JP2000354376A - 交流電圧調整器 - Google Patents
交流電圧調整器Info
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
- H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- Power Engineering (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Control Of Eletrric Generators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来のスライダックを全電子化し、且つ自動
電圧調整を自在にした、小型且つ軽量で、効率、力率と
もに優れた、新しい交流電圧調整器を提供する。 【解決手段】 高周波変圧器（４）、第一双方向半導体
スイッチ回路部（３）、第二双方向半導体スイッチ回路
部（５）、および第三双方向半導体スイッチ回路部
（６）が備えられており、第一双方向半導体スイッチ回
路部（３）により入力交流電圧がリング変調され、得ら
れたリング変調電圧は高周波変圧器（４）により高周波
変圧された後、第二双方向半導体スイッチ回路部（５）
により復調され、得られた交流復調電圧を入力交流電圧
に加えて交流昇圧電圧が発生され、さらに、第二双方向
半導体スイッチ回路部（５）のオフ期間のみオンとなる
ように制御された第三双方向半導体スイッチ回路部
（６）により交流昇圧電圧がパルス幅変調され、このパ
ルス幅変調における第二双方向半導体スイッチ回路部
（５）の時比率Ｄの連続調整によって交流昇圧電圧が連
続調整される。
電圧調整を自在にした、小型且つ軽量で、効率、力率と
もに優れた、新しい交流電圧調整器を提供する。 【解決手段】 高周波変圧器（４）、第一双方向半導体
スイッチ回路部（３）、第二双方向半導体スイッチ回路
部（５）、および第三双方向半導体スイッチ回路部
（６）が備えられており、第一双方向半導体スイッチ回
路部（３）により入力交流電圧がリング変調され、得ら
れたリング変調電圧は高周波変圧器（４）により高周波
変圧された後、第二双方向半導体スイッチ回路部（５）
により復調され、得られた交流復調電圧を入力交流電圧
に加えて交流昇圧電圧が発生され、さらに、第二双方向
半導体スイッチ回路部（５）のオフ期間のみオンとなる
ように制御された第三双方向半導体スイッチ回路部
（６）により交流昇圧電圧がパルス幅変調され、このパ
ルス幅変調における第二双方向半導体スイッチ回路部
（５）の時比率Ｄの連続調整によって交流昇圧電圧が連
続調整される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この出願の発明は、交流電圧
調整器に関するものである。さらに詳しくは、この出願
の発明は、小型且つ軽量で、効率、力率ともに優れた、
新しい交流電圧調整器に関するものである。
調整器に関するものである。さらに詳しくは、この出願
の発明は、小型且つ軽量で、効率、力率ともに優れた、
新しい交流電圧調整器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術とその課題】従来より、交流電圧調整器
（摺動電圧調整器とも呼ぶ）、通称「スライダック」と
しては、たとえば、図１や図２（ａ）（ｂ）に例示した
回路構成を有するものが知られている。まず、図１に例
示した交流電圧調整器は機械式の一代表例であり、この
機械式では、手動で電圧調整する形式が一般的である
が、制御部（ア）により出力電圧を検出して可逆転型モ
ータ（図示していない）により定電圧を自動的に保つ形
式のものも市販されている。
（摺動電圧調整器とも呼ぶ）、通称「スライダック」と
しては、たとえば、図１や図２（ａ）（ｂ）に例示した
回路構成を有するものが知られている。まず、図１に例
示した交流電圧調整器は機械式の一代表例であり、この
機械式では、手動で電圧調整する形式が一般的である
が、制御部（ア）により出力電圧を検出して可逆転型モ
ータ（図示していない）により定電圧を自動的に保つ形
式のものも市販されている。
【０００３】ところが、このような手動調整形式の機械
式交流電圧調整器では、１ＫＶＡのもので８ｋｇ前後、
モータ駆動の自動調整形式の機械式交流電圧調整器では
１ＫＶＡのもので１２ｋｇ前後もの重量があり、非常に
重く、且つ、機械式制御が含まれるために入力電圧変動
に対する応答速度が遅いという欠点があった。そこで、
近年、応答速度を速めるために、高速半導体スイッチを
用いて交流電圧波形をオン・オフ制御、つまりパルス幅
制御する交流電圧調整器が実現されている。
式交流電圧調整器では、１ＫＶＡのもので８ｋｇ前後、
モータ駆動の自動調整形式の機械式交流電圧調整器では
１ＫＶＡのもので１２ｋｇ前後もの重量があり、非常に
重く、且つ、機械式制御が含まれるために入力電圧変動
に対する応答速度が遅いという欠点があった。そこで、
近年、応答速度を速めるために、高速半導体スイッチを
用いて交流電圧波形をオン・オフ制御、つまりパルス幅
制御する交流電圧調整器が実現されている。
【０００４】図２（ａ）は、この電子制御式の交流電圧
調整器の一例を示した要部回路構成図である。この図２
（ａ）に例示した電子制御式の交流電圧調整器では、制
御部（イ）により第一半導体スイッチ（ウ）と第二半導
体スイッチ（エ）のオン・オフを交互となるように制御
し、この交互オン・オフにより交流入力電圧Ｅ0 をパル
ス幅制御して、時比率Ｄをほぼ零から１まで変えること
により出力電圧Ｅ0 Ｄを零電圧付近から入力電圧Ｅ0 近
くまで連続制御する。この場合、１ＫＶＡの出力で４ｋ
ｇ程度の重量のものが実現されており、機械式よりも軽
く、且つ入力電圧変動に対する応答速度も向上されてい
る。
調整器の一例を示した要部回路構成図である。この図２
（ａ）に例示した電子制御式の交流電圧調整器では、制
御部（イ）により第一半導体スイッチ（ウ）と第二半導
体スイッチ（エ）のオン・オフを交互となるように制御
し、この交互オン・オフにより交流入力電圧Ｅ0 をパル
ス幅制御して、時比率Ｄをほぼ零から１まで変えること
により出力電圧Ｅ0 Ｄを零電圧付近から入力電圧Ｅ0 近
くまで連続制御する。この場合、１ＫＶＡの出力で４ｋ
ｇ程度の重量のものが実現されており、機械式よりも軽
く、且つ入力電圧変動に対する応答速度も向上されてい
る。
【０００５】しかしながら、このような電子制御式の交
流電圧調整器では、入力電圧の昇圧に関して以下のよう
な実用上の問題点があった。すなわち、入力電圧よりも
高い電圧まで昇圧するためには、たとえば図２（ｂ）に
例示したように低周波の昇圧変圧器（オ）を付加しなけ
ればならず、これによって、容積、重量とも相当な増加
となり、電子調整式の交流電圧調整器としての特徴は、
入力電圧変動に対する応答速度が速いという利点だけに
なってしまう。
流電圧調整器では、入力電圧の昇圧に関して以下のよう
な実用上の問題点があった。すなわち、入力電圧よりも
高い電圧まで昇圧するためには、たとえば図２（ｂ）に
例示したように低周波の昇圧変圧器（オ）を付加しなけ
