JPH07222455A

JPH07222455A - 多重インバータ装置

Info

Publication number: JPH07222455A
Application number: JP6008821A
Authority: JP
Inventors: Takao Kawabata; 隆夫川畑; Masatoshi Takeda; 正俊竹田
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1994-01-28
Filing date: 1994-01-28
Publication date: 1995-08-18
Anticipated expiration: 2016-12-10
Also published as: JP3237983B2

Abstract

(57)【要約】【目的】無効電力や高調波制御用インバータにおい
て，単純な変圧器の構成で異なる設計仕様のインバータ
の多重接続を実現し，柔軟な設計を可能として優れた出
力電圧波形，小形，経済的で高効率な多重インバータ装
置を得ること。【構成】ｎ台のＡ群とＢ群の３相単位インバータを設
け，Ａ群とＢ群にそれぞれ絶縁された別の直流電源を設
けることによって，インバータ間の直流電源側を通して
第３次の同相電流が流れないようにし，Ａ群インバータ
とＢ群インバータの交流出力端子の間にオープンデルタ
のｎ組の３相変圧器１次巻線を直列に接続してＡ群イン
バータとＢ群インバータの出力電圧ベクトルの和が各変
圧器の１次巻線に合成されるようにし，２次巻線電圧を
例えば直列に合成して出力としたものである。【効果】波形と制御性が良好で低騒音，高効率のイン
バータを製作できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は，トランジスタやＧＴ
Ｏサイリスタなどの自己消弧形素子を用いたインバータ
のうち，いわゆる多重インバータと呼ばれ，複数台の単
位インバータの出力を合成することにより，出力容量を
増大し，さらに出力電圧波形の高調波を少なくする方式
の多重インバータ装置に関するものである。その代表的
な用途は，電力系統に接続され，交流出力電流を制御し
て無効電力または高調波電力の制御を行う無効電力制御
装置やアクティブフィルターであるが，燃料電池などの
新エネルギー用にも使うことができる。

【０００２】

【従来の技術】ＧＴＯを用いた無効電力制御用の多重イ
ンバータの代表的な例を図９（ａ）に示す。これは文
献，長谷川，竹田，他著「系統安定化用大容量自励式無
効電力補償装置の開発」，電気学会論文誌Ｄ，１１１巻
１０号，平成３年，８４５から８５４頁の図４から引用
したもので，本発明の他の図と同じ描き方に統一して示
している。同図（ａ）において箱で示された単位インバ
ータは，図９（ｂ）に示すような３台の単相ブリッジイ
ンバータである。

【０００３】この例は，ＧＴＯを用いた８台の単位イン
バータ（１−１）から（１−８）で直流コンデンサ
（２）の電圧を交流に変換し，その出力を８台のオープ
ンデルタ１次巻線の変圧器（３−１）から（３−８）の
２次側で直列に合成した多重インバータである。

【０００４】この図９の回路の欠点は，通常の３相３脚
変圧器が使えないことである。その理由は，３台の単相
ブリッジインバータの出力を通常の３相３脚変圧器に接
続すると，出力電圧に含まれる第３高調波成分が同相と
なるので，同相起磁力による多くの漏洩磁束が生じ，周
囲の構造材に渦電流を流したり，騒音を発生するなどの
障害をもたらす。即ち，上記装置では，ＧＴＯのスイッ
チング周波数が出力周波数と同じの１パルスＰＷＭが採
用されていることもあり，その出力電圧に大きな第３次
高調波成分が含まれ３相３脚変圧器は使用することがで
きないので，特殊な単相変圧器が３台使われている。こ
の変圧器は，８台の単相変圧器を相ごとにまとめて一体
にしたものである。なお，図９の回路では，５脚鉄心の
３相変圧器を８台使うことも可能である。しかし，３相
３脚鉄心に比し，３相５脚鉄心は余分な鉄材を必要と
し，しかも構造が複雑となり経済的に不利である。ま
た，単相トランス３台か５脚鉄心の何れでも，不必要な
第３次高調波磁束が鉄心を通るので，余分な損失と電磁
騒音が生じると云う問題がある。しかも単相変圧器３台
や５脚変圧器では，３相３脚変圧器に比して，インバー
タの出力電圧の正負不平衡による鉄心の飽和現象が顕著
であるので，正負電流の高性能のバランス制御系が必要
となるという問題が生じる。

【０００５】従来のもう一つの回路方式は図１０に示す
ように，単位インバータとして３相ブリッジインバータ
を用いる方法である。図の例では２台の単位インバータ
（１−２０）と（１−２１）の出力を２台の３相変圧器
（３−２０）と（３−２１）の２次で直列に多重化して
いる。この単位インバータは，図１１に示すような通常
のＧＴＯ式２レベルインバータ，ＧＴＯ式３レベルイン
バータあるいはＩＧＢＴ式２レベルインバータである。
この方法では，たとえインバータの利用率向上のために
出力電圧の相電圧に第３高調波を付加する周知の変調法
を採用しても，それはインバータの出力線間には現われ
ないので，３脚３相変圧器を使うことができる。しか
し，先の図９の回路では，単相ブリッジ３台（３相ブリ
ッジ２台と等価）に変圧器巻線３相分が接続されるのに
対し，図１０の回路では，３相ブリッジ１台に３相分の
変圧器巻線が必要となり，結果として変圧器巻線の数が
２倍になり，価格と効率が問題である。即ち，定格が小
さい巻線を多く使うシステムは価格と効率の点で本質的
に不利になるのである。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】従来の典型的な無効電
力または高調波制御用多重インバータは以上のように構
成されているので，単相変圧器または５脚鉄心が必要で
あるとか，３相３脚変圧器でよい場合は，定格の小さな
巻線を多く必要とし，その結果，設置寸法の増大，不経
済化，効率の低下，電磁騒音の増大，などの問題があ
る。また，従来の多重インバータは同一設計仕様のイン
バータを多重にするので，設計の自由度が少なく，種々
の用途に対して柔軟に対応できなかった。上記の通り従
来の多重インバータ回路は，数十ＭＶＡ級以上の無効電
力あるいは高調波制御用インバータの回路方式としては
充分とは云えない。

