JP2013162679A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】多相電力変換器を多重化してＰＷＭ制御される電力変換装置において、交流側に接続される電力系統（あるいは負荷）のインピーダンスがキャリア周波数帯域で共振する場合にも、出力高調波成分を確実に低減する。
【解決手段】交流の第１の電極側に接続される第１の３レベル電力変換器２１ａ、２２ａと、交流の第２の電極側に接続される第２の３レベル電力変換器２１ｂ、２２ｂとの組２１、２２をＮ組直列あるいは並列に接続して、２Ｎ台の３レベル電力変換器を多重化する。そして、制御装置４は、各３レベル電力変換器で（２π／２Ｎ）ずつ位相をずらせてキャリア波を発生させ、直流側中性点６３を流れる中性点電流におけるキャリア周波数成分を抑制するように、第１の３レベル電力変換器２１ａ、２２ａを交流電圧指令Ｖ^＊にてＰＷＭ制御し、第２の３レベル電力変換器２１ｂ、２２ｂを極性反転させた交流電圧指令（−Ｖ^＊）にてＰＷＭ制御する。
【選択図】図１

Description

この発明は、ＰＷＭ制御（パルス幅変調制御）にて直流、交流間で電力変換する電力変換装置に関し、特に複数台の電力変換器を多重化した電力変換装置に関する。

複数の電力変換器を直列または並列に接続して多重化することで、大容量の電力変換装置を構成でき、出力を高電圧、大電流にできると共に、出力高調波を低減できる。
従来の電力変換装置は、三相交流出力の３レベルインバータが交流リアクトルを介してｎ台並列接続される。そして、パルス幅制御において、三相共通の互いに同位相で、正側ピークの最大値を１、負側ピークの最小値を−１に固定し、電位１／２のバイアス分だけずらした２つの三角波を使用し、三角波の位相は、並列多重接続された各グループで３６０°／ｎ（ｎ：並列多重数）ずつずらすように構成されている（例えば、特許文献１参照）。

特許第２６９６０１０号

上記特許文献１記載の従来技術では、直流部を共通化して電力変換器をｎ段で多重化して、各々の電力変換器のキャリア位相を２π／ｎずつずらしているため、低次の高調波は低減される。即ち、キャリア周波数をｆｓとするとｆｓ×（ｎ−１）の周波数までの高調波は相殺されて無視できる程度の大きさになる。
しかしながら、２つの平滑コンデンサを直列接続して構成される直流部の中間電極にｎ段の多重変換器から流れる中性点電流は、キャリア周波数成分を含む電流となり、２つの平滑コンデンサの直流電圧はキャリア周波数でアンバランスする。このため、交流側に接続される負荷のインピーダンスがキャリア周波数帯域で共振する場合、キャリア周波数帯域の出力高調波が拡大されて許容値を超えるという問題点があった。

この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、多相３レベルの電力変換器を多重化した電力変換装置において、交流側に接続される負荷あるいは電源のインピーダンスがキャリア周波数帯域で共振する場合に、キャリア周波数帯域の出力高調波の拡大を抑制することを目的とする。

この発明に係る電力変換装置は、直列接続された２つのコンデンサから成る直流回路と、複数のスイッチング素子を有して上記直流回路の直流と複数相の交流との間で電力変換する３レベル電力変換器を２Ｎ台（Ｎは２以上）接続して成る多重変換器と、上記２Ｎ台の各３レベル電力変換器をＰＷＭ制御する制御装置とを備える。上記多重変換器は、上記２Ｎ台の３レベル電力変換器として、各相の交流端子が上記交流の第１の電極側に接続される第１の３レベル電力変換器と、各相の交流端子が上記交流の第２の電極側に接続される第２の３レベル電力変換器との組をＮ組備え、該Ｎ組を直列あるいは並列に接続して構成される。そして、上記制御装置は、上記各３レベル電力変換器で（２π／２Ｎ）ずつ位相をずらせてキャリア波を発生させ、上記多重変換器の直流側中性点を流れる中性点電流における上記キャリア波の周波数成分を抑制するように、上記第１の３レベル電力変換器を交流電圧指令にてＰＷＭ制御し、上記第２の３レベル電力変換器を上記交流電圧指令の極性を反転させた電圧指令にてＰＷＭ制御するものである。

