WO2011012984A1

WO2011012984A1 - 電力変換装置

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Publication number: WO2011012984A1
Application number: PCT/IB2010/001863
Authority: WO
Inventors: 悟田舎方; 博文松尾
Original assignee: パナソニック電工株式会社
Priority date: 2009-07-29
Filing date: 2010-07-28
Publication date: 2011-02-03
Also published as: JP2011035957A; JP6089282B2; JP5559496B2; JP2014132825A; JP6089281B2; JP2014132826A

Abstract

交流電圧を第１の直流電圧に変換する昇圧機能と、第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換する降圧機能とを具備しながら、小型化、低コスト化を図った電力変換装置を提供する。電力変換装置は、交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換する整流手段を備えるAC‐DC変換部と、前記交流電源と前記AC‐DC変換部との間に挿入され、少なくとも一つのインダクタを含むフィルタ部を備え、前記AC‐DC変換部は整流手段を構成するスイッチング素子をオン・オフして前記フィルタ部のインダクタにおけるエネルギーを蓄積・放出することで、前記交流電圧を直流電圧に変換する。

Description

明細書電力変換装置技術分野

本発明は、電力変換装置に関するものである。背景技術

大電力を使用するエアコン、冷蔵庫、洗濯機等の交流機器は商用電源（交流電源）で駆動し、パーソナルコンピュータ、液晶テレビ、電話、ファクシミリ等の直流機器は直流電源で動作しており、住宅、店舗において、交流電力を供給する交流配電システムと直流電力を供給する直流配電システムとの共存を図る技術が提案されている。

一般に直流配電システムが用いる直流電源としては、特許文献 1に示されるように交流電源を直流電源に変換する A C— D Cコンバータが用いられておリ、 A C— D Cコンパ一タが出力する直流電力が直流電路を介して直流機器に供給される。さらに、直流の余剰電力を二次電池に蓄積して、蓄積した電力を直流電路に供給することも可能である。例えば、太陽電池等で構成される分散電源を直流電源に用いた場合、太陽電池は、昼間の太陽光を利用できるが、夜間や悪天候時は使用できない。そこで、昼間の太陽光による電力を二次電池に蓄積し、夜間には二次電池の直流電力を必要に応じて直流電路に供給している。

【特許文献 1】特開 2 0 0 9— 2 7 8 7 7号公報

従来の A C— D Cコンバータは、力率改善のために昇圧動作を行っており、昇圧のためのインダクタが回路内に必要となる。さらに、ノイズ対策のために A C— D Cコンバータの入力段にフィルタを設けて、交流電源はこのフィルタを介して入力されていた。

また、 A C— D Cコンバータの出力を D C 3 0 O V程度の直流電圧とした場合、直流機器で使用するために例えば D C 4 8 V等の低電圧に降圧する必要があるので、 A C— D C コンバ一タとは別体に降圧用の D C— D Cコンバータを設けており、この D C— D Cコンバ一タの入力段にもノイズ対策のためにフィルタを設ける必要があった。

したがって、昇圧のためのインダクタやノイズ対策のためのフィルタによって、 A C— D Cコンバ一タが大型化し、さらには降圧用の D C— D Cコンバータを設けた場合にはノィズ対策のためのフィルタがさらに必要となっていた。また、別体の A C— D Cコンバータと降圧用の D C— D Cコンバータとを用いる場合、コスト、サイズ、両コンバータ間での変換ロスによって、ユーザの負担が大きいものとなっていた。発明の開始

本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、交流電圧を第 1の直流電圧に変換する昇圧機能と、第 1の直流電圧を第 2の直流電圧に変換する降圧機能とを具備しながら、小型化、低コスト化を図った電力変換装置を提供することにある。

本発明の一実施形態による電力変換装置は、交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換する整流手段を備える A C— D C変換部と、前記交流電源と前記 AC— D C変換部との間に挿入され、少なくとも一つのインダクタを含むフィルタ部を備え、前記 AC— D C変換部は整流手段を構成するスイッチング素子をオン■オフして前記フィルタ部のインダクタにおけるエネルギーを蓄積，放出することで、前記交流電圧を直流電圧に変換する。

—実施形態による電力変換装置において、前記 AC— D C変換部により変換されて出力される前記直流電圧は第 1の直流電圧であり、前記電力変換装置は前記第 1の直流電圧を第 2の直流電圧に降圧する直流変換手段を備える D C— D C変換部を更に備え、前記 A C— D C変換部は昇圧動作を行うことで、交流電圧を第 1の直流電圧に変換する。

この構成によれば、交流電圧を第 1の直流電圧に変換する昇圧機能と、第 1の直流電圧を第 2の直流電圧に変換する降圧機能とを具備しな力《ら、フィルタ部のィンダクタを昇圧用のインダクタに共用することによって、小型化、低コスト化を図ることができる。

