JP2910616B2 - 電圧源型電力変換装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は多相交流系と直流系と
の間で電力の変換を行う電圧源型電力変換装置に関する
ものである。
の間で電力の変換を行う電圧源型電力変換装置に関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】図１８（ａ）（ｂ）は夫々従来の電圧源
型電力変換装置［以下“電圧源型”を省略して単に“電
力変換装置”と記す］を示す図で、同図において、（１
ａ）〜（１ｎ）は電圧源型電力変換器群［以下“電圧源
型”を省略して単に“電力変換器群”と記す］，（２
ａ）〜（２ｎ）は交流系統側端子Ｒ，Ｓ，Ｔに接続され
る移相一次巻線Ｗ1a〜Ｗ1nと電力変換器群（１ａ）〜
（１ｎ）に接続される二次巻線Ｗ2a〜Ｗ2nとを持つ移相
変圧器，（３1）〜（３n）は直流コンデンサ，Ｐ，Ｎは
直流端子，Ｅdは直流電圧，ｕa〜ｗnは電力変換器群
（１ａ）〜（１ｎ）の交流端子である。
型電力変換装置［以下“電圧源型”を省略して単に“電
力変換装置”と記す］を示す図で、同図において、（１
ａ）〜（１ｎ）は電圧源型電力変換器群［以下“電圧源
型”を省略して単に“電力変換器群”と記す］，（２
ａ）〜（２ｎ）は交流系統側端子Ｒ，Ｓ，Ｔに接続され
る移相一次巻線Ｗ1a〜Ｗ1nと電力変換器群（１ａ）〜
（１ｎ）に接続される二次巻線Ｗ2a〜Ｗ2nとを持つ移相
変圧器，（３1）〜（３n）は直流コンデンサ，Ｐ，Ｎは
直流端子，Ｅdは直流電圧，ｕa〜ｗnは電力変換器群
（１ａ）〜（１ｎ）の交流端子である。
【０００３】電力変換器群の各電圧源型電力変換器［以
下“電圧源型”を省略して単に“電力変換器”と記す］
（１ａ）〜（１ｎ）は図１９（ａ）（ｂ）に示す如き２
レベルインバータ（コンバータ）または３レベルインバ
ータ（コンバータ）が代表的である。同代表的コンバー
タの図において、（４），（４ａ）〜（４ｄ）は静止形
スイッチで、このさらに詳細例を図１９（ｃ）に示す。
少なくとも一方向が能動スイッチ機能（自己ＯＦＦスイ
ッチ機能）を持つスイッチ要素、即ち能動形スイッチ素
子（４”）で他方向は受動的ダイオード（４’）でよ
い。少なくとも一方向が能動スイッチ機能を持つスイッ
チ素子（４”）の代表例はゲートターンフサイリスタ類
（ＧＴＯ，ＭＣＴ，ＥＳＴ）やトランジスタ類（ＢＪ
Ｔ，ＩＧＢＴ，ＦＥＴ）である。（４ｅ）（４ｆ）は中
性点クランプダイオードである。図１８（ｂ）におい
て、（１aR）〜（１nT）は単相ブリッジ形の２レベルイ
ンバータ（コンバータ）または３レベルインバータ（コ
ンバータ）で、例えば図１９の一相分を省略したもので
ある。さらに、図１８（ｂ）において、（２aR）〜（２
nT）は交流系統側一次巻線が直列接続された単相変圧手
段である。尚、電圧源型電力変換器の他の例として強制
転流サイリスタ式の電圧型電力変換器がある。
下“電圧源型”を省略して単に“電力変換器”と記す］
（１ａ）〜（１ｎ）は図１９（ａ）（ｂ）に示す如き２
レベルインバータ（コンバータ）または３レベルインバ
ータ（コンバータ）が代表的である。同代表的コンバー
タの図において、（４），（４ａ）〜（４ｄ）は静止形
スイッチで、このさらに詳細例を図１９（ｃ）に示す。
少なくとも一方向が能動スイッチ機能（自己ＯＦＦスイ
ッチ機能）を持つスイッチ要素、即ち能動形スイッチ素
子（４”）で他方向は受動的ダイオード（４’）でよ
い。少なくとも一方向が能動スイッチ機能を持つスイッ
チ素子（４”）の代表例はゲートターンフサイリスタ類
（ＧＴＯ，ＭＣＴ，ＥＳＴ）やトランジスタ類（ＢＪ
Ｔ，ＩＧＢＴ，ＦＥＴ）である。（４ｅ）（４ｆ）は中
性点クランプダイオードである。図１８（ｂ）におい
て、（１aR）〜（１nT）は単相ブリッジ形の２レベルイ
ンバータ（コンバータ）または３レベルインバータ（コ
ンバータ）で、例えば図１９の一相分を省略したもので
ある。さらに、図１８（ｂ）において、（２aR）〜（２
nT）は交流系統側一次巻線が直列接続された単相変圧手
段である。尚、電圧源型電力変換器の他の例として強制
転流サイリスタ式の電圧型電力変換器がある。
【０００４】図１８の従来例においては、位相をずらし
た各電力変換器ユニットの交流電圧を直列に合成して合
成一次電圧の高調波を軽減するため、各一次巻線を直列
接続していた。しかし、交流系統側に接続されるため、
絶縁を考慮したリード（例えばブッシング）と絶縁を考
慮した一次巻線の直列接続構造が複雑になる。特に、交
流系統が、電力系統の様に、比較的高電圧の場合、絶縁
階級を高くするため複雑不経済になる。端的にいえば、
一次巻線（Ｗ1a）〜（Ｗ1n）の夫々に数百ＫＶの絶縁が
必要な場合、それらのブッシングだけでも大きな構造物
になる。この問題を解決するために、同一絶縁容器（Ｓ
Ｆ6容器や絶縁油タンク）内に全て収納しようとすると
寸法・重量や強度と輸送性とを考慮した構造組み立てが
複雑になる。このため、従来は、Ｒ，Ｓ，Ｔ端子の電圧
を数ＫＶ〜数十ＫＶに留め、百数十ＫＶ以上への絶縁変
圧器（主変圧器）を別途設けていた。換言すれば、移相
変圧器（変換器用変圧器）（２ａ）〜（２ｎ）を直接電
力系統に接続することが経済的にできなかった。即ち、
絶縁変圧器（主変圧器）を別途設けると云う不経済な方
法が経済的であると云う解決困難な矛盾を抱えた現実を
踏まえて実用されていた。即ち、解決困難であったた
め、その不経済性を承知の上で実用に踏み切ると云う極
めて強い要求があった。ここに、一つの解決すべき重要
課題がある事が理解される。
た各電力変換器ユニットの交流電圧を直列に合成して合
成一次電圧の高調波を軽減するため、各一次巻線を直列
接続していた。しかし、交流系統側に接続されるため、
絶縁を考慮したリード（例えばブッシング）と絶縁を考
慮した一次巻線の直列接続構造が複雑になる。特に、交
流系統が、電力系統の様に、比較的高電圧の場合、絶縁
階級を高くするため複雑不経済になる。端的にいえば、
一次巻線（Ｗ1a）〜（Ｗ1n）の夫々に数百ＫＶの絶縁が
必要な場合、それらのブッシングだけでも大きな構造物
になる。この問題を解決するために、同一絶縁容器（Ｓ
Ｆ6容器や絶縁油タンク）内に全て収納しようとすると
寸法・重量や強度と輸送性とを考慮した構造組み立てが
複雑になる。このため、従来は、Ｒ，Ｓ，Ｔ端子の電圧
を数ＫＶ〜数十ＫＶに留め、百数十ＫＶ以上への絶縁変
圧器（主変圧器）を別途設けていた。換言すれば、移相
変圧器（変換器用変圧器）（２ａ）〜（２ｎ）を直接電
力系統に接続することが経済的にできなかった。即ち、
絶縁変圧器（主変圧器）を別途設けると云う不経済な方
法が経済的であると云う解決困難な矛盾を抱えた現実を
踏まえて実用されていた。即ち、解決困難であったた
め、その不経済性を承知の上で実用に踏み切ると云う極
めて強い要求があった。ここに、一つの解決すべき重要
課題がある事が理解される。
【０００５】さらに、図１８（ｂ）に示す従来例は、総
合経済性や不平衡三相送電系統への対処を考慮して、単
相電力変換器ユニットにより各相独立制御可能な形で三
相交流系統に対応するものである。この場合、各相につ
いて高調波対策上、各単相電力変換器ユニットのＰＷＭ
タイミング（例えばＰＷＭ用キャリア）（位相）をずら
し、変圧器での移相を省略して各相Ｒ，Ｓ，Ｔ毎の変圧
器は同一絶縁容器に納められる様にしたものである。こ
の場合も、絶縁変圧器（主変圧器）が別途必要であった
が、変換器用変圧器（２ａ）〜（２ｎ）が各相に対応し
た３つの絶縁容器と鉄心構造物とにまとめられ、巻線と
その結線が統一できるメリットがあり、総合的に改善効
果があった。しかし、交流系統側の一次巻線電流が直列
故に同一電流なのに対して、高調波対策上各単相電力変
換器ユニットのＰＷＭタイミング（例えばＰＷＭ用キャ
リア）の位相をずらして居るので基本波電圧位相がず
れ、各単相電力変換器ユニットの有効電力（ひいては直
流側リンク電流）が不平衡となる。このため、直流側端
子を並列接続するしか方法がなく、直流側端子を直列接
続できなかった。さらにこの制約のため、例えば直流電
圧を高くできず、同リンク電圧を数百ＫＶ以上はおろか
数十ＫＶにする事さえ困難であった。即ち、電圧源型電
力変換器によるＤＣ送電が無効電力対策上期待されてい
るにも拘らず、総合直流電圧を極端に低くせざるを得な
いため、同一電力を送るに要する総合直流電流が極端に
大きくなり（即ち、長距離送電線路の導体が過大または
抵抗損が過大になり）、期待と裏腹に全く用をなさない
と云う状況であった。
合経済性や不平衡三相送電系統への対処を考慮して、単
相電力変換器ユニットにより各相独立制御可能な形で三
相交流系統に対応するものである。この場合、各相につ
いて高調波対策上、各単相電力変換器ユニットのＰＷＭ
タイミング（例えばＰＷＭ用キャリア）（位相）をずら
し、変圧器での移相を省略して各相Ｒ，Ｓ，Ｔ毎の変圧
器は同一絶縁容器に納められる様にしたものである。こ
の場合も、絶縁変圧器（主変圧器）が別途必要であった
が、変換器用変圧器（２ａ）〜（２ｎ）が各相に対応し
た３つの絶縁容器と鉄心構造物とにまとめられ、巻線と
その結線が統一できるメリットがあり、総合的に改善効
果があった。しかし、交流系統側の一次巻線電流が直列
故に同一電流なのに対して、高調波対策上各単相電力変
換器ユニットのＰＷＭタイミング（例えばＰＷＭ用キャ
リア）の位相をずらして居るので基本波電圧位相がず
れ、各単相電力変換器ユニットの有効電力（ひいては直
流側リンク電流）が不平衡となる。このため、直流側端
子を並列接続するしか方法がなく、直流側端子を直列接
続できなかった。さらにこの制約のため、例えば直流電
圧を高くできず、同リンク電圧を数百ＫＶ以上はおろか
数十ＫＶにする事さえ困難であった。即ち、電圧源型電
力変換器によるＤＣ送電が無効電力対策上期待されてい
るにも拘らず、総合直流電圧を極端に低くせざるを得な
いため、同一電力を送るに要する総合直流電流が極端に
大きくなり（即ち、長距離送電線路の導体が過大または
抵抗損が過大になり）、期待と裏腹に全く用をなさない
と云う状況であった。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】従来の電圧源型電力変
換装置および同装置を応用した電力系統制御装置におい
て、多重化変圧器による高調波軽減のため、多相交流系
統に接続される変換器用変圧器の反電力変換器側巻線
（一次巻線）を直列接続していた。このため、変換器用
変圧器が複雑になると云う問題点があった。また、従来
の電圧源型電力変換装置において、変換器用変圧器を簡
略化しようとすると電力変換器ユニットの電力が不平衡
となるため直流リンク側を直列接続できず総合直流電圧
の高電圧化が難しいと云う問題があった。このため、直
流送電に不適であるだけでなく、直流リンク式系統連
系，無効電力補償または電力系統制御においても大容量
化の阻害要因になると云う問題点があった。また、反電
力変換器側巻線（直列接続される一次巻線）を高電圧の
電力系統に接続する電力系統制御装置においては、同巻
線に対する高電圧絶縁の必要性が重なり、高電圧の絶縁
を担う絶縁変圧器（主変圧器）が別途必要になると云う
問題点があった。
換装置および同装置を応用した電力系統制御装置におい
て、多重化変圧器による高調波軽減のため、多相交流系
統に接続される変換器用変圧器の反電力変換器側巻線
（一次巻線）を直列接続していた。このため、変換器用
変圧器が複雑になると云う問題点があった。また、従来
の電圧源型電力変換装置において、変換器用変圧器を簡
略化しようとすると電力変換器ユニットの電力が不平衡
となるため直流リンク側を直列接続できず総合直流電圧
の高電圧化が難しいと云う問題があった。このため、直
流送電に不適であるだけでなく、直流リンク式系統連
系，無効電力補償または電力系統制御においても大容量
化の阻害要因になると云う問題点があった。また、反電
力変換器側巻線（直列接続される一次巻線）を高電圧の
電力系統に接続する電力系統制御装置においては、同巻
線に対する高電圧絶縁の必要性が重なり、高電圧の絶縁
を担う絶縁変圧器（主変圧器）が別途必要になると云う
問題点があった。
【０００７】この発明は上記のような問題を解消するた
めになされたもので、交流系統に接続される一次巻線の
直列接続を必要とせず、かつ、交流系統への高調波障害
が軽減できる電圧源型電力変換装置を得ることを目的と
する。
めになされたもので、交流系統に接続される一次巻線の
直列接続を必要とせず、かつ、交流系統への高調波障害
が軽減できる電圧源型電力変換装置を得ることを目的と
する。
【０００８】また、交流系統の線路に直列接続する際に
も一次巻線の直列接続を必要とせず、かつ、交流系統へ
の高調波障害が軽減できる電圧源型電力変換装置を得る
ことを目的とする。
も一次巻線の直列接続を必要とせず、かつ、交流系統へ
の高調波障害が軽減できる電圧源型電力変換装置を得る
ことを目的とする。
【０００９】他の関連発明は非ＰＷＭを含む定比パルス
幅条件の下で、位相制御による簡易な電流，電圧，電力
などの基本的な電気的変数を制御できる電圧源型電力変
換装置を実現することを目的とする。
幅条件の下で、位相制御による簡易な電流，電圧，電力
などの基本的な電気的変数を制御できる電圧源型電力変
換装置を実現することを目的とする。
【００１０】また、他の関連発明は上記電力変換器ユニ
ット群の夫々直流端子を直列接続して、直流電圧を高圧
化するのに際し、上記電力変換器ユニットのバラつき要
因による各電力変換器ユニットの電圧不平衡を抑制し、
かつ、総合直流電圧または平均直流電圧も制御できる制
御法を提供する事を目的とする。
ット群の夫々直流端子を直列接続して、直流電圧を高圧
化するのに際し、上記電力変換器ユニットのバラつき要
因による各電力変換器ユニットの電圧不平衡を抑制し、
かつ、総合直流電圧または平均直流電圧も制御できる制
御法を提供する事を目的とする。
【００１１】また、他の関連発明は上記電力変換器ユニ
ット群の夫々直流端子を並列接続するのに際し、上記電
力変換器ユニットのバラつき要因による各電力変換器ユ
ニットの直流電流不平衡を抑制し、かつ、総合直流電流
または平均直流電流も制御できる制御法を提供する事を
目的とする。
ット群の夫々直流端子を並列接続するのに際し、上記電
力変換器ユニットのバラつき要因による各電力変換器ユ
ニットの直流電流不平衡を抑制し、かつ、総合直流電流
または平均直流電流も制御できる制御法を提供する事を
目的とする。
【００１２】また、他の関連発明は上記電力変換器ユニ
ット群の夫々直流端子を直列接続するのに際し、上記電
力変換器ユニットのバラつき要因による各電力変換器ユ
ニットの直流電流の過渡的な不平衡を抑制して電圧不平
衡要因を抑制すると共に、総合直流電流または平均直流
電流も制御できる制御法を提供する事を目的とする。
ット群の夫々直流端子を直列接続するのに際し、上記電
力変換器ユニットのバラつき要因による各電力変換器ユ
ニットの直流電流の過渡的な不平衡を抑制して電圧不平
衡要因を抑制すると共に、総合直流電流または平均直流
電流も制御できる制御法を提供する事を目的とする。
【００１３】また、他の関連発明は電力変換器の直流電
圧を制御するのに際して、直流リンク側コンデンサの影
響を考慮した電圧制御特性の改善および優れた電流制御
特性の維持を両立させる制御法を提供する事を目的とす
る。
圧を制御するのに際して、直流リンク側コンデンサの影
響を考慮した電圧制御特性の改善および優れた電流制御
特性の維持を両立させる制御法を提供する事を目的とす
る。
【００１４】また、他の関連発明は上記位相制御を行う
上で任意な基準位相を選べる中で、上記基本的な電気的
変数を制御するために好適な基準位相の選択肢を提供す
る事を目的とする。
上で任意な基準位相を選べる中で、上記基本的な電気的
変数を制御するために好適な基準位相の選択肢を提供す
る事を目的とする。
【００１５】また、他の関連発明は上記位相制御を行う
上で任意な基準位相を選べる中で、上記基本的な電気的
変数を制御するために好適な基準位相の選択肢を提供す
ると共に、事故時の瞬時停電ないし電圧低下などの擾乱
の悪影響およびノイズを受けにくい基準位相信号の生成
法を提供する事を目的とする。
上で任意な基準位相を選べる中で、上記基本的な電気的
変数を制御するために好適な基準位相の選択肢を提供す
ると共に、事故時の瞬時停電ないし電圧低下などの擾乱
の悪影響およびノイズを受けにくい基準位相信号の生成
法を提供する事を目的とする。
【００１６】さらにまた、他の関連発明は複数の電力変
換器ユニットの所定位相差運転および上記位相制御を行
う上で、上記電力変換器ユニット群間の位相差付けまた
は上記位相の加減に対して好都合な位相の加減ができ、
かつ、他の観測制御や座標変換などに有効に利用できる
単位ベクトルも出力できる基準位相信号の生成法を提供
する事を目的とする。
換器ユニットの所定位相差運転および上記位相制御を行
う上で、上記電力変換器ユニット群間の位相差付けまた
は上記位相の加減に対して好都合な位相の加減ができ、
かつ、他の観測制御や座標変換などに有効に利用できる
単位ベクトルも出力できる基準位相信号の生成法を提供
する事を目的とする。
【００１７】さらにまた、他の関連発明は複数の電力変
換器ユニットの所定位相差運転および上記位相制御を行
う上で、上記電力変換器ユニット群間の位相差付けまた
は上記位相の加減に対して好都合な位相の加減ができる
基準位相信号の生成法を提供する事を目的とする。
換器ユニットの所定位相差運転および上記位相制御を行
う上で、上記電力変換器ユニット群間の位相差付けまた
は上記位相の加減に対して好都合な位相の加減ができる
