JP7166425B2 - 電力変換装置および電動パワーステアリング装置 - Google Patents

電力変換装置および電動パワーステアリング装置 Download PDF

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Description

本発明は、電力変換装置および電動パワーステアリング装置に関する。
従来のインバータ装置（例えば、特許文献１参照）は、高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子を含むインバータ回路と、インバータ回路を制御する制御器と、出力電圧を平滑化するための平滑コンデンサとを備えて構成されている。
特許文献１に記載のインバータ装置では、インバータの各スイッチング素子をオンとオフとにスイッチング制御する際、インバータ回路への入力電流のリップルの大きさを評価する評価式が用いられる。このインバータ装置では、この評価式を用いて、三相モータに印加される相電圧を制御するための相電圧指令と比較する搬送波信号として、第１のキャリア波形および第２のキャリア波形のいずれかが選択される。
特許第５４４７１３６号公報
電気学会・センサレスベクトル制御の整理に関する調査専門委員会、「ＡＣドライブシステムのセンサレスベクトル制御」、株式会社オーム社、平成２８年９月２５日、ｐ．７０（表１・３参照）
ここで、第１の例として、上述のインバータ装置において、インバータ回路の低電位側のスイッチング素子に直列接続されており、三相モータに流れる相電流を検出する電流検出器が設けられる構成が適用される場合、電流取得タイミングを考慮する必要がある。ここでいう電流取得タイミングとは、電流検出器の検出値を制御器が取得するタイミングを意味する。
すなわち、上述のインバータ装置では、低電位側のスイッチング素子がオンとなるタイミングと、電流取得タイミングとを合わせる必要がある。しかしながら、上述のインバータ装置では、選択されるキャリア波形によって、低電位側のスイッチング素子がオンとなるタイミングが異なるので、電流取得タイミングが異なる。
第２の例として、上述のインバータ装置において、直流電源からインバータ回路に入力される母線電流を検出する電流検出器が設けられ、電流検出器によって検出された母線電流から相電流を求める構成が適用される場合についても、同様に、電流取得タイミングを考慮する必要がある。
このように、上述のインバータ装置では、電流取得タイミングを考慮すべきであるものの、上述の電流取得タイミングについて、特許文献１では具体的に言及されていない。また、電流取得タイミングによっては、制御器が得る相電流の値の精度が劣化する可能性がある。
本発明は、上述のような事情を鑑みてなされたものであり、制御器が得る相電流の値の精度が劣化することを抑制することができる電力変換装置、およびその電力変換装置を備えた電動パワーステアリング装置を得ることを目的とする。
本発明における電力変換装置は、三相の各相に対応して設けられる高電位側スイッチング素子および低電位側スイッチング素子を有しており、各スイッチング素子がオンとオフとにスイッチングされることで、直流電源によって出力される直流電圧を交流電圧に変換し、交流電圧を出力するインバータと、インバータの各低電位側スイッチング素子と直列接続されており、三相の相電流の値を、それぞれ相電流検出値として検出する電流検出器と、三相の相電圧指令を演算し、演算した三相の相電圧指令に従ってインバータを制御する制御器と、を備え、制御器は、三相の相電圧指令のうちの少なくとも一相の相電圧指令と、第１搬送波信号とを比較するとともに、三相の相電圧指令のうちの残りの相の相電圧指令と、第１搬送波信号に対して第１搬送波信号の搬送波周期の１／２周期分だけ位相が異なっている第２搬送波信号とを比較することによって、インバータの各スイッチング素子をオンとオフとにスイッチング制御し、第１搬送波信号と比較される相電圧指令に対応する相である第１相の相電流検出値としての第１相電流検出値を、タイミングＡで電流検出器から取得し、該タイミングで取得した第１相電流検出値に基づいて、第１相に対応する第１相電流演算値を演算し、第２搬送波信号と比較される相電圧指令に対応する相である第２相の相電流検出値としての第２相電流検出値を、タイミングＢで電流検出器から取得し、該タイミングで取得した第２相電流検出値に基づいて、第２相に対応する第２相電流演算値を演算するものである。
本発明における電力変換装置は、三相の各相に対応して設けられる高電位側スイッチング素子および低電位側スイッチング素子を有しており、各スイッチング素子がオンとオフとにスイッチングされることで、直流電源によって出力される直流電圧を交流電圧に変換し、交流電圧を出力するインバータと、直流電源からインバータに入力される母線電流の値を、母線電流検出値として検出する電流検出器と、三相の相電圧指令を演算し、演算した三相の相電圧指令に従ってインバータを制御する制御器と、を備え、制御器は、三相の相電圧指令について、値の大きい順に、最大相電圧指令、中間相電圧指令および最小相電圧指令としたとき、最大相電圧指令が第１搬送波信号の最大値と一致するように三相の相電圧指令のそれぞれを等しくシフトする第１電圧シフト方式、または、最小相電圧指令が第１搬送波信号の最小値と一致するように三相の相電圧指令のそれぞれを等しくシフトする第２電圧シフト方式を適用し、シフトされた三相の相電圧指令のうちの少なくとも一相の相電圧指令と、第１搬送波信号とを比較するとともに、シフトされた三相の相電圧指令のうちの残りの相の相電圧指令と、第１搬送波信号に対して第１搬送波信号の搬送波周期の１／２周期分だけ位相が異なっている第２搬送波信号とを比較することによって、インバータの各スイッチング素子をオンとオフとにスイッチング制御し、母線電流検出値を、タイミングＡおよびタイミングＢの各タイミングで電流検出器から取得し、各タイミングで取得した母線電流検出値に基づいて、第１搬送波信号と比較される相電圧指令に対応する相である第１相に対応する第１相電流演算値と、第２搬送波信号と比較される相電圧指令に対応する相である第２相に対応する第２相電流演算値とを演算し、タイミングＡおよびタイミングＢは、それぞれ異なっているタイミングであって、直流電源からインバータに母線電流が流れているタイミングであるものである。
本発明における電動パワーステアリング装置は、上述の電力変換装置を備えたものである。
本発明によれば、制御器が得る相電流の値の精度が劣化することを抑制することができる電力変換装置、およびその電力変換装置を備えた電動パワーステアリング装置を得ることができる。
本発明の実施の形態１における電力変換装置の全体構成を示す図である。 本発明の実施の形態１におけるＵ相、Ｖ相およびＷ相のそれぞれの相電流検出値の時間変化の第１の例を示すタイミングチャートである。 本発明の実施の形態１におけるＵ相、Ｖ相およびＷ相のそれぞれの相電流検出値の時間変化の第２の例を示すタイミングチャートである。 本発明の実施の形態１におけるＵ相、Ｖ相およびＷ相のそれぞれの相電流検出値の時間変化の第３の例を示すタイミングチャートである。 本発明の実施の形態２における電力変換装置の全体構成を示す図である。 本発明の実施の形態２におけるオンオフ信号のパターンに応じて出力される電圧ベクトルを示す表である。 図６の電圧ベクトルを示す図である。 本発明の実施の形態２における母線電流検出値の時間変化の第１の例を示すタイミングチャートである。 本発明の実施の形態２における母線電流検出値の時間変化の第２の例を示すタイミングチャートである。 本発明の実施の形態２における電流ベクトルを示す図である。 本発明の実施の形態２における電流ベクトルの電流位相に応じて選択される電圧シフト方式を示す表である。 本発明の実施の形態３における電力変換装置の全体構成を示す図である。 本発明の実施の形態３における位置推定器の構成を示す図である。 本発明の実施の形態４における電動パワーステアリング装置の全体構成を示す図である。
以下、本発明による電力変換装置および電動パワーステアリング装置を、好適な実施の形態にしたがって図面を用いて説明する。なお、図面の説明においては、同一部分または相当部分には同一符号を付し、重複する説明を省略する。
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１における電力変換装置の全体構成を示す図である。なお、図１では、電力変換装置の入力側に接続される直流電源３と、その出力側に接続される交流回転機１も図示されている。
図１に示すように、本実施の形態１における電力変換装置は、平滑コンデンサ４、インバータ６、電流検出器７および制御器８を備える。
交流回転機１は、Ｕ相の巻線Ｕ、Ｖ相の巻線ＶおよびＷ相の巻線Ｗによって構成される三相巻線を有する三相交流モータである。交流回転機１の具体例として、永久磁石同期モータ、誘導モータ、同期リラクタンスモータ等が挙げられるが、交流回転機１として、三相巻線を有するモータであれば、どのような種類のモータを用いてもよい。ここでは、交流回転機１として、非突極形の永久磁石同期モータを用いる場合を例示する。
位置検出器２は、交流回転機１に設けられている。位置検出器２は、交流回転機１の回転位置θを検出し、検出した回転位置θを制御器８に出力する。
直流電源３は、高電位側端子および低電位側端子を有し、両端子間の電圧として、直流電圧Ｖｄｃをインバータ６に出力する。直流電源３は、バッテリ、ＤＣ－ＤＣコンバータ、ダイオード整流器、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）整流器等といった、直流電圧を出力する全ての機器を含む。
平滑コンデンサ４は、直流電源３とインバータ６との間に並列に設けられている。平滑コンデンサ４は、直流電源３に並列に接続され、インバータ６に入力される直流電圧Ｖｄｃの変動を抑制して安定した直流電圧を実現する。平滑コンデンサ４には、電流Ｉｃが流れる。
