JP3651796B2 - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3651796B2 JP3651796B2 JP2002227382A JP2002227382A JP3651796B2 JP 3651796 B2 JP3651796 B2 JP 3651796B2 JP 2002227382 A JP2002227382 A JP 2002227382A JP 2002227382 A JP2002227382 A JP 2002227382A JP 3651796 B2 JP3651796 B2 JP 3651796B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- inverter
- transformer
- converter
- winding
- frequency
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/30—Reactive power compensation
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力系統の電圧・無効電力調整を行ったり系統安定化装置などに適用したりするのに好適な、自励式電圧型電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、電力系統の電圧調整を行うために、静止型無効電力補償装置（ＳＶＣ）を適用したり、潮流を適切に保ち電力系統の損失を低減して電力系統を安定化するために、直列型インピーダンス補償装置や移相器等の系統安定化装置を適用したりしている。これらは、電力系統の出力無効電力を連続的に調整したり、インピーダンスや移相量を連続的に調整したりするために、電力用の半導体スイッチを備えた大容量の電力変換器を用いている。特に近年では、制御能力が高いことから、自励式電圧型電力変換装置が適用される傾向にある。
【０００３】
図１３は、このような用途で利用される従来の自励式電圧型電力変換装置の構成例を示したものである。同図において、インバータ１は、スイッチング素子１１〜１４と、逆並列ダイオード１５〜１８とから構成されている。インバータ１の交流出力端は、変換器用変圧器３を介して電力系統側に接続される。一方、直流側にはコンデンサ５を接続している。
【０００４】
自励式電圧型電力変換装置の動作としては、直流コンデンサ５を適宜充電した後、例えば、図１４(a)に示すようなパルスにより、スイッチング素子１１を動作させ、これと逆のパルスをスイッチング素子１３に与える（不図示）。また、同図(b)に示すようなパルスにより、スイッチング素子１２を動作させ、これと逆のパルスをスイッチング素子１４に与える（不図示）。その結果、変換器用変圧器３の１次側には、スイッチング素子１１を動作させるパルスとスイッチング素子１２を動作させるパルスの差分が供給されて、同図(c)に示す出力電圧Ｖｄが得られる。
【０００５】
なお、変換器用変圧器３の巻数比は簡単のため１：１としているが、電力系統側の電圧階級と、インバータ側の定格電圧により適宜巻数比を変更しても動作原理には影響しない。
【０００６】
ここで、各スイッチング素子に与えるパルスのタイミングと、導通期間を調整することにより、出力電圧の基本波成分の位相と大きさを任意に調整できるため、この作用を利用して上位の制御装置と組み合わせることによって前述の電圧制御、無効電力制御、インピーダンス補償、移相などの動作をさせている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図１４(c)の出力電圧中には多量の高調波成分が含まれている。この高調波成分は、電力系統に流出すると、通信障害を引き起こしたり、他の機器に流れ込んで過熱や異常振動を引き起こしたりする場合があるので、この高調波成分の発生量はなるべく少ないことが望ましい。その高調波成分の上限は、高調波抑制対策ガイドライン等で規定されているとおりである。
【０００８】
そこで、従来は、発生した高調波の電力系統側への流出を抑制するために、各スイッチング素子に与えるパルスの数を多くしたり、複数のインバータに対応する変換器用変圧器の複数の巻線を直列接続して多重化したりする技術が適用されていた。
【０００９】
しかしながら、パルス数を多くすると、スイッチング素子のスイッチング動作に伴う損失が増加したり、素子の最小オンパルス電圧の制約等によりスイッチング素子の利用率が低下してシステムを経済的に構築することが困難になっていた。一方、多重化すると、多重数に応じて発生高調波が低減するので、多重数は多いほうが望ましいが、変換器用変圧器の巻線の個数およびインバータの台数が多くなり、やはり経済面で不利になるという問題があった。
【００１０】
本発明の電力変換装置は、このような問題を解決するために、スイッチング損失を低減しつつ、低コストで発生高調波を低減する電力変換装置を提供することを目的としている。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１に記載の電力変換装置は、容量の異なる少なくとも二つのインバータおよびそれぞれのインバータの直流側にコンデンサを有し、少なくとも二つのインバータのうちの第１のインバータは、第２のインバータより大容量で系統周波数と等しい動作周波数で動作し、変換器用変圧器を介して系統に接続され、第２のインバータは、第１のインバータより小容量で系統周波数より高い周波数で第１のインバータと同期して動作し、変換器用変圧器と第１のインバータとの間に直列に配置された加算用変圧器を介して変換器用変圧器に接続されてなることを特徴とする。
【００１２】
これにより、スイッチング損失が少なく、発生高調波も少ない電力変換装置を低コストで実現することができる。
【００１３】
請求項２記載の電力変換装置は、請求項１に記載の電力変換装置において、
第１のインバータと第２のインバータの直流側は相互に接続されて一個のコンデンサを共有し、変換器用変圧器と第１のインバータとの間に直列に配置された加算用変圧器の1次巻線と2次巻線の巻数は互いに異なることを特徴とする。
【００１４】
これにより、直流コンデンサを一つとしても、第１の実施の形態と同様、スイッチング損失が少なく、発生高調波も少ない電力変換装置をさらに低コストで実現することができる。
【００１５】
請求項３記載の電力変換装置は、請求項１または請求項２に記載の電力変換装置において、第１のインバータと第２のインバータはそれぞれが二つのコンデンサを有するNPCインバータによって構成されてなることを特徴とする。
【００１６】
これにより、インバータ１，２をＮＰＣ（Ｎｅｕｔｒａｌ Ｐｏｉｎｔ Ｃｌａｍｐｅｄ）インバータとすることにより、第１の実施の形態における効果よりさらに高調波を低減することができる。
【００１７】
請求項４記載の電力変換装置は、請求項１に記載の電力変換装置において、第２のインバータの出力端は加算用変圧器を介さず、変換器用変圧器と第１のインバータとの間に直列に接続されてなることを特徴とする。
【００１８】
これにより、変圧器を省略しても、第１の実施の形態と同様に、スイッチング損失が少なく、発生高調波も少ない電力変換装置をさらに低コストで実現することができる。
【００１９】
請求項５記載の電力変換装置は、請求項１乃至請求項４のいずれか1項に記載の電力変換装置において、第１のインバータと第２のインバータはそれぞれが単相インバータ、NPCインバータまたは三相インバータの任意の組み合わせで構成されることを特徴とする。
【００２０】
これにより、第１の実施の形態乃至第４の実施の形態と同様、スイッチング損失が少なく、発生高調波も少ない電力変換装置を低コストで実現することができる。
【００２１】