この発明の電力変換装置によれば、交流側に接続される負荷あるいは電源のインピーダンスがキャリア周波数帯域で共振する場合にも、キャリア周波数帯域の出力高調波の拡大を抑制でき、出力高調波成分を確実に低減できる。

この発明の実施の形態１による電力変換装置の概略構成を示す図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の主回路の部分詳細図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作説明に供する波形図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の効果を説明する電流波形図である。 この発明の実施の形態１に対する比較例の電流波形図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置の動作説明に供する波形図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の概略構成を示す図である。 この発明の実施の形態４による電力変換装置の主回路の概略構成を示す図である。 この発明の実施の形態４の別例による電力変換装置の主回路の概略構成を示す図である。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１における電力変換装置の概略構成を示す図であり、図２は、図１の部分詳細図である。
図に示すように、電力変換装置は、直流回路としての平滑コンデンサ１と、複数、この場合２組の電力変換器ペア（第１の電力変換器ペア２１、第２の電力変換器ペア２２）をトランス３１、３２を介して直列接続した多重変換器２とを備えて、複数の相、例えば３相の電力系統３に連系される。平滑コンデンサ１は、設定電圧が等しい２つの平滑コンデンサＣ１０、Ｃ１１を直列接続して構成され、正負電極および中間電極１ａを有し、外部からの直流電圧を平滑する。各電力変換器ペア２１、２２は、第１の３レベル電力変換器２１ａ、２２ａと第２の３レベル電力変換器２１ｂ、２２ｂとから成り、多重変換器２は、４台の３レベル電力変換器２１ａ、２１ｂ、２２ａ、２２ｂを多重化して構成され、供給された三相の交流電圧を直流電圧に変換して直流電力を出力する。

各第１、第２の３レベル電力変換器２１ａ、２１ｂは、それぞれダイオードＤ１１〜Ｄ２２が逆並列接続された複数のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ２２と、クランプダイオードＤ２３〜Ｄ２８と、各相交流端子５ａ、５ｂと、直流側３端子とを備える。第１、第２の３レベル電力変換器２１ａ、２１ｂの各相交流端子５ａ、５ｂはトランス３１の各相二次巻き線の両端に接続され、第１の３レベル電力変換器２１ａの各相交流端子５ａは電力系統３の正極側に、第２の３レベル電力変換器２１ｂの各相交流端子５ｂは電力系統３の負極側に、トランス３１を介してそれぞれ接続される。また、第１、第２の３レベル電力変換器２１ａ、２１ｂの各直流側３端子は接続されて、共通の直流端子６１〜６３は、平滑コンデンサ１の正負電極と中間電極１ａとに接続される。そして、第１、第２の３レベル電力変換器２１ａ、２１ｂは、電力系統３からトランス３１を介して入力された三相の交流電圧を直流電圧に変換し、変換した直流電圧を出力することにより、平滑コンデンサ１に直流電力を供給する。

なお、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ２２は例えばＧＣＴ（Gate Commutated Turn-Off thyristor）であるが、自己消弧型のスイッチング素子であればこれに限定されるものではない。
以上、第１の電力変換器ペア２１について説明したが、第２の電力変換器ペア２２も同様の構成である。また、共通の直流端子６１〜６３は、４台の３レベル電力変換器２１ａ、２１ｂ、２２ａ、２２ｂの各直流側３端子が接続されたものとなり、中間の直流端子６３が多重変換器２の直流側中性点（以後、中性点６３と称す）となる。

さらに、電力変換装置は、各３レベル電力変換器２１ａ、２１ｂ、２２ａ、２２ｂを制御する制御装置４を備える。制御装置４では、４台の３レベル電力変換器２１ａ、２１ｂ、２２ａ、２２ｂ内のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ２２に対して、比較器４１ａ、４１ｂ、４２ａ、４２ｂにて、それぞれ交流電圧指令Ｖ^＊（または−Ｖ^＊）とキャリア波５１ａ、５１ｂ、５２ａ、５２ｂとを比較してゲートパルス信号である駆動信号を生成し、各３レベル電力変換器２１ａ、２１ｂ、２２ａ、２２ｂをＰＷＭ制御する。その際、制御装置４は、４台の３レベル電力変換器２１ａ、２１ｂ、２２ａ、２２ｂで（２π／４）ずつ位相をずらせてキャリア波５１ａ、５１ｂ、５２ａ、５２ｂを発生させ、第１の３レベル電力変換器２１ａ、２２ａは交流電圧指令Ｖ^＊にてＰＷＭ制御し、上記第２の３レベル電力変換器２１ｂ、２２ｂは、Ｖ^＊の極性を反転させた交流電圧指令（−Ｖ^＊）にてＰＷＭ制御する。また、各電力変換器ペア２１、２２では、第１の３レベル電力変換器２１ａ、２２ａに用いるキャリア波５１ａ、５２ａの位相より第２の３レベル電力変換器２１ｂ、２２ｂに用いるキャリア波５１ｂ、５２ｂの位相を（２π／４）だけ進める。

