CN103378742B - 变流器系统及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出了一种变流器系统及其控制方法，控制方法包含如下步骤：对每套三相绕组的输出端电流进行采样以获取各变流器的实时电流；主变流器获取各从变流器的实时电流，并据此和自身所获得的实时电流获取平均电流，并将此平均电流发给各从变流器；各从变流器根据平均电流及其实时电流获取与其相对应的差模电流；各从变流器将平均电流与差模电流基于d-q坐标系进行环流控制以分别产生平均电流调节信号及差模电流调节信号以控制各从变流器；及主变流器取各从变流器差模电流调节信号之和再取反作为主变流器的差模电流调节信号，并根据主变流器的差模电流信号与平均电流调节信号控制主变流器。本发明可使多相电机得到稳定控制及各变流器实现均流。

Description

变流器系统及其控制方法

技术领域

本发明是有关于风力发电领域，且特别是有关于风力发电中的变流器系统及其控制方法。

背景技术

随着能源的日益紧缺、环境问题的突出和电力电子技术及器件的进步，风力发电得到了不断的发展。而随着风力发电的发展，其相关的风电机组的单机功率也在不断扩大，相应地，需要提高与之配套的变流器的容量。但是，由于变流器的单机容量受到各种因素的限制，很难再提升。因此，本领域相关技术人员提出了“多相发电机加多台变流器”的方案，以提高变流器的总容量，具体而言，将多相电机的每套三相绕组串接一背靠背变流器，其含有一机侧变流器及一网侧变流器，采用此方案，由于增加了背靠背变流器的数量，从而可以提供变流器的总容量。

目前，对于上述方案，对其变流器的控制一般采用下面两种方法：

1)单机侧控制器控制，具体地说，将多个变流器的机侧采样全部送至同一个机侧控制器，即通过一个机侧控制器控制所有变流器。

2)并联单独控制且无环流控制，具体地说，多相电机的每套三相绕组(每三相)单独透过一个控制器来控制，但是如果发电机的漏感较小，这种控制方法是无法实现的。

但是，采用方法1)，由于只采用一个控制器来控制多个变流器，那么其采样线路和驱动线路较复杂，不容易实现；采用方法2)，由于其无环流控制，其控制效果不佳，尤其是当多相电机中的漏感较小时，此控制方法将不能实现。

有鉴于此，如何设计一种适用于多相电机的变流器系统及其控制方法，以对变流器系统进行控制，可使多相电机得到稳定控制及使得各变流器实现均流，是业内相关技术人员亟待解决的一技术问题。

发明内容

为了解决上述技术问题，本发明的一方面提出了一种变流器系统的控制方法，所述变流器系统耦接于一多相电机与一电网之间，所述多相电机具有N套三相绕组，其中N为大于或等于2的自然数，各套三相绕组间彼此隔离，相应地，所述变流器系统具有N个变流器，各变流器对应耦接于各套三相绕组，且，第N变流器为主变流器，第i变流器为从变流器，其中，1≤i＜N，所述控制方法包含如下步骤：

a)对每套三相绕组的输出端电流进行采样以获取各变流器的实时电流；

b)所述主变流器获取各从变流器的实时电流，并据此和自身所获得的实时电流获取一平均电流，并将此平均电流发给各从变流器；

c)各从变流器根据所述平均电流及其实时电流获取与其相对应的差模电流；

d)各从变流器将所述平均电流与所述差模电流基于d-q坐标系进行环流控制以分别产生一平均电流调节信号及一差模电流调节信号以控制各从变流器；以及

e)所述主变流器取各从变流器差模电流调节信号之和再取反作为所述主变流器的差模电流调节信号，并根据所述主变流器的差模电流信号与所述平均电流调节信号控制所述主变流器。