インダクタンス５は、直流電源３の内部、および直流電源３から平滑コンデンサ４までの配線に含まれるインダクタンス値を表すものである。一般に、電力変換装置においては、インバータ６から直流電源３に流出するノイズを抑制するために、ノイズフィルタとして、コモンモードチョークコイルが直流電源３の近傍に接続される。このようなノイズフィルタのインダクタンス値もインダクタンス５に含まれるものとする。インダクタンス５には、電流Ｉｂが流れる。
インバータ６は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の三相の各相に対応して設けられる高電位側スイッチング素子Ｓｕｐ～Ｓｗｐおよび低電位側スイッチング素子Ｓｕｎ～Ｓｗｎを有している。具体的には、インバータ６は、高電位側スイッチング素子Ｓｕｐ～Ｓｗｐと、低電位側スイッチング素子Ｓｕｎ～Ｓｗｎとによって構成される三相インバータである。インバータ６は、制御器８からのオンオフ信号Ｑｕｐ～Ｑｗｎに基づいて、各スイッチング素子Ｓｕｐ～Ｓｗｎがオンとオフとにスイッチングされる。このようなスイッチングによって、インバータ６は、直流電源３によって出力される直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換し、その交流電圧を出力する。これにより、交流回転機１の巻線Ｕ～Ｗに交流電圧が印加され、巻線Ｕ～Ｗに、それぞれ、相電流Ｉｕ～Ｉｗが通電される。
ここで、オンオフ信号Ｑｕｐ～Ｑｗｎは、それぞれ、スイッチング素子Ｓｕｐ～Ｓｗｎを、オンとオフに切り替えるためのスイッチング信号である。以下、オンオフ信号Ｑｕｐ～Ｑｗｎにおいて、信号の値が「１」である場合には、そのオンオフ信号に対応するスイッチング素子をオンにするための信号が出力され、信号の値が「０」である場合には、そのオンオフ信号に対応するスイッチング素子をオフにするための信号が出力されるものとする。
スイッチング素子Ｓｕｐ～Ｓｗｎとしては、例えば、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌｏｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）パワートランジスタ等の半導体スイッチング素子と、ダイオードとを逆並列に接続したものを用いる。
電流検出器７は、インバータ６の低電位側の各スイッチング素子Ｓｕｎ～Ｓｗｎと直列接続されている。電流検出器７は、三相の相電流Ｉｕ～Ｉｗの値を、それぞれ、相電流検出値Ｉｕｓ～Ｉｗｓとして検出する。
具体的には、相電流検出値Ｉｕｓは、電流検出器７の内部の抵抗Ｒｕの両端電圧を検出することによって検出される。同様に、相電流検出値Ｉｖｓは、電流検出器７の内部の抵抗Ｒｖの両端電圧を検出することによって検出される。同様に、相電流検出値Ｉｗｓは、電流検出器７の内部の抵抗Ｒｗの両端電圧を検出することによって検出される。
制御器８には、交流回転機１を制御するための制御指令として設定される電流指令Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔおよびＩｑ＿ｔａｒｇｅｔが入力される。なお、ここでは、電流指令Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ＝０に設定される場合を例示する。
制御器８は、三相の相電圧指令Ｖｕ～Ｖｗを演算し、演算した三相の相電圧指令Ｖｕ～Ｖｗに従ってインバータ６を制御する。具体的には、制御器８は、入力される電流指令Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔおよびＩｑ＿ｔａｒｇｅｔと、位置検出器２から入力される回転位置θと、相電流演算値Ｉｕｓ＿ｃａｌ～Ｉｗｓ＿ｃａｌとに基づいて、オンオフ信号Ｑｕｐ～Ｑｗｎを出力する。なお、相電流演算値Ｉｕｓ＿ｃａｌ～Ｉｗｓ＿ｃａｌの詳細については後述する。
なお、交流回転機１の制御指令として、交流回転機１に通電する電流の指令値が設定される場合を例示したが、これに限定されない。例えば、交流回転機１をＶ／Ｆ制御する場合、制御指令は、交流回転機１の速度指令値となる。交流回転機１の回転位置を制御する場合、制御指令は、交流回転機１の位置指令値となる。
次に、制御器８を構成する各要素について説明する。制御器８は、座標変換器９、減算器１０、減算器１１、電流制御器１２、電流制御器１３、座標変換器１４、オンオフ信号発生器１５および電流取得部１６を有する。
座標変換器９は、電流取得部１６から入力される相電流演算値Ｉｕｓ＿ｃａｌ～Ｉｗｓ＿ｃａｌと、位置検出器２から入力される回転位置θとに基づいて、回転二軸上、すなわちｄ－ｑ軸上におけるｄ軸の電流Ｉｄおよびｑ軸の電流Ｉｑを演算する。座標変換器９は、演算した電流Ｉｄを減算器１０に出力し、演算した電流Ｉｑを減算器１１に出力する。
減算器１０は、電流指令Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔから、座標変換器９から入力される電流Ｉｄを減算し、その結果を電流制御器１２に出力する。
減算器１１は、電流指令Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔから、座標変換器９から入力される電流Ｉｑを減算し、その結果を電流制御器１３に出力する。
電流制御器１２は、減算器１０の出力値が零となるように、その値に比例および積分制御を行うことによって、回転二軸上におけるｄ軸の電圧Ｖｄを演算し、演算した電圧Ｖｄを座標変換器１４に出力する。
電流制御器１３は、減算器１１の出力値が零となるように、その値に比例および積分制御を行うことによって、回転二軸上におけるｑ軸の電圧Ｖｑを演算し、演算した電圧Ｖｑを座標変換器１４に出力する。
座標変換器１４は、電流制御器１２および電流制御器１３からそれぞれ入力される電圧ＶｄおよびＶｑと、位置検出器２から入力される回転位置θとに基づいて、三相の相電圧指令Ｖｕ～Ｖｗを演算し、その結果をオンオフ信号発生器１５に出力する。
次に、オンオフ信号発生器１５および電流取得部１６のそれぞれの動作について、図２を参照しながら説明する。図２は、本発明の実施の形態１におけるＵ相、Ｖ相およびＷ相のそれぞれの相電流検出値Ｉｕｓ、ＩｖｓおよびＩｗｓの時間変化の第１の例を示すタイミングチャートである。
まず、オンオフ信号発生器１５の動作について述べる。図２に示すように、オンオフ信号発生器１５は、座標変換器１４から入力される相電圧指令Ｖｕと、第１搬送波信号とを比較する。第１搬送波信号の周期は、周期Ｔｃである。第１搬送波信号の最大値は、第１搬送波信号の振幅の山に位置する。第１搬送波信号の最小値は、第１搬送波信号の振幅の谷に位置する。
オンオフ信号発生器１５は、その比較の結果、相電圧指令Ｖｕが第１搬送波信号よりも大きい場合には、値が「１」であるオンオフ信号Ｑｕｐを出力するとともに、値が「０」であるオンオフ信号Ｑｕｎを出力する。
一方、オンオフ信号発生器１５は、相電圧指令Ｖｕが第１搬送波信号よりも小さい場合には、値が「０」であるオンオフ信号Ｑｕｐを出力するとともに、値が「１」であるオンオフ信号Ｑｕｎを出力する。なお、図２では、オンオフ信号Ｑｕｎの波形が図示されている一方、Ｑｕｐ＋Ｑｕｎ＝１の関係があることから、オンオフ信号Ｑｕｐの波形の図示が省略されている。
オンオフ信号発生器１５は、座標変換器１４から入力される相電圧指令Ｖｗと、第２搬送波信号とを比較する。第２搬送波信号は、第１搬送波信号と同じ形状であって、第１搬送波信号に対して周期Ｔｃの１／２周期分だけ位相が異なっている。また、第２搬送波信号は、第１搬送波信号と同じ周期Ｔｃを持っている。
オンオフ信号発生器１５は、その比較の結果、相電圧指令Ｖｗが第２搬送波信号よりも大きい場合には、値が「１」であるオンオフ信号Ｑｗｐを出力するとともに、値が「０」であるオンオフ信号Ｑｗｎを出力する。
一方、オンオフ信号発生器１５は、相電圧指令Ｖｗが第２搬送波信号よりも小さい場合には、値が「０」であるオンオフ信号Ｑｗｐを出力するとともに、値が「１」であるオンオフ信号Ｑｗｎを出力する。なお、図２では、オンオフ信号Ｑｗｎの波形が図示されている一方、Ｑｗｐ＋Ｑｗｎ＝１の関係があることから、オンオフ信号Ｑｗｐの波形の図示が省略されている。
オンオフ信号発生器１５は、座標変換器１４から入力される相電圧指令Ｖｖと、第１搬送波信号および第２搬送波信号のいずれかの搬送波信号とを比較する。オンオフ信号発生器１５は、その比較の結果、相電圧指令Ｖｖが搬送波信号よりも大きい場合には、値が「１」であるオンオフ信号Ｑｖｐを出力するとともに、値が「０」であるオンオフ信号Ｑｖｎを出力する。
ここで、図２に示すように、相電圧指令Ｖｖは、第１搬送波信号の最大値と一致する。したがって、オンオフ信号発生器１５は、相電圧指令Ｖｖを、第１搬送波信号および第２搬送波信号のどちらと比較しても、値が「１」であるオンオフ信号Ｑｖｐを出力するとともに、値が「０」であるオンオフ信号Ｑｖｎを出力する。
このように、オンオフ信号発生器１５は、相電圧指令Ｖｖを、第１搬送波信号および第２搬送波信号のどちらと比較しても、差異がないが、ここでは、具体例として、オンオフ信号発生器１５は、相電圧指令Ｖｖと、第１搬送波信号とを比較するものとする。なお、図２では、オンオフ信号Ｑｖｎの波形が図示されている一方、Ｑｖｐ＋Ｑｖｎ＝１の関係があることから、オンオフ信号Ｑｖｐの波形の図示が省略されている。
以上から分かるように、オンオフ信号発生器１５は、三相の相電圧指令Ｖｕ～Ｖｗのうちの少なくとも一相の相電圧指令と、第１搬送波信号とを比較するとともに、三相の相電圧指令Ｖｕ～Ｖｗのうちの残りの相の相電圧指令と、第２搬送波信号とを比較する。オンオフ信号発生器１５は、このような比較によって、インバータ６の各スイッチング素子Ｓｕｐ～Ｓｗｎをオンとオフとにスイッチング制御する。