本発明の一実施形態において、前記 A C— D C変換部は、整流手段を構成するスィッチング素子をオン■オフすることによって、交流電圧を第 1の直流電圧に変換して出力する第 1の動作を行うように構成され、前記 D C— D C変換部は、直流変換手段を構成するスイッチング素子をオン■オフすることによって、前記第 1の直流電圧を前記第 2の直流電圧に変換して出力する第 2の動作と、前記第 2の直流電圧を前記第 1の直流電圧に逆変換して出力する第 3の動作とを切り換え可能に構成され、前記 AC— D C変換部は、前記第 1 動作に付加して、前記第 1の直流電圧を交流電圧に逆変換して出力する第 4動作を行い、前記第 1動作と前記第 4動作とを転換可能に構成され、前記 A C— D C変換部と前記 D C 一 D C変換部とを同一の筐体に一体に設けられる。

かかる構成によれば、直流配電システムから交流配電システムへの逆変換のための構成を別途設ける必要がなく、 A C— D C変換手段と D C— A C変換手段とを兼用することによって、構成の簡略化、低コスト化を図ることができる。また、 A C— D C変換部と D C 一 D C変換部とを一体に構成したので、フィルタ部、スイッチング制御部、保護回路等の各部を兼用でき、電力変換装置の小型化および低コスト化、スイッチング素子の駆動制御回路の簡略化を図ることができる。さらに、 A C— D C変換部と D C— D C変換部との間の変換ロスも低減される。

本発明においては、前記フィルタ部内のインピーダンス素子より前記 A C— D C変換部側から導出した電路を介して交流機器が接続されることにすることもできる。

かかる構成によれば、逆変換された電力を交流電源側に供給し難くなリ、フィルタ部内のインピーダンス素子よリ A C— D C変換部側から導出した電路に接続された交流機器へ、逆変換された電力を効率よく供給することができる。すなわち、住宅の電力配電システム内で逆変換された電力の供給と消費を完結させることが可能となる。

前記フィルタ部は、インピーダンスを可変に構成したインピーダンス素子と、インピーダンス素子のインピーダンスを制御するインピーダンス制御部とで構成してもよく、インピ一ダンス制御部は、前記 A C— D C変換部が第 4の動作を行うときのインピーダンスを、前記第 1の動作を行うときのインピーダンスより大きく設定し、フィルタ部内のインピーダンス素子と A C— D C変換部側との間から導出した電路を介して交流機器が接続されることにすることもできる。

かかる構成によれば、逆変換された電力を交流電源側に供給し難くなり、フィルタ部内のインピーダンス素子よリ A C— D C変換部側から導出した電路に接続された交流機器へ、逆変換された電力を効率よく供給することができる。すなわち、住宅の電力配電システム内で逆変換された電力の供給と消費を完結させることが可能となる。一方、 A C— D C変換部が第 1の動作を行うときには、 A C— D C変換部に供給される交流電力の入力効率を高くできる。

また、前記フィルタ部は、前記交流電源と A C— D C変換部との間の電路を導通，遮断する接点と、当該接点による導通 ·遮断動作を制御する駆動部とを備え、駆動部は、 A C 一 D C変換部が第 1の動作を行うときに前記接点を導通させ、 A C— D C変換部が第 4の動作を行うときに前記接点を遮断し、前記フィルタ部内の接点と前記 A C— D C変換部との間から導出した電路を介して交流機器が接続されることを特徴とする。

かかる構成によれば、交流電源に至る逆変換された電力の電路が遮断され、フィルタ部内の接点より A C— D C変換部側から導出した電路に接続された交流機器へ、逆変換された交流電力を効率よく供給することができる。すなわち、住宅の電力配電システム内で逆変換された電力の供給と消費を完結させることが可能となる。

前記 A C— D C変換部は、第 4の動作を行うとき、前記第 1の直流電圧を交流電源の周波数より高い周波数の交流電圧に逆変換して出力し、前記フィルタ部内の少なくとも一つのィンダクタと A C— D C変換部との間から導出した電路を介して交流機器が接続されることにしてもよい。

かかる構成によれば、逆変換させる交流電力の周波数を高くするので、フィルタ部のィンダクタのインピーダンスが増大し、逆変換された電力が交流電源側へ流れ難くなリ、フィルタ部内のィンダクタょリ A C— D C変換部側から導出した電路に接続された交流機器へ、逆変換された交流電力を効率よく供給することができる。すなわち、住宅の電力配電システム内で逆変換された電力の供給と消費を完結させることが可能となる。

前記 A C— D C変換部のスィッチング素子は、双方向スィツチであることが望ましい。かかる構成によれば、整流時の損失が低減され、効率向上を図ることができる。図面の簡単な説明

【図 1】実施形態 1の電力変換装置の構成を示す図である。

【図 2】実施形態 2の電力変換装置の構成を示す図である。

【図 3】実施形態 3のフィルタ部の構成を示す図である。

【図 4】実施形態 4のフィルタ部の構成を示す図である。【図 5】（a) ~ (d) 実施形態 5の逆変換される交流電圧のフィルタ通過前後の各波形を示す図である。