基準位相信号の生成法を提供する事を目的とする。
【００１８】さらにまた、他の関連発明は複数の電力変
換器ユニットの所定位相差運転および上記位相制御を行
う上で、上記電力変換器ユニット群間の位相差付けまた
は上記位相の加減に対して好都合な位相の加減ができる
他の基準位相信号の生成法を提供する事を目的とする。
換器ユニットの所定位相差運転および上記位相制御を行
う上で、上記電力変換器ユニット群間の位相差付けまた
は上記位相の加減に対して好都合な位相の加減ができる
他の基準位相信号の生成法を提供する事を目的とする。
【００１９】さらにまた、他の関連発明は複数の電力変
換器ユニットの所定位相差運転および上記位相制御を行
う上で、各電力変換器ユニットに供給する基準位相信号
の生成法を提供する事を目的とする。
換器ユニットの所定位相差運転および上記位相制御を行
う上で、各電力変換器ユニットに供給する基準位相信号
の生成法を提供する事を目的とする。
【００２０】さらにまた、他の関連発明は複数の電力変
換器ユニットの所定位相差運転および上記位相制御を行
う上で、各電力変換器ユニットに供給する基準位相信号
の他の生成法を提供する事を目的とする。
換器ユニットの所定位相差運転および上記位相制御を行
う上で、各電力変換器ユニットに供給する基準位相信号
の他の生成法を提供する事を目的とする。
【００２１】さらに他の関連発明はこの発明に適し、高
調波電流の軽減効果が大きい変圧器を提供する事を目的
とする。
調波電流の軽減効果が大きい変圧器を提供する事を目的
とする。
【００２２】
【課題を解決するための手段】請求項１に係る電圧源型
電力変換装置は、順方向に自己ＯＦＦスイッチ機能を持
ち逆方向の通電手段を備えたスイッチ要素で構成されそ
の交流側の端子と直流側の端子との間で交流電力と直流
電力との双方向の電力変換を行う複数の電圧源型電力変
換器、上記各電圧源型電力変換器の直流側に接続された
コンデンサ、および共通な多相一次巻線または互いに並
列接続された多相一次巻線群が多相の交流系統に接続さ
れかつ互いに位相差を持つ多相二次巻線群がそれぞれ対
応する上記各電圧源型電力変換器の交流側に接続される
移相変圧器を備え、上記位相差に対応させた位相差を持
たせて上記各電圧源型電力変換器を運転することにより
上記交流系統と直流側との間で電力を変換するととも
に、上記多相一次巻線を共通にするまたは上記多相一次
巻線群を並列接続するために上記電圧源型電力変換器間
で循環する高調波電流を上記移相変圧器のリーケージリ
ャクタンスで抑制するようにしたものである。
電力変換装置は、順方向に自己ＯＦＦスイッチ機能を持
ち逆方向の通電手段を備えたスイッチ要素で構成されそ
の交流側の端子と直流側の端子との間で交流電力と直流
電力との双方向の電力変換を行う複数の電圧源型電力変
換器、上記各電圧源型電力変換器の直流側に接続された
コンデンサ、および共通な多相一次巻線または互いに並
列接続された多相一次巻線群が多相の交流系統に接続さ
れかつ互いに位相差を持つ多相二次巻線群がそれぞれ対
応する上記各電圧源型電力変換器の交流側に接続される
移相変圧器を備え、上記位相差に対応させた位相差を持
たせて上記各電圧源型電力変換器を運転することにより
上記交流系統と直流側との間で電力を変換するととも
に、上記多相一次巻線を共通にするまたは上記多相一次
巻線群を並列接続するために上記電圧源型電力変換器間
で循環する高調波電流を上記移相変圧器のリーケージリ
ャクタンスで抑制するようにしたものである。
【００２３】また、請求項２に係る電圧源型電力変換装
置は、順方向に自己ＯＦＦスイッチ機能を持ち逆方向の
通電手段を備えたスイッチ要素で構成された複数の電圧
源型電力変換器、上記各電圧源型電力変換器の直流側に
接続されたコンデンサ、および共通な多相一次巻線また
は互いに並列接続された多相一次巻線群が多相の交流系
統の線路に直列に接続されかつ互いに位相差を持つ多相
二次巻線群がそれぞれ対応する上記各電圧源型電力変換
器に接続される移相変圧器を備え、上記位相差に対応さ
せた位相差を持たせて上記各電圧源型電力変換器を運転
することにより上記交流系統と直流側との間で電力を変
換するものである。
置は、順方向に自己ＯＦＦスイッチ機能を持ち逆方向の
通電手段を備えたスイッチ要素で構成された複数の電圧
源型電力変換器、上記各電圧源型電力変換器の直流側に
接続されたコンデンサ、および共通な多相一次巻線また
は互いに並列接続された多相一次巻線群が多相の交流系
統の線路に直列に接続されかつ互いに位相差を持つ多相
二次巻線群がそれぞれ対応する上記各電圧源型電力変換
器に接続される移相変圧器を備え、上記位相差に対応さ
せた位相差を持たせて上記各電圧源型電力変換器を運転
することにより上記交流系統と直流側との間で電力を変
換するものである。
【００２４】また、請求項３に係る電圧源型電力変換装
置は、請求項１または請求項２において、交流系統から
基準位相情報を求めこの基準位相情報をもとに各電圧源
型電力変換器の基準位相信号を生成する基準位相信号生
成手段、上記基準位相信号に基づき上記各電圧源型電力
変換器のスイッチング位相を制御する制御手段、および
上記各電圧源型電力変換器のスイッチング位相を加減し
その電圧、電流または電力を制御する位相加減手段を備
えたものである。
置は、請求項１または請求項２において、交流系統から
基準位相情報を求めこの基準位相情報をもとに各電圧源
型電力変換器の基準位相信号を生成する基準位相信号生
成手段、上記基準位相信号に基づき上記各電圧源型電力
変換器のスイッチング位相を制御する制御手段、および
上記各電圧源型電力変換器のスイッチング位相を加減し
その電圧、電流または電力を制御する位相加減手段を備
えたものである。
【００２５】また、請求項４に係る電圧源型電力変換装
置は、請求項１または請求項２において、交流系統から
基準位相情報を求めこの基準位相情報をもとに各電圧源
型電力変換器の基準位相信号を生成する基準位相信号生
成手段、および上記基準位相信号に基づき上記各電圧源
型電力変換器のスイッチング位相を制御する制御手段を
備え、各電圧源型電力変換器の直流側を互いに直列に接
続するとともに、上記各電圧源型電力変換器の直流電圧
の和が所望の指令値となるようかつ上記各電圧源型電力
変換器の直流電圧が均一となるよう上記各電圧源型電力
変換器のスイッチング位相を加減する位相加減手段を備
えたものである。
置は、請求項１または請求項２において、交流系統から
基準位相情報を求めこの基準位相情報をもとに各電圧源
型電力変換器の基準位相信号を生成する基準位相信号生
成手段、および上記基準位相信号に基づき上記各電圧源
型電力変換器のスイッチング位相を制御する制御手段を
備え、各電圧源型電力変換器の直流側を互いに直列に接
続するとともに、上記各電圧源型電力変換器の直流電圧
の和が所望の指令値となるようかつ上記各電圧源型電力
変換器の直流電圧が均一となるよう上記各電圧源型電力
変換器のスイッチング位相を加減する位相加減手段を備
えたものである。
【００２６】また、請求項５に係る電圧源型電力変換装
置は、請求項１または請求項２において、交流系統から
基準位相情報を求めこの基準位相情報をもとに各電圧源
型電力変換器の基準位相信号を生成する基準位相信号生
成手段、および上記基準位相信号に基づき上記各電圧源
型電力変換器のスイッチング位相を制御する制御手段を
備え、各電圧源型電力変換器の直流側を互いに並列に接
続するとともに、上記各電圧源型電力変換器の直流電流
の和が所望の指令値となるようかつ上記各電圧源型電力
変換器の直流電流が均一となるよう上記各電圧源型電力
変換器のスイッチング位相を加減する位相加減手段を備
えたものである。
置は、請求項１または請求項２において、交流系統から
基準位相情報を求めこの基準位相情報をもとに各電圧源
型電力変換器の基準位相信号を生成する基準位相信号生
成手段、および上記基準位相信号に基づき上記各電圧源
型電力変換器のスイッチング位相を制御する制御手段を
備え、各電圧源型電力変換器の直流側を互いに並列に接
続するとともに、上記各電圧源型電力変換器の直流電流
の和が所望の指令値となるようかつ上記各電圧源型電力
変換器の直流電流が均一となるよう上記各電圧源型電力
変換器のスイッチング位相を加減する位相加減手段を備
えたものである。
【００２７】また、請求項６に係る電圧源型電力変換装
置は、請求項１または請求項２において、交流系統から
基準位相情報を求めこの基準位相情報をもとに各電圧源
型電力変換器の基準位相信号を生成する基準位相信号生
成手段、および上記基準位相信号に基づき上記各電圧源
型電力変換器のスイッチング位相を制御する制御手段を
備え、上記各電圧源型電力変換器の直流側を互いに直列
に接続するとともに、上記各電圧源型電力変換器の直流
電流の和が所望の指令値となるようかつ上記各電圧源型
電力変換器の直流電流が均一となるよう上記各電圧源型
電力変換器のスイッチング位相を加減する位相加減手段
を備えたものである。
置は、請求項１または請求項２において、交流系統から
基準位相情報を求めこの基準位相情報をもとに各電圧源
型電力変換器の基準位相信号を生成する基準位相信号生
成手段、および上記基準位相信号に基づき上記各電圧源
型電力変換器のスイッチング位相を制御する制御手段を
備え、上記各電圧源型電力変換器の直流側を互いに直列
に接続するとともに、上記各電圧源型電力変換器の直流
電流の和が所望の指令値となるようかつ上記各電圧源型
電力変換器の直流電流が均一となるよう上記各電圧源型
電力変換器のスイッチング位相を加減する位相加減手段
を備えたものである。
【００２８】また、請求項７に係る電圧源型電力変換装
置は、請求項１または請求項２において、交流系統から
基準位相情報を求めこの基準位相情報をもとに各電圧源
型電力変換器の基準位相信号を生成する基準位相信号生
成手段、上記基準位相信号に基づき上記各電圧源型電力
変換器のスイッチング位相を制御する制御手段および上
記各電圧源型電力変換器のスイッチング位相を加減する
ことにより上記各電圧源型電力変換器の直流電流を制御
する電流制御手段および直流電圧を制御する電圧制御手
段を備え、上記電圧制御手段の出力を上記電流制御手段
の入力に与えるようにしたものである。
置は、請求項１または請求項２において、交流系統から
基準位相情報を求めこの基準位相情報をもとに各電圧源
型電力変換器の基準位相信号を生成する基準位相信号生
成手段、上記基準位相信号に基づき上記各電圧源型電力
変換器のスイッチング位相を制御する制御手段および上
記各電圧源型電力変換器のスイッチング位相を加減する
ことにより上記各電圧源型電力変換器の直流電流を制御
する電流制御手段および直流電圧を制御する電圧制御手
段を備え、上記電圧制御手段の出力を上記電流制御手段
の入力に与えるようにしたものである。
【００２９】また、請求項８に係る電圧源型電力変換装
置は、請求項３ないし請求項７のいずれかにおいて、移
相変圧器の電圧または電流を基準位相情報としたもので
ある。
置は、請求項３ないし請求項７のいずれかにおいて、移
相変圧器の電圧または電流を基準位相情報としたもので
ある。
【００３０】また、請求項９に係る電圧源型電力変換装
置は、請求項３ないし請求項７のいずれかにおいて、移
相変圧器の電圧に応答する磁束鎖交数を算出する手段を
備え、上記磁束鎖交数を基準位相情報としたものであ
る。
置は、請求項３ないし請求項７のいずれかにおいて、移
相変圧器の電圧に応答する磁束鎖交数を算出する手段を
備え、上記磁束鎖交数を基準位相情報としたものであ
る。
【００３１】また、請求項１０に係る電圧源型電力変換
装置は、請求項８または請求項９において、基準位相情
報として求めた電圧、電流または磁束鎖交数のベクトル
から単位ベクトルを算出し、この単位ベクトルを基準位
相信号としたものである。
装置は、請求項８または請求項９において、基準位相情
報として求めた電圧、電流または磁束鎖交数のベクトル
から単位ベクトルを算出し、この単位ベクトルを基準位
相信号としたものである。
【００３２】また、請求項１１に係る電圧源型電力変換
装置は、請求項８または請求項９において、基準位相情
報として求めた電圧、電流または磁束鎖交数を入力とす
るフェーズ・ロックド・ループを備え、このフェーズ・
ロックド・ループの出力を基準位相信号としたものであ
る。
装置は、請求項８または請求項９において、基準位相情
報として求めた電圧、電流または磁束鎖交数を入力とす
るフェーズ・ロックド・ループを備え、このフェーズ・
ロックド・ループの出力を基準位相信号としたものであ
る。
【００３３】また、請求項１２に係る電圧源型電力変換
装置は、請求項１１において、フェーズ・ロックド・ル
ープは、入力ベクトルを同期回転座標上のベクトルに変
換する座標変換手段と、この座標変換手段の出力段に設
けられた積分手段と、この積分手段の出力に応じた周波
数のパルスを発生する可変周波数発信手段と、この可変
周波数発信手段の出力パルスをカウントしその出力を上
記座標変換手段に変換量として入力するカウンタ手段と
から構成されたものである。
装置は、請求項１１において、フェーズ・ロックド・ル
ープは、入力ベクトルを同期回転座標上のベクトルに変
換する座標変換手段と、この座標変換手段の出力段に設
けられた積分手段と、この積分手段の出力に応じた周波
数のパルスを発生する可変周波数発信手段と、この可変
周波数発信手段の出力パルスをカウントしその出力を上
記座標変換手段に変換量として入力するカウンタ手段と
から構成されたものである。
【００３４】また、請求項１３に係る電圧源型電力変換
装置は、請求項３ないし請求項１２のいずれかにおい
て、基準位相信号生成手段は、交流系統から求めた単一
の基準位相情報をもとに各電圧源型電力変換器に対応す
る位相差を加減算することにより上記各電圧源型電力変
換器の基準位相信号を生成するようにしたものである。
装置は、請求項３ないし請求項１２のいずれかにおい
て、基準位相信号生成手段は、交流系統から求めた単一
の基準位相情報をもとに各電圧源型電力変換器に対応す
る位相差を加減算することにより上記各電圧源型電力変
換器の基準位相信号を生成するようにしたものである。
【００３５】また、請求項１４に係る電圧源型電力変換
装置は、請求項３ないし請求項１２のいずれかにおい
て、基準位相信号生成手段は、移相変圧器の各二次巻線
から基準位相情報を得てこれら各基準位相情報をもとに
各電圧源型電力変換器の基準位相信号を生成するように
したものである。
装置は、請求項３ないし請求項１２のいずれかにおい
て、基準位相信号生成手段は、移相変圧器の各二次巻線
から基準位相情報を得てこれら各基準位相情報をもとに
各電圧源型電力変換器の基準位相信号を生成するように
したものである。
【００３６】また、請求項１５に係る電圧源型電力変換
装置は、請求項１ないし請求項１４のいずれかであっ
て、移相変圧器を、鉄心窓内に共通の一次巻線と複数の
二次巻線とを備えた構成とした場合、上記各二次巻線間
の磁気的結合を粗結合としたものである。
装置は、請求項１ないし請求項１４のいずれかであっ
て、移相変圧器を、鉄心窓内に共通の一次巻線と複数の
二次巻線とを備えた構成とした場合、上記各二次巻線間
の磁気的結合を粗結合としたものである。
【００３７】
【作用】この発明における電圧源型電力変換装置では、
共通な多相一次巻線または並列接続された多相一次巻線
群を多相の交流系統に接続し、かつ、一次巻線に対して
位相差をもつ各二次巻線を“位相差を持って運転される
各電力変換器の交流端子”に接続する。即ち、位相差を
持って運転される電力変換器毎に分割された一次巻線を
従来のように直列接続して、電力変換器毎の電圧成分を
直列的に合成しない。このため、一次巻線の複雑な引き
回しが不要になる。一方、一次巻線を直列接続していな
いので個々の電力変換器の出力電圧の高調波により二次
巻線側に高調波電流が流れるが、この高調波電流の位相
差は基本波の位相差の高調波次数倍になり、かつ、移相
変圧器による移相変換作用が働くので所定次数の高調波
が一次巻線では相殺され、交流系統に現れる高調波電流
および高調波電圧が大幅に減少する。この時、相殺され
る高調波電流は二次巻線を介して電力変換器間で循環す
るので、共通な多相一次巻線の場合一次巻線へは現れな
い。さらに、上記電力変換器間で循環する高調波電流は
二次巻線間のリーケージリャクタンスで抑制される。
共通な多相一次巻線または並列接続された多相一次巻線
群を多相の交流系統に接続し、かつ、一次巻線に対して
位相差をもつ各二次巻線を“位相差を持って運転される
各電力変換器の交流端子”に接続する。即ち、位相差を
持って運転される電力変換器毎に分割された一次巻線を
従来のように直列接続して、電力変換器毎の電圧成分を
直列的に合成しない。このため、一次巻線の複雑な引き
回しが不要になる。一方、一次巻線を直列接続していな
いので個々の電力変換器の出力電圧の高調波により二次
巻線側に高調波電流が流れるが、この高調波電流の位相
差は基本波の位相差の高調波次数倍になり、かつ、移相
変圧器による移相変換作用が働くので所定次数の高調波
が一次巻線では相殺され、交流系統に現れる高調波電流
および高調波電圧が大幅に減少する。この時、相殺され
る高調波電流は二次巻線を介して電力変換器間で循環す
るので、共通な多相一次巻線の場合一次巻線へは現れな
い。さらに、上記電力変換器間で循環する高調波電流は
二次巻線間のリーケージリャクタンスで抑制される。
【００３８】この発明における他の電圧源型電力変換装
置では、共通な多相一次巻線または並列接続された多相
一次巻線群を多相の交流系統の線路に直列に接続し、か
つ、一次巻線に対して位相差を持つ各二次巻線を“位相
差を持って運転される各電力変換器の交流端子”に接続
