JP2002272121A - 入出力絶縁型電力回生装置 - Google Patents
入出力絶縁型電力回生装置Info
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Abstract
絶縁型の電力回生装置を提供する。 【解決手段】 電池充電時にはAC−DCコンバータと
して動作し、電池放電時にはDC−ACインバータとし
て動作するAC−DC双方向コンバータ1を備えた電力
回生装置であって、電池充電時にはAC−DC双方向コ
ンバータの直流出力電力を絶縁して電池3を充電し、電
池放電時には放電電力を絶縁してAC−DC双方向コン
バータ1を介して交流電源側へ回生させる入出力絶縁型
正逆方向昇降圧調整器2を備え、二次側スイッチ群S′
1〜S′4の直流出力電圧にキャパシタC5の両端電圧
を加えた合成電圧により、電池3を充電する。
Description
縁型電力回生装置に関するものである。さらに詳しく
は、この出願の発明は、交流電源を用いて電池に充電し
た電力を放電時に交流電源側に回生させる電力回生装置
として有用な、回生効率に優れた、新しい入出力絶縁型
電力回生装置に関するものである。
すると共に、放電時に電池の放電電力を交流電源側に回
生させて電力の有効利用を図るようにした電力回生装置
が知られている。図10はこの種の従来の電力回生装置
の概略構成を例示した回路図であり、図10(a)はサ
イリスタQ11を用いて同期整流回路を構成したサイリ
スタ型の電力回生装置、図10(b)は電力用トランジ
スタQ12等を用いて同期整流回路を構成したトランジ
スタ型の電力回生装置である。
置は、二次電池である電池(ア)と、電池(ア)の充電
時に交流電源(図示していない)からの入力交流電力を
直流電力に変換するAC−DCコンバータとして動作
し、電池(ア)の放電時に放電電力を交流電力に変換す
るDC−ACインバータとして動作する充電器兼インバ
ータ(イ)と、電池(ア)の充電電力を強制的に放電さ
せる放電回路(ウ)と、充電器兼インバータ(イ)およ
び電池(ア)との間に接続された切替スイッチ(エ)と
を有している。
(エ)を位置aに切り替えてサイリスタQ11等を位相
角制御し、図示の右向き矢印の経路を通って電池(ア)
への充電を行い、放電時には、切替スイッチ(エ)を位
置bに切り替えて電池(ア)を電源とするインバータ動
作を行い、放電電力を図示の左向きや矢印の経路を通っ
て交流電源へ回生させる。
スタ型の電力回生装置では、電池(ア)の充電電圧を商
用の入力交流電圧の最大値(√2×実効値)以上の電圧
にまで引き上げることができないため、電池(ア)の放
電電圧は商用の入力交流電圧よりも低くなり、電力の回
生を行う場合には別途、昇圧用の変圧器が必要となると
いった問題がある。また、その充電器兼インバータ
(イ)は電池(ア)に充電されたエネルギーの一部しか
回生できないため、残りのエネルギーは電池(ア)に並
列接続された放電回路(ウ)により熱として消費され、
電力回生効率が低下してしまう。またさらに、サイリス
タ型の充電器兼インバータ(イ)では高調波を多く含む
ため、大きなフィルタが必要となる。
タ型の電力回生装置では、入力交流電圧よりも高い直流
電圧を出力できるため、電池(ア)の電圧を入力交流電
圧よりも高い電圧に設定できる。また、入力交流電圧の
変動が広範囲に変化しても安定した直流電圧を出力する
ことができ、また交流側に影響を及ぼす高調波電流も低
減できる。またさらに、放電時には電池(ア)の放電電
圧が充電器兼インバータ(オ)の最低動作電圧に達する
までは、電力の回生を行うことができる。また、図10
(a)のサイリスタ型の電力回生装置に設けられていた
切替スイッチ(エ)も不要である。
ランジスタ型の電力回生装置が主流となっている。
(b)に示す従来のトランジスタ型の電力回生装置にも
以下の問題がある。
ンバータ(オ)(AC−DC双方向コンバータとも呼ば
れる)を有するため、電池(ア)の電圧を入力交流電圧
よりも低くするには降圧型コンバータを用いて電圧変換
を行わなければならないのである。
ンバータ(オ)の最低動作電圧以下にするには、図10