請求項６記載の電力変換装置は、請求項５に記載の電力変換装置において、変換器用変圧器の第１の巻線を介して系統に接続される第１のインバータと変換器用変圧器の第１の巻線と第１のインバータとの間に第１の加算用変圧器を介して直列に接続される第２のインバータに加えて、第２のインバータより大容量で系統周波数と等しい動作周波数で動作し、変換器用変圧器の第２の巻線を介して系統に接続される第３のインバータと、第1のインバータより小容量で系統周波数より高い周波数で第３のインバータと同期して動作し、変換器用変圧器の第２の巻線と第３のインバータとの間に第２の加算用変圧器を介して直列に接続される第４のインバータを有し、変換器用変圧器の第１の巻線と第２の巻線の１次側は直列に接続され、かつ位相差を発生するように結線されてなることを特徴とする。
【００２２】
このように多重化を移相を行いながら組合せることにより、第１の実施の形態にあげた、スイッチング損失が少なく、発生高調波も少ない電力変換装置を低コストで実現するという効果に加えて、さらに高調波を低減することができる。
【００２３】
請求項７記載の電力変換装置は、請求項６に記載の電力変換装置において、変換器用変圧器の巻線は一組であり、第１のインバータ、第２のインバータおよび第１の加算用変圧器からなる出力端と、第３のインバータ、第４のインバータおよび第２の加算用変圧器からなる出力端とを、それぞれに対応する結合リアクトルを介して接続し、変換器用変圧器の1次巻線に出力することを特徴とする。
【００２４】
これにより、変圧器の巻線の個数を減らしても、第６の実施の形態と同様、多重化を組合せることにより、第１の実施の形態にあげた、スイッチング損失が少なく、発生高調波も少ない電力変換装置を低コストで実現するという効果に加えて、さらに高調波を低減することができる。
【００２５】
請求項８に記載の電力変換装置は、請求項１乃至請求項５のいずれか1項に記載の電力変換装置において、第１のインバータおよび第２のインバータより小容量で系統周波数より十分高い周波数で第１のインバータおよび第２のインバータに同期して動作する第３のインバータは、変換器用変圧器と第１のインバータとの間に直列に接続される第２の加算用変圧器を介して接続されてなることを特徴とする。
【００２６】
このようにインバータの数を増やすことにより、出力電圧きざみを細かくし、高調波を顕著に抑制することができる。
【００２７】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態：請求項１に対応）
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置の構成図である。
同図に示すように、１は所定の容量のインバータ、２はインバータ１より少ない容量のインバータであり、夫々は、スイッチング素子１１〜１４，２１〜２４、逆並列ダイオード１５〜１８，２５〜２８によって構成されている。
【００２８】
インバータ１の交流出力は、変換器用変圧器３を介して電力系統側に送られる。インバータ２の交流出力は、変換器用変圧器３とインバータ１との間に直列に接続された加算用変圧器４を介して送り込まれる。また、インバータ１，２の直流側には各々コンデンサ５，６が接続されている。
【００２９】
図２を用いて本実施の形態の動作を説明する。容量の大きいインバータ１は、図２(a)に示すように、系統周波数と等しい動作周波数で動作し、その出力電圧の大きさは３Vdであるとする。一方、容量の小さいインバータ２は、図２(b)に示すように、系統周波数より高い動作周波数で第１のインバータと同期して動作し、その出力電圧の大きさはVdとする。両者の出力は、巻数比１：１の加算用変圧器４を介して直列接続されているので加算され、加算された合計の出力電圧は、図２(c)に示すように、正弦波により近い波形となる。
【００３０】
本実施の形態の構成は、図1に示すように、簡単のために単相ブリッジで示されている。しかしながら、一般的なインバータは、図3に示すように、三相分が直流側のコンデンサ５を共有しているケースが多い。この場合にも、各相に対応するインバータ、すなわち第1相のスイッチング素子１１ａ〜１４ａ、逆並列ダイオード１５ａ〜１８ａ、第２相のスイッチング素子１１ｂ〜１４ｂ、逆並列ダイオード１５ｂ〜１８ｂ、第３相のスイッチング素子１１ｃ〜１４ｃ、逆並列ダイオード１５ｃ〜１８ｃによる作用・効果は、本実施の形態の単相の場合と同一である。
【００３１】
したがって、以下の実施の形態においても、構成は単相ブリッジであるが、三相分構成と同一の作用・効果をも示している。
【００３２】
また、加算用変圧器４の巻数比は１：１としたが、第１のインバータと第２のインバータの直流側の電圧比を変化させても、この電圧比に応じて巻数を変化させれば、作用・効果に変りは無くなる。例えば、インバータ２の直流電圧をＶｄから２Ｖｄに変化させ、同時に変圧器４の巻数比を１：２とすれば、合成出力電圧は変化しない。
【００３３】
本実施の形態によれば、容量全体の３／４を占める大容量インバータ１が、系統周波数と同じ動作周波数、すなわち最小の動作周波数で動作するため、スイッチング損失を十分小さく保つことができる。
【００３４】
また、容量全体の１／４を占める中容量インバータ２のみを高い動作周波数で動作させるため、電力変換装置全体で発生する高調波を著しく低減することができる。
【００３５】
さらに、同じ出力電圧を単純な多重化のみで得ようとすると、４つのインバータと変換器用変圧器の４つの巻線が必要となるが、本実施の形態のように工夫された多重化では２つのインバータ１，２と一つの巻線を有する変換器用変圧器３と加算用変圧器４だけで実現しており、システム構成がシンプルになるので、低コストで電力変換装置を提供することができる。
【００３６】
（第２の実施の形態：請求項２に対応）
図４は、本発明の第２の実施形態を示す電力変換装置の構成図である。ここで、図１と同一の要素は説明を省略し、異なる部分のみを説明する。
図４では、インバータ１，２の直流側は並列に接続されており、一つのコンデンサ５を共有している。一方、加算用変圧器４の２次側（インバータ１と直列側）と１次側（インバータ２と並列側）の巻数比は１：３でインバータ２の交流出力電圧の１／３を２次側に発生させるように構成されている。
【００３７】
本実施の形態のインバータ１，２のスイッチング動作は、第１の実施形態と同じであるが、スイッチング動作以外で第１の実施形態と異なる点は、コンデンサ５を共有したので、インバータ２の動作電圧がVdから３Vdへ３倍大きくなっている点である。したがって、加算用変圧器４の巻数比を考慮すると、１次側で見たときの動作、すなわち合計の交流出力電圧は第１の実施の形態と同一になる。
【００３８】
本実施の形態によれば、直流コンデンサを一つとしても、第１の実施の形態と同一の効果、すなわち、システム構成がシンプルになるので、低コストで電力変換装置を提供することができる。
【００３９】
（第３の実施の形態：請求項３に対応）
図５は、本発明の第３の実施の形態における電力変換装置の構成図である。ここで、図１と同一の要素は説明を省略し、異なる部分のみを説明する。
図５において、インバータ１，２は、NPC（Ｎｅｕｔｒａｌ Ｐｏｉｎｔ Ｃｌａｍｐｅｄ）インバータと呼ばれる構成のものであり、それぞれのインバータは、スイッチング素子１１〜１４，４１〜４４，２１〜２４，５１〜５４、逆並列ダイオード１５〜１８，４５〜４８，２５〜２８，５５〜５８および中性点クランプダイオード１９，２０，４９，５０，２９，３０，５９，６０によって構成されている。また、それぞれのインバータの直流側には、二つづつのコンデンサ５ａ，５ｂと、６ａ，６ｂが接続されている。インバータ１，２の直流電圧すなわちコンデンサの充電電圧は、インバータ１側が各々５Ｖｄ、インバータ２側が各々Ｖｄとする。
【００４０】
各インバータのスイッチング素子と出力電圧の関係の詳細説明は省略するが、スイッチング素子のオン／オフの組み合わせによって、インバータ１は、＋１０Ｖｄ，＋５Ｖｄ，０，−５Ｖｄ，−１０Ｖｄの出力電圧を、インバータ２は、＋２Ｖｄ，＋Ｖｄ，０，−Ｖｄ，−２Ｖｄの出力電圧を発生させることができる。
【００４１】
このときのインバータ１の各スイッチング素子のオン／オフ状態は、図６(a)に示すように、系統周波数の１周期内で１回オン／オフを繰り返している。
【００４２】
図６(b)および(c)に示すようにインバータ１，２を動作させることによって、変換器用変圧器３の１次側には、図６(d)に示すように、正弦波にさらに近い波形のインバータ１，２の合成出力が加えられる。
【００４３】
