JP2696010B2 - 並列多重インバータ装置のパルス幅変調方式 - Google Patents
並列多重インバータ装置のパルス幅変調方式Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、並列多重インバータ装
置のパルス幅変調方式に関するものである。
置のパルス幅変調方式に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図１５は例えば特開昭６４−４７２７７
号公報に示された従来例による交流出力の各相から３つ
のレベルの電位を選択できる３レベルインバータの構成
を示す図である。図において、１は直流電源、２ａ，２
ｂは直流電源１間に接続された同一容量のコンデンサ、
３ａ〜３ｄはスイッチングトランジスタ、４ａ〜４ｄは
それぞれのトランジスタ３ａ〜３ｄに逆並列接続された
ダイオード、４ｅ，４ｆは中性点電位０にクランプする
ためのダイオードであり、これらの構成要素で破線で示
されているＵ相インバータ１１ｕを構成している。Ｖ
相，Ｗ相についても３ａ〜３ｄ，４ａ〜４ｆは同様であ
る。
号公報に示された従来例による交流出力の各相から３つ
のレベルの電位を選択できる３レベルインバータの構成
を示す図である。図において、１は直流電源、２ａ，２
ｂは直流電源１間に接続された同一容量のコンデンサ、
３ａ〜３ｄはスイッチングトランジスタ、４ａ〜４ｄは
それぞれのトランジスタ３ａ〜３ｄに逆並列接続された
ダイオード、４ｅ，４ｆは中性点電位０にクランプする
ためのダイオードであり、これらの構成要素で破線で示
されているＵ相インバータ１１ｕを構成している。Ｖ
相，Ｗ相についても３ａ〜３ｄ，４ａ〜４ｆは同様であ
る。
【０００３】いま、直流電源１の電圧をＥｄとすれば、
コンデンサ２ａ，２ｂには通常Ｅｄ／２づつ印加され、
コンデンサ２ａ，２ｂ同士の接続点電位を基準電位０と
考えると、出力端子Ｕの電位は、トランジスタ３ａと３
ｂを駆動すればＥｄ／２に、トランジスタ３ｃと３ｂを
駆動すれば−Ｅｄ／２に、トランジスタ３ｂと３ｃを駆
動すれば０に、３つのレベルの電位を選択できる。Ｖ
相、Ｗ相についても同様であるからＵ−Ｖ間にはＥｄ，
Ｅｄ／２，０，−Ｅｄ／２，−Ｅｄの５つのレベルが得
られ、このレベル間でパルス幅変調を行えば、通常の各
相２レベル、線間３レベルの場合に比べ、ＰＷＭのスイ
ッチングに伴う電位変動は１／２に減少、その分、高調
波成分が低減され、トルクリップルを減らすことができ
る。
コンデンサ２ａ，２ｂには通常Ｅｄ／２づつ印加され、
コンデンサ２ａ，２ｂ同士の接続点電位を基準電位０と
考えると、出力端子Ｕの電位は、トランジスタ３ａと３
ｂを駆動すればＥｄ／２に、トランジスタ３ｃと３ｂを
駆動すれば−Ｅｄ／２に、トランジスタ３ｂと３ｃを駆
動すれば０に、３つのレベルの電位を選択できる。Ｖ
相、Ｗ相についても同様であるからＵ−Ｖ間にはＥｄ，
Ｅｄ／２，０，−Ｅｄ／２，−Ｅｄの５つのレベルが得
られ、このレベル間でパルス幅変調を行えば、通常の各
相２レベル、線間３レベルの場合に比べ、ＰＷＭのスイ
ッチングに伴う電位変動は１／２に減少、その分、高調
波成分が低減され、トルクリップルを減らすことができ
る。
【０００４】また、図１３は図１５で示された３レベル
インバータのパルス幅制御装置の構成を示す図である。
図において、５ａは第１の三角波としての正の振幅の三
角波を発生する第１の三角波発生手段、５ｂは第２の三
角波として負の振幅の三角波を発生する第２の三角波発
生手段、６は３相交流出力の３レベルインバータ装置出
力Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の基本波に対応した変調信号波となる
正弦波を発生する変調信号波発生手段、７は上記三角波
と変調信号波の同期を取るためのクロック発生回路、
Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の８ａおよび８ｂは第１および第２の変