(a)の装置と同様に、放電電圧に外部から昇圧用の補
助電圧EDを加えて放電させなければならず、放電を行
うにも外部からの電力エネルギーが必要となり、回生効
率が低下してしまう。
鑑みてなされたものであり、従来技術の問題点を解消
し、回生効率に優れ、且つ、小型化、軽量化、高効率
化、経済化を図ることのできる、新しい入出力絶縁型電
力回生装置を提供することを課題としている。
を解決するものとして、電池充電時にはAC−DCコン
バータとして動作し、電池放電時にはDC−ACインバ
ータとして動作するAC−DC双方向コンバータを備え
た電力回生装置であって、電池充電時にはAC−DC双
方向コンバータの直流出力電力を絶縁して電池を充電
し、電池放電時には放電電力を絶縁してAC−DC双方
向コンバータを介して交流電源側へ回生させる入出力絶
縁型正逆方向昇降圧調整器を備え、この入出力絶縁型正
逆方向昇降圧調整器は、一次巻線、二次巻線および三次
巻線を持つ高周波変圧器と、AC−DC双方向コンバー
タの直流出力電圧を矩形波交流電圧に変換して高周波変
圧器の一次巻線へ供給する一次側スイッチ群と、高周波
変圧器の二次巻線に発生する交流電力を同期整流して高
周波変圧器の一次巻線回路とは絶縁された直流電圧を発
生する二次側スイッチ群と、高周波変圧器の三次巻線に
接続された三次側交流スイッチ群と、高周波変圧器の三
次巻線側に設けられ、一次側スイッチ群およびこれに同
期する二次側スイッチ群と三次側交流スイッチ群との切
替タイミングの位相差に応じた直流電圧が両端に印加さ
れるキャパシタとを有しており、二次側スイッチ群の直
流出力電圧にキャパシタの両端電圧を加えた合成電圧に
より、電池を充電することを特徴とする入出力絶縁型電
力回生装置(請求項1)を提供する。
装置において、一次側スイッチ群およびこれに同期する
二次側スイッチ群と三次側交流スイッチ群とをオン・オ
フ制御するスイッチ制御回路を備え、このスイッチ制御
回路は、二次巻線回路の出力電圧よりも高い電圧から略
0Vまでの範囲内の電圧で電池を充電できるように、電
池の充電電圧に応じて一次側スイッチ群および二次側ス
イッチ群と三次側交流スイッチ群との切替タイミングの
位相差を調整することを特徴とする入出力絶縁型電力回
生装置(請求項2)、スイッチ制御回路は一次側スイッ
チ群およびこれに同期する二次側スイッチ群と三次側交
流スイッチとの切替タイミングの位相差を略0度から略
180度までの範囲内で任意に設定することを特徴とす
る入出力絶縁型電力回生装置(請求項3)、一次側スイ
ッチ群と二次側スイッチ群と三次側交流スイッチ群は、
ハーフブリッジ回路、フルブリッジ回路、およびプッシ
ュプル回路のいずれかを構成する複数の単方向スイッチ
により構成されており、一次側スイッチ群および二次側
スイッチ群のスイッチのオン・オフ期間の時比率と三次
側交流スイッチ群のオン・オフ期間の時比率とを共に略
50%に設定したことを特徴とする入出力絶縁型電力回
生装置(請求項4)をも提供する。
の特徴を有するものであるが、以下に、添付した図面に
沿って実施例を示し、さらに詳しくこの出願の発明の実
施の形態について説明する。
回生装置の一実施例を示した回路図である。
出願の発明の入出力絶縁型電力回生装置は、図10に示
した従来の電力回生装置のような放電回路(ウ)が不要
で、交流入力回路および電池側とが入出力絶縁型正逆方
向昇降圧調整器(2)内の高周波変圧器Tの一次巻線N
1、二次巻線N2および三次巻線N3+N4との間で絶
縁されており、AC−DC双方向コンバータ(1)の直
流電圧E0と電池(3)の電圧E1±E2との最適電圧
比が一次巻線N1、二次巻線N2および三次巻線N3+
N4により自由に選定でき、しかも、電池(3)の充電
電圧を所定の電圧から0V付近までの広範囲にわたって
可変制御できるようになっている。
た入出力絶縁型電力回生装置は、AC−DC双方向コン
バータ(1)と、入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器
(2)と、二次電池である電池(3)とを備えている。
池(3)の充電時にはAC−DCコンバータとして動作
