JP5561550B2 - 回転電機制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、回転電機に印加した高周波の観測電流への応答成分に基づいてロータに配置された永久磁石の磁極位置を演算すると共に、永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸と当該ｄ軸に直交するｑ軸とのｄｑ軸ベクトル空間において回転電機をベクトル制御する回転電機制御装置に関する。

永久磁石式同期モータ、例えば３相同期モータの制御方法として、ベクトル制御と呼ばれる制御方法が知られている。ベクトル制御では、モータの３相のステータコイルに流れるモータ電流を、ロータに配置された永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸と、このｄ軸に直交するｑ軸とのベクトル成分に座標変換してフィードバック制御を行う。この座標変換のためには、ロータの位置（磁極位置）を精度良く検出する必要がある。磁極位置検出にはレゾルバなどの回転センサや、ロータの回転によって生じる誘導起電力を利用して電気的に磁極位置を検出するセンサレス磁極検出回路が利用される。但し、モータの停止時に誘導起電力が生じず、低回転時には誘導起電力も小さいため、高周波電流や高周波電圧をモータに与えてその応答により磁極位置を推定する方法も提案されている。

平成９年電気学会（The Institute of Electrical Engineers of Japan）全国大会の論文「高周波電流注入を利用した位置センサレス突極形PMモータの広範囲速度制御法（Speed Control Method of Position Sensorless Salient-Pole PM Motor for Wide Speed Range Using High Frequency Current Injection）」（非特許文献１）には、そのようなセンサレス磁極検出技術が報告されている。この技術では、固定子の座標系であるαβ座標が定義され、回転子の磁極位置と一致した上記ベクトル制御におけるｄ軸及びｑ軸に対応した座標系であるｄｑ座標は、αβ座標に対して位置θ_ｍ、角速度ω_ｍを有すると定義される。センサレス制御においては実際のｄｑ座標は検出できないため、ｄｑ座標は推定座標として扱われる（当該論文中では、「＾」付きの座標として表記されている。）。そして、推定ｄｑ座標において高周波の観測電流が注入され、電圧指令から位置推定信号が得られる。この位置推定信号は、実際の磁極位置θ_ｍと推定磁極位置との偏差をΔθ_ｍとすれば、sinΔθ_ｍを含むものであり、Δθ_ｍがゼロ付近では「sinΔθ_ｍ≒Δθ_ｍ」となる。これを利用して、位置推定信号がゼロとなるように制御することで推定磁極位置が算出される。

しかし、モータ制御に用いられるフィードバック制御にしばしば用いられるＰＩ制御（比例積分制御）では、高周波に対する応答性が高くないため、位置推定信号をゼロ付近に制御することが容易ではない。具体的には、高周波の観測電流に対するＰＩ制御の追従性が高くないため、電流指令とフィードバック電流との偏差をＰＩ制御して得られる電圧指令に、本来は直流成分と高周波成分とが現れるべきであるのに低周波成分が出現してしまう。非特許文献１に記載されているように、非特許文献１の第(3)式のδ軸電圧をローパスフィルタに通すことで、位置推定信号を含む第(3)式第３項を抽出することができる。しかし、ＰＩ制御の追従性に起因して電圧指令に現れる低周波成分も、このローパスフィルタを通過してしまう。その結果、低周波成分がノイズ成分となり、位置推定信号がゼロ付近となるように制御することが容易ではなくなる。

山田和範（Kazunori Yamada）、他２名、「高周波電流注入を利用した位置センサレス突極形PMモータの広範囲速度制御法（Speed Control Method of Position Sensorless Salient-Pole PM Motor for Wide Speed Range Using High Frequency Current Injection）」、平成９年（2010年）電気学会（The Institute of Electrical Engineers of Japan）全国大会論文、4-356〜357

上述した背景に鑑み、高周波の観測電流に対する比例積分制御の追従性を向上させて電圧指令値からロータの磁極位置を良好に推定する技術の提供が望まれる。

上記課題に鑑みた本発明に係る回転電機制御装置の特徴構成は、
回転電機のロータに配置された永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸と当該ｄ軸に直交するｑ軸とのｄｑ軸ベクトル空間における電流指令と、当該ｄｑ軸ベクトル空間に座標変換された前記回転電機からのフィードバック電流との偏差に基づいて、当該ｄｑ軸ベクトル空間における電圧指令を演算すると共に、前記回転電機に高周波の観測電流を印加し、当該観測電流への応答成分として前記電圧指令に含まれる高周波成分に基づいて前記ロータの磁極位置を演算して、前記回転電機を制御する回転電機制御装置であって、
前記偏差の少なくとも基本波成分を前記ｄｑ軸ベクトル空間において比例積分制御して基本電圧指令を演算する基本電流制御部と、
前記偏差を前記ｄｑ軸ベクトル空間から前記観測電流に応じた高周波ベクトル空間に座標変換して当該高周波ベクトル空間において比例積分制御し、前記ｄｑ軸ベクトル空間に再変換して高周波成分電圧指令を演算する高周波成分電流制御部と、
前記基本電圧指令と前記高周波成分電圧指令とを加算して前記ｄｑ軸ベクトル空間における前記電圧指令を決定する電圧指令決定部と、
決定された前記電圧指令に含まれる高周波成分に基づいて前記ロータの磁極位置を演算する磁極位置演算部と、を備え、
前記磁極位置演算部は、前記電圧指令決定部で決定された前記電圧指令を前記ｄｑ軸ベクトル空間から前記観測電流に応じた高周波応答ベクトル空間に座標変換し、所定の帯域を通過させるフィルタを介して得られた値を比例積分制御して回転速度を演算し、当該回転速度を積分して前記磁極位置を演算し、
前記高周波ベクトル空間及び前記高周波応答ベクトル空間は、所定の位相指令に基づいて印加される前記観測電流の当該位相指令に基づいて前記ｄｑ軸ベクトル空間から座標変換される共通の座標系である点にある。