調手段をなす比較器、９ａおよび９ｂは第１および第２
の論理反転回路である。各相の駆動信号出力端子１０ａ
〜１０ｄは、図１５に示す装置の対応した相の対応した
トランジスタ３ａ〜３ｄのベース駆動信号を供給する。
インバータのパルス幅制御装置の構成を示す図である。
図において、５ａは第１の三角波としての正の振幅の三
角波を発生する第１の三角波発生手段、５ｂは第２の三
角波として負の振幅の三角波を発生する第２の三角波発
生手段、６は３相交流出力の３レベルインバータ装置出
力Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の基本波に対応した変調信号波となる
正弦波を発生する変調信号波発生手段、７は上記三角波
と変調信号波の同期を取るためのクロック発生回路、
Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の８ａおよび８ｂは第１および第２の変
調手段をなす比較器、９ａおよび９ｂは第１および第２
の論理反転回路である。各相の駆動信号出力端子１０ａ
〜１０ｄは、図１５に示す装置の対応した相の対応した
トランジスタ３ａ〜３ｄのベース駆動信号を供給する。
【０００５】さらに、図１４は上述した図１３の動作を
説明するための動作波形を示す図であり、第１の三角波
は、上限が１、下限が０、第２の三角波は、第１の三角
波と同位相で、かつ上限が０、下限が−１であって、す
なわち、第２の三角波は第１の三角波を１だけ負バイア
スしたものであり、この２つの三角波と変調信号波を比
較し、図１５に示すトランジスタ３ａ〜３ｄのベース駆
動信号を決定するようになっている。
説明するための動作波形を示す図であり、第１の三角波
は、上限が１、下限が０、第２の三角波は、第１の三角
波と同位相で、かつ上限が０、下限が−１であって、す
なわち、第２の三角波は第１の三角波を１だけ負バイア
スしたものであり、この２つの三角波と変調信号波を比
較し、図１５に示すトランジスタ３ａ〜３ｄのベース駆
動信号を決定するようになっている。
【０００６】また、図１６は上記の如くパルス幅制御に
基づく３相交流出力の３レベルインバータ装置のＵ相交
流出力電圧のシミュレーション波形（図１６ａ）と、直
流側電流リップルのシミュレーション波形（図１６ｂ）
を示し、交流出力電圧の高調波含有率が大きく、直流側
電流リップルも大きくなっていることを示している。
基づく３相交流出力の３レベルインバータ装置のＵ相交
流出力電圧のシミュレーション波形（図１６ａ）と、直
流側電流リップルのシミュレーション波形（図１６ｂ）
を示し、交流出力電圧の高調波含有率が大きく、直流側
電流リップルも大きくなっていることを示している。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従来の３相交流出力の
３レベルインバータのパルス幅制御装置は以上のように
構成されているので、高調波含有率が大きく、また、直
流側電流リップルが大きくなり、大容量のコンデンサが
必要となるなどの問題点があった。
３レベルインバータのパルス幅制御装置は以上のように
構成されているので、高調波含有率が大きく、また、直
流側電流リップルが大きくなり、大容量のコンデンサが
必要となるなどの問題点があった。
【０００８】本発明は、上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、高調波含有率が小さくできると
ともに、直流側コンデンサ容量を小さくして装置を小型
化できる並列多重インバータ装置のパルス幅変調方式を
得ることを目的とする。
ためになされたもので、高調波含有率が小さくできると
ともに、直流側コンデンサ容量を小さくして装置を小型
化できる並列多重インバータ装置のパルス幅変調方式を
得ることを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明に係る並列多重イ