次に、電流取得部１６の動作について述べる。電流取得部１６は、第１搬送波信号と比較される相電圧指令に対応する相である第１相の相電流検出値としての第１相電流検出値を、タイミングＡおよびタイミングＢの各タイミングで電流検出器７から取得する。
また、電流取得部１６は、第２搬送波信号と比較される相電圧指令に対応する相である第２相の相電流検出値としての第２相電流検出値を、タイミングＡおよびタイミングＢの各タイミングで電流検出器７から取得する。
ここで、上述のタイミングＡとは、電流検出器７を構成する第１相に対応する抵抗に第１相の相電流が流れるタイミングであり、より具体的には、例えば、第１相の相電圧指令が零である場合に第１相に対応する低電位側スイッチング素子がオンになるタイミングである。また、上述のタイミングＢとは、電流検出器７を構成する第２相に対応する抵抗に第２相の相電流が流れるタイミングであり、より具体的には、例えば、第２相の相電圧指令が零である場合に第２相に対応する低電位側スイッチング素子がオンになるタイミングである。タイミングＢは、例えば、タイミングＡに対して周期Ｔｃの１／２周期分だけずれている。
なお、実施の形態１では、図２に示すように、第１搬送波信号と比較される相電圧指令がＵ相の相電圧指令Ｖｕであり、第２搬送波信号と比較される相電圧指令がＷ相の相電圧指令Ｖｗである場合を例示する。この場合、第１相がＵ相となり、第１相電流検出値がＵ相の相電流検出値Ｉｕｓとなる。また、第２相がＷ相となり、第２相電流検出値がＷ相の相電流検出値Ｉｗｓとなる。
また、実施の形態１では、図２に示すように、タイミングＡでは、第１搬送波信号が最大値となり、タイミングＢでは、第１搬送波信号が最小値となる場合を例示する。
以下、電流取得部１６が相電流演算値Ｉｕｓ＿ｃａｌ～Ｉｗｓ＿ｃａｌを演算する手法について説明する。以下、便宜上、電流取得部１６がタイミングＡで電流検出器７から取得した相電流検出値Ｉｕｓを相電流検出値Ｉｕｓ（Ａ）と表記し、電流取得部１６がタイミングＢで電流検出器７から取得した相電流検出値Ｉｕｓを相電流検出値Ｉｕｓ（Ｂ）と表記する。相電流検出値Ｉｖｓおよび相電流検出値Ｉｗｓについても、相電流検出値Ｉｕｓと同様の表記をする。
まず、第１相に対応する第１相電流演算値、すなわち、Ｕ相の相電流演算値Ｉｕｓ＿ｃａｌを演算する手法について述べる。図２に示すように、相電流検出値Ｉｕｓ（Ｂ）は、オフセット電流値Ｉｕ＿ｏｆｆｓｅｔと等価である。この理由は、以下のとおりである。
すなわち、タイミングＢでは、オンオフ信号Ｑｕｎの値が「０」であるので、Ｕ相に対応するスイッチング素子Ｓｕｎがオフとなる。したがって、電流検出器７の抵抗Ｒｕに相電流Ｉｕが流れず、相電流検出値Ｉｕｓ（Ｂ）が０となるはずである。しかしながら、実際には相電流検出値Ｉｕｓ（Ｂ）が０とならず、相電流検出値Ｉｕｓ（Ｂ）が０以外の値となる。この値は、電流検出器７の温度ドリフト等に起因して発生するオフセット、すなわち、オフセット電流値Ｉｕ＿ｏｆｆｓｅｔであると判別できる。つまり、相電流検出値Ｉｕｓ（Ｂ）は、オフセット電流値Ｉｕ＿ｏｆｆｓｅｔと等しい。
タイミングＡでは、オンオフ信号Ｑｕｎの値が「１」であるので、Ｕ相に対応するスイッチング素子Ｓｕｎがオンとなる。したがって、電流検出器７の抵抗Ｒｕに相電流Ｉｕが流れ、相電流検出値Ｉｕｓ（Ａ）が０以外の値となる。相電流検出値Ｉｕｓ（Ａ）は、相電流Ｉｕの値と、上述のオフセット電流値Ｉｕ＿ｏｆｆｓｅｔとの和と等しい。
以上から、電流取得部１６は、タイミングＡおよびタイミングＢの各タイミングで取得した第１相電流検出値に基づいて、第１相電流演算値を演算する。すなわち、電流取得部１６は、タイミングＡおよびタイミングＢの各タイミングで取得した相電流検出値Ｉｕｓ（Ａ）および相電流検出値Ｉｕｓ（Ｂ）に基づいて、相電流演算値Ｉｕｓ＿ｃａｌを演算する。
具体的には、電流取得部１６は、タイミングＡで取得した第１相電流検出値から、タイミングＢで取得した第１相電流検出値と等価であるオフセット電流値を減算することで、第１相電流演算値を演算する。すなわち、電流取得部１６は、タイミングＡで取得した相電流検出値Ｉｕｓ（Ａ）から、タイミングＢで取得した相電流検出値Ｉｕｓ（Ｂ）と等価であるオフセット電流値Ｉｕ＿ｏｆｆｓｅｔを減算することで、相電流演算値Ｉｕｓ＿ｃａｌを演算する。このように、２回の電流取得タイミング取得される２つの相電流検出値Ｉｕｓ（Ａ）およびＩｕｓ（Ｂ）を用いて相電流演算値Ｉｕｓ＿ｃａｌを演算することによって、オフセット電流値Ｉｕ＿ｏｆｆｓｅｔの影響を除去することが可能となる。
なお、ここでは、相電流検出値Ｉｕｓ（Ｂ）をそのまま用いて相電流演算値Ｉｕｓ＿ｃａｌが演算される場合を例示したが、これに限定されない。すなわち、上述の温度ドリフトの時定数が周期Ｔｃに比べて大きいことを考慮して、ノイズによる誤差を低減するために、移動平均処理、フィルタ処理などの処理を施した相電流検出値Ｉｕｓ（Ｂ）を用いて相電流演算値Ｉｕｓ＿ｃａｌが演算されてもよい。
以上、第１相がＵ相である場合を例示したが、第１相が他の相であっても、上述の手法を同様に適用して、第１相に対応する相電流演算値を演算することが可能である。
次に、第２相に対応する第２相電流演算値、すなわち、Ｗ相の相電流演算値Ｉｗｓ＿ｃａｌを演算する手法について述べる。図２に示すように、相電流検出値Ｉｗｓ（Ａ）は、オフセット電流値Ｉｗ＿ｏｆｆｓｅｔと等価である。この理由は、以下のとおりである。
すなわち、タイミングＡでは、オンオフ信号Ｑｗｎの値が「０」であるので、Ｗ相に対応するスイッチング素子Ｓｗｎがオフとなる。したがって、電流検出器７の抵抗Ｒｗに相電流Ｉｗが流れず、相電流検出値Ｉｗｓ（Ａ）が０となるはずである。しかしながら、実際には相電流検出値Ｉｗｓ（Ａ）が０とならず、相電流検出値Ｉｗｓ（Ａ）が０以外の値となる。この値は、電流検出器７の温度ドリフト等に起因して発生するオフセット、すなわち、オフセット電流値Ｉｗ＿ｏｆｆｓｅｔであると判別できる。つまり、相電流検出値Ｉｗｓ（Ａ）は、オフセット電流値Ｉｗ＿ｏｆｆｓｅｔと等しい。
続いて、タイミングＢでは、オンオフ信号Ｑｗｎの値が「１」であるので、Ｗ相に対応するスイッチング素子Ｓｗｎがオンとなる。したがって、電流検出器７の抵抗Ｒｗに相電流Ｉｗが流れ、相電流検出値Ｉｗｓ（Ｂ）が０以外の値となる。相電流検出値Ｉｗｓ（Ｂ）は、相電流Ｉｗの値と、上述のオフセット電流値Ｉｗ＿ｏｆｆｓｅｔとの和と等しい。
以上から、電流取得部１６は、タイミングＡおよびタイミングＢの各タイミングで取得した第２相電流検出値に基づいて、第２相電流演算値を演算する。すなわち、電流取得部１６は、タイミングＡおよびタイミングＢの各タイミングで取得した相電流検出値Ｉｗｓ（Ａ）および相電流検出値Ｉｗｓ（Ｂ）に基づいて、相電流演算値Ｉｗｓ＿ｃａｌを演算する。
具体的には、電流取得部１６は、タイミングＢで取得した第２相電流検出値から、タイミングＡで取得した第２相電流検出値と等価であるオフセット電流値を減算することで、第２相電流演算値を演算する。すなわち、電流取得部１６は、タイミングＢで取得した相電流検出値Ｉｗｓ（Ｂ）から、タイミングＡで取得した相電流検出値Ｉｗｓ（Ａ）と等価であるオフセット電流値Ｉｗ＿ｏｆｆｓｅｔを減算することで、相電流演算値Ｉｗｓ＿ｃａｌを演算する。これにより、オフセット電流値Ｉｗ＿ｏｆｆｓｅｔの影響を除去した相電流演算値Ｉｗｓ＿ｃａｌを得ることが可能となる。
以上、第２相がＷ相である場合を例示したが、第２相が他の相であっても、上述の手法を同様に適用して、第２相に対応する相電流演算値を演算することが可能である。
制御器８は、上述の手法によって演算した第１相電流演算値および第２相電流演算値、すなわち相電流演算値Ｉｕｓ＿ｃａｌおよびＩｗｓ＿ｃａｌを用いて、相電圧指令Ｖｕ～Ｖｗを演算する。
具体的には、制御器８は、相電流演算値Ｉｕｓ＿ｃａｌおよびＩｗｓ＿ｃａｌと、以下の手法によって相電流演算値Ｉｕｓ＿ｃａｌおよびＩｗｓ＿ｃａｌから演算される相電流演算値Ｉｖｓ＿ｃａｌとを用いて、相電圧指令Ｖｕ～Ｖｗを演算する。
Ｖ相の相電流演算値Ｉｖｓ＿ｃａｌを演算する手法は、以下のとおりである。すなわち、電流取得部１６は、相電流Ｉｕ～Ｉｗの和が０となる、すなわち、Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０の関係を利用して、相電流演算値Ｉｖｓ＿ｃａｌを演算する。具体的には、電流取得部１６は、相電流演算値Ｉｕｓ＿ｃａｌおよびＩｗｓ＿ｃａｌを用いて、Ｉｖｓ＿ｃａｌ＝－Ｉｕｓ＿ｃａｌ－Ｉｗｓ＿ｃａｌの関係に従って、相電流演算値Ｉｖｓ＿ｃａｌを演算する。
なお、制御器８は、三相の相電圧指令Ｖｕ～Ｖｗの演算を、周期Ｔｃの２以上の自然数倍の周期で実施するように構成されていてもよい。以下、この構成について、図３および図４を参照しながら説明する。
図３は、本発明の実施の形態１におけるＵ相、Ｖ相およびＷ相のそれぞれの相電流検出値Ｉｕｓ、ＩｖｓおよびＩｗｓの時間変化の第２の例を示すタイミングチャートである。図４は、本発明の実施の形態１におけるＵ相、Ｖ相およびＷ相のそれぞれの相電流検出値Ｉｕｓ、ＩｖｓおよびＩｗｓの時間変化の第３の例を示すタイミングチャートである。
図３に示すように、周期１と周期２とを比較した場合、周期２では、周期１に対して、Ｖ相の相電圧指令Ｖｗと、Ｗ相の相電圧指令Ｖｗとが入れ替わっている。つまり、図３では、相電圧指令Ｖｕ～Ｖｗの演算が周期Ｔｃで実施するように構成されている。
図３に示すように、タイミングＢでは、オンオフ信号Ｑｗｎの値が「１」から「０」に切り替わるとともに、オンオフ信号Ｑｖｎの値が「０」から「１」に切り替わっている。したがって、インバータ６では、Ｖ相に対応するスイッチング素子ＳｖｐおよびＳｖｎと、Ｗ相に対応するスイッチング素子ＳｗｐおよびＳｗｎとがスイッチングする。