【０００７】この発明は以上のような問題点を解消する
ためになされたもので，無効電力制御用などのインバー
タにおいて，２台あるいはそれ以上のインバータの出力
を多重化するための変圧器の巻線の数を半分にでき，ま
た第３次高調波磁束の問題を解消して通常の３脚鉄心が
使用できる回路構成を提供する。もつて小形，経済的で
第３高調波磁束による電磁騒音と鉄損がなく，高効率な
インバータを得ることを目的とする。また，回路方式や
直流回路電圧あるいはスイッチング周波数などの仕様特
性の異なる複数台のインバータを複雑な制御系を使うこ
となく多重にできる新しい回路方式を提供する。その一
つとして，２レベルインバータと３レベルインバータに
よる多重インバータを提供する。さらに，インバータを
スイッチング周波数の異なる２グループに分け，スイッ
チング周波数の低いグループに出力電圧の低周波成分を
持たせ，スイッチング周波数の高いグループに出力電圧
の高周波数成分を持たせることにより，制御性能がよ
く，しかも高効率の大容量インバータを提供する。ま
た，無効電力は勿論，有効電力も制御可能とすることを
目的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】この発明の請求項１に係
る多重インバータ装置は，相互に電気的に絶縁された第
一および第二の直流コンデンサ，それぞれ上記第一およ
び第二の直流コンデンサからの直流電圧を３相交流電圧
に変換する第一および第二のインバータ，およびこれら
各インバータと接続されるオープンデルタ結線の１次巻
線と交流回路に接続される２次巻線とからなる変圧器を
備え，各相の上記１次巻線のそれぞれ一端には上記第一
のインバータの各相出力端を，他端には上記第二のイン
バータの各相出力端を接続するようにしたものである。

【０００９】また，請求項２に係る多重インバータ装置
は，特に請求項１の第一の直流コンデンサの電圧に対し
て第二の直流コンデンサの電圧を低く設定したものであ
る。

【００１０】また，請求項３に係る多重インバータ装置
は，特に請求項２の第一のインバータを３相３レベルイ
ンバータとし，第二のインバータを３相２レベルインバ
ータとしたものである。

【００１１】また，請求項４に係る多重インバータ装置
は，互いの正端子同士と負端子同士とがリアクトルを介
して接続された第一および第二の直流コンデンサ，それ
ぞれ上記第一および第二の直流コンデンサからの直流電
圧を３相交流電圧に変換する第一および第二のインバー
タ，およびこれら各インバータと接続されるオープンデ
ルタ結線の１次巻線と交流回路に接続される２次巻線と
からなる変圧器を備え，各相の上記１次巻線のそれぞれ
一端には上記第一のインバータの各相出力端を，他端に
は上記第二のインバータの各相出力端を接続するように
したものである。

【００１２】また，請求項５に係る多重インバータ装置
は，特に請求項４の第一および第二の直流コンデンサ間
に接続される両リアクトルを，その両巻線が共通の磁路
に巻回される結合形とすることにより，上記両巻線に流
れる同一位相の交流電流成分に対して高インピーダンス
値を有するリアクトルとしたものである。

【００１３】また，請求項６に係る多重インバータ装置
は，特に請求項４または５の第一または第二のインバー
タの各相出力電流の直流成分を検出し，この検出値に基
づき上記第一および第二のインバータを差動的に変調制
御することにより，上記直流成分を抑制するようにした
ものである。

【００１４】また，請求項７に係る多重インバータ装置
は，第一および第二のインバータをｎ（ｎは２またはそ
れ以上の正の整数）組で構成するとともに変圧器の１次
および２次巻線をｎ組で構成し，それぞれ上記各ｎ台の
第一のインバータの各入力側は共通にして第一の直流コ
ンデンサに，上記各ｎ台の第二のインバータの各入力側
は共通にして第二の直流コンデンサに接続し，各組毎に
各相の上記１次巻線のそれぞれ一端には同一組の上記第
一のインバータの各相出力端を，他端には同一組の上記
第二のインバータの各相出力端を接続するとともに，上
記各ｎ個の２次巻線を相互に接続して３相結線としたも
のである。

【００１５】また，請求項８に係る多重インバータ装置
は，特に請求項７の各インバータの変調方式として出力
周波数の１周期の間に複数回のスイッチングを行う高周
波ＰＷＭを用い，かつすべてのインバータのスイッチン
グを決めるキャリア波の周波数を同一とし，更にｎ台の
第一のインバータのキャリア波に互いに１８０／ｎ度の
位相差をもたせ，同一組における第一および第二のイン
バータのキャリア波に互いに１８０度の位相差をもたせ
たものである。

【００１６】また，請求項９に係る多重インバータ装置
は，各インバータの変調方式として出力周波数の１周期
の間に複数回のスイッチングを行う高周波ＰＷＭを用
い，かつ第一のインバータのスイッチング周波数に対し
て第二のインバータのスイッチング周波数を高く設定し
たものである。

【００１７】また，請求項１０に係る多重インバータ装
置は，各インバータの出力電圧および電流の制御を同期
回転座標系のｄ軸およびｑ軸上で行い，その制御回路の
発生するｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令をそれぞれ第
一のインバータ用と第二のインバータ用とに分配し，そ
れぞれ第一のインバータおよび第二のインバータの変調
回路に与えるようにしたものである。

【００１８】また，請求項１１に係る多重インバータ装
置は，特に請求項１０の第一のインバータに与える電圧
指令のベクトルと第二のインバータに与える電圧指令の
ベクトルとがそのｄ軸成分，ｑ軸成分のいずれかまたは
双方共異なるように電圧指令を配分するようにしたもの
である。

【００１９】また，請求項１２に係る多重インバータ装
置は，特に請求項７の変圧器の鉄心としてｎ組分の３相
３脚鉄心をその互いに隣接するヨーク部分を共用するこ
とにより一体で構成したものを用い，各組各相の脚に各
組各相の１次および２次巻線を巻回するようにしたもの
である。

【００２０】また，請求項１３に係る多重インバータ装
置は，第一および第二の直流コンデンサのいずれかまた
は双方に直流電源を並列に接続することにより，無効電
力に加え有効電力の制御を可能としたものである。

【００２１】

【作用】この発明の請求項１に係る多重インバータ装置
においては，第一および第二の直流コンデンサが相互に
電気的に絶縁されているので，第一および第二のインバ
ータの出力端間に接続された変圧器１次巻線の電圧には
第３次高調波成分が含まれない。従って，この３相１次
巻線によって発生する磁束にはゼロ相分が含まれず，変
圧器を３相３脚鉄心で構成することができる。

【００２２】また，請求項２に係る多重インバータ装置
においては，第一および第二の直流コンデンサの電圧が
異なるので，第一および第二のインバータはそれぞれ互
いに異なる入力直流電圧の基に動作することになるが，
その出力は何ら支障なく合成され変圧器の１次巻線に印
加される。

【００２３】また，請求項３に係る多重インバータ装置
においては，第一および第二のインバータをそれぞれ３
相３レベルインバータおよび３相２レベルインバータと
しているので一種類のスイッチング素子を使用して異な
る構成のインバータの多重化が実現する。