発明を実施するための形態

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。

(実施形態 1 )

図 1は、本実施形態の電力変換装置（双方向 AC— DCコンバータ）の構成を示しておリ、交流電源（商用電源） ACが接続されるフィルタ部 1と、フィルタ部 1を介して交流電源 ACに接続して、交流電源 ACの交流電圧 V a cを直流電圧 V 1 (第 1の直流電圧）に変換する A C一 D C変換部 2と、 AC— D C変換部 2の出力端間に接続された平滑用のコンデンサ C aと、 AC— DC変換部 2が出力する直流電圧 V 1を直流電圧 V 2 (第 2の直流電圧）に降圧する DC— DC変換部 3と、 AC— DC変換部 2および DC— DC変換部 3のスイッチング制御を行うスイッチング制御部 4とで構成され、フィルタ部 1、 AC 一 DC変換部 2、 DC— DC変換部 3、スイッチング制御部 4、コンデンサ Caは同一の筐体内で一体（例えば、同一基板上、同一ブロック内）に形成されている。

交流電源 ACは、単相 3線 1 00 200 V、 50/60 H zの商用電源であり、住宅に配設された一対の交流電路 Wa cを介して、エアコン、冷蔵庫、洗濯機等の交流機器へ交流電力を供給している。

フィルタ部 1は、 AC— DC変換部 2の交流側に設けられており、交流電路 Wa c間に接続されたコンデンサ C 1と、交流電路 W a cに直列接続したインダクタ L 1 1 , L 1 2 とで構成され、交流電路 Wa cはフィルタ部 1を通って AC/DC変換部 2に接続している。

AC— DC変換部 2は、直列接続したスイッチング素子 Q 1 , Q2と直列接続したスィツチング素子 Q 3, Q 4との並列回路を備えて、スイッチング制御部 4がスイッチング素子 Q 1〜Q4を個別にオン■オフ駆動し、スイッチング素子 Q 1 , Q 2の接続中点、スィツチング素子 Q3, Q4の接続中点には、フィルタ部 1を介して交流電路 Wa cが接続している。また、スイッチング素子 Q 1 ~Q4は N型の MOS FETで構成されており、スイッチング素子 Q 1 ~Q4にはボディダイオード D 1 ~D4 (以降、ダイオード D 1 ~D 4と称す）が逆並列して構成される。

次に、 AC— DC変換部 2の AC— DC変換機能について説明する。 AC— DC変換部 2は、交流電圧 V a c (AC 1 00 V/200 V) を整流■昇圧して、コンデンサ C aの両端に直流電圧 V 1 (DC300V) を生成しており、昇圧用のインダクタとしてフィルタ部 1のインダクタ L 1 1 , L 1 2を用いる。ここで、ダイオード D 1〜D4でフルブリッジ型の整流回路を構成しており、スイッチング素子 Q2, Q4およびダイオード D 1 , D 3およびインダクタ L 1 1 , L 1 2で昇圧型のチヨツバ回路を構成している。

まず、交流電圧 V a cが正電圧のとき、スイッチング素子 Q 1〜Q 4がオフ状態であれば、交流電源 AC → インダクタし 1 1 → ダイオード D3 → コンデンサ Ca - ダイオード D 2 → インダクタ L 1 2 → 交流電源 ACの経路で電流が流れるが、スイッチング制御部 4は、スイッチング素子 Q 1〜Q 3をオフ状態に維持して、スィッチング素子 Q4のオン■オフを繰り返し行う。スイッチング素子 Q4のオン時には、交流電源 AC → インダクタ L 1 1 → スイッチング素子 Q4 → ダイオード D2 → ィンダクタ L 1 2 → 交流電源 A C の経路でィンダクタ L 1 1 , L 1 2に電流が流れて、インダクタ L 1 1 , L 1 2にエネルギーが蓄積される。そして、スイッチング素子 Q4がオフすると、インダクタ L 1 1 , L 1 2に蓄積されたエネルギーがダイオード D 3 を介して放出されて、コンデンサ C aを充電する。而して、交流電圧 V a cが正電圧のときにスイッチング素子 Q4のオン ·オフを繰り返し行うことで、コンデンサ Caの両端電圧は、交流電圧 V a cをダイオード D 1〜D 4で全波整流した整流電圧よりも昇圧された電圧となる。