ンバータのパルス幅変調方式は、３相交流出力の各相か
ら３つのレベルの電位を選択できる３レベルインバータ
を交流リアクトルを介して複数台並列接続してなる並列
多重インバータ装置において、出力波形の基本波成分に
相当する変調信号波を発生する変調信号波発生手段と、
３相共通であって、互いに同位相で、正側ピークの最大
値を１、負側ピークの最小値を−１に固定し、電位１／
２のバイアス分だけずらした２つの三角波を発生する第
１と第２の三角波発生手段を備えると共に、上記三角波
と上記変調波信号を比較し、パルス幅変調されたパルス
列を発生するパルス幅変調手段とを備え、かつ上記三角
波の位相を、並列多重接続された各グループで３６０°
／ｎ（ｎ：並列多重数）づつずらすことを特徴とするも
のである。
ンバータのパルス幅変調方式は、３相交流出力の各相か
ら３つのレベルの電位を選択できる３レベルインバータ
を交流リアクトルを介して複数台並列接続してなる並列
多重インバータ装置において、出力波形の基本波成分に
相当する変調信号波を発生する変調信号波発生手段と、
３相共通であって、互いに同位相で、正側ピークの最大
値を１、負側ピークの最小値を−１に固定し、電位１／
２のバイアス分だけずらした２つの三角波を発生する第
１と第２の三角波発生手段を備えると共に、上記三角波
と上記変調波信号を比較し、パルス幅変調されたパルス
列を発生するパルス幅変調手段とを備え、かつ上記三角
波の位相を、並列多重接続された各グループで３６０°
／ｎ（ｎ：並列多重数）づつずらすことを特徴とするも
のである。
【００１０】
【００１１】
【作用】本発明における並列多重インバータのパルス幅
変調方式は、パルス幅変調方式の三角波として、３相共
通の互いに同位相で、正側ピークの最大値を１、負側ピ
ークの最小値を−１に固定し、電位１／２のバイアス分
だけずらした２つの三角波を使用することにより、低次
の直流側電流リップルがなくなり、コンデンサ容量を小
さくできる。また、並列多重された各グループで三角波
の位相を３６０°／ｎづつずらすことにより、３相交流
出力電圧の低次の高調波成分がキャンセルされる。
変調方式は、パルス幅変調方式の三角波として、３相共
通の互いに同位相で、正側ピークの最大値を１、負側ピ
ークの最小値を−１に固定し、電位１／２のバイアス分
だけずらした２つの三角波を使用することにより、低次
の直流側電流リップルがなくなり、コンデンサ容量を小
さくできる。また、並列多重された各グループで三角波
の位相を３６０°／ｎづつずらすことにより、３相交流
出力電圧の低次の高調波成分がキャンセルされる。
【００１２】
【００１３】
【実施例】実施例１．以下、本発明の一実施例を図につ
いて説明する。図１は並列多重インバータ装置のパルス
幅変調方式を説明するためのもので、図１において、５
ａはグループ１Ｇの第１の三角波として正側にずらした
三角波１３ａを発生するグループ１Ｇの第１の三角波発
生手段、５ｂはグループ１Ｇの第２の三角波として負側
にずらした三角波１３ｂを発生するグループ１Ｇの第２
の三角波発生手段で、この２つの三角波は、正側ピーク
の最大値を１、負側ピークの最小値を−１に固定し、電
位１／２のバイアス分だけずらせる。５ｃ，５ｅはグル
ープ２Ｇ，ｎＧ（ｎは並列多重インバータ装置の並列多
重数）の第１の三角波として正側にずらした三角波を発
生するグループ２Ｇ，ｎＧの第１の三角波発生手段、５
ｄ，５ｆ波はグループ２Ｇ，ｎＧの第２の三角波として
負側にずらした三角波を発生するグループ２Ｇ，ｎＧの
第２の三角波発生手段であり、各グループの第１の三角
波と第２の三角波は、グループ１Ｇと同じで、電位１／
２だけずらせる。また、各グループで第１の三角波およ
び第２の三角波は、それぞれ３６０°／ｎずらせる。
いて説明する。図１は並列多重インバータ装置のパルス
幅変調方式を説明するためのもので、図１において、５
ａはグループ１Ｇの第１の三角波として正側にずらした