する。即ち、各電力変換器毎に分割された一次巻線を直
列接続しない。このため、一次巻線の複雑な引き回しが
不要になる。また、所定次数の高調波を相殺する作用は
前記と同様である。さらに、相殺されない高調波に対し
ては、上記交流系統の対線路直列リャクタンスが高調波
電流を抑制する。長距離大電力送電に於いては、基本波
に対する線路リャクタンスが数十〜百数十％にも達し、
さらに高調波に対しては次数倍のリャクタンスになるの
で高調波電流の軽減作用（効果）が極めて大きくなる。
置では、共通な多相一次巻線または並列接続された多相
一次巻線群を多相の交流系統の線路に直列に接続し、か
つ、一次巻線に対して位相差を持つ各二次巻線を“位相
差を持って運転される各電力変換器の交流端子”に接続
する。即ち、各電力変換器毎に分割された一次巻線を直
列接続しない。このため、一次巻線の複雑な引き回しが
不要になる。また、所定次数の高調波を相殺する作用は
前記と同様である。さらに、相殺されない高調波に対し
ては、上記交流系統の対線路直列リャクタンスが高調波
電流を抑制する。長距離大電力送電に於いては、基本波
に対する線路リャクタンスが数十〜百数十％にも達し、
さらに高調波に対しては次数倍のリャクタンスになるの
で高調波電流の軽減作用（効果）が極めて大きくなる。
【００３９】関連発明における電圧源型電力変換装置で
は、上記交流系統または上記一次巻線に関わる基準位相
と移相変圧器による位相差とを考慮した基準位相信号に
基づき夫々の電力変換器の運転位相を制御すると共に、
さらに、上記電力変換器のスイッチング位相を加減す
る。この結果、交流電流を同期整流するメカニズム（Ｉ
dc＝ｋＩaccosα）で直流電流が制御される。また、並
列接続式では交流系統電圧と電力変換器電圧との基本波
位相差により電力がＰ＝（ＶSＶC／Ｘ）sinδの形式で
制御される。また、直列接続形式では交流系統の背後電
圧ＶS’が送電端電圧ＶSと受電端電圧ＶRとのベクトル
差で表され［ＶS’＝（ＶS−ＶR）］、これが一次巻線
に印加される。従って、同様形式Ｐ＝（ＶS’ＶC／Ｘ）
sinδで電力も制御できる。また、並列接続形式、直列
接続形式でも交流電流と電力変換器電圧との基本波位相
差により電力Ｐ=IacＶCcosαの形式で制御できる。ま
た、直流電圧ひいてはこれに比例する電力変換器の交流
電圧は、上記直流電流または電力が直流リンクコンデン
サに蓄えられる結果として従属制御できる。従って、上
記スイッチング位相の加減と云う簡潔な手段により、電
力変換器の電圧または直流電流または電力を制御でき、
ひいては、交流側の電圧，電流および電力も制御でき
る。即ち、基本的な電気的変数を簡潔な手段で制御でき
る。
は、上記交流系統または上記一次巻線に関わる基準位相
と移相変圧器による位相差とを考慮した基準位相信号に
基づき夫々の電力変換器の運転位相を制御すると共に、
さらに、上記電力変換器のスイッチング位相を加減す
る。この結果、交流電流を同期整流するメカニズム（Ｉ
dc＝ｋＩaccosα）で直流電流が制御される。また、並
列接続式では交流系統電圧と電力変換器電圧との基本波
位相差により電力がＰ＝（ＶSＶC／Ｘ）sinδの形式で
制御される。また、直列接続形式では交流系統の背後電
圧ＶS’が送電端電圧ＶSと受電端電圧ＶRとのベクトル
差で表され［ＶS’＝（ＶS−ＶR）］、これが一次巻線
に印加される。従って、同様形式Ｐ＝（ＶS’ＶC／Ｘ）
sinδで電力も制御できる。また、並列接続形式、直列
接続形式でも交流電流と電力変換器電圧との基本波位相
差により電力Ｐ=IacＶCcosαの形式で制御できる。ま
た、直流電圧ひいてはこれに比例する電力変換器の交流
電圧は、上記直流電流または電力が直流リンクコンデン
サに蓄えられる結果として従属制御できる。従って、上
記スイッチング位相の加減と云う簡潔な手段により、電
力変換器の電圧または直流電流または電力を制御でき、
ひいては、交流側の電圧，電流および電力も制御でき
る。即ち、基本的な電気的変数を簡潔な手段で制御でき
る。
【００４０】さらに関連発明における電圧源型電力変換
装置では、上記交流系統からの基準位相情報と上記位相
差とを考慮した基準位相信号の生成手段を備え、上記基
準位相信号に基づき上記夫々の電力変換器のスイッチン
グ位相を制御すると共に、さらに、上記スイッチング位
相を加減する位相加減手段を備え、上記電力変換器の直
流リンク側の直流端子を直列接続して直流電圧を高圧化
するのに際し、さらに、上記夫々の電力変換器の直流リ
ンク側の直流電圧の和の制御手段および不平衡分の制御
手段を備え、上記直流電圧の和の制御手段の出力と不平
衡分の制御手段の出力との合成値で上記夫々の電力変換
器のスイッチング位相を加減する。この場合、上記電力
変換器のバラつき要因による各電力変換器の電圧不平衡
が抑制され、かつ、総合直流電圧または平均直流電圧を
制御する作用をも兼ね備える。
装置では、上記交流系統からの基準位相情報と上記位相
差とを考慮した基準位相信号の生成手段を備え、上記基
準位相信号に基づき上記夫々の電力変換器のスイッチン
グ位相を制御すると共に、さらに、上記スイッチング位
相を加減する位相加減手段を備え、上記電力変換器の直
流リンク側の直流端子を直列接続して直流電圧を高圧化
するのに際し、さらに、上記夫々の電力変換器の直流リ
ンク側の直流電圧の和の制御手段および不平衡分の制御
手段を備え、上記直流電圧の和の制御手段の出力と不平
衡分の制御手段の出力との合成値で上記夫々の電力変換
器のスイッチング位相を加減する。この場合、上記電力
変換器のバラつき要因による各電力変換器の電圧不平衡
が抑制され、かつ、総合直流電圧または平均直流電圧を
制御する作用をも兼ね備える。
【００４１】さらに関連発明における電圧源型電力変換
装置では、上記交流系統からの基準位相情報と上記位相
差とを考慮した基準位相信号の生成手段を備え、上記基
準位相信号に基づき上記夫々の電力変換器のスイッチン
グ位相を制御すると共に、さらに、上記スイッチング位
相を加減する位相加減手段を備え、上記電力変換器の直
流リンク側の直流端子を並列接続して直流電流容量を向
上させるに際し、さらに、上記夫々の電力変換器の直流
リンク側の直流電流の和の制御手段および不平衡分の制
御手段を備え、上記直流電流の和の制御手段出力と不平
衡分の制御手段の出力との合成値で上記夫々の電力変換
器のスイッチング位相を加減する。この場合、上記電力
変換器のバラつき要因による各電力変換器の直流電流不
平衡を抑制し、かつ、総合直流電流または平均直流電流
をも制御できる。
装置では、上記交流系統からの基準位相情報と上記位相
差とを考慮した基準位相信号の生成手段を備え、上記基
準位相信号に基づき上記夫々の電力変換器のスイッチン
グ位相を制御すると共に、さらに、上記スイッチング位
相を加減する位相加減手段を備え、上記電力変換器の直
流リンク側の直流端子を並列接続して直流電流容量を向
上させるに際し、さらに、上記夫々の電力変換器の直流
リンク側の直流電流の和の制御手段および不平衡分の制
御手段を備え、上記直流電流の和の制御手段出力と不平
衡分の制御手段の出力との合成値で上記夫々の電力変換
器のスイッチング位相を加減する。この場合、上記電力
変換器のバラつき要因による各電力変換器の直流電流不
平衡を抑制し、かつ、総合直流電流または平均直流電流
をも制御できる。
【００４２】さらに関連発明における電圧源型電力変換
装置では、上記交流系統からの基準位相情報と上記位相
差とを考慮した基準位相信号の生成手段を備え、上記基
準位相信号に基づき上記夫々の電力変換器のスイッチン
グ位相を制御すると共に、さらに、上記スイッチング位
相を加減する位相加減手段を備え、上記電力変換器の直
流リンク側の直流端子を直列接続して総合直流電圧の高
圧化を計るのに際し、さらに、上記夫々の電力変換器の
直流リンク側の直流電流の和の制御手段および不平衡分
の制御手段を備え、上記直流リンク側の直流電流の和の
制御手段出力と不平衡分の制御手段の出力との合成値で
上記夫々の電力変換器のスイッチング位相を加減する。
この場合、上記電力変換器のバラつき要因による各電力
変換器の直流電流不平衡を抑制して電圧不平衡要因を抑
制すると共に、総合直流電流または平均直流電流も制御
できる。
装置では、上記交流系統からの基準位相情報と上記位相
差とを考慮した基準位相信号の生成手段を備え、上記基
準位相信号に基づき上記夫々の電力変換器のスイッチン
グ位相を制御すると共に、さらに、上記スイッチング位
相を加減する位相加減手段を備え、上記電力変換器の直
流リンク側の直流端子を直列接続して総合直流電圧の高
圧化を計るのに際し、さらに、上記夫々の電力変換器の
直流リンク側の直流電流の和の制御手段および不平衡分
の制御手段を備え、上記直流リンク側の直流電流の和の
制御手段出力と不平衡分の制御手段の出力との合成値で
上記夫々の電力変換器のスイッチング位相を加減する。
この場合、上記電力変換器のバラつき要因による各電力
変換器の直流電流不平衡を抑制して電圧不平衡要因を抑
制すると共に、総合直流電流または平均直流電流も制御
できる。
【００４３】さらに関連発明における電圧源型電力変換
装置では、上記交流系統からの基準位相情報と上記位相
差とを考慮した基準位相信号の生成手段を備え、上記基
準位相信号に基づき上記夫々の電力変換器のスイッチン
グ位相を制御すると共に、さらに、上記スイッチング位
相を加減する位相加減手段および上記スイッチング位相
の加減により上記電力変換器の直流リンク側の直流電流
を制御する電流制御手段を備え、さらに、上記電力変換
器の電圧を制御する電圧制御手段を備え、上記電圧制御
手段の出力を上記電流制御手段の入力に与える。この場
合、直流電圧およびこれに比例する交流電圧を制御する
のに際して、直流リンク側コンデンサが直流電流の時間
積分値に応答する性質を考慮した電圧制御特性の改善お
よび優れた電流制御特性の維持を両立させ得る。即ち、
内側制御ループに電流制御系を持つので電流制御の応答
速度が高くでき、限流作用も向上する。しかも、外側制
御ループである電圧制御ループに対してコンデンサ電圧
の微分値である電流を高応答に制御する電流制御系を持
つので、内側ループの電流制御系が外側ループの電圧制
御系に対してダンピング作用（安定化作用）もする。
装置では、上記交流系統からの基準位相情報と上記位相
差とを考慮した基準位相信号の生成手段を備え、上記基
準位相信号に基づき上記夫々の電力変換器のスイッチン
グ位相を制御すると共に、さらに、上記スイッチング位
相を加減する位相加減手段および上記スイッチング位相
の加減により上記電力変換器の直流リンク側の直流電流
を制御する電流制御手段を備え、さらに、上記電力変換
器の電圧を制御する電圧制御手段を備え、上記電圧制御
手段の出力を上記電流制御手段の入力に与える。この場
合、直流電圧およびこれに比例する交流電圧を制御する
のに際して、直流リンク側コンデンサが直流電流の時間
積分値に応答する性質を考慮した電圧制御特性の改善お
よび優れた電流制御特性の維持を両立させ得る。即ち、
内側制御ループに電流制御系を持つので電流制御の応答
速度が高くでき、限流作用も向上する。しかも、外側制
御ループである電圧制御ループに対してコンデンサ電圧
の微分値である電流を高応答に制御する電流制御系を持
つので、内側ループの電流制御系が外側ループの電圧制
御系に対してダンピング作用（安定化作用）もする。
【００４４】さらに関連発明における電圧源型電力変換
装置では、上記移相変圧器の電圧または電流を基準位相
情報にするので、前記電気的変数の制御関係を利用して
用途に応じた制御が実現される。
装置では、上記移相変圧器の電圧または電流を基準位相
情報にするので、前記電気的変数の制御関係を利用して
用途に応じた制御が実現される。
【００４５】さらにまた関連発明にける電圧源型電力変
換装置では、上記移相変圧器の電圧に応答する磁束鎖交
数を基準位相情報にする。この場合、磁束鎖交数は電圧
の時間積分値なので、事故時の瞬時停電ないし電圧低下
などの擾乱があっても急変せず、系統や機器の回路の中
で長く維持される性質をもつ。従って、それらの悪影響
およびノイズを受けにくい。また、電圧に対して定常的
に９０゜の位相差を持ち、この位相差をあらかじめ考慮
しておけば電圧の位相を基準にするのに対する代替案と
して優れている。
換装置では、上記移相変圧器の電圧に応答する磁束鎖交
数を基準位相情報にする。この場合、磁束鎖交数は電圧
の時間積分値なので、事故時の瞬時停電ないし電圧低下
などの擾乱があっても急変せず、系統や機器の回路の中
で長く維持される性質をもつ。従って、それらの悪影響
およびノイズを受けにくい。また、電圧に対して定常的
に９０゜の位相差を持ち、この位相差をあらかじめ考慮
しておけば電圧の位相を基準にするのに対する代替案と
して優れている。
【００４６】さらにまた関連発明における電圧源型電力
変換装置では、上記交流系統からの電圧ベクトルまたは
電流ベクトルまたは磁束鎖交数ベクトルの単位ベクトル
を算出する手段を備え、この単位ベクトルを基準位相信
号にする。この場合、基準信号が単位ベクトルになって
いるので、座標の基準軸（ベクトル）として利用でき
る。例えば、座標変換など他の観測制御目的，検出目的
などに流用が効く。また、位相差付けやスイッチング位
相の加減を“積和演算によるベクトル回転”で実現で
き、スイッチング信号への変換が符号判別で出来る。従
って、位相差付けおよび位相加減他に対して好適な手段
と云える。
変換装置では、上記交流系統からの電圧ベクトルまたは
電流ベクトルまたは磁束鎖交数ベクトルの単位ベクトル
を算出する手段を備え、この単位ベクトルを基準位相信
号にする。この場合、基準信号が単位ベクトルになって
いるので、座標の基準軸（ベクトル）として利用でき
る。例えば、座標変換など他の観測制御目的，検出目的
などに流用が効く。また、位相差付けやスイッチング位
相の加減を“積和演算によるベクトル回転”で実現で
き、スイッチング信号への変換が符号判別で出来る。従
って、位相差付けおよび位相加減他に対して好適な手段
と云える。
【００４７】さらにまた関連発明における電圧源型電力
変換装置では、上記交流系統からの電流または電圧また
は電圧に応答する磁束鎖交数の位相を基準とするフェー
ズ・ロックド・ループを備え、このフェーズ・ロックド
・ループの出力を基準位相信号にする。この場合、フェ
ーズ・ロックド・ループの出力（カウンタ出力）の出し
方で電力変換器間の所定位相差を設けることができ、か
つ、可変周波のパルス列と同列のパルスの割込み（例え
ばアップダウンカウンタ入力での加減）により各電力変
換器に共通なスイッチング位相の加減もできる。従っ
て、位相差付けおよび位相加減に対して好都合な手段と
云える。
変換装置では、上記交流系統からの電流または電圧また
は電圧に応答する磁束鎖交数の位相を基準とするフェー
ズ・ロックド・ループを備え、このフェーズ・ロックド
・ループの出力を基準位相信号にする。この場合、フェ
ーズ・ロックド・ループの出力（カウンタ出力）の出し
方で電力変換器間の所定位相差を設けることができ、か
つ、可変周波のパルス列と同列のパルスの割込み（例え
ばアップダウンカウンタ入力での加減）により各電力変
換器に共通なスイッチング位相の加減もできる。従っ
て、位相差付けおよび位相加減に対して好都合な手段と
云える。
【００４８】さらにまた関連発明における電圧源型電力
変換装置では、上記フェーズ・ロックド・ループに入力
ベクトルを同期回転座標上のベクトルに変換する座標変
換手段と積分手段と可変周波数発信手段とカウンタ手段
とを備え、このカウンタ手段のカウント量に応答して上
記座標変換をする。この場合、上記の作用のほかに、他
の観測制御目的や検出目的に流用出来る座標変換などに
も有効利用できる単位ベクトルもえられる。従って、位
相差付けおよび位相加減に対して一層好都合な手段と云
える。
変換装置では、上記フェーズ・ロックド・ループに入力
ベクトルを同期回転座標上のベクトルに変換する座標変
換手段と積分手段と可変周波数発信手段とカウンタ手段
とを備え、このカウンタ手段のカウント量に応答して上
記座標変換をする。この場合、上記の作用のほかに、他
の観測制御目的や検出目的に流用出来る座標変換などに
も有効利用できる単位ベクトルもえられる。従って、位
相差付けおよび位相加減に対して一層好都合な手段と云
える。
【００４９】さらにまた関連発明における電圧源型電力
変換装置では、上記交流系統から電流または電圧または
磁束鎖交数の単一の基準移相情報を求め、この基準移相
情報の位相に各電力変換器に対応する位相差を加減算し
て各電力変換器への基準位相信号とする。このため、基
準位相情報を交流系統から得るのに、単一の手段で足
り、経済性において有利となる。
変換装置では、上記交流系統から電流または電圧または
磁束鎖交数の単一の基準移相情報を求め、この基準移相
情報の位相に各電力変換器に対応する位相差を加減算し
て各電力変換器への基準位相信号とする。このため、基
準位相情報を交流系統から得るのに、単一の手段で足
り、経済性において有利となる。
【００５０】さらにまた関連発明における電圧源型電力
変換装置では、移相変圧器の各二次巻線から基準位相情
報を求めこれらをもとに各電力変換器への基準位相信号
を生成する。従って、移相変圧器の各二次巻線間に設定
された位相差が、そのまま各電力変換器間に確実に生
じ、所望の電力変換動作が達成される。
変換装置では、移相変圧器の各二次巻線から基準位相情
報を求めこれらをもとに各電力変換器への基準位相信号
を生成する。従って、移相変圧器の各二次巻線間に設定
された位相差が、そのまま各電力変換器間に確実に生
じ、所望の電力変換動作が達成される。
【００５１】さらにまた関連発明における電圧源型電力