この構成によれば、観測電流に応答した応答成分を含むフィードバック電流と電流指令との偏差が、高周波ベクトル空間において比例積分制御される。この高周波ベクトル空間は、高周波成分を含む観測電流に応じてｄｑ軸ベクトル空間から変換された座標系であり、交流成分である高周波成分が直流成分に変換されることになる。その結果、高周波ベクトル空間における応答成分に関する比例積分制御が直流成分に対する演算となるので、比例積分制御における応答性を充分に確保することができる。電圧指令に含まれる高周波成分に基づいてロータの磁極位置を演算する磁極位置演算部には、少なくとも基本波成分が比例積分制御されて得られた基本電圧指令と、高周波成分が比例積分制御されて得られた高周波電圧指令とが加算された電圧指令が提供される。従って、磁極位置演算部は、電圧指令に含まれる高周波成分に基づいて精度良くロータの磁極位置を演算することができる。即ち、本構成によれば、高周波の観測電流に対する比例積分制御の追従性を向上させて電圧指令値からロータの磁極位置を良好に推定することが可能となる。

電圧指令には、基本波成分と高周波成分とが含まれているから、磁極位置演算部は、高周波成分を適正に取り出して磁極位置を演算することが好ましい。ｄｑ軸ベクトル空間は、ロータに配置された永久磁石が発生する磁界の方向に応じた座標系であるが、磁界の方向は磁極位置演算部により演算された磁極位置に基づくもので、いわゆる推定値である。従って、回転電機制御装置におけるｄｑ軸ベクトル空間は実際には推定ｄｑ軸ベクトル空間である。この推定ｄｑ軸ベクトル空間と現実の磁極位置に基づくｄｑ軸ベクトル空間とが一致している状態から差異が生じると、ステータの固定された座標系に対して両空間の回転速度が異なることになる。回転速度は角速度であるから、磁極位置演算部は、回転速度を求めてこの回転速度を積分することによって角度を求めることができる。従って、上述したように、前記磁極位置演算部が、前記電圧指令決定部で決定された前記電圧指令を前記ｄｑ軸ベクトル空間から前記観測電流に応じた高周波応答ベクトル空間に座標変換し、所定の帯域を通過させるフィルタを介して得られた値を比例積分制御して回転速度を演算し、当該回転速度を積分して前記磁極位置を演算すると好適である。

一般的に観測電流は、所定の位相及び振幅を有する高周波電流として回転電機に印加される。一例として、観測電流は、ｄｑ軸ベクトル空間における電流指令に対して観測電流指令を重畳することによって回転電機に印加される。この際、観測電流指令には観測電流の位相及び振幅に関する情報が含まれることになる。従って、観測電流に応じて高周波ベクトル空間や、高周波応答ベクトル空間への座標変換を行う際には、位相に関する観測電流指令を利用することができる。上述したように、前記高周波ベクトル空間及び前記高周波応答ベクトル空間は、所定の位相指令に基づいて印加される前記観測電流の当該位相指令に基づいて前記ｄｑ軸ベクトル空間から座標変換される共通の座標系である。これにより、高周波ベクトル空間及び高周波応答ベクトル空間への座標変換を、同じ演算（同じ変換行列や同じ変換テーブル）により実施することが可能となるので、演算効率が向上する。

回転電機制御装置を含む駆動装置の模式的なブロック図 ｄｑ軸ベクトル空間とγδ軸ベクトル空間との関係を示す図 両ベクトル空間における電流波形を模式的に示す波形図 αβ軸ベクトル空間とｄｑ軸ベクトル空間との関係を示す図 αβ軸、ｄｑ軸、推定ｄｑ軸の各ベクトル空間の関係を示す図 ｄｑ軸と推定ｄｑ軸との位相差と回転速度との関係を示す図 ｄｑ軸電流に関するシミュレーション結果を示す波形図 ｄｑ軸電圧に関するシミュレーション結果を示す波形図 磁極位置推定用δ軸電圧及び磁極位置のシミュレーション結果を示す波形図 回転電機制御装置の他の構成例を含む駆動装置の模式的なブロック図

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。図１に示すように、回転電機制御装置１０は、交流の回転電機３０の回転をレゾルバ等の回転センサを用いることなく、いわゆるセンサレスで検出する機能を備えた制御装置である。以下、適宜「回転電機制御装置１０」を単に「制御装置１０」と称し、「回転電機３０」を単に「モータ３０」と称して説明する。本実施形態において、モータ３０は、埋込型永久磁石同期モータ（interior permanent magnet synchronous motor : IPMSM）であり、ロータの永久磁石のＮ極方向の磁気特性と電気的にこれと垂直な方向（電気角で９０°ずれた方向）との磁気特性とが異なる突極性（逆突極性を含む）を有する。詳細は後述するが、本実施形態においてモータ制御装置は、この突極性を利用して、モータ３０の回転時に留まらず、モータ３０の停止時や低速回転時においてもセンサレスで磁極位置や磁極の方向を判定する。尚、当然ながら、回転電機（モータ）３０は、モータ（電動機）、ジェネレータ（発電機）、及び必要に応じてモータ及びジェネレータの双方の機能を果たすモータ・ジェネレータのいずれをも含むものである。