三角波１３ａを発生するグループ１Ｇの第１の三角波発
生手段、５ｂはグループ１Ｇの第２の三角波として負側
にずらした三角波１３ｂを発生するグループ１Ｇの第２
の三角波発生手段で、この２つの三角波は、正側ピーク
の最大値を１、負側ピークの最小値を−１に固定し、電
位１／２のバイアス分だけずらせる。５ｃ，５ｅはグル
ープ２Ｇ，ｎＧ（ｎは並列多重インバータ装置の並列多
重数）の第１の三角波として正側にずらした三角波を発
生するグループ２Ｇ，ｎＧの第１の三角波発生手段、５
ｄ，５ｆ波はグループ２Ｇ，ｎＧの第２の三角波として
負側にずらした三角波を発生するグループ２Ｇ，ｎＧの
第２の三角波発生手段であり、各グループの第１の三角
波と第２の三角波は、グループ１Ｇと同じで、電位１／
２だけずらせる。また、各グループで第１の三角波およ
び第２の三角波は、それぞれ３６０°／ｎずらせる。
【００１４】また、６は並列多重インバータ装置出力
Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の基本波に対応した変調信号波となる正
弦波を発生する変調信号波発生手段、８ａおよび８ｂは
上記それぞれの相の変調信号波と第１および第２の三角
波をそれぞれ比較し、パルス幅変調を行うグループ１Ｇ
の第１および第２の比較器、８ｃおよび８ｄはグループ
２Ｇの第１および第２の比較器、８ｅおよび８ｆはグル
ープｎＧの第１および第２の比較器、９ａおよび９ｂは
グループ１Ｇの第１および第２の論理反転回路、９ｃ及
び９ｄはグループ２Ｇの第１および第２の論理反転回
路、９ｅおよび９ｆはグループｎＧの第１および第２の
論理反転回路である。
Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の基本波に対応した変調信号波となる正
弦波を発生する変調信号波発生手段、８ａおよび８ｂは
上記それぞれの相の変調信号波と第１および第２の三角
波をそれぞれ比較し、パルス幅変調を行うグループ１Ｇ
の第１および第２の比較器、８ｃおよび８ｄはグループ
２Ｇの第１および第２の比較器、８ｅおよび８ｆはグル
ープｎＧの第１および第２の比較器、９ａおよび９ｂは
グループ１Ｇの第１および第２の論理反転回路、９ｃ及
び９ｄはグループ２Ｇの第１および第２の論理反転回
路、９ｅおよび９ｆはグループｎＧの第１および第２の
論理反転回路である。
【００１５】また、１グループ各相の駆動信号出力端子
１０ａは、図１５に示すグループ１Ｇのインバータ装置
のトランジスタ３ａのベースに、１０ｂはトランジスタ
３ｃのベースに、１０ｃはトランジスタ３ｂのベース
に、１０ｄはトランジスタ３ｄのベースに駆動信号を供
給する。グループ２Ｇの各相の駆動信号出力端子１１ａ
〜１１ｄは、グループ２Ｇのインバータ装置のトランジ
スタのベースに、グループｎＧの各相の駆動信号出力端
子１２ａ〜１２ｄはグループｎＧのインバータ装置のト
ランジスタのベースに駆動信号を供給する。
１０ａは、図１５に示すグループ１Ｇのインバータ装置
のトランジスタ３ａのベースに、１０ｂはトランジスタ
３ｃのベースに、１０ｃはトランジスタ３ｂのベース
に、１０ｄはトランジスタ３ｄのベースに駆動信号を供
給する。グループ２Ｇの各相の駆動信号出力端子１１ａ
〜１１ｄは、グループ２Ｇのインバータ装置のトランジ
スタのベースに、グループｎＧの各相の駆動信号出力端
子１２ａ〜１２ｄはグループｎＧのインバータ装置のト
ランジスタのベースに駆動信号を供給する。
【００１６】図２はグループ１ＧのＵ，Ｖ，Ｗ相の第１
の三角波と第２の三角波の関係を示す図である。１３ａ
は第１の三角波である正側にずらした三角波、１３ｂは
第２の三角波である負側にずらした三角波であり、２つ
の三角波は正側ピーク最大値を１、負側ピーク最小値を
−１に固定し、第２の三角波は第１の三角波を１／２だ
け負バイアスしたものである。この第１と第２の三角波
は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相で共通とする。