次に、交流電圧 V a cが負電圧のとき、スイッチング素子 Q 1〜Q 4がオフ状態であれば、交流電源 AC → インダクタ L 1 2 → ダイオード D 1 → コンデンサ C a → ダイオード D 4 → インダクタ L 1 1 → 交流電源 ACの経路で電流が流れるが、スイッチング制御部 4は、スイッチング素子 Q 1 , Q3, Q4をオフ状態に維持して、スイッチング素子 Q 2のオン ·オフを繰り返し行う。スイッチング素子 Q 2のオン時には、交流電源 AC ― インダクタ L 1 2 → スイッチング素子 Q 2 → ダイオード D 4 → インダクタ L 1 1 → 交流電源 AC の経路でインダクタ L 1 1 , L 1 2に電流が流れて、インダクタ L 1 1 , L 1 2にエネルギーが蓄積される。そして、スイッチング素子 Q 2がオフすると、インダクタ L 1 1 , L 1 2に蓄積されたエネルギーがダイオード D 1を介して放出されて、コンデンサ C aを充電する。而して、交流電圧 Va cが負電圧のときにスイッチング素子 Q2のオン ·オフを繰り返し行うことで、コンデンサ Caの両端に発生する直流電圧 V 1は、交流電圧 V a cをダイォード D 1 ~D 4で全波整流した整流電圧よりも昇圧された値となる。

而して、スイッチング制御部 4は、コンデンサ C aの両端電圧をフィードバックして、直流電圧 V 1 =DC30 OVとなるように上記スイッチング素子 Q 1〜Q4のオン■オフ駆動を制御する。なお、図 1において、コンデンサ C aの両端電圧のフィードバック経路は省略する。

このように、 AC— DC変換部 2は、交流電圧 V a cを直流電圧 V 1に変換する昇圧機能を有するとともに、昇圧動作によって力率改善回路（P FC) としても機能している（第 1の動作）。そして、フィルタ部 1のインダクタ L 1 1 , L 1 2を昇圧用のインダクタに共用することによって、小型化、低コスト化を図ることができる。

次に、 DC— DC変換部 3は、直列接続したスイッチング素子 Q 5, Q6と直列接続したスイッチング素子 Q 7， Q 8との並列回路がコンデンサ C aの両端間に接続され、スィツチング素子 Q 5, Q 6の接続中点とスィツチング素子 Q 7 , Q 8の接続中点との間には、トランス T 1の一次コイル N 1とコンデンサ C sとインダクタ L sとの直列回路が接続されている。さらに、直列接続したスイッチング素子 Q 9, Q 1 0と直列接続したスィッチング素子 Q 1 1 , Q 1 2との並列回路が平滑用のコンデンサ C bの両端間に接続され、スイッチング素子 Q 9, Q 1 0の接続中点とスイッチング素子 Q 1 1 , の接続中点との間には、トランス T 1の二次コイル N 2が接続されている。そしてスイッチング素子 Q 5〜Q1 2は、スイッチング制御部 4によって個別にオン 'オフ駆動される。また、スィツチング素子 Q5〜Q 1 2は N型の MOS FETで構成されており、スイッチング素子 Q 5〜Q1 2にはボディダイオード D5〜D 1 2 (以降、ダイオード D5~D 1 2と称す）が逆並列して構成される。

そして、コンデンサ Csとインダクタ L sは直列共振回路を構成しており、スィッチング制御部 4が、スイッチング素子 Q5, Q8とスイッチング素子 Q6, Q7とを交互にォン ·オフすることによって、一次巻線 N 1に交番電圧を発生させ、二次巻線 N 2に交番電圧を誘起する。スイッチング制御部 4はスイッチング素子 Q 9 ~Q 1 2をオフ状態に維持し、二次巻線 N 2に誘起した交番電圧は、ダイオード D 9〜 D 1 2によつて全波整流され、コンデンサ Cbの両端間に直流電圧 V 2を発生させ、直流電路 Wd cに出力する（第 2の動作）。スイッチング制御部 4は、コンデンサ Cbの両端電圧をフィードバックして、直流電圧 V2 = DC48 Vとなるようにスイッチング素子 Q5〜Q8のオン■オフ駆動を制御する。このように、 DC— DC変換部 3は、直流電圧 V 1 (DC300V) を直流電圧 V 2 (DC48V) に降圧して、住宅の直流電路 Vd cに供給する。直流電路 Vd cには、パーソナルコンピュータ、液晶テレビ、電話、ファクシミリ等の直流機器がコンセントプラグ、ソケット、コネクタ等を介して接続しており、直流機器は直流電圧 V2で動作する。なお、図 1において、コンデンサ Cbの両端電圧のフィードバック経路は省略する。本実施形態では、 AC— DC変換部 2と DC— DC変換部 3とを一体に構成したので、 AC— DC変換部 2の前段に設けた 1つのフィルタ部 1を、 AC— DC変換部 2と DC— DC変換部 3の両方のノイズ対策に兼用することができる。また、 AC— DC変換部 2が具備するスイッチング素子 Q 1〜Q 4の駆動制御と、 DC— DC変換部 3が具備するスィツチング素子 Q5~Q 1 2の駆動制御も、 1つのスイッチング制御部 4で兼用できる。さらには、図示しない過電圧保護回路や出力段に設けるフィルタ部も AC— D C変換部 2と DC— DC変換部 3とで兼用できる。このように、 AC— DC変換部 2と DC— DC変換部 3とを一体に構成したことで、フィルタ部、スイッチング制御部、保護回路等の各部を兼用でき、電力変換装置の小型化および低コスト化、スイッチング素子の駆動制御回路の簡略化を図ることができる。