はじめに、モータ３０の駆動制御を行う駆動装置２０の全体構成について説明する。図１に示すように、駆動装置２０は、制御装置１０、直流電源２１、平滑コンデンサ２２、インバータ２４、電流センサ２５を備えている。ここで、直流電源２１は、バッテリ等の充電可能な二次電池である。そして、駆動装置２０は、直流電源２１の直流電力をインバータ２４を介して３相交流に変換してモータ３０に供給する。また、インバータ２４は、モータ３０がジェネレータとして機能する際には発電された交流電力を直流に変換して直流電源２１に供給する。直流電源２１の正極端子と負極端子との間には、平滑コンデンサ２２が並列に接続され、直流電力を安定化する。

インバータ２４は、複数のスイッチング素子を有して構成される。スイッチング素子には、ＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor）やＭＯＳＦＥＴ（metal oxide semiconductor field effect transistor）を適用すると好適である。インバータ２４は、モータ３０の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相）のそれぞれに対応するＵ相レッグ、Ｖ相レッグ、及びＷ相レッグを備えている。各レッグは、それぞれ直列に接続された上段側アームのスイッチング素子と下段側アームのスイッチング素子とにより構成される。各アームのスイッチング素子には、それぞれフリーホイールダイオードが並列接続されている。各レッグは、モータ３０のＵ，Ｖ，Ｗ各相のステータコイルに接続される。この際、各相レッグ上段側アームと下段側アームとの間とモータ３０の各相ステータコイルとが電気的に接続される。また、各レッグの上段側アームは、直流電力の正極側に接続され、各レッグの下段側アームは、直流電力の負極側に接続される。

インバータ２４は、不図示のドライバ回路を介して制御装置１０に接続されており、制御装置１０が生成する制御信号に応じてスイッチング動作する。制御装置１０は、マイクロコンピュータなどの論理回路を中核とするＥＣＵ（electronic control unit）として構成される。ＥＣＵは、マイクロコンピュータの他、インターフェース回路やその他の周辺回路などを有して構成される。インターフェース回路は、ＥＭＩ（electro-magnetic interference）対策部品やバッファ回路などにより構成される。

ドライバ回路は、電圧変換回路や絶縁回路などを備え、制御装置１０が生成した制御信号をスイッチング素子の制御端子（ゲート端子やベース端子など）に供給する回路である。例えば、モータ３０が車両の駆動力源である場合などでは、直流電源２１は高電圧であり、インバータ２４の各スイッチング素子は、高電圧をスイッチングする。このように、高電圧をスイッチングする素子の制御端子に入力されるパルス状の駆動信号（制御信号）のハイレベルとローレベルとの電位差は、マイクロコンピュータなどの一般的な電子回路の動作電圧よりも遥かに高い電圧である。従って、制御信号は、ドライバ回路を介して電圧変換や絶縁された後、インバータ２４の各スイッチング素子に入力される。

このようにモータ３０は、制御装置１０によりスイッチング制御されるインバータ２４を介して、所定の出力トルク及び回転速度で駆動される。この際、モータ３０の各ステータコイルに流れる電流の値が制御装置１０にフィードバックされる。後述するように、制御装置１０は、電流指令（ｉｄ^＊，ｉｑ^＊）との偏差に対してＰＩ制御（比例積分制御）やＰＩＤ制御（比例微積分制御）を実行してモータ３０を駆動制御する。本実施形態では電流ＰＩ制御部３により、ＰＩ制御が実施される場合を例示している。このフィードバック制御を実現するため、インバータ２４の各相レッグとモータ３０の各相ステータコイルとの間に設けられたバスバーなどの導体を流れる電流値が、電流センサ２５により検出される。図１においては、電流センサ２５は、バスバーなどの交流電力線に対して非接触で交流電流を検出する非接触電流センサの形態を例示している。尚、本実施形態では、３相全てに対して電流センサ２５が配置される形態を例示しているが、３相各相の電流は平衡しており瞬時値はゼロであるから、２相のみの電流値を検出して残りの１相を演算により求める構成であっても構わない。

以下、レゾルバ等の回転センサを用いることなくセンサレスでモータ３０の回転を検出し、ベクトル制御によりモータ３０を制御する制御装置１０の詳細な構成について説明する。このベクトル制御におけるベクトル空間は、モータ３０のロータに配置された永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸と当該ｄ軸に電気的に直交するｑ軸とのｄｑ軸ベクトル空間である。