し、電池(3)の放電による電力回生時にはDC−AC
インバータとして動作する。
は、充電時に三相交流電圧を同期整流する交流スイッチ
S11〜S16と、交流スイッチS11〜S16を通過
した電圧を平滑化するコンデンサC1と、交流スイッチ
S11〜S16のオン・オフを制御するスイッチ制御回
路(4)と、三相交流ラインのノイズを吸収するコイル
L1〜L6およびコンデンサC2〜C4とが設けられて
いる。他方、放電時には、電池(3)から入出力絶縁型
正逆方向昇降圧調整器(2)を経由してコンデンサC1
へ蓄えられた電力をエネルギー源として、通常公知の技
術により交流電源側への電力回生が行われる。
は、充電時には電池(3)の充電電圧を調整する制御を
行い、回生時には電池(3)の放電電力を変圧器により
絶縁してAC−DC双方向コンバータ(1)側へ回生さ
せる制御を行う。
(2)には、高周波変圧器としての一次巻線N1、二次
巻線N2および三次巻線N3+N4を持つ3巻線トラン
スTと、AC−DC双方向コンバータ(1)から出力さ
れた直流電圧を矩形波交流電圧に変換してトランスTの
1次巻線N1へ供給する単方向スイッチS1〜S4(一
次側スイッチ群)と、トランスTの二次巻線N2に接続
され、トランスTの二次巻線N2に発生する交流電力を
同期整流して一次巻線N1とは絶縁された直流電圧E1
を発生する、具体的には単方向スイッチS1〜S4と同
期して巻き数比N1:N2に比例した直流電圧E1を一
次巻線回路とは絶縁して発生する単方向スイッチS’1
〜S’4(二次側スイッチ群)と、トランスTの三次巻
線N3+N4に接続された双方向スイッチS5,S6
(三次側スイッチ群)と、トランスTの三次巻線N3側
に設けられ、単方向スイッチS1〜S4およびこれに同
期する単方向スイッチS’1〜S’4と双方向スイッチ
S5,S6との切替タイミングの位相差に応じた直流電
圧が両端に印加されるコンデンサC5とが設けられてい
る。
線N1、2次巻線N2、三次巻線N3+N4に生じるス
パイク電圧を抑制するためのコンデンサC8および抵抗
R1、コンデンサC9および抵抗R3、コンデンサC6
および抵抗R2と、トランスTの三次巻線N3+N4の
中間点から発生するパルス電圧の平滑用コイルL7も設
けられている。
よびこれに同期する単方向スイッチS’1〜S’4と、
双方向スイッチS5,S6とをオン・オフ制御する、具
体的にはオン・オフの切替えによりたとえば後述の図4
に例示したような位相制御を行うスイッチ制御回路
(5)が設けられており、図1における入出力絶縁型正
逆方向昇降圧調整器(2)では、このスイッチ制御回路
(5)により各スイッチの切替タイミングの位相差が調
整されて、上記コンデンサC5の両端電圧が可変制御さ
れるようになっている。このときの電池(3)の充電電
圧は、二次巻線回路の出力電圧E1にコンデンサC5の
両端電圧=±E2を加えた電圧になる。
る電流の方向を説明する図である。この図2に例示した
ように、双方向スイッチS5,S6はいずれも、2個の
トランジスタQ1、Q2と2個のダイオードD1、D2
とからなり、スイッチ制御回路(5)によりトランジス
タQ1がオン、トランジスタQ2がオフとされた場合に
は、図示の実線矢印Aに沿って電流が流れ、トランジス
タQ1がオフ、トランジスタQ2がオンとされた場合に
は、図示の点線矢印Bに沿って電流が流れる。
・オフとトランスTの一次巻線N1の両端電圧との関係
を例示した図である。この図3に例示したように、スイ
ッチ制御回路(5)によって単方向スイッチS1,S3
と単方向スイッチS2,S4は交互にオン・オフされ、
これらのオン・オフに応じて、トランスTの一次巻線N
1には矩形波電圧が供給される。すなわち、単方向スイ
ッチS1〜S4は、AC−DC双方向コンバータ(1)
から出力された直流電圧を矩形波状の交流電圧に変換す
る。
ッチS’1〜S’4は、スイッチ制御回路(5)によっ
て単方向スイッチS1〜S4のオン・オフと同期するよ
うに制御される。
単方向スイッチS’1〜S’4ならびに双方向スイッチ
S5,S6の切替タイミングの位相差と入出力絶縁型正
逆方向昇降圧調整器(2)の出力電圧(図中(A−B)