変換装置では、共通一次巻線を持つ移相変圧器の二次巻
線間の磁気的結合を粗結合としている。これにより、二
次巻線間のリーケージインダクタンスひいてはリーケー
ジリャクタンスが大きくなる。従って、二次巻線間を介
して電力変換器間に流れる高調波電流の横流が抑制され
る。
変換装置では、共通一次巻線を持つ移相変圧器の二次巻
線間の磁気的結合を粗結合としている。これにより、二
次巻線間のリーケージインダクタンスひいてはリーケー
ジリャクタンスが大きくなる。従って、二次巻線間を介
して電力変換器間に流れる高調波電流の横流が抑制され
る。
【００５２】
実施例１．図１はこの発明の一実施例を示す図で、同図
において変換器用移相変圧器（２）は並列接続した一次
巻線Ｗ1a，Ｗ1bまたは共通の一次巻線Ｗ1を持ち、一次
巻線端子での位相は同相である。二組の３相変圧器（２
ａ）（２ｂ）の場合を実線で示し、共通の一次巻線Ｗ1
を持つ場合を点線で示す。さらに、二組の３相変圧器を
６台の単相変圧器で構成できる。共通の一次巻線Ｗ1を
持つ場合、一組の３相変圧器または３台の単相変圧器に
より構成できる。電力変換器ユニット（１ａ）（１ｂ）
の交流端子ｕa〜ｗa，ｕb〜ｗbに接続される二次巻線Ｗ
2aとＷ2bとの間には適宜な位相差を持ち、３相電力変換
器ユニットを２台用いる実施例では３０゜の位相差を持
たせる。同Ｎ台用いる場合、順次“６０゜／Ｎ”の位相
差を持たせる。この位相差は、一次二次両巻線の巻数比
や接続により任意に持たせ得る。例えば、３０゜の位相
差は△結線とＹ結線との違いによる位相差で実現でき
る。他方、電力変換器ユニット（１ａ）（１ｂ）も上記
位相差に合わせた位相差を付けて運転する。
において変換器用移相変圧器（２）は並列接続した一次
巻線Ｗ1a，Ｗ1bまたは共通の一次巻線Ｗ1を持ち、一次
巻線端子での位相は同相である。二組の３相変圧器（２
ａ）（２ｂ）の場合を実線で示し、共通の一次巻線Ｗ1
を持つ場合を点線で示す。さらに、二組の３相変圧器を
６台の単相変圧器で構成できる。共通の一次巻線Ｗ1を
持つ場合、一組の３相変圧器または３台の単相変圧器に
より構成できる。電力変換器ユニット（１ａ）（１ｂ）
の交流端子ｕa〜ｗa，ｕb〜ｗbに接続される二次巻線Ｗ
2aとＷ2bとの間には適宜な位相差を持ち、３相電力変換
器ユニットを２台用いる実施例では３０゜の位相差を持
たせる。同Ｎ台用いる場合、順次“６０゜／Ｎ”の位相
差を持たせる。この位相差は、一次二次両巻線の巻数比
や接続により任意に持たせ得る。例えば、３０゜の位相
差は△結線とＹ結線との違いによる位相差で実現でき
る。他方、電力変換器ユニット（１ａ）（１ｂ）も上記
位相差に合わせた位相差を付けて運転する。
【００５３】さて、以上までの基本構成部分について先
に基本動作を説明する。代表的３相電力変換器ユニット
が発生する電圧高調波は、図１９（ａ）（ｂ）の２レベ
ル形，３レベル形の夫々の場合、高調波次数をｎとする
と次式で表される。
に基本動作を説明する。代表的３相電力変換器ユニット
が発生する電圧高調波は、図１９（ａ）（ｂ）の２レベ
ル形，３レベル形の夫々の場合、高調波次数をｎとする
と次式で表される。
【００５４】 ２レベル６ステップ形の場合 ｖn＝（２／ｎπ）Ｖdc………………………………（１） 但し、ｎ＝６ｍ±１，ｍ＝１，２，３，………
【００５５】 ３レベル１２ステップ形の場合 ｖn＝（（√６＋√２）／２ｎπ）Ｖdc……………（２ａ） 但し、ｎ＝２４ｍ＋１，２４ｍ＋２３ ｖn＝−（（√６＋√２）／２ｎπ）Ｖdc…………（２ｂ） 但し、ｎ＝２４ｍ＋１１，２４ｍ＋１３ ｖn＝（（√６−√２）／２ｎπ）Ｖdc……………（２ｃ） 但し、ｎ＝２４ｍ＋５，２４ｍ＋１９ ｖn＝−（（√６−√２）／２ｎπ）Ｖdc…………（２ｄ） 但し、ｎ＝２４ｍ＋７，２４ｍ＋１７ いずれもｍ＝０，１，２，………
【００５６】３レベル１２ステップ形の高調波の方が小
さくなる次数があるが、いずれの場合も６ｍ±１次の高
調波電圧が発生する。ここで交流系統側の基本波リャク
タンスをＸとすると、上記高調波電圧ｖnにより生じる
高調波電流は次式で与えられる。 ｉn＝ｖn／ｎＸ ……………………………………（３） それら高調波電圧・電流の位相差は、基本波に対して位
相差φを設けて運転すると、上記電圧相互間、電流相互
間にはそれぞれｎ次高調波に関して（ｎφ）の位相差を
生じる。
さくなる次数があるが、いずれの場合も６ｍ±１次の高
調波電圧が発生する。ここで交流系統側の基本波リャク
タンスをＸとすると、上記高調波電圧ｖnにより生じる
高調波電流は次式で与えられる。 ｉn＝ｖn／ｎＸ ……………………………………（３） それら高調波電圧・電流の位相差は、基本波に対して位
相差φを設けて運転すると、上記電圧相互間、電流相互
間にはそれぞれｎ次高調波に関して（ｎφ）の位相差を
生じる。
【００５７】一方、移相変圧器は基本波位相差をφとす
る時、正相（正相回転）のｎ次調波に関して一次二次間
で位相差φをつける作用を持ち、正相（正相回転）のｎ
次調波に関して二次一次間で同一角度φだけ位相差を戻
す作用を持つ。ここに、正相高調波は（６ｍ＋１）次で
ある。他方、移相変圧器は逆相（逆相回転）のｎ次調波
に関して一次二次間で位相差φを逆回転方向につける作
用を持ち、逆相（逆相回転）のｎ次調波に関して二次一
次間で同一角度φだけ位相差を戻す作用を持つ。ここ
に、逆相高調波は（６ｍ−１）次である。尚、３ｍ，６
ｍ次高調波は零相で平衡３相系では発生しない。即ち、
移相変圧器による移相作用は相回転方向で移相する極性
が決まり、角度が次数倍される事はない。
る時、正相（正相回転）のｎ次調波に関して一次二次間
で位相差φをつける作用を持ち、正相（正相回転）のｎ
次調波に関して二次一次間で同一角度φだけ位相差を戻
す作用を持つ。ここに、正相高調波は（６ｍ＋１）次で
ある。他方、移相変圧器は逆相（逆相回転）のｎ次調波
に関して一次二次間で位相差φを逆回転方向につける作
用を持ち、逆相（逆相回転）のｎ次調波に関して二次一
次間で同一角度φだけ位相差を戻す作用を持つ。ここ
に、逆相高調波は（６ｍ−１）次である。尚、３ｍ，６
ｍ次高調波は零相で平衡３相系では発生しない。即ち、
移相変圧器による移相作用は相回転方向で移相する極性
が決まり、角度が次数倍される事はない。
【００５８】今、φ＝３０゜の場合、電力変換器ユニッ
ト（１ａ）（１ｂ）および二次巻線Ｗ2aＷ2bに（３）式
の高調波電流が流れるが、基本波に関してｂユニット側
をａユニット側より３０゜遅らせて運転している場合、
ｂユニット側のｎ次高調波は夫々ａユニット側のｎ次高
調波に対して次式の位相遅れを持つ。＜位相遅れ側を正
に取って表示＞ 正相高調波ｎ＝（６ｍ＋１）次の場合 ΨU＝（６ｍ＋１）φ＝（１８０ｍ＋３０）゜………………（４ａ） 逆相高調波ｎ＝（６ｍ−１）次の場合 ΨU＝（６ｍ−１）φ＝（１８０ｍ−３０）゜………………（４ｂ）
ト（１ａ）（１ｂ）および二次巻線Ｗ2aＷ2bに（３）式
の高調波電流が流れるが、基本波に関してｂユニット側
をａユニット側より３０゜遅らせて運転している場合、
ｂユニット側のｎ次高調波は夫々ａユニット側のｎ次高
調波に対して次式の位相遅れを持つ。＜位相遅れ側を正
に取って表示＞ 正相高調波ｎ＝（６ｍ＋１）次の場合 ΨU＝（６ｍ＋１）φ＝（１８０ｍ＋３０）゜………………（４ａ） 逆相高調波ｎ＝（６ｍ−１）次の場合 ΨU＝（６ｍ−１）φ＝（１８０ｍ−３０）゜………………（４ｂ）
【００５９】次に、変圧器による二次一次間の位相遅
れ、即ち移相作用分は次式で与えられる。 正相高調波ｎ＝（６ｍ＋１）次の場合 ΨT＝−φ＝−３０゜………………………………（５ａ） 逆相高調波ｎ＝（６ｍ−１）次の場合 ΨT＝＋φ＝＋３０゜………………………………（５ｂ） 以上の結果、ｍが奇数である５，７，１７，１９、……
…次の高調波は一次側では逆位相関係となって相殺され
て消える。他方、ｍが偶数である１１，１３，２３，２
５，……次の高調波は同相となり、（３）式で表される
ｎ次調波電流の割合のまま残る。
れ、即ち移相作用分は次式で与えられる。 正相高調波ｎ＝（６ｍ＋１）次の場合 ΨT＝−φ＝−３０゜………………………………（５ａ） 逆相高調波ｎ＝（６ｍ−１）次の場合 ΨT＝＋φ＝＋３０゜………………………………（５ｂ） 以上の結果、ｍが奇数である５，７，１７，１９、……
…次の高調波は一次側では逆位相関係となって相殺され
て消える。他方、ｍが偶数である１１，１３，２３，２
５，……次の高調波は同相となり、（３）式で表される
ｎ次調波電流の割合のまま残る。
【００６０】同様にして、（６０／Ｎ）゜の整数倍の位
相差を持つ移相変圧器と、同角度の位相差を持って運転
させるＮ台の電力変換器ユニットを用いれば、（６Ｎｍ
±１）次の高調波が残り、他の高調波が消える。また、
二次側では流れるが一次側では消える高調波電流は、結
局二次巻線間および電力変換器ユニット間で循環して居
るだけで、共通一次巻線や交流系統には現れない訳であ
る。この時、上記循環する高調波電流を軽減する上で二
次巻線間のリーケージインダクタンスが有効な働きをす
る。さらにまた、共通一次巻線の場合、一次巻線で消え
た高調波電流と同一次数の高調波電圧も当然一次巻線に
現れない。また、一次巻線を並列接続した場合、合成さ
れた点で（Ｒ，Ｓ，Ｔ間やＲ，Ｓ，Ｔ系統に対して）上
記高調波が消える。同様に、単相電力変換器ユニットを
Ｍ台用いる場合、（１８０／Ｍ）゜の整数倍の移相差を
つけた移相変圧器と電力変換器ユニットとにより構成で
きる。
相差を持つ移相変圧器と、同角度の位相差を持って運転
させるＮ台の電力変換器ユニットを用いれば、（６Ｎｍ
±１）次の高調波が残り、他の高調波が消える。また、
二次側では流れるが一次側では消える高調波電流は、結
局二次巻線間および電力変換器ユニット間で循環して居
るだけで、共通一次巻線や交流系統には現れない訳であ
る。この時、上記循環する高調波電流を軽減する上で二
次巻線間のリーケージインダクタンスが有効な働きをす
る。さらにまた、共通一次巻線の場合、一次巻線で消え
た高調波電流と同一次数の高調波電圧も当然一次巻線に
現れない。また、一次巻線を並列接続した場合、合成さ
れた点で（Ｒ，Ｓ，Ｔ間やＲ，Ｓ，Ｔ系統に対して）上
記高調波が消える。同様に、単相電力変換器ユニットを
Ｍ台用いる場合、（１８０／Ｍ）゜の整数倍の移相差を
つけた移相変圧器と電力変換器ユニットとにより構成で
きる。
【００６１】以上、この基本構成においては、従来の如
く各電力変換器ユニットの交流電圧をベクトル合成して
電圧高調波を相殺するために一次巻線を直列接続する必
要がない。このため、巻線とその結線が簡単となり、経
済性が向上する。特に、従来、直列接続するため絶縁リ
ードおよび引き回しを必要としていた一次巻線が高電圧
系統（例えば電力系統）に接続される場合、この効果が
大きい。
く各電力変換器ユニットの交流電圧をベクトル合成して
電圧高調波を相殺するために一次巻線を直列接続する必
要がない。このため、巻線とその結線が簡単となり、経
済性が向上する。特に、従来、直列接続するため絶縁リ
ードおよび引き回しを必要としていた一次巻線が高電圧
系統（例えば電力系統）に接続される場合、この効果が
大きい。
【００６２】さらにまた、移相変圧器による二次巻線の
基本波位相に合わせて各電力変換器ユニットを運転する
ので、各電力変換器ユニットの電力，電流および電圧が
バランスする。従って、直流リンク側端子の直列接続が
容易になり、直流リンク電圧の高電圧化が実現できる。
この点、前記交流系統側の変圧器一次巻線の高電圧化が
容易な点と合わせ直流リンク式系統関連系装置および直
流送電装置にも好適になる。即ち、変換器用変圧器と高
電圧絶縁用主変圧器とを統合できる。
基本波位相に合わせて各電力変換器ユニットを運転する
ので、各電力変換器ユニットの電力，電流および電圧が
バランスする。従って、直流リンク側端子の直列接続が
容易になり、直流リンク電圧の高電圧化が実現できる。
この点、前記交流系統側の変圧器一次巻線の高電圧化が
容易な点と合わせ直流リンク式系統関連系装置および直
流送電装置にも好適になる。即ち、変換器用変圧器と高
電圧絶縁用主変圧器とを統合できる。
【００６３】次に、基本的な電気変数である電流，電
圧，電力の制御につき、同じ図１により説明する。それ
ら基本的電気変数を制御するため、上記電力変換器ユニ
ット間位相差をベースとして、さらに電力変換器のスイ
ッチング位相を加減する事になる。即ち、電圧源型電力
変換器は、ＰＷＭ制御がその通例の制御方式であるが、
この発明では、所定の位相制御方式を採用することで、
従来からの課題を達成した訳である。先ず、上記交流系
統の位相の基準として電圧，電流，電圧の時間積分量で
ある磁束鎖交数を用いる。このため、同図実施例では交
流系統の電圧，電流または磁束鎖交数の位相を基準位相
に選びこれらを検出する手段［電流検出手段，電圧検出
手段または磁束鎖交数検出手段］（８ａ），（８ｂ）を
備え、それらを基に基準位相信号θea，θebを生成する
手段（７ａ），（７ｂ）を備える。この基準位相信号θ
ea，θebには上記変圧器の二次巻線の位相差に等しい位
相差が存在する。上記基準位相信号θea，θebに代えて
上記電圧ベクトル，電流ベクトル，磁束鎖交数ベクトル
などの単位ベクトルｅa，ｅb（なお、図中では、このｅ
の一部を太く描いた記号で表示している）を用いること
ができ、要は位相情報を持っていればよい訳である。
圧，電力の制御につき、同じ図１により説明する。それ
ら基本的電気変数を制御するため、上記電力変換器ユニ
ット間位相差をベースとして、さらに電力変換器のスイ
ッチング位相を加減する事になる。即ち、電圧源型電力
変換器は、ＰＷＭ制御がその通例の制御方式であるが、
この発明では、所定の位相制御方式を採用することで、
従来からの課題を達成した訳である。先ず、上記交流系
統の位相の基準として電圧，電流，電圧の時間積分量で
ある磁束鎖交数を用いる。このため、同図実施例では交
流系統の電圧，電流または磁束鎖交数の位相を基準位相
に選びこれらを検出する手段［電流検出手段，電圧検出
手段または磁束鎖交数検出手段］（８ａ），（８ｂ）を
備え、それらを基に基準位相信号θea，θebを生成する
手段（７ａ），（７ｂ）を備える。この基準位相信号θ
ea，θebには上記変圧器の二次巻線の位相差に等しい位
相差が存在する。上記基準位相信号θea，θebに代えて
上記電圧ベクトル，電流ベクトル，磁束鎖交数ベクトル
などの単位ベクトルｅa，ｅb（なお、図中では、このｅ
の一部を太く描いた記号で表示している）を用いること
ができ、要は位相情報を持っていればよい訳である。
【００６４】単位ベクトルは観測目的，制御目的などに
流用でき、例えば座標変換に用いる事ができる特長があ
る。磁束鎖交数検出手段は電圧検出出力を積分すれば得
られ、電圧に対して９０゜の位相差を持つ点を考慮すれ
ば電圧に代替できる。また、磁束鎖交数は電圧の積分値
になっているので事故時などの電圧変動，雷サージおよ
びノイズに対して過敏に反応せず安定である特長があ
る。
流用でき、例えば座標変換に用いる事ができる特長があ
る。磁束鎖交数検出手段は電圧検出出力を積分すれば得
られ、電圧に対して９０゜の位相差を持つ点を考慮すれ
ば電圧に代替できる。また、磁束鎖交数は電圧の積分値
になっているので事故時などの電圧変動，雷サージおよ
びノイズに対して過敏に反応せず安定である特長があ
る。
【００６５】さらに、上記基準位相信号θea，θebを基
準として電力変換器のスイッチング位相を加減するた
め、位相加減手段６ａ，６ｂを備える。Δθa，Δθbは
加減する位相である。各電力変換器ユニットは夫々基準
位相信号θea，θebと加減位相信号Δθa，Δθbとの合
成値で制御する。基準位相信号が単位ベクトルｅa，ｅb
の場合、単位ベクトルは［ｓｉｎθ，ｃｏｓθ］Tで表
され、夫々直交２成分（９０゜位相差を持つ成分）を絶
対値で割った値である。
準として電力変換器のスイッチング位相を加減するた
め、位相加減手段６ａ，６ｂを備える。Δθa，Δθbは
加減する位相である。各電力変換器ユニットは夫々基準
位相信号θea，θebと加減位相信号Δθa，Δθbとの合
成値で制御する。基準位相信号が単位ベクトルｅa，ｅb
の場合、単位ベクトルは［ｓｉｎθ，ｃｏｓθ］Tで表
され、夫々直交２成分（９０゜位相差を持つ成分）を絶
対値で割った値である。
【００６６】従って、その演算を基準位相信号を生成す
る手段（７ａ），（７ｂ）内で実行すればよい。単位ベ
クトルに対して位相を加減するには次式の変換行列を左
から掛ければよく、ベクトルがΔθだけ回転する（位相
が進む）。Δθを負にすれば逆回転する（位相が遅れ
る）。
る手段（７ａ），（７ｂ）内で実行すればよい。単位ベ
クトルに対して位相を加減するには次式の変換行列を左
から掛ければよく、ベクトルがΔθだけ回転する（位相
が進む）。Δθを負にすれば逆回転する（位相が遅れ
る）。
【００６７】
【数１】
【００６８】さて、上記位相加減手段は基本的な電気変
数の制御に用いることができ、次に説明する。先ず、直
流リンク電圧を制御する場合につき説明する。この場
合、直流リンク電圧検出手段（９ａ）（９ｂ）［または
比例関係にある交流電圧検出手段（９’ａ）（９’
ｂ）］および，それらの出力ｖa，ｖb［またはｖ’a，
ｖ’b］を指令値ｖ*dc［またはｖ*ac］と比較して制御
する電圧制御手段（５）［（５ａ）（５’ａ），（５
ｂ）（５’ｂ）］を備える。電圧制御手段は適当な伝達
関数を持つＰＩ制御器またはＰＩＤ制御器でよい。
数の制御に用いることができ、次に説明する。先ず、直
流リンク電圧を制御する場合につき説明する。この場
合、直流リンク電圧検出手段（９ａ）（９ｂ）［または
比例関係にある交流電圧検出手段（９’ａ）（９’