本実施の形態によれば、インバータ１，２をNPCインバータとすることにより、第１の実施の形態であげた、システム構成がシンプルになるので、低コスト化を図りながら高調波を低減する効果に加えて、さらに高調波を低減することができる。
【００４４】
（第４の実施の形態：請求項４に対応）
図７は、本発明の第４の実施形態を示す電力変換装置の構成図である。ここで、図１と同一の要素は説明を省略し、異なる部分のみを説明する。
図７においては、インバータ２の交流側出力端が、変換器用変圧器３とインバータ１の間に直列に接続されており、図１で示した加算用変圧器４は省略されている。なお、本実施の形態において３相を構成する場合には、インバータ１側は図３で示したようにコンデンサ５を共有することができるが、加算用変圧器４による回路の絶縁がなされないため、インバータ２側ではコンデンサ６を共有することができず、インバータ２およびコンデンサ６はそれぞれ３相回路分必要となる。
【００４５】
本実施の形態のインバータ１，２のスイッチング動作は第１の実施形態と同じであり、合計の交流出力電圧は第１の実施例と同一となる。
【００４６】
本実施の形態によれば、変圧器を省略しても、第１の実施例と同じく、システム構成がシンプルになるので、低コストで電力変換装置を提供することができる。
【００４７】
（第５の実施の形態：請求項５に対応）
第５の実施形態に対する構成図と詳細な動作説明は省略するが、インバータ１を図１の単相ブリッジ・インバータ構成、インバータ２を図５のNPCインバータ構成としても、あるいはその逆の組み合わせとしても、インバータ１とインバータ２の直流電圧の比、または、加算用変圧器４の１次巻線と２次巻線の巻線比を適切に選定し、インバータ１側は系統周波数と等しい動作周波数で動作させ、インバータ２側に高調波を低減するのに適切な、かつ系統周波数より高い動作周波数となるパルスを与えれば、第１の実施の形態乃至第４の実施の形態と同じ効果を奏することができる。
【００４８】
インバータ１が図１の単相ブリッジ・インバータ構成、インバータ２が図５のＮＰＣインバータ構成の場合を例にして、それぞれのインバータの出力電圧波形例を図８(a)、(b)に、合成の出力電圧波形例を図８(c)に示す。インバータ１のレベル数が３、インバータ２のレベル数が５とすると、合成した交流出力電圧のレベル数は３×５＝１５となる。一般に、インバータ１のレベル数がＭ、インバータ２のレベル数がＮとすると、合成した交流出力電圧のレベル数はＭ×Ｎと表すことができる。
【００４９】
第５の実施の形態によれば、第１の実施の形態の効果と第3の実施の形態の効果との相乗効果を得ることができる。すなわち、システム構成がシンプルになるので、低コストで高周波成分を低減することができ、両実施の形態よりさらに高周波成分を低減することができる。
【００５０】
（第６の実施の形態：請求項６に対応）
図９は、本発明の第６の実施形態を示す電力変換装置の構成図である。ここで、図１と同一の要素は説明を省略し、異なる部分のみを説明する。
図９においては、大容量で系統周波数と等しい動作周波数で動作するインバータ７、小容量で系統周波数より高い周波数で動作するインバータ８が追加され、それらの直流側は、それぞれがインバータ１，２の直流側と並列に接続されており、それぞれがコンデンサ５、６を共有している。
【００５１】
インバータ１，７の交流側は、変換器用変圧器の第１の巻線３１と第２の巻線３２へ、２次側がインバータ１，７と直列に配置された加算用変圧器４ａ，４ｂを介して接続されている。インバータ２，８の交流側は、加算用変圧器４ａ，４ｂの１次側へ接続されている。なお、変換器用変圧器３の２次側は電力系統に接続されている。
【００５２】
本実施の形態のインバータ７，８のスイッチング動作はそれぞれインバータ１，２と同じであるが、変換器用変圧器３の巻線部で３０度移相されるため、インバータ７，８の出力電圧もインバータ１，２に対して移相される。その結果、変換器用変圧器３の２次側に現れる合成の出力電圧は、第１の実施の形態よりも正弦波に近くなり高調波がさらに低減する。
【００５３】
本実施の形態によれば、移相と多重化とを組み合わせることにより、第１の実施の形態例にあげた効果とともに、さらに高調波を低減する効果を奏することができる。
【００５４】
また、本実施の形態では、変換器用変圧器３の巻線構成を変えることにより、移相を行っているが、各巻線の巻線構成は全て同一とし、各インバータに与えるパルスのタイミングを適宜ずらすだけでも特定の次数の高調波を抑制する効果を奏することができる。
【００５５】
（第７の実施の形態：請求項７に対応）
図１０は、本発明の第７の実施形態を示す電力変換装置の構成図である。ここで、図９と同一の要素は説明を省略し、異なる部分のみを説明する。
【００５６】
図１０においては、変換器用変圧器３は巻線を一組しか備えておらず、インバータ１およびインバータ２の交流出力電圧が合成される加算用変圧器４ａの2次側の一端は、結合リアクトル９を介して変換器用変圧器３に接続されている。他方のインバータ７およびインバータ８の交流出力電圧が合成される加算用変圧器４ｂの2次側の一端も、結合リアクトル９を介して変換器用変圧器３に接続されている。
【００５７】
本実施の形態のインバータ１，２，７，８のスイッチング動作は、第６の実施の形態と同じである。
【００５８】
結合リアクトル９は、インバータ１とインバータ７の間の出力電圧の差異によって発生するが系統側へは流出しない横流成分に対して大きなリアクタンス成分を有しているので、横流電流が流れるのを抑制する。一方、インバータ１から系統側およびインバータ７から系統側へ流出する成分に対して小さなリアクタンス成分を有している。
【００５９】
本実施の形態によれば、変圧器の巻線の個数を減らしても、第６の実施の形態と同一の効果を奏することができる。また、一般に多重化するための変圧器は構造が複雑でコストが高くなりがちであるが、本実施の形態例ではより簡単な構成要素で多重化を実現することができる。
【００６０】
（第８の実施の形態：請求項８対応）
図１１は、本発明の第８の実施形態を示す電力変換装置の構成図である。ここで、大容量で系統周波数と等しい動作周波数で動作する第１のインバータの直流電圧を９Ｖｄ、中容量で系統周波数より高い周波数で第１のインバータに同期して動作する第２のインバータの直流電圧を３Ｖｄ、小容量で系統周波数より十分高い周波数で前記第１、第２のインバータに同期して動作する第３のインバータの直流電圧をＶｄとすることによって、図１２（ｄ）に示すように、交流側の出力電圧は、＋１３Ｖｄから−１３Ｖｄの範囲をＶｄの刻みで調整できるようになるので、発生高調波を顕著に低減することができる。
【００６１】
以上のように、インバータの数を増やすことにより出力電圧刻みを細かくし、高調波を抑制することができる。
【００６２】
一般的に、図１で示すような単相インバータを用いた場合には、直流電圧比を小さいほうから１：３：３2：…：３Nとすることにより、出力電圧の範囲を＋（１＋３＋３2＋…＋３N）〜−（１＋３＋３2＋…＋３N）とすることができる。
【００６３】
図５のNPCインバータを用いた場合には、直流電圧比を小さいほうから１：５：５2：…：５Nとすることで、出力電圧の範囲を＋２×（１＋５＋５2＋…＋５N）〜−２×（１＋５＋５2＋…＋５N）とすることができる。しかしながらインバータの数をあまり多くすると、「従来の技術」で述べたように経済面で不利となるため、目標とする高調波のレベルやシステムの損失を考慮して最適な最終構成を決定することになる。
【００６４】
本実施の形態によれば、インバータの数を増すことにより、出力電圧のきざみを細かくして、高周波成分を顕著に抑制することができる。
【００６５】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、第2のインバータより容量が大きく系統周波数と等しい動作周波数で動作する第１のインバータと、第1のインバータより容量が小さく系統周波数より高い周波数で、第１のインバータと同期して動作する第２のインバータとからなり、両者の出力電圧を変換器用変圧器と第１のインバータとの間に直列に接続された加算用変圧器を介して合成することにより、スイッチング損失を低減しつつ低コストで発生高調波を低減できる電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態を示す構成図。