図３は、各３レベル電力変換器２１ａ、２１ｂ、２２ａ、２２ｂの動作および中性点６３に流れる電流を示す波形図である。
図に示すように、各電力変換器ペア２１、２２内では、第１の３レベル電力変換器２１ａ、２２ａの動作により中性点６３に流れる電流と、第２の３レベル電力変換器２１ｂ、２２ｂの動作により中性点６３に流れる電流とは極性が逆である。そして各電力変換器ペア２１、２２の動作により中性点６３に流れる電流は、どちらもキャリア周波数成分を含んだ電流となるが、それらを合成した中性点電流は、キャリア周波数の２倍の周波数を含んだ電流となる。

この実施の形態では、４台の３レベル電力変換器２１ａ、２１ｂ、２２ａ、２２ｂでキャリア波５１ａ、５１ｂ、５２ａ、５２ｂの位相を（２π／４）ずつ位相をずらせているため、低次の高調波が低減される。そして、中性点６３に流れる中性点電流は、キャリア周波数の２倍の周波数を含んだ電流であり、キャリア周波数成分は含まないため、２つの平滑コンデンサＣ１０、Ｃ１１の電圧がキャリア周波数でアンバランスすることはない。このため、電力系統３のインピーダンスがキャリア周波数帯域で共振する場合でも、平滑コンデンサＣ１０、Ｃ１１の電圧アンバランスがキャリア周波数帯域で交流側に影響してキャリア周波数帯域の高調波を拡大することはない。
電力系統３のインピーダンスがキャリア周波数帯域で共振している場合の、系統電流および系統電流高調波の波形を図４に示す。図に示すように、系統電流の高調波は、受電する需要家に求められる基準７ａ、７ｂより低いレベルとなる。なお、受電電力の契約の種別で２種の基準７ａ、７ｂが設けられている。

仮に、同様の多重変換器２に異なる制御を用い、中性点６３に流れる中性点電流がキャリア周波数成分を含むような比較例において、電力系統３のインピーダンスがキャリア周波数帯域で共振している場合の、系統電流および系統電流高調波の波形を図５に示す。この比較例では、２つの平滑コンデンサＣ１０、Ｃ１１の電圧がキャリア周波数でアンバランスするため、電力系統３のインピーダンスがキャリア周波数帯域で共振する場合に、キャリア周波数帯域の高調波は拡大され基準７ａ、７ｂを超える。

以上のように、この実施の形態では、制御装置４は、各３レベル電力変換器２１ａ、２１ｂ、２２ａ、２２ｂで（２π／４）ずつ位相をずらせてキャリア波を発生させ、中性点電流におけるキャリア周波数成分を抑制するように、各３レベル電力変換器２１ａ、２１ｂ、２２ａ、２２ｂをＰＷＭ制御する。このため、電力系統３のインピーダンスがキャリア周波数帯域で共振する場合でも、キャリア周波数帯域の高調波を抑制でき、電力系統３に流出する出力高調波成分を確実に低減できる。
また、各電力変換器ペア２１、２２では、第１の３レベル電力変換器２１ａ、２２ａに用いるキャリア波５１ａ、５２ａの位相より第２の３レベル電力変換器２１ｂ、２２ｂに用いるキャリア波５１ｂ、５２ｂの位相を（２π／４）だけ進めるため、中性点電流がキャリア周波数の２倍の周波数成分となり、確実にキャリア周波数成分を除外でき、上記効果が得られる。