ればならず、これによって、容積、重量とも相当な増加
となり、電子調整式の交流電圧調整器としての特徴は、
入力電圧変動に対する応答速度が速いという利点だけに
なってしまう。
【０００６】
【課題を解決するための手段】そこで、この出願の発明
は、以上の通りの事情に鑑みてなされたものであり、従
来技術の問題点を解消し、入力電圧変動に対する応答速
度が速いだけでなく、小型、且つ軽量でありながら、入
力電圧の昇圧をも行なうことのできる、以下の通りの発
明を提供する。
は、以上の通りの事情に鑑みてなされたものであり、従
来技術の問題点を解消し、入力電圧変動に対する応答速
度が速いだけでなく、小型、且つ軽量でありながら、入
力電圧の昇圧をも行なうことのできる、以下の通りの発
明を提供する。
【０００７】すなわち、まず第一に、高周波変圧器、第
一双方向半導体スイッチ回路部、第二双方向半導体スイ
ッチ回路部、および第三双方向半導体スイッチ回路部が
備えられており、第一双方向半導体スイッチ回路部によ
り入力交流電圧がリング変調され、得られたリング変調
電圧は高周波変圧器により高周波変圧された後、第二双
方向半導体スイッチ回路部により復調され、得られた交
流復調電圧を入力交流電圧に加えて交流昇圧電圧が発生
され、さらに、第二双方向半導体スイッチ回路部のオフ
期間のみオンとなるように制御された第三双方向半導体
スイッチ回路部により交流昇圧電圧がパルス幅変調さ
れ、このパルス幅変調における第二双方向半導体スイッ
チ回路部の時比率Ｄの連続調整によって交流昇圧電圧が
連続調整されることを特徴とする交流電圧調整器（請求
項１）を提供し、この交流電圧調整器において、第二双
方向半導体スイッチ回路部は、高周波変圧器の二次側に
おいて二相半波ブリッジ接続または単相全波ブリッジ接
続されて備えられていること（請求項２）をその態様と
している。
一双方向半導体スイッチ回路部、第二双方向半導体スイ
ッチ回路部、および第三双方向半導体スイッチ回路部が
備えられており、第一双方向半導体スイッチ回路部によ
り入力交流電圧がリング変調され、得られたリング変調
電圧は高周波変圧器により高周波変圧された後、第二双
方向半導体スイッチ回路部により復調され、得られた交
流復調電圧を入力交流電圧に加えて交流昇圧電圧が発生
され、さらに、第二双方向半導体スイッチ回路部のオフ
期間のみオンとなるように制御された第三双方向半導体
スイッチ回路部により交流昇圧電圧がパルス幅変調さ
れ、このパルス幅変調における第二双方向半導体スイッ
チ回路部の時比率Ｄの連続調整によって交流昇圧電圧が
連続調整されることを特徴とする交流電圧調整器（請求
項１）を提供し、この交流電圧調整器において、第二双
方向半導体スイッチ回路部は、高周波変圧器の二次側に
おいて二相半波ブリッジ接続または単相全波ブリッジ接
続されて備えられていること（請求項２）をその態様と
している。
【０００８】第二に、上記の交流電圧調整器において、
スパイク・パルスの低減化を行なうスパイク・パルス低
減回路部が備えられていることが好ましく、このスパイ
ク・パルス低減回路部として、四相全波整流回路部が、
その４つの交流入力端子に高周波変圧器の二次巻線の２
つの出力端子と、交流電圧入力端子および交流電圧出力
端子の共通端子と、交流昇圧電圧の発生端子とが接続さ
れて備えられ、この四相全波整流回路部の直流出力側に
はスパイク吸収用コンデンサおよび放電用抵抗が並列接
続されており、スパイク・パルスの低減化が行なわれる
こと（請求項３）や、スパイク・パルス低減回路部とし
て、五相全波整流回路部が、その５つの交流入力端子に
高周波変圧器の二次巻線の二つの出力端子と、交流電圧
入力端子および交流電圧出力端子の共通端子と、交流昇
圧電圧の発生端子と、第二双方向半導体スイッチ回路部
の一出力端子とが接続されて備えられ、この五相全波整
流回路部の直流出力側にはスパイク吸収用コンデンサお
よび放電用抵抗が並列接続されており、スパイク・パル
スの低減化が行なわれること（請求項４）をその態様と
して提供し、さらにまた、第一双方向半導体スイッチ回
路部と第二双方向半導体スイッチ回路部と第三双方向半
導体スイッチ回路部とのパルス幅制御を行なう制御回路
部が備えられており、四相全波整流回路部の直流出力端
子が制御回路部の直流電圧電源部に接続されて、スパイ
ク・パルス放出のためのエネルギーが制御回路部の駆動
に用いられるようになっていること（請求項５）や、第
一双方向半導体スイッチ回路部と第二双方向半導体スイ
ッチ回路部と第三双方向半導体スイッチ回路部とのパル
ス幅制御を行なう制御回路部が備えられており、五相全
波整流回路部の直流出力端子が制御回路部の直流電圧電
源部に接続されて、スパイク・パルス放出のためのエネ
ルギーが制御回路部の駆動に用いられるようになってい
ること（請求項６）などもその態様として提供する。
スパイク・パルスの低減化を行なうスパイク・パルス低
減回路部が備えられていることが好ましく、このスパイ
ク・パルス低減回路部として、四相全波整流回路部が、
その４つの交流入力端子に高周波変圧器の二次巻線の２
つの出力端子と、交流電圧入力端子および交流電圧出力
端子の共通端子と、交流昇圧電圧の発生端子とが接続さ
れて備えられ、この四相全波整流回路部の直流出力側に
はスパイク吸収用コンデンサおよび放電用抵抗が並列接
続されており、スパイク・パルスの低減化が行なわれる
こと（請求項３）や、スパイク・パルス低減回路部とし
て、五相全波整流回路部が、その５つの交流入力端子に
高周波変圧器の二次巻線の二つの出力端子と、交流電圧
入力端子および交流電圧出力端子の共通端子と、交流昇
圧電圧の発生端子と、第二双方向半導体スイッチ回路部
の一出力端子とが接続されて備えられ、この五相全波整
流回路部の直流出力側にはスパイク吸収用コンデンサお
よび放電用抵抗が並列接続されており、スパイク・パル
スの低減化が行なわれること（請求項４）をその態様と
して提供し、さらにまた、第一双方向半導体スイッチ回
路部と第二双方向半導体スイッチ回路部と第三双方向半
導体スイッチ回路部とのパルス幅制御を行なう制御回路
部が備えられており、四相全波整流回路部の直流出力端
子が制御回路部の直流電圧電源部に接続されて、スパイ
ク・パルス放出のためのエネルギーが制御回路部の駆動
に用いられるようになっていること（請求項５）や、第
一双方向半導体スイッチ回路部と第二双方向半導体スイ
ッチ回路部と第三双方向半導体スイッチ回路部とのパル
ス幅制御を行なう制御回路部が備えられており、五相全
波整流回路部の直流出力端子が制御回路部の直流電圧電
源部に接続されて、スパイク・パルス放出のためのエネ
ルギーが制御回路部の駆動に用いられるようになってい
ること（請求項６）などもその態様として提供する。
【０００９】
【発明の実施の形態】以下、添付した図面に沿って実施
例を示し、この発明の実施の形態についてさらに詳しく
説明する。
例を示し、この発明の実施の形態についてさらに詳しく
説明する。
【００１０】
【実施例】（実施例１）図３は、この出願の発明の一実
施例である交流電圧調整器を例示したものである。この
図３において、（１ａ）（１ｂ）は交流電源（図示して
いない）などと接続される交流入力端子であり、（２）