と略示)との関係を例示した図であり、図4(a)は位
相差が45度の場合、図4(b)は位相差が90度の場
合、図4(c)は位相差が135度の場合を例示してい
る。
スイッチS1〜S6の切替タイミング波形を拡大して示
した図である。この図5に示したように、単方向スイッ
チS1〜S4および単方向スイッチS’1〜S’4なら
びに双方向スイッチS5,S6のオン期間の長さはみな
略同一であり、オフ期間の長さもみな略同一であり、単
方向スイッチの一方の組みがオフしてから単方向スイッ
チの他方の組みがオンするまでの間と、双方向スイッチ
の一方がオフしてから双方向スイッチの他方がオンする
までの間には、それぞれ休止期間が設けられている。各
スイッチS1〜S6を構成するトランジスタはオン状態
からオフ状態となるのに時間がかかるので、完全にトラ
ンジスタをオフとするために、このような休止期間を設
けている。
S’4(これらは単方向スイッチS1〜S4と同期して
いる)と双方向スイッチS5,S6の切替タイミングの
位相差が0度の場合には、コンデンサC5の充電電圧は
最大値E2になり、この充電電圧に二次巻線回路の出力
電圧E1を加えた電圧=E1+E2が電池(3)の充電
電圧EBとなる。
線回路のA−B間(図1参照)の出力電圧波形は図4
(a)に例示したようになる(図中(A−B)と略示。
以下同じ)。すなわち、単方向スイッチS’1,S’3
と双方向スイッチS5がともにハイレベルの期間、ま
たは単方向スイッチS’2,S’4と双方向スイッチS
6がともにハイレベルの期間におけるA−B間の電圧
はピーク値になる。この場合のA−B間の平均電圧E4
5はE45=E1+E2/2であり、コンデンサC5の
両端電圧はE2/2になる。また、電池(3)の充電電
圧EBはEB=E1+E2/2となる。
路のA−B間の出力電圧波形は図4(b)のようにな
る。この場合、単方向スイッチS’1,S’3と双方向
スイッチS5がともにハイレベルの期間または単方向
スイッチS’2,S’4と双方向スイッチS6がともに
ハイレベルの期間と、単方向スイッチS’1,S’3
がハイレベルで双方向スイッチS5がローレベルになる
期間または単方向スイッチS’2,S’4がハイレベ
ルで双方向スイッチS6がローレベルになる期間とが
略等しくなり、A−B間の出力電圧波形は時比率が略5
0%の矩形波になる。したがって、A−B間の平均電圧
E90は二次巻線回路の出力電圧E1に略等しくなり、
コンデンサC5の両端電圧は略0Vになる。また、電池
(3)の充電電圧EBはEB=E1となる。
回路のA−B間の出力電圧波形は図4(c)のようにな
る。この場合、単方向スイッチS’1,S’3と双方向
スイッチS5がともにハイレベルになる期間または単
方向スイッチS’2,S’4と双方向スイッチS6がと
もにハイレベルになる期間よりも、単方向スイッチ
S’1,S’3がハイレベルで双方向スイッチS5がロ
ーレベルになる期間または単方向スイッチS’2,
S’4がハイレベルで双方向スイッチS6がローレベル
になる期間の方が長いため、A−B間の出力電圧波形
は時比率が略25%の矩形波になる。したがって、A−
B間の平均電圧E135はE135=E1−E2/2に
なり、コンデンサC5の両端電圧は−E2/2になる。
また、電池(3)の充電電圧EBはEB=E1−E2/
2となる。
向スイッチS’1〜S’4と双方向スイッチS5,S6
の切替タイミングの位相差は互いに反転するため、三次
巻線回路のA−B間電圧は略一定の−E2になり、コン
デンサC5の両端電圧も−E2になる。このとき、電池
3の充電電圧EBはEB=E1−E2となる。
イッチS1〜S4および単方向スイッチS’1〜S’4
と、双方向スイッチS5,S6との切替タイミングの位
相差をスイッチング制御回路(5)により任意に調整で
きるようにしたため、コンデンサC5の両端電圧を任意
に変更でき、結果として、電池(3)の充電電圧EBを
二次巻線回路の出力電圧よりも高い電圧から略0V(ち
ょうど0Vを含む)までの広範囲にわたって可変制御す
ることができる。
力貯蔵用のような大容量、高電圧(直列接続数の多いも
の)用途から携帯電話向のような小容量、低電圧用途ま