モータ３０が車両の駆動装置の場合、不図示の走行制御ＥＣＵなどからトルク指令（目標トルク）Ｔ^＊が制御装置１０に与えられる。制御装置１０のトルク制御部１は、トルク指令Ｔ^＊に応じてベクトル制御の電流指令（目標電流）ｉｄ^＊，ｉｑ^＊を設定する。電流指令ｉｄ^＊，ｉｑ^＊は、上述したｄ軸及びｑ軸を基準とするベクトル空間に対応して設定される。電流ＰＩ制御部３は、ｄｑ軸ベクトル空間における電流指令ｉｄ^＊，ｉｑ^＊と、モータ３０の各ステータコイルに流れる３相電流の検出値が２相のｄｑ軸ベクトル空間に座標変換されてフィードバックされたフィードバック電流ｉｄ，ｉｑとの偏差をＰＩ制御して、ベクトル空間における電圧指令ｖｄ^＊，ｖｑ^＊を演算する。本実施形態では、電流ＰＩ制御部３は基本電圧指令ｖｄ_０ ^＊，ｖｑ_０ ^＊を演算し、高周波成分電流制御部４で演算された高周波成分電圧指令ｖｄ_ｈ ^＊，ｖｑ_ｈ ^＊を電圧指令決定部５において加算して電圧指令ｖｄ^＊，ｖｑ^＊が決定される。高周波成分電流制御部４、電圧指令決定部５の詳細については、後述する。電圧指令ｖｄ^＊，ｖｑ^＊は、変調部６において３相の電圧指令に座標変換され、変調部６は、この３相の電圧指令に基づいてインバータ２４をスイッチング制御する制御信号を、例えばＰＷＭ（pulse width modulation）により生成する。

電流センサ２５により検出された３相電流は、３相２相座標変換部８により磁極位置θに基づいて２相のフィードバック電流ｉｄ，ｉｑに座標変換される。本実施形態では、磁極位置θは演算により求められた推定磁極位置である。モータ３０が回転中においては、フィードバック電流ｉｄ，ｉｑに誘導起電力による脈動成分が含まれるため、この脈動成分を検出することによって回転速度ωを演算することができ、この回転速度ωから磁極位置θを演算することができる。モータ３０が回転中に回転速度ω及び磁極位置θを演算する機能部については公知であるため、図示並びに詳細な説明を省略する。モータ３０が停止中あるいは低速で回転中の場合には、電気的な刺激となる観測電流をモータ３０に印加し、その応答から回転速度ω並びに磁極位置θが演算される。これは、磁極位置演算部７において実施されるが、詳細については後述する。上述したように、変調部６において、電圧指令ｖｄ^＊，ｖｑ^＊が３相の電圧指令に座標変換されるが、この際も磁極位置θ（推定磁極位置）に基づいて座標変換される。

このように、モータ３０をベクトル制御するためには、現実の３相空間と２相のｄｑ軸ベクトル空間との間での相互の座標変換が必要である。このため、ロータの磁極位置θを精度良く検出する必要がある。本実施形態における制御装置１０は、レゾルバなどの回転検出装置を備えることなく、ロータの磁極位置θを推定するセンサレス制御を採用している。上述したように、モータ３０が停止している際には当然ながら誘導起電力も生じないため、モータ３０に電気的な刺激を与えてその応答により、推定磁極位置が演算される。

電気的な刺激は、高周波の観測電流としてモータ３０に印加される。本実施形態では、高周波の観測電流の一例として回転電機を流れる３相電流の高次高調波成分による高調波電流が印加される。ここでは、高調波による観測電流が観測指令ｉｄ_ｈ ^＊，ｉｑ_ｈ ^＊として、電流指令ｉｄ^＊及びｉｑ^＊に重畳される。観測指令ｉｄ_ｈ ^＊，ｉｑ_ｈ ^＊は、観測指令生成部２により生成される。観測指令生成部２は、振幅指令Ｉ_ｈ ^＊、位相指令θ_ｈ ^＊に基づいて下式(1)により、観測指令ｉｄ_ｈ ^＊，ｉｑ_ｈ ^＊を生成する。

観測指令ｉｄ_ｈ ^＊，ｉｑ_ｈ ^＊は、トルク制御部１により設定された電流指令ｉｄ^＊，ｉｑ^＊に重畳される。下式(2)に示すように、観測指令が重畳された電流指令と、フィードバック電流ｉｄ、ｉｑとの偏差Δｉｄ，Δｉｑが電流ＰＩ制御部３及び高周波成分電流制御部４に入力される。

ところで、一般的にＰＩ制御は高周波に対する追従性が高くない。このため、電流ＰＩ制御部３は、高周波成分を有する偏差Δｉｄ，Δｉｑから、直流成分と高周波成分とを有する電圧指令ｖｄ^＊，ｖｑ^＊を算出することができず、高周波成分を減衰させ、低周波成分を発生させてしまう可能性がある。例えば、図８（ａ）や図８（ｃ）に例示するように振幅中心が定まらず、低周波ノイズによりふらつく電圧指令ｖｄ^＊，ｖｑ^＊が発生する。図１に示すように磁極位置演算部７にはローパスフィルタ（ＬＰＦ）７２が備えられている。簡潔に言えば、観測指令に対する応答成分である高周波成分が減衰していることに加え、低周波成分がこのローパスフィルタ７２を通過しまうことで、精度のよい磁極位置の推定ができなくなる。そこで、本実施形態の制御装置１０は、基本電流制御部に相当する電流ＰＩ制御部３に加えて、高周波成分をＰＩ制御する高周波成分電流制御部４を備える。そして、基本電流制御部３が演算した基本電圧指令ｖｄ_０ ^＊，ｖｑ_０ ^＊と、高周波成分電流制御部４が演算した高周波電圧指令ｖｄ_ｈ ^＊，ｖｄｑ_ｈ ^＊とを、電圧指令決定部５において加算して、直流成分と高周波成分とを有する電圧指令ｖｄ^＊，ｖｑ^＊を決定する。