は入力フィルタ、（３）は双方向半導体スイッチＳＷ１
およびＳＷ２がハーフ・ブリッジ接続されてなる第一双
方向半導体スイッチ回路部、（４）は高周波変圧器、
（５）は双方向半導体スイッチＳＷ３およびＳＷ４が２
相半波接続されてなる第二双方向半導体スイッチ回路
部、（６）は双方向半導体スイッチＳＷ５を有する第三
双方向半導体スイッチ回路部、（７）はコイルＬおよび
コンデンサＣ５によりなる高周波フィルタ、（８）は制
御回路部、（９ａ）（９ｂ）は交流出力端子である。
施例である交流電圧調整器を例示したものである。この
図３において、（１ａ）（１ｂ）は交流電源（図示して
いない）などと接続される交流入力端子であり、（２）
は入力フィルタ、（３）は双方向半導体スイッチＳＷ１
およびＳＷ２がハーフ・ブリッジ接続されてなる第一双
方向半導体スイッチ回路部、（４）は高周波変圧器、
（５）は双方向半導体スイッチＳＷ３およびＳＷ４が２
相半波接続されてなる第二双方向半導体スイッチ回路
部、（６）は双方向半導体スイッチＳＷ５を有する第三
双方向半導体スイッチ回路部、（７）はコイルＬおよび
コンデンサＣ５によりなる高周波フィルタ、（８）は制
御回路部、（９ａ）（９ｂ）は交流出力端子である。
【００１１】本実施例における第一双方向半導体スイッ
チ回路部（３）では、互いに直列接続されたコンデンサ
Ｃ１およびＣ２が入力端子（３１a ）（３１ｂ）間にお
いて並列接続されており、また、これらコンデンサＣ１
およびＣ２の共通端子（３３）は高周波変圧器（４）の
一次巻線の一端に接続され、さらに双方向半導体スイッ
チＳＷ１およびＳＷ２の出力端子（３２）は高周波変圧
器（４）の一次巻線の他端に接続されている。この第一
双方向半導体スイッチ回路部（３）はハーフ・ブリッジ
型高周波コンバータとなっている。
チ回路部（３）では、互いに直列接続されたコンデンサ
Ｃ１およびＣ２が入力端子（３１a ）（３１ｂ）間にお
いて並列接続されており、また、これらコンデンサＣ１
およびＣ２の共通端子（３３）は高周波変圧器（４）の
一次巻線の一端に接続され、さらに双方向半導体スイッ
チＳＷ１およびＳＷ２の出力端子（３２）は高周波変圧
器（４）の一次巻線の他端に接続されている。この第一
双方向半導体スイッチ回路部（３）はハーフ・ブリッジ
型高周波コンバータとなっている。
【００１２】高周波変圧器（４）の二次巻線側において
は、二次巻線にセンタータップ（４１）が設けられ、こ
のセンタータップ（４１）は交流入力端子（１ａ）（本
実施例では入力フィルタ（２）の出力端子）と結線され
ている。また、この高周波変圧器（４）の二次巻線の出
力端子ａ、ｂには、第二双方向半導体スイッチ回路部
（５）を構成する双方向半導体スイッチＳＷ３およびＳ
Ｗ４それぞれの入力端子が接続されている。
は、二次巻線にセンタータップ（４１）が設けられ、こ
のセンタータップ（４１）は交流入力端子（１ａ）（本
実施例では入力フィルタ（２）の出力端子）と結線され
ている。また、この高周波変圧器（４）の二次巻線の出
力端子ａ、ｂには、第二双方向半導体スイッチ回路部
（５）を構成する双方向半導体スイッチＳＷ３およびＳ
Ｗ４それぞれの入力端子が接続されている。
【００１３】そして、第二双方向半導体スイッチ回路部
（５）の出力端子（５２）と、交流入力端子（１ｂ）
（本実施例では入力フィルタ（２）の出力端子）および
交流出力端子（９ｂ）の共通端子（以下、入出力共通端
子と呼ぶ）ｃとの間に、双方向半導体スイッチＳＷ５が
並列接続されて第三双方向半導体スイッチ回路部（６）
が設けられ、さらに、この第三双方向半導体スイッチ回
路部（６）と並列に高周波フィルタ（７）が接続されて
おり、その出力端子が交流出力端子（９ａ）（９ｂ）と
結線されている。
（５）の出力端子（５２）と、交流入力端子（１ｂ）
（本実施例では入力フィルタ（２）の出力端子）および
交流出力端子（９ｂ）の共通端子（以下、入出力共通端
子と呼ぶ）ｃとの間に、双方向半導体スイッチＳＷ５が
並列接続されて第三双方向半導体スイッチ回路部（６）
が設けられ、さらに、この第三双方向半導体スイッチ回
路部（６）と並列に高周波フィルタ（７）が接続されて
おり、その出力端子が交流出力端子（９ａ）（９ｂ）と
結線されている。
【００１４】ここで、各双方向半導体スイッチＳＷ１、
ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４、ＳＷ５は、たとえば、図３中
に拡大例示したように、２個の単方向ＭＯＳ−ＦＥＴＱ
１、Ｑ２を背面突合せに接続し、ゲート・ソース間を並
列駆動した交流スイッチとなっている。もちろん、本実
施例ではＭＯＳ−ＦＥＴが用いられたものとなっている
が、ＩＧＢＴその他の半導体スイッチであってもよい。
また、第三双方向半導体スイッチ回路部（６）の双方向
半導体スイッチＳＷ５は、交流のフライホイール動作を
行なう交流スイッチとなっている。
ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４、ＳＷ５は、たとえば、図３中
に拡大例示したように、２個の単方向ＭＯＳ−ＦＥＴＱ
１、Ｑ２を背面突合せに接続し、ゲート・ソース間を並
列駆動した交流スイッチとなっている。もちろん、本実
施例ではＭＯＳ−ＦＥＴが用いられたものとなっている
が、ＩＧＢＴその他の半導体スイッチであってもよい。
また、第三双方向半導体スイッチ回路部（６）の双方向
半導体スイッチＳＷ５は、交流のフライホイール動作を
行なう交流スイッチとなっている。
【００１５】制御回路部（８）は、交流入力端子（１
ａ）（１ｂ）と交流出力端子（９ａ）（９ｂ）と接続さ
れており、各双方向半導体スイッチＳＷ１、ＳＷ２、Ｓ
Ｗ３、ＳＷ４、ＳＷ５の駆動を制御する。このような回
路構成を有する図３の交流電圧調整器において、交流電
圧調整は以下のように行なわれる。なお、図４（ａ）
（ｂ）（ｃ）（ｄ）（ｅ）は、各々、各交流電圧の波形
を例示したものである。
ａ）（１ｂ）と交流出力端子（９ａ）（９ｂ）と接続さ
れており、各双方向半導体スイッチＳＷ１、ＳＷ２、Ｓ
Ｗ３、ＳＷ４、ＳＷ５の駆動を制御する。このような回
路構成を有する図３の交流電圧調整器において、交流電
圧調整は以下のように行なわれる。なお、図４（ａ）
（ｂ）（ｃ）（ｄ）（ｅ）は、各々、各交流電圧の波形
を例示したものである。
【００１６】まず、図４（ａ）に例示したような交流波
形を有する交流入力電圧Ｅ0 は、入力フィルタ（２）を
通過した後、第一双方向半導体スイッチ回路部（３）に
よりリング変調される。得られたリング変調電圧Ｅ0 '
は、図４（ｂ）に例示したようなリング変調波形を有
し、たとえば２０ＫＨｚから１００ＫＨｚの周波数範囲
となる。
形を有する交流入力電圧Ｅ0 は、入力フィルタ（２）を
通過した後、第一双方向半導体スイッチ回路部（３）に
よりリング変調される。得られたリング変調電圧Ｅ0 '
は、図４（ｂ）に例示したようなリング変調波形を有
し、たとえば２０ＫＨｚから１００ＫＨｚの周波数範囲
となる。
【００１７】次いで、このリング変調電圧Ｅ0 ' は高周
波変圧器（４）の一次巻線に加えられて変圧される。高
周波変圧器（４）の二次巻線から出力されるリング変調