このような場合、本来、交流回転機１に流れる電流に対して上述のスイッチングに起因したノイズ成分が重畳するので、電流検出器７によって検出される相電流検出値Ｉｕｓ～Ｉｗｓの精度が悪化する。
そこで、図４に示すように、電圧指令が演算されて更新される周期、すなわち電圧指令更新周期は、周期１と周期２との和と等しくなるように設定される。これにより、タイミングＢにおいて、タイミングＡと同様に、精度の良い電流検出値を得るとともに、精度の良いオフセット電流値を得ることが可能となる。
以上、図４では、周期Ｔｃの２倍の周期で、相電圧指令Ｖｕ～Ｖｗが演算されて更新される場合を例示したが、周期Ｔｃの３以上の自然数倍の周期で、相電圧指令Ｖｕ～Ｖｗが演算されて更新されるようにしてもよい。
なお、電流取得部１６は、第１相電流演算値を演算する際、最新のタイミングＡで取得した第１相電流検出値と、最新のタイミングＡよりも前の前回のタイミングＡで取得した第１相電流検出値との平均値を用いてもよい。この場合、電流取得部１６は、この平均値から、オフセット電流値を減算することで、第１相電流演算値を演算するように構成される。同様に、電流取得部１６は、第２相電流演算値を演算する際、最新のタイミングＢで取得した第２相電流検出値と、最新のタイミングＢよりも前の前回のタイミングＢで取得した第２相電流検出値との平均値を用いてもよい。この場合、電流取得部１６は、この平均値から、オフセット電流を減算することで、第２相電流演算値を演算するように構成される。
上述の構成によって、耐ノイズ性がより高い相電流演算値を得ることが可能であり、その結果、ノイズに起因して発生する交流回転機１のトルクリップル、振動および騒音を低減することができる効果を奏する。
以上、本実施の形態１によれば、電力変換装置の制御器８は、第１搬送波信号と比較される相電圧指令に対応する相である第１相の第１相電流検出値を、タイミングＡで電流検出器７から取得し、その取得結果に基づいて第１相に対応する第１相電流演算値を演算するように構成されている。また、制御器８は、第２搬送波信号と比較される相電圧指令に対応する相である第２相の第２相電流検出値を、タイミングＢで電流検出器７から取得し、その取得結果に基づいて第２相に対応する第２相電流演算値を演算するように構成されている。
これにより、第１搬送波信号および第２搬送波信号のいずれを相電圧指令との比較に使用した場合であっても、２回の電流取得タイミングでそれぞれ取得した２つの相電流検出値を用いて、オフセット電流値を除去した相電流演算値を得ることが可能となる。つまり、制御器８が得る相電流の値の精度が劣化することを抑制することができる電力変換装置を得ることができる。
なお、電流取得部１６に要求される誤差が、電力変換装置のオフセット電流値の温度変化あるいは経年変化に比べて小さい場合、オフセット電流値の演算は必須では無い。この場合、制御器８は、以下のように構成される。すなわち、制御器８は、第１相電流検出値を、タイミングＡで電流検出器７から取得し、該タイミングＡで取得した第１相電流検出値に基づいて、第１相電流演算値を演算するように構成される。具体的には、制御器８は、タイミングＡで取得した第１相電流検出値を、第１相電流演算値とする。また、制御器８は、第２相電流検出値を、タイミングＢで電流検出器７から取得し、該タイミングＢで取得した第２相電流検出値に基づいて、第２相電流演算値を演算するように構成される。具体的には、制御器８は、第２相電流検出値を、タイミングＢで電流検出器７から取得し、タイミングＢで取得した第２相電流検出値を、第２相電流演算値とする。
実施の形態２．
本発明の実施の形態２では、先の実施の形態１と構成が異なる電力変換装置について説明する。なお、本実施の形態２では、先の実施の形態１と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１と異なる点を中心に説明する。
図５は、本発明の実施の形態２における電力変換装置の全体構成を示す図である。図５に示すように、本実施の形態２における電力変換装置は、平滑コンデンサ４、インバータ６、電流検出器７および制御器８を備える。
電流検出器７は、先の実施の形態１と構成が異なっており、直流電源３からインバータ６に入力される母線電流Ｉｉｎの値を、母線電流検出値Ｉｉｎｓとして検出する。具体的には、母線電流検出値Ｉｉｎｓは、電流検出器７の内部の抵抗Ｒｄｃの両端電圧を検出することによって検出される。電流検出器７は、検出した母線電流検出値Ｉｉｎｓを電流取得部１６に出力する。
図６は、本発明の実施の形態２におけるオンオフ信号Ｑｕｐ～Ｑｗｎのパターンに応じて出力される電圧ベクトルを示す表である。図７は、図６の電圧ベクトルＶ０～Ｖ７を示す図である。
オンオフ信号発生器１５は、図６に示すオンオフ信号Ｑｕｐ～Ｑｗｎのパターンに応じた電圧ベクトルを出力する。電圧ベクトルとは、図６に示すように、オンオフ信号Ｑｕｐ～Ｑｗｎのパターンに応じて定まる電圧ベクトルである。図６の電圧ベクトルＶ０～Ｖ７を図示すると、図７のようになる。図７に示すように、電圧ベクトルＶ１～Ｖ６は、位相差６０度ごとに大きさを持つ有効電圧ベクトルであり、電圧ベクトルＶ０およびＶ７は、大きさを持たない零電圧ベクトルである。
電流取得部１６は、図６に示すように、オンオフ信号Ｑｕｐ～Ｑｗｎのパターンに応じて、電流検出器７から取得した母線電流検出値Ｉｉｎｓと等価である相電流演算値を得る。
例えば、図６に示すように、オンオフ信号Ｑｕｐ～Ｑｗｎのパターンが、Ｑｕｐ＝１、Ｑｕｎ＝０、Ｑｖｐ＝０、Ｑｖｎ＝１、Ｑｗｐ＝０、Ｑｗｎ＝１というパターンである場合、電圧ベクトルＶ１が出力される。この場合、電流取得部１６は、母線電流検出値Ｉｉｎｓと等価な相電流演算値Ｉｕｓ＿ｃａｌを演算する。つまり、電流取得部１６は、電圧ベクトルＶ１が出力されているタイミングで取得した母線電流検出値Ｉｉｎｓと、相電流演算値Ｉｕｓ＿ｃａｌとが等価であると判断する。オンオフ信号Ｑｕｐ～Ｑｗｎのパターンが図６に示す別のパターンである場合も同様のことがいえる。
次に、オンオフ信号発生器１５および電流取得部１６のそれぞれの動作について、図８を参照しながらさらに説明する。図８は、本発明の実施の形態２における母線電流検出値Ｉｉｎｓの時間変化の第１の例を示すタイミングチャートである。
以下、相電圧指令Ｖｕ～Ｖｗについて、値の大きい順に、最大相電圧指令、中間相電圧指令および最小相電圧指令とする。この場合、図８に示す例では、相電圧指令Ｖｖが最大相電圧指令であり、相電圧指令Ｖｕが中間相電圧指令であり、相電圧指令Ｖｗが最小相電圧指令である。
オンオフ信号発生器１５は、最大相電圧指令が第１搬送波信号の最大値と一致するように三相の相電圧指令Ｖｕ～Ｖｗのそれぞれを等しくシフトする第１電圧シフト方式を適用する。具体的には、図８に示すように、相電圧指令Ｖｕ～Ｖｗは、最大相電圧指令である相電圧指令Ｖｖが第１搬送波信号の最大値と一致するように等しくシフトされる。
図８に示すように、オンオフ信号発生器１５は、相電圧指令Ｖｕと、第１搬送波信号とを比較する。オンオフ信号発生器１５は、その比較の結果、相電圧指令Ｖｕが第１搬送波信号よりも大きい場合には、値が「１」であるオンオフ信号Ｑｕｐを出力するとともに、値が「０」であるオンオフ信号Ｑｕｎを出力する。
一方、オンオフ信号発生器１５は、相電圧指令Ｖｕが第１搬送波信号よりも小さい場合には、値が「０」であるオンオフ信号Ｑｕｐを出力するとともに、値が「１」であるオンオフ信号Ｑｕｎを出力する。なお、図８では、オンオフ信号Ｑｕｐの波形が図示されている一方、Ｑｕｐ＋Ｑｕｎ＝１の関係があることから、オンオフ信号Ｑｕｎの波形の図示が省略されている。
オンオフ信号発生器１５は、相電圧指令Ｖｗと、第２搬送波信号とを比較する。オンオフ信号発生器１５は、その比較の結果、相電圧指令Ｖｗが第２搬送波信号よりも大きい場合には、値が「１」であるオンオフ信号Ｑｗｐを出力するとともに、値が「０」であるオンオフ信号Ｑｗｎを出力する。
一方、オンオフ信号発生器１５は、相電圧指令Ｖｗが第２搬送波信号よりも小さい場合には、値が「０」であるオンオフ信号Ｑｗｐを出力するとともに、値が「１」であるオンオフ信号Ｑｗｎを出力する。なお、図８では、オンオフ信号Ｑｗｐの波形が図示されている一方、Ｑｗｐ＋Ｑｗｎ＝１の関係があることから、オンオフ信号Ｑｗｎの波形の図示が省略されている。
オンオフ信号発生器１５は、相電圧指令Ｖｖと、第１搬送波信号および第２搬送波信号のいずれかの搬送波信号とを比較する。オンオフ信号発生器１５は、その比較の結果、相電圧指令Ｖｖが搬送波信号よりも大きい場合には、値が「１」であるオンオフ信号Ｑｖｐを出力するとともに、値が「０」であるオンオフ信号Ｑｖｎを出力する。
ここで、図８に示すように、相電圧指令Ｖｖは、第１搬送波信号の最大値と一致する。したがって、オンオフ信号発生器１５は、相電圧指令Ｖｖを、第１搬送波信号および第２搬送波信号のどちらと比較しても、値が「１」であるオンオフ信号Ｑｖｐを出力するとともに、値が「０」であるオンオフ信号Ｑｖｎを出力する。
このように、オンオフ信号発生器１５は、相電圧指令Ｖｖを、第１搬送波信号および第２搬送波信号のどちらと比較しても、差異がないが、ここでは、具体例として、オンオフ信号発生器１５は、相電圧指令Ｖｖと、第１搬送波信号とを比較するものとする。なお、図８では、オンオフ信号Ｑｖｐの波形が図示されている一方、Ｑｖｐ＋Ｑｖｎ＝１の関係があることから、オンオフ信号Ｑｖｎの波形の図示が省略されている。
以上から分かるように、オンオフ信号発生器１５は、第１電圧シフト方式によってシフトされた三相の相電圧指令Ｖｕ～Ｖｗのうちの少なくとも一相の相電圧指令と、第１搬送波信号とを比較するとともに、シフトされた三相の相電圧指令Ｖｕ～Ｖｗのうちの残りの相の相電圧指令と、第２搬送波信号とを比較する。オンオフ信号発生器１５は、このような比較によって、インバータ６の各スイッチング素子Ｓｕｐ～Ｓｗｎをオンとオフとにスイッチング制御する。
次に、電流取得部１６の動作について述べる。電流取得部１６は、母線電流検出値Ｉｉｎｓを、タイミングＡおよびタイミングＢの各タイミングで電流検出器７から取得する。