電流ＰＩ制御部３は、偏差Δｉｄ，Δｉｑの少なくとも基本波成分をｄｑ軸ベクトル空間においてＰＩ制御して基本電圧指令ｖｄ_０ ^＊，ｖｑ_０ ^＊を演算する基本電流制御部として機能する。このようなＰＩ制御については、公知であるので詳細な説明は省略し、以下、高周波成分をＰＩ制御する高周波成分電流制御部４の機能について説明する。高周波成分電流制御部４は、偏差Δｉｄ，Δｉｑをｄｑ軸ベクトル空間から観測指令ｉｄ_ｈ ^＊，ｉｑ_ｈ ^＊に応じた高周波ベクトル空間に座標変換し、当該高周波ベクトル空間においてＰＩ制御を行う。そして、ＰＩ制御により得られた演算結果をｄｑ軸ベクトル空間に再変換して高周波成分電圧指令ｖｄ_ｈ ^＊，ｖｑ_ｈ ^＊を演算する。この機能を実現するため、本実施形態においては、高周波成分電流制御部４は、座標変換部４１と、ＰＩ制御部４２と、逆座標変換部４３とを備えて構成される。また、本実施形態においては、高周波ベクトル空間をγδ軸ベクトル空間とし、座標変換部４１は、位相指令θ_ｈ ^＊に基づいて図２及び下式(3)に示すようにｄｑ軸ベクトル空間からγδ軸ベクトル空間へ座標変換する。

図３（ａ）は、ｄｑ軸ベクトル空間におけるｑ軸電流の偏差Δｉｑを示しており、図３（ｂ）は、γδ軸ベクトル空間におけるδ軸電流の偏差Δｉδを示している。図３（ａ）に示すように、ｄｑ軸ベクトル空間では、観測電流に応じた高周波の交流成分がそのままの形態で偏差Δｉｑに重畳されているため、観測電流に対する応答成分をＰＩ制御するには適さないものとなっている。一方、図３（ｂ）に示すように、γδ軸ベクトル空間では、観測電流に応じた交流成分が直流成分へと変換されているため、観測電流に対する応答成分を良好にＰＩ制御することが可能となる。

ＰＩ制御部４２は、座標変換部４１によりγδ軸ベクトル空間に変換された偏差Δｉγ，Δｉδに対してＰＩ制御を実行し、γδ軸高周波成分電圧指令ｖγ_ｈ ^＊，ｖδ_ｈ ^＊を演算する。逆座標変換部４３は、位相指令θ_ｈ ^＊に基づいてγδ軸高周波成分電圧指令ｖγ_ｈ ^＊，ｖδ_ｈ ^＊をγδ軸ベクトル空間からｄｑ軸ベクトル空間に再変換する。即ち、γδ軸高周波成分電圧指令ｖγ_ｈ ^＊，ｖδ_ｈ ^＊をｄｑ軸高周波成分電圧指令ｖｄ_ｈ ^＊，ｖｑ_ｈ ^＊に逆変換する。これらｄｑ軸高周波成分電圧指令ｖｄ_ｈ ^＊，ｖｑ_ｈ ^＊は、高周波成分電圧指令ｖｄ_ｈ ^＊，ｖｑ_ｈ ^＊として、電圧指令決定部５において基本電圧指令ｖｄ_０ ^＊，ｖｑ_０ ^＊と加算されて電圧指令ｖｄ^＊，ｖｑ^＊となる。

このようにして演算された電圧指令ｖｄ^＊，ｖｑ^＊には、観測電流に対する応答成分が高い追従性で含まれている。従って、磁極位置演算部７は、ｄｑ軸ベクトル空間における電圧指令ｖｄ^＊，ｖｑ^＊に基づいて、良好に磁極位置を推定することが可能となる。以下、磁極位置演算部７による磁極位置の演算について説明する。図１に示すように、磁極位置演算部７は、座標変換部７１と、ローパスフィルタ７２と、単位変換部７３と、ＰＩ制御部７４と、積分部７５とを備えている。

ここで、モータ３０のステータの座標として、αβ軸ベクトル空間を定義する。ロータの永久磁石が発生する磁界の方向をｄ軸とするｄｑ軸ベクトル空間は、このαβ軸ベクトル空間に対して回転する座標系となり、磁極位置θは図４に示すようにαβ軸を基準としたθ_ｍとして定義することができる。また、ロータの回転速度ωは、αβ軸ベクトル空間に対するｄｑ軸ベクトル空間の回転速度ω_ｍとして定義することができる。本実施形態の制御装置１０のように、磁極位置を演算によって推定する場合には、実際のｄｑ軸ベクトル空間を直接検出することはできない。従って、図５において＾（ハット）付きのｄｑ軸によって示すように、演算によって推定された磁極位置に基づく推定ｄｑ軸ベクトル空間が設定される。αβ軸を基準としたロータの磁極位置θも、図５に示すように＾付きのθ_ｍ（便宜上、文中ではθ＾_ｍと表記する。）として設定される。尚、αβ軸ベクトル空間に対する推定ｄｑ軸ベクトル空間の回転速度も同様に＾付きのω_ｍ（同様に、便宜上、文中ではω＾_ｍと表記する。）として定義することができる。

ここで、磁極位置を検出するために、上述したように高周波の観測電流が印加された場合を考える。この際の位相指令θ_ｈ ^＊は、実際には推定ｄｑ軸ベクトル空間に対する位相を示しており、観測電流も実際には推定ｄｑ軸ベクトル空間における電流である。従って、上記式(1)として示した観測指令は、下記式(4)となる。