出力電圧Ｅ1 は入力交流電圧Ｅ0 に加え合わされて、昇
圧電圧（Ｅ0 ＋Ｅ1 ）が、高周波変圧器（４）の二次巻
線の出力端子ａまたはｂと入出力共通端子ｃとの間に合
成される。この昇圧電圧（Ｅ0 ＋Ｅ1 ）の波形は、たと
えば図４（ｃ）に例示したようになる。ここで、たとえ
ば、高周波変圧器（４）の一次、二次巻線比をｎ１、ｎ
２＝ｎ３（センタータップ（４１）でｎ２とｎ３とに分
かれている）としたとき、Ｅ1 ／Ｅ0 ' ＝ｎ２／ｎ１＝
ｎ３／ｎ１となる。
波変圧器（４）の一次巻線に加えられて変圧される。高
周波変圧器（４）の二次巻線から出力されるリング変調
出力電圧Ｅ1 は入力交流電圧Ｅ0 に加え合わされて、昇
圧電圧（Ｅ0 ＋Ｅ1 ）が、高周波変圧器（４）の二次巻
線の出力端子ａまたはｂと入出力共通端子ｃとの間に合
成される。この昇圧電圧（Ｅ0 ＋Ｅ1 ）の波形は、たと
えば図４（ｃ）に例示したようになる。ここで、たとえ
ば、高周波変圧器（４）の一次、二次巻線比をｎ１、ｎ
２＝ｎ３（センタータップ（４１）でｎ２とｎ３とに分
かれている）としたとき、Ｅ1 ／Ｅ0 ' ＝ｎ２／ｎ１＝
ｎ３／ｎ１となる。
【００１８】一方で、このようにして合成された昇圧電
圧（Ｅ0 ＋Ｅ1 ）を電源とした第二双方向半導体スイッ
チ回路部（５）によりリング変調出力電圧Ｅ1 が復調さ
れるとともに、その復調電圧と入力交流電圧Ｅ0 とが加
えられる。すなわち、第二双方向半導体スイッチ回路部
（５）における二相半波ブリッジ接続された双方向半導
体スイッチＳＷ３およびＳＷ４は、加わる位相のとき、
つまり電圧が高くなるときのみ、ＯＮ駆動されて、交流
昇圧電圧が得られるようになる。言うならば、この第二
双方向半導体スイッチ回路部（５）は交流昇圧電圧を得
るための復調兼ＯＮスイッチの役割を果たしている。
圧（Ｅ0 ＋Ｅ1 ）を電源とした第二双方向半導体スイッ
チ回路部（５）によりリング変調出力電圧Ｅ1 が復調さ
れるとともに、その復調電圧と入力交流電圧Ｅ0 とが加
えられる。すなわち、第二双方向半導体スイッチ回路部
（５）における二相半波ブリッジ接続された双方向半導
体スイッチＳＷ３およびＳＷ４は、加わる位相のとき、
つまり電圧が高くなるときのみ、ＯＮ駆動されて、交流
昇圧電圧が得られるようになる。言うならば、この第二
双方向半導体スイッチ回路部（５）は交流昇圧電圧を得
るための復調兼ＯＮスイッチの役割を果たしている。
【００１９】図３において、この第二双方向半導体スイ
ッチ回路部（５）の出力側の端子ｄは、交流昇圧電圧が
発生する昇圧端子とされている。この昇圧端子ｄは、第
三双方向半導体スイッチ回路部（６）の一方の端子およ
び高周波フィルタ（７）の一方の入力端子と結線されて
いる。そして、第一双方向半導体スイッチ回路部（３）
の双方向半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２、第二双方
向半導体スイッチ回路部（５）の双方向半導体スイッチ
ＳＷ３およびＳＷ４、第三双方向半導体スイッチ回路部
（６）の双方向半導体スイッチＳＷ５を、制御回路部
（８）によって、たとえば図５（ａ）（ｂ）（ｃ）
（ｄ）（ｅ）に例示したＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５
のようにそれぞれのオン・オフと関連しながらオン・オ
フ駆動することにより、時比率Ｄでパルス幅変調された
交流昇圧電圧（Ｅ0 ＋Ｅ1 ）Ｄ［但しＤ＝０〜１］が発
生し、さらに高周波フィルタ（７）により入力交流周波
数と同じ波形となるように平滑化されて、低周波の交流
出力電圧（Ｅ0 ＋Ｅ1 ）Ｄ’が得られ、交流出力端子
（９ａ）（９ｂ）へ出力される。
ッチ回路部（５）の出力側の端子ｄは、交流昇圧電圧が
発生する昇圧端子とされている。この昇圧端子ｄは、第
三双方向半導体スイッチ回路部（６）の一方の端子およ
び高周波フィルタ（７）の一方の入力端子と結線されて
いる。そして、第一双方向半導体スイッチ回路部（３）
の双方向半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２、第二双方
向半導体スイッチ回路部（５）の双方向半導体スイッチ
ＳＷ３およびＳＷ４、第三双方向半導体スイッチ回路部
（６）の双方向半導体スイッチＳＷ５を、制御回路部
（８）によって、たとえば図５（ａ）（ｂ）（ｃ）
（ｄ）（ｅ）に例示したＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５
のようにそれぞれのオン・オフと関連しながらオン・オ
フ駆動することにより、時比率Ｄでパルス幅変調された
交流昇圧電圧（Ｅ0 ＋Ｅ1 ）Ｄ［但しＤ＝０〜１］が発
生し、さらに高周波フィルタ（７）により入力交流周波
数と同じ波形となるように平滑化されて、低周波の交流
出力電圧（Ｅ0 ＋Ｅ1 ）Ｄ’が得られ、交流出力端子
（９ａ）（９ｂ）へ出力される。
【００２０】ここで、図４（ｄ）に例示した波形は、時
比率Ｄがほぼ１で、出力が最大値付近にある場合の交流
昇圧電圧（Ｅ0 ＋Ｅ1 ）Ｄのものであり、これが高周波
フィルタ（７）により平滑化されると、図４（ｅ）に例
示したような波形を有する交流出力電圧（Ｅ0 ＋Ｅ1 ）
Ｄ’となり、入力交流電圧Ｅ0 よりも昇圧された交流電
圧が得られていることがわかる。
比率Ｄがほぼ１で、出力が最大値付近にある場合の交流
昇圧電圧（Ｅ0 ＋Ｅ1 ）Ｄのものであり、これが高周波
フィルタ（７）により平滑化されると、図４（ｅ）に例
示したような波形を有する交流出力電圧（Ｅ0 ＋Ｅ1 ）
Ｄ’となり、入力交流電圧Ｅ0 よりも昇圧された交流電
圧が得られていることがわかる。
【００２１】パルス幅変調について以下により具体的に
説明する。まず、図６（ａ）に例示した波形は、高周波
変圧器（４）の二次巻線側の出力端子ａまたはｂと入出
力共通端子ｃとの間の昇圧電圧（Ｅ0 ＋Ｅ1 ）の波形の
一例である。制御回路部（８）により、第二双方向半導
体スイッチ回路部（５）の双方向半導体スイッチＳＷ３
およびＳＷ４は、図５（ｃ）のＳ３および図５（ｄ）の
Ｓ４で示されたように時比率Ｄで交互にＯＮ／ＯＦＦ駆
動され、第三双方向半導体スイッチ回路部（６）の双方
向半導体スイッチＳＷ５は、図５（ｄ）のＳ５で示され
たように常に（１−Ｄ）の期間駆動される、すなわち第
二双方向半導体スイッチ回路部（５）がＯＦＦの間だけ
ＯＮされるとする。このとき、高周波フィルタ（７）の
入力側波形、つまり交流昇圧電圧（Ｅ0 ＋Ｅ1 ）Ｄは、
時比率Ｄの大小に従って、図６（ｂ）または図６（ｃ）
に例示したような出力波形となる。図６（ｂ）の波形は
時比率Ｄがほぼ０．８である場合の一例であり、最大値
の８０％の交流電圧が得られていることがわかる。図６
（ｃ）の波形は時比率Ｄがほぼ０．２である場合の一例
であり、最大値の２０％の交流電圧が得られていること
がわかる。
説明する。まず、図６（ａ）に例示した波形は、高周波
変圧器（４）の二次巻線側の出力端子ａまたはｂと入出
力共通端子ｃとの間の昇圧電圧（Ｅ0 ＋Ｅ1 ）の波形の
一例である。制御回路部（８）により、第二双方向半導
体スイッチ回路部（５）の双方向半導体スイッチＳＷ３
