24、 30、 36および 42相の多相交流電源で、半波、全波の整流回路すべてにおいて、主整流素子の構成と全く同一形態の補助整流回路をホト'モス'スィッチ（Photo MOS Switch)で構成し、配置の対応が等し Vヽ主スィッチをホト ·モス 'スイッチで駆動する事により、単純な回路構成で同期整流を実現できる。

図中の Q〜Qは主スィッチ、 PS〜PSはホト'モス'スィッチ、 E〜Eは駆動用電源を示す。なおダミー抵抗 Rによってホト 'ダイオードに流れる電流を調整する。

し

以上の構成を採る事により、通常、ショットキーノリヤーダイオードの 0. 6V程度の電圧降下を 0. IV以下に低減でき、低圧、大電流用整流回路の効率を改善できる。なお、総合経済性の見地から、全部の整流素子でなく電流分担の大きい素子のみを同期整流としてもよい。

また、この出願の発明の装置構成では大容量電解コンデンサを用いないので長寿命が期待でき、更に電源投入時の突入電流は極めて少な、。

Claims

請求の範囲

[1] 三相交流電源力入力した三相交流を直流に変換する直結三相全波整流器と、これに並列して設けられる三組のリング変調波電力発生器と三相複卷線高周波多相変換変圧器と相数に対応して設けられる複数のリング変調波復調器兼補助三相全波整流器を有する高調波補正回路を備え、前記高調波補正回路の直流出力を前記直結三相全波整流器の直流出力と並列接続し、三相交流電源側から見て等価的に

6n相（nは 3〜7の整数)の多相全波整流回路を構成することを特徴とする高周波変復調多相整流装置。

[2] 三相複卷線高周波多相変換変圧器の各相一次側卷線はリング変調波電力発生器と接続され、二次卷線側は主卷線と複数の補助卷線との組み合わせ接続により、リング変調された多相交流出力電圧の内の一組を多相出力端子から発生させ、これら多相出力端子に対応して接続される交流入力端子を有する多相全波整流器の直流出力と、主三相全波整流器出力を並列に接続する事により、多相全波整流器がリング変調波復調器と電源高調波低減用補助三相全波整流器とを兼ねることを特徴とする請求項 1記載の高周波変復調多相整流装置。

[3] 三相複卷線高周波多相変換変圧器の各相一次側卷線はリング変調波電力発生器と接続され、二次側は主卷線と複数の補助卷線との組み合わせ接続により、リング変調された多相交流出力電圧の内の一組を多相出力端子から発生させ、これら多相出力端子に対応して接続される交流入力端子を有する多相全波整流器の直流出力を直接負荷に供給し、三相交流電源と負荷側が高周波多相変換変圧器により絶縁し、更に多相全波整流器カ^ング変調波復調器と電源高調波低減用整流器を兼ねることを特徴とする請求項 1又は 2記載の高周波変復調多相整流装置。

[4] 三相複卷線高周波多相変換変圧器の各相一次側卷線はリング変調波電力発生器と接続され、二次側は主卷線と複数の補助卷線との組み合わせにより、センタータツプを持つ 18相または 30相のリング変調された多相交流出力電圧の内の一組を多相出力端子力も発生させ、これら多相端子に対応する 18パルスまたは 30パルスの多相半波整流器を接続し、その直流出力を負荷に供給することにより、三相交流電源と負荷側を絶縁すると共に電源高調波を低減させ、リング変調波電力発生器の時比率制御により直流出力電圧を連続調整可能としたことを特徴とする請求項 1〜3のいずれかに記載の高周波変復調多相整流装置。

[5] 多相整流回路の主整流回路をアクティブ素子で構成し、主整流回路と全く同一の回路配置をホト ·モス'スィッチと補助電源で構成し、ホト ·モス'スィッチの出力により任意の多相全波 Z半波整流回路の同期整流を部分的または全面的に実現することを特徴とする請求項 1〜4のいずれかに記載の高周波変復調多相整流装置。