ｂ）］および，それらの出力ｖa，ｖb［またはｖ’a，
ｖ’b］を指令値ｖ*dc［またはｖ*ac］と比較して制御
する電圧制御手段（５）［（５ａ）（５’ａ），（５
ｂ）（５’ｂ）］を備える。電圧制御手段は適当な伝達
関数を持つＰＩ制御器またはＰＩＤ制御器でよい。
【００６９】次に、位相の加減と基本的電気変数との関
係を説明するためのベクトル図を図２（ａ）〜（ｄ）に
示し、代表的な２レベル３相電力変換器および３レベル
３相電力変換器における動作波形を図３，図４に示す。
図２において、Ｖｓは交流系統側の背後電圧ベクトル，
Ｖｃは電力変換器の交流端子電圧ベクトル，Ｖｘは変圧
器リャクタンスを含む電力変換器から交流系統側を見た
系統リャクタンスに印加されるリャクタンス電圧ベクト
ル，Ｉacは交流系統から電力変換器へ流入する交流電流
ベクトル，δはＶｃのＶｓに対する位相遅れ角，αは交
流電流Ｉacに対するＶｃの位相遅れ角である。ここに、
Ｖｃは電力変換器のスイッチング位相（符号関数Ｓ（後
述）の位相）と一致する。
係を説明するためのベクトル図を図２（ａ）〜（ｄ）に
示し、代表的な２レベル３相電力変換器および３レベル
３相電力変換器における動作波形を図３，図４に示す。
図２において、Ｖｓは交流系統側の背後電圧ベクトル，
Ｖｃは電力変換器の交流端子電圧ベクトル，Ｖｘは変圧
器リャクタンスを含む電力変換器から交流系統側を見た
系統リャクタンスに印加されるリャクタンス電圧ベクト
ル，Ｉacは交流系統から電力変換器へ流入する交流電流
ベクトル，δはＶｃのＶｓに対する位相遅れ角，αは交
流電流Ｉacに対するＶｃの位相遅れ角である。ここに、
Ｖｃは電力変換器のスイッチング位相（符号関数Ｓ（後
述）の位相）と一致する。
【００７０】同図（ａ）は電力変換器側の位相が遅れて
いる場合を示し、電力が交流系統から直流系統へ流入
し、直流リンクコンデンサ（３）が充電されるか、さら
に他の図示しない背後直流系統へ給電される順変換モー
ドである。同図（ｂ）は電力変換器側の位相が進んでい
る場合を示し、電力が直流系統から交流系統へ流入し、
直流リンクコンデンサ（３）が放電されるか、さらに他
の図示しない背後直流系統から交流系統へ給電される逆
変換モードである。同図（ｃ）は電圧が同相で、電力変
換器側の電圧が交流系統背後電圧より高い場合を示し、
電力変換器への流入電流が進相になる無効電流供給モー
ド（キャパシティブモード），即ち系統電圧を押し上げ
るモードである。同図（ｄ）は電圧が同相で、電力変換
器側の電圧が交流系統背後電圧より低い場合を示し、電
力変換器への流入電流が遅相になる無効電流消費モード
（インダクティブモード），即ち系統電圧を引き下げる
モードである。
いる場合を示し、電力が交流系統から直流系統へ流入
し、直流リンクコンデンサ（３）が充電されるか、さら
に他の図示しない背後直流系統へ給電される順変換モー
ドである。同図（ｂ）は電力変換器側の位相が進んでい
る場合を示し、電力が直流系統から交流系統へ流入し、
直流リンクコンデンサ（３）が放電されるか、さらに他
の図示しない背後直流系統から交流系統へ給電される逆
変換モードである。同図（ｃ）は電圧が同相で、電力変
換器側の電圧が交流系統背後電圧より高い場合を示し、
電力変換器への流入電流が進相になる無効電流供給モー
ド（キャパシティブモード），即ち系統電圧を押し上げ
るモードである。同図（ｄ）は電圧が同相で、電力変換
器側の電圧が交流系統背後電圧より低い場合を示し、電
力変換器への流入電流が遅相になる無効電流消費モード
（インダクティブモード），即ち系統電圧を引き下げる
モードである。
【００７１】同図（ｃ）のように電力変換器側の電圧を
上げるには、一時的に電力変換器側の位相を遅らせて直
流リンクコンデンサを充電すればよく、同図（ｄ）のよ
うに電力変換器側の電圧を下げるには、一時的に電力変
換器側の位相を進ませて直流リンクコンデンサを放電さ
せればよい。即ち、電圧の制御は電圧基準の位相δの加
減（または電流基準の位相αの加減）により、有効電力
（有効電流）を変えて制御できる訳である。無効電力
（無効電流）は有効電力（有効電流）を変えて電圧を変
化させ、これにより従属的に制御できる訳である。前記
の加減位相Δθa，Δθbは上記動作における電圧基準の
位相δまたは電流基準の位相αを加減する事にほかなら
ない。
上げるには、一時的に電力変換器側の位相を遅らせて直
流リンクコンデンサを充電すればよく、同図（ｄ）のよ
うに電力変換器側の電圧を下げるには、一時的に電力変
換器側の位相を進ませて直流リンクコンデンサを放電さ
せればよい。即ち、電圧の制御は電圧基準の位相δの加
減（または電流基準の位相αの加減）により、有効電力
（有効電流）を変えて制御できる訳である。無効電力
（無効電流）は有効電力（有効電流）を変えて電圧を変
化させ、これにより従属的に制御できる訳である。前記
の加減位相Δθa，Δθbは上記動作における電圧基準の
位相δまたは電流基準の位相αを加減する事にほかなら
ない。
【００７２】次に、２レベル３相電力変換器の動作特性
について説明する。動作波形図図３において、ｉuはｕ
相交流電流，Ｓuはｕ相のスイッチング極性を表す符号
関数で直流電圧（Ｖdc／２）を掛ければ交流端子電位
（相電圧ＶCに比例かつ同相），ｉdcuはｕ相交流電流に
対してスイッチングした結果流れる直流線路電流でｉdc
u＝ｉuＳu，ｉdcは直流電流で各相電流の同期整流結果
により得られ次式で表される。ただし、Ｋ1は比例定
数，ＩPは交流電流波高値，Ｉdcは直流電流平均値であ
る。
について説明する。動作波形図図３において、ｉuはｕ
相交流電流，Ｓuはｕ相のスイッチング極性を表す符号
関数で直流電圧（Ｖdc／２）を掛ければ交流端子電位
（相電圧ＶCに比例かつ同相），ｉdcuはｕ相交流電流に
対してスイッチングした結果流れる直流線路電流でｉdc
u＝ｉuＳu，ｉdcは直流電流で各相電流の同期整流結果
により得られ次式で表される。ただし、Ｋ1は比例定
数，ＩPは交流電流波高値，Ｉdcは直流電流平均値であ
る。
【００７３】 ｉdc＝（ｉuＳu＋ｉvＳv＋ｉwＳw）／２……………（７） Ｉdc＝Ｋ1ＩPcosα…………………………………………（８） 即ち、直流電流は交流電流と制御角αの余弦との積に比
例し、交流電流に対する制御位相角αによっても制御で
き、交流電流の位相を基準にしてもよい事が動作波形か
らも分かる。
例し、交流電流に対する制御位相角αによっても制御で
き、交流電流の位相を基準にしてもよい事が動作波形か
らも分かる。
【００７４】また、損失を無視すれば直流電力と交流電
力とが等しいので、直流電圧と交流電圧との比例係数を
Ｋvとすると次式の関係がある。 Ｐ＝（ＶCＶS／Ｘ）sinδ ＝（ＫvＶdcＶS／Ｘ）sinδ＝ＩdcＶdc……（９） ∴Ｉdc＝（ＫvＶS／Ｘ）sinδ………………………………（１０） 即ち、直流電流は、交流系統の背後電圧ＶSとこれに対
する電力変換器のスイッチング位相遅れ角（負荷角）δ
の正弦との積に比例し、交流系統電圧に対する電力変換
器のスイッチング位相δによっても制御でき、交流電流
の位相を基準にしてもよい事は云う迄もない。
力とが等しいので、直流電圧と交流電圧との比例係数を
Ｋvとすると次式の関係がある。 Ｐ＝（ＶCＶS／Ｘ）sinδ ＝（ＫvＶdcＶS／Ｘ）sinδ＝ＩdcＶdc……（９） ∴Ｉdc＝（ＫvＶS／Ｘ）sinδ………………………………（１０） 即ち、直流電流は、交流系統の背後電圧ＶSとこれに対
する電力変換器のスイッチング位相遅れ角（負荷角）δ
の正弦との積に比例し、交流系統電圧に対する電力変換
器のスイッチング位相δによっても制御でき、交流電流
の位相を基準にしてもよい事は云う迄もない。
【００７５】次に、３レベル３相電力変換器の動作特性
について説明する。３レベル３相電力変換器においては
交流端子の電位が正負極性のほか中間の“０”電位を取
れる。従って、動作波形図図４の相電流ｉuに対して、
スイッチング関数Ｓu3は同図（ｂ）で示される。さら
に、スイッチング関数Ｓu3は同図（ｃ）（ｄ）に示す符
号関数Ｓu1とＳu2との和の１／２で表され、θ0は中間
電位側のスイッチのみが導通している期間である。その
中間時点と相電流のゼロ点との位相差が交流電流に対す
るスイッチング位相（電力変換器の相電圧位相）の遅れ
角αである。同図（ｅ）のｉuＳu3はｕ相電流による正
負直流線路電流である。
について説明する。３レベル３相電力変換器においては
交流端子の電位が正負極性のほか中間の“０”電位を取
れる。従って、動作波形図図４の相電流ｉuに対して、
スイッチング関数Ｓu3は同図（ｂ）で示される。さら
に、スイッチング関数Ｓu3は同図（ｃ）（ｄ）に示す符
号関数Ｓu1とＳu2との和の１／２で表され、θ0は中間
電位側のスイッチのみが導通している期間である。その
中間時点と相電流のゼロ点との位相差が交流電流に対す
るスイッチング位相（電力変換器の相電圧位相）の遅れ
角αである。同図（ｅ）のｉuＳu3はｕ相電流による正
負直流線路電流である。
【００７６】以上の結果、３相合成直流電流瞬時値ｉdc
は次式で表される。 ｉdc＝（１／２）ΣｉjＳj3 ＝（１／２）（ｉuＳu3＋ｉvＳv3＋ｉwＳw3） ＝（１／４）｛ｉu（Ｓu1＋Ｓu2）＋ｉv（Ｓv1＋Ｓv2） ＋ｉw（Ｓw1＋Ｓw2）｝ ＝（１／４）（ΣｉjＳj1＋ΣｉjＳj2） …………………（１１） ここに、ΣｉjＳj1およびΣｉjＳj2は前記図３（ｄ）と
同じ波形を持ち，制御位相角が夫々（α±θ0／２）の
場合に相当し、これを図４（ｆ）（ｇ）に示す。これら
の和で表される直流電流瞬時値は同図（ｈ）の如く、交
互に脈動振幅が変化する波形となる。
は次式で表される。 ｉdc＝（１／２）ΣｉjＳj3 ＝（１／２）（ｉuＳu3＋ｉvＳv3＋ｉwＳw3） ＝（１／４）｛ｉu（Ｓu1＋Ｓu2）＋ｉv（Ｓv1＋Ｓv2） ＋ｉw（Ｓw1＋Ｓw2）｝ ＝（１／４）（ΣｉjＳj1＋ΣｉjＳj2） …………………（１１） ここに、ΣｉjＳj1およびΣｉjＳj2は前記図３（ｄ）と
同じ波形を持ち，制御位相角が夫々（α±θ0／２）の
場合に相当し、これを図４（ｆ）（ｇ）に示す。これら
の和で表される直流電流瞬時値は同図（ｈ）の如く、交
互に脈動振幅が変化する波形となる。
【００７７】この結果、直流電流平均値Ｉdcは次式で与
えられる。 Ｉdc＝（１／２）（ΣｉjＳj1／２＋ΣｉjＳj2／２） ＝（１／２）Ｋ1ＩP｛cos（α−θ0／２）＋cos（α＋θ0／２）｝ ＝Ｋ1ＩPcos（θ0／２）cosα ………………………………（１２） 即ち、中間電位になる期間θ0の影響で直流電流平均値
Ｉdcがcos（θ0／２）倍に減少する。但し、直流電流平
均値Ｉdcが交流電流と制御位相角αの余弦との積に比例
し、交流電流に対する制御角αによっても制御できる点
は同じである。
えられる。 Ｉdc＝（１／２）（ΣｉjＳj1／２＋ΣｉjＳj2／２） ＝（１／２）Ｋ1ＩP｛cos（α−θ0／２）＋cos（α＋θ0／２）｝ ＝Ｋ1ＩPcos（θ0／２）cosα ………………………………（１２） 即ち、中間電位になる期間θ0の影響で直流電流平均値
Ｉdcがcos（θ0／２）倍に減少する。但し、直流電流平
均値Ｉdcが交流電流と制御位相角αの余弦との積に比例
し、交流電流に対する制御角αによっても制御できる点
は同じである。
【００７８】また、損失を無視すれば直流電力と交流電
力とが等しいので、直流電圧と交流電圧との比例係数を
Ｋvとすると（９）（１０）式の関係がある点も同じで
ある。但し、中間電位期間θ0の影響でＫvが２レベル形
よりcos（θ0／２）だけ小さくなる。
力とが等しいので、直流電圧と交流電圧との比例係数を
Ｋvとすると（９）（１０）式の関係がある点も同じで
ある。但し、中間電位期間θ0の影響でＫvが２レベル形
よりcos（θ0／２）だけ小さくなる。
【００７９】以上の説明から、電圧，電流および電圧の
代替になる磁束鎖交数などの位相を基準として、さら
に、スイッチング位相を加減する事により直流電流，直
流電圧および交流電圧，直流電力および交流電力が制御
できる。さらに、電力変換器の交流電圧制御とスイッチ
ング位相の加減とにより無効電流および無効電力も制御
できるので、基本的電気変数が自由に制御できることが
わかる。
代替になる磁束鎖交数などの位相を基準として、さら
に、スイッチング位相を加減する事により直流電流，直
流電圧および交流電圧，直流電力および交流電力が制御
できる。さらに、電力変換器の交流電圧制御とスイッチ
ング位相の加減とにより無効電流および無効電力も制御
できるので、基本的電気変数が自由に制御できることが
わかる。
【００８０】従って、この発明になる電圧源型電力変換
装置は、電力系統装置に応用することによりその能力を
大いに発揮する。以下、この電力系統装置に応用した場
合の特徴点について説明する。
装置は、電力系統装置に応用することによりその能力を
大いに発揮する。以下、この電力系統装置に応用した場
合の特徴点について説明する。
【００８１】電力系統装置では、交流系統が電力系統で
あって多相一次巻線を上記電力系統の線路に対して並列
接続または直列接続し、電力変換器の電圧または直流電
流または電力を制御する。この結果、上述した作用によ
り上記一次巻線の交流電圧，交流電流または交流電力が
制御できる。この時、上記電力系統との間では下記の制
御作用が得られる。
あって多相一次巻線を上記電力系統の線路に対して並列
接続または直列接続し、電力変換器の電圧または直流電
流または電力を制御する。この結果、上述した作用によ
り上記一次巻線の交流電圧，交流電流または交流電力が
制御できる。この時、上記電力系統との間では下記の制
御作用が得られる。
【００８２】１．並列接続の場合 １−１系統電圧と同相な電圧成分を変える事により、系
統リャクタンスに印加される同相分電圧が変わるので直
交電流が変わり、無効電流，無効電力が制御される。 １−２系統電圧と直交する電圧成分を変える事により、
系統リャクタンスに印加される直交分電圧が変わるので
直交電圧に直交する電流即ち同相電流が変わり、有効電
流，有効電力が制御される。この関係は、直流電圧ひい
ては交流電圧の制御、さらにひいては上記無効電流と無
効電力の制御に利用できる。勿論、直流リンク系を介し
て電力の授受を行う際の電力制御に利用できる。 １−３無効電流や無効電力の制御により電力系統の電圧
が制御できる。 １−４この装置が並列接続される送電線路の中間点の電
圧を加減すると、送電端と中間点との間の線路リャクタ
ンス電圧および受電端と中間点の間の線路リャクタンス
電圧が共に制御されるので両側の線路電流が制御され、
送受電端間の電力潮流が制御できる。さらに、この作用
により電力系統の安定化制御ができる。
統リャクタンスに印加される同相分電圧が変わるので直
交電流が変わり、無効電流，無効電力が制御される。 １−２系統電圧と直交する電圧成分を変える事により、
系統リャクタンスに印加される直交分電圧が変わるので
直交電圧に直交する電流即ち同相電流が変わり、有効電
流，有効電力が制御される。この関係は、直流電圧ひい
ては交流電圧の制御、さらにひいては上記無効電流と無
効電力の制御に利用できる。勿論、直流リンク系を介し
て電力の授受を行う際の電力制御に利用できる。 １−３無効電流や無効電力の制御により電力系統の電圧
が制御できる。 １−４この装置が並列接続される送電線路の中間点の電
圧を加減すると、送電端と中間点との間の線路リャクタ
ンス電圧および受電端と中間点の間の線路リャクタンス
電圧が共に制御されるので両側の線路電流が制御され、
送受電端間の電力潮流が制御できる。さらに、この作用
により電力系統の安定化制御ができる。
【００８３】２．直列接続の場合 ２−１線路電流に対するスイッチング位相の制御により
直流電圧に比例する一次巻線の交流電圧を変えれば、線
路リャクタンス電圧が変わり線路電流を制御でき、ひい
ては送受電端間の電力潮流が制御できる。さらに、この
作用により電力系統の安定化制御ができる。 ２−２線路電流に対するスイッチング位相の制御により
直流電圧に比例する一次巻線の交流電圧を変えれば、線
路リャクタンス電圧を変え得る。換言すれば、線路リャ
クタンス電圧を補償できる。これによっても、電力系統
の安定化ができる。 ２−３上記補償電圧の線路電流に対する比率を変えれば
可変リャクタンスの性質を持ち、可変インピーダンス制
御やこれによる電力系統の安定化ができる。 ２−４本装置の一次巻線を挿入した後の受電端側の電圧
は、上記２−１〜２−３により調整される。即ち、受電
側電圧の制御ができる。また、送電端と発電機との間に
設ければ、送電端電圧を調整できる。以上の如く、この
発明による電力変換装置の特長を活かす有益かつ好適な
応用装置の提供が可能な数々の作用を持っている。
直流電圧に比例する一次巻線の交流電圧を変えれば、線
路リャクタンス電圧が変わり線路電流を制御でき、ひい
ては送受電端間の電力潮流が制御できる。さらに、この
作用により電力系統の安定化制御ができる。 ２−２線路電流に対するスイッチング位相の制御により
直流電圧に比例する一次巻線の交流電圧を変えれば、線
路リャクタンス電圧を変え得る。換言すれば、線路リャ
クタンス電圧を補償できる。これによっても、電力系統
の安定化ができる。 ２−３上記補償電圧の線路電流に対する比率を変えれば
可変リャクタンスの性質を持ち、可変インピーダンス制
御やこれによる電力系統の安定化ができる。 ２−４本装置の一次巻線を挿入した後の受電端側の電圧
は、上記２−１〜２−３により調整される。即ち、受電
側電圧の制御ができる。また、送電端と発電機との間に
設ければ、送電端電圧を調整できる。以上の如く、この
発明による電力変換装置の特長を活かす有益かつ好適な