【図２】本発明の第１の実施の形態に係る動作を説明する図。
【図３】図１のインバータ１の詳細を示す構成図。
【図４】本発明の第２の実施の形態を示す構成図。
【図５】本発明の第３の実施の形態を示す構成図。
【図６】本発明の第３の実施の形態に係る動作を説明する図。
【図７】本発明の第４の実施の形態を示す構成図。
【図８】本発明の第５の実施の形態に係る動作を説明する図。
【図９】本発明の第６の実施の形態を示す構成図。
【図１０】本発明の第７の実施の形態を示す構成図。
【図１１】本発明の第８の実施の形態を示す構成図。
【図１２】本発明の第８の実施の形態に係る動作を説明する図。
【図１３】従来の電力変換装置の構成図。
【図１４】従来の電力変換装置の動作を説明する図。
【符号の説明】
１，２，７，８・・・インバータ、３・・・変換器用変圧器、４，４ａ，４ｂ・・・加算用変圧器、５，６，５ａ，５ｂ，６ａ，６ｂ・・・コンデンサ、９・・・結合リアクトル、１１〜１４，２１〜２４，４１〜４４，５１〜５４・・・スイッチング素子、１１ａ〜１４ａ，１１ｂ〜１４ｂ，１１ｃ〜１４ｃ・・・スイッチング素子、１５〜１８，２５〜２８，４５〜４８，５５〜５８・・・逆並列ダイオード、１５ａ〜１８ａ，１５ｂ〜１８ｂ，１５ｃ〜１８ｃ・・・逆並列ダイオード、１９，２０，４９，５０，２９，３０，５９，６０・・・中性点クランプダイオード、３１，３２・・・変換器用変圧器巻線
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力系統の電圧・無効電力調整を行ったり系統安定化装置などに適用したりするのに好適な、自励式電圧型電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、電力系統の電圧調整を行うために、静止型無効電力補償装置（ＳＶＣ）を適用したり、潮流を適切に保ち電力系統の損失を低減して電力系統を安定化するために、直列型インピーダンス補償装置や移相器等の系統安定化装置を適用したりしている。これらは、電力系統の出力無効電力を連続的に調整したり、インピーダンスや移相量を連続的に調整したりするために、電力用の半導体スイッチを備えた大容量の電力変換器を用いている。特に近年では、制御能力が高いことから、自励式電圧型電力変換装置が適用される傾向にある。
【０００３】
図１３は、このような用途で利用される従来の自励式電圧型電力変換装置の構成例を示したものである。同図において、インバータ１は、スイッチング素子１１〜１４と、逆並列ダイオード１５〜１８とから構成されている。インバータ１の交流出力端は、変換器用変圧器３を介して電力系統側に接続される。一方、直流側にはコンデンサ５を接続している。
【０００４】
自励式電圧型電力変換装置の動作としては、直流コンデンサ５を適宜充電した後、例えば、図１４(a)に示すようなパルスにより、スイッチング素子１１を動作させ、これと逆のパルスをスイッチング素子１３に与える（不図示）。また、同図(b)に示すようなパルスにより、スイッチング素子１２を動作させ、これと逆のパルスをスイッチング素子１４に与える（不図示）。その結果、変換器用変圧器３の１次側には、スイッチング素子１１を動作させるパルスとスイッチング素子１２を動作させるパルスの差分が供給されて、同図(c)に示す出力電圧Ｖｄが得られる。
【０００５】
なお、変換器用変圧器３の巻数比は簡単のため１：１としているが、電力系統側の電圧階級と、インバータ側の定格電圧により適宜巻数比を変更しても動作原理には影響しない。
【０００６】
ここで、各スイッチング素子に与えるパルスのタイミングと、導通期間を調整することにより、出力電圧の基本波成分の位相と大きさを任意に調整できるため、この作用を利用して上位の制御装置と組み合わせることによって前述の電圧制御、無効電力制御、インピーダンス補償、移相などの動作をさせている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図１４(c)の出力電圧中には多量の高調波成分が含まれている。この高調波成分は、電力系統に流出すると、通信障害を引き起こしたり、他の機器に流れ込んで過熱や異常振動を引き起こしたりする場合があるので、この高調波成分の発生量はなるべく少ないことが望ましい。その高調波成分の上限は、高調波抑制対策ガイドライン等で規定されているとおりである。
【０００８】
そこで、従来は、発生した高調波の電力系統側への流出を抑制するために、各スイッチング素子に与えるパルスの数を多くしたり、複数のインバータに対応する変換器用変圧器の複数の巻線を直列接続して多重化したりする技術が適用されていた。
【０００９】
しかしながら、パルス数を多くすると、スイッチング素子のスイッチング動作に伴う損失が増加したり、素子の最小オンパルス電圧の制約等によりスイッチング素子の利用率が低下してシステムを経済的に構築することが困難になっていた。一方、多重化すると、多重数に応じて発生高調波が低減するので、多重数は多いほうが望ましいが、変換器用変圧器の巻線の個数およびインバータの台数が多くなり、やはり経済面で不利になるという問題があった。
【００１０】
本発明の電力変換装置は、このような問題を解決するために、スイッチング損失を低減しつつ、低コストで発生高調波を低減する電力変換装置を提供することを目的としている。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１に記載の電力変換装置は、容量の異なる少なくとも二つのインバータおよびそれぞれのインバータの直流側にコンデンサを有し、少なくとも二つのインバータのうちの第１のインバータは、第２のインバータより大容量で系統周波数と等しい動作周波数で動作し、変換器用変圧器を介して系統に接続され、第２のインバータは、第１のインバータより小容量で系統周波数より高い周波数で第１のインバータと同期して動作し、変換器用変圧器と第１のインバータとの間に直列に配置された加算用変圧器を介して変換器用変圧器に接続されてなることを特徴とする。
【００１２】
これにより、スイッチング損失が少なく、発生高調波も少ない電力変換装置を低コストで実現することができる。
【００１３】
請求項２記載の電力変換装置は、請求項１に記載の電力変換装置において、
第１のインバータと第２のインバータの直流側は相互に接続されて一個のコンデンサを共有し、変換器用変圧器と第１のインバータとの間に直列に配置された加算用変圧器の1次巻線と2次巻線の巻数は互いに異なることを特徴とする。
【００１４】
これにより、直流コンデンサを一つとしても、第１の実施の形態と同様、スイッチング損失が少なく、発生高調波も少ない電力変換装置をさらに低コストで実現することができる。
【００１５】
請求項３記載の電力変換装置は、請求項１または請求項２に記載の電力変換装置において、第１のインバータと第２のインバータはそれぞれが二つのコンデンサを有するNPCインバータによって構成されてなることを特徴とする。
【００１６】
これにより、インバータ１，２をＮＰＣ（Ｎｅｕｔｒａｌ Ｐｏｉｎｔ Ｃｌａｍｐｅｄ）インバータとすることにより、第１の実施の形態における効果よりさらに高調波を低減することができる。
【００１７】
請求項４記載の電力変換装置は、請求項１に記載の電力変換装置において、第２のインバータの出力端は加算用変圧器を介さず、変換器用変圧器と第１のインバータとの間に直列に接続されてなることを特徴とする。
【００１８】
これにより、変圧器を省略しても、第１の実施の形態と同様に、スイッチング損失が少なく、発生高調波も少ない電力変換装置をさらに低コストで実現することができる。
【００１９】
請求項５記載の電力変換装置は、請求項１乃至請求項４のいずれか1項に記載の電力変換装置において、第１のインバータと第２のインバータはそれぞれが単相インバータ、NPCインバータまたは三相インバータの任意の組み合わせで構成されることを特徴とする。
【００２０】
これにより、第１の実施の形態乃至第４の実施の形態と同様、スイッチング損失が少なく、発生高調波も少ない電力変換装置を低コストで実現することができる。