在本发明的一实施方式中，步骤d)包含：

将所述平均电流基于d-q坐标系进行环流控制以将所述平均电流调节至一给定电流；以及

将所述差模电流基于d-q坐标系进行环流控制以将所述差模电流调节至零。

在本发明的一实施方式中，步骤d)包含：

将所述平均电流与所述给定电流进行比较，并对比较所得偏差进行一第一坐标变换以得到基于d-q坐标系的值，然后进行一第一比例积分调节以产生所述平均电流调节信号；

将各从变流器的差模电流与零比较，并对比较所得结果进行所述第一坐标变换，然后进行一第二比例积分调节以产生所述各从变流器的差模电流调节信号，之后将所述各从变流器的差模电流调节信号与所述平均电流调节信号求和以产生各从变流器的调节信号；以及

将各从变流器相应的调节信号进行一第二坐标变换以产生各从变流器的控制信号，其中，所述第二坐标变换为所述第一坐标变换的逆变换。

在本发明的一实施方式中，步骤e)包含：将所述平均电流调节信号减去第1至(N-1)个变流器所对应的差模电流调节信号之和而产生所述主变流器的调节信号以控制所述主变流器。

本发明的另一方面提出了一种变流器系统，耦接于一多相电机与一电网之间，所述多相电机具有N套三相绕组，其中N为大于或等于2的自然数，各套三相绕组间彼此相隔离，包含：

N个变流器，各变流器对应耦接各套三相绕组，且每个变流器包含：

一机侧变流器及一机侧控制器，所述机侧变流器耦接于相应三相绕组的输出端，所述机侧控制器用于控制所述机侧变流器；

一稳压电容，耦接于所述机侧变流器的输出端；以及

一网侧变流器及一网侧控制器，所述网侧变流器耦接于所述稳压电容的两端，所述网侧控制器用以控制所述网侧变流器；

其中，N个机侧控制器中，第N机侧控制器为主控制器，第i机侧控制器为从控制器，其中，1≤i＜N，主控制器获取各从控制器采样的各变流器的实时电流，并对所述实时电流进行处理以得到一平均电流，再将所述平均电流发送给各从控制器；各从控制器根据所述平均电流及其变流器的实时电流以获取与其变流器相对应的差模电流；各从控制器将所述平均电流与所述差模电流基于d-q坐标系进行环流控制以分别产生一平均电流调节信号及一差模电流调节信号以控制所对应的各从变流器；所述主控制器取各从变流器差模控制信号之和再取反作为所述其主变流器的差模电流调节信号，并根据所述主变流器的差模电流信号与所述平均电流调节信号控制所述主变流器。

在本发明的一实施方式中，所述机侧控制器包含：一平均电流控制环，用以将所述平均电流调节至一给定电流。

在本发明的一实施方式中，所述机侧控制器还包含：一差模电流控制环，用以将所述差模电流调节至零。

在本发明的一实施方式中，对于从控制器，所述差模电流控制环用以对所述差模电流的基频分量进行调节；对于主控制器，所述差模电流控制环包含一加法器，用以对所述主变流器的差模电流进行调节。

在本发明的一实施方式中，各机侧变流器及各网侧变流器由绝缘栅双极型晶体管所构成。

在本发明的一实施方式中，所述多相电机为多相永磁同步发电机、多相电励磁同步发电机或多相感应电机。

由上可知，本发明所提出的变流器系统及其控制方法，由于采用环流控制，可使多相电机得到稳定控制及各变流器实现均流。另，由于各变流器中的机侧变流器、网侧变流器对应配置有机侧控制器、网侧控制器，而不是通过一个控制器控制所有变流器，藉此，可简化驱动线路。再，各控制器之间可建立高速通讯以实时获取控制相关信息，而不需额外进行采样各变流器的相关信息，藉此，则可简化采样线路。

附图说明

图1绘示了本发明一实施方式的变流器系统的电路拓扑结构；

图2绘示了图1所示变流器系统中的各机侧变流器的控制框图；

图3绘示了图1所示变流器系统的一实施例的电路拓扑结构；

图4A、图4B为图3中的多相电机的等效电路图；

图5A、图5B为图3中的多相电机与第1机侧变流器、第2机侧变流器的等效电路图；

图6为第1机侧变流器与第2机侧变流器的控制框图；及

图7绘示了本发明的另一实施方式的变流器系统的控制方法。

具体实施方式

下文是举实施方式配合附图作详细说明，但所提供的实施方式并非用以限制本发明所涵盖的范围，而结构运作的描述非用以限制其执行的顺序，任何由元件重新组合的结构，所产生具有均等功效的装置，皆为本发明所涵盖的范围。此外，图式仅以说明为目的，并未依照原尺寸作图。