およびＳＷ４は、図５（ｃ）のＳ３および図５（ｄ）の
Ｓ４で示されたように時比率Ｄで交互にＯＮ／ＯＦＦ駆
動され、第三双方向半導体スイッチ回路部（６）の双方
向半導体スイッチＳＷ５は、図５（ｄ）のＳ５で示され
たように常に（１−Ｄ）の期間駆動される、すなわち第
二双方向半導体スイッチ回路部（５）がＯＦＦの間だけ
ＯＮされるとする。このとき、高周波フィルタ（７）の
入力側波形、つまり交流昇圧電圧（Ｅ0 ＋Ｅ1 ）Ｄは、
時比率Ｄの大小に従って、図６（ｂ）または図６（ｃ）
に例示したような出力波形となる。図６（ｂ）の波形は
時比率Ｄがほぼ０．８である場合の一例であり、最大値
の８０％の交流電圧が得られていることがわかる。図６
（ｃ）の波形は時比率Ｄがほぼ０．２である場合の一例
であり、最大値の２０％の交流電圧が得られていること
がわかる。
【００２２】したがって、第二双方向半導体スイッチ回
路部（５）の時比率Ｄをほぼ零から１まで連続的に調整
すれば、最終的に得られる交流出力電圧をほぼ零から入
力交流電圧よりも高い最大値Ｅ0 ＋Ｅ1 まで連続的に滑
らかに制御することができる。図７は、制御回路部
（８）の要部回路構成の一例を示したものである。この
図７において、（１０）は交流出力電圧検出回路部、
（１１）はパルス幅制御専用ＩＣ、（１２）（１４）は
フリップ・フロップ、（１３）は信号遅延回路部、（１
５）は双方向半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２のオン
時間が僅かでも重ならないようにするための遅延時間制
御回路部、（１６）は各双方向半導体スイッチＳＷ１、
ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４、ＳＷ５を絶縁して駆動するた
めの駆動回路部、（１７）はＡＣ電源である。駆動回路
部（１６）は、図７の例ではホト・カプラにより絶縁を
行なうものとなっているが、もちろん各双方向半導体ス
イッチの絶縁駆動が実現できればその他の方式が用いら
れていてもよい。
路部（５）の時比率Ｄをほぼ零から１まで連続的に調整
すれば、最終的に得られる交流出力電圧をほぼ零から入
力交流電圧よりも高い最大値Ｅ0 ＋Ｅ1 まで連続的に滑
らかに制御することができる。図７は、制御回路部
（８）の要部回路構成の一例を示したものである。この
図７において、（１０）は交流出力電圧検出回路部、
（１１）はパルス幅制御専用ＩＣ、（１２）（１４）は
フリップ・フロップ、（１３）は信号遅延回路部、（１
５）は双方向半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２のオン
時間が僅かでも重ならないようにするための遅延時間制
御回路部、（１６）は各双方向半導体スイッチＳＷ１、
ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４、ＳＷ５を絶縁して駆動するた
めの駆動回路部、（１７）はＡＣ電源である。駆動回路
部（１６）は、図７の例ではホト・カプラにより絶縁を
行なうものとなっているが、もちろん各双方向半導体ス
イッチの絶縁駆動が実現できればその他の方式が用いら
れていてもよい。
【００２３】この制御回路部（８）では、まず、交流出
力電圧Ｖout 、つまり（Ｅ0 ＋Ｅ1）Ｄ’が交流出力電
圧検出回路部（１０）に入力されて直流電圧に変換さ
れ、さらに可変抵抗ＶＲの電位と加え合わされる。次い
で、パルス幅制御専用ＩＣ（１１）により、その得られ
た電圧と基準電圧ＶREF とが比較されて、パルス幅制御
が行なわれ、各双方向半導体スイッチへの出力電圧の可
変設定が実現されるようになっている。なお、双方向半
導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２は、遅延時間制御回路
部（１５）を介して、たとえば、常に５０％の時比率か
らデッド・タイムを引いた時間で、常に交互にオンを繰
り返す。
力電圧Ｖout 、つまり（Ｅ0 ＋Ｅ1）Ｄ’が交流出力電
圧検出回路部（１０）に入力されて直流電圧に変換さ
れ、さらに可変抵抗ＶＲの電位と加え合わされる。次い
で、パルス幅制御専用ＩＣ（１１）により、その得られ
た電圧と基準電圧ＶREF とが比較されて、パルス幅制御
が行なわれ、各双方向半導体スイッチへの出力電圧の可
変設定が実現されるようになっている。なお、双方向半
導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２は、遅延時間制御回路
部（１５）を介して、たとえば、常に５０％の時比率か
らデッド・タイムを引いた時間で、常に交互にオンを繰
り返す。
【００２４】このような制御回路部（８）によって、図
４（ａ）〜（ｅ）に例示した各駆動波形Ｓ１〜Ｓ５で各
双方向半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ５が制御されるよう
になる。なお、過電流検出回路部や負荷短絡検出制御回
路部等の安全対策用回路部が付加されていることが、実
用上さらに好ましい。また、図３の交流電圧調整器にお
いて、第一双方向半導体スイッチ回路部（３）には抵抗
ｒ１およびコンデンサＣ３が挿入されており、また高周
波フィルタ（７）には抵抗ｒ２およびコンデンサＣ４が
挿入されている。これらの抵抗ｒ１およびコンデンサＣ
３、ならびに抵抗ｒ２およびコンデンサＣ４は、パルス
波形の立上り、立下り時に発生するスパイク・パルスを
抑制するためのスナバ（Snubber ）回路であり、ここの
定数の選定により交流電圧調整器の電力損失と双方向半
導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ５の耐電圧とが密接に関係す
ることは言うまでもない。
４（ａ）〜（ｅ）に例示した各駆動波形Ｓ１〜Ｓ５で各
双方向半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ５が制御されるよう
になる。なお、過電流検出回路部や負荷短絡検出制御回
路部等の安全対策用回路部が付加されていることが、実
用上さらに好ましい。また、図３の交流電圧調整器にお
いて、第一双方向半導体スイッチ回路部（３）には抵抗
ｒ１およびコンデンサＣ３が挿入されており、また高周
波フィルタ（７）には抵抗ｒ２およびコンデンサＣ４が
挿入されている。これらの抵抗ｒ１およびコンデンサＣ
３、ならびに抵抗ｒ２およびコンデンサＣ４は、パルス
波形の立上り、立下り時に発生するスパイク・パルスを
抑制するためのスナバ（Snubber ）回路であり、ここの
定数の選定により交流電圧調整器の電力損失と双方向半
導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ５の耐電圧とが密接に関係す
ることは言うまでもない。
【００２５】なお、入力が直流に限定される場合は、た
とえば図７の制御回路部（８）における交流出力電圧検
出回路部（１０）に極少容量のＤＣ−ＤＣコンバータを
用いれば動作が可能になる。 （実施例２）ところで、上述の図３に例示したこの発明
の交流電圧調整器では、高周波変圧器（４）にセンター