【００２４】また，請求項４に係る多重インバータ装置
においては，第一および第二の直流コンデンサをリアク
トルを介して接続するようにしているので，両直流コン
デンサ間で電力が融通され両者の直流電圧は常に同一と
なる。また，両直流コンデンサ間を接続することで１次
巻線電圧にゼロ相分が印加されようとするが，上記リア
クトルがそれを抑制する。

【００２５】また，請求項５に係る多重インバータ装置
においては，上記リアクトルを所定の結合形としている
ので，ゼロ相分を効果的に抑制する。

【００２６】また，請求項６に係る多重インバータ装置
においては，各相出力電流の直流成分検出値に基づき両
インバータを差動的に変調制御するので，上記リアクト
ルでは有効に抑制し得ない極く低次のゼロ相電流によっ
て生じ得る変圧器の直流偏磁の現象が防止される。

【００２７】また，請求項７に係る多重インバータ装置
においては，各ｎ台の第一のインバータは第一の直流コ
ンデンサの電圧を共通の電源として動作し，各ｎ台の第
二のインバータは第二の直流コンデンサの電圧を共通の
電源として動作する。そして，各組毎の第一および第二
のインバータの出力は当該組の１次巻線に合成されて供
給され，更に，ｎ組の合成された交流出力が３相結線さ
れた２次巻線から交流回路に供給される。

【００２８】また，請求項８に係る多重インバータ装置
においては，ＰＷＭ制御を行う各インバータのキャリア
波の周波数を同一とし，かつ各インバータのキャリア波
に所定の位相差をもたせるので，高調波成分の抑制され
た良質の３相交流電圧が変圧器の２次巻線から出力され
る。

【００２９】また，請求項９に係る多重インバータ装置
においては，第一のインバータは比較的低周波の交流電
圧を出力し，第二のインバータは比較的高周波の交流電
圧を出力し，これら周波数の異なるインバータ出力が合
成され１次巻線に供給される。

【００３０】また，請求項１０に係る多重インバータ装
置においては，ｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令のそれ
ぞれについて第一のインバータ用と第二のインバータ用
とに分配してそれぞれのインバータの電圧電流を制御す
るので，多重化対象の両インバータの制御出力を自由に
設定することが可能となる。

【００３１】また，請求項１１に係る多重インバータ装
置においては，更に両インバータに与える電圧指令のベ
クトルが，そのｄ軸成分，ｑ軸成分のいずれかまたは双
方共異なるように電圧指令を配分するので，両インバー
タ出力のベクトル和が出力電圧となり，両インバータの
電力分担を自由に設定することが可能となる。

【００３２】また，請求項１２に係る多重インバータ装
置においては，変圧器を，３相３脚をその単位要素とす
る一体構造の鉄心で構成しているので，インバータ出力
の多重化に必要となる変圧器が小形，安価で低騒音とな
る。

【００３３】また，請求項１３に係る多重インバータ装
置においては，直流コンデンサに並列に直流電源が接続
されるので，直流電源が電荷を供給しインバータとして
有効電力の制御も可能となる。

【００３４】

【実施例】

実施例１．本発明の実施例１を図１に示す。本発明はイ
ンバータを第一のインバータとしてのＡ群３相インバー
タ（１−Ａ1），（１−Ａ2），………，（１−Ａn）と
第二のインバータとしてのＢ群３相インバータ（１−Ｂ
1），（１−Ｂ2），………，（１−Ｂn）に分けること
が特徴で，更に，第一の直流コンデンサとしてのＡ群用
直流コンデンサＣA（２−Ａ）と第二の直流コンデンサ
としてのＢ群用直流コンデンサＣB（２−Ｂ）を別に設
けている。Ａ群インバータの出力は，変圧器（３−
１），（３−２），…………，（３−ｎ）のオープンデ
ルタ１次巻線の・の付いた巻初め側端子に接続され，一
方Ｂ群インバータの出力は巻終わり側端子に接続されて
いる。なお，図中箱で示す各単位インバータ（１−Ａ
1）等には，従来の図１１で示した各種の３相インバー
タが採用される。図１においてＡ群インバータとＢ群イ
ンバータは同一設計でも異なる設計でもよいところが本
発明のもう一つの特徴で，設計の自由度が多く柔軟性の
高いシステムを構成することが容易となるものである。
直流コンデンサが分離されているので，Ａ群とＢ群のイ
ンバータは出力電流定格がほぼ同じでさえあれば，出力
電圧定格は異なってもよいのである。Ａ群インバータと
Ｂ群インバータの出力電圧指令を同じ大きさで逆極性に
すれば，１次巻線には２倍の電圧が供給される。本発明
のさらなる特徴は，Ａ群とＢ群に異なる電圧ベクトル指
令を与えるという柔軟性である。その時は，二つの電圧
指令の差が出力電圧として変圧器の１次巻線に印加され
る。本発明の変圧器の２次側の出力の合成はシンプルな
直列接続が最も実用的であるが，特定の高調波を消去す
ることのできる千鳥結線などを使うこともできる。

【００３５】次に，１次側における出力合成の原理を説
明する。本発明では，Ａ群とＢ群に異なる設計仕様のイ
ンバータを用る場合や，Ａ群とＢ群が同じ設計仕様でも
異なる電圧ベクトルの指令を与える制御法を用いること
がある。例えば，Ａ群の３レベルインバータの出力電圧
をＥA＝（Ｅ_U，Ｅ_V，Ｅ_W）とし，Ｂ群の２レベルインバ
ータの出力電圧は，１＞ｋ＞０として，ＥB＝（−ｋ
Ｅ_U，−ｋＥ_V，−ｋＥ_W）とする。その場合，変圧器
に印加される電圧は，ＥT＝ＥA−ＥB ＝（Ｅ_U，Ｅ_V，Ｅ_W）−（−ｋＥ_U，
−ｋＥ_V，−ｋＥ_W）＝（（１＋ｋ）Ｅ_U，（１＋ｋ）
Ｅ_V，（１＋ｋ）Ｅ_W）となり，２台の出力電圧の分担は１：ｋで，和動的に変
圧器に印加される。これを図にしたものが図２（ａ）
で，インバータに与える空間電圧ベクトル指令が逆極性
で大きさが異なることを示している。