关于本文中所出现的“耦接”，其可以指两个元件的直接相连，也可以指两个元件的间接相连，比如，两元件之间连接有第三元件。

请参照图1，图1绘示了本发明一实施方式的变流器系统的电路拓扑结构。

如图1所示，变流器系统1耦接于一多相电机2与一电网3之间。其中，在本实施方式中，多相电机2具有N套三相绕组，N为大于或等于2的自然数，此时，则多相电机2即为3N相电机，并且，各套三相绕组间彼此相隔离，藉此，可以避免各套三相绕组之间产生环流。

如图1所示，变流器系统1包含N个变流器11。其中，各变流器11对应耦接各套三相绕组，且每个变流器11包含：一机侧变流器111、一机侧控制器112、一网侧变流器113、一网侧控制器114及一稳压电容C_b。在一实施例中，第N变流器为主变流器，第i变流器为从变流器，其中，1≤i＜N。

机侧变流器111耦接于相应三相绕组的输出端，可以对多相电机2中的此三相绕组所输出的交流电转变为直流电；机侧控制器112，可以用于控制机侧变流器111；稳压电容C_b，耦接于机侧变流器111的输出端，即耦接在机侧变流器111的直流侧的母线两端上；网侧变流器113耦接于稳压电容C_b的两端，可以用于将稳压电容C_b两端的直流电压转变为交流电压传输给电网3，由图可知，网侧变流器113与机侧变流器111实际构成一背靠背变流器；网侧控制器114，可以用来控制网侧变流器113。图1中仅仅对第1变流器11进行详细绘示与标示，而对于其它变流器11与第1变流器11结构相同，因此，为了描述简要，则未对其它变流器11进行详细绘示与标示。

机侧控制器112可分主从，一个主控制器，即第N机侧控制器，其它(N-1)个机侧控制器为从控制器，各机侧控制器分别获取各套三相绕组的输出端的实时电流I_i，具体而言，可以通过采样线路获取各套三相绕组的输出端的实时电流I_i，如I₁、I₂、I_n，需说明的是，这里I_i表示的是三相电流，比如对于第1套三相绕组的实时电流为I₁，实为I_a1、I_b1，I_c1，为了描述简要则使用I₁表示。为了实时获取控制相关信息，机侧主控制器与机侧从控制器间可参考开关组件的频率或其它操作条件建立高速通讯。并且，机侧从控制器可以通过高速通讯将实时电流发给机侧主控制器，由机侧主控制器对实时电流I_i进行处理以得到一平均电流I_norm，比如对于N套三相绕组，则平均电流I_norm可以通过式(1)计算而得：

I_norm＝(I₁+I₂+...+I_N-1+I_N)/N(1)

此外，机侧主控制器可将此平均电流通过高速通讯发给机侧从控制器，机侧从控制器根据平均电流I_norm及第i套三相绕组输出的实时电流I_i获取与第i变流器相对应的差模电流I_{dm_i}，其中，第i变流器对应于第i套三相绕组，且1≤i＜N，对于差模电流I_{dm_i}，其可以通过式(2)计算而得：

I_{dm_i}＝I_i-I_norm，(2)

举例之，比如对于第1变流器11，其差模电流I_{dm_1}＝I₁-I_norm。

在本实施方式中，第i机侧控制器及第i网侧控制器将平均电流I_norm与差模电流I_{dm_i}基于d-q坐标系进行环流控制，以分别控制第i变流器中的机侧变流器与网侧变流器，具体可参照后文。