タップ（４１）が設けられ、第二双方向半導体スイッチ
回路部（５）は双方向半導体スイッチＳＷ３およびＳＷ
４が２相半波ブリッジ接続されてなるものとなっている
が、これは、双方向半導体スイッチの数を少なくして経
済的に構成する、小容量向きの回路構成のものとするた
めである。
とえば図７の制御回路部（８）における交流出力電圧検
出回路部（１０）に極少容量のＤＣ−ＤＣコンバータを
用いれば動作が可能になる。 （実施例２）ところで、上述の図３に例示したこの発明
の交流電圧調整器では、高周波変圧器（４）にセンター
タップ（４１）が設けられ、第二双方向半導体スイッチ
回路部（５）は双方向半導体スイッチＳＷ３およびＳＷ
４が２相半波ブリッジ接続されてなるものとなっている
が、これは、双方向半導体スイッチの数を少なくして経
済的に構成する、小容量向きの回路構成のものとするた
めである。
【００２６】これに対し、第二双方向半導体スイッチ回
路部（５）を大容量向きのものとするには、たとえば図
８に例示したように、高周波変圧器（４）にセンタータ
ップ（４１）を設けず、４つの双方向半導体スイッチＳ
Ｗ３、ＳＷ４、ＳＷ３’、ＳＷ４’を単相全波ブリッジ
接続して、全波ブリッジ回路構成とすることができる。
この場合、第一双方向半導体スイッチ回路部（３）も４
つの双方向半導体スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ１’、
ＳＷ２’で全波ブリッジ回路構成とし、高周波変圧器
（４）の一次巻線の一端には双方向半導体スイッチＳＷ
１およびＳＷ２の出力端子（３２）が接続され、他端に
は双方向半導体スイッチＳＷ１’およびＳＷ２’の出力
端子（３４）が接続される。コンデンサＣ１およびＣ２
は取り除かれ、コンデンサＣ６が入力フィルタ（２）の
出力端子間に挿入されている。第二双方向半導体スイッ
チ回路部（５）では、高周波変圧器（４）の二次巻線の
出力端子ａおよびｂに、双方向半導体スイッチＳＷ３お
よびＳＷ４’の入力端子および双方向半導体スイッチＳ
Ｗ３’およびＳＷ４の入力端子が接続されている。
路部（５）を大容量向きのものとするには、たとえば図
８に例示したように、高周波変圧器（４）にセンタータ
ップ（４１）を設けず、４つの双方向半導体スイッチＳ
Ｗ３、ＳＷ４、ＳＷ３’、ＳＷ４’を単相全波ブリッジ
接続して、全波ブリッジ回路構成とすることができる。
この場合、第一双方向半導体スイッチ回路部（３）も４
つの双方向半導体スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ１’、
ＳＷ２’で全波ブリッジ回路構成とし、高周波変圧器
（４）の一次巻線の一端には双方向半導体スイッチＳＷ
１およびＳＷ２の出力端子（３２）が接続され、他端に
は双方向半導体スイッチＳＷ１’およびＳＷ２’の出力
端子（３４）が接続される。コンデンサＣ１およびＣ２
は取り除かれ、コンデンサＣ６が入力フィルタ（２）の
出力端子間に挿入されている。第二双方向半導体スイッ
チ回路部（５）では、高周波変圧器（４）の二次巻線の
出力端子ａおよびｂに、双方向半導体スイッチＳＷ３お
よびＳＷ４’の入力端子および双方向半導体スイッチＳ
Ｗ３’およびＳＷ４の入力端子が接続されている。
【００２７】もちろん、これらの各双方向半導体スイッ
チは、前述した図３の場合と同様にして、制御回路部
（８）によりオン・オフ制御され、第二双方向半導体ス
イッチ回路部（４）の時比率Ｄを連続的に調整すること
により交流昇圧電圧の連続的なパルス幅制御を実現する
ことができる。 （実施例３）図９は、この発明のさらに別の一実施例で
ある交流電圧調整器を例示した要部回路構成図である。
チは、前述した図３の場合と同様にして、制御回路部
（８）によりオン・オフ制御され、第二双方向半導体ス
イッチ回路部（４）の時比率Ｄを連続的に調整すること
により交流昇圧電圧の連続的なパルス幅制御を実現する
ことができる。 （実施例３）図９は、この発明のさらに別の一実施例で
ある交流電圧調整器を例示した要部回路構成図である。
【００２８】この図９に例示した交流電圧調整器では、
スパイク・パルスの低減化を促進するためのスパイク・
パルス低減回路部として四相全波整流回路部（１８）が
備えられている。この四相全波整流回路部（１８）で
は、その４つの交流入力端子に高周波変圧器（４）の出
力端子ａおよびｂと、入出力共通端子ｃと、昇圧端子ｄ
とが接続されており、且つ、その直流出力側にはスパイ
ク吸収用コンデンサＣ６および放電用抵抗Ｒがそれぞれ
並列接続されている。これによりスパイク・パルスを効
率よく低減することができ、また、出力側のスナバ回
路、つまりコンデンサＣ４および抵抗ｒ２は、四相全波
整流回路部（１８）でも除ききれない極めて細いパルス
のみを吸収すればよくなるため、整流器全体としての損
失の低減を図ることができる。
スパイク・パルスの低減化を促進するためのスパイク・
パルス低減回路部として四相全波整流回路部（１８）が
備えられている。この四相全波整流回路部（１８）で
は、その４つの交流入力端子に高周波変圧器（４）の出
力端子ａおよびｂと、入出力共通端子ｃと、昇圧端子ｄ
とが接続されており、且つ、その直流出力側にはスパイ
ク吸収用コンデンサＣ６および放電用抵抗Ｒがそれぞれ
並列接続されている。これによりスパイク・パルスを効
率よく低減することができ、また、出力側のスナバ回
路、つまりコンデンサＣ４および抵抗ｒ２は、四相全波
整流回路部（１８）でも除ききれない極めて細いパルス
のみを吸収すればよくなるため、整流器全体としての損
失の低減を図ることができる。
【００２９】図９に示した例は、第二双方向半導体スイ
ッチ回路部（５）が二相半波ブリッジ接続されている場
合についてのものであるが、図１０は、前述の実施例２
における図８に例示したように第二双方向半導体スイッ
チ回路部（５）が単相全波ブリッジ接続されている場合
についてのものである。四相全波整流回路部（１８）の
回路構成は、図９のものと同じであり、同様にして、ス
パイク・パルスの低減化を実現することができる。
ッチ回路部（５）が二相半波ブリッジ接続されている場
合についてのものであるが、図１０は、前述の実施例２
における図８に例示したように第二双方向半導体スイッ
チ回路部（５）が単相全波ブリッジ接続されている場合
についてのものである。四相全波整流回路部（１８）の
回路構成は、図９のものと同じであり、同様にして、ス
パイク・パルスの低減化を実現することができる。
【００３０】図１１は、四相全波整流回路部（１８）の
代わりに、五相全波整流回路部（１９）が備えられてい
る場合の一例である。この五相全波整流回路部（１９）
は、その５つの交流入力端子に高周波変圧器（４）の出
力端子ａおよびｂと、入出力共通端子ｃと、昇圧端子ｄ
と、第二双方向半導体スイッチ回路部（５）の一出力端
子ｅとが接続されており、且つ、その直流出力側にはス
パイク吸収用コンデンサＣ６および放電用抵抗Ｒがそれ
ぞれ並列接続されている。
代わりに、五相全波整流回路部（１９）が備えられてい
る場合の一例である。この五相全波整流回路部（１９）
は、その５つの交流入力端子に高周波変圧器（４）の出
力端子ａおよびｂと、入出力共通端子ｃと、昇圧端子ｄ