【００２１】
請求項６記載の電力変換装置は、請求項５に記載の電力変換装置において、変換器用変圧器の第１の巻線を介して系統に接続される第１のインバータと変換器用変圧器の第１の巻線と第１のインバータとの間に第１の加算用変圧器を介して直列に接続される第２のインバータに加えて、第２のインバータより大容量で系統周波数と等しい動作周波数で動作し、変換器用変圧器の第２の巻線を介して系統に接続される第３のインバータと、第1のインバータより小容量で系統周波数より高い周波数で第３のインバータと同期して動作し、変換器用変圧器の第２の巻線と第３のインバータとの間に第２の加算用変圧器を介して直列に接続される第４のインバータを有し、変換器用変圧器の第１の巻線と第２の巻線の１次側は直列に接続され、かつ位相差を発生するように結線されてなることを特徴とする。
【００２２】
このように多重化を移相を行いながら組合せることにより、第１の実施の形態にあげた、スイッチング損失が少なく、発生高調波も少ない電力変換装置を低コストで実現するという効果に加えて、さらに高調波を低減することができる。
【００２３】
請求項７記載の電力変換装置は、請求項６に記載の電力変換装置において、変換器用変圧器の巻線は一組であり、第１のインバータ、第２のインバータおよび第１の加算用変圧器からなる出力端と、第３のインバータ、第４のインバータおよび第２の加算用変圧器からなる出力端とを、それぞれに対応する結合リアクトルを介して接続し、変換器用変圧器の1次巻線に出力することを特徴とする。
【００２４】
これにより、変圧器の巻線の個数を減らしても、第６の実施の形態と同様、多重化を組合せることにより、第１の実施の形態にあげた、スイッチング損失が少なく、発生高調波も少ない電力変換装置を低コストで実現するという効果に加えて、さらに高調波を低減することができる。
【００２５】
請求項８に記載の電力変換装置は、請求項１乃至請求項５のいずれか1項に記載の電力変換装置において、第１のインバータおよび第２のインバータより小容量で系統周波数より十分高い周波数で第１のインバータおよび第２のインバータに同期して動作する第３のインバータは、変換器用変圧器と第１のインバータとの間に直列に接続される第２の加算用変圧器を介して接続されてなることを特徴とする。
【００２６】
このようにインバータの数を増やすことにより、出力電圧きざみを細かくし、高調波を顕著に抑制することができる。
【００２７】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態：請求項１に対応）
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置の構成図である。
同図に示すように、１は所定の容量のインバータ、２はインバータ１より少ない容量のインバータであり、夫々は、スイッチング素子１１〜１４，２１〜２４、逆並列ダイオード１５〜１８，２５〜２８によって構成されている。
【００２８】
インバータ１の交流出力は、変換器用変圧器３を介して電力系統側に送られる。インバータ２の交流出力は、変換器用変圧器３とインバータ１との間に直列に接続された加算用変圧器４を介して送り込まれる。また、インバータ１，２の直流側には各々コンデンサ５，６が接続されている。
【００２９】
図２を用いて本実施の形態の動作を説明する。容量の大きいインバータ１は、図２(a)に示すように、系統周波数と等しい動作周波数で動作し、その出力電圧の大きさは３Vdであるとする。一方、容量の小さいインバータ２は、図２(b)に示すように、系統周波数より高い動作周波数で第１のインバータと同期して動作し、その出力電圧の大きさはVdとする。両者の出力は、巻数比１：１の加算用変圧器４を介して直列接続されているので加算され、加算された合計の出力電圧は、図２(c)に示すように、正弦波により近い波形となる。
【００３０】
本実施の形態の構成は、図1に示すように、簡単のために単相ブリッジで示されている。しかしながら、一般的なインバータは、図3に示すように、三相分が直流側のコンデンサ５を共有しているケースが多い。この場合にも、各相に対応するインバータ、すなわち第1相のスイッチング素子１１ａ〜１４ａ、逆並列ダイオード１５ａ〜１８ａ、第２相のスイッチング素子１１ｂ〜１４ｂ、逆並列ダイオード１５ｂ〜１８ｂ、第３相のスイッチング素子１１ｃ〜１４ｃ、逆並列ダイオード１５ｃ〜１８ｃによる作用・効果は、本実施の形態の単相の場合と同一である。
【００３１】
したがって、以下の実施の形態においても、構成は単相ブリッジであるが、三相分構成と同一の作用・効果をも示している。
【００３２】
また、加算用変圧器４の巻数比は１：１としたが、第１のインバータと第２のインバータの直流側の電圧比を変化させても、この電圧比に応じて巻数を変化させれば、作用・効果に変りは無くなる。例えば、インバータ２の直流電圧をＶｄから２Ｖｄに変化させ、同時に変圧器４の巻数比を１：２とすれば、合成出力電圧は変化しない。
【００３３】
本実施の形態によれば、容量全体の３／４を占める大容量インバータ１が、系統周波数と同じ動作周波数、すなわち最小の動作周波数で動作するため、スイッチング損失を十分小さく保つことができる。
【００３４】
また、容量全体の１／４を占める中容量インバータ２のみを高い動作周波数で動作させるため、電力変換装置全体で発生する高調波を著しく低減することができる。
【００３５】
さらに、同じ出力電圧を単純な多重化のみで得ようとすると、４つのインバータと変換器用変圧器の４つの巻線が必要となるが、本実施の形態のように工夫された多重化では２つのインバータ１，２と一つの巻線を有する変換器用変圧器３と加算用変圧器４だけで実現しており、システム構成がシンプルになるので、低コストで電力変換装置を提供することができる。
【００３６】
（第２の実施の形態：請求項２に対応）
図４は、本発明の第２の実施形態を示す電力変換装置の構成図である。ここで、図１と同一の要素は説明を省略し、異なる部分のみを説明する。
図４では、インバータ１，２の直流側は並列に接続されており、一つのコンデンサ５を共有している。一方、加算用変圧器４の２次側（インバータ１と直列側）と１次側（インバータ２と並列側）の巻数比は１：３でインバータ２の交流出力電圧の１／３を２次側に発生させるように構成されている。
【００３７】
本実施の形態のインバータ１，２のスイッチング動作は、第１の実施形態と同じであるが、スイッチング動作以外で第１の実施形態と異なる点は、コンデンサ５を共有したので、インバータ２の動作電圧がVdから３Vdへ３倍大きくなっている点である。したがって、加算用変圧器４の巻数比を考慮すると、１次側で見たときの動作、すなわち合計の交流出力電圧は第１の実施の形態と同一になる。
【００３８】
本実施の形態によれば、直流コンデンサを一つとしても、第１の実施の形態と同一の効果、すなわち、システム構成がシンプルになるので、低コストで電力変換装置を提供することができる。
【００３９】
（第３の実施の形態：請求項３に対応）
図５は、本発明の第３の実施の形態における電力変換装置の構成図である。ここで、図１と同一の要素は説明を省略し、異なる部分のみを説明する。
図５において、インバータ１，２は、NPC（Ｎｅｕｔｒａｌ Ｐｏｉｎｔ Ｃｌａｍｐｅｄ）インバータと呼ばれる構成のものであり、それぞれのインバータは、スイッチング素子１１〜１４，４１〜４４，２１〜２４，５１〜５４、逆並列ダイオード１５〜１８，４５〜４８，２５〜２８，５５〜５８および中性点クランプダイオード１９，２０，４９，５０，２９，３０，５９，６０によって構成されている。また、それぞれのインバータの直流側には、二つづつのコンデンサ５ａ，５ｂと、６ａ，６ｂが接続されている。インバータ１，２の直流電圧すなわちコンデンサの充電電圧は、インバータ１側が各々５Ｖｄ、インバータ２側が各々Ｖｄとする。
【００４０】
各インバータのスイッチング素子と出力電圧の関係の詳細説明は省略するが、スイッチング素子のオン／オフの組み合わせによって、インバータ１は、＋１０Ｖｄ，＋５Ｖｄ，０，−５Ｖｄ，−１０Ｖｄの出力電圧を、インバータ２は、＋２Ｖｄ，＋Ｖｄ，０，−Ｖｄ，−２Ｖｄの出力電圧を発生させることができる。