図５に示すように、実際のｄｑ軸ベクトル空間と推定ｄｑ軸ベクトル空間との誤差に相当するΔθをゼロにすることにより、推定ｄｑ軸ベクトル空間が実際のｄｑ軸ベクトル空間に一致する。つまり、Δθをゼロとすることにより推定ｄｑ軸が実際のｄｑ軸となるので、磁極位置が精度良く検出されることになる。磁極位置演算部７は、この原理により磁極位置を演算する。ここで、推定ｄｑ軸ベクトル空間における電圧指令ｖｄ^＊，ｖｑ^＊は、Ｒａ：ステータコイルの抵抗（巻線抵抗）、Ｌ_０：（Ｌｄ＋Ｌｑ）／２、Ｌ_１：（Ｌｄ−Ｌｑ）／２、Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス、Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス、ω_ｈ：観測指令の回転速度、ψ：鎖交磁束、として、高周波成分を含んだ下記式(5)で表される。

磁極位置演算部７は、はじめに座標変換部７１により、上述した電圧指令ｖｄ^＊，ｖｑ^＊を高周波応答ベクトル空間（ここではγδ軸ベクトル空間）に座標変換する。電圧指令ｖｄ^＊，ｖｑ^＊は推定ｄｑ軸ベクトル空間における電圧指令であるから、推定ｄｑ軸ベクトル空間から高周波応答ベクトル空間（γδ軸ベクトル空間）に座標変換されることになる（下記式(6)参照）。

背景技術において提示した非特許文献１にも記載されているように、式(6)、即ちγδ軸ベクトル空間に座標変換された電圧にローパスフィルタ７２を通過させることによって、αβ軸を基準とした磁極位置θ_ｍ及びθ＾_ｍを含む第３項を抽出することができる。この際、必要に応じて、ローパスフィルタ７２を通過後の高周波応答δ軸電流ｖδ_ｈが単位変換部７３において単位変換される。具体的には、「Ｌ_１Ｉ_ｈ（ω_ｈ−２ω_ｍ＋ω＾_ｍ）」の逆数を式(6)に示す高周波応答δ軸電流ｖδ_ｈの第３項に乗じて、下記式(7)を得る。Ｌ_１はモータ３０の仕様から既知の値であり、Ｉ_ｈは設定値であり、観測指令の回転速度ω_ｈは観測指令の位相（位相指令）θ_ｈを微分することで求められ、未知である現実の回転速度ω_ｍは、推定回転速度ω＾_ｍで代替されるので、式(7)は良好に求められる。

推定ｄｑ軸ベクトル空間とｄｑ軸ベクトル空間との誤差が少ない時には、上記式(7)は、「sin０＝０」であるからゼロに近づくことになる。そこで、ＰＩ制御部７４において上記式(5)がゼロとなるようにＰＩ制御を実施する。ＰＩ制御部７４は、高周波応答δ軸電流ｖδ_ｈをＰＩ制御して推定回転速度ω＾_ｍを算出する。回転速度（角速度）を積分すると距離、即ち角度が得られるので、この推定回転速度ω＾_ｍを積分部７５において積分することによって、推定磁極位置θ＾_ｍを算出する。

以下、この原理について補足する。モータ３０が回転しているとき、ｄｑ軸ベクトル空間と推定ｄｑ軸ベクトル空間は、共にαβベクトル空間に対して回転している。ここで、ｄｑ軸ベクトル空間と推定ｄｑ軸ベクトル空間が同じ回転速度で回転していれば、両空間の誤差Δθは変化しない。一方、誤差Δθが変化するときには、両空間の回転速度が異なることになるから、誤差Δθの変化から推定回転速度ω＾_ｍを求めることができる。時刻ｔ＝ｔ０において、ｄｑ軸ベクトル空間と推定ｄｑ軸ベクトル空間が一致しているとき、誤差Δθ_ｔ０＝０である。図６に示すように、時刻ｔ０からｔ１後の時刻ｔ＝ｔ１において、誤差Δθ_ｔ１がゼロではない値を有している場合、ｄｑ軸ベクトル空間の回転速度ω_ｍが上昇したことになる。ｄｑ軸ベクトル空間の時刻ｔ０における回転速度ω_ｍｔ０と時刻ｔ１における回転速度ω_ｍｔ１との差は、推定ｄｑ軸ベクトル空間の時刻ｔ０における推定回転速度ω＾_ｍｔ０に対する速度上昇分に相当する。従って、ＰＩ制御部７４において誤差Δθ_ｔ１＝０とするＰＩ制御を行うことによって、時刻ｔ１における回転速度ω＾_ｍｔ１を求めることができる。そして、この推定ｄｐ軸ベクトル空間の推定回転速度ω＾_ｍを積分部７５において積分することによって、推定磁極位置θ＾_ｍが求められる。

以上説明したような構成、即ち制御装置１０に高周波成分電流制御部４を設けることにより、高周波成分を確実に磁極位置演算部７に伝達することができ、推定磁極位置θ＾_ｍの演算精度を向上させることができる。図７〜図９は、高周波成分電流制御部４を設けることによる効果をシミュレーションにより検証した結果を示している。