由图1可知，变流器11还包含耦接多相电机2的一三相电感L_dvdt，及耦接电网3的三相电感L_fg、L_fc及三相电容C_f。各机侧变流器112之间、以及各变流器11中的机侧控制器112与网侧控制器114之间可以建立高速通讯，这样就可以实时传输相关数据，比如传输平均电流I_nurm、差模电流I_dm。再，各机侧变流器111及各网侧变流器113可以由绝缘栅双极型晶体管所构成。此外，多相电机2可以是多相永磁同步发电机、多相电励磁同步发电机或多相感应电机，但不以此为限。

再请参照图1、图2，图2绘示了图1所示变流器系统中的各机侧变流器的控制框图。

如图1、图2所示，第1机侧控制器112，其用以控制相对应的机侧变流器111。其中，第1机侧控制器112包含一平均电流控制环1121及一差模电流控制环1122。

平均电流控制环1121，用以将平均电流I_norm调节至一给定电流I^*，此给定电流I^*可以根据需求确定，由图可知，在此控制环中，首先将平均电流I_norm与给定电流I^*进行比较，并对比较所得偏差进行一第一坐标变换，即进行abc/dq坐标变换，通过坐标变换可以得到此偏差基于d-q坐标系的值，然后进行一第一比例积分调节，此比例积分调节器的系数K_p1、K_i1与多相电机2中的互感、漏感相关，通过比例积分调节，则此时可产生一平均电流调节信号。

差模电流控制环1122，用以将差模电流I_{dm_1}调节至零。差模电流控制环1122将第1变流器的差模电流Idm_1与零比较，并对比较所得结果进行第一坐标变换，然后进行一第二比例积分调节，此第二比例积分器中的系数K_p2、K_i2与多相电机2中的漏感相关，经过比例积分调节后则可产生一差模电流调节信号，此差模电流调节信号的占空比为D_{dm_1}。

之后，将差模电流控制环1122中所产生的差模电流调节信号与平均电流控制环1121中所产生的平均电流调节信号求和，以产生一第1机侧变流器111的调节信号，此时的调节信号是基于d-q坐标的，因此，还需要对其进行第二坐标变换(dq/abc)，即进行第一坐标变换的逆变换，经过逆变换后，即可生成机侧变流器111的控制信号。

由图2可知，对于其它各机侧控制器，其结构与第1机侧控制器112相似，只有第N机侧控制器中的差模电流控制环具有不同的结构，其是通过一加法器将第1至(N-1)个变流器所对应的差模电流调节信号求和，即将占空比为D_{dm_1}、D_{dm_2}...D_{dm_N-1}的差模电流调节信号求和，求和后再与平均电流调节信号进行比较(求差)以产生第N变流器的调节信号。而其它机侧控制器的结构，为了描述简要在此不再赘述。并且，由于各机侧控制器中平均电流控制环完全相同，并且各平均电流控制环的调节目标值都为I^*，藉此，可实现各机侧变流器均流。此外，通过图2所示控制，可使多相电机2的输出稳定，即多相电机2得到较为稳定的控制。

还需说明的是，这里仅对机侧变流器111的控制进行描述，而对于网侧变流器113的控制，则可以是，网侧控制器114根据高速通讯通道所获取的机侧控制器114对机侧变流器111控制相关的实时信息，对网侧变流器113进行相应控制。

为了更加清楚地说明上述实施方式，下文将具一实施例对于上述环流控制的原理及过程进行详细说明。

请同时参照图3、图4A-4B、图5A-5B及图6，图3绘示了图1所示变流器系统的一实施例的电路拓扑结构，图4A、图4B为图3中的多相电机的等效电路图，图5A、图5B为图3中的多相电机与第1机侧变流器、第2机侧变流器的等效电路图，图6为第1机侧变流器与第2机侧变流器的控制框图。

如图3所示，此时的多相电机3为6相电机，其具有2套三相绕组，即N＝2，相应地，变流器系统1具有2个变流器，即第1变流器11与第2变流器12，这里为了将第2变流器与第1变流器区别开来说明，则将第2变流器标示为12。

如图3所示，第1变流器11包含：机侧变流器111、机侧控制器112、网侧变流器113、网侧控制器114及稳压电容C_b。类似地，第2变流器12包含：机侧变流器121、机侧控制器122、网侧变流器123、网侧控制器124及稳压电容C_b。