次に、直流電路 Wd cには、太陽電池等で構成される図示しない分散電源からも直流電圧 V 2が供給されており、余剰電力は二次電池 E 1に蓄積される。二次電池 E 1の充放電は充放電制御回路 5によって制御されており、二次電池 E 1に蓄積された電力は必要に応じて直流電路 Wd cに放出される。そして、 AC— DC変換部 2および DC— DC変換部 3は双方向に電力変換可能に構成されており、 DC— DC変換部 3が、直流電圧 V 2を直流電圧 V 1に逆変換し、 A C— DC変換部 2が直流電圧 V 1を交流電圧 V a cに逆変換することによって、住宅の直流配電システムで発生した直流の余剰電力を、住宅の交流配電システム側へ供給することができ、さらには系統連系装置 Ί 00を介して交流電源 AC側へも逆潮流させることができる。系統連系装置 1 00は、商用電源 ACと交流電路 W a c との間に挿入されて、電力変換装置（AC— D変換部 2) と商用電源 ACとの系統連系と系統分離との切換を行なうもので、商用電源 ACの周波数変動や電圧変動、或いは停電等を検出して、電力変換装置と商用電源 A Cとを解列する系統連系保護機能を有している。以下、この逆変換時の動作について説明する。まず、スイッチング制御部 4は、 DC— DC変換部 3においてスイッチング素子 Q9, Q 1 2とスイッチング素子 Q 1 0, Q 1 1 とを交互にオン■オフすることによって、二次巻線 N 2に交番電圧を発生させ、一次巻線 N 1に交番電圧を誘起する。スイッチング制御部 4はスイッチング素子 Q 5〜Q 8をオフ状態に維持し、一次巻線 N 1に誘起した交番電圧は、ダイオード D 5〜D 8によって全波整流され、コンデンサ C aの両端間に直流電圧 V 1を発生させる。スイッチング制御部 4 は、コンデンサ Caの両端電圧をフィードバックして、直流電圧 V 1 =DC3 O OVとなるようにスイッチング素子 Q9〜Q 1 2のオン .オフ駆動を制御する。このように、 DC — DC変換部 3は、直流電圧 V 2 (DC48 V) を直流電圧 V 1 (DC300V) に昇圧する（第 3の動作）。なお、図 1において、コンデンサ C aの両端電圧のフィードバック経路は省略する。

次に、スイッチング制御部 4は、 AC— DC変換部 2において、交流側の出力電圧をフイードパックして、スイッチング素子 Q 1 , Q4とスイッチング素子 Q2, Q3とを交互にオン 'オフすることによって、直流電圧 V 1を 1 00V 200V、 50 60 H Zの交流電圧 Va cに逆変換し、交流電路 W a cに交流電力を供給する（第 4の動作）。なお、図 1において、交流電圧のフィードバック経路は省略する。

このように、 AC— DC変換部 2は、交流電圧 V a c—直流電圧 V 1を双方向に電力変換でき、 DC— DC変換部 3は、直流電圧 V 1—直流電圧 V 2を双方向に電力変換できるので、直流配電システムから交流配電システムへの逆変換のための構成を別途設ける必要がなく、 A C— DC変換手段（AC 1 00 VZ200 V → DC48V) と DC— AC 変換手段（DC48V → AC 1 00 VZ200 V) を兼用することによって、構成の簡略化、低コスト化を図ることができる。

なお、直流電圧 V2は DC 48 Vを例示したが、 DC24V、 DC 1 2 V等の他の電圧であってもよい。

(実施形態 2 )

本実施形態では、実施形態 1の AC— DC変換部 2のスイッチング素子 Q 1〜Q4およびダイオード D 1 ~D 4を双方向スィッチで構成したものであり、その構成を図 2に示す。なお、他の構成は実施形態 1と同様であり、説明は省略する。

双方向スィッチは、双方向に電流を通電可能なスィッチであり、制御入力によってオンオフされる。この双方向スィッチは、例えば一対の I GBTを逆接続したものであり、スイッチング制御部 4によって各 I GBTが通電方向毎に個別にオン■オフ駆動される。さらに、逆耐圧特性を有するので、逆耐圧防止用のダイオードの並列接続は不要となリ、構成の簡略化、低コスト化が可能となる。また、実施形態 1のように MOS F ETのボディダイオードを使用しないので、整流時の損失発生が低減されて高効率化が可能となる。なお、本実施形態では、双方向スィッチ Q 1 ~Q4と称す。