応用装置の提供が可能な数々の作用を持っている。
【００８４】実施例２．図５は電圧制御の改良例を示す
図で、同図において（６ｃ）は、ａユニットの基準位相
信号θeaをｂユニットにも共用するための位相加減手段
で、両電力変換器ユニット間の所定位相差φだけ加減す
るものである。（６ｄ）（６ｅ）も位相の加減手段，
（５’ｃ）〜（５’ｅ）は電圧の加減手段，（５ｃ）は
電圧の和または平均値の制御手段で、電圧和または平均
値と指令値ｖ*との偏差に応じ、両ユニットに同量の位
相を加減して指令値に追従する制御を行う。（５ｄ）は
電圧の不平衡分（両者間の差または平均値との差）の制
御手段で、電圧差に応じ両ユニットに反対極性の位相を
加減して両ユニットの電圧差を抑制する制御を行う。な
お、主回路部は前記図１と同様である。また、直流側交
流側両電圧が比例するので直流電圧検出手段（９ａ）
（９ｂ）に代えて交流電圧検出手段（９’ａ）（９’
ｂ）を用いてもよい。
図で、同図において（６ｃ）は、ａユニットの基準位相
信号θeaをｂユニットにも共用するための位相加減手段
で、両電力変換器ユニット間の所定位相差φだけ加減す
るものである。（６ｄ）（６ｅ）も位相の加減手段，
（５’ｃ）〜（５’ｅ）は電圧の加減手段，（５ｃ）は
電圧の和または平均値の制御手段で、電圧和または平均
値と指令値ｖ*との偏差に応じ、両ユニットに同量の位
相を加減して指令値に追従する制御を行う。（５ｄ）は
電圧の不平衡分（両者間の差または平均値との差）の制
御手段で、電圧差に応じ両ユニットに反対極性の位相を
加減して両ユニットの電圧差を抑制する制御を行う。な
お、主回路部は前記図１と同様である。また、直流側交
流側両電圧が比例するので直流電圧検出手段（９ａ）
（９ｂ）に代えて交流電圧検出手段（９’ａ）（９’
ｂ）を用いてもよい。
【００８５】以上の制御構成により、和の電圧制御誤差
と不平衡電圧の制御誤差との合成値で両電力変換器ユニ
ットの位相が加減される。この結果、和の電圧と不平衡
電圧とが別々に制御される。従って、夫々の制御応答特
性を夫々の要求特性に合わせる事ができると共に、両電
力変換器のバラつき要因による特性バラつきや電圧バラ
つきを抑制できると云う特長がある。例えば、総合的な
電圧に当たる和電圧に関して応答速度を高め、不平衡に
対しては応答速度よりバランス精度に重点を置くなどの
対処ができる。この場合、和の制御はＰＩＤ制御器に
し、不平衡制御に対してはＰＩ制御にするなどの方策を
取り得る。
と不平衡電圧の制御誤差との合成値で両電力変換器ユニ
ットの位相が加減される。この結果、和の電圧と不平衡
電圧とが別々に制御される。従って、夫々の制御応答特
性を夫々の要求特性に合わせる事ができると共に、両電
力変換器のバラつき要因による特性バラつきや電圧バラ
つきを抑制できると云う特長がある。例えば、総合的な
電圧に当たる和電圧に関して応答速度を高め、不平衡に
対しては応答速度よりバランス精度に重点を置くなどの
対処ができる。この場合、和の制御はＰＩＤ制御器に
し、不平衡制御に対してはＰＩ制御にするなどの方策を
取り得る。
【００８６】実施例３．図６は電流制御および電圧制御
を併設した一例を示す図で、(10a)(10'a)(10b)(10'b)は
電流制御手段，（１１ａ）（１１ｂ）は電流検出手段，
（６ｆ）（６ｇ）は共通の基準位相信号θeをａ，ｂ両
電力変換器ユニットに共用するための位相加減手段で両
電力変換器ユニット間の所定位相差±φ／２だけ加減す
るものである。主回路部は前記図１と同様である。尚、
ｖ*は直流電圧または交流電圧の指令値である。同図に
おいて、各電力変換器ユニットの直流電流をフィーバッ
ク制御する。直流電流は前記（１０）式で表され、リー
ケージインピーダンスによる概略一次遅れ〜積分特性の
性質を持つ。従って、電流制御手段はＰ制御またはＰＩ
制御器がよい。この内側ループに設けた電流制御によ
り、過電流の制限など高速応答を要する制御特性を実現
できる。また、外側ループに設けた電圧制御手段（５）
（５’）の出力を上記電流制御手段の指令入力にしてい
る。コンデンサによる電流の積分値が直流リンク電圧に
なるので、その電圧の微分値である電流フィードバック
を内側に設けたことにより、外側の電圧制御ループに対
して電流制御ループが安定化作用（ダンピング作用）を
すると云う特長が得られる。
を併設した一例を示す図で、(10a)(10'a)(10b)(10'b)は
電流制御手段，（１１ａ）（１１ｂ）は電流検出手段，
（６ｆ）（６ｇ）は共通の基準位相信号θeをａ，ｂ両
電力変換器ユニットに共用するための位相加減手段で両
電力変換器ユニット間の所定位相差±φ／２だけ加減す
るものである。主回路部は前記図１と同様である。尚、
ｖ*は直流電圧または交流電圧の指令値である。同図に
おいて、各電力変換器ユニットの直流電流をフィーバッ
ク制御する。直流電流は前記（１０）式で表され、リー
ケージインピーダンスによる概略一次遅れ〜積分特性の
性質を持つ。従って、電流制御手段はＰ制御またはＰＩ
制御器がよい。この内側ループに設けた電流制御によ
り、過電流の制限など高速応答を要する制御特性を実現
できる。また、外側ループに設けた電圧制御手段（５）
（５’）の出力を上記電流制御手段の指令入力にしてい
る。コンデンサによる電流の積分値が直流リンク電圧に
なるので、その電圧の微分値である電流フィードバック
を内側に設けたことにより、外側の電圧制御ループに対
して電流制御ループが安定化作用（ダンピング作用）を
すると云う特長が得られる。
【００８７】実施例４．図７は外側ループに電圧制御手
段を設け、内側ループに電流不平衡制御付き電流制御手
段を設けた例を示す図である。同図において、（６ｈ）
（６ｉ）は位相の加減手段、（１０ｃ）（１０’ｃ）は
電流の和または平均値の制御手段，（１０ｄ）（１０’
ｄ）は電流の差または不平衡分の制御手段である。直流
リンク端子は点線図示の如く直列接続でもよい。この場
合、電圧制御手段の出力を電流の和または平均値の指令
として与える。これにより、電圧制御が統合的に行え、
かつ、電流の和が電圧制御に従属して行われ、さらに過
渡的な電流不平衡も抑制制御される。従って、電力変換
器のバラつき要因による電流不平衡および電流不平衡に
起因する電圧不平衡（直流リンク端子直列接続時）をも
抑制できる効果が得られる。
段を設け、内側ループに電流不平衡制御付き電流制御手
段を設けた例を示す図である。同図において、（６ｈ）
（６ｉ）は位相の加減手段、（１０ｃ）（１０’ｃ）は
電流の和または平均値の制御手段，（１０ｄ）（１０’
ｄ）は電流の差または不平衡分の制御手段である。直流
リンク端子は点線図示の如く直列接続でもよい。この場
合、電圧制御手段の出力を電流の和または平均値の指令
として与える。これにより、電圧制御が統合的に行え、
かつ、電流の和が電圧制御に従属して行われ、さらに過
渡的な電流不平衡も抑制制御される。従って、電力変換
器のバラつき要因による電流不平衡および電流不平衡に
起因する電圧不平衡（直流リンク端子直列接続時）をも
抑制できる効果が得られる。
【００８８】実施例５．図８はこの発明の他の一実施例
を示す図で、移相変圧器（２）の共通一次巻線Ｗ1を交
流系統の線路に直列に挿入するものである。この場合
も、電圧，電流，磁束鎖交数などの位相を基準位相に選
べる。しかし、電力系統の幹線のように検出可能な程度
の大きい電流が常に流れる場合や線路電流が本装置以外
のシステム側に支配される要因が強い場合、線路電流ｉ
TLまたはそれに比例する二次巻線電流（電力変換器の交
流電流）ｉacを基準にし、電流に対するスイッチング位
相αを制御した方が、直流電流ひいては直流電圧・交流
電圧および電力（有効無効両者）の制御に都合がよい。
特に、交流系統に電圧を挿入して電力系統の補償や安定
化を図る場合、直流電圧∝交流電圧の操作が重要であ
る。従って、その電圧を制御するために（８）（１２）
式で表される直流電流を上記スイッチング位相αで制御
するのが有効であると云える。
を示す図で、移相変圧器（２）の共通一次巻線Ｗ1を交
流系統の線路に直列に挿入するものである。この場合
も、電圧，電流，磁束鎖交数などの位相を基準位相に選
べる。しかし、電力系統の幹線のように検出可能な程度
の大きい電流が常に流れる場合や線路電流が本装置以外
のシステム側に支配される要因が強い場合、線路電流ｉ
TLまたはそれに比例する二次巻線電流（電力変換器の交
流電流）ｉacを基準にし、電流に対するスイッチング位
相αを制御した方が、直流電流ひいては直流電圧・交流
電圧および電力（有効無効両者）の制御に都合がよい。
特に、交流系統に電圧を挿入して電力系統の補償や安定
化を図る場合、直流電圧∝交流電圧の操作が重要であ
る。従って、その電圧を制御するために（８）（１２）
式で表される直流電流を上記スイッチング位相αで制御
するのが有効であると云える。
【００８９】また、交流系統のリャクタンス電圧補償や
これによる系統安定化に対して、定常的には無効電力の
み供給し、このために交流電流に対して直交する電圧を
調整する事が望ましい。従って、電圧を変える過渡時の
み直流電流を生じさせて電圧制御するのが有利である。
即ち、電圧を制御するために（８）（１２）式で表され
る直流電流を上記スイッチング位相αで制御するのが有
効である。これらの結果、直流リンク端子にコンデンサ
のみが接続され継続的直流電流を流さない場合、電圧指
令ｖ*を変えれば目標値に達する点で直流電流がゼロ即
ち有効電力がゼロに収束する。従って、有効電力もゼロ
に収束し、有効電力が生じない直交補償電圧（直交挿入
電圧）が制御される。即ち、線路電流に直交したリャク
ティブ〜キャパシティブな電圧が制御され、この制御特
性が交流系統安定化に利用でき、極めて有益な電力系統
装置を提供できる。また、このような電力系統の補償の
場合、直流送電線路を張る必要がなく、直流電圧を比較
的高電圧にする必要性がないので、同図直流側に点線で
図示するように直流リンク端子を並列接続してもよい。
なお、同図交流側に点線で図示するものは、基準位相情
報源の種類を示すもので、前掲実施例における場合と同
様であるので、個々の説明は省略する。
これによる系統安定化に対して、定常的には無効電力の
み供給し、このために交流電流に対して直交する電圧を
調整する事が望ましい。従って、電圧を変える過渡時の
み直流電流を生じさせて電圧制御するのが有利である。
即ち、電圧を制御するために（８）（１２）式で表され
る直流電流を上記スイッチング位相αで制御するのが有
効である。これらの結果、直流リンク端子にコンデンサ
のみが接続され継続的直流電流を流さない場合、電圧指
令ｖ*を変えれば目標値に達する点で直流電流がゼロ即
ち有効電力がゼロに収束する。従って、有効電力もゼロ
に収束し、有効電力が生じない直交補償電圧（直交挿入
電圧）が制御される。即ち、線路電流に直交したリャク
ティブ〜キャパシティブな電圧が制御され、この制御特
性が交流系統安定化に利用でき、極めて有益な電力系統
装置を提供できる。また、このような電力系統の補償の
場合、直流送電線路を張る必要がなく、直流電圧を比較
的高電圧にする必要性がないので、同図直流側に点線で
図示するように直流リンク端子を並列接続してもよい。
なお、同図交流側に点線で図示するものは、基準位相情
報源の種類を示すもので、前掲実施例における場合と同
様であるので、個々の説明は省略する。
【００９０】さらにまた図８において、図６、図７の如
く、電圧制御手段（５）と位相加減算点（６）との間に
電流制御手段を設ければ、電流制御の高速応答化と電圧
制御の安定化効果が得られる。さらに、直流電圧検出手
段（９）に代えて交流電圧検出手段（９’）にしてもよ
い事は云うまでもない。
く、電圧制御手段（５）と位相加減算点（６）との間に
電流制御手段を設ければ、電流制御の高速応答化と電圧
制御の安定化効果が得られる。さらに、直流電圧検出手
段（９）に代えて交流電圧検出手段（９’）にしてもよ
い事は云うまでもない。
【００９１】実施例６．図９は図８の制御部に関する改
良例を示す図で、電圧の和または平均値の制御と不平衡
分の制御とを行うようにしたものである。この作用効果
は、前記図５と同様である。さらにまた図９において、
図６、図７の如く、電圧制御手段の出力合成点（６ｅ）
（６ｄ）と位相加減算点（６ａ）（６ｂ）との間に電流
制御手段を設ければ、電流制御の高速応答化と電圧制御
の安定化効果が得られる。
良例を示す図で、電圧の和または平均値の制御と不平衡
分の制御とを行うようにしたものである。この作用効果
は、前記図５と同様である。さらにまた図９において、
図６、図７の如く、電圧制御手段の出力合成点（６ｅ）
（６ｄ）と位相加減算点（６ａ）（６ｂ）との間に電流
制御手段を設ければ、電流制御の高速応答化と電圧制御
の安定化効果が得られる。
【００９２】実施例７．図１０はこの発明の他の一実施
例を示す図で、同図において、（１ａ）〜（１ｄ）は電
力変換器ユニット，Ｗ1aは移相変圧器（２ａ）の一次巻
線，Ｗ1bは移相変圧器（２ｂ）の一次巻線，Ｗ2a，Ｗ2b
は移相変圧器（２ａ）の二次巻線，Ｗ2c，Ｗ2dは移相変
圧器（２ｂ）の二次巻線で、同図（ａ）は直流リンク端
子を並列接続した例，同図（ｂ）は直流リンク端子を直
列接続した例を示し、同図（ｂ）の点線は直流リンク端
子を直並列接続した例を示す。
例を示す図で、同図において、（１ａ）〜（１ｄ）は電
力変換器ユニット，Ｗ1aは移相変圧器（２ａ）の一次巻
線，Ｗ1bは移相変圧器（２ｂ）の一次巻線，Ｗ2a，Ｗ2b
は移相変圧器（２ａ）の二次巻線，Ｗ2c，Ｗ2dは移相変
圧器（２ｂ）の二次巻線で、同図（ａ）は直流リンク端
子を並列接続した例，同図（ｂ）は直流リンク端子を直
列接続した例を示し、同図（ｂ）の点線は直流リンク端
子を直並列接続した例を示す。
【００９３】同図において、一次巻線Ｗ1a，Ｗ1bは互い
に並列接続するが、それらは±７．５゜の位相差（相対
位相差は１５゜）を持つよう一部移相巻線または移相タ
ップを設けてある。これにより、△結線でも線間電圧に
対して相電圧が±７．５゜移相するようにしてある。一
方、二次巻線はＹ−△結線により同一変圧器内で３０゜
の位相差を付けてある。これらの結果、交流系統から各
二次巻線端子までの位相差が１５゜ステップで変わり、
４種類の位相になる。これらの位相に合わせて電力変換
器ユニットも１５゜づつ位相をずらして運転する訳であ
る。位相をずらせて運転する方法は前記図１の実施例と
同様である。これらにより、（２４ｍ±１）次の高調波
だけが残り、（６ｍ±１）次および（１２ｍ±１）次の
高調波は交流系統に現れなくなる。また、一次巻線を共
通にして４つの二次巻線を設け、二次巻線だけで１５゜
づつ位相をずらせることもできる。この二次巻線だけで
１５゜づつ位相をずらせる結線方法を後述図１１の二次
巻線に示す。このほか、各種の変形方法で移相させる事
ができ、整数台の３相電力変換器ユニットによる構成
や、整数台の単相電力変換器ユニットによる構成ができ
る。
に並列接続するが、それらは±７．５゜の位相差（相対
位相差は１５゜）を持つよう一部移相巻線または移相タ
ップを設けてある。これにより、△結線でも線間電圧に
対して相電圧が±７．５゜移相するようにしてある。一
方、二次巻線はＹ−△結線により同一変圧器内で３０゜
の位相差を付けてある。これらの結果、交流系統から各
二次巻線端子までの位相差が１５゜ステップで変わり、
４種類の位相になる。これらの位相に合わせて電力変換
器ユニットも１５゜づつ位相をずらして運転する訳であ
る。位相をずらせて運転する方法は前記図１の実施例と
同様である。これらにより、（２４ｍ±１）次の高調波
だけが残り、（６ｍ±１）次および（１２ｍ±１）次の
高調波は交流系統に現れなくなる。また、一次巻線を共
通にして４つの二次巻線を設け、二次巻線だけで１５゜
づつ位相をずらせることもできる。この二次巻線だけで
１５゜づつ位相をずらせる結線方法を後述図１１の二次
巻線に示す。このほか、各種の変形方法で移相させる事
ができ、整数台の３相電力変換器ユニットによる構成
や、整数台の単相電力変換器ユニットによる構成ができ
る。
【００９４】実施例８．図１１はこの発明のさらに他の
一実施例を示す図で、夫々２組の二次巻線を持つ２台の
移相変圧器の両一次巻線Ｗ1a，Ｗ1bは互いに並列接続
し、さらに、交流系統の線路に対して直列接続する例を
示す。この場合、一次巻線の相電圧は同相にして簡単化
し、二次巻線のみで所定の位相差を付ける結線にしてあ
る。即ち、△結線をベースとして±７．５゜移相させる
ものと、Ｙ結線をベースとして±７．５゜移相させるも
のとで構成し、０゜±７．５゜の組と−３０゜±７．５
゜の組を作り、１５゜づつの位相差を付けてある。この
場合、一次巻線が同相なので、共通一次巻線に出来る。
即ち、一次巻線を変圧器外部で並列にする必要もなくな
る。ただし、容量が大きくなると輸送制限などの理由で
分けたほうがよい場合が生じる。これらの移相変圧器
は、交流系統に並列接続する場合にも適用できる。
一実施例を示す図で、夫々２組の二次巻線を持つ２台の
移相変圧器の両一次巻線Ｗ1a，Ｗ1bは互いに並列接続
し、さらに、交流系統の線路に対して直列接続する例を
示す。この場合、一次巻線の相電圧は同相にして簡単化
し、二次巻線のみで所定の位相差を付ける結線にしてあ
る。即ち、△結線をベースとして±７．５゜移相させる
ものと、Ｙ結線をベースとして±７．５゜移相させるも
のとで構成し、０゜±７．５゜の組と−３０゜±７．５
゜の組を作り、１５゜づつの位相差を付けてある。この
場合、一次巻線が同相なので、共通一次巻線に出来る。
即ち、一次巻線を変圧器外部で並列にする必要もなくな
る。ただし、容量が大きくなると輸送制限などの理由で
分けたほうがよい場合が生じる。これらの移相変圧器