由于基于d-q坐标系在稳态控制中所具有的优越性，因此，在本实施例中，则是基于d-q坐标设置控制参数，如图4A、4B及图5A、5B分别为在d轴、q轴的等效图。由图4A、4B可得如下等式：

$u_{d1}=-{\mathrm{ri}}_{d1}-L_{\mathrm{\δ}}\frac{{\mathrm{di}}_{d1}}{\mathrm{dt}}+\mathrm{\ω}{L}_{\mathrm{\δ}}{i}_{q1}-L_{\mathrm{dd}}(\frac{{\mathrm{di}}_{d1}}{\mathrm{dt}}+\frac{{\mathrm{di}}_{d1}}{\mathrm{dt}})+\mathrm{\ω}{L}_{\mathrm{qq}}(i_{q1}+i_{q2})---\left(3\right)$

$u_{d2}=-{\mathrm{ri}}_{d2}-L_{\mathrm{\δ}}\frac{{\mathrm{di}}_{d2}}{\mathrm{dt}}+\mathrm{\ω}{L}_{\mathrm{\δ}}{i}_{q2}-L_{\mathrm{dd}}(\frac{{\mathrm{di}}_{d2}}{\mathrm{dt}}+\frac{{\mathrm{di}}_{d2}}{\mathrm{dt}})+\mathrm{\ω}{L}_{\mathrm{qq}}(i_{q1}+i_{q2})---\left(4\right)$

$u_{q1}=-{\mathrm{ri}}_{q1}-L_{\mathrm{\δ}}\frac{{\mathrm{di}}_{q1}}{\mathrm{dt}}+\mathrm{\ω}{L}_{\mathrm{\δ}}{i}_{d1}-L_{\mathrm{dd}}(\frac{{\mathrm{di}}_{q1}}{\mathrm{dt}}+\frac{{\mathrm{di}}_{q2}}{\mathrm{dt}})+\mathrm{\ω}{L}_{\mathrm{qq}}(i_{d1}+i_{d2})+-{\mathrm{\ω\ψ}}_{\mathrm{fm}}---\left(5\right)$

$u_{q2}=-{\mathrm{ri}}_{q2}-L_{\mathrm{\δ}}\frac{{\mathrm{di}}_{q2}}{\mathrm{dt}}+\mathrm{\ω}{L}_{\mathrm{\δ}}{i}_{d2}-L_{\mathrm{qq}}(\frac{{\mathrm{di}}_{q1}}{\mathrm{dt}}+\frac{{\mathrm{di}}_{q2}}{\mathrm{dt}})+\mathrm{\ω}{L}_{\mathrm{dd}}(i_{d1}+i_{d2})+-{\mathrm{\ω\ψ}}_{\mathrm{fm}}---\left(6\right)$

其中，u_d1、u_d2分别为多相电机2的第1套、第2套三相绕组在d轴的输出电压；i_d1、i_d2分别为多相电机2的第1套、第2套三相绕组在d轴的输出电流；u_q1、u_q2分别为多相电机2的第1套、第2套绕组在q轴的输出电压；i_q1、i_q2分别为多相电机2的第1套、第2套三相绕组在d轴的输出电流；L_dd、L_qq为多相电机分别在d轴、q轴的互感；r、L_δ、ω分别为电机2的定子电阻、漏感、电角速度。

类似地，由图5A、5B可得如下等式：

$S_{\mathrm{dl}\_\mathrm{gen}}*V_{\mathrm{dcl}}=-{\mathrm{ri}}_{d1}-\left(L_{\mathrm{\δ}+L_{\mathrm{dvdt}}}\right)\frac{{\mathrm{di}}_{d1}}{\mathrm{dt}}+\mathrm{\ω}{L}_{\mathrm{\δ}}{i}_{q1}-L_{\mathrm{dd}}(\frac{{\mathrm{di}}_{d1}}{\mathrm{dt}}+\frac{{\mathrm{di}}_{d2}}{\mathrm{dt}})+{\mathrm{\ωL}}_{\mathrm{qq}}(i_{q1}+i_{q2})---\left(7\right)$