【００３６】次に図２（ｂ）は，Ａ群インバータとＢ群
インバータの出力電圧ベクトルの大きさと方向が共に異
なる場合であるが，この場合は二つのベクトルの差の電
圧が変圧器に印加される。方向が異なるのは，Ａ群とＢ
群の運転の力率が異なる場合や，Ａ群に出力電圧の低周
波数成分を持たせ，Ｂ群に高周波成分を持たせるような
制御を行なう場合である。このような複雑な制御系は後
で述べるように，ｄ−ｑ座標系の上で構成するのがよ
い。このようにして，本発明では，Ａ群とＢ群の出力電
圧は全く自由であり，複雑な制御系を何も使わずに多重
にできるのである。

【００３７】単位インバータをスター結線の電源として
説明したものが図３で，インバータＡの各相電圧ｅUA，
ｅVA，ｅWAとインバータＢのｅUB，ｅVB，ｅWBが直列接
続関係になっていることが同図から分かる。両者の電圧
指令を逆極性にすれば，出力電圧が和動になることが容
易にわかる。ゼロ相電圧成分について考えると，第３次
高調波電圧などのゼロ相成分が相電圧に存在してもそれ
は３相インバータの線間には現われないので，電流が流
れない。Ａ群とＢ群の直流コンデンサが別であるため，
ゼロ相電圧が存在してもゼロ相電流は流れ得ないのであ
る。また，単相ブリッジ×３と異なり，第３起磁力は変
圧器１次巻線には印加されないので，通常の３相３脚変
圧器が利用できることが理解できる。直流コンデンサを
２ｎ個設けず，２つとし，ｎ組のＡ群とＢ群で共用して
いることが本発明の特徴であるが，このようにしても，
これらｎ組の間で相互に第三次高調波電流が循環するこ
とはない。その理由はｎ組が発生する第三次高調波電圧
は同じだからである。また，以上の結果，後述するよう
に，直流電圧制御回路も２個で済み，制御回路の構成も
簡単になるという利点がある。次に高調波について考え
ると，インバータ出力が並列に多重化される相間リアク
トル方式では，キャリアを１８０度シフトして波形を改
善すれば，波形の相異による高調波電流が相間リアクト
ルに流れる。しかしこの回路では直列に多重になるの
で，Ａ群とＢ群の高調波の位相差で改善された後の波形
が変圧器に印加されるため，有利となる。

【００３８】実施例２．次に，本発明の実施例２を図４
に示す。これの方式が図１と異なる点はコンデンサＣA
（２−Ａ）とＣB（２−Ｂ）の正，負端子をゼロ相リア
クトル５で相互に並列接続したことである。ここで，両
コンデンサＣA，ＣB間を接続することは，先に説明した
図３の回路で，スター結線で示した両単位インバータの
中性点間を接続することを意味する。従って，このルー
トを介してゼロ相電流が流れようとするので，これを十
分小さい値に抑制するためこのルートにリアクトルを挿
入する訳である。

【００３９】特に，図４に示すゼロ相リアクトル５は，
コンデンサＣAの正端子とコンデンサＣBの正端子との間
に挿入する巻線とコンデンサＣAの負端子とコンデンサ
ＣBの負端子との間に挿入する巻線とを共通の磁路に巻
回する結合形としたもので，これによって上記両巻線を
同一位相で流れることになるゼロ相電流成分に対して高
いインピーダンス値を有しゼロ相電流を効果的に抑制す
る。このようにリアクトル５を介して接続する結果，Ａ
群とＢ群の直流コンデンサの電圧は同じになるので，Ａ
群とＢ群インバータを同じにしなくてはならない。設計
の自由度は少なくなるが，下記のように使いやすいとい
う利点がある。後で述べるように，波形改善のためにＡ
群インバータとＢ群インバータの変調のキャリア位相を
１８０度シフトする方法を使うが，その結果Ａ群インバ
ータとＢ群インバータの基本波出力電圧波形に少しの位
相差が生じ，系統から直流コンデンサに取り込まれる有
効電力に差が生じて２つのコンデンサの直流電圧が一致
しなくなることがある。その問題に対してこの回路で
は，２つの直流電圧制御系を使わなくても自然に解決さ
れるのである。

【００４０】また，無効電力制御装置が始動する場合に
インバータは運転せずに出力側に系統を先に接続し，逆
充電する方法を使うことが多いが，その時にＡ群インバ
ータとＢ群インバータの直流コンデンサの電圧配分を制
御するものが無いため，直流電圧が不平衡になる問題が
あるが，それはこのゼロ相リアクトルにより解決する。
なお，コンデンサ間を接続するのは上述した結合形のゼ
ロ相リアクトルでなくても正側と負側の両方に通常の直
流リアクトルを設けてもほぼ同じ効果を得ることができ
る。ここに流れる直流電流は不平衡分のごくわずかの電
流であるので，インダクタンスの高い通常のリアクトル
を設け，ゼロ相電流成分を充分少なくすることは容易で
ある。

【００４１】実施例３．次に，ゼロ相リアクトルをもた
ない図１で示した多重インバータ装置を無効電力制御装
置に使用した場合の制御回路の例をこの発明の実施例３
として以下図５に基づいて説明する。この制御装置は，
図示を省略した電力系統に接続され，上位のコントロー
ラである電流指令回路（１１８）のｄ軸指令ｉd^*，ｑ軸
指令ｉq^*に基づき，電力系統へ無効電力を注入すること
により系統の安定度向上を行なうシステムである。電流
指令の作り方は本発明の主題ではないので，ここでは触
れない。インバータの出力はＰＬＬ（１０４）により系
統と同期するように制御された発振器（１００）とカウ
ンタ（１０１）を基準として制御される。カウンタは１
２ビット程度のカウンタである。正弦波と余弦波の発生
回路（１０３）はカウント数に応じてリードオンリーメ
モリに記録したｓｉｎとｃｏｓの波形を読み，カウンタ
の一巡で一周期のｓｉｎ，ｃｏｓ波を得る。このｓｉ
ｎ，ｃｏｓ信号を用いて出力電流は座標変換回路（１０
９）により，３相からｄｑ軸座標に変換されｉd，ｉqと
してｄ軸電流制御回路（１１４）とｑ軸電流制御回路
（１１３）にフィードバックされる。

【００４２】ｄ軸電流制御回路とｑ軸電流制御回路はｄ
軸指令ｉd^*，ｑ軸指令ｉq^*およびフィードバック信号ｉ
d，ｉqに基づきインバータの発生すべきｄ軸電圧とｑ軸
電圧の指令Ｅd^*，Ｅq^*を出力する。図においてｄ軸とｑ
軸の電流制御のブロック図が実線でなく点線で分離され
ているのは，両者の間に非干渉化制御のやり取りがある
こと，及び信号Ｅd^*，Ｅq^*は両者から出た指令をまとめ
たものであるからである。