まず、 A C— DC変換部 2が交流電圧 V a cを直流電圧 V 1に変換する動作について説明する。交流電圧 V a cが正電圧のとき、スイッチング制御部 4は、双方向スィッチ Q 2 , Q3 [X 1方向：オフ状態、 X 2方向：オン状態]、双方向スィッチ Q 1 [X 1 , X 2方向ともにオフ状態] に維持して、双方向スィッチ Q4 [X 1方向：オン，オフを繰り返す、 X 2方向：オフ状態] に駆動制御する。そして、双方向スィッチ Q4の X 1方向のオン時には、交流電源 AC → インダクタ L 1 1 -→ 双方向スィッチ Q4 → 双方向スィツチ Q2 → インダクタ L 1 2 → 交流電源 AC の経路でインダクタ L 1 1 , L 1 2に電流が流れて、インダクタ L 1 1 , L 1 2にエネルギーが蓄積される。そして、双方向スィッチ Q4の X 1方向がオフすると、インダクタ L 1 1. L 1 2に蓄積されたェネルギ一が双方向スィッチ Q 3を介して放出されて、コンデンサ C aを充電する。而して、交流電圧 V a cが正電圧のときに双方向スィッチ Q4の X 1方向のオン ·オフを繰り返し行うことで、コンデンサ C aの両端電圧は、交流電圧 V a cを双方向スィッチ Q 2, Q3で整流した整流電圧よりも昇圧された電圧となる。

次に、交流電圧 V a cが負電圧のとき、スイッチング制御部 4は、双方向スィッチ Q 1 , Q 4 [X 1方向：オフ状態、 X 2方向：オン状態]、双方向スィツチ Q 3 [X 1 , X 2方向ともにオフ状態] に維持して、双方向スィッチ Q2 [X 1方向：オン ·オフを繰り返す、 X 2方向：オフ状態] に駆動制御する。双方向スィッチ Q 2の X 1方向のオン時には、交流電源 AC ― インダクタし 1 2 -→ 双方向スィッチ Q 2 → 双方向スィッチ Q 4 → インダクタ L 1 1 → 交流電源 AC の経路でインダクタ L 1 1 , L 1 2に電流が流れて、インダクタ L 1 1 , L 1 2にエネルギーが蓄積される。そして、双方向スィッチ Q 2の X 1方向がオフすると、インダクタ L 1 1 , L 1 2に蓄積されたエネルギーが双方向スィッチ Q 1を介して放出されて、コンデンサ C aを充電する。而して、交流電圧 V a cが負電圧のときに双方向スィッチ Q2の X 1方向のオン ·オフを繰り返し行うことで、コンデンサ C aの両端に発生する直流電圧 V 1は、交流電圧 V a cを双方向スィツチ Q 1 , Q 4で整流した整流電圧よリも昇圧された値となる。

而して、スイッチング制御部 4は、コンデンサ C aの両端電圧をフィードバックして、直流電圧 V 1 =DC30 OVとなるように上記双方向スィツチ Q 1 ~Q4のオン■オフ駆動を制御する。なお、図 2において、コンデンサ C aの両端電圧のフィードパック経路は省略する。

次に、電力変換装置が逆変換を行う時の AC— DC変換部 2の動作について説明する。まず、スイッチング制御部 4は、双方向スィッチ Q 1〜Q4を X 2方向にオンさせた状態で、双方向スィッチ Q 1 , Q4と双方向スィッチ素子 Q2, Q 3との各 X 1方向を交互にオン■オフすることによって、直流電圧 V 1を 1 00VZ200V、 50ノ 60H zの交流電圧 V a cに逆変換し、交流電路 W a cに交流電力を供給する。このように双方向スィッチ Q 1〜Q4を用いることで、整流回路に MOS FETのボディダイオード D 1〜D 4を用いた実施形態 1に比べて、整流時の損失が低減され、効率向上を図ることができる。

(実施形態 3 )

本実施形態では、実施形態 1または 2のフィルタ部 1を図 3のように構成したものである。なお、他の構成は実施形態 1または 2と同様であり、説明は省略する。

まず、 DC— DC変換部 3、 AC— DC変換部 2を介して逆変換された交流電力は、出力インピーダンスが小さい交流電源 A C側に流れやすくなリ、逆変換した交流電力を住宅の交流配電システムで消費することが困難であった。そこで、本実施形態では、逆変換時にフィルタ部 1のインピーダンスを増大させ、フィルタ部 1から引き出した電力供給経路に接続した住宅の交流機器 K a cへ、逆変換された交流電力を供給することによって、交流電源 A C側に流れる逆潮流電力を低減させ、逆変換された電力を住宅の交流配電システムで効率よく消費させている。

本実施形態のフィルタ部 1は、 AC— DC変換部 2の交流側に設けられており、交流電路 Wa c間に接続されたコンデンサ C 1 1 , C 1 2と、コンデンサ C 1 1 , C 1 2間で交流電路 W a cに直列接続したインダクタ L 1 1 , L 1 2と、さらに商用電源 A C側の交流電路 Wa cに直列接続したインダクタ L21 , L22とで構成され、交流電路 W a cはフィルタ部 1を通って AC/DC変換部 2に接続している。さらに、インダクタ L21 , L 22 (インピーダンス素子）よりも AC— DC変換部 2側に設けられたコンデンサ C 1 1 の両端から導出した交流電路 W1には住宅の交流機器 K a cが接続されている。