$S_{d2\_\mathrm{gen}}*V_{\mathrm{dc}2}=-{\mathrm{ri}}_{d2}-\left(L_{\mathrm{\δ}+L_{\mathrm{dvdt}}}\right)\frac{{\mathrm{di}}_{d2}}{\mathrm{dt}}+\mathrm{\ω}{L}_{\mathrm{\δ}}{i}_{q2}-L_{\mathrm{dd}}(\frac{{\mathrm{di}}_{d1}}{\mathrm{dt}}+\frac{{\mathrm{di}}_{d2}}{\mathrm{dt}})+{\mathrm{\ωL}}_{\mathrm{qq}}(i_{q1}+i_{q2})---\left(8\right)$

$S_{q1\_\mathrm{gen}}*V_{\mathrm{dc}1}=-{\mathrm{ri}}_{q1}-\left(L_{\mathrm{\δ}+L_{\mathrm{dvdt}}}\right)\frac{{\mathrm{di}}_{q1}}{\mathrm{dt}}+\mathrm{\ω}{L}_{\mathrm{\δ}}{i}_{d1}-L_{\mathrm{qq}}(\frac{{\mathrm{di}}_{q1}}{\mathrm{dt}}+\frac{{\mathrm{di}}_{q2}}{\mathrm{dt}})+{\mathrm{\ωL}}_{\mathrm{dd}}(i_{d1}+i_{d2})+-{\mathrm{\ω\ψ}}_{\mathrm{fm}}--\left(9\right)$

$S_{q2\_\mathrm{gen}}*V_{\mathrm{dc}2}=-{\mathrm{ri}}_{q2}-\left(L_{\mathrm{\δ}+L_{\mathrm{dvdt}}}\right)\frac{{\mathrm{di}}_{q2}}{\mathrm{dt}}+\mathrm{\ω}{L}_{\mathrm{\δ}}{i}_{d2}-L_{\mathrm{qq}}(\frac{{\mathrm{di}}_{q1}}{\mathrm{dt}}+\frac{{\mathrm{di}}_{q2}}{\mathrm{dt}})+{\mathrm{\ωL}}_{\mathrm{dd}}(i_{d1}+i_{d2})+-{\mathrm{\ω\ψ}}_{\mathrm{fm}}--\left(10\right)$

其中，V_dc1为第1变流器11的机侧变流器111与网侧变流器113间的母线电压；V_dc2为第2变流器12的机侧变流器121与网侧变流器123间的母线电压；S_{d1_gen}、S_{q1_gen}分别为机侧变流器111在d轴、q轴的占空比；S_{d2_gen}、S_{q2_gen}分别为机侧变流器121在d轴、q轴的占空比。由式(7)-(10)可知，通过调节占空比S_{d1_gen}、S_{q1_gen}，则可以调节第1机侧变流器111的母线电压，从而实现对第1机侧变流器111的控制，而对此占空比S_{d1_gen}、S_{q1_gen}的调节，也就是对第1机侧变流器111的控制信号的占空比进行调节，具体如图6所示。同样，通过调节S_{d2_gen}及S_{q2_gen}，可以实现对第2机侧变流器121的控制，具体调节过程如图6所示。

如图6所示，平均电流控制环1121，用以将平均电流I_norm调节至一给定电流I^*，具体调节过程可参照图2相关描述，其中，其相关控制参数K_p1、K_i1可根据式多相电机2的互感L_dd、L_qq与漏感L_δ确定。差模电流控制环1122，用以将差模电流I_{dm_1}调节至零，具体调节过程可参照图2相关描述，参数K_p2、K_i2可根据多相电机2的互感L_δ确定。通过平均电流控制环1121与差模电流控制环1122的调节，可使多相电机2的输出较为稳定。