の三角波と第２の三角波の関係を示す図である。１３ａ
は第１の三角波である正側にずらした三角波、１３ｂは
第２の三角波である負側にずらした三角波であり、２つ
の三角波は正側ピーク最大値を１、負側ピーク最小値を
−１に固定し、第２の三角波は第１の三角波を１／２だ
け負バイアスしたものである。この第１と第２の三角波
は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相で共通とする。
【００１７】図３は上記実施例の図１の動作を説明する
ために示した各部の動作波形を示す図である。第１の三
角波発生手段５ａの出力信号と、第２の三角波発生手段
５ｂの出力信号は、図２で説明したように決める。例え
ばＵ相については、第１の比較器８ａでＵ相変調信号波
と第１の三角波１３ａを比較し、Ｕ相変調信号波の値が
第１の三角波を越えた期間オンパルスを発生する。第２
の比較器８ｂでＵ相変調信号波と第２の三角波１３ｂを
比較し、Ｕ相変調信号波の値が第２の三角波を越えた期
間オンパルスを発生する。この第１、第２の比較器８
ａ，８ｂの出力信号と、論理反転させた論理反転回路９
ａ，９ｂの出力信号を図１５に示したインバータ装置の
トランジスタ３ａ〜３ｄのベースに供給する。
ために示した各部の動作波形を示す図である。第１の三
角波発生手段５ａの出力信号と、第２の三角波発生手段
５ｂの出力信号は、図２で説明したように決める。例え
ばＵ相については、第１の比較器８ａでＵ相変調信号波
と第１の三角波１３ａを比較し、Ｕ相変調信号波の値が
第１の三角波を越えた期間オンパルスを発生する。第２
の比較器８ｂでＵ相変調信号波と第２の三角波１３ｂを
比較し、Ｕ相変調信号波の値が第２の三角波を越えた期
間オンパルスを発生する。この第１、第２の比較器８
ａ，８ｂの出力信号と、論理反転させた論理反転回路９
ａ，９ｂの出力信号を図１５に示したインバータ装置の
トランジスタ３ａ〜３ｄのベースに供給する。
【００１８】また、図４と図６はグループ１ＧのＵ，
Ｖ，Ｗ相の第１の三角波と第２の三角波の別の関係を示
す図である。図４は第１の三角波１３ａと第２の三角波
１３ｂの正側ピークの最大値を１、負側ピークの最小値
を−１に固定し、第２の三角波は、第１の三角波を３／
４だけ負バイアスしたものであることを示し、図６は第
１の三角１３ａと第２の三角波１３ｂの正側ピークの最
大値を１、負側ピークの最小値を−１に固定し、第２の
三角波は、第１の三角波を１／４だけ負バイアスしたも
のであることを示す。
Ｖ，Ｗ相の第１の三角波と第２の三角波の別の関係を示
す図である。図４は第１の三角波１３ａと第２の三角波
１３ｂの正側ピークの最大値を１、負側ピークの最小値
を−１に固定し、第２の三角波は、第１の三角波を３／
４だけ負バイアスしたものであることを示し、図６は第
１の三角１３ａと第２の三角波１３ｂの正側ピークの最
大値を１、負側ピークの最小値を−１に固定し、第２の
三角波は、第１の三角波を１／４だけ負バイアスしたも
のであることを示す。
【００１９】ここで、図５は図４で示した第１の三角波
と第２の三角波とを使用した場合の各部の動作波形を示
す図、図７は図６で示した第１の三角波と第２の三角波
を使用した場合の各部の動作波形を示す図である。
と第２の三角波とを使用した場合の各部の動作波形を示
す図、図７は図６で示した第１の三角波と第２の三角波
を使用した場合の各部の動作波形を示す図である。
【００２０】また、図８は図１５で示した３相交流出力
の３レベルインバータを交流リアクトルを介して複数台
並列接続してある並列多重インバータ装置の構成図であ
り、図において、２ａおよび２ｂ、１４ａおよび１４
ｂ、１５ａおよび１５ｂは同一容量のコンデンサ、１６
ａ〜１６ｃは同一インピーダンスの交流リアクタンスで
ある。
の３レベルインバータを交流リアクトルを介して複数台
並列接続してある並列多重インバータ装置の構成図であ
り、図において、２ａおよび２ｂ、１４ａおよび１４