と、第二双方向半導体スイッチ回路部（５）の一出力端
子ｅとが接続されており、且つ、その直流出力側にはス
パイク吸収用コンデンサＣ６および放電用抵抗Ｒがそれ
ぞれ並列接続されている。
【００３１】この五相全波整流回路部（１９）によって
も、上述の四相全波整流回路部（１８）と同様に、スパ
イク・パルスの効果的な低減、および整流器全体として
の損失の低減を実現することができる。 （実施例４）この発明の交流電圧調整器における制御回
路部（８）は、たとえば図１２に例示したように、一般
に用いられているスイッチング電源を使用して構成され
るが、その構成において高圧一次回路と低圧二次回路と
の間は完全に絶縁しているのが通常である。このため、
スパイク・パルス低減回路としての前記四相全波整流回
路部（１８）や五相全波整流回路部（１９）に挿入され
ている放電用抵抗Ｒの代わりに、その出力端子Ｐ、Ｑ
を、図１２に例示した制御回路部（８）の入力端子
Ｐ’、Ｑ’（図１２の例では入力端子Ｐ’およびＱ’は
高圧一次回路側の全波ブリッジ回路部の出力端子と接続
されている）に接続することにより、無駄な電力の消費
を抑制することができ、調整器の軽負荷時の効率を改善
することができる。すなわち、制御回路部（８）の電力
は調整器の電源投入時には交流入力側からの電力により
動作するが、制御回路部（８）以外の構成部分の動作が
開始され、負荷がかけられると、スパイク・パルスが増
加し、入力電源の整流出力よりもスパイク・パルス低減
回路部の整流電圧の方が高くなる。したがって、制御回
路部（８）の電力のほとんどはスパイク・パルス低減回
路部から供給されることになり、消費電力の抑制を実現
することができるようになる。
も、上述の四相全波整流回路部（１８）と同様に、スパ
イク・パルスの効果的な低減、および整流器全体として
の損失の低減を実現することができる。 （実施例４）この発明の交流電圧調整器における制御回
路部（８）は、たとえば図１２に例示したように、一般
に用いられているスイッチング電源を使用して構成され
るが、その構成において高圧一次回路と低圧二次回路と
の間は完全に絶縁しているのが通常である。このため、
スパイク・パルス低減回路としての前記四相全波整流回
路部（１８）や五相全波整流回路部（１９）に挿入され
ている放電用抵抗Ｒの代わりに、その出力端子Ｐ、Ｑ
を、図１２に例示した制御回路部（８）の入力端子
Ｐ’、Ｑ’（図１２の例では入力端子Ｐ’およびＱ’は
高圧一次回路側の全波ブリッジ回路部の出力端子と接続
されている）に接続することにより、無駄な電力の消費
を抑制することができ、調整器の軽負荷時の効率を改善
することができる。すなわち、制御回路部（８）の電力
は調整器の電源投入時には交流入力側からの電力により
動作するが、制御回路部（８）以外の構成部分の動作が
開始され、負荷がかけられると、スパイク・パルスが増
加し、入力電源の整流出力よりもスパイク・パルス低減
回路部の整流電圧の方が高くなる。したがって、制御回
路部（８）の電力のほとんどはスパイク・パルス低減回
路部から供給されることになり、消費電力の抑制を実現
することができるようになる。
【００３２】以上説明したこの発明の交流電圧調整器の
実験結果では、たとえば、重量４ｋｇ以下、最大出力時
９２％の効率と９８％の力率を得られることを確認し
た。もちろんこれらの数値は一例にすぎず、上述した各
構成によって得られる数値は異なるが、いずれも前述し
た従来の機械式や電子式交流電圧調整器と比較して、非
常に小型且つ軽量で、優れた効率且つ力率を有し、電圧
の滑らかな自動調整を実現できる。
実験結果では、たとえば、重量４ｋｇ以下、最大出力時
９２％の効率と９８％の力率を得られることを確認し
た。もちろんこれらの数値は一例にすぎず、上述した各
構成によって得られる数値は異なるが、いずれも前述し
た従来の機械式や電子式交流電圧調整器と比較して、非
常に小型且つ軽量で、優れた効率且つ力率を有し、電圧
の滑らかな自動調整を実現できる。
【００３３】この発明は以上の例に限定されるものでは
なく、細部については様々な態様が可能であることは言
うまでもない。
なく、細部については様々な態様が可能であることは言
うまでもない。
【００３４】
【発明の効果】以上詳しく説明した通り、この発明の交
流電圧調整器は、従来の機械式交流電圧調整器や電子式
交流電圧調整器とは異なり、その電力制御部が高周波高
速スイッチング素子と高周波変圧器と高周波フィルタに
より構成されているため、従来と比べて非常に小型およ
び軽量であり、効率、力率ともに優れ、交流出力電圧の
滑らかな任意設定をほぼゼロから最大電圧まで行なうこ
とのできる自動電圧調整機能を有し、且つ通常発生する
受電電圧の変動や負荷の広範囲の変動に対しても常に安
定した設定値を保持する、いわゆる定電圧機能をも有し
ている。また、前述した図２の従来の低周波昇圧変圧器
を用いた交流電圧調整器は半電子式、この発明の交流電
圧調整器は全電子式であるということができ、この全電
子式の制御により応答速度も格段に速い。
流電圧調整器は、従来の機械式交流電圧調整器や電子式
交流電圧調整器とは異なり、その電力制御部が高周波高
速スイッチング素子と高周波変圧器と高周波フィルタに
より構成されているため、従来と比べて非常に小型およ
び軽量であり、効率、力率ともに優れ、交流出力電圧の
滑らかな任意設定をほぼゼロから最大電圧まで行なうこ
とのできる自動電圧調整機能を有し、且つ通常発生する
受電電圧の変動や負荷の広範囲の変動に対しても常に安
定した設定値を保持する、いわゆる定電圧機能をも有し
ている。また、前述した図２の従来の低周波昇圧変圧器
を用いた交流電圧調整器は半電子式、この発明の交流電
圧調整器は全電子式であるということができ、この全電
子式の制御により応答速度も格段に速い。
【００３５】したがって、たとえば研究室等での実験デ
ータ採取において、受電変動や負荷変動のたびに設定値
を微調整する手間が不要となり、測定時間の短縮を実現
することができるなど、従来と比べて格段に使いやす
く、実験データ採取や生産現場等における各種自動試験
用電源などとして極めて有用である。さらに、原理的に
変調・復調技術を用いているので、直流から変調周波数
の１／２０程度までのあらゆる入力周波数に対して高速
度の制御を行なうことができ、回転数（周波数）や発生
電圧の広範囲にわたる変動が予想される機器、たとえば
風力発電機やエンジン発電機など、の電圧安定化や設定
電圧の遠隔制御による変更なども可能となる。
ータ採取において、受電変動や負荷変動のたびに設定値
を微調整する手間が不要となり、測定時間の短縮を実現
することができるなど、従来と比べて格段に使いやす
く、実験データ採取や生産現場等における各種自動試験
用電源などとして極めて有用である。さらに、原理的に
変調・復調技術を用いているので、直流から変調周波数
の１／２０程度までのあらゆる入力周波数に対して高速
度の制御を行なうことができ、回転数（周波数）や発生
電圧の広範囲にわたる変動が予想される機器、たとえば
風力発電機やエンジン発電機など、の電圧安定化や設定
電圧の遠隔制御による変更なども可能となる。
【００３６】近年の電力用半導体、特にＭＯＳ−ＦＥＴ