需说明的是，在其它实施例中，可以将差模电流控制环1122所输入的差模电流设置为I_{dm_2}，即输入第2变流器12的差模电流，则相应地产生的占空比为D_{dm_2}的差模电流调节信号，此差模电流调节信号与平均电流控制环1121所产生的平均电流调节信号求和作为第2机侧变流器121的调节信号，而将此模电流调节信号与平均电流控制环1121所产生的平均电流调节信号比较(求差)作为第1机侧变流器111的调节信号。

再请参照图7，图7绘示了本发明的另一实施方式的变流器系统的控制方法。

下面结合图1、图7对变流器系统1的控制方法进行描述。

首先，在步骤710中，对每套三相绕组的输出端电流进行采样以获取各变流器的实时电流。比如，当多相电机2具有N套三相绕组时，相应地，变流器系统1具有N个变流器，则可以通过采样获取N个变流器的实时电流。

然后，在步骤720中，主变流器获取各从变流器的实时电流，并据此和自身采样所得的实时电流获取一平均电流I_norm，并将此平均电流I_norm发给各从变流器。在一实施例中，主变流器为第N变流器，其它(N-1)个变流器为从变流器。

之后，在步骤730中，各从变流器根据所述平均电流I_norm及其实时电流I_i获取与其相对应的差模电流I_dm，且，1≤i＜N。

继而，在步骤740中，各从变流器将平均电流I_norm与差模电流I_dm基于d-q坐标系进行环流控制以分别产生一平均电流调节信号及一差模电流调节信号以控制各从变流器。详述之，将平均电流I_norm基于d-q坐标系进行环流控制以将平均电流I_norm调节至一给定电流I^*，具体而言，将平均电流I_norm与给定电流I^*进行比较，并对比较所得偏差进行一第一坐标变换(abc/dq)以得到基于d-q坐标系的值，然后进行一第一比例积分调节以产生平均电流调节信号；以及将差模电流I_dm基于d-q坐标系进行环流控制以将差模电流I_dm调节至零，具体而言，将各从变流器的差模电流与零比较，并对比较所得结果进行第一坐标变换，然后进行一第二比例积分调节以产生各从变流器的差模电流调节信号，之后将各从变流器的差模电流调节信号与平均电流调节信号求和以产生各从变流器的调节信号；以及，将各从变流器相应的调节信号进行一第二坐标变换(dq/abc)以产生各从变流器的控制信号，此第二坐标变换为第一坐标变换的逆变换。

然后，在步骤750中，主变流器取各从变流器差模电流调节信号之和再取反作为主变流器的差模电流调节信号，并根据主变流器的差模电流信号与平均电流调节信号控制主变流器。具体而言，将平均电流调节信号减去第1至(N-1)个变流器所对应的差模电流调节信号之和而产生主变流器的调节信号以控制主变流器。

由上可知，本发明所提出的变流器系统及其控制方法，由于采用环流控制，可使多相电机得到稳定控制及各变流器实现均流。另，由于各变流器中的机侧变流器、网侧变流器对应配置有机侧控制器、网侧控制器，而不是通过一个控制器控制所有变流器，藉此，可简化驱动线路。再，各控制器之间建立高速通讯，可实时获取控制相关信息，而不需额外进行采样各变流器的相关信息，藉此，则可简化采样线路。

上文中，参照附图描述了本发明的具体实施方式。但是，本领域中的普通技术人员能够理解，在不偏离本发明的精神和范围的情况下，还可以对本发明的具体实施方式作各种变更和替换。这些变更和替换都落在本发明权利要求书所限定的范围内。

Claims (10)

1.一种变流器系统的控制方法，其特征在于，所述变流器系统耦接于一多相电机与一电网之间，所述多相电机具有N套三相绕组，其中N为大于或等于2的自然数，各套三相绕组间彼此隔离，相应地，所述变流器系统具有N个变流器，各变流器对应耦接于各套三相绕组，且，第N变流器为主变流器,第i变流器为从变流器，其中,1≤i<N，所述控制方法包含如下步骤：

a）对每套三相绕组的输出端电流进行采样以获取各变流器的实时电流；

b）所述主变流器获取各从变流器的实时电流，并据此和自身所获得的实时电流获取一平均电流，并将此平均电流发给各从变流器；

c）各从变流器根据所述平均电流及其实时电流获取与其相对应的差模电流；

d）各从变流器将所述平均电流与所述差模电流基于d-q坐标系进行环流控制以分别产生一平均电流调节信号及一差模电流调节信号以控制各从变流器；以及

e）所述主变流器取各从变流器差模电流调节信号之和再取反作为所述主变流器的差模电流调节信号，并根据所述主变流器的差模电流调节信号与所述平均电流调节信号控制所述主变流器。