ｂ、１５ａおよび１５ｂは同一容量のコンデンサ、１６
ａ〜１６ｃは同一インピーダンスの交流リアクタンスで
ある。
【００２１】図９は図２で示した第１と第２の三角波を
使用してパルス幅制御を行った並列多重３レベルインバ
ータ装置（３台）のＵ相交流出力電圧のシミュレーショ
ン波形（図９ａ）と直流側の電流リップルのシミュレー
ション波形（図９ｂ）である。シミュレーションは、出
力基本波周波数５Ｈｚ、力率０．５、変調率０．８、パ
ルス数は５０パルス、直流電圧２ｋｖ×２、出力電流２
５００Ａｒｍｓの条件下で行い、Ｐ側の直流電流をＩP
とすると、直流側の電流リップルは∫〔ＩP ／（２５０
０×√２）〕ｄｔ （直流側電流リップルのシミュレー
ション波形の縦軸）で評価する。
使用してパルス幅制御を行った並列多重３レベルインバ
ータ装置（３台）のＵ相交流出力電圧のシミュレーショ
ン波形（図９ａ）と直流側の電流リップルのシミュレー
ション波形（図９ｂ）である。シミュレーションは、出
力基本波周波数５Ｈｚ、力率０．５、変調率０．８、パ
ルス数は５０パルス、直流電圧２ｋｖ×２、出力電流２
５００Ａｒｍｓの条件下で行い、Ｐ側の直流電流をＩP
とすると、直流側の電流リップルは∫〔ＩP ／（２５０
０×√２）〕ｄｔ （直流側電流リップルのシミュレー
ション波形の縦軸）で評価する。
【００２２】また、図１０は図２で示した第１と第２の
三角波を使用しパルス幅制御を行った１台のインバータ
装置のＵ相交流出力電圧シミュレーション波形である。
並列多重にすることにより、低次の高調波成分がキャン
セルされることがわかる。
三角波を使用しパルス幅制御を行った１台のインバータ
装置のＵ相交流出力電圧シミュレーション波形である。
並列多重にすることにより、低次の高調波成分がキャン
セルされることがわかる。
【００２３】さらに、図１１は図４で示した第１と第２
の三角波を使用した場合、図１２は図６で示した第１と
第２の三角波を使用した場合の並列多重３レベルインバ
ータ装置（３台）のＵ相交流出力電圧のシミュレーショ
ン波形（図１１ａ，図１２ａ）と、直流側電流のリップ
ルのシミュレーション波形（図１１ｂ，図１２ｂ）であ
る。
の三角波を使用した場合、図１２は図６で示した第１と
第２の三角波を使用した場合の並列多重３レベルインバ
ータ装置（３台）のＵ相交流出力電圧のシミュレーショ
ン波形（図１１ａ，図１２ａ）と、直流側電流のリップ
ルのシミュレーション波形（図１１ｂ，図１２ｂ）であ
る。
【００２４】これらシミュレーション結果より、交流出
力電圧の高調波含有率を小さくするには、図２で示した
三角波を使用するのが最適であり、次に図４の三角波を
使用するのがよく、図６の三角波を使用すると高調波含
有率は大きくなることがわかる。また、直流側電流リッ
プルを小さくするには、図６で示した三角波を使用する
のが最適であり、次に図２で示した三角波を使用するの
がよく、図４の三角波を使用すると直流側電流リップル
は大きくなることがわかる。
力電圧の高調波含有率を小さくするには、図２で示した
三角波を使用するのが最適であり、次に図４の三角波を
使用するのがよく、図６の三角波を使用すると高調波含
有率は大きくなることがわかる。また、直流側電流リッ
プルを小さくするには、図６で示した三角波を使用する
のが最適であり、次に図２で示した三角波を使用するの
がよく、図４の三角波を使用すると直流側電流リップル
は大きくなることがわかる。
【００２５】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、３相交
流出力の３レベルインバータを交流リアクトルを介して
複数台並列接続し、パルス幅制御において、３相共通の
互いに同位相で正側ピークの最大値を１、負側ピークの
最小値を−１に固定し、電位１／２のバイアス分だけず
らした２つの三角波を使用しているので、直流側電流リ
ップルが小さくなり、コンデンサ容量を小さくでき、装