実施の形態２．
上記実施の形態１では、第１の３レベル電力変換器２１ａ、２２ａに用いるキャリア波５１ａ、５２ａの位相より第２の３レベル電力変換器２１ｂ、２２ｂに用いるキャリア波５１ｂ、５２ｂの位相を（２π／４）だけ進めたが、図６に示すように遅らせても良い。 図６は、この実施の形態２による各３レベル電力変換器２１ａ、２１ｂ、２２ａ、２２ｂの動作および中性点６３に流れる電流を示す波形図である。その他の構成は上記実施の形態１と同様である。

制御装置４は、４台の３レベル電力変換器２１ａ、２１ｂ、２２ａ、２２ｂで（２π／４）ずつ位相をずらせてキャリア波５１ｃ、５１ｄ、５２ｃ、５２ｄを発生させ、第１の３レベル電力変換器２１ａ、２２ａは交流電圧指令Ｖ^＊にてＰＷＭ制御し、上記第２の３レベル電力変換器２１ｂ、２２ｂは、Ｖ^＊の極性を反転させた交流電圧指令（−Ｖ^＊）にてＰＷＭ制御する。また、各電力変換器ペア２１、２２では、第１の３レベル電力変換器２１ａ、２２ａに用いるキャリア波５１ｃ、５２ｃの位相より第２の３レベル電力変換器２１ｂ、２２ｂに用いるキャリア波５１ｄ、５２ｄの位相を（２π／４）だけ遅らせる。
図に示すように、上記実施の形態１と同様に、各電力変換器ペア２１、２２の動作により中性点６３に流れる電流は、どちらもキャリア周波数成分を含んだ電流となるが、それらを合成した中性点電流は、キャリア周波数の２倍の周波数を含んだ電流となり、キャリア周波数成分を含まない。このため、電力系統３のインピーダンスがキャリア周波数帯域で共振する場合でも、キャリア周波数帯域の高調波を抑制でき、電力系統３に流出する出力高調波成分を確実に低減できる。

実施の形態３．
上記実施の形態１、２では、２組の電力変換器ペア（第１の電力変換器ペア２１、第２の電力変換器ペア２２）をトランス３１、３２を介して直列接続したが、図７に示すように、２組の電力変換器ペア（第１の電力変換器ペア２１、第２の電力変換器ペア２２）をトランス３１、３２を介して並列接続して電力系統３に連系する多重変換器２ａを用いても良い。この場合、多重変換器２ａの制御は上記実施の形態１、２と同様で、同様の効果が得られる。

実施の形態４．
上記実施の形態１では、２組の電力変換器ペア２１、２２を用いたが、図８に示すように、３組以上のＮ組の電力変換器ペア２１、２２、−−２３をトランス３１、３２、−−−３３を介して直列接続して多重変換器２０を構成しても良い。また、図９に示すように、３組以上のＮ組の電力変換器ペア２１、２２、−−２３をトランス３１、３２、−−−３３を介して並列接続して多重変換器２０を構成しても良い。
これらの場合も、各組の電力変換器ペア２１、２２、−−２３は、上記実施の形態１と同様の構成である。

そして、制御装置４は、２Ｎ台の３レベル電力変換器で（２π／２Ｎ）ずつ位相をずらせてキャリア波を発生させ、第１の３レベル電力変換器２１ａ、２２ａ、−−−２３ａは交流電圧指令Ｖ^＊にてＰＷＭ制御し、上記第２の３レベル電力変換器２１ｂ、２２ｂ、−−−２３ｂは、Ｖ^＊の極性を反転させた交流電圧指令（−Ｖ^＊）にてＰＷＭ制御する。また、各電力変換器ペア２１、２２、−−−２３では、第１の３レベル電力変換器２１ａ、２２ａ、−−−２３ａに用いるキャリア波の位相より第２の３レベル電力変換器２１ｂ、２２ｂ、−−−２３ｂに用いるキャリア波の位相を（２π／２Ｎ）だけ進ませる。あるいは、第１の３レベル電力変換器２１ａ、２２ａ、−−−２３ａに用いるキャリア波の位相より第２の３レベル電力変換器２１ｂ、２２ｂ、−−−２３ｂに用いるキャリア波の位相を（２π／２Ｎ）だけ遅らせる。