2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，步骤d）包含：

将所述平均电流基于d-q坐标系进行环流控制以将所述平均电流调节至一给定电流；以及

将所述差模电流基于d-q坐标系进行环流控制以将所述差模电流调节至零。

3.根据权利要求2所述的控制方法，其特征在于，步骤d）包含：

将所述平均电流与所述给定电流进行比较，并对比较所得偏差进行一第一坐标变换以得到基于d-q坐标系的值，然后进行一第一比例积分调节以产生所述平均电流调节信号；

将各从变流器的差模电流与零比较，并对比较所得结果进行所述第一坐标变换，然后进行一第二比例积分调节以产生所述各从变流器的差模电流调节信号，之后将所述各从变流器的差模电流调节信号与所述平均电流调节信号求和以产生各从变流器的调节信号；以及

将各从变流器相应的调节信号进行一第二坐标变换以产生各从变流器的控制信号，其中，所述第二坐标变换为所述第一坐标变换的逆变换。

4.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，步骤e）包含：

将所述平均电流调节信号减去第1至(N-1)个变流器所对应的差模电流调节信号之和而产生所述主变流器的差模电流调节信号以控制所述主变流器。

5.一种变流器系统，耦接于一多相电机与一电网之间，所述多相电机具有N套三相绕组，其中N为大于或等于2的自然数，各套三相绕组间彼此相隔离，其特征在于，包含：

N个变流器，各变流器对应耦接各套三相绕组，其中，第N变流器为主变流器，第i变流器为从变流器，其中，1≤i<N，且每个变流器包含：

一机侧变流器及一机侧控制器，所述机侧变流器耦接于相应三相绕组的输出端，所述机侧控制器用于控制所述机侧变流器；

一稳压电容，耦接于所述机侧变流器的输出端；以及

一网侧变流器及一网侧控制器，所述网侧变流器耦接于所述稳压电容的两端，所述网侧控制器用以控制所述网侧变流器；

其中，N个机侧控制器中，第N机侧控制器为主控制器,第i机侧控制器为从控制器，主控制器获取各从控制器采样的各变流器的实时电流，并对所述实时电流进行处理以得到一平均电流，再将所述平均电流发送给各从控制器；各从控制器根据所述平均电流及其变流器的实时电流以获取与其变流器相对应的差模电流；各从控制器将所述平均电流与所述差模电流基于d-q坐标系进行环流控制以分别产生一平均电流调节信号及一差模电流调节信号以控制所对应的各从变流器；所述主控制器取各从变流器差模电流调节信号之和再取反作为所述主变流器的差模电流调节信号，并根据所述主变流器的差模电流调节信号与所述平均电流调节信号控制所述主变流器。

6.根据权利要求5所述的变流器系统，其特征在于，所述机侧控制器包含：

一平均电流控制环，用以将所述平均电流调节至一给定电流。

7.根据权利要求6所述的变流器系统，其特征在于，所述机侧控制器还包含：

一差模电流控制环，用以将所述差模电流调节至零。

8.根据权利要求7所述的变流器系统，其特征在于：

对于所述从控制器，所述差模电流控制环用以对所述差模电流的基频分量进行调节；

对于所述主控制器，所述差模电流控制环包含一加法器，用以对所述主变流器的差模电流进行调节。

9.根据权利要求5所述的变流器系统，其特征在于，各机侧变流器及各网侧变流器由绝缘栅双极型晶体管所构成。

10.根据权利要求5所述的变流器系统，其特征在于，所述多相电机为多相永磁同步发电机、多相电励磁同步发电机或多相感应电机。