図７はｄｑ軸電流を示しており、図７（ａ）及び図７（ｂ）はｄ軸電流、図７（ｃ）及び図７（ｄ）はｑ軸電流を示している。それぞれ、実線がフィードバック電流（ｉｄ，ｉｑ）を示し、破線が電流指令（ｉｄ^＊＋ｉｄ_ｈ ^＊，ｉｑ^＊＋ｉｑ_ｈ ^＊）を示している。また、図７（ａ）及び図７（ｃ）は、高周波成分電流制御部４を設けず基本電流制御部３のみでＰＩ制御を実施した場合を示し、図７（ｂ）及び図７（ｄ）は、高周波成分電流制御部４を設け、２つの電流制御部３，４の演算結果を電圧指令決定部５で加算した場合を示している。図７（ａ）と図７（ｂ）との比較、図７（ｃ）と図７（ｄ）との比較により明らかなように、高周波成分電流制御部４を設けず基本電流制御部３のみでＰＩ制御を実施した場合には、電流指令とフィードバック電流とが大きく外れてしまっており、フィードバック制御が適正に実行されない。一方、図１に示したように高周波成分電流制御部４を設けた場合には、電流指令とフィードバック電流とが良好に一致し、フィードバック制御が適正に実行されている。

図８はｄｑ軸電圧指令を示しており、図８（ａ）及び図８（ｂ）はｄ軸電圧指令ｖｄ^＊、図８（ｃ）及び図８（ｄ）はｑ軸電圧指令ｖｑ^＊を示している。図７と同様に、図８（ａ）及び図８（ｃ）は、高周波成分電流制御部４を設けず基本電流制御部３のみでＰＩ制御を実施した場合を示し、図８（ｂ）及び図８（ｄ）は、高周波成分電流制御部４を設け、２つの電流制御部３，４の演算結果を電圧指令決定部５で加算して電圧指令ｖｄ^＊，ｖｑ^＊を決定した場合を示している。図８（ａ）と図８（ｂ）との比較、図８（ｃ）と図８（ｄ）との比較により明らかなように、高周波成分電流制御部４を設けず基本電流制御部３のみでＰＩ制御を実施した場合には、電圧指令ｖｄ^＊，ｖｑ^＊の振幅中心が定まらず、電圧指令ｖｄ^＊，ｖｑ^＊が振幅方向にふらついている。一方、図１に示したように高周波成分電流制御部４を設けた場合には、電圧指令ｖｄ^＊，ｖｑ^＊の振幅中心が良好に定まり、安定した電圧指令ｖｄ^＊，ｖｑ^＊が得られている。

図９（ａ）及び図９（ｂ）は、上述した式(5)の「sin(２Δθ_ｍ)」を含む位置推定信号を示しており、図９（ｃ）及び図９（ｄ）は磁極位置θを示している。図９（ｃ）及び図９（ｄ）において、それぞれ破線はレゾルバによって検出された現実の磁極位置θ_ｍであり、実線は磁極位置演算部７によって演算された推定磁極位置θ＾_ｍである。図７及び図８と同様に、図９（ａ）及び図９（ｃ）は、高周波成分電流制御部４を設けず基本電流制御部３のみでＰＩ制御を実施した場合を示し、図９（ｂ）及び図９（ｄ）は、高周波成分電流制御部４を設けた場合を示している。

図９（ａ）と図９（ｂ）との比較から明らかなように、高周波成分電流制御部４を設けず基本電流制御部３のみでＰＩ制御を実施した場合には、位置推定信号に低周波成分が重畳されて大きくふらついている。一方、高周波成分電流制御部４を設けた場合には、低周波成分が抑制され、位置推定信号の振幅中心が安定している。その結果、高周波成分電流制御部４を設けた場合には、図９（ｄ）に示すように、レゾルバにより検出された現実の磁極位置θ_ｍと、磁極位置演算部７による演算された推定磁極位置θ＾_ｍとが良好に一致する。一方、図９（ａ）に示すように、位置推定信号が安定していない場合には、図９（ｃ）に示すように、レゾルバにより検出された現実の磁極位置θ_ｍと、磁極位置演算部７による演算された推定磁極位置θ＾_ｍとが一致しなくなる。

図７〜図９に示したように、高周波成分電流制御部４を設け、２つの電流制御部３，４の演算結果を電圧指令決定部５で加算して電圧指令ｖｄ^＊，ｖｑ^＊を決定することによって、推定磁極位置θ＾_ｍを精度良く演算することができる。即ち、本発明により、高周波の観測電流に対する比例積分制御の追従性を向上させて電圧指令値からロータの磁極位置を良好に推定する好適な技術が提供される。

〔別実施形態〕
（１）図１に基づいて上述した上記実施形態では、フィードバック電流（ｉｄ，ｉｑ）と、電流指令（ｉｄ^＊＋ｉｄ_ｈ ^＊，ｉｑ^＊＋ｉｑ_ｈ ^＊）との偏差（Δｉｄ，Δｉｑ）を、それぞれ基本電流制御部３と、高周波成分電流制御部４とでＰＩ制御する例を示した。しかし、基本電流制御部３は、偏差（Δｉｄ，Δｉｑ）の少なくとも基本波成分をＰＩ制御して基本電圧指令ｖｄ_０ ^＊，ｖｑ_０ ^＊を演算できれば足り、高周波成分電流制御部４は、高周波成分を良好に比例積分制御して高周波成分電圧指令ｖｄ_ｈ ^＊，ｖｑ_ｈ ^＊を演算できれば足りる。当業者であれば、この基本概念を逸脱することなく、図１に例示した構成を改変することも可能であろう。しかし、そのような改変も当然ながら本発明の技術的範囲に含まれる。そこで、そのような改変の１つの態様を図１０に例示する。