【００４１】
このときのインバータ１の各スイッチング素子のオン／オフ状態は、図６(a)に示すように、系統周波数の１周期内で１回オン／オフを繰り返している。
【００４２】
図６(b)および(c)に示すようにインバータ１，２を動作させることによって、変換器用変圧器３の１次側には、図６(d)に示すように、正弦波にさらに近い波形のインバータ１，２の合成出力が加えられる。
【００４３】
本実施の形態によれば、インバータ１，２をNPCインバータとすることにより、第１の実施の形態であげた、システム構成がシンプルになるので、低コスト化を図りながら高調波を低減する効果に加えて、さらに高調波を低減することができる。
【００４４】
（第４の実施の形態：請求項４に対応）
図７は、本発明の第４の実施形態を示す電力変換装置の構成図である。ここで、図１と同一の要素は説明を省略し、異なる部分のみを説明する。
図７においては、インバータ２の交流側出力端が、変換器用変圧器３とインバータ１の間に直列に接続されており、図１で示した加算用変圧器４は省略されている。なお、本実施の形態において３相を構成する場合には、インバータ１側は図３で示したようにコンデンサ５を共有することができるが、加算用変圧器４による回路の絶縁がなされないため、インバータ２側ではコンデンサ６を共有することができず、インバータ２およびコンデンサ６はそれぞれ３相回路分必要となる。
【００４５】
本実施の形態のインバータ１，２のスイッチング動作は第１の実施形態と同じであり、合計の交流出力電圧は第１の実施例と同一となる。
【００４６】
本実施の形態によれば、変圧器を省略しても、第１の実施例と同じく、システム構成がシンプルになるので、低コストで電力変換装置を提供することができる。
【００４７】
（第５の実施の形態：請求項５に対応）
第５の実施形態に対する構成図と詳細な動作説明は省略するが、インバータ１を図１の単相ブリッジ・インバータ構成、インバータ２を図５のNPCインバータ構成としても、あるいはその逆の組み合わせとしても、インバータ１とインバータ２の直流電圧の比、または、加算用変圧器４の１次巻線と２次巻線の巻線比を適切に選定し、インバータ１側は系統周波数と等しい動作周波数で動作させ、インバータ２側に高調波を低減するのに適切な、かつ系統周波数より高い動作周波数となるパルスを与えれば、第１の実施の形態乃至第４の実施の形態と同じ効果を奏することができる。
【００４８】
インバータ１が図１の単相ブリッジ・インバータ構成、インバータ２が図５のＮＰＣインバータ構成の場合を例にして、それぞれのインバータの出力電圧波形例を図８(a)、(b)に、合成の出力電圧波形例を図８(c)に示す。インバータ１のレベル数が３、インバータ２のレベル数が５とすると、合成した交流出力電圧のレベル数は３×５＝１５となる。一般に、インバータ１のレベル数がＭ、インバータ２のレベル数がＮとすると、合成した交流出力電圧のレベル数はＭ×Ｎと表すことができる。
【００４９】
第５の実施の形態によれば、第１の実施の形態の効果と第3の実施の形態の効果との相乗効果を得ることができる。すなわち、システム構成がシンプルになるので、低コストで高周波成分を低減することができ、両実施の形態よりさらに高周波成分を低減することができる。
【００５０】
（第６の実施の形態：請求項６に対応）
図９は、本発明の第６の実施形態を示す電力変換装置の構成図である。ここで、図１と同一の要素は説明を省略し、異なる部分のみを説明する。
図９においては、大容量で系統周波数と等しい動作周波数で動作するインバータ７、小容量で系統周波数より高い周波数で動作するインバータ８が追加され、それらの直流側は、それぞれがインバータ１，２の直流側と並列に接続されており、それぞれがコンデンサ５、６を共有している。
【００５１】
インバータ１，７の交流側は、変換器用変圧器の第１の巻線３１と第２の巻線３２へ、２次側がインバータ１，７と直列に配置された加算用変圧器４ａ，４ｂを介して接続されている。インバータ２，８の交流側は、加算用変圧器４ａ，４ｂの１次側へ接続されている。なお、変換器用変圧器３の２次側は電力系統に接続されている。
【００５２】
本実施の形態のインバータ７，８のスイッチング動作はそれぞれインバータ１，２と同じであるが、変換器用変圧器３の巻線部で３０度移相されるため、インバータ７，８の出力電圧もインバータ１，２に対して移相される。その結果、変換器用変圧器３の２次側に現れる合成の出力電圧は、第１の実施の形態よりも正弦波に近くなり高調波がさらに低減する。
【００５３】
本実施の形態によれば、移相と多重化とを組み合わせることにより、第１の実施の形態例にあげた効果とともに、さらに高調波を低減する効果を奏することができる。
【００５４】
また、本実施の形態では、変換器用変圧器３の巻線構成を変えることにより、移相を行っているが、各巻線の巻線構成は全て同一とし、各インバータに与えるパルスのタイミングを適宜ずらすだけでも特定の次数の高調波を抑制する効果を奏することができる。
【００５５】
（第７の実施の形態：請求項７に対応）
図１０は、本発明の第７の実施形態を示す電力変換装置の構成図である。ここで、図９と同一の要素は説明を省略し、異なる部分のみを説明する。
【００５６】
図１０においては、変換器用変圧器３は巻線を一組しか備えておらず、インバータ１およびインバータ２の交流出力電圧が合成される加算用変圧器４ａの2次側の一端は、結合リアクトル９を介して変換器用変圧器３に接続されている。他方のインバータ７およびインバータ８の交流出力電圧が合成される加算用変圧器４ｂの2次側の一端も、結合リアクトル９を介して変換器用変圧器３に接続されている。
【００５７】
本実施の形態のインバータ１，２，７，８のスイッチング動作は、第６の実施の形態と同じである。
【００５８】
結合リアクトル９は、インバータ１とインバータ７の間の出力電圧の差異によって発生するが系統側へは流出しない横流成分に対して大きなリアクタンス成分を有しているので、横流電流が流れるのを抑制する。一方、インバータ１から系統側およびインバータ７から系統側へ流出する成分に対して小さなリアクタンス成分を有している。
【００５９】
本実施の形態によれば、変圧器の巻線の個数を減らしても、第６の実施の形態と同一の効果を奏することができる。また、一般に多重化するための変圧器は構造が複雑でコストが高くなりがちであるが、本実施の形態例ではより簡単な構成要素で多重化を実現することができる。
【００６０】
（第８の実施の形態：請求項８対応）
図１１は、本発明の第８の実施形態を示す電力変換装置の構成図である。ここで、大容量で系統周波数と等しい動作周波数で動作する第１のインバータの直流電圧を９Ｖｄ、中容量で系統周波数より高い周波数で第１のインバータに同期して動作する第２のインバータの直流電圧を３Ｖｄ、小容量で系統周波数より十分高い周波数で前記第１、第２のインバータに同期して動作する第３のインバータの直流電圧をＶｄとすることによって、図１２（ｄ）に示すように、交流側の出力電圧は、＋１３Ｖｄから−１３Ｖｄの範囲をＶｄの刻みで調整できるようになるので、発生高調波を顕著に低減することができる。
【００６１】
以上のように、インバータの数を増やすことにより出力電圧刻みを細かくし、高調波を抑制することができる。
【００６２】
一般的に、図１で示すような単相インバータを用いた場合には、直流電圧比を小さいほうから１：３：３2：…：３Nとすることにより、出力電圧の範囲を＋（１＋３＋３2＋…＋３N）〜−（１＋３＋３2＋…＋３N）とすることができる。
【００６３】
図５のNPCインバータを用いた場合には、直流電圧比を小さいほうから１：５：５2：…：５Nとすることで、出力電圧の範囲を＋２×（１＋５＋５2＋…＋５N）〜−２×（１＋５＋５2＋…＋５N）とすることができる。しかしながらインバータの数をあまり多くすると、「従来の技術」で述べたように経済面で不利となるため、目標とする高調波のレベルやシステムの損失を考慮して最適な最終構成を決定することになる。
【００６４】
本実施の形態によれば、インバータの数を増すことにより、出力電圧のきざみを細かくして、高周波成分を顕著に抑制することができる。