ここで、上述のタイミングＡおよびタイミングＢとは、それぞれ異なっているタイミングであって、直流電源３からインバータ６に母線電流Ｉｉｎが流れているタイミングである。タイミングＢは、例えば、タイミングＡに対して周期Ｔｃの１／２周期分だけずれている。
なお、実施の形態２では、図８に示すように、第１搬送波信号と比較される相電圧指令がＵ相の相電圧指令Ｖｕであり、第２搬送波信号と比較される相電圧指令がＷ相の電圧指令である場合を例示する。この場合、最大相電圧指令に対応する相以外の相であって、第１搬送波信号と比較される相電圧指令に対応する相である第１相がＵ相となる。また、最大相電圧指令に対応する相以外の相であって、第２搬送波信号と比較される相電圧指令に対応する相である第２相がＷ相となる。
また、実施の形態２では、図８に示すように、タイミングＡでは、第１搬送波信号が最大値となり、タイミングＢでは、第１搬送波信号が最小値となる場合を例示する。
以下、第１電圧シフト方式が適用される場合に、電流取得部１６が相電流演算値Ｉｕｓ＿ｃａｌ～Ｉｗｓ＿ｃａｌを演算する手法について説明する。
ここで、図８において、時刻ｔ３から時刻ｔ５までの期間内のタイミングＡ近傍に着目すると、この期間では、電圧ベクトルＶ４が出力される。この場合、図６から分かるように、母線電流検出値Ｉｉｎｓが相電流演算値－Ｉｕｓ＿ｃａｌと等価である。この期間では、電圧ベクトルＶ４が出力され続けるので、母線電流検出値Ｉｉｎｓが増加し続ける。
電流取得部１６が電流検出器７から母線電流検出値Ｉｉｎｓを取得するタイミングＡは、時刻ｔ３から時刻ｔ５までの期間内の中間の時刻ｔ４になるように設定される。このタイミングＡは、電圧ベクトルＶ４が出力され続ける期間の中間である。このような設定によって、電流取得部１６は、電圧ベクトルＶ４の出力によって変動する母線電流検出値Ｉｉｎｓの平均値を取得することが可能となる。
続いて、図８において、時刻ｔ６から時刻ｔ８までの期間内のタイミングＢ近傍に着目すると、この期間では、電圧ベクトルＶ２が出力される。この場合、図６から分かるように、母線電流検出値Ｉｉｎｓが相電流演算値－Ｉｗｓ＿ｃａｌと等価である。この期間では、電圧ベクトルＶ２が出力され続けるので、母線電流検出値Ｉｉｎｓが増加し続ける。
電流取得部１６が電流検出器７から母線電流検出値Ｉｉｎｓを取得するタイミングＢは、時刻ｔ６から時刻ｔ８までの期間内の中間の時刻ｔ７になるように設定される。このタイミングＢは、電圧ベクトルＶ２が出力され続ける期間の中間である。このような設定によって、電流取得部１６は、電圧ベクトルＶ２の出力によって変動する母線電流検出値Ｉｉｎｓの平均値を取得することが可能となる。
以上のように、電流取得部１６は、母線電流検出値Ｉｉｎｓを、タイミングＡおよびタイミングＢの各タイミングで電流検出器７から取得し、各タイミングで取得した母線電流検出値Ｉｉｎｓに基づいて、第１相電流演算値および第２相電流演算値を演算する。
具体的には、第１電圧シフト方式が適用された場合、電流取得部１６は、タイミングＡで取得した母線電流検出値Ｉｉｎｓに基づいて第１相電流演算値を演算し、タイミングＢで取得した母線電流検出値Ｉｉｎｓに基づいて第２相電流演算値を演算する。
より具体的には、電流取得部１６は、タイミングＡで取得した母線電流検出値Ｉｉｎｓを、Ｕ相に対応する相電流演算値－Ｉｕｓ＿ｃａｌとする。また、電流取得部１６は、タイミングＢで取得した母線電流検出値Ｉｉｎｓを、Ｗ相に対応する相電流演算値－Ｉｗｓ＿ｃａｌとする。つまり、電流取得部１６は、タイミングＡおよびタイミングＢのそれぞれで取得した母線電流検出値Ｉｉｎｓを用いて、最大相電圧指令に対応するＶ相以外のＵ相およびＷ相のそれぞれに対応する相電流演算値を演算する。
電流取得部１６は、上述の手法によって演算された相電流演算値－Ｉｕｓ＿ｃａｌおよび－Ｉｗｓ＿ｃａｌを用いて、先の実施の形態１と同様に、Ｉｖｓ＿ｃａｌ＝－Ｉｕｓ＿ｃａｌ－Ｉｗｓ＿ｃａｌの関係に従って、相電流演算値Ｉｖｓ＿ｃａｌを演算する。
次に、図８において、母線電流検出値Ｉｉｎｓに含まれていると考えられるオフセット電流値Ｉｉｎ＿ｏｆｆｓｅｔを考慮する場合について説明する。
図６に示すオンオフ信号Ｑｕｐ～Ｑｗｎのパターンに応じて、零電圧ベクトル、すなわち電圧ベクトルＶ０または電圧ベクトルＶ７が出力される場合、母線電流検出値Ｉｉｎｓの値が０となるはずである。しかしながら、実際には、母線電流検出値Ｉｉｎｓが０とならず、母線電流検出値Ｉｉｎｓが０以外の値となる。この値は、電流検出器７の温度ドリフト等に起因して発生するオフセット、すなわち、オフセット電流値Ｉｉｎ＿ｏｆｆｓｅｔであると判別できる。
そこで、図８に示すように、タイミングＡとタイミングＢとの間のタイミングであって、直流電源３からインバータ６への母線電流Ｉｉｎが遮断されているタイミングＣが設けられる。図８に示すタイミングＣは、零電圧ベクトル、すなわち電圧ベクトルＶ７が出力される期間内にある。タイミングＣは、例えば、タイミングＡとタイミングＢとの中間である。
以下、便宜上、電流取得部１６がタイミングＡ、Ｂ、ＣおよびＤで取得する母線電流検出値Ｉｉｎｓを、それぞれ、母線電流検出値Ｉｉｎｓ（Ａ）、Ｉｉｎｓ（Ｂ）、Ｉｉｎｓ（Ｃ）およびＩｉｎｓ（Ｄ）と表記する。
電流取得部１６は、時刻ｔ５から時刻ｔ６までの期間内の時刻ｔＣ、すなわちタイミングＣで、母線電流検出値Ｉｉｎｓを、電流検出器７からさらに取得する。この母線電流検出値Ｉｉｎｓ（Ｃ）は、オフセット電流値Ｉｉｎ＿ｏｆｆｓｅｔと等しい。
電流取得部１６は、母線電流検出値Ｉｉｎｓ（Ａ）から母線電流検出値Ｉｉｎｓ（Ｃ）を減算することで得られる値を、Ｕ相の相電流演算値－Ｉｕｓ＿ｃａｌとして演算する。また、電流取得部１６は、母線電流検出値Ｉｉｎｓ（Ｂ）から母線電流検出値Ｉｉｎｓ（Ｃ）を減算することで得られる値を、Ｗ相の相電流演算値－Ｉｗｓ＿ｃａｌとして演算する。これにより、オフセット電流値Ｉｉｎ＿ｏｆｆｓｅｔの影響を除去することができ、その結果、精度の良い相電流演算値を演算することが可能となる。
このように、電流取得部１６は、タイミングＡで取得した母線電流検出値Ｉｉｎｓ（Ａ）と、タイミングＢで取得した母線電流検出値Ｉｉｎｓ（Ｂ）と、タイミングＣで取得した母線電流検出値Ｉｉｎｓ（Ｃ）と等価であるオフセット電流値Ｉｉｎ＿ｏｆｆｓｅｔとに基づいて、第１相電流演算値および第２相電流演算値を演算する。
なお、電流取得部１６は、図８に示すように、タイミングＤで、母線電流検出値Ｉｉｎｓをさらに取得するように構成されていてもよい。タイミングＤは、直流電源３からインバータ６への母線電流Ｉｉｎが遮断されているタイミングであって、当該タイミングＤとタイミングＣとの間にタイミングＡがある。例えば、タイミングＤからタイミングＣまでの期間の中間がタイミングＡである。
上述の場合、電流取得部１６は、タイミングＣで取得した母線電流検出値Ｉｉｎｓ（Ｃ）と、タイミングＤで取得した母線電流検出値Ｉｉｎｓ（Ｄ）との平均値と等価であるオフセット電流値Ｉｉｎ＿ｏｆｆｓｅｔを演算する。電流取得部１６は、タイミングＡで取得した母線電流検出値Ｉｉｎｓ（Ａ）と、タイミングＢで取得した母線電流検出値Ｉｉｎｓ（Ｂ）と、このオフセット電流値Ｉｉｎ＿ｏｆｆｓｅｔとに基づいて、第１相電流演算値および第２相電流演算値を演算する。これにより、より精度の良い相電流演算値を演算することが可能となる。
なお、実施の形態２では、図８に示す第１電圧シフト方式が適用される場合を例示したが、これに限定されず、以下のような方式が適用されてもよい。すなわち、オンオフ信号発生器１５は、最小相電圧指令が第１搬送波信号の最小値と一致するように三相の相電圧指令Ｖｕ～Ｖｗのそれぞれを等しくシフトする第２電圧シフト方式を適用する。具体的には、図９に示すように、相電圧指令Ｖｕ～Ｖｗは、最小相電圧指令である相電圧指令Ｖｗが第１搬送波信号の最小値と一致するように等しくシフトされる。
図９は、本発明の実施の形態２における母線電流検出値Ｉｉｎｓの時間変化の第２の例を示すタイミングチャートである。
図９に示すように、オンオフ信号発生器１５は、相電圧指令Ｖｕと、第１搬送波信号とを比較する。オンオフ信号発生器１５は、その比較の結果、相電圧指令Ｖｕが第１搬送波信号よりも大きい場合には、値が「１」であるオンオフ信号Ｑｕｐを出力するとともに、値が「０」であるオンオフ信号Ｑｕｎを出力する。
一方、オンオフ信号発生器１５は、相電圧指令Ｖｕが第１搬送波信号よりも小さい場合には、値が「０」であるオンオフ信号Ｑｕｐを出力するとともに、値が「１」であるオンオフ信号Ｑｕｎを出力する。なお、図９では、オンオフ信号Ｑｕｐの波形が図示されている一方、Ｑｕｐ＋Ｑｕｎ＝１の関係があることから、オンオフ信号Ｑｕｎの波形の図示が省略されている。
オンオフ信号発生器１５は、相電圧指令Ｖｖと、第２搬送波信号とを比較する。オンオフ信号発生器１５は、その比較の結果、相電圧指令Ｖｖが第２搬送波信号よりも大きい場合には、値が「１」であるオンオフ信号Ｑｖｐを出力するとともに、値が「０」であるオンオフ信号Ｑｖｎを出力する。
一方、オンオフ信号発生器１５は、相電圧指令Ｖｖが第２搬送波信号よりも小さい場合には、値が「０」であるオンオフ信号Ｑｖｐを出力するとともに、値が「１」であるオンオフ信号Ｑｖｎを出力する。なお、図９では、オンオフ信号Ｑｖｐの波形が図示されている一方、Ｑｖｐ＋Ｑｖｎ＝１の関係があることから、オンオフ信号Ｑｖｎの波形の図示が省略されている。
オンオフ信号発生器１５は、相電圧指令Ｖｗと、第１搬送波信号および第２搬送波信号のいずれかの搬送波信号とを比較する。オンオフ信号発生器１５は、その比較の結果、相電圧指令Ｖｗが搬送波信号よりも小さい場合には、値が「０」であるオンオフ信号Ｑｗｐを出力するとともに、値が「１」であるオンオフ信号Ｑｗｎを出力する。