図１０に示すように、この態様では、高周波の応答成分が含まれるフィードバック電流ｉｄ，ｉｑにローパスフィルタ（ＬＰＦ）９を通過させることによって、高周波の応答成分がカットされる。ローパスフィルタ９は、高周波の応答成分をカットし、基本波成分を通過させる周波数特性を備えていればよく、バンドパスフィルタであってもよい。基本電流制御部３は、フィルタ通過後のフィードバック電流と電流指令ｉｄ^＊，ｉｑ^＊との偏差をＰＩ制御する。基本波成分はローパスフィルタ９を通過しているので良好にＰＩ制御され、基本電圧指令（基本波成分電圧指令）ｖｄ_０ ^＊，ｖｑ_０ ^＊が算出される。

高周波成分電流制御部４は、高周波の応答成分を含むフィードバック電流ｉｄ，ｉｑとフィルタ通過後のフィードバック電流との差分、即ち高周波の応答成分のみとなったフィードバック電流と、観測指令ｉｄ_ｈ ^＊，ｉｑ_ｈ ^＊との偏差をＰＩ制御する。この偏差は、交流成分である高周波成分のみで構成されているが、この交流成分は上述したように座標変換部４１で直流成分に変換されるのでＰＩ制御部４２で良好にＰＩ制御される。そして、ＰＩ制御部４２による演算結果が逆座標変換部４３で再変換され、高周波成分電圧指令ｖｄ_ｈ ^＊，ｖｑ_ｈ ^＊が算出される。基本電圧指令（基本波成分電圧指令）ｖｄ_０ ^＊，ｖｑ_０ ^＊と高周波成分電圧指令ｖｄ_ｈ ^＊，ｖｑ_ｈ ^＊とは、上述したように電圧指令決定部５において加算され、電圧指令ｖｄ^＊，ｖｑ^＊が決定される。

（２）図１及び図１０に例示したブロック図、並びに上述した実施形態においては、高周波成分電流制御部４における高周波ベクトル空間と、磁極位置演算部７における高周波応答ベクトル空間とが、共に観測電流の位相指令θ_ｈ ^＊に基づいてｄｑ軸ベクトル空間から共通の座標系であるγδ軸ベクトル空間へ座標変換される場合を例示した。しかし、必ずしも全く同じベクトル空間へ変換される必要はなく、異なるベクトル空間へ座標変換されてもよい。例えば、一方が「θ_ｈ ^＊」に基づいて座標変換され、他方が「θ_ｈ ^＊＋φ（φは任意の設定値）」に基づいて座標変換されてもよい。

本発明は、レゾルバなどの回転センサを用いることなく回転電機の回転を検出して回転電機を制御するセンサレス回転電機制御装置に適用することができる。

３：電流ＰＩ制御部（基本電流制御部）
４：高周波成分電流制御部
５：電圧指令決定部
７：磁極位置演算部
１０：回転電機制御装置
３０：回転電機
ｉｄ^＊，ｉｑ^＊：電流指令
ｉｄ，ｉｑ：フィードバック電流
ｖｄ^＊，ｖｑ^＊：電圧指令
ｖｄ_ｈ ^＊，ｖｑ_ｈ ^＊：高周波成分電圧指令
ｖｄ_０ ^＊，ｖｑ_０ ^＊：基本電圧指令
Δｉｄ，Δｉｑ：偏差
θ、θ_ｍ、θ＾_ｍ：磁極位置
θ_ｈ ^＊：位相指令

Claims (1)

1. 回転電機のロータに配置された永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸と当該ｄ軸に直交するｑ軸とのｄｑ軸ベクトル空間における電流指令と、当該ｄｑ軸ベクトル空間に座標変換された前記回転電機からのフィードバック電流との偏差に基づいて、当該ｄｑ軸ベクトル空間における電圧指令を演算すると共に、前記回転電機に高周波の観測電流を印加し、当該観測電流への応答成分として前記電圧指令に含まれる高周波成分に基づいて前記ロータの磁極位置を演算して、前記回転電機を制御する回転電機制御装置であって、
   前記偏差の少なくとも基本波成分を前記ｄｑ軸ベクトル空間において比例積分制御して基本電圧指令を演算する基本電流制御部と、
   前記偏差を前記ｄｑ軸ベクトル空間から前記観測電流に応じた高周波ベクトル空間に座標変換して当該高周波ベクトル空間において比例積分制御し、前記ｄｑ軸ベクトル空間に再変換して高周波成分電圧指令を演算する高周波成分電流制御部と、
   前記基本電圧指令と前記高周波成分電圧指令とを加算して前記ｄｑ軸ベクトル空間における前記電圧指令を決定する電圧指令決定部と、
   決定された前記電圧指令に含まれる高周波成分に基づいて前記ロータの磁極位置を演算する磁極位置演算部と、を備え、
   前記磁極位置演算部は、前記電圧指令決定部で決定された前記電圧指令を前記ｄｑ軸ベクトル空間から前記観測電流に応じた高周波応答ベクトル空間に座標変換し、所定の帯域を通過させるフィルタを介して得られた値を比例積分制御して回転速度を演算し、当該回転速度を積分して前記磁極位置を演算し、
   前記高周波ベクトル空間及び前記高周波応答ベクトル空間は、所定の位相指令に基づいて印加される前記観測電流の当該位相指令に基づいて前記ｄｑ軸ベクトル空間から座標変換される共通の座標系である回転電機制御装置。

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