は、交流系統に並列接続する場合にも適用できる。
【００９５】実施例９．図１２（ａ）（ｂ）はそれぞれ
この発明に用いる移相変圧器のコイルの配置構造を示す
断面図で、同図において、ＣＯＲは磁芯，Ｗ1は一次巻
線（の断面），Ｗ2aＷ2bは二次巻線（の断面）である。
なお（ａ）図において、一次巻線Ｗ1を内側に配置し、
二次巻線Ｗ2aＷ2bを外側に配置してもよい。先ず同図
（ａ）は典型的な同心巻線配置で、二次巻線は筒形に巻
かれているが、磁芯の方向（長さ方向）に分割して、夫
々一方を二次巻線Ｗ2aに，他方を二次巻線Ｗ2bに割り当
ててある。これにより、二次巻線間に距離が空き、同巻
線間のリーケージインダクタンスひいてはリーケージリ
ャクタンスが大きくなる。即ち、両巻線間の磁気的結合
が粗結合となる。従って、前記二次巻線間を介して電力
変換器ユニット間に流れる高調波電流の横流が抑制され
る。上記、容量の大きい電力用変圧器では上記二次巻線
間の基本波に対するリーケージリャクタンスを数十％以
上に出来る。従って、（６ｍ±１）次高調波に対して極
めて大きいリャクタンスを呈するだけでなく、高調波電
圧自体が次数分の１になっているので、高調波電流を極
めて小さくできる。
この発明に用いる移相変圧器のコイルの配置構造を示す
断面図で、同図において、ＣＯＲは磁芯，Ｗ1は一次巻
線（の断面），Ｗ2aＷ2bは二次巻線（の断面）である。
なお（ａ）図において、一次巻線Ｗ1を内側に配置し、
二次巻線Ｗ2aＷ2bを外側に配置してもよい。先ず同図
（ａ）は典型的な同心巻線配置で、二次巻線は筒形に巻
かれているが、磁芯の方向（長さ方向）に分割して、夫
々一方を二次巻線Ｗ2aに，他方を二次巻線Ｗ2bに割り当
ててある。これにより、二次巻線間に距離が空き、同巻
線間のリーケージインダクタンスひいてはリーケージリ
ャクタンスが大きくなる。即ち、両巻線間の磁気的結合
が粗結合となる。従って、前記二次巻線間を介して電力
変換器ユニット間に流れる高調波電流の横流が抑制され
る。上記、容量の大きい電力用変圧器では上記二次巻線
間の基本波に対するリーケージリャクタンスを数十％以
上に出来る。従って、（６ｍ±１）次高調波に対して極
めて大きいリャクタンスを呈するだけでなく、高調波電
圧自体が次数分の１になっているので、高調波電流を極
めて小さくできる。
【００９６】他方、基本波に対しては、結線後の二次巻
線端子では位相差を付けているが単位変圧器の一相毎で
見ると同相かつ同一ＶＡになっている。このため、基本
波に関しては両二次巻線は一体として働く。従って、両
二次巻線のアンペアターンは等しく、かつ、その和が一
次巻線のアンペアターンと一致するように作用する。電
線の断面分布に着目した電流分布で見ると、電流分布が
従来と変わらない事が分かる。従って、基本波に対する
一次二次巻線間のリーケージインダクタンスは従来通り
小さくできる事が分かる。これにより、高調波電流だけ
が抑制されると云う好都合な効果が得られる訳である。
同図（ｂ）は典型的な交互巻線配置で、渦巻型に巻いた
コイル群を直列接続して使用する場合のコイル断面配置
を示し、高調波に対する作用効果は前記（ａ）と同様で
ある。
線端子では位相差を付けているが単位変圧器の一相毎で
見ると同相かつ同一ＶＡになっている。このため、基本
波に関しては両二次巻線は一体として働く。従って、両
二次巻線のアンペアターンは等しく、かつ、その和が一
次巻線のアンペアターンと一致するように作用する。電
線の断面分布に着目した電流分布で見ると、電流分布が
従来と変わらない事が分かる。従って、基本波に対する
一次二次巻線間のリーケージインダクタンスは従来通り
小さくできる事が分かる。これにより、高調波電流だけ
が抑制されると云う好都合な効果が得られる訳である。
同図（ｂ）は典型的な交互巻線配置で、渦巻型に巻いた
コイル群を直列接続して使用する場合のコイル断面配置
を示し、高調波に対する作用効果は前記（ａ）と同様で
ある。
【００９７】実施例１０．図１３は関連発明に係る一実
施例を示す図で、基準位相信号の生成手段の詳細に関す
るものである。同図において、ｉ，ｖ，λ，ｅおよびθ
eは夫々電流ベクトル，電圧ベクトル，磁束鎖交数ベク
トル，単位ベクトルおよび基準位相，（７１）は３相２
相変換手段，（７２）は絶対値出力手段，（７３）は割
り算手段，（７４）は逆三角関数出力手段で、これら
は，ディジタル，アナログ，Ｓ／Ｗによる演算の他数値
テーブルを引く方法などで実現できる。なお、上記各ベ
クトルｉ、ｖ、λ、ｅは、同図ではその一部を太く描い
た記号で表示している。３相２相変換手段（７１）は例
えば次式の変換行列を左から掛ける演算を行い、電流，
電圧，磁束鎖交数の場合も同じである。
施例を示す図で、基準位相信号の生成手段の詳細に関す
るものである。同図において、ｉ，ｖ，λ，ｅおよびθ
eは夫々電流ベクトル，電圧ベクトル，磁束鎖交数ベク
トル，単位ベクトルおよび基準位相，（７１）は３相２
相変換手段，（７２）は絶対値出力手段，（７３）は割
り算手段，（７４）は逆三角関数出力手段で、これら
は，ディジタル，アナログ，Ｓ／Ｗによる演算の他数値
テーブルを引く方法などで実現できる。なお、上記各ベ
クトルｉ、ｖ、λ、ｅは、同図ではその一部を太く描い
た記号で表示している。３相２相変換手段（７１）は例
えば次式の変換行列を左から掛ける演算を行い、電流，
電圧，磁束鎖交数の場合も同じである。
【００９８】
【数２】
【００９９】絶対値出力手段（７２）は例えば２乗の和
のルート演算を行い、２相入力ｘα，ｘβを割り算手段
（７３）により絶対値で割れば単位ベクトルｅが得られ
る。さらに、単位ベクトルは［ｓｉｎθe，ｃｏｓθe］
Tの値を持つので、これらの逆三角関数を逆三角関数出
力手段（７４）によりとれば基準位相θeが得られる訳
である。図１３（ｂ）（ｃ）は夫々磁束鎖交数λの算出
法を示す図で，同図（ｂ）は電圧ベクトルｖから抵抗電
圧降下Ｒｉを引いた後積分すれば得られる事を示す。同
図（ｃ）は抵抗電圧降下Ｒｉが通常十分小さいのでこれ
を無視し電圧ベクトルｖを積分してもよい事を示す。こ
れら磁束鎖交数は電圧の積分値なので、事故および雷サ
ージ等による電圧変動およびノイズに対しても動揺し難
い量であるからそれら外乱要因に対する耐性に優れ、制
御の信頼性が高められる特長がある。
のルート演算を行い、２相入力ｘα，ｘβを割り算手段
（７３）により絶対値で割れば単位ベクトルｅが得られ
る。さらに、単位ベクトルは［ｓｉｎθe，ｃｏｓθe］
Tの値を持つので、これらの逆三角関数を逆三角関数出
力手段（７４）によりとれば基準位相θeが得られる訳
である。図１３（ｂ）（ｃ）は夫々磁束鎖交数λの算出
法を示す図で，同図（ｂ）は電圧ベクトルｖから抵抗電
圧降下Ｒｉを引いた後積分すれば得られる事を示す。同
図（ｃ）は抵抗電圧降下Ｒｉが通常十分小さいのでこれ
を無視し電圧ベクトルｖを積分してもよい事を示す。こ
れら磁束鎖交数は電圧の積分値なので、事故および雷サ
ージ等による電圧変動およびノイズに対しても動揺し難
い量であるからそれら外乱要因に対する耐性に優れ、制
御の信頼性が高められる特長がある。
【０１００】これら位相情報を持つ基準位相信号から電
力変換器のスイッチング位相を決めることができる。さ
らに、複数の電力変換器ユニットや複数のスイッチ素子
への展開（分配）には角度の加減算、またはベクトルの
回転演算即ち位相シフト演算（角度の加減に相当）が利
用できる。ベクトルの回転演算は例えば次式の変換行列
を任意なベクトルの左から掛ければ実行できる。これ
は、位相変調演算とも言える。このベクトル回転手段
（８１）のブロック図を図１４に示す。
力変換器のスイッチング位相を決めることができる。さ
らに、複数の電力変換器ユニットや複数のスイッチ素子
への展開（分配）には角度の加減算、またはベクトルの
回転演算即ち位相シフト演算（角度の加減に相当）が利
用できる。ベクトルの回転演算は例えば次式の変換行列
を任意なベクトルの左から掛ければ実行できる。これ
は、位相変調演算とも言える。このベクトル回転手段
（８１）のブロック図を図１４に示す。
【０１０１】
【数３】
【０１０２】ここに、ψは任意な加減すべき角度または
シフトすべき位相である。このような演算のあとコンパ
レーション（符号演算）をすれば簡単にスイッチング信
号が得られる。また、位相情報θ自体を用いる場合は適
宜な加減の後、値比較や大小判別を行えばよい。この単
位ベクトルを基準位相信号にすれば、同単位ベクトルを
座標変換に用いて各種の計測や制御用に流用できる特長
がある。例えば、制御や観測には多相交流を直流２値で
表す同期回転座標が至便であるので、諸量を同期回転座
標の量に変換したり、同期回転座標の量を固定子座標の
量（多相交流）に戻したりするのに適する。
シフトすべき位相である。このような演算のあとコンパ
レーション（符号演算）をすれば簡単にスイッチング信
号が得られる。また、位相情報θ自体を用いる場合は適
宜な加減の後、値比較や大小判別を行えばよい。この単
位ベクトルを基準位相信号にすれば、同単位ベクトルを
座標変換に用いて各種の計測や制御用に流用できる特長
がある。例えば、制御や観測には多相交流を直流２値で
表す同期回転座標が至便であるので、諸量を同期回転座
標の量に変換したり、同期回転座標の量を固定子座標の
量（多相交流）に戻したりするのに適する。
【０１０３】実施例１１．図１５は関連発明に係る他の
一実施例を示す図で、基準位相信号の生成手段の詳細に
関するものである。同図において、（７５）は比較手
段，（７６）はインバース手段，（７７）は位相比較手
段（または位相復調手段），（７８）は適宜な積分性の
伝達関数Ｇ1を持つ積分手段としての演算手段，（７
９）は可変周波数パルス発生手段で、そのパルス積算数
ｎ（θe）が位相θeに対応する。例えば、出力ｎ（θ
e）は電力変換装置の総合相数［一サイクル中のステッ
プ数またはアーム数］に合わせたリングカウンタを通し
てスイッチング信号に利用できる信号群に変換できる。
（８０）は分周手段またはカウント手段でそのカウント
値が位相θeに対応し、リングカウンタの場合その出力
群Ｐ（θe）が夫々所定の位相差と共通位相を持つ基準
位相信号群またはスイッチング信号に使用できる信号群
になる。上記、伝達関数Ｇ1を積分または積分と一次遅
れ［Ｋ／（ｓ（１＋Ｔｓ））］にすれば位相比較手段
（７７）の出力にフィルタがかかると共に、カウント手
段（８０）の出力と比較手段（７５）の出力との位相差
が無くなるよう可変周波パルス発生手段の入力ひいては
出力周波数が制御される。即ち、フェーズ・ロックド・
ループ（通称ＰＬＬ）が構成される。
一実施例を示す図で、基準位相信号の生成手段の詳細に
関するものである。同図において、（７５）は比較手
段，（７６）はインバース手段，（７７）は位相比較手
段（または位相復調手段），（７８）は適宜な積分性の
伝達関数Ｇ1を持つ積分手段としての演算手段，（７
９）は可変周波数パルス発生手段で、そのパルス積算数
ｎ（θe）が位相θeに対応する。例えば、出力ｎ（θ
e）は電力変換装置の総合相数［一サイクル中のステッ
プ数またはアーム数］に合わせたリングカウンタを通し
てスイッチング信号に利用できる信号群に変換できる。
（８０）は分周手段またはカウント手段でそのカウント
値が位相θeに対応し、リングカウンタの場合その出力
群Ｐ（θe）が夫々所定の位相差と共通位相を持つ基準
位相信号群またはスイッチング信号に使用できる信号群
になる。上記、伝達関数Ｇ1を積分または積分と一次遅
れ［Ｋ／（ｓ（１＋Ｔｓ））］にすれば位相比較手段
（７７）の出力にフィルタがかかると共に、カウント手
段（８０）の出力と比較手段（７５）の出力との位相差
が無くなるよう可変周波パルス発生手段の入力ひいては
出力周波数が制御される。即ち、フェーズ・ロックド・
ループ（通称ＰＬＬ）が構成される。
【０１０４】さらにまた、パルス列の加減手段（８２〜
８３）を設ければ、一周期を分周数で割った値に対応す
る分解角を単位として加減パルス積算数ｍ（ψ）(フ゜サイ)
に比例した位相シフトまたは位相の加減ができる。この
部分詳細図を図１６に示し、（８２）はカウンタのＵＰ
入力につながるパルス加算手段［例えばＯＲ要素］，
（８３）はカウンタのＤＯＷＮ入力につながるパルス減
算手段［例えばＯＲ要素］で構成できる。上記ＰＬＬに
よれば、基準位相信号だけでなく複数の電力変換器ユニ
ット用の多相信号群やパルス列の生成もでき、しかも、
位相の加減も出来る特長がある。
８３）を設ければ、一周期を分周数で割った値に対応す
る分解角を単位として加減パルス積算数ｍ（ψ）(フ゜サイ)
に比例した位相シフトまたは位相の加減ができる。この
部分詳細図を図１６に示し、（８２）はカウンタのＵＰ
入力につながるパルス加算手段［例えばＯＲ要素］，
（８３）はカウンタのＤＯＷＮ入力につながるパルス減
算手段［例えばＯＲ要素］で構成できる。上記ＰＬＬに
よれば、基準位相信号だけでなく複数の電力変換器ユニ
ット用の多相信号群やパルス列の生成もでき、しかも、
位相の加減も出来る特長がある。
【０１０５】実施例１２．図１７は関連発明に係るさら
に他の一実施例を示す図で、基準位相信号の生成手段の
改良に関するものである。同図において、（８１ａ）は
単位ベクトル［ｓｉｎθe，ｃｏｓθe］Tによる座標変
換手段または位相θeによるベクトル回転手段（両者と
も固定子座標の量から同期回転座標の量へ変換し、同じ
位相の加減手段（６）の働きをし、単位ベクトルｅa，
ｅbを出力する）、（８１ｂ）はΔθaまたはΔθbによ
るベクトル回転手段，（８４）はディジタルアナログ変
換手段（Ｄ／Ａ変換器）、（８０）はディジタル出力形
のカウント手段である。
に他の一実施例を示す図で、基準位相信号の生成手段の
改良に関するものである。同図において、（８１ａ）は
単位ベクトル［ｓｉｎθe，ｃｏｓθe］Tによる座標変
換手段または位相θeによるベクトル回転手段（両者と
も固定子座標の量から同期回転座標の量へ変換し、同じ
位相の加減手段（６）の働きをし、単位ベクトルｅa，
ｅbを出力する）、（８１ｂ）はΔθaまたはΔθbによ
るベクトル回転手段，（８４）はディジタルアナログ変
換手段（Ｄ／Ａ変換器）、（８０）はディジタル出力形
のカウント手段である。
【０１０６】同図において、電流ベクトルｉ，電圧ベク
トルｖ，磁束鎖交数ベクトルλの何れかを基準にして単
位ベクトルｅを出力するにあたり、前記ＰＬＬ系の位相
比較手段（７７）に代えて座標変換手段（８１ａ）を用
いたものである。即ち、ＰＬＬとしての位相が一致すれ
ば座標変換手段（８１ａ）のｑ軸出力ｅ’qがゼロにな
り、さもなければ位相ずれの正弦に比例した出力が得ら
れる点を利用するＰＬＬである。この時、位相角θeか
ら単位ベクトルｅを出力するのに三角関数テーブル付き
Ｄ／Ａ変換手段（８４）を利用するため、カウント手段
もディジタル形としている。この場合、座標変換手段
（８１ａ）の出力ｅ’qおよびｅ’dも単位ベクトルとほ
ぼ同じ位相情報を持つので、これを単位ベクトルに代え
て利用できる。また、位相情報は同図ディジタル信号θ
e，多相パルスＰ（θe）またはパルス列ｎ（θe）の何
れを利用してもよい。また、前記図１３，図１５と同様
にして電力変換器のユニッットのスイッチング信号に利
用できる信号群に出来ることは云うまでもない。
トルｖ，磁束鎖交数ベクトルλの何れかを基準にして単
位ベクトルｅを出力するにあたり、前記ＰＬＬ系の位相
比較手段（７７）に代えて座標変換手段（８１ａ）を用
いたものである。即ち、ＰＬＬとしての位相が一致すれ
ば座標変換手段（８１ａ）のｑ軸出力ｅ’qがゼロにな
り、さもなければ位相ずれの正弦に比例した出力が得ら
れる点を利用するＰＬＬである。この時、位相角θeか
ら単位ベクトルｅを出力するのに三角関数テーブル付き
Ｄ／Ａ変換手段（８４）を利用するため、カウント手段
もディジタル形としている。この場合、座標変換手段
（８１ａ）の出力ｅ’qおよびｅ’dも単位ベクトルとほ
ぼ同じ位相情報を持つので、これを単位ベクトルに代え
て利用できる。また、位相情報は同図ディジタル信号θ
e，多相パルスＰ（θe）またはパルス列ｎ（θe）の何
れを利用してもよい。また、前記図１３，図１５と同様
にして電力変換器のユニッットのスイッチング信号に利
用できる信号群に出来ることは云うまでもない。
【０１０７】この実施例も、前記図１５と同じ特長に加
え単位ベクトルも得られるので前記図１３の特長も兼ね
備える事ができる。即ち、単位ベクトルを出力できるの
で、同単位ベクトルを座標変換に用いて各種の計測や制
御用に流用できる特長がある。また、上記フェーズ・ロ
ックド・ループ系を構成しているので、基準位相信号だ
けでなく複数の電力変換器ユニット用の多相信号群やパ
ルス列の生成もでき、しかも、位相の加減も出来る特長
がある。
え単位ベクトルも得られるので前記図１３の特長も兼ね
備える事ができる。即ち、単位ベクトルを出力できるの
で、同単位ベクトルを座標変換に用いて各種の計測や制
御用に流用できる特長がある。また、上記フェーズ・ロ
ックド・ループ系を構成しているので、基準位相信号だ
けでなく複数の電力変換器ユニット用の多相信号群やパ
ルス列の生成もでき、しかも、位相の加減も出来る特長
がある。
【０１０８】
【発明の効果】この発明によれば、交流系統に接続され
る一次巻線の直列接続を必要とせず、かつ、交流系統へ
の高調波障害が軽減できるので、電圧源型電力変換装置
が経済的となる。
る一次巻線の直列接続を必要とせず、かつ、交流系統へ
の高調波障害が軽減できるので、電圧源型電力変換装置
が経済的となる。
【０１０９】また、交流系統の線路に直列接続する際に
も一次巻線の直列接続を必要とせず、かつ、直列に挿入
する線路の直列リャクタンスが高調波電流をさらに抑制
する働きをするので高調波障害の軽減効果が高く、か