で、幅広い電圧、電流レンジの製造設備が必要である。
したがって、電力回生装置の可変電圧範囲も用途に応じ
て0〜5Vないし0〜400V程度の可変範囲を持つ必
要がある。一方、量産を前提とするこれら各種電池の放
電回生電圧と一般に我国で標準的なAC200V回生用
の直流電圧350V前後の電圧差の整合を採るために
は、入出力の絶縁の他に直流電圧間の変換が必要とな
る。
(1)の出力側にDC−DCコンバータを挿入して電圧
比の整合をとることも考えられる。しかしながら、DC
−DCコンバータの挿入は、充電、放電共に損失の増加
による効率の低下、物量の増加によるコストアップ、大
型化、重量増など負の要因のみが加わることになる。
可変電圧範囲を実現しつつ、電圧比の整合を可能とすべ
く、入出力間の絶縁およびAC−DC双方向コンバータ
(1)と入出力絶縁型正逆双方向昇降圧変圧器(2)と
の間の電圧整合機能を、3巻線の高周波変圧器によって
実現し、入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器(2)と一
体化したところに大きな特徴がある。これにより、充放
電損失が増加して効率低下が生じるといったこともな
く、回生効率に優れているのはもちろんのこと、小型
化、軽量化、高効率化、経済化をも図られるのである。
器(2)とは異なる入出力非絶縁型正逆方向昇降圧調整
器(4)を用いた場合において、その充電時出力電圧を
下げたときの電流の流れを示したものであり、コンデン
サC5の両端電圧を−E2に下げた例を示している。
ない)の出力電圧は一定の電圧E0であるため、入出力
非絶縁型正逆方向昇降圧調整器(4)の出力電圧はE0
−E2になる。
I2とすると、電圧降下分の電力=−E2・I2を電力
源とした双方向スイッチS5,S6および巻線N3,N
4によるプッシュ・プル型のインバータにより矩形波交
流が発生され、単方向スイッチS1〜S4および巻線N
1とで構成される全波ブリッジ回路によりさらに直流に
変換される。すなわち、この場合には、双方向スイッチ
S5,S6側が1次駆動側、単方向スイッチS1〜S4
側が2次出力側のDC−DCコンバータとなり、電力エ
ネルギーの流れは右側から左側への矢印の方向に伝達さ
れる。
0との間には、図4に示したのと同じ原理で、S5,S
6回路とS1〜S4回路との駆動位相差とN1:N3:
N4の巻数比に対応した回生電圧がE0として発生す
る。
I’2とすると、I’2は図6中の矢印で示した方向に
流れるので、結局AC−DC双方向コンバータから電池
(3)側に供給される電力はE0・I1であり、これに
回生電流I’2が加わって電池(3)の充電電流I2が
流れるので、I1,I’2およびI2の間には、 I2=I1+I´2 …(1) の関係が成立する。
整器(4)の損失が仮想的に零の場合には入力エネルギ
ー=E0・I1と、電池(3)の充電電力=(E0−E
2)I2は等しくなければならないから、変換損失零の
理想的状態では、 E0・I1=(E0−E2)I2 …(2) となる。
と、E0・I1=(E0−E2)(I1+I´2)の関
係が成立するから、この式を整理してE0・I1を消去
すると、E0・I1=E0・I1+E0・I’2−E2
・I1−E2・I’2より E2(I1+I’2)=E0・I’2= E2・I2 …(3) となる。
逆方向昇降圧調整器(4)の降圧時電力=E2・I2
は、変換損失が零の理想状態においては逆方向コンバー
タとしてE0・I’2として回生されている。
器(4)の出力電圧がE0+E2の昇圧時には、単方向
スイッチS1〜S4および巻線N1によるブリッジイン
バータによって矩形波交流が発生され、巻線N3,N4
および双方向スイッチS5,S6によってさらに2相半
波整流される。この場合では、単方向スイッチS1〜S
4側が一次駆動側、双方向スイッチS5,S6側が2次
出力側となり、電力エネルギーは図6中の矢印とは逆に
左側から右側に、すなわち通常の方向に流れるため、
I’2の矢印も図6中の方向とは逆になる。
力はE0・I1=E0(I’2+I2)であり、電池
(3)に供給される電力は入出力非絶縁型正逆方向昇降
圧調整器(4)の損失が零の理想状態においては(E0