【００４３】これらのｄｑ軸上の指令信号は本発明の特
徴であるｄ軸電圧配分回路（１０８）とｑ軸電圧配分回
路（１０７）に与えられる。例えば，Ａ群インバータは
３レベルインバータで直流電圧が4,000V，Ｂ群インバー
タは２レベルインバータで直流電圧は2,000Vであるとす
れば，出力電圧指令はＥdA^*：ＥdB^*＝２：−１，ＥqA^*：ＥqB^*＝２：−１に配分する。ここでＢ群側出力を逆極性にすることによ
って出力は３になる。他の例として，Ａ群インバータが
スイッチング周波数の低いＧＴＯインバータで，Ｂ群イ
ンバータがスイッチング周波数の高いＩＧＢＴインバー
タであるシステムを設計する場合は，電圧配分回路に電
圧指令の低周波数成分と高周波数成分を分離するフィル
タを設け，低周波数成分をＡ群インバータに，高周波数
成分をＢ群インバータに配分する。

【００４４】第３調波発生回路（１１９）は，電圧利用
率を向上するための１６％の第３調波ｓｉｎ３ωｔをカ
ウンタに応じて発生し，ＰＷＭ回路（１１１−Ａ１）か
ら（１１１−Ｂｎ）に加える。これはＡ群用を＋ｓｉｎ
３ωｔとすれば，Ｂ群用は−ｋｓｉｎ３ωｔとなる。ｋ
はＢ群インバータの出力電圧のＡ群インバータに対する
比で，１≧ｋである。

【００４５】なお，１６％の第３調波成分を電圧指令に
加えて電圧利用率を向上させる考え方は公知であるの
で，その詳しい説明はここでは省略するが，概略以下の
通りである。即ち，ＰＷＭ制御において，電圧指令に１
６％の第３調波成分を加えることによってその合成電圧
指令の波高値が低減する。従って，制御上の線形関係を
保つため，この合成電圧指令の波高値は三角キャリア波
の波高値を超えない範囲に留める必要があるが，その範
囲内で電圧指令の基本波成分を１６％高くできることに
なり，その分インバータの利用率が向上する訳である。
勿論のことであるが，前述した通り，この電圧指令に加
えた第３調波成分は，変圧器の１次巻線間に供給される
インバータの出力電圧には現れない。

【００４６】無効電力制御装置では，直流回路にコンデ
ンサを持つだけで，電源を持たないので，インバータの
損失に相当するだけの有効電力を系統から取り込む必要
がある。損失が増えると直流電圧が低下する関係にある
ので，直流電圧制御回路（１１５−Ａ）と（１１５−
Ｂ）により，図示を省略した直流コンデンサＣA（２−
Ａ）とＣB（２−Ｂ）の電圧を制御する。コンデンサＣA
（２−Ａ）とＣB（２−Ｂ）の電圧を電圧検出器（１１
７−Ａ）と（１１７−Ｂ）で帰還し，直流電圧のＥdA基
準（１１６−Ａ）とＥdB基準（１１６−Ｂ）に基づき，
直流電圧制御回路はＡ群とＢ群インバータの損失電力に
対応する微少なｑ軸電圧成分を発生する。その信号は加
算器（２０６）と（２０７）でｄｑ軸電流制御のｑ軸電
圧指令と加算され，ｄｑ／３相座標変換回路（１０
５），（１０６）に与えられる。

【００４７】ｄｑ／３相座標変換回路で３相信号に変換
された電圧指令は各単位インバータのＰＷＭ変調回路
（１１１−Ａ１）から（１１１−Ｂｎ）に与えられる。
これらの変調回路はＵ，Ｖ，Ｗ各相に設けられた図６
（ａ）に例示するような変調回路である。三角波キャリ
アはカウンタ（１０１）の信号からキャリア回路（１０
２）で作られ，インバータの出力の整数倍の周波数で同
期したものである。この例ではインバータ（１−Ａ
１），（１−Ａ２），………，（１−Ａｎ）のキャリア
をＫA1，ＫA2，………，ＫAnとして，それ等を図６
（ｂ）に示すように相互に１８０度÷ｎの位相差にして
いる。（図の例はｎ＝３で位相差は６０゜）そして，インバータ（１−Ｂ１），（１−Ｂ２），……
…，（１−Ｂｎ）のキャリアＫB1，ＫB2，………，ＫBn
は，対応するＡ群インバータのキャリアに対して１８０
度の位相関係としている。このようにすることにより等
価的なスイッチング周波数が向上し，高調波の少ない良
好な波形と制御性能が得られる。

【００４８】上記の例で分かるように本発明の制御回路
は，Ａ群とＢ群インバータの電圧分担をｄｑ軸の電圧配
分回路で決めると云うシンプルな構成である。しかも前
向きのフィードフォワード制御であるので，制御遅れの
問題がなく，高性能を発揮できると云う特徴がある。

【００４９】実施例４．次に，図４で示した多重インバ
ータ装置を無効電力制御装置に使用した場合の制御回路
の例をこの発明の実施例４として以下の図７に基づいて
説明する。図５と同じ名称と記号のブロックは同じ機能
であるので，説明は省略する。この例では直流コンデン
サＣA（２−Ａ）とＣB（２−Ｂ）をゼロ相リアクトル５
で並列接続しているので，直流電圧の制御系が１つしか
要らず単純になる点が図５の実施例と大きく異なる。直
流電圧はインバータの有効電流即ちｄ軸電流で決まるの
で，ｄ軸電流制御（１１４）に与える指令値ｉd^*を操作
して直流電圧の制御を行っている。

【００５０】このシステムではＡ群インバータとＢ群イ
ンバータの直流回路がゼロ相リアクトルで繋っているの
で，直流に近い低い周波数成分のゼロ相電流がＡ群とＢ
群の間で循環し，変圧器の直流偏磁をもたらす。その原
因はＧＴＯ素子特性や変調回路のばらつきで，不規則に
変化する低い周波数成分が少し発生し，ゼロ相電流が循
環する。それを抑制するために，各単位インバータの出
力電流を直流まで検出できる電流センサ（１１２−ｘ）
で３相全て計測し，その直流電流成分を検出器（１１０
−ｘ）で求める。この直流成分が発生する原因はＡ群と
Ｂ群の各相出力電圧の正負非対称にあるから，検出され
た直流成分をＡ群変調回路（１１１−Ａｘ）とＢ群の変
調回路（１１１−Ｂｘ）に差動的に与えている。