ここで、図９に示すように、相電圧指令Ｖｗは、第１搬送波信号の最小値と一致する。したがって、オンオフ信号発生器１５は、相電圧指令Ｖｗを、第１搬送波信号および第２搬送波信号のどちらと比較しても、値が「０」であるオンオフ信号Ｑｗｐを出力するとともに、値が「１」であるオンオフ信号Ｑｗｎを出力する。
このように、オンオフ信号発生器１５は、相電圧指令Ｖｗを、第１搬送波信号および第２搬送波信号のどちらと比較しても、差異がないが、ここでは、具体例として、オンオフ信号発生器１５は、相電圧指令Ｖｗと、第１搬送波信号とを比較するものとする。なお、図９では、オンオフ信号Ｑｗｐの波形が図示されている一方、Ｑｗｐ＋Ｑｗｎ＝１の関係があることから、オンオフ信号Ｑｗｎの波形の図示が省略されている。
以下、第２電圧シフト方式が適用される場合に、電流取得部１６が相電流演算値Ｉｕｓ＿ｃａｌ～Ｉｗｓ＿ｃａｌを演算する手法について説明する。
ここで、図９において、時刻ｔ１３から時刻ｔ１５までの期間内のタイミングＡ近傍に着目すると、この期間では、電圧ベクトルＶ３が出力される。この場合、図６から分かるように、母線電流検出値Ｉｉｎｓが相電流演算値Ｉｖｓ＿ｃａｌと等価である。この期間では、電圧ベクトルＶ３が出力され続けるので、母線電流検出値Ｉｉｎｓが増加し続ける。
電流取得部１６が電流検出器７から母線電流検出値Ｉｉｎｓを取得するタイミングＡは、時刻ｔ１３から時刻ｔ１５までの期間の中間の時刻ｔ１４になるように設定される。このタイミングＡは、電圧ベクトルＶ３が出力され続ける期間の中間である。このような設定によって、電流取得部１６は、電圧ベクトルＶ３の出力によって変動する母線電流検出値Ｉｉｎｓの平均値を取得することが可能となる。
続いて、図９において、時刻ｔ１６から時刻ｔ１８までの期間内のタイミングＢ近傍に着目すると、この期間では、電圧ベクトルＶ１が出力される。この場合、図６から分かるように、母線電流検出値Ｉｉｎｓが相電流演算値Ｉｕｓ＿ｃａｌと等価である。この期間では、電圧ベクトルＶ１が出力され続けるので、母線電流検出値Ｉｉｎｓが増加し続ける。
電流取得部１６が電流検出器７から母線電流検出値Ｉｉｎｓを取得するタイミングＢは、時刻ｔ１６から時刻ｔ１８までの期間の中間の時刻ｔ１７になるように設定される。このタイミングＢは、電圧ベクトルＶ１が出力され続ける期間の中間である。このような設定によって、電流取得部１６は、電圧ベクトルＶ１の出力によって変動する母線電流検出値Ｉｉｎｓの平均値を取得することが可能となる。
以上のように、電流取得部１６は、母線電流検出値Ｉｉｎｓを、タイミングＡおよびタイミングＢの各タイミングで電流検出器７から取得し、各タイミングで取得した母線電流検出値Ｉｉｎｓに基づいて、第１相電流演算値および第２相電流演算値を演算する。
具体的には、第２電圧シフト方式が適用された場合、電流取得部１６は、タイミングＡで取得した母線電流検出値Ｉｉｎｓに基づいて第２相電流演算値を演算し、タイミングＢで取得した母線電流検出値Ｉｉｎｓに基づいて第１相電流演算値を演算する。
より具体的には、電流取得部１６は、タイミングＡで取得した母線電流検出値Ｉｉｎｓを、Ｖ相に対応する相電流演算値Ｉｖｓ＿ｃａｌとする。また、電流取得部１６は、タイミングＢで取得した母線電流検出値Ｉｉｎｓを、Ｕ相に対応する相電流演算値Ｉｕｓ＿ｃａｌとする。つまり、電流取得部１６は、タイミングＡおよびタイミングＢのそれぞれで取得した母線電流検出値Ｉｉｎｓを用いて、最小相電圧指令に対応するＷ相以外のＵ相およびＶ相のそれぞれに対応する相電流演算値を演算する。
電流取得部１６は、上述の手法によって演算された相電流演算値Ｉｕｓ＿ｃａｌおよびＩｖｓ＿ｃａｌを用いて、先の実施の形態１と同様に、Ｉｗｓ＿ｃａｌ＝－Ｉｕｓ＿ｃａｌ－Ｉｖｓ＿ｃａｌの関係に従って、相電流演算値Ｉｗｓ＿ｃａｌを演算する。
次に、図９において、母線電流検出値Ｉｉｎｓに含まれていると考えられるオフセット電流値Ｉｉｎ＿ｏｆｆｓｅｔを考慮する場合について説明する。
図９に示すように、タイミングＡとタイミングＢとの間のタイミングであって、直流電源３からインバータ６への母線電流Ｉｉｎが遮断されているタイミングＣが設けられる。図９に示すタイミングＣは、零電圧ベクトル、すなわち電圧ベクトルＶ０が出力される期間内にある。タイミングＣは、例えば、タイミングＡとタイミングＢとの中間である。
電流取得部１６は、時刻ｔ１５から時刻ｔ１６までの期間内の時刻ｔＣ、すなわちタイミングＣで、母線電流検出値Ｉｉｎｓを、電流検出器７からさらに取得する。この母線電流検出値Ｉｉｎｓ（Ｃ）は、オフセット電流値Ｉｉｎ＿ｏｆｆｓｅｔと等しい。
電流取得部１６は、母線電流検出値Ｉｉｎｓ（Ａ）から母線電流検出値Ｉｉｎｓ（Ｃ）を減算することで得られる値を、Ｖ相の相電流演算値Ｉｖｓ＿ｃａｌとして演算する。また、電流取得部１６は、母線電流検出値Ｉｉｎｓ（Ｂ）から母線電流検出値Ｉｉｎｓ（Ｃ）を減算することで得られる値を、Ｕ相の相電流演算値Ｉｕｓ＿ｃａｌとして演算する。これにより、オフセット電流値Ｉｉｎ＿ｏｆｆｓｅｔの影響を除去することができ、その結果、精度の良い相電流演算値を演算することが可能となる。
なお、電流取得部１６は、先の図８と同様に、タイミングＤで、母線電流検出値Ｉｉｎｓをさらに取得するように構成されていてもよい。この場合、電流取得部１６は、タイミングＣで取得した母線電流検出値Ｉｉｎｓ（Ｃ）と、タイミングＤで取得した母線電流検出値Ｉｉｎｓ（Ｄ）との平均値と等価であるオフセット電流値Ｉｉｎ＿ｏｆｆｓｅｔを演算する。電流取得部１６は、タイミングＡで取得した母線電流検出値Ｉｉｎｓ（Ａ）と、タイミングＢで取得した母線電流検出値Ｉｉｎｓ（Ｂ）と、このオフセット電流値Ｉｉｎ＿ｏｆｆｓｅｔとに基づいて、第１相電流演算値および第２相電流演算値を演算する。
なお、タイミングＣは、タイミングＡとタイミングＢとの中間に設定されることが好ましい。この理由について以下に述べる。
相電圧指令Ｖｕ～Ｖｗの振幅が大きくなると、時刻ｔ１５と時刻ｔ１６との間隔が接近するので、オフセット電流値Ｉｉｎ＿ｏｆｆｓｅｔと等しい母線電流検出値Ｉｉｎｓ（Ｃ）を取得することが困難となる。そこで、タイミングＡとタイミングＢとの中間にタイミングＣが設定されることによって、相電圧指令Ｖｕ～Ｖｗがより高い振幅領域であっても、母線電流検出値Ｉｉｎｓ（Ｃ）を取得することができる。
なお、タイミングＣは、タイミングＡからタイミングＢまでの期間の中間に対して、電流取得部１６が母線電流検出値Ｉｉｎｓを取得するのに要する期間の１／２だけ後ろにあるようにしてもよい。具体的には、タイミングＣは、タイミングＡからタイミングＢまでの期間の中間に対して、リンギング収束期間、サンプル・ホールド期間およびアナログ／ディジタル変換期間の和の半分だけ遅らせるように設定されていてもよい。これにより、相電圧指令Ｖｕ～Ｖｗがより高い振幅領域であっても、母線電流検出値Ｉｉｎｓ（Ｃ）に含まれる誤差を除去することができる。
ここで、相電圧指令Ｖｕ～Ｖｗがより高い振幅となって、時刻ｔ１５と時刻ｔ１６の間隔が母線電流検出値Ｉｉｎｓ（Ｃ）を取得するのに要する期間よりも小さくなった場合、母線電流検出値Ｉｉｎｓ（Ｃ）を取得することが不可能である。この場合、オフセット電流値Ｉｉｎ＿ｏｆｆｓｅｔの演算が行わないようにすることによって、オフセット電流値Ｉｉｎ＿ｏｆｆｓｅｔの精度を維持することが可能となる。
このように、オンオフ信号発生器１５は、図８に示す第１電圧シフト方式、または図９に示す第２電圧シフト方式を適用するように構成される。以下、オンオフ信号発生器１５が、第１電圧シフト方式と第２電圧シフト方式とのどちらを選択するかについて、図１０および図１１を参照しながら一例を説明する。
図１０は、本発明の実施の形態２における電流ベクトルを示す図である。図１１は、本発明の実施の形態２における電流ベクトルの電流位相θｉに応じて選択される電圧シフト方式を示す表である。
まず、オンオフ信号発生器１５は、電流取得部１６によって演算される相電流演算値Ｉｕｓ＿ｃａｌ～Ｉｗｓ＿ｃａｌを用いて、以下の式（２－１）に従って、電流位相θｉを計算する。
θｉ＝ａｔａｎ｛（０．８６６×Ｉｖｓ＿ｃａｌ－０．８６６×Ｉｗｓ＿ｃａｌ）／（Ｉｕｓ＿ｃａｌ－０．５×Ｉｖｓ＿ｃａｌ－０．５×Ｉｗｓ＿ｃａｌ）｝［ｄｅｇ］
・・・（２－１）
式（２－１）に従って演算された電流位相θｉは、図１０に示すように、Ｕ、ＶおよびＷ軸上を回転する電流ベクトルの位相となる。
オンオフ信号発生器１５は、図１１に示すように、演算した電流位相θｉの範囲に応じて、第１電圧シフト方式と、第２電圧シフト方式とのいずれかを選択する。例えば、オンオフ信号発生器１５は、演算した電流位相θｉが３０［ｄｅｇ］以上９０［ｄｅｇ］未満の範囲に含まれていれば、図１１から分かるように、第２電圧シフト方式を選択する。
このように、オンオフ信号発生器１５は、電流位相θｉに応じて電圧シフト方式を選択する。したがって、零電圧ベクトルである電圧ベクトルＶ０およびＶ７以外の電圧ベクトルＶ１～Ｖ６のうち、図１０に示す電流ベクトルに対して２番目および３番目に近い電圧ベクトルが出力される。その結果、力率が低い場合であっても、平滑コンデンサ４に流れる電流Ｉｃを低減することが可能となる。
以上、本実施の形態２によれば、電力変換装置の制御器８は、第１電圧シフト方式または第２電圧シフト方式を適用して、インバータの各スイッチング素子Ｓｕｐ～Ｓｗｎをオンとオフとにスイッチング制御するように構成されている。また、制御器８は、母線電流検出値を、タイミングＡおよびタイミングＢの各タイミングで電流検出器７から取得し、その取得結果に基づいて、第１相電流検出値と第２相電流検出値とを演算するように構成されている。
これにより、第１搬送波信号および第２搬送波信号のいずれを相電圧指令との比較に使用した場合であっても、２回の電流取得タイミングでそれぞれ取得した２つの母線電流検出値を用いて、相電流演算値を得ることが可能となる。つまり、制御器８が得る相電流の値の精度が劣化することを抑制することができる電力変換装置を得ることができる。