+E2)I2であるから、次の関係が成立する。 E0・I1=E0(I’2+I2)=(E0+E2)I2 …(5) (5)式よりE0・I2を消去すると、 E0I´2=E2I2 …(6) が得られる。
出力非絶縁型正逆方向昇降圧調整器(4)の入、出力電
力が等しく、電圧比が駆動位相差に応じて自由に変えら
れることを意味している。
縁型正逆方向昇降圧調整器(2)の充電時出力電圧を下
げたときの電流の流れを示したものであり、図6と同様
にコンデンサC5の両端電圧を−E2に下げた例を示し
ている。
昇降圧調整器(2)は、図6における単方向スイッチS
1〜S4と一次巻線N1を、単方向スイッチS1〜S4
と一次巻線N1、および単方向スイッチS’1〜S’4
と二次巻線N2の2組に分け、三次巻線N3,N4と双
方向スイッチS5,S6は同一とした構成となってい
る。
タ(図示していない)の直流電圧E0と二次巻線回路の
直流電圧E1とは等しいものとする。実用上は、たとえ
ば、E0は通常AC200Vの充放電に整合をとるため
に350V前後に選ばれ、二次巻線回路の直流電圧E1
は充放電電池の電圧によって決まる任意の電圧に選ばれ
るのであるが、一次巻線回路(交流電源)側と二次巻線
回路(電池)側との絶縁時の動作を簡潔に説明するため
に、巻線N1と巻線N2およびE0とE1が等しい場合
とした。
力エネルギーの流れの方向が変る点は図6の入出力非絶
縁型のものと同じであるから、図7では入出力絶縁型正
逆方向昇降圧調整器(2)の降圧時の例のみを示してい
る。
と、前述の条件によりE0=E1であり、電池電圧はE
1−E2=E0−E2となる。そして、(3)式の関係
が成立するので、E0・I’2=E1・I’2=E2・
I2となる。
2次回路に絶縁分離し、1次回路側のみにAC−DC双
方向コンバータを接続することで、充電電力E0・I1
を入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器(2)を経由して
電池(3)に供給し、その一方で、二次巻線回路出力E
1と三次巻線回路の出力電圧E2を前述(図4参照)の
位相差制御によりE1±E2として広範囲の電圧調整を
行うことができる。
6の回路の前段に絶縁型双方向DC−DCコンバータを
挿入したものと全く同一の機能を、二次巻線回路である
単方向スイッチS’1〜S’4と巻線N2の追加のみで
実現でき、従って、絶縁型双方向DC−DCコンバータ
を別途挿入した場合に比べ、高周波変圧器はひとつで兼
用でき、スイッチング素子も半分の追加で済み、さらに
全体の損失も少なく、小型、軽量、経済化にも役立つの
である。
(5)の内部構成を例示したブロック図である。たとえ
ばこの図8に例示したスイッチ制御回路(5)は、クロ
ック発生器(11)と、コンパレータ(12)と、ワン
ショットマルチ(13)(14)と、フリップフロップ
(15)(16)と、NANDゲート(17)〜(2
0)とインバータ(21)とを備えている。
ンパレータ(12)へ出力し、コンパレータ(12)は
PWM信号を出力する。そのPWM信号のパルス幅は任
意に可変制御できるようになっており、その制御によ
り、NANDゲート(17)(18)から出力される信
号とNANDゲート(19)(20)から出力される信
号の位相を任意の量だけずらすことができる。
方向昇降圧調整器(2)を用いて電池(3)の充放電を
行うと、回路素子の発熱以外には電力消費がなく、従来
は必須であった放電回路が不要なため、回路構成を簡略
化できると共に、消費電力の低減を図れるのである。
に供給される入力交流電圧の変動や電池(3)の充電電
圧にかなりの差があっても、入出力絶縁型正逆方向昇降
圧調整器(2)の電圧調整範囲が極めて広いため、入力
交流電圧と電池の動作電圧に対する制約がなくなり、実
用性が高くなる。
の1次巻線N1側および二次巻線N2側それぞれにフル
ブリッジ回路が接続されている、つまり単方向スイッチ
S1〜S4および単方向スイッチS’1〜S’4により
1次側フルブリッジ回路および2次側フルブリッジ回路
が構成されている場合のものであるが、このフルブリッ
ジ回路の代わりに、たとえば図9(a)に例示したハー