【００５１】実施例５．次に，本発明の無効電力制御装
置に使用する新規な変圧器の構造を，この発明の実施例
５として図８により説明する。この例はＡ群インバー
タ，Ｂ群インバータとも３台のシステムに適用する変圧
器であるが，ｎが３以上でも同じように拡張できる。変
圧器には，Ｕ1，Ｕ2，Ｕ3相の脚，（３１６），（３２
６），（３３６），Ｕ相１次巻線ＰＵ１（３１０），Ｐ
Ｕ２（３２０），ＰＵ３（３３０），Ｕ相２次巻線ＳＵ
１（３１１），ＳＵ２（３２１），ＳＵ３（３３１）お
よびＶ1，Ｖ2，Ｖ3相の脚（３１７），（３２７），
（３３７）およびＶ相１次巻線ＰＶ１（３１２），ＰＶ
２（３２２），ＰＶ３（３３２），およびＶ相２次巻線
ＳＶ１（３１３），ＳＶ２（３２３），ＳＶ３（３３
３）およびＷ1，Ｗ2，Ｗ3相の脚（３１８），（３２
８），（３３８）およびＷ相１次巻線ＰＷ１（３１
４），ＰＷ２（３２４），ＰＷ３（３３４），およびＷ
相２次巻線ＳＷ１（３１５），ＳＷ２（３２５），ＳＷ
３（３３５）を有する。図の各巻線の・印は，巻始めを
示す極性記号である。この変圧器と組み合わせるインバ
ータは，図１または図４において，ｎ＝３とした回路で
ある。ここでは仮に図１の主回路と図５の制御回路を組
み合わせたものであるとする。３台のＡ群インバータの
出力は，上記１次巻線の巻始めに接続され，３台のＢ群
インバータの出力は，上記１次巻線の巻終わりに接続さ
れる。

【００５２】Ａ群インバータとＢ群インバータのそれぞ
れは３相ブリッジインバータであるので，出力の線間電
圧には第３次高調波電圧を含まない。従ってＡ群とＢ群
インバータの出力の間に直列に接続された上記の１次巻
線電圧にも第３次高調波は含まれないので，図８の変圧
器は３脚でよいのである。これは，従来の無効電力制御
装置では特殊構造の単相変圧器が３台使われているのに
比し，経済性と寸法の点で有利となる本発明の利点であ
る。なお，本発明には図８のような特殊変圧器ではな
く，通常の３相３脚変圧器をｎ台，あるいは単相変圧器
を３ｎ台使うこともできるし，従来の文献にあるような
ｎ台の単相変圧器を１つにまとめた特殊変圧器を３台使
うこともできることは云うまでもない。

【００５３】図１の主回路を図４の制御回路で，例えば
出力周波数６０Ｈｚに対してキャリア周波数３００Ｈｚ
で運転すれば，３台のＡ群インバータはキャリア波の位
相が３００Ｈｚベースの電気角で，０゜，６０゜，１２
０゜と異なるが，電圧指令は同じである。同様に３台の
Ｂ群インバータもキャリア波の位相が１８０゜，２４０
゜，３００゜と異なるが，電圧指令は同じである。従っ
て，３組のインバータの１次巻線印加電圧は基本波は同
じで，キャリアの位相差により，高調波が異なるのみで
ある。従って，例えば，Ｕ相の磁束が図８の下から上に
通っている場合，その基本波成分は，脚（３３６）→
（３２６）→（３１６）→（３４０）と来る。次にＶ1
相の脚（３１７）とＷ1相の（３１８）に別れる。これ
で分かるように，Ｕ相磁束の基本波成分は脚（３５０）
と（３６０）を通ることはないのである。巻線ＰＵ１，
ＰＵ２，ＰＵ３の高調波電圧は異なるので，脚（３１
６），（３２６），（３３６）の高調波磁束は異なる。
これ等の高調波磁束の差の成分が脚（３５０）と（３６
０）を通ることにより，磁束の連続性が成り立つ。上記
から明かなように，本発明の変圧器では，高調波磁束の
みが通る脚（３５０）と（３６０）の断面積は脚（３４
０）や（３７０）の数分の１でよい。このように本発明
では，図８に示すように，３相３脚の特殊構造変圧器に
まとめて一体化し，小形化，経済化を実現できるのであ
る。

【００５４】なお，本発明になるインバータ装置の用途
は，ＧＴＯインバータによる電力系統用の無効電力ある
いは高調波制御装置が代表的なものであるが，それ以外
にも，直流コンデンサＣAおよびＣBのいずれかまたは双
方に直流電源を並列に接続することにより，無効電力に
加えて有効電力の制御用の用途にも応用することができ
る。

【００５５】また，上記各実施例では，Ａ群インバータ
とＢ群インバータを各ｎ台組み合わせた多重インバータ
装置としたが，ここでｎ＝１としてもよい。即ち，図１
の回路を例に示せば，１台の第一のインバータ（１−Ａ
1）と１台の第二のインバータ（１−Ｂ1）を使用し，図
の回路に結線して変圧器（３−１）の２次巻線から３相
交流出力を取り出すこともでき，既述したこの発明と同
等の効果を奏する。

【００５６】

【発明の効果】以上のように，この発明の請求項１に係
る多重インバータ装置は，相互に電気的に絶縁された第
一および第二の直流コンデンサ，それぞれ上記第一およ
び第二の直流コンデンサからの直流電圧を３相交流電圧
に変換する第一および第二のインバータ，およびこれら
各インバータと接続されるオープンデルタ結線の１次巻
線と交流回路に接続される２次巻線とからなる変圧器を
備え，各相の上記１次巻線のそれぞれ一端には上記第一
のインバータの各相出力端を，他端には上記第二のイン
バータの各相出力端を接続するようにしたので，第一お
よび第二のインバータの出力端に接続された変圧器の１
次巻線の電圧には第３次高調波成分が含まれず，変圧器
を経済的な３相３脚鉄心で構成することができる。従っ
て，多重化すべき単位３相インバータ１台当たりに必要
となる変圧器の巻線数が半減し，巻線の単位容量が増大
するので経済性が高まる。

【００５７】また，請求項２に係る多重インバータ装置
は，第一の直流コンデンサの電圧に対して第二の直流コ
ンデンサの電圧を低く設定したので，出力電流定格さえ
同じであれば，直流電圧が異なるインバータの多重化が
可能となる。

【００５８】また，請求項３に係る多重インバータ装置
は，第一のインバータを３相３レベルインバータとし，
第二のインバータを３相２レベルインバータとしたの
で，定格構成が更に異なるインバータの多重化が可能と
なる。同一定格のスイッチング素子を用いた３レベルイ
ンバータは，２レベルインバータの２倍の電圧が得られ
るので，両者を組み合わせることにより，２レベルイン
バータの３倍の容量が得られる。