置が安価にできる効果がある。また、パルス幅制御装置
の三角波の位相を各グループで３６０°／ｎづつずらす
ように構成したので、３相交流出力電圧の低次の高調波
成分がキャンセルされ高調波含有率が低減される。
流出力の３レベルインバータを交流リアクトルを介して
複数台並列接続し、パルス幅制御において、３相共通の
互いに同位相で正側ピークの最大値を１、負側ピークの
最小値を−１に固定し、電位１／２のバイアス分だけず
らした２つの三角波を使用しているので、直流側電流リ
ップルが小さくなり、コンデンサ容量を小さくでき、装
置が安価にできる効果がある。また、パルス幅制御装置
の三角波の位相を各グループで３６０°／ｎづつずらす
ように構成したので、３相交流出力電圧の低次の高調波
成分がキャンセルされ高調波含有率が低減される。
【００２６】
【図１】本発明の一実施例による３相交流出力の３レベ
ルインバータを交流リアクトルを介して複数台並列接続
してある並列多重インバータ装置のパルス幅変調方式を
示す構成図である。
ルインバータを交流リアクトルを介して複数台並列接続
してある並列多重インバータ装置のパルス幅変調方式を
示す構成図である。
【図２】本発明の一実施例によるパルス幅変調方式の三
角波の波形図である。
角波の波形図である。
【図３】本発明の一実施例によるパルス幅変調方式の動
作波形図である。
作波形図である。
【図４】本発明に関連する他の実施例によるパルス幅変
調方式の三角波の波形図である。
調方式の三角波の波形図である。
【図５】本発明に関連する他の実施例によるパルス幅変
調方式の動作波形図である。
調方式の動作波形図である。
【図６】本発明に関連する他の実施例によるパルス幅変
調方式の三角波の波形図である。
調方式の三角波の波形図である。
【図７】本発明に関連する他の実施例によるパルス幅変
調方式の動作波形図である。
調方式の動作波形図である。
【図８】本発明の３相交流出力の３レベルインバータを
交流リアクトルを介して複数台並列接続（３台）してあ
る並列多重インバータ装置を示す構成図である。
交流リアクトルを介して複数台並列接続（３台）してあ
る並列多重インバータ装置を示す構成図である。
【図９】本発明の実施例による図２で示した三角波を使
用したシミュレーション波形図である。
用したシミュレーション波形図である。
【図１０】本発明に関係する他の実施例によるシミュレ
ーション波形図である。
ーション波形図である。
【図１１】本発明の実施例による図４で示した三角波を
使用したシミュレーション波形図である。
使用したシミュレーション波形図である。
【図１２】本発明の実施例による図６で示した三角波を
使用したシミュレーション波形図である。
使用したシミュレーション波形図である。
【図１３】従来の３相交流出力の３レベルインバータの
パルス幅変調方式を示す構成図である。
パルス幅変調方式を示す構成図である。
【図１４】従来のパルス幅変調方式の動作波形図であ
る。
る。
【図１５】従来の３相交流出力の３レベルインバータ装
置を示す構成図である。
置を示す構成図である。
【図１６】従来のシミュレーション波形図である。
１ 直流電源 ２ コンデンサ ３ａ〜３ｄ トランジスタ ４ａ〜４ｆ ダイオード ５ａ〜５ｆ 第１および第２の三角波発生手段 ６ 変調波信号発生手段 ７ クロックパルス発生回路 ８ａ〜８ｆ 第１および第２の比較器 ９ａ〜９ｆ 第１および第２の論理反転回路 １０ａ〜１０ｄ，１１ａ〜１１ｄ，１２ａ〜１２ｄ
各グループ各相の駆動信号出力端子 １３ａ 第１の三角波 １３ｂ 第２の三角波 １４〜１５ コンデンサ １６ａ〜１６ｃ 交流リアクトル
各グループ各相の駆動信号出力端子 １３ａ 第１の三角波 １３ｂ 第２の三角波 １４〜１５ コンデンサ １６ａ〜１６ｃ 交流リアクトル
Claims (1)
- 【請求項１】 ３相交流出力の各相から３つのレベルの
電位を選択できる３レベルインバータを交流リアクトル
を介して複数台並列接続してなる並列多重インバータ装