フブリッジ回路や図9(c)に例示したプッシュプル回
路としてもよい。また、トランスTの3次巻線N3側に
はプッシュプル回路が接続されている、つまり双方向ス
イッチS5,S6によりプッシュプル回路が構成されて
いるが、図9(a)のハーフブリッジ回路や図9(b)
に例示したフルブリッジ回路としてもよい。
ータ(1)に三相の交流電源が接続されているが、この
出願の発明が単相の交流電源を接続する場合にも同様に
適用できることは言うまでもない。
るものではなく、細部については様々な態様が可能であ
る。
明によって、回生効率に優れ、且つ、小型化、軽量化、
経済化を図ることのできる、新しい入出力絶縁型電力回
生装置が提供される。
一実施例を示した回路図である。
図である。
次巻線の両端電圧との関係を示した図である。
ングの位相差と入出力非絶縁型正逆方向昇降圧調整器の
出力電圧との関係を示した図である。
ミング波形を拡大して示した図である。
圧を下げた場合の電流の流れを示した図である。
を下げた場合の電流の流れを示す図である。
ク図である。
回路、フルブリッジ回路、プッシュプル回路を例示した
ブロック図である。
の概略構成を例示した回路図である。
Claims (4)
- 【請求項1】 電池充電時にはAC−DCコンバータと
して動作し、電池放電時にはDC−ACインバータとし
て動作するAC−DC双方向コンバータを備えた電力回
生装置であって、 電池充電時にはAC−DC双方向コンバータの直流出力
電力を絶縁して電池を充電し、電池放電時には放電電力
を絶縁してAC−DC双方向コンバータを介して交流電
源側へ回生させる入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器を
備え、 この入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器は、一次巻線、
二次巻線および三次巻線を持つ高周波変圧器と、 AC−DC双方向コンバータの直流出力電圧を矩形波交
流電圧に変換して高周波変圧器の一次巻線へ供給する一
次側スイッチ群と、 高周波変圧器の二次巻線に発生する交流電力を同期整流
して高周波変圧器の一次巻線回路とは絶縁された直流電
圧を発生する二次側スイッチ群と、 高周波変圧器の三次巻線に接続された三次側交流スイッ
チ群と、 高周波変圧器の三次巻線側に設けられ、一次側スイッチ
群およびこれに同期する二次側スイッチ群と三次側交流
スイッチ群との切替タイミングの位相差に応じた直流電
圧が両端に印加されるキャパシタとを有しており、 二次側スイッチ群の直流出力電圧にキャパシタの両端電
圧を加えた合成電圧により、電池を充電することを特徴
とする入出力絶縁型電力回生装置。 - 【請求項2】 一次側スイッチ群およびこれに同期する
二次側スイッチ群と三次側交流スイッチ群とをオン・オ
フ制御するスイッチ制御回路を備え、 このスイッチ制御回路は、二次巻線回路の出力電圧より
も高い電圧から略0Vまでの範囲内の電圧で電池を充電
できるように、電池の充電電圧に応じて一次側スイッチ
群および二次側スイッチ群と三次側交流スイッチ群との
切替タイミングの位相差を調整することを特徴とする請
求項1に記載の入出力絶縁型電力回生装置。 - 【請求項3】 スイッチ制御回路は一次側スイッチ群お
よびこれに同期する二次側スイッチ群と三次側交流スイ
ッチとの切替タイミングの位相差を略0度から略180
度までの範囲内で任意に設定することを特徴とする請求
項1または請求項2に記載の入出力絶縁型電力回生装置 - 【請求項4】 一次側スイッチ群と二次側スイッチ群と
三次側交流スイッチ群は、ハーフブリッジ回路、フルブ
リッジ回路、およびプッシュプル回路のいずれかを構成
する複数の単方向スイッチにより構成されており、一次
側スイッチ群および二次側スイッチ群のスイッチのオン
・オフ期間の時比率と三次側交流スイッチ群のオン・オ
フ期間の時比率とを共に略50%に設定したことを特徴
とする請求項1ないし3のいずれかに記載の入出力絶縁
型電力回生装置。
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