このような各電力変換器ペア２１、２２、−−−２３のそれぞれの動作により中性点６３に流れる電流は、いずれもキャリア周波数成分を含んだ電流となるが、それらを合成した中性点電流は、キャリア周波数のＮ倍の周波数を含んだ電流となりキャリア周波数成分は含まない。このように、中性点電流におけるキャリア周波数成分を抑制するように、各３レベル電力変換器がＰＷＭ制御されるため、電力系統３のインピーダンスがキャリア周波数帯域で共振する場合でも、キャリア周波数帯域の高調波を抑制でき、電力系統３に流出する出力高調波成分を確実に低減できる。このため、電力系統３のインピーダンスがキャリア周波数帯域で共振する場合でも、系統電流の高調波は、受電する需要家に求められる基準７ａ、７ｂより低いレベルにできる。

なお、上記実施の形態では、同じ電力変換器ペア２１、２２、−−−２３内で、第１の３レベル電力変換器２１ａ、２２ａ、−−−２３ａと第２の３レベル電力変換器２１ｂ、２２ｂ、−−−２３ｂとに用いるキャリア波の位相を（２π／２Ｎ）だけずらすものとしたが、２Ｎ種の位相の異なるキャリア波を用いて、合成した中性点電流におけるキャリア周波数成分を抑制するように各３レベル電力変換器をＰＷＭ制御できれば、この限りではない。

また、上記各実施の形態では、トランス３１、３２、３３を介して電力系統３に連系する多重変換器２、２ａ、２０、２０ａを用いたが、トランス３１、３２、３３を介さずに直接に直列あるいは並列接続しても良い。
さらに、上記各実施の形態では、供給された三相の交流電圧を直流電圧に変換して直流電力を出力する、即ちコンバータ動作を行う電力変換装置について説明したが、直流電力を三相交流電力に変換して交流側の負荷（あるいは電力系統）に出力する、即ちインバータ動作を行う電力変換装置であっても、同様に適用でき、同様の効果が得られる。

なお、この発明は、発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

１ 直流回路としての平滑コンデンサ、２，２ａ，２０，２０ａ 多重変換器、
３ 電力系統、４ 制御装置、５ａ，５ｂ 交流端子、２１ 第１の電力変換器ペア、
２２ 第２の電力変換器ペア、２３ 第Ｎの電力変換器ペア、
２１ａ，２２ａ，２３ａ 第１の３レベル電力変換器、
２１ｂ，２２ｂ，２３ｂ 第２の３レベル電力変換器、
４１ａ，４１ｂ，４２ａ，４２ｂ 比較器、
５１ａ〜５１ｄ，５２ａ〜５２ｄ キャリア波、６３ 中性点、
Ｃ１０，Ｃ１１ 平滑コンデンサ、Ｖ^＊ 交流電圧指令。

Claims (4)

1. 直列接続された２つのコンデンサから成る直流回路と、
   複数のスイッチング素子を有して上記直流回路の直流と複数相の交流との間で電力変換する３レベル電力変換器を２Ｎ台（Ｎは２以上）接続して成る多重変換器と、
   上記２Ｎ台の各３レベル電力変換器をＰＷＭ制御する制御装置とを備え、
   上記多重変換器は、上記２Ｎ台の３レベル電力変換器として、各相の交流端子が上記交流の第１の電極側に接続される第１の３レベル電力変換器と、各相の交流端子が上記交流の第２の電極側に接続される第２の３レベル電力変換器との組をＮ組備え、該Ｎ組を直列あるいは並列に接続して構成され、
   上記制御装置は、上記各３レベル電力変換器で（２π／２Ｎ）ずつ位相をずらせてキャリア波を発生させ、上記多重変換器の直流側中性点を流れる中性点電流における上記キャリア波の周波数成分を抑制するように、上記第１の３レベル電力変換器を交流電圧指令にてＰＷＭ制御し、上記第２の３レベル電力変換器を上記交流電圧指令の極性を反転させた電圧指令にてＰＷＭ制御することを特徴とする電力変換装置。
2. 上記制御装置は、同じ組内の上記第１の３レベル電力変換器と上記第２の３レベル電力変換器とを、（２π／２Ｎ）だけ位相をずらせたキャリア波を用いてそれぞれＰＷＭ制御することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 上記制御装置は、上記多重変換器の直流側中性点を流れる中性点電流の周波数が、上記キャリア波の周波数のＮ倍となるように、上記第１、第２の３レベル電力変換器を制御することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
4. 上記多重変換器は、交流側が電力系統と接続されることを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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