インダクタし 22は、マグアンプ（可飽和リアクトル）で構成されており、制御巻線 N aに直流電流を流すことで鉄心が飽和してインピーダンスが低下する。本実施形態では、制御巻線 N aの両端を可変直流電源 E aに接続し、可変直流電源 E aの直流電圧をインピ —ダンス制御部 1 1が調整することによって、インダクタし 22のインピーダンスが可変制御される。

まず、電力変換装置が AC— DC変換動作を行い、 A C— DC変換部 2が交流電圧 V a cを直流電圧 V 1に変換するときは、インピーダンス制御部 1 1が、可変直流電源 E aの直流電圧を増加させて、インダクタ L 22のインピーダンスを低下させ、 AC— DC変換部 2に供給される交流電力の入力効率を高くしておく。

一方、電力変換装置が逆変換動作を行い、 AC— DC変換部 2が直流電圧 V 1を交流電圧 V a cに逆変換するときは、インピーダンス制御部 1 1が、可変直流電源 Eaの直流電圧を減少させて（例えば、 OV)、インダクタ L 22のインピーダンスを増大させる。すなわち、 AC— DC変換部 2から交流電源 ACに流れる交流電力に対するインピーダンスが高くなる。したがって、逆変換された電力を交流電源 AC側に供給し難くなリ、フィルタ部 1のコンデンサ C 1 1の両端から導出した交流電路 W1に接続された住宅の交流機器 K a cへ、逆変換された電力を効率よく供給することができる。すなわち、住宅の電力配電システム内で逆変換された電力の供給と消費を完結させることが可能となる。また、 AC— DC変換部 2が逆変換動作を行うとき、インダクタ L 22の増大したインピーダンスは交流電源 ACからの交流電力もある程度通過可能な値に設定されており、交流電路 W1に接続された住宅の交流機器 K a cへは、 AC— DC変換部 2からの逆変換電力と交流電源 A Cから供給される交流電力とを混合して供給可能である。

(実施形態 4)

本実施形態では、実施形態 1または 2のフィルタ部 1を図 4のように構成したものである。なお、他の構成は実施形態 1または 2と同様であり、説明は省略する。

まず、 DC— DC変換部 3、 AC— DC変換部 2を介して逆変換された交流電力は、出力インピーダンスが小さい交流電源 A C側に流れやすくなリ、逆変換した交流電力を住宅の交流配電システムで消費することが困難であった。そこで、本実施形態では、逆変換時にフィルタ部 1から交流電源 ACへの電路を遮断し、フィルタ部 1から引き出した電力供給経路に接続した住宅の交流機器 K a cへ、逆変換された交流電力を供給することによつて、交流電源 AC側に流れる逆潮流電力を遮断し、逆変換された電力を住宅の交流配電システムで効率よく消費させている。

本実施形態のフィルタ部 1は、 AC— DC変換部 2の交流側に設けられており、交流電路 Wa c間に接続されたコンデンサ C 1 1 , C 1 2と、コンデンサ C 1 1 , C 1 2間で交流電路 Wa cに直列接続したインダクタ L 1 1 , L 1 2とで構成される。また、交流電路 Wa cにはリレ一接点 1 3が直列接続され、リレ一接点 1 3はリレー駆動部 1 2によってオン .オフ駆動される。さらに、リレー接点 1 3よりも AC— DC変換部 2側に設けられたコンデンサ C 1 1の両端から導出した交流電路 W1には住宅の交流機器 K a cが接続されている。

まず、電力変換装置が AC— DC変換動作を行い、 A C— DC変換部 2が交流電圧 V a cを直流電圧 V 1に変換するときは、リレー駆動部 1 2がリレー接点 1 3をオンさせて、 AC— DC変換部 2に交流電源 ACからの交流電力を供給する。

一方、電力変換装置が逆変換動作を行い、 AC— DC変換部 2が直流電圧 V 1を交流電圧 V a cに逆変換するときは、リレー駆動部 1 2がリレー接点 1 3をオフさせて、逆変換時におけるフィルタ部 1から交流電源 ACへの電路を遮断する。したがって、交流電源 A Cに至る逆変換された電力の電路が遮断され、フィルタ部 1のコンデンサ C 1 1の両端から導出した交流電路 W1に接続された住宅の交流機器 K a cへ、逆変換された交流電力を効率よく供給することができる。すなわち、住宅の電力配電システム内で逆変換された電力の供給と消費を完結させることが可能となる。

(実施形態 5)