つ、電圧源型電力変換装置が経済的となる。
も一次巻線の直列接続を必要とせず、かつ、直列に挿入
する線路の直列リャクタンスが高調波電流をさらに抑制
する働きをするので高調波障害の軽減効果が高く、か
つ、電圧源型電力変換装置が経済的となる。
【０１１０】他の関連発明は非ＰＷＭを含む定比パルス
幅条件の下で、位相制御による簡易な手段で電流，電
圧，電力などの基本的な電気的変数を制御できるので、
電圧源型電力変換装置が経済的となる。
幅条件の下で、位相制御による簡易な手段で電流，電
圧，電力などの基本的な電気的変数を制御できるので、
電圧源型電力変換装置が経済的となる。
【０１１１】他の関連発明は上記電力変換器群の夫々直
流端子を直列接続して、直流電圧を高圧化するのに際
し、上記電力変換器のバラつき要因による各電力変換器
の電圧不平衡を抑制し、かつ、総合直流電圧または平均
直流電圧も制御できる制御法を提供できる。
流端子を直列接続して、直流電圧を高圧化するのに際
し、上記電力変換器のバラつき要因による各電力変換器
の電圧不平衡を抑制し、かつ、総合直流電圧または平均
直流電圧も制御できる制御法を提供できる。
【０１１２】また他の関連発明は上記電力変換器群の夫
々直流端子を並列接続するのに際し、上記電力変換器の
バラつき要因による各電力変換器の直流電流不平衡を抑
制し、かつ、総合直流電流または平均直流電流も制御で
きる制御法を提供できる。
々直流端子を並列接続するのに際し、上記電力変換器の
バラつき要因による各電力変換器の直流電流不平衡を抑
制し、かつ、総合直流電流または平均直流電流も制御で
きる制御法を提供できる。
【０１１３】また他の関連発明は上記電力変換器群の夫
々直流端子を直列接続するのに際し、上記電力変換器の
バラつき要因による各電力変換器の直流電流不平衡を抑
制して電圧不平衡要因を抑制すると共に、総合直流電流
または平均直流電流も制御できる制御法を提供できる。
々直流端子を直列接続するのに際し、上記電力変換器の
バラつき要因による各電力変換器の直流電流不平衡を抑
制して電圧不平衡要因を抑制すると共に、総合直流電流
または平均直流電流も制御できる制御法を提供できる。
【０１１４】また他の関連発明は電力変換器の直流電圧
を制御するのに際して、直流リンク側コンデンサの影響
を考慮した電圧制御特性の改善および優れた電流制御特
性の維持を両立させる制御法を提供できる。
を制御するのに際して、直流リンク側コンデンサの影響
を考慮した電圧制御特性の改善および優れた電流制御特
性の維持を両立させる制御法を提供できる。
【０１１５】また、他の関連発明は上記位相制御を行う
上で任意な基準位相を選べる中で、上記基本的な電気的
変数を制御するために好適かつ豊富な基準位相の選択肢
を提供できる。
上で任意な基準位相を選べる中で、上記基本的な電気的
変数を制御するために好適かつ豊富な基準位相の選択肢
を提供できる。
【０１１６】また、他の関連発明は上記位相制御を行う
上で任意な基準位相を選べる中で、上記基本的な電気的
変数を制御するために好適な基準位相の選択肢を提供す
ると共に、事故時の瞬時停電ないし電圧低下などの擾乱
の悪影響およびノイズを受けにくい基準位相信号の生成
法を提供できる。
上で任意な基準位相を選べる中で、上記基本的な電気的
変数を制御するために好適な基準位相の選択肢を提供す
ると共に、事故時の瞬時停電ないし電圧低下などの擾乱
の悪影響およびノイズを受けにくい基準位相信号の生成
法を提供できる。
【０１１７】さらにまた、他の関連発明は複数の電力変
換器の所定位相差運転および上記位相制御を行う上で、
上記電力変換器群間の位相差付けまたは上記位相の加減
に対して好都合な位相の加減ができ、しかも、座標変換
に流用可能な単位ベクトルも得られる基準位相信号の生
成法を提供できる。
換器の所定位相差運転および上記位相制御を行う上で、
上記電力変換器群間の位相差付けまたは上記位相の加減
に対して好都合な位相の加減ができ、しかも、座標変換
に流用可能な単位ベクトルも得られる基準位相信号の生
成法を提供できる。
【０１１８】さらにまた、他の関連発明は複数の電力変
換器の所定位相差運転および上記位相制御を行う上で、
上記電力変換器群間の位相差付けまたは上記位相の加減
に対して好都合な位相の加減ができる他の基準位相信号
の生成法を提供できる。
換器の所定位相差運転および上記位相制御を行う上で、
上記電力変換器群間の位相差付けまたは上記位相の加減
に対して好都合な位相の加減ができる他の基準位相信号
の生成法を提供できる。
【０１１９】さらにまた、他の関連発明は複数の電力変
換器の所定位相差運転および上記位相制御を行う上で、
上記電力変換器群間の位相差付けまたは上記位相の加減
に対して好都合な位相の加減ができ、かつ、座標変換に
流用できる単位ベクトルも得られる基準位相信号の生成
法を提供できる。
換器の所定位相差運転および上記位相制御を行う上で、
上記電力変換器群間の位相差付けまたは上記位相の加減
に対して好都合な位相の加減ができ、かつ、座標変換に
流用できる単位ベクトルも得られる基準位相信号の生成
法を提供できる。
【０１２０】また、他の関連発明は複数の電力変換器に
基準位相信号を供給する上で、単一の基準位相情報をも
とにすれば足り、経済的な基準位相信号の生成法を提供
できる。
基準位相信号を供給する上で、単一の基準位相情報をも
とにすれば足り、経済的な基準位相信号の生成法を提供
できる。
【０１２１】また、他の関連発明は、位相変圧器の各二
次巻線から基準位相情報を求めこれらをもとに各電力変
換器に基準位相信号を供給することで、所望の位相差を
確実に有した基準位相信号の生成法を提供できる。
次巻線から基準位相情報を求めこれらをもとに各電力変
換器に基準位相信号を供給することで、所望の位相差を
確実に有した基準位相信号の生成法を提供できる。
【０１２２】さらに他の関連発明はこの発明に適し、高
調波電流の軽減効果が大きい変圧器を提供できる。
調波電流の軽減効果が大きい変圧器を提供できる。
【図１】 この発明の実施例１による電圧源型電力変換
装置を示す図である。
装置を示す図である。
【図２】 この発明の動作を説明するベクトル図であ
る。
る。
【図３】 ２レベル３相電力変換器を適用したこの発明
の動作を説明する波形図である。
の動作を説明する波形図である。
【図４】 ３レベル３相電力変換器を適用したこの発明
の動作を説明する波形図である。
の動作を説明する波形図である。
【図５】 この発明の実施例２による電圧源型電力変換
装置の要部を示す図である。
装置の要部を示す図である。
【図６】 この発明の実施例３による電圧源型電力変換
装置の要部を示す図である。
装置の要部を示す図である。
【図７】 この発明の実施例４による電圧源型電力変換
装置の要部を示す図である。
装置の要部を示す図である。
【図８】 この発明の実施例５による電圧源型電力変換
装置を示す図である。
装置を示す図である。
【図９】 この発明の実施例６による電圧源型電力変換
装置の要部を示す図である。
装置の要部を示す図である。
【図１０】 この発明の実施例７による電圧源型電力変
換装置を示す図である。
換装置を示す図である。
【図１１】 この発明の実施例８による電圧源型電力変
換装置を示す図である。
換装置を示す図である。
【図１２】 この発明の実施例９における移相変圧器の
コイル配置を示す図である。
コイル配置を示す図である。
【図１３】 この発明の実施例１０における基準位相信
号生成手段を示す図である。
号生成手段を示す図である。
【図１４】 この発明の実施例におけるベクトル回転手
段を示す図である。
段を示す図である。
【図１５】 この発明の実施例１１における基準位相信
号生成手段を示す図である。
号生成手段を示す図である。
【図１６】 この発明の実施例におけるパルス加減手段
を示す図である。
を示す図である。
【図１７】 この発明の実施例１２における基準位相信
号生成手段を示す図である。
号生成手段を示す図である。
【図１８】 従来の電圧源型電力変換装置を示す図であ
る。
る。
【図１９】 従来の電圧源型電力変換器を示す図であ
る。
る。
１ 電力変換器（ユニット）、２ 移相変圧器、３
（直流リンク）コンデンサ、４ スイッチ素子（整流素
子を含む）、５ 制御手段（電圧制御手段；電流制御手
段と合わせ電力制御手段に代わりうる）、６ 位相加減
手段、７ 基準位相信号生成手段、８ 検出手段、９
直流電圧または交流電圧の検出手段、１０ 制御手段
（電流制御手段；電圧制御手段と合わせ電力制御手段に
代わりうる）、１１ 直流電流検出手段、７８ 演算手
段（積分手段）、７９ 可変周波パルス発生手段、８０
カウント手段、８１ａ 座標変換手段、Ｒ，Ｓ，Ｔ
交流系統の端子または線路、ｅ 単位ベクトル、Ｗ1 一
次巻線、Ｗ2 二次巻線。
（直流リンク）コンデンサ、４ スイッチ素子（整流素
子を含む）、５ 制御手段（電圧制御手段；電流制御手
段と合わせ電力制御手段に代わりうる）、６ 位相加減
手段、７ 基準位相信号生成手段、８ 検出手段、９
直流電圧または交流電圧の検出手段、１０ 制御手段
（電流制御手段；電圧制御手段と合わせ電力制御手段に
代わりうる）、１１ 直流電流検出手段、７８ 演算手
段（積分手段）、７９ 可変周波パルス発生手段、８０
カウント手段、８１ａ 座標変換手段、Ｒ，Ｓ，Ｔ
交流系統の端子または線路、ｅ 単位ベクトル、Ｗ1 一
次巻線、Ｗ2 二次巻線。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 村上 昇太郎 神戸市兵庫区和田崎町１丁目１番２号 三菱電機株式会社 神戸製作所内 (72)発明者 有塚 智彦 神戸市兵庫区和田崎町１丁目１番２号 三菱電機株式会社 神戸製作所内 (72)発明者 朝枝 健明 神戸市兵庫区和田崎町１丁目１番２号 三菱電機株式会社 神戸製作所内 (56)参考文献 特開 平５−244773（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−81664（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−15910（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−69064（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−15910（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02M 7/00 - 7/98
Claims (15)
- 【請求項１】 順方向に自己ＯＦＦスイッチ機能を持ち
逆方向の通電手段を備えたスイッチ要素で構成されその
交流側の端子と直流側の端子との間で交流電力と直流電
力との双方向の電力変換を行う複数の電圧源型電力変換
器、上記各電圧源型電力変換器の直流側に接続されたコ
ンデンサ、および共通な多相一次巻線または互いに並列
接続された多相一次巻線群が多相の交流系統に接続され
かつ互いに位相差を持つ多相二次巻線群がそれぞれ対応
する上記各電圧源型電力変換器の交流側に接続される移
相変圧器を備え、上記位相差に対応させた位相差を持た
せて上記各電圧源型電力変換器を運転することにより上
記交流系統と直流側との間で電力を変換するとともに、
上記多相一次巻線を共通にするまたは上記多相一次巻線
群を並列接続するために上記電圧源型電力変換器間で循
環する高調波電流を上記移相変圧器のリーケージリャク
タンスで抑制するようにした電圧源型電力変換装置。 - 【請求項２】 順方向に自己ＯＦＦスイッチ機能を持ち
逆方向の通電手段を備えたスイッチ要素で構成された複
数の電圧源型電力変換器、上記各電圧源型電力変換器の
直流側に接続されたコンデンサ、および共通な多相一次
巻線または互いに並列接続された多相一次巻線群が多相
の交流系統の線路に直列に接続されかつ互いに位相差を
持つ多相二次巻線群がそれぞれ対応する上記各電圧源型
電力変換器に接続される移相変圧器を備え、上記位相差
に対応させた位相差を持たせて上記各電圧源型電力変換
器を運転することにより上記交流系統と直流側との間で
電力を変換する電圧源型電力変換装置。 - 【請求項３】 請求項１または請求項２において、交流
系統から基準位相情報を求めこの基準位相情報をもとに
各電圧源型電力変換器の基準位相信号を生成する基準位
相信号生成手段、上記基準位相信号に基づき上記各電圧
源型電力変換器のスイッチング位相を制御する制御手
段、および上記各電圧源型電力変換器のスイッチング位
相を加減しその電圧、電流または電力を制御する位相加
減手段を備えたことを特徴とする電圧源型電力変換装
置。 - 【請求項４】 請求項１または請求項２において、交流
系統から基準位相情報を求めこの基準位相情報をもとに
各電圧源型電力変換器の基準位相信号を生成する基準位
相信号生成手段、および上記基準位相信号に基づき上記
各電圧源型電力変換器のスイッチング位相を制御する制
御手段を備え、各電圧源型電力変換器の直流側を互いに
直列に接続するとともに、上記各電圧源型電力変換器の
直流電圧の和が所望の指令値となるようかつ上記各電圧
源型電力変換器の直流電圧が均一となるよう上記各電圧
源型電力変換器のスイッチング位相を加減する位相加減
手段を備えたことを特徴とする電圧源型電力変換装置。 - 【請求項５】 請求項１または請求項２において、交流
系統から基準位相情報を求めこの基準位相情報をもとに
各電圧源型電力変換器の基準位相信号を生成する基準位
相信号生成手段、および上記基準位相信号に基づき上記
各電圧源型電力変換器のスイッチング位相を制御する制
御手段を備え、各電圧源型電力変換器の直流側を互いに
並列に接続するとともに、上記各電圧源型電力変換器の
直流電流の和が所望の指令値となるようかつ上記各電圧
源型電力変換器の直流電流が均一となるよう上記各電圧
源型電力変換器のスイッチング位相を加減する位相加減
手段を備えたことを特徴とする電圧源型電力変換装置。 - 【請求項６】 請求項１または請求項２において、交流
系統から基準位相情報を求めこの基準位相情報をもとに
各電圧源型電力変換器の基準位相信号を生成する基準位
相信号生成手段、および上記基準位相信号に基づき上記
各電圧源型電力変換器のスイッチング位相を制御する制
御手段を備え、上記各電圧源型電力変換器の直流側を互
いに直列に接続するとともに、上記各電圧源型電力変換
器の直流電流の和が所望の指令値となるようかつ上記各
電圧源型電力変換器の直流電流が均一となるよう上記各
電圧源型電力変換器のスイッチング位相を加減する位相
加減手段を備えたことを特徴とする電圧源型電力変換装
置。 - 【請求項７】 請求項１または請求項２において、交流
系統から基準位相情報を求めこの基準位相情報をもとに
各電圧源型電力変換器の基準位相信号を生成する基準位
相信号生成手段、上記基準位相信号に基づき上記各電圧
源型電力変換器のスイッチング位相を制御する制御手段
および上記各電圧源型電力変換器のスイッチング位相を
加減することにより上記各電圧源型電力変換器の直流電
流を制御する電流制御手段および直流電圧を制御する電
圧制御手段を備え、上記電圧制御手段の出力を上記電流
制御手段の入力に与えるようにしたことを特徴とする電
圧源型電力変換装置。 - 【請求項８】 請求項３ないし請求項７のいずれかにお
いて、移相変圧器の電圧または電流を基準位相情報とし
たことを特徴とする電圧源型電力変換装置。 - 【請求項９】 請求項３ないし請求項７のいずれかにお
いて、移相変圧器の電圧に応答する磁束鎖交数を算出す
る手段を備え、上記磁束鎖交数を基準位相情報としたこ
とを特徴とする電圧源型電力変換装置。 - 【請求項１０】 請求項８または請求項９において、基
準位相情報として求めた電圧、電流または磁束鎖交数の
ベクトルから単位ベクトルを算出し、この単位ベクトル
を基準位相信号としたことを特徴とする電圧源型電力変
換装置。 - 【請求項１１】 請求項８または請求項９において、基
準位相情報として求めた電圧、電流または磁束鎖交数を
入力とするフェーズ・ロックド・ループを備え、このフ
ェーズ・ロックド・ループの出力を基準位相信号とした
ことを特徴とする電圧源型電力変換装置。 - 【請求項１２】 請求項１１において、フェーズ・ロッ
クド・ループは、入力ベクトルを同期回転座標上のベク
トルに変換する座標変換手段と、この座標変換手段の出
力段に設けられた積分手段と、この積分手段の出力に応
じた周波数のパルスを発生する可変周波数発信手段と、
この可変周波数発信手段の出力パルスをカウントしその
出力を上記座標変換手段に変換量として入力するカウン
タ手段とから構成されたことを特徴とする電圧源型電力
変換装置。 - 【請求項１３】 請求項３ないし請求項１２のいずれか
において、基準位相信号生成手段は、交流系統から求め
た単一の基準位相情報をもとに各電圧源型電力変換器に
対応する位相差を加減算することにより上記各電圧源型
電力変換器の基準位相信号を生成するようにしたことを
特徴とする電圧源型電力変換装置。 - 【請求項１４】 請求項３ないし請求項１２のいずれか
において、基準位相信号生成手段は、移相変圧器の各二
次巻線から基準位相情報を得てこれら各基準位相情報を
もとに各電圧源型電力変換器の基準位相信号を生成する
ようにしたことを特徴とする電圧源型電力変換装置。 - 【請求項１５】 請求項１ないし請求項１４のいずれか
であって、移相変圧器を、鉄心窓内に共通の一次巻線と
複数の二次巻線とを備えた構成とした場合、上記各二次
巻線間の磁気的結合を粗結合としたことを特徴とする電
圧源型電力変換装置。
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