置において、出力波形の基本波成分に相当する変調信号
波を発生する変調信号波発生手段と、３相共通であっ
て、互いに同位相で、正側ピークの最大値を１、負側ピ
ークの最小値を−１に固定し、電位１／２のバイアス分
だけずらした２つの三角波を発生する第１と第２の三角
波発生手段を備えると共に、上記三角波と上記変調波信
号を比較し、パルス幅変調されたパルス列を発生するパ
ルス幅変調手段とを備え、かつ上記三角波の位相は、並
列多重接続された各グループで３６０°／ｎ（ｎ：並列
多重数）づつずらすことを特徴とする並列多重インバー
タ装置のパルス幅変調方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3190780A JP2696010B2 (ja) | 1991-07-04 | 1991-07-04 | 並列多重インバータ装置のパルス幅変調方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3190780A JP2696010B2 (ja) | 1991-07-04 | 1991-07-04 | 並列多重インバータ装置のパルス幅変調方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0515166A JPH0515166A (ja) | 1993-01-22 |
| JP2696010B2 true JP2696010B2 (ja) | 1998-01-14 |
Family
ID=16263614
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3190780A Expired - Fee Related JP2696010B2 (ja) | 1991-07-04 | 1991-07-04 | 並列多重インバータ装置のパルス幅変調方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2696010B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013162679A (ja) * | 2012-02-07 | 2013-08-19 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE10060429A1 (de) * | 1999-12-16 | 2001-07-12 | Caterpillar Inc | Verfahren und Vorrichtung zur Leistungsübertragung |
| CN106992703A (zh) * | 2017-04-26 | 2017-07-28 | 武汉科力源电气有限公司 | 采用载波脉冲调制技术的并联式三电平逆变电路 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6416191U (ja) * | 1987-07-21 | 1989-01-26 | ||
| JP2685606B2 (ja) * | 1989-11-17 | 1997-12-03 | 株式会社日立製作所 | インバータ装置 |
-
1991
- 1991-07-04 JP JP3190780A patent/JP2696010B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013162679A (ja) * | 2012-02-07 | 2013-08-19 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0515166A (ja) | 1993-01-22 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
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