【００６５】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、第2のインバータより容量が大きく系統周波数と等しい動作周波数で動作する第１のインバータと、第1のインバータより容量が小さく系統周波数より高い周波数で、第１のインバータと同期して動作する第２のインバータとからなり、両者の出力電圧を変換器用変圧器と第１のインバータとの間に直列に接続された加算用変圧器を介して合成することにより、スイッチング損失を低減しつつ低コストで発生高調波を低減できる電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態を示す構成図。
【図２】本発明の第１の実施の形態に係る動作を説明する図。
【図３】図１のインバータ１の詳細を示す構成図。
【図４】本発明の第２の実施の形態を示す構成図。
【図５】本発明の第３の実施の形態を示す構成図。
【図６】本発明の第３の実施の形態に係る動作を説明する図。
【図７】本発明の第４の実施の形態を示す構成図。
【図８】本発明の第５の実施の形態に係る動作を説明する図。
【図９】本発明の第６の実施の形態を示す構成図。
【図１０】本発明の第７の実施の形態を示す構成図。
【図１１】本発明の第８の実施の形態を示す構成図。
【図１２】本発明の第８の実施の形態に係る動作を説明する図。
【図１３】従来の電力変換装置の構成図。
【図１４】従来の電力変換装置の動作を説明する図。
【符号の説明】
１，２，７，８・・・インバータ、３・・・変換器用変圧器、４，４ａ，４ｂ・・・加算用変圧器、５，６，５ａ，５ｂ，６ａ，６ｂ・・・コンデンサ、９・・・結合リアクトル、１１〜１４，２１〜２４，４１〜４４，５１〜５４・・・スイッチング素子、１１ａ〜１４ａ，１１ｂ〜１４ｂ，１１ｃ〜１４ｃ・・・スイッチング素子、１５〜１８，２５〜２８，４５〜４８，５５〜５８・・・逆並列ダイオード、１５ａ〜１８ａ，１５ｂ〜１８ｂ，１５ｃ〜１８ｃ・・・逆並列ダイオード、１９，２０，４９，５０，２９，３０，５９，６０・・・中性点クランプダイオード、３１，３２・・・変換器用変圧器巻線
Claims (8)
- 容量の異なる少なくとも二つのインバータおよびそれぞれのインバータの直流側にコンデンサを有し、前記少なくとも二つのインバータのうちの第１のインバータは、第２のインバータより大容量で系統周波数と等しい動作周波数で動作し、変換器用変圧器を介して系統に接続され、第２のインバータは、第１のインバータより小容量で系統周波数より高い周波数で第１のインバータと同期して動作し、前記変換器用変圧器と前記第１のインバータとの間に直列に配置された加算用変圧器を介して前記変換器用変圧器に接続されてなることを特徴とする電力変換装置。
- 前記第１のインバータと前記第２のインバータの直流側は相互に接続されて一個のコンデンサを共有し、前記変換器用変圧器と前記第１のインバータとの間に直列に配置された前記加算用変圧器の1次巻線と2次巻線の巻数は互いに異なることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
- 前記第１のインバータと前記第２のインバータはそれぞれが二つのコンデンサを有するNPCインバータによって構成されてなることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
- 前記第２のインバータの出力端は前記加算用変圧器を介さず、変換器用変圧器と第１のインバータとの間に直列に接続されてなることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
- 前記第１のインバータと前記第２のインバータはそれぞれが単相インバータ、NPCインバータまたは三相インバータの任意の組み合わせで構成されることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか1項に記載の電力変換装置。
- 前記変換器用変圧器の第１の巻線を介して系統に接続される前記第１のインバータと前記変換器用変圧器の第１の巻線と前記第１のインバータとの間に第１の加算用変圧器を介して直列に接続される前記第２のインバータに加えて、前記第２のインバータより大容量で系統周波数と等しい動作周波数で動作し、前記変換器用変圧器の第２の巻線を介して系統に接続される第３のインバータと、前記第1のインバータより小容量で系統周波数より高い周波数で前記第３のインバータと同期して動作し、前記変換器用変圧器の第２の巻線と前記第３のインバータとの間に第２の加算用変圧器を介して直列に接続される第４のインバータを有し、前記変換器用変圧器の第１の巻線と第２の巻線の１次側は直列に接続され、かつ位相差を発生するように結線されてなることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
- 前記変換器用変圧器の巻線は一組であり、前記第１のインバータ、前記第２のインバータおよび前記第１の加算用変圧器からなる出力端と、前記第３のインバータ、前記第４のインバータおよび前記第２の加算用変圧器からなる出力端とを、それぞれに対応する結合リアクトルを介して接続し、前記変換器用変圧器の1次巻線に出力することを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
- 前記第１のインバータおよび前記第２のインバータより小容量で系統周波数より十分高い周波数で前記第１のインバータおよび前記第２のインバータに同期して動作する第３のインバータは、前記変換器用変圧器と前記第１のインバータとの間に直列に接続される第２の加算用変圧器を介して接続されてなることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002227382A JP3651796B2 (ja) | 2002-08-05 | 2002-08-05 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002227382A JP3651796B2 (ja) | 2002-08-05 | 2002-08-05 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004072864A JP2004072864A (ja) | 2004-03-04 |
| JP3651796B2 true JP3651796B2 (ja) | 2005-05-25 |
Family
ID=32014436
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002227382A Expired - Fee Related JP3651796B2 (ja) | 2002-08-05 | 2002-08-05 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3651796B2 (ja) |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4735188B2 (ja) * | 2005-10-25 | 2011-07-27 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| US7485987B2 (en) | 2006-02-23 | 2009-02-03 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Power converting device |
| JP5154359B2 (ja) * | 2008-10-02 | 2013-02-27 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| JP5593660B2 (ja) * | 2009-09-25 | 2014-09-24 | 富士電機株式会社 | ５レベルインバータ |
| JP5370848B2 (ja) * | 2009-11-30 | 2013-12-18 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 自励式無効電力補償装置 |