実施形態 1乃至 4において、 AC— DC変換部 2は、直流電圧 V 1を交流電圧 Va cに逆変換する場合、一般に 50 6 OH zの交流電圧 V a cを生成して逆変換している。 A C— DC変換部 2が PWM制御方式で直流電圧 V 1を交流電圧 V a cに逆変換する場合、 AC— DC変換部 2から出力される 6 OH zの交流電圧の波形は図 5 (a) に示され、フィルタ部 1のコンデンサ C 1の両端電圧波形は図 5 (b) に示される。しかし、 AC— DC変換部 2は、例えば 480 H z程度の高い周波数の交流電圧 V a c を生成して逆変換させてもよい。例えば、図 3及び図 4の電力変換装置に適用された場合、 AC— DC変換部 2から出力される 48 OH _Zの交流電圧の波形は図 5 (c) に示され、フィルタ部 1のコンデンサ C 1 1の両端電圧波形は図 5 (d) に示される。

このように逆変換した交流電力の周波数を高くした場合、フィルタ部 1のインダクタ L 1 1 , L 1 2のインピーダンスが増大し、逆変換された電力が交流電源 AC側へ流れ難くなり、フィルタ部 1のコンデンサ C 1 1の両端から導出した交流電路 W1に接続された住宅の交流機器 Ka cへ、逆変換された交流電力をさらに効率よく供給することができる。

Claims

請求の範囲

【請求項 1】

交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換する整流手段を具備する A C— D C変換部と、前記交流電源と前記 A C— D C変換部との間に設けられ、少なくとも一つのインダクタを含むフィルタ部と、

を備え、

前記 A C— D C変換部は、整流手段を構成するスイッチング素子をオン ·オフして前記フィルタ部のインダクタにおけるエネルギーを蓄積■放出することによって、前記交流電圧を直流電圧に変換することを特徴とする電力変換装置。

【請求項 2】

前記 A C— D C変換されて出力される前記直流電圧は第 1の直流電圧であり、前記電力変換装置は、前記第 1の直流電圧を第 2の直流電圧に降圧する直流変換手段を備える D C— D C変換部を更に備え、

前記 A C— D C変換部は、昇圧動作を行うことで、前記交流電圧を前記第 1の直流電圧に変換することを特徴とする請求項 1記載の電力変換装置。

【請求項 3】

前記 A C— D C変換部は、整流手段を構成するスイッチング素子をオン ·オフすることによって、交流電圧を前記第"!の直流電圧に変換して出力する第 1の動作を行うように構成され、

前記 D C— D C変換部は、直流変換手段を構成するスイッチング素子をオン■オフすることによって、前記第 1の直流電圧を前記第 2の直流電圧に変換して出力する第 2の動作と、前記第 2の直流電圧を前記第 1の直流電圧に逆変換して出力する第 3の動作とを切り換え可能に構成され、

前記 A C— D C変換部は、前記第 1の動作に付加して、前記第 1の直流電圧を交流電圧に逆変換して出力する第 4の動作を行い、前記第 1の動作と前記第 4の動作とを転換可能に構成され、

前記 A C - D C変換部と前記 D C— D C変換部とを同一の筐体に一体に設ける

ことを特徴とする請求項 2記載の電力変換装置。

【請求項 4】

前記フィルタ部内のインピーダンス素子より前記 A C _ D C変換部側から導出した電路を介して交流機器が接続されることを特徴とする請求項 3記載の電力変換装置。

【請求項 5】

前記フィルタ部は、インピーダンスを可変に構成したインピーダンス素子と、インピーダンス素子のインピーダンスを制御するインピーダンス制御部とを備え、前記ィンピーダンス制御部は、前記 A C - D C変換部が前記第 4の動作を行うときのィンピーダンスを、前記第 1の動作を行うときのインピーダンスより大きく設定し、前記フィルタ部内のインピーダンス素子と A C— D C変換部との間から導出した電路を介して交流機器が接続されることを特徴とする請求項 4記載の電力変換装置。

【請求項 6】

前記フィルタ部は、前記交流電源と A C— D C変換部との間の電路を導通■遮断する接点と、当該接点による導通■遮断動作を制御する駆動部とを備え、駆動部は、 A C— D C 変換部が第 1の動作を行うときに前記接点を導通させ、 A C— D C変換部が第 4の動作を行うときに前記接点を遮断し、前記フィルタ部内の接点と前記 A C— D C変換部との間から導出した電路を介して交流機器が接続されることを特徴とする請求項 3記載の電力変換装置。

【請求項 7】

前記 A C— D C変換部は、第 4の動作を行うとき、前記第 1の直流電圧を交流電源の周波数より高い周波数の交流電圧に逆変換して出力し、前記フィルタ部内の少なくとも 1つのインダクタと前記 A C— D C変換部との間から導出した電路を介して交流機器が接続されることを特徴とする請求項 3記載の電力変換装置。

【請求項 8】

前記 A C— D C変換部のスィッチング素子は、双方向スィッチであることを特徴とする請求項 1乃至 7いずれか記載の電力変換装置。