また、従来技術では、非特許文献１のｐ．７０の表１・３に記載されているように、母線電流から三相電流を演算するモータ駆動システムにおいて、三相の相電流に含まれる搬送波信号のリップル成分の平均値を得ることが不可能である。これに対して、本実施の形態２では、有効電圧ベクトルが出力され続けている期間内の中間に電流取得タイミングを設けることで、三相の相電流に含まれる搬送波信号のリップル成分の平均値を得ることが可能となる。その結果、電力変換装置の制御器８が得る相電流の値の精度が向上する。さらに、平滑コンデンサ４を流れる電流Ｉｃを低減することができ、電力変換装置の小型化に寄与する。
実施の形態３．
本発明の実施の形態３では、先の実施の形態１および２の各構成に対して、インバータ６の出力側に接続される交流回転機１の回転位置θを推定するように構成されている電力変換装置について説明する。なお、本実施の形態３では、先の実施の形態１および２と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１および２と異なる点を中心に説明する。
図１２は、本発明の実施の形態３における電力変換装置の全体構成を示す図である。図１２に示すように、本実施の形態３における電力変換装置は、平滑コンデンサ４、インバータ６、電流検出器７および制御器８を備える。
交流回転機１には、先の実施の形態２と異なり、位置検出器２が設けられていない。電流検出器７は、先の実施の形態２と構成が同じであり、インバータ６に入力される母線電流Ｉｉｎの値を、母線電流検出値Ｉｉｎｓとして検出する。
制御器８は、先の実施の形態２と構成が異なっている。制御器８は、座標変換器９、減算器１０、減算器１１、電流制御器１２、電流制御器１３、座標変換器１４、オンオフ信号発生器１５、電流取得部１６、位置推定用電圧指令生成器１７、加算器１８および位置推定器１９を備える。
座標変換器９は、電流取得部１６から入力される相電流演算値Ｉｕｓ＿ｃａｌ～Ｉｗｓ＿ｃａｌと、位置推定器１９から入力される推定回転位置θｅとに基づいて、回転二軸上の電流ＩｄおよびＩｑを演算する。
座標変換器１４は、回転二軸上の電圧ＶｄおよびＶｑと、位置推定器１９から入力される推定回転位置θｅとに基づいて、交流回転機１を駆動するための駆動用電圧指令Ｖｕｂ～Ｖｗｂを演算する。
位置推定用電圧指令生成器１７は、座標変換器１４が出力する駆動用電圧指令Ｖｕｂ～Ｖｗｂの周波数よりも高い位置推定用電圧指令Ｖｕｈ～Ｖｗｈを出力する。加算器１８は、座標変換器１４から入力される駆動用電圧指令Ｖｕｂ～Ｖｗｂと、位置推定用電圧指令生成器１７から入力される位置推定用電圧指令Ｖｕｈ～Ｖｗｈとを、それぞれ加算することで、相電圧指令Ｖｕ～Ｖｗを演算する。加算器１８が出力する相電圧指令Ｖｕ～Ｖｗは、以下の関係を満たす。
Ｖｕ＝Ｖｕｂ＋Ｖｕｈ
Ｖｖ＝Ｖｖｂ＋Ｖｖｈ
Ｖｗ＝Ｖｗｂ＋Ｖｗｈ
このように、オンオフ信号発生器１５は、位置推定用電圧指令Ｖｕｈ～Ｖｗｈが重畳されている三相の相電圧指令Ｖｕ～Ｖｗに従ってインバータ６を制御する。
位置推定器１９は、電流取得部１６によって演算される第１相電流演算値および第２相電流演算値に基づいて、インバータ６の出力側に接続される交流回転機１の回転位置θを推定する。位置推定器１９は、推定した回転位置θを推定回転位置θｅとして出力する。以下、位置推定器１９の詳細について、図１３を参照しながら説明する。図１３は、本発明の実施の形態３における位置推定器１９の構成を示す図である。図１３に示すように、位置推定器１９は、三相－二相変換器１９１、フーリエ変換器１９２、乗算器１９３、減算器１９４および位置演算器１９５を備える。
三相－二相変換器１９１は、電流取得部１６から入力される相電流演算値Ｉｕｓ＿ｃａｌ～Ｉｗｓ＿ｃａｌを、固定直交座標、すなわち、α－β軸上の電流ｉαｓおよびｉβｓに変換する。
フーリエ変換器１９２は、三相－二相変換器１９１から入力される電流ｉαｓおよびｉβｓから、それぞれ高周波成分を抽出し、抽出したそれぞれの高周波成分の振幅ＩαｓおよびＩβｓを求める。この高周波成分は、位置推定用電圧指令Ｖｕｈ～Ｖｗｈに起因して発生するものである。
乗算器１９３は、フーリエ変換器１９２から入力される振幅ＩαｓおよびＩβｓをそれぞれ二乗することで、振幅二乗値Ｉαｓ2およびＩβｓ2を演算し、その演算結果を減算器１９４に出力する。
減算器１９４は、振幅二乗値Ｉβｓ2から振幅二乗値Ｉαｓ2を減算することで、差分値ΔＩαβを演算し、その演算結果を位置演算器１９５に出力する。
位置演算器１９５は、減算器１９４から入力される差分値ΔＩαβに基づいて、推定回転位置θｅを演算し、その演算結果を出力する。
以下、位置演算器１９５が推定回転位置θｅを演算する手法の例について説明する。例えば交流回転機１が永久磁石同期機である場合、固定直交座標での電圧方程式は、以下の式（３－１）のように表すことができる。
Figure 0007166425000001
交流回転機１が停止、または低速運転していると仮定し、ω＝０とする。この場合、微分演算子Ｐをラプラス演算子ｓに置き換えると、固定直交座標での電流ｉαｓおよびｉβｓは、以下の式（３－２）のように表すことができる。
Figure 0007166425000002
位置推定用電圧指令Ｖｕｈ～Ｖｗｈが、駆動用電圧指令Ｖｕｂ～Ｖｗｂにそれぞれ重畳された場合、Ｒ＜＜Ｌα・ωｈおよびＲ＜＜Ｌβ・ωｈの関係が成り立つ。ただし、位置推定用電圧指令Ｖｕｈ～Ｖｗｈの角周波数ωｈは、駆動用電圧指令Ｖｕｂ～Ｖｗｂの角周波数よりも十分に高いものとする。また、ｓ＝ｊωｈとする。ｊは虚数単位である。
上述の場合、交流回転機１の固定子抵抗Ｒの影響を無視すると、式（３－２）は、以下の式（３－３）のように表すことができる。
Figure 0007166425000003
また、位置推定用電圧指令Ｖｕｈ～Ｖｗｈは、固定直交座標では、以下の式（３－４）のように表すことができる。
Figure 0007166425000004
式（３－４）を、式（３－３）における［Ｖαｓ Ｖβｓ］Tに代入し、ｓ＝ｊωｈとすると、以下の式（３－５）が得られる。
Figure 0007166425000005
式（３－５）から分かるように、固定直交座標での電流ｉαｓおよびｉβｓのそれぞれの振幅に回転位置θが含まれている。
上述したように、フーリエ変換器１９２によって、電流ｉαｓおよびｉβｓにそれぞれ含まれる高周波成分の振幅ＩαｓおよびＩβｓが得られる。フーリエ変換器１９２によって得られる振幅ＩαｓおよびＩβｓに基づいて、以下の式（３－６）に示される演算が行われた場合、回転位置θを含んだ項が得られる。式（３－６）に示される演算は、乗算器１９３および減算器１９４によって実現される。
Figure 0007166425000006
位置演算器１９５は、式（３－６）に示されるΔＩαβを、
Figure 0007166425000007
 で除することによって、ｃｏｓ２θを得る。続いて、位置演算器１９５は、ｃｏｓ２θの逆余弦を演算することによって、θを演算する。このように演算されたθが推定回転位置θｅに相当する。
なお、位置演算器１９５は、ｃｏｓ２θの逆余弦を演算するように構成される代わりに、例えば、以下のように構成されていてもよい。すなわち、位置演算器１９５は、ｃｏｓ２θの値と、θの値とが関連付けられたテーブルを予め記憶し、そのテーブルを参照して、ｃｏｓ２θに対応するθを、推定回転位置θｅとして求めるように構成されていてもよい。
なお、位置推定用電圧指令生成器１７は、回転二軸上の電圧ＶｄまたはＶｑに角周波数ωｈを持つ位置推定用電圧指令を重畳するように構成されていてもよい。この場合、位置推定器１９は、相電流演算値Ｉｕｓ＿ｃａｌ～Ｉｗｓ＿ｃａｌに含まれる角周波数ωｈの成分を抽出することによって推定回転位置θｅを演算するように構成される。
なお、位置推定器１９は、交流回転機１の角速度ωが高い場合、交流回転機１の誘起電圧を利用した公知の位置推定方式を適用して推定回転位置θｅを求めるように構成されていてもよい。
以上、本実施の形態３によれば、電力変換装置の制御器８は、先の実施の形態１および２の各構成に対して、インバータ６の出力側に接続される交流回転機１の回転位置θを推定するように構成されている。すなわち、制御器８は、位置推定用電圧指令Ｖｕｈ～Ｖｗｈが重畳されている三相の相電圧指令Ｖｕ～Ｖｗに従ってインバータ６を制御し、さらに、演算した第１相電流演算値および第２相電流演算値に基づいて、交流回転機１の回転位置θを推定するように構成されている。これにより、先の実施の形態１および２と同様の効果が得られるとともに、さらに、位置検出器２を省略することができるので電力変換装置のさらなる小型化および低コスト化に寄与する。
実施の形態４．
本発明の実施の形態４では、先の実施の形態１における電力変換装置を備えた電動パワーステアリング装置について説明する。なお、本実施の形態４では、先の実施の形態１～３と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１～３と異なる点を中心に説明する。
図１４は、本発明の実施の形態４における電動パワーステアリング装置の全体構成を示す図である。
電動パワーステアリング装置が搭載される車両の運転者は、ハンドル１０１を左右に回転させて前輪１０２の操舵を行う。トルク検出器１０３は、ステアリング系の操舵トルクＴｓを検出し、検出した操舵トルクＴｓを後述する制御指令生成器１０５に出力する。交流回転機１は、ギア１０４を介して運転者の操舵を補助するアシストトルクを発生させるものである。本実施の形態４における交流回転機１は、ロータがギア１０４と機械的に接続されている以外、先の実施の形態１における交流回転機１と同様の構成である。
制御指令生成器１０５は、トルク検出器１０３から入力された操舵トルクＴｓに基づいて、交流回転機１を所望の状態に制御するための制御指令を演算し、演算した制御指令を出力する。制御指令生成器１０５は、例えば、以下の式（４－１）に従って、制御指令として、電流指令Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔを演算する。
Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ＝ｋａ×Ｔｓ・・・（４－１）
ここで、ｋａは、定数であるが、操舵トルクＴｓまたは車両の走行速度に応じて変動させるように設定してもよい。ここでは、式（４－１）に従って、電流指令Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔが決定されるが、操舵状況に応じた公知の補償制御に基づいて、電流指令Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔが決定されてもよい。
次に、本実施の形態４における電動パワーステアリング装置によって得られる効果について説明する。
電動パワーステアリング装置は、小型化が求められる。電動パワーステアリング装置を小型にすることで、車両への搭載性が増し、配置の自由度が増し、車両そのものの小型化にも寄与できる。
電動パワーステアリング装置に具備されるインバータを構成するコンデンサおよびコイルといった受動素子のサイズダウンがインバータの小型化に直結する。したがって、特許文献１記載の従来技術、すなわち、位相が互いにＴｃ／２周期分だけずれた２つの搬送波信号を用いてＰＷＭ信号を生成する技術は、有効である。
ここで、電動パワーステアリング装置では、電流検出器の小型化もシステムの小型化を実現するにあたって重要である。そこで、上述の従来技術を適用した電力変換装置において、電流検出器の小型化を実現するために、電流検出器として、先の図１に示す電流検出器７と同様の電流検出器が採用される場合を考える。しかしながら、このような電流検出器では、上述したように、電力変換装置のインバータを制御する制御器が得る相電流の値の精度が劣化する可能性がある。
そこで、実施の形態１における電力変換装置では、インバータ６を制御する制御器８が電流を取得するタイミングとして、実施の形態１で述べたタイミングＡおよびタイミングＢが設定されている。これにより、先の図１に示す電流検出器７が採用された場合であっても、制御器８が得る相電流の値の精度の劣化を抑制することができる。したがって、実施の形態１における電力変換装置によって、コンデンサの小型化と、電流検出器の小型化とを両立することが可能となる。その結果、電動パワーステアリング装置の小型化に寄与するという顕著な効果が得られる。
なお、本実施の形態４では、電動パワーステアリング装置が先の実施の形態１における電力変換装置を備えて構成される場合を例示したが、これに限定されない。すなわち、電動パワーステアリング装置は、先の実施の形態２および３のいずれかにおける電力変換装置を備えて構成されていてもよい。
以上、本実施の形態４によれば、電動パワーステアリング装置は、先の実施の形態１～３のいずれかにおける電力変換装置を備えて構成されている。これにより、先の実施の形態１～３と同様の効果が得られるとともに、さらに電動パワーステアリング装置の小型化に寄与する。
なお、上述した実施の形態１～３のそれぞれにおける電力変換装置の制御器８の各機能は、処理回路によって実現される。各機能を実現する処理回路は、専用のハードウェアであってもよく、メモリに格納されるプログラムを実行するプロセッサであってもよい。
処理回路が専用のハードウェアである場合、処理回路は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、またはこれらを組み合わせたものが該当する。制御器８の各部の機能それぞれを個別の処理回路で実現してもよいし、各部の機能をまとめて処理回路で実現してもよい。
一方、処理回路がプロセッサの場合、制御器８の各部の機能は、ソフトウェア、ファームウェア、またはソフトウェアとファームウェアとの組み合わせにより実現される。ソフトウェアおよびファームウェアは、プログラムとして記述され、メモリに格納される。プロセッサは、メモリに記憶されたプログラムを読み出して実行することにより、各部の機能を実現する。
上述のプログラムは、上述した各部の機能をコンピュータに実行させるものであるともいえる。ここで、メモリとは、例えば、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＥＥＰＲＯＭ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ Ｅｒａｓａｂｌｅ ａｎｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）等の、不揮発性または揮発性の半導体メモリが該当する。また、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤ等も、メモリに該当する。
なお、上述した各部の機能について、一部を専用のハードウェアで実現し、一部をソフトウェアまたはファームウェアで実現するようにしてもよい。
このように、処理回路は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、またはこれらの組み合わせによって、上述した各部の機能を実現することができる。
なお、本発明の実施例として実施の形態１～４を説明したが、本発明は、実施の形態１～４の各構成に限定されるものではなく、本願の趣旨を逸脱しない範囲において、実施の形態１～４の各構成を適宜組み合わせたり、各構成に一部変形を加えたり、各構成を一部省略したりすることが可能である。
１ 交流回転機、２ 位置検出器、３ 直流電源、４ 平滑コンデンサ、５ インダクタンス、６ インバータ、７ 電流検出器、８ 制御器、９ 座標変換器、１０ 減算器、１１ 減算器、１２ 電流制御器、１３ 電流制御器、１４ 座標変換器、１５ オンオフ信号発生器、１６ 電流取得部、１７ 位置推定用電圧指令生成器、１８ 加算器、１９ 位置推定器、１９１ 三相－二相変換器、１９２ フーリエ変換器、１９３ 乗算器、１９４ 減算器、１９５ 位置演算器、１０１ ハンドル、１０２ 前輪、１０３ トルク検出器、１０４ ギア、１０５ 制御指令生成器。

Claims (20)

  1. 三相の各相に対応して設けられる高電位側スイッチング素子および低電位側スイッチング素子を有しており、各スイッチング素子がオンとオフとにスイッチングされることで、直流電源によって出力される直流電圧を交流電圧に変換し、前記交流電圧を出力するインバータと、
    前記インバータの各低電位側スイッチング素子と直列接続されており、前記三相の相電流の値を、それぞれ相電流検出値として検出する電流検出器と、
    前記三相の相電圧指令を演算し、演算した前記三相の相電圧指令に従って前記インバータを制御する制御器と、
    を備え、
    前記制御器は、
    前記三相の相電圧指令のうちの少なくとも一相の相電圧指令と、第１搬送波信号とを比較するとともに、前記三相の相電圧指令のうちの残りの相の相電圧指令と、前記第１搬送波信号に対して前記第１搬送波信号の搬送波周期の１／２周期分だけ位相が異なっている第２搬送波信号とを比較することによって、前記インバータの各スイッチング素子をオンとオフとにスイッチング制御し、
    前記第１搬送波信号と比較される前記相電圧指令に対応する相である第１相の前記相電流検出値としての第１相電流検出値を、タイミングＡで前記電流検出器から取得し、該タイミングで取得した前記第１相電流検出値に基づいて、前記第１相に対応する第１相電流演算値を演算し、
    前記第２搬送波信号と比較される前記相電圧指令に対応する相である第２相の前記相電流検出値としての第２相電流検出値を、タイミングＢで前記電流検出器から取得し、該タイミングで取得した前記第２相電流検出値に基づいて、前記第２相に対応する第２相電流演算値を演算し、
    前記タイミングＡは、前記第１相の相電圧指令が零である場合に前記第１相に対応する前記低電位側スイッチング素子がオンになるタイミングであり、
    前記タイミングＢは、前記第２相の相電圧指令が零である場合に前記第２相に対応する前記低電位側スイッチング素子がオンになるタイミングである
    電力変換装置。
  2. 三相の各相に対応して設けられる高電位側スイッチング素子および低電位側スイッチング素子を有しており、各スイッチング素子がオンとオフとにスイッチングされることで、直流電源によって出力される直流電圧を交流電圧に変換し、前記交流電圧を出力するインバータと、
    前記インバータの各低電位側スイッチング素子と直列接続されており、前記三相の相電流の値を、それぞれ相電流検出値として検出する電流検出器と、
    前記三相の相電圧指令を演算し、演算した前記三相の相電圧指令に従って前記インバータを制御する制御器と、
    を備え、
    前記制御器は、
    前記三相の相電圧指令のうちの少なくとも一相の相電圧指令と、第１搬送波信号とを比較するとともに、前記三相の相電圧指令のうちの残りの相の相電圧指令と、前記第１搬送波信号に対して前記第１搬送波信号の搬送波周期の１／２周期分だけ位相が異なっている第２搬送波信号とを比較することによって、前記インバータの各スイッチング素子をオンとオフとにスイッチング制御し、
    前記第１搬送波信号と比較される前記相電圧指令に対応する相である第１相の前記相電流検出値としての第１相電流検出値を、タイミングＡで前記電流検出器から取得し、該タイミングで取得した前記第１相電流検出値に基づいて、前記第１相に対応する第１相電流演算値を演算し、
    前記第２搬送波信号と比較される前記相電圧指令に対応する相である第２相の前記相電流検出値としての第２相電流検出値を、タイミングＢで前記電流検出器から取得し、該タイミングで取得した前記第２相電流