| FR2979493B1 (fr) * | 2011-08-25 | 2013-09-13 | Converteam Technology Ltd | Compensateur d'energie reactive comprenant n onduleurs en parallele, n bancs de condensateur(s) et des moyens de connexion des bancs au travers de composants electriques passifs |
| CN102420560B (zh) * | 2011-12-09 | 2014-01-29 | 南京航空航天大学 | 变频交流起动发电系统励磁结构及交、直流励磁控制方法 |
| JP6116804B2 (ja) * | 2012-02-14 | 2017-04-19 | 株式会社東芝 | 中性点クランプ式インバータ |
| CN102769291B (zh) * | 2012-07-10 | 2014-10-15 | 浙江大学 | 一种基于多相变流结构的有源电力滤波器 |
| JP2014064377A (ja) * | 2012-09-20 | 2014-04-10 | Fuji Electric Co Ltd | 半導体モジュール |
| JP2016067124A (ja) * | 2014-09-25 | 2016-04-28 | 株式会社日立製作所 | 電力補償装置及び電力補償方法 |
| EP4057468A1 (en) | 2021-03-12 | 2022-09-14 | Hitachi Energy Switzerland AG | Control method, computer program product, control system & use |
-
2002
- 2002-08-05 JP JP2002227382A patent/JP3651796B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2004072864A (ja) | 2004-03-04 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6236580B1 (en) | Modular multi-level adjustable supply with series connected active inputs | |
| EP2394357B1 (en) | Converter | |
| EP2727234B1 (en) | Converter | |
| US5886888A (en) | Voltage source type power converting apparatus | |
| US7050311B2 (en) | Multilevel converter based intelligent universal transformer | |
| CA2793701C (en) | Hybrid hvdc converter | |
| US7532490B2 (en) | Converter topology and methods for interfacing an electrical machine to electrical power grid | |
| JP5450157B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| Shukla et al. | Static shunt and series compensations of an SMIB system using flying capacitor multilevel inverter | |
| WO2014196013A1 (ja) | 電力変換装置 | |
| US9831759B2 (en) | Voltage source converter | |
| JP3651796B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| CA2844939C (en) | Power conversion system and method | |
| EP3063860A1 (en) | Voltage source converter | |
| US7633775B2 (en) | Power conversion system and method | |
| Divan et al. | Thin AC converters—A new approach for making existing grid assets smart and controllable | |
| JP3237983B2 (ja) | 多重インバータ装置 | |
| Ponnaluri et al. | Design comparison and control of medium voltage STATCOM with novel twin converter topology | |
| Miet et al. | Transformerless STATCOM based on a five-level modular multilevel converter | |
| Molina et al. | Analysis of integrated STATCOM-SMES based on three-phase three-level multi-pulse voltage source inverter for high power utility applications | |
| JP3585896B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2018084882A (ja) | 無効電力補償装置 | |
| JPH0446080B2 (ja) | ||
| Benysek | Traditional Power Electronics Systems for Transmission Control | |
| JP2000184782A (ja) | 高調波低減装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20041111 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20041124 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050215 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050217 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080304 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090304 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100304 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100304 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110304 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120304 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130304 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130304 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140304 Year of fee payment: 9 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |