JP5450157B2

JP5450157B2 - 電力変換装置

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Publication number: JP5450157B2
Application number: JP2010039532A
Authority: JP
Inventors: 重徳井上; 修治加藤
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Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2010-02-25
Filing date: 2010-02-25
Publication date: 2014-03-26
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Description

本発明は電力変換装置に関し、特に３つの単相変換器をデルタ結線して構成された三相変換器に関する。

デルタ結線カスケード・マルチレベル変換器（以下、ＣＭＣと称す）は、Insulated Gate Bipolar Transistor（ＩＧＢＴ）などのオン・オフ制御可能なスイッチング素子を使用し、前記スイッチング素子の耐圧以上の電圧を出力できる回路方式である。〔非特許文献１〕によれば、デルタ結線ＣＭＣは複数の単位セルの直列体であるクラスタと単相リアクトルとの直列体３つをデルタ結線して構成される。

〔非特許文献１〕によれば、各単位セルは単相フルブリッジ回路であり、スイッチング素子と直流コンデンサを備えている。単位セルはスイッチング素子のオン・オフを制御することによって、直流コンデンサ電圧，直流コンデンサ電圧の逆極性の電圧、または零電圧を出力する。

各クラスタは１つまたは複数の単位セルの直列体であるため、各クラスタの出力電圧（以下、クラスタ電圧と呼称）は該クラスタに含まれる１つまたは複数の単位セルの出力電圧の和となる。各クラスタが複数の単位セルを含む場合、該クラスタ内の各単位セルのスイッチング・タイミングを適切にシフトすることによって、クラスタ電圧をマルチレベル波形とすることができる。したがって、各クラスタに含まれる単位セルの個数を増加することによって、クラスタ電圧の高調波成分を低減できる。

電力系統と連系したデルタ結線ＣＭＣを、例えば自励式無効電力補償装置（ＳＴＡＴＣＯＭ）として運転することが可能である。

萩原誠・赤木泰文：「モジュラー・マルチレベル変換器（ＭＭＣ）の分類と比較」、平成２０年電気学会産業応用部門大会、１−４５

デルタ結線ＣＭＣの各クラスタ電圧は理想的な正弦波ではなく、該クラスタに含まれる単位セルのスイッチングによって生成されるマルチレベル波形であり、高調波電圧を含有する。

３つのクラスタ電圧の基本波成分の振幅が等しく、位相が互いに１２０°ずつシフトしている場合、３つのクラスタ電圧の基本波成分の和は零となるが、高調波成分の和（以下、零相高調波電圧と呼称する）は零にならない。

単相リアクトルのインダクタンスが零である場合、零相高調波電圧に起因して、３つのクラスタを循環する高調波電流（以下、循環高調波電流と呼称）が過大となり、クラスタ内のＩＧＢＴの破壊原因となる。したがって、零相高調波電圧に対するインピーダンスを有する単相リアクトルが不可欠である。

デルタ結線ＣＭＣの各クラスタと単相リアクトルには、デルタ結線ＣＭＣの本来の機能（例えばＳＴＡＴＣＯＭとしての機能）を満足するために、基本波電流が流れる。

単相リアクトルの鉄心は、前記の基本波電流によって生じる磁束で磁気飽和を起こさないような断面積を必要とするため、単相リアクトルの体積・重量が大きい。

このように、従来のデルタ結線ＣＭＣでは体積・重量の大きな単相リアクトルが不可欠であった。

上記課題を達成するために、本発明は、カスケード接続された１つまたは複数の単位セルからなるクラスタと巻線との直列体３つをデルタ結線して構成された電力変換装置において、前記３つの巻線を起磁力が加極性となるように共通鉄心に巻回し、共通鉄心リアクトルを形成したことを特徴とするものである。

更に、本発明は電力変換装置において、前記３つの巻線は電気的に直列接続されていることを特徴とするものである。

更に、本発明は電力変換装置において、前記単位セルは任意の電圧を出力可能な２端子要素であることを特徴とするものである。

更に、本発明は電力変換装置において、前記単位セルは、直流側にコンデンサを接続したフルブリッジ回路であることを特徴とするものである。

更に、本発明は電力変換装置において、前記共通鉄心にギャップを設けたことを特徴とするものである。

更に、本発明は電力変換装置において、前記共通鉄心は、前記直列体３つを流れる電流の零相成分に起因して生じる磁束密度が、該共通鉄心の鉄心材料の飽和磁束密度を超えないような断面積を有することを特徴とするものである。

更に、本発明は電力変換装置において、前記直列体３つを循環する基本波零相電流を制御する機能を備えたことを特徴とするものである。

更に、本発明は電力変換装置において、前記直列体３つを循環する３の倍数次高調波電流を制御する機能を備えたことを特徴とするものである。

更に、本発明は電力変換装置において、前記３つの巻線の結合係数をバランスする構造を備えたことを特徴とするものである。

更に、本発明は電力変換装置において、前記共通鉄心を三脚鉄心とし、前記３つの巻線のそれぞれを直列接続された３つの分割巻線に分割し、前記三脚鉄心の中央脚の上段に、該中心脚から近い順に、第１相第１分割巻線，第２相第１分割巻線，第３相第１分割巻線を巻回し、前記三脚鉄心の中央脚の中段に、該中心脚から近い順に、第２相第２分割巻線，第３相第２分割巻線，第１相第２分割巻線を巻回し、前記三脚鉄心の中央脚の下段に、該中心脚から近い順に、第３相第３分割巻線，第１相第３分割巻線，第２相第３分割巻線を巻回したことを特徴とするものである。

更に、本発明は電力変換装置において、前記中心脚の上段に巻回された前記３つの分割巻線の組と、前記中心脚の中段に巻回された前記３つの分割巻線の組と、前記中心脚の下段に巻回された前記３つの分割巻線の組とを任意に入れ替えたことを特徴とするものである。

更に、本発明は無効電力補償装置において、前述の電力変換装置を変圧器の第１の巻線に接続し、前記変圧器の第２の巻線を電力系統に接続したことを特徴とするものである。

更に、本発明は電力変換装置において、前記フルブリッジの直流側に二次電池，太陽電池，燃料電池、その他の有効電力供給手段を接続したことを特徴とするものである。

更に、本発明は電力貯蔵装置において、前述の電力変換装置を変圧器の第１の巻線に接続し、前記変圧器の第２の巻線を電力系統に接続したことを特徴とするものである。

更に、本発明は電力変換装置において、前述の電力変換装置を交流負荷に接続し、該交流負荷に任意振幅，任意周波数の電力を供給することを特徴とするものである。

更に、本発明は電動機駆動システムにおいて、前述の電力変換装置を電動機に接続し、該電動機に任意振幅，任意周波数の電力を供給することで該電動機のトルク，回転数，位置などを制御する機能を備えたことを特徴とするものである。

本発明によれば、デルタ結線ＣＭＣの循環高調波電流を抑制するためのリアクトルを大幅に小形・軽量化できる。

前記共通鉄心に生じる起磁力は、基本波電流に起因する成分が相殺されるため、循環高調波電流に起因する成分のみとなる。ここで、循環高調波電流は、基本波電流に比較して小さい。

リアクトルの鉄心断面積は、該鉄心に蓄積する必要のある磁気エネルギーが減少するに従って小さくできる。このため、基本波電流に比較して小さい循環高調波電流のみが蓄積磁気エネルギーに寄与する本発明の共通鉄心リアクトルは、従来技術の単相リアクトルに比較して断面積の小さな鉄心を使用可能である。

なお、以上の説明では三相ＣＭＣを例に用いたが、本発明は多相ＣＭＣにも適用できるものである。

本発明によるデルタ結線ＣＭＣ。フルブリッジ回路による単位セル。共通鉄心リアクトル。クラスタ電圧の波形例。本発明によるデルタ結線ＣＭＣの等価回路。共通鉄心リアクトルの詳細構造。二次電池を接続したフルブリッジセル。電動機を接続した電力変換装置。

以下、本発明の実施例を図面を用いて説明する。

本発明の第１の実施例について説明する。

実施例１では、従来技術によるデルタ結線ＣＭＣに比較して、リアクトルの体積・重量を大幅に低減したデルタ結線ＣＭＣを実現している。

以下、図１を用いて実施例１の全体構成を説明する。

電力系統１０１に連系する電力変換装置１０２は、変圧器１０３，共通鉄心リアクトル１０４，ｕｖ相クラスタ１０９，ｖｗ相クラスタ１１０，ｗｕ相クラスタ１１１で構成されている。

共通鉄心リアクトル１０４は、ｕｖ相巻線１０５，ｖｗ相巻線１０６，ｗｕ相巻線１０７，共通鉄心１０８で構成されており、ｕｖ，ｖｗ，ｗｕ相巻線１０５〜１０７は共通鉄心１０８に起磁力が加極性となるように巻回されている。

ｕｖ相クラスタ１０９とｕｖ相巻線１０５とは直列に接続されている。同様に、ｖｗ相クラスタ１１０とｖｗ相巻線１０６、ｗｕ相クラスタ１１１とｗｕ相巻線１０６もそれぞれ直列に接続されている。

ｕｖ相クラスタ１０９とｕｖ相巻線１０５の直列体と、ｖｗ相クラスタ１１０とｖｗ相巻線１０６の直列体と、ｗｕ相クラスタ１１１とｗｕ相巻線１０７の直列体とは、デルタ結線されており、各々の接続点は変圧器の２次巻線のｕ，ｖ，ｗ点に接続されている。

前記３つの直列体がデルタ結線しているため、ｕｖ相巻線１０５とｖｗ相クラスタ１１０とｖｗ相巻線１０６とｗｕ相巻線１０７とは電気的に直列接続された構成となる。

ｕｖ，ｖｗ，ｗｕ相クラスタ１０９〜１１１は、カスケード接続された１つまたは複数の単位セル１１２から構成されている。

ここで、図１における各電圧・電流を以下のように定義する。

ｕｖ相クラスタ１０９のクラスタ電圧をＶｕｖと表記し、ｖｗ相クラスタ１１０のクラスタ電圧をＶｖｗと表記し、ｗｕ相クラスタ１１１のクラスタ電圧をＶｗｕと表記することにする。

変圧器の二次巻線に流れるｕ相の電流をＩｕ、ｖ相の電流をＩｖ、ｗ相の電流をＩｗと表記することにする。さらに、ｕｖ相クラスタ１０９とｕｖ相巻線１０５に流れる電流をＩｕｖと表記し、ｖｗ相クラスタ１１０とｖｗ相巻線１０６に流れる電流をＩｖｗと表記し、ｗｕ相クラスタ１１１とｗｕ相巻線１０７に流れる電流をＩｗｕと表記することにする。

以下、単位セル１１２の内部構成について、図２を用いて説明する。

単位セル１１２はｘ相ハイサイド・スイッチング素子２０１，ｘ相ローサイド・スイッチング素子２０２，ｙ相ハイサイド・スイッチング素子２０３，ｙ相ローサイド・スイッチング素子２０４，直流コンデンサ２０５からなるフルブリッジ回路であり、ｘ点，ｙ点の２点の間に単位セル電圧Ｖｋｊを出力する。ここで、ｋはｋ＝ｕｖ，ｖｗ，ｗｕであり、該単位セル１１２の所属するクラスタの相を表わす。また、ｊ＝１，２，…，Ｍであり、各クラスタ内で何番目に接続されている単位セル１１２であるかを表わす。ただし、Ｍは各クラスタに含まれる単位セル１１２の個数を表わす。

以下、共通鉄心リアクトル１０４の各巻線の磁気結合と、鉄心を小形化できる原理について、図３を用いて説明する。

ｕｖ相巻線１０５，ｖｗ相巻線１０６，ｗｕ相巻線１０７は、共通鉄心１０８に起磁力が加極性となるように巻回されている。共通鉄心１０８にはギャップ３０１を設けており、共通鉄心リアクトル１０４の磁気エネルギーは主にギャップ３０１に蓄積される。なお、ギャップ３０１の長さを零として、ギャップを省略することも可能である。

Ｉｕｖ，Ｉｖｗ，Ｉｗｕは、それぞれ基本波成分と高調波成分とを含む。さらに、基本波成分と高調波成分とはそれぞれ正相・逆相成分と零相成分とに分解できる。

なお、Ｉｕｖ，Ｉｖｗ，Ｉｗｕを所望の電流に制御するためのデルタ結線ＣＭＣの制御法については後述する。

Ｉｕｖ，Ｉｖｗ，Ｉｗｕの基本波正相・逆相成分をＩｕｖ１２，Ｉｖｗ１２，Ｉｗｕ１２と表記することにすれば、次式が成立する。
（数１）
Ｉｕｖ１２＋Ｉｖｗ１２＋Ｉｗｕ１２＝０

ｕｖ相巻線１０５に流れるＩｕｖ１２と、ｖｗ相巻線１０６に流れるＩｖｗ１２と、ｗｕ相巻線１０７に流れるＩｗｕ１２とは、それぞれ鉄心１０８に起磁力を生じる。しかし、上式が成立するがゆえに、それぞれの起磁力は互いに相殺して零となる。したがって、理論上、Ｉｕｖ１２，Ｉｖｗ１２，Ｉｗｕ１２は共通鉄心１０８に起磁力を生じない。

また、Ｉｕｖ，Ｉｖｗ，Ｉｗｕの基本波零相成分をＩｕｖ０，Ｉｖｗ０，Ｉｗｕ０と表記することにすれば、次式が成立する。
（数２）
Ｉｕｖ０＋Ｉｖｗ０＋Ｉｗｕ０＝３×Ｉ０

したがって、Ｉ０は共通鉄心１０８に起磁力を生じる。ただし、Ｉ０はデルタ結線された３つのクラスタを循環する循環基本波電流である。後述するが、Ｉ０は所望の値に制御可能であり、零にすることもできる。

Ｉｕｖ，Ｉｖｗ，Ｉｗｕの高調波正相・逆相成分をＩｕｖｈ１２，Ｉｖｗｈ１２，Ｉｗｕｈ１２と表記することにすれば、次式が成立する。
（数３）
Ｉｕｖｈ１２＋Ｉｖｗｈ１２＋Ｉｗｕｈ１２＝０

ｕｖ相巻線１０５に流れるＩｕｖｈ１２と、ｖｗ相巻線１０６に流れるＩｖｗｈ１２と、ｗｕ相巻線１０７に流れるＩｗｕｈ１２とは、それぞれ鉄心１０８に起磁力を生じる。しかし、上式が成立するがゆえに、それぞれの起磁力は互いに相殺して零となる。したがって、理論上、Ｉｕｖｈ１２，Ｉｖｗｈ２，Ｉｗｕｈ１２は共通鉄心１０８に起磁力を生じない。

Ｉｕｖ，Ｉｖｗ，Ｉｗｕの高調波零相成分をＩｕｖｈ０，Ｉｖｗｈ０，Ｉｗｕｈ０と表記することにすれば、次式が成立する。
（数４）
Ｉｕｖ０＋Ｉｖｗ０＋Ｉｗｕ０＝３×Ｉｈ０

したがって、Ｉｈ０は共通鉄心１０８に起磁力を生じる。ただし、Ｉｈ０はデルタ結線された３つのクラスタを循環する循環高調波電流である。

以上で説明した電流Ｉｕｖ，Ｉｖｗ，Ｉｗｕの各成分のうち、鉄心に起磁力を生じる成分は循環基本波電流Ｉ０と循環高調波電流Ｉｈ０のみである。したがって、本発明のリアクトルは、循環電流のみにインダクタンスを持つ。

本発明の共通鉄心リアクトル１０４の蓄積エネルギーＥａは次式となる。
（数５）
Ｅａ＝Ｌ×（Ｉ０＋Ｉｈ０）＾２／２（ただし「＾」は累乗を表わす）

一方、従来技術のように、ｕｖ相巻線１０５，ｖｗ相巻線１０６，ｗｕ相巻線１０７を個別の鉄心に巻回し、３つのリアクトルとする場合、Ｉｕｖ，Ｉｖｗ，Ｉｗｕの各々に含まれる全ての成分が個別の鉄心３つに起磁力を生じる。

従来技術による単相リアクトル１つの蓄積エネルギーＥｂは次式で表わされる。ただし、次式はｕｖ相巻線とその個別鉄心からなる単相リアクトルを例として示している。
（数６）
Ｅｂ＝Ｌ×（Ｉｕｖ１２＋Ｉｕｖｈ１２＋Ｉ０／３＋Ｉｈ０／３）＾２／２

上式において、デルタ結線ＣＭＣの本来の機能に資する基本波正相・逆相成分Ｉｕｖ１２が支配的であり、蓄積エネルギーＥａ＜Ｅｂとなる。したがって、本発明の共通鉄心リアクトル１０４の蓄積エネルギーは従来技術のリアクトルの蓄積エネルギーより小さい。

リアクトルの鉄心断面積は、蓄積する必要のある磁気エネルギーが減少すると小さくできる。したがって、従来技術によるリアクトル３つに比較して、本発明による共通鉄心１０８を使用した共通鉄心リアクトル１０４の鉄心断面積を小さくすることができる。

なお、共通鉄心１０８は、Ｉ０とＩｈ０に起因して生じる磁束密度が、鉄心材料の飽和磁束密度を超えないような断面積を必要とする。

以下、図１，図２，図５を用いて、本発明による電力変換装置におけるＩｕｖ，Ｉｖｗ，Ｉｗｕの制御法を説明する。

まず、図２に示す単位セル１１２に電圧Ｖｋｊを出力させる方法を説明する。

直流コンデンサ電圧をＶＣｋｊと表記することにすると、ｘ相ハイサイド・スイッチング素子２０１がオン、ｘ相ローサイド・スイッチング素子２０２がオフ、ｙ相ハイサイド・スイッチング素子２０３がオフ、ｙ相ローサイド・スイッチング素子２０４がオンの場合に単位セル電圧Ｖｋｊは、各単位セルに流れる電流に関係なく大略Ｖｋｊ＝ＶＣｋｊとなる。

また、ｘ相ハイサイド・スイッチング素子２０１がオン、ｘ相ローサイド・スイッチング素子２０２がオフ、ｙ相ハイサイド・スイッチング素子２０３がオン、ｙ相ローサイド・スイッチング素子２０４がオフの場合、および、ｘ相ハイサイド・スイッチング素子２０１がオフ、ｘ相ローサイド・スイッチング素子２０２がオン、ｙ相ハイサイド・スイッチング素子２０３がオフ、ｙ相ローサイド・スイッチング素子２０４がオンの場合に単位セル電圧Ｖｋｊは、各単位セルに流れる電流に関係なく大略Ｖｋｊ＝０となる。

さらに、ｘ相ハイサイド・スイッチング素子２０１がオフ、ｘ相ローサイド・スイッチング素子２０２がオン、ｙ相ハイサイド・スイッチング素子２０３がオン、ｙ相ローサイド・スイッチング素子２０４がオフの場合に単位セル電圧Ｖｋｊは、各単位セルに流れる電流に関係なく大略Ｖｋｊ＝−ＶＣｋｊとなる。

したがって、各単位セル１１２は、該単位セル１１２に流れる電流に関係なく、Ｖｋｊ＝ＶＣｋｊ，０、または−ＶＣｋｊを出力する電圧源と見なすことができる。

次に、各クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕについて説明する。本実施例では各単位セル１１２に含まれるスイッチング素子のオン・オフ制御をキャリア位相シフトＰＷＭ（Pulse-Width Modulation）によって行うものとする。また、本実施例では、各クラスタ１０９〜１１１のそれぞれに含まれる単位セル１１２の個数ＭとしてＭ＝６、各単位セル１１２の三角波キャリア信号の周波数を基本波周波数の９倍である場合を例にとって説明するが、単位セルの個数Ｍやキャリア信号の周波数が他の値であるときにも、本発明は有効である。

各クラスタがＭ＝６個の単位セル１１２を含む場合、各クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕは図４に示す波形のように、２Ｍ＋１＝１３レベルの波形となる。ここで、図４は上段からＶｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの波形であり、最下段がそれらの和Ｖｕｖ＋Ｖｖｗ＋Ｖｗｕである。なお、図４の横軸はπを単位として位相角をラジアン［rad］で表わしており、縦軸は各クラスタ電圧を任意の単位［ａ.ｕ.］（Arbitrary Unit）で表わしている。

ここで、１つまたは複数の単位セル１１２の直列体である各クラスタ１０９〜１１１は、該クラスタに流れる電流に関係なく、該クラスタに含まれる１つまたは複数の単位セル１１２の出力電圧の和を出力する電圧源と見なすことができる。

図５は、以上のような観点に基づいて、各クラスタ１０７〜１０９を電圧源と見なした場合の図１の等価回路である。電力系統１０１はスター結線された正弦波電圧源ＶＵ，ＶＶ，ＶＷで表わしており、線間電圧をＶＵＶ，ＶＶＷ，ＶＷＵと表記することにする。

変圧器１０３は漏れインダクタンスＬで表わしている。ｕｖ相，ｖｗ相，ｗｕ相クラスタ電圧１０９，１１０，１１１は電圧源Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕで表わしている。各クラスタと直列接続された巻線１０５〜１０７は、共通鉄心１０８によって磁気結合している。

クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕは基本波成分と高調波成分を含んでいる。図４では、クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの基本波成分の振幅を等しく設定し、基本波成分の位相を互いに１２０°ずつシフトさせている。したがって、図４の最下段の波形であるクラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの和（＝Ｖｕｖ＋Ｖｖｗ＋Ｖｗｕ）には基本波成分が含まれない。しかし、クラスタ電圧Ｖｕｖ＋Ｖｖｗ＋Ｖｗｕは高調波成分、すなわち零相高調波成分を含んでおり、この零相高調波成分の時間積分に比例した電流が循環高調波電流となる。

ただし、図４の波形は一例であり、クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕが零相基本波成分や、スイッチング周波数以下の任意の次数の高調波成分を含むように制御することも可能である。

次に、クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの基本波成分を利用して、電力系統１０１と電力変換装置１０２とを流れる電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを制御する方法を説明する。

電力系統１０１の線間電圧ＶＵＶ，ＶＶＷ，ＶＷＵと各クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕとの差電圧は、変圧器１０３の漏れインダクタンスＬに印加される。系統電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、漏れインダクタンスＬの印加電圧の時間積分に比例する。したがって、系統電流指令値Ｉｕ*，Ｉｖ*，Ｉｗ*と実際の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの誤差に基づき、クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕを介してＬの印加電圧を制御すれば、系統電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをフィードバック制御できる。

一例として、以下で電力変換装置１０２がＳＴＡＴＣＯＭとして、電力系統に進相無効電力を供給する場合について説明する。

各クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの基本波成分の周波数と基本波成分の位相を系統線間電圧ＶＵＶ，ＶＶＷ，ＶＷＵの周波数と位相に一致させた状態で、各クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの振幅を系統線間電圧ＶＵＶ，ＶＶＷ，ＶＷＵの振幅より高くする。

この場合、変圧器１０３の漏れインダクタンスＬには、系統相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷと逆位相の電圧が印加される。

なお、各クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕに含まれる基本波成分は正相成分のみであるため、共通鉄心リアクトル１０４の各巻線１０５〜１０７には基本波電圧が印加されない。

変圧器１０３の漏れインダクタンスＬには、印加電圧から位相が９０°遅れた電流が流れる。すなわち、クラスタ電圧を制御することで、系統相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷより位相が９０度進んだ系統電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを流すことができる。したがって、電力変換装置１０２が電力系統１０１に対して進相無効電力を供給するように制御できる。

次に、以下で電力変換装置１０２がＳＴＡＴＣＯＭとして、電力系統に遅相無効電力を供給する場合について説明する。

各クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの基本波成分の周波数と基本波成分の位相を系統線間電圧ＶＵＶ，ＶＶＷ，ＶＷＵの周波数と位相に一致させた状態で、各クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの振幅を系統線間電圧ＶＵＶ，ＶＶＷ，ＶＷＵの振幅より低くする。

この場合、変圧器１０３の漏れインダクタンスＬには、系統相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷと同位相の電圧が印加される。

変圧器１０３の漏れインダクタンスＬは、印加電圧から位相が９０°遅れた電流が流れる。すなわち、クラスタ電圧を制御することで、系統相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷより位相が９０度遅れた系統電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを流すことができる。したがって、電力変換装置１０２が電力系統１０１に対して遅相無効電力を供給するように制御できる。

以上、電力変換装置１０２がＳＴＡＴＣＯＭとして、電力系統１０１に進相または遅相無効電力を供給する場合の制御法について説明した。ただし、前述のように、各クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの制御を介して変圧器１０３の漏れインダクタンスＬに印加される電圧を制御することで、系統電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを制御できる。したがって、系統電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは基本波正相電流だけでなく、逆相基本波電流や正相・逆相の高調波電流であってもよい。

また、各クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕが零相基本波成分Ｖｕｖ０，Ｖｖｗ０，Ｖｗｕ０を含むように制御することもできる。各クラスタを循環して流れる循環基本波電流Ｉ０は、Ｖｕｖ０＋Ｖｖｗ０＋Ｖｗｕ０の時間積分に比例するため、Ｖｕｖ０，Ｖｖｗ０，Ｖｗｕ０を通じてＩ０を制御できる。

さらに、零相基本波成分Ｖｕｖ０＋Ｖｖｗ０＋Ｖｗｕ０を３の倍数次高調波とすることで、スイッチング周波数より低い任意の３の倍数次高調波電流を循環高調波電流Ｉｈ０として流す制御も可能である。

以上で説明したように、本発明の共通鉄心１０８を用いた共通鉄心リアクトル１０４を用いた場合にも、系統電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと循環電流Ｉ０，Ｉ０ｈを制御可能である。

なお、本実施例における各単位セル１１２は、直流側にコンデンサ２０５のみを備えている。したがって、電力変換装置１０２が電力系統１０１と有効電力を授受すると、コンデンサ２０５がごく短時間で過充電または過放電となってしまう。このため、直流側にコンデンサ２０５のみを備えた単位セル１１２を使用した電力変換装置１０２では、電力系統との間で有効電力を継続的に授受することはできない。

以下、共通鉄心リアクトル１０４の詳細構造の例について説明する。

共通鉄心リアクトル１０４の内部構造として、以上の説明では図３を用いた。しかし、図３では、ｕｖ相巻線１０５とｗｕ相巻線１０７の間にｖｗ相巻線１０６が挟まれる構造となっており、３つの巻線の結合係数がアンバランスとなる恐れがある。該結合係数がアンバランスとなった場合、理論上は起磁力を生じない正相・逆相の基本波および高調波電流によって、共通鉄心１０８に起磁力が発生する。したがって、現実的には３つの巻線の結合係数をバランスさせる巻線構造が望ましい。

図６は、３つの巻線の結合係数をバランスさせる巻線構造の一例である。図６では共通鉄心１０８を三脚鉄心としている。

ｕｖ相巻線１０５を１０５ａ，１０５ｂ，１０５ｃに３分割している。同様に、ｖｗ相巻線１０６を１０６ａ，１０６ｂ，１０６ｃに３分割している。さらに、ｗｕ相巻線１０７を１０７ａ，１０７ｂ，１０７ｃに３分割している。

各相の巻線が、ギャップ３０１を設けた共通鉄心１０８の中央脚に巻回されている。

共通鉄心１０８の中心脚の上段に、該中央脚に近い方から、ｕｖ相巻線１０５ａ，ｖｗ相巻線１０６ａ，ｗｕ相巻線１０７ａの順に巻回されている。

共通鉄心１０８の中心脚の中段に、該中央脚に近い方から、ｗｕ相巻線１０７ｂ，ｕｖ相巻線１０５ｂ，ｖｗ相巻線１０６ｂの順に巻回されている。

共通鉄心１０８の中心脚の下段に、該中央脚に近い方から、ｖｗ相巻線１０６ｃ，ｗｕ相巻線１０７ｃ，ｕｖ相巻線１０５ｃの順に巻回されている。

このような巻線構造とすることで、各巻線と鉄心の磁気結合を大略バランスさせることが可能となる。これにより、理論上は発生しない正相・逆相の基本波および高調波電流によって共通鉄心１０８に発生する磁束の発生を抑制できるため、共通鉄心１０８の断面積を小さく設計することが可能となる。

次に、本発明の第２の実施例について説明する。

実施例２では、実施例１の単位セル１１２であった図２に代えて、図７に示すような有効電力供給手段７０２を接続した単位セル７０１を使用する。

これにより、実施例２では、電力系統１０１と電力変換装置１０２との間で有効電力の授受が可能となる。

以下、実施例２の全体構成を説明する。

実施例２では、図１に示した電力変換装置１０２において、各クラスタ１０９〜１１１に含まれるＭ個の単位セル１１２を、図２に示した単位セルから、図７に示した有効電力供給手段７０２を接続した単位セル７０１に置換した構成とする。

そして、全体構成において、これ以外の点では実施例１と同様である。

以下、電力系統１０１から電力変換装置１０２が有効電力を受電する場合の制御について、図５を参照しながら説明する。

各クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの基本波成分の周波数と基本波成分の振幅を系統線間電圧ＶＵＶ，ＶＶＷ，ＶＷＵの周波数と振幅に一致させた状態で、各クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの位相を系統線間電圧ＶＵＶ，ＶＶＷ，ＶＷＵの位相より遅れさせる。

この場合、変圧器１０３の漏れインダクタンスＬには、系統相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷより９０°位相の進んだ電圧が印加される。

変圧器１０３の漏れインダクタンスＬには、印加電圧から位相が９０°遅れた電流が流れる。すなわち、クラスタ電圧を制御することで、系統相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷと同位相の系統電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを流すことができる。したがって、電力変換装置１０２が電力系統１０１から有効電力を受電するように制御できる。

次に、電力変換装置１０２が電力系統１０１に有効電力を供給する場合の制御について、図５を参照しながら説明する。

各クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの基本波成分の周波数と基本波成分の振幅を系統線間電圧ＶＵＶ，ＶＶＷ，ＶＷＵの周波数と振幅に一致させた状態で、各クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの位相を系統線間電圧ＶＵＶ，ＶＶＷ，ＶＷＵの位相より進ませる。

この場合、変圧器１０３の漏れインダクタンスＬには、系統相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷより９０°位相の遅れた電圧が印加される。

変圧器１０３の漏れインダクタンスＬには、印加電圧から位相が９０°遅れた電流が流れる。すなわち、クラスタ電圧を制御することで、系統相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷと逆位相の系統電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを流すことができる。したがって、電力系統１０１が電力変換装置１０２に有効電力を供給するように制御できる。

以上で説明したように、本発明の共通鉄心１０８を用いた共通鉄心リアクトル１０４を用いた場合、電力系統１０１と電力変換装置１０２との間で、有効電力の授受が可能となる。

したがって、有効電力供給手段７０２として二次電池を接続した単位セルとしてフルブリッジセルを使用した電力変換装置１０２を電力系統１０１と連系し、電力貯蔵システムとして使用することが可能である。

なお、有効電力供給手段７０２としては、二次電池，太陽電池，燃料電池、その他電源装置など、有効電力を供給する機能を有する装置を適用することが可能である。

次に、本発明の第３の実施例について説明する。

実施例３では、図７に示すような有効電力供給手段７０２を接続した単位セル７０１を使用した電力変換装置１０２を用いて、電動機、その他の交流負荷に電力を供給する。

これにより、実施例３では、電力変換装置１０２を任意振幅，任意周波数の交流電圧供給装置として使用できる。

以下、図８を用いて実施例３の全体構成を説明する。図８では交流負荷として電動機８０２を接続している。

図８では、共通鉄心リアクトル１０４と各クラスタ１０９〜１１１から構成された電力変換装置８０１を電動機８０２に接続している。

なお、図８では、電力変換装置８０１と電動機８０２とを直接接続しているが、電力変換装置８０１と電動機８０２との間に変圧器やリアクトル，フィルタなどを設置することも可能である。

以下、電力変換装置８０１の制御法について説明する。

実施例１で述べたように、各クラスタに含まれる単位セル７０１のスイッチングを制御することで、各クラスタのクラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕを制御できる。

クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの振幅は、各クラスタに含まれる単位セルの台数をＭと表記し、各単位セルの直流電圧をＶＢｋｊとすれば、零からＶＢｋｊ×Ｍまの範囲で、任意の値に制御可能である。

また、クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの周波数は、スイッチング周波数よりも低い範囲で、任意の値に制御可能である。

クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕは電動機８０２に印加される。

クラスタ電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕを介して電動機８０２に流れる電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを直接、または座標変換を施した電流信号を介してフィードバック制御することによって、電動機８０２のトルク，回転数，回転角度を制御可能である。

以上のように、本発明の共通鉄心リアクトル１０４を用いた電力変換装置８０１を任意振幅，任意周波数の交流電圧供給装置として動作させることで、電動機の制御が可能となる。

なお、以上の説明では電力変換装置８０１に電動機８０２が接続している場合について説明したが、電動機８０２に代えて、発電機、その他の交流負荷とすることも可能である。

なお、以上の本発明の実施例では三相ＣＭＣを例に用いたが、本発明は多相ＣＭＣにも適用することが可能である。

１０１電力系統
１０２電力変換装置
１０３変圧器
１０４共通鉄心リアクトル
１０５ｕｖ相巻線
１０６ｖｗ相巻線
１０７ｗｕ相巻線
１０８鉄心
１０９ｕｖ相クラスタ
１１０ｖｗ相クラスタ
１１１ｗｕ相クラスタ
１１２単位セル
２０１ｘ相ハイサイド・スイッチング素子
２０２ｘ相ローサイド・スイッチング素子
２０３ｙ相ハイサイド・スイッチング素子
２０４ｙ相ローサイド・スイッチング素子
２０５コンデンサ
３０１ギャップ
７０１単位セル
７０２有効電力供給手段
８０１電力変換装置
８０２電動機

Claims

カスケード接続された１つまたは複数の単位セルからなるクラスタと巻線との直列体３つをデルタ結線して構成した電力変換装置において、前記単位セルは、スイッチング素子と蓄電手段を含み、前記スイッチング素子のオン・オフを制御することによって前記蓄電手段の電圧を出力するように構成され、前記３つの巻線を起磁力が加極性となるように共通鉄心に巻回して、共通鉄心リアクトルを形成したことを特徴とする電力変換装置。
請求項１の電力変換装置において、
前記３つの巻線は電気的に直列接続されていることを特徴とする電力変換装置。
請求項１、又は２の電力変換装置において、
前記単位セルは任意の電圧を出力可能な２端子要素であることを特徴とする電力変換装置。
請求項１〜３のうちの１つの電力変換装置において、
前記単位セルは、直流側にコンデンサを接続したフルブリッジ回路であることを特徴とする電力変換装置。
請求項１〜４のうちの１つの電力変換装置において、
前記共通鉄心にギャップを設けたことを特徴とする電力変換装置。
請求項１〜５のうちの１つの電力変換装置において、
前記共通鉄心は、前記直列体３つを流れる電流の零相成分に起因して生じる磁束密度が、該共通鉄心の鉄心材料の飽和磁束密度を超えないような断面積を備えたことを特徴とする電力変換装置。
請求項１〜６のうちの１つの電力変換装置において、
前記直列体３つを循環する基本波零相電流を制御する機能を備えたことを特徴とする電力変換装置。
請求項１〜７のうちの１つの電力変換装置において、
前記直列体３つを循環する３の倍数次高調波電流を制御する機能を備えたことを特徴とする電力変換装置。
請求項１〜８のうちの１つの電力変換装置において、
前記３つの巻線の結合係数をバランスする構造を備えたことを特徴とする電力変換装置。
請求項１〜９のうちの１つの電力変換装置において、
前記共通鉄心を三脚鉄心とし、前記３つの巻線のそれぞれを直列接続された３つの分割巻線に分割し、前記三脚鉄心の中央脚の上段に、該中央脚から近い順に、第１相第１分割巻線，第２相第１分割巻線，第３相第１分割巻線を巻回し、前記三脚鉄心の中央脚の中段に、該中央脚から近い順に、第２相第２分割巻線，第３相第２分割巻線，第１相第２分割巻線を巻回し、前記三脚鉄心の中央脚の下段に、該中央脚から近い順に、第３相第３分割巻線，第１相第３分割巻線，第２相第３分割巻線を巻回したことを特徴とする電力変換装置。
請求項１０の電力変換装置において、
前記中央脚の上段に巻回された前記３つの分割巻線の組と、前記中央脚の中段に巻回された前記３つの分割巻線の組と、前記中央脚の下段に巻回された前記３つの分割巻線の組とを任意に入れ替えたことを特徴とする電力変換装置。
請求項１〜１１のうちの１つの電力変換装置を変圧器の第１の巻線に接続し、
前記変圧器の第２の巻線を電力系統に接続したことを特徴とする無効電力補償装置。
請求項４の電力変換装置において、前記フルブリッジ回路の直流側に二次電池，太陽電池，燃料電池、その他の有効電力供給手段を接続したことを特徴とする電力変換装置。
請求項１３の電力変換装置を変圧器の第１の巻線に接続し、前記変圧器の第２の巻線を電力系統に接続したことを特徴とする電力貯蔵装置。
請求項１３の電力変換装置を交流負荷に接続し、該交流負荷に任意振幅，任意周波数の電力を供給することを特徴とする電力変換装置。
請求項１の電力変換装置を電動機に接続し、該電動機に任意振幅、任意周波数の電力を供給することで該電動機のトルク，回転数，位置などを制御する機能を備えたことを特徴とする電動機駆動システム。