【００５９】また，請求項４に係る多重インバータ装置
は，互いの正端子同士と負端子同士とがリアクトルを介
して接続された第一および第二の直流コンデンサ，それ
ぞれ上記第一および第二の直流コンデンサからの直流電
圧を３相交流電圧に変換する第一および第二のインバー
タ，およびこれら各インバータと接続されるオープンデ
ルタ結線の１次巻線と交流回路に接続される２次巻線と
からなる変圧器を備え，各相の上記１次巻線のそれぞれ
一端には上記第一のインバータの各相出力端を，他端に
は上記第二のインバータの各相出力端を接続するように
したので，両直流コンデンサ間で電力が融通され両者の
直流電圧は常に同一になりこの直流電圧の制御回路構成
が簡便となる。また，両直流コンデンサ間を接続するこ
とで１次巻線電圧にゼロ相分が印加されようとするが上
記リアクトルにより抑制される。

【００６０】また，請求項５に係る多重インバータ装置
は，請求項４のリアクトルを所定の結合形としたので，
ゼロ相分が効果的に抑制される。

【００６１】また，請求項６に係る多重インバータ装置
は，更に第一または第二のインバータの各相出力電流の
直流成分を検出し，この検出値に基づき上記第一および
第二のインバータを差動的に変調制御することにより，
上記直流成分を抑制するようにしたので，上記リアクト
ルでは有効に抑制し得ない極く低次のゼロ相電流によっ
て生じ得る変圧器の直流偏磁の現象が防止される。

【００６２】また，請求項７に係る多重インバータ装置
においては，第一および第二のインバータをｎ組で構成
するとともに変圧器の１次および２次巻線をｎ組で構成
し，それぞれ上記各ｎ台の第一のインバータの各入力側
は共通にして第一の直流コンデンサに，上記各ｎ台の第
二のインバータの各入力側は共通にして第二の直流コン
デンサに接続し，各組毎に各相の上記１次巻線のそれぞ
れ一端には同組の上記第一のインバータの各相出力端
を，他端には同一組の上記第二のインバータの各相出力
端を接続するとともに，上記各ｎ個の２次巻線を相互に
接続して３相結線としたので，請求項１で示す効果を確
保し，しかも直流コンデンサは２台のままで，インバー
タの多重化を更に２ｎ台にまで拡大することができる。

【００６３】また，請求項８に係る多重インバータ装置
は，各インバータの変調方式として出力周波数の１周期
の間に複数回のスイッチングを行う高周波ＰＷＭを用
い，かつすべてのインバータのスイッチングを決めるキ
ャリア波の周波数を同一とし，更にｎ台の第一のインバ
ータのキャリア波に互いに１８０／ｎ度の位相差をもた
せ，同一組における第一および第二のインバータのキャ
リア波に互いに１８０度の位相差をもたせたので，高調
波成分の抑制された良質の３相交流出力が得られる。

【００６４】また，請求項９に係る多重インバータ装置
は，各インバータの変調方式として出力周波数の１周期
の間に複数回のスイッチングを行う高周波ＰＷＭを用
い，かつ第一のインバータのスイッチング周波数に対し
て第二のインバータのスイッチング周波数を高く設定し
たので，低周波インバータと高周波インバータの多重化
が可能となる。

【００６５】また，請求項１０に係る多重インバータ装
置は，各インバータの出力電圧および電流の制御を同期
回転座標系のｄ軸およびｑ軸上で行い，その制御回路の
発生するｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令をそれぞれ第
一のインバータ用と第二のインバータ用とに分配し，そ
れぞれ第一のインバータおよび第二のインバータの変調
回路に与えるようにしたので，多重化対象の両インバー
タの制御出力を自由に設定することが可能となる。

【００６６】また，請求項１１に係る多重インバータ装
置は，第一のインバータに与える電圧指令のベクトルと
第二のインバータに与える電圧指令のベクトルとがその
ｄ軸成分，ｑ軸成分のいずれかまたは双方共異なるよう
に電圧指令を配分するようにしたので，両インバータの
電圧分担をより自由に設定することができる。

【００６７】また，請求項１２に係る多重インバータ装
置は，変圧器の鉄心としてｎ組分の３相３脚鉄心をその
互いに隣接するヨーク部分を共用することにより一体で
構成したものを用い，各組各相の脚に各組各相の１次お
よび２次巻線を巻回するようにしたので，インバータ出
力の多重化に必要となる変圧器が小形，安価で低騒音と
なる。

【００６８】また，請求項１３に係る多重インバータ装
置は，第一および第二の直流コンデンサのいずれかまた
は双方に直流電源を並列に接続するようにしたので，無
効電力に加え有効電力の制御も可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施例１による多重インバータ装置
の主回路を示す図である。

【図２】図１におけるＡ群とＢ群のインバータの出力電
圧ＥAとＥBの空間電圧ベクトルの関係図である。

【図３】この発明の原理を説明する図で，スター接続の
３相電源として表現された二つのインバータと負荷の関
係を示す図である。

【図４】この発明の実施例２による多重インバータ装置
の主回路を示す図である。

【図５】この発明の実施例３による多重インバータ装置
の制御回路を示す図である。

【図６】図（ａ）はこの発明に使用するＰＷＭ回路の原
理図であり，図（ｂ）は複数の単位インバータに与える
三角波キャリアの位相関係を示す図である。

【図７】この発明の実施例４による多重インバータ装置
の制御回路を示す図である。

【図８】この発明の多重インバータに組合せ使用する３
相変圧器の構造原理図である。

【図９】図（ａ）は大容量無効電力制御用インバータと
して従来から使われている代表的な回路の第一の例を示
す図で，図（ｂ）はそれを構成する単位インバータのブ
ロック図の内部構成を示す回路図である。

【図１０】大容量無効電力制御用や新エネルギー用イン
バータとして従来から使われている代表的な回路の第二
の例を示す図である。

【図１１】多重インバータの単位インバータとして使わ
れるＧＴＯによる２レベルインバータと３レベルインバ
ータおよびＩＧＢＴによる２レベルインバータの回路図
である。