とＩＧＢＴの発展は目覚しいものがあり、高耐圧、低温
抵抗、さらに高速の素子が開発されており、これらを用
いることによりこの発明の交流電圧調整器は、さらに小
型、軽量、高効率化が可能となり、さらに広範な範囲で
の応用が実現されるようになる。
とＩＧＢＴの発展は目覚しいものがあり、高耐圧、低温
抵抗、さらに高速の素子が開発されており、これらを用
いることによりこの発明の交流電圧調整器は、さらに小
型、軽量、高効率化が可能となり、さらに広範な範囲で
の応用が実現されるようになる。
【図１】従来の機械制御式の交流電圧調整器を例示した
要部回路構成図である。
要部回路構成図である。
【図２】（ａ）（ｂ）は、各々、従来の電子制御式の交
流電圧調整器を例示した要部回路構成図である。
流電圧調整器を例示した要部回路構成図である。
【図３】この発明の一実施例である交流電圧調整器を例
示した要部回路構成図である。
示した要部回路構成図である。
【図４】（ａ）〜（ｅ）は、各々、図３の交流電圧調整
器における各電圧波形を例示した図である。
器における各電圧波形を例示した図である。
【図５】（ａ）〜（ｅ）は、各々、各双方向半導体スイ
ッチのスイッチ駆動波形の一例を示した図である。
ッチのスイッチ駆動波形の一例を示した図である。
【図６】（ａ）〜（ｃ）は、各々、交流昇圧電圧および
パルス幅変調された交流昇圧電圧の波形を例示した図で
ある。
パルス幅変調された交流昇圧電圧の波形を例示した図で
ある。
【図７】制御回路部の要部回路構成の一例を示したブロ
ック図である。
ック図である。
【図８】この発明の別の一実施例である交流電圧調整器
を例示した要部回路構成図である。
を例示した要部回路構成図である。
【図９】この発明のさらに別の一実施例である交流電圧
調整器を例示した要部回路構成図である。
調整器を例示した要部回路構成図である。
【図１０】この発明のさらに別の一実施例である交流電
圧調整器を例示した要部回路構成図である。
圧調整器を例示した要部回路構成図である。
【図１１】この発明のさらに別の一実施例である交流電
圧調整器を例示した要部回路構成図である。
圧調整器を例示した要部回路構成図である。
【図１２】この発明の交流電圧調整器における制御回路
部の一例を示した要部回路構成図である。
部の一例を示した要部回路構成図である。
１ａ、１ｂ 交流入力端子 ２ 入力フィルタ ３ 第一双方向半導体スイッチ回路部 ３１ａ，３１ｂ 入力端子 ３２ 出力端子 ３３ 共通端子 ４ 高周波変圧器 ４１ センタータップ ５ 第二双方向半導体スイッチ回路部 ６ 第三双方向半導体スイッチ回路部 ７ 高周波フィルタ ７１ａ，７１ｂ 入力端子 ８ 制御回路部 ９ａ，９ｂ 交流出力端子 １０ 交流出力電圧検出回路部 １１ パルス幅制御専用ＩＣ １２ フリップ・フロップ １３ 信号遅延回路部 １４ フリップ・フロップ １５ 遅延時間制御回路部 １６ 駆動回路部 １７ ＡＣ電源 １８ 四相全波整流回路部 １９ 五相全波整流回路部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H420 BB12 CC04 CC10 DD03 DD10 EA12 EA30 EA42 EA43 EB04 EB38 FF03 FF22 FF25 5H590 AA02 AA03 AA08 CA07 CA14 CC01 CC22 CC23 CD01 EB12 EB17 FA08 FB01 FB02 FC14 FC22 FC27 GA02 GA09 HA02 JA19 JB15 5H750 AA02 AA04 BA01 BA06 BB13 BB29 CC05 CC07 CC11 CC14 DD02 DD13 DD17 DD26 FF05
Claims (6)
- 【請求項１】 高周波変圧器、第一双方向半導体スイッ
チ回路部、第二双方向半導体スイッチ回路部、および第
三双方向半導体スイッチ回路部とが備えられており、第
一双方向半導体スイッチ回路部により入力交流電圧がリ
ング変調され、得られたリング変調電圧は高周波変圧器
により高周波変圧された後、第二双方向半導体スイッチ
回路部により復調され、得られた交流復調電圧を入力交
流電圧に加えて交流昇圧電圧が発生され、さらに、第二
双方向半導体スイッチ回路部のオフ期間のみオンとなる
ように制御された第三双方向半導体スイッチ回路部によ
り交流昇圧電圧がパルス幅変調され、このパルス幅変調
における第二双方向半導体スイッチ回路部の時比率Ｄの
連続調整によって交流昇圧電圧が連続調整されることを
特徴とする交流電圧調整器。 - 【請求項２】 第二双方向半導体スイッチ回路部は、高
周波変圧器の二次側において二相半波ブリッジ接続また
は単相全波ブリッジ接続されて備えられている請求項１
の交流電圧調整器。 - 【請求項３】 スパイク・パルス低減回路部としての四
相全波整流回路部が、その４つの交流入力端子に高周波
変圧器の二次巻線の２つの出力端子と、交流電圧入力端
子および交流電圧出力端子の共通端子と、交流昇圧電圧
の発生端子とが接続されて備えられ、この四相全波整流
回路部の直流出力側にはスパイク吸収用コンデンサおよ
び放電用抵抗が並列接続されており、スパイク・パルス
の低減化が行なわれる請求項１または２の交流電圧調整
器。 - 【請求項４】 スパイク・パルス低減回路部としての五
相全波整流回路部が、その５つの交流入力端子に高周波
変圧器の二次巻線の二つの出力端子と、交流電圧入力端
子および交流電圧出力端子の共通端子と、交流昇圧電圧
の発生端子と、第二双方向半導体スイッチ回路部の一出
力端子とが接続されて備えられ、この五相全波整流回路
部の直流出力側にはスパイク吸収用コンデンサおよび放
電用抵抗が並列接続されており、スパイク・パルスの低
減化が行なわれる請求項１または２の交流電圧調整器。 - 【請求項５】 第一双方向半導体スイッチ回路部と第二
双方向半導体スイッチ回路部と第三双方向半導体スイッ
チ回路部とのパルス幅制御を行なう制御回路部が備えら
れており、四相全波整流回路部の直流出力端子が制御回
路部の直流電圧電源部に接続されて、スパイク・パルス
放出のためのエネルギーが制御回路部の駆動に用いられ
るようになっている請求項３の交流電圧調整器。 - 【請求項６】 第一双方向半導体スイッチ回路部と第二
双方向半導体スイッチ回路部と第三双方向半導体スイッ
チ回路部とのパルス幅制御を行なう制御回路部が備えら
れており、五相全波整流回路部の直流出力端子が制御回
路部の直流電圧電源部に接続されて、スパイク・パルス
放出のためのエネルギーが制御回路部の駆動に用いられ
るようになっている請求項４の交流電圧調整器。
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|---|---|---|---|
| JP16384299A JP3805927B2 (ja) | 1999-06-10 | 1999-06-10 | 交流電圧調整器 |
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2000
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