【符号の説明】

１−Ａ１〜１−ＡｎＡ群インバータ（第一のインバー
タ）１−Ｂ１〜１−ＢｎＢ群インバータ（第二のインバー
タ）１−１〜１−８従来例の無効電力制御装置に使われる
インバータの８台の単位インバータ１−２０，１−２１従来例の無効電力制御装置などに
使われる３相ブリッジの単位インバータ２直流コンデンサ２−ＡＡ群用直流コンデンサ（第一の直流コンデン
サ）ＣA ２−ＢＢ群用直流コンデンサ（第二の直流コンデン
サ）ＣB ３−１〜３−ｎオープンデルタ１次巻線の変圧器３−２０，３−２１従来例の無効電力制御装置に使わ
れる３相変圧器５ゼロ相リアクトル１００パルス発振器１０１カウンタ１０２キャリア波回路１０３正弦波と余弦波の発生回路１０４カウンタを系統電圧に同期させる phase locke
d loop 制御回路１０５，１０６ｄｑ軸から３相への座標変換回路１０７ｑ軸電圧指令をＡ群とＢ群インバータに配分す
る回路１０８ｄ軸電圧指令をＡ群とＢ群インバータに配分す
る回路１０９３相からｄｑ軸への座標変換回路１１０−１〜１１０−ｎインバータの出力電流の直流
成分をＵ，Ｖ，Ｗ相ごとに検出し，偏磁防止のための補
正信号を変調回路へ送る回路１１１−Ａ１〜１１１−ＢｎＰＷＭ変調回路１１２−１〜１１２−ｎインバータの各相の出力電流
を検出するホール素子などを用いた直流成分も測定でき
る電流検出回路１１３ｑ軸電流の制御回路１１４ｄ軸電流の制御回路１１５，１１５−Ａ，１１５−Ｂ直流電圧制御回路１１６，１１６−Ａ，１１６−Ｂ直流電圧の基準１１７，１１７−Ａ，１１７−Ｂ直流コンデンサ電圧
の帰還回路１１８無効電力制御装置に電流指令を与える上位のコ
ントローラ１１９電圧利用率向上のための第３調波発生回路２００〜２０８制御信号の加減算回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】相互に電気的に絶縁された第一および第
二の直流コンデンサ，それぞれ上記第一および第二の直
流コンデンサからの直流電圧を３相交流電圧に変換する
第一および第二のインバータ，およびこれら各インバー
タと接続されるオープンデルタ結線の１次巻線と交流回
路に接続される２次巻線とからなる変圧器を備え，各相
の上記１次巻線のそれぞれ一端には上記第一のインバー
タの各相出力端を，他端には上記第二のインバータの各
相出力端を接続するようにした多重インバータ装置。
【請求項２】第一の直流コンデンサの電圧に対して第
二の直流コンデンサの電圧を低く設定したことを特徴と
する請求項１記載の多重インバータ装置。
【請求項３】第一のインバータを３相３レベルインバ
ータとし，第二のインバータを３相２レベルインバータ
としたことを特徴とする請求項２記載の多重インバータ
装置。
【請求項４】互いの正端子同士と負端子同士とがリア
クトルを介して接続された第一および第二の直流コンデ
ンサ，それぞれ上記第一および第二の直流コンデンサか
らの直流電圧を３相交流電圧に変換する第一および第二
のインバータ，およびこれら各インバータと接続される
オープンデルタ結線の１次巻線と交流回路に接続される
２次巻線とからなる変圧器を備え，各相の上記１次巻線
のそれぞれ一端には上記第一のインバータの各相出力端
を，他端には上記第二のインバータの各相出力端を接続
するようにした多重インバータ装置。
【請求項５】第一および第二の直流コンデンサ間に接
続される両リアクトルを，その両巻線が共通の磁路に巻
回される結合形とすることにより，上記両巻線に流れる
同一位相の交流電流成分に対して高インピーダンス値を
有するリアクトルとしたことを特徴とする請求項４記載
の多重インバータ装置。
【請求項６】第一または第二のインバータの各相出力
電流の直流成分を検出し，この検出値に基づき上記第一
および第二のインバータを差動的に変調制御することに
より，上記直流成分を抑制するようにしたことを特徴と
する請求項４または５記載の多重インバータ装置。
【請求項７】第一および第二のインバータをｎ（ｎは
２またはそれ以上の正の整数）組で構成するとともに変
圧器の１次および２次巻線をｎ組で構成し，それぞれ上
記各ｎ台の第一のインバータの各入力側は共通にして第
一の直流コンデンサに，上記各ｎ台の第二のインバータ
の各入力側は共通にして第二の直流コンデンサに接続
し，各組毎に各相の上記１次巻線のそれぞれ一端には同
一組の上記第一のインバータの各相出力端を，他端には
同一組の上記第二のインバータの各相出力端を接続する
とともに，上記各ｎ個の２次巻線を相互に接続して３相
結線としたことを特徴とする請求項１ないし６のいずれ
かに記載の多重インバータ装置。
【請求項８】各インバータの変調方式として出力周波
数の１周期の間に複数回のスイッチングを行う高周波Ｐ
ＷＭを用い，かつすべてのインバータのスイッチングを
決めるキャリア波の周波数を同一とし，更にｎ台の第一
のインバータのキャリア波に互いに１８０／ｎ度の位相
差をもたせ，同一組における第一および第二のインバー
タのキャリア波に互いに１８０度の位相差をもたせたこ
とを特徴とする請求項７記載の多重インバータ装置。
【請求項９】各インバータの変調方式として出力周波
数の１周期の間に複数回のスイッチングを行う高周波Ｐ
ＷＭを用い，かつ第一のインバータのスイッチング周波
数に対して第二のインバータのスイッチング周波数を高
く設定したことを特徴とする請求項１ないし７のいずれ
かに記載の多重インバータ装置。
【請求項１０】各インバータの出力電圧および電流の
制御を同期回転座標系のｄ軸およびｑ軸上で行い，その
制御回路の発生するｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を
それぞれ第一のインバータ用と第二のインバータ用とに
分配し，それぞれ第一のインバータおよび第二のインバ
ータの変調回路に与えるようにしたことを特徴とする請
求項１ないし９のいずれかに記載の多重インバータ装
置。
【請求項１１】第一のインバータに与える電圧指令の
ベクトルと第二のインバータに与える電圧指令のベクト
ルとがそのｄ軸成分，ｑ軸成分のいずれかまたは双方共
異なるように電圧指令を配分するようにしたことを特徴
とする請求項１０記載の多重インバータ装置。
【請求項１２】変圧器の鉄心としてｎ組分の３相３脚
鉄心をその互いに隣接するヨーク部分を共用することに
より一体で構成したものを用い，各組各相の脚に各組各
相の１次および２次巻線を巻回するようにしたことを特
徴とする請求項７記載の多重インバータ装置。
【請求項１３】第一および第二の直流コンデンサのい
ずれかまたは双方に直流電源を並列に接続することによ
り，無効電力に加え有効電力の制御を可能としたことを
特徴とする請求項１ないし１２のいずれかに記載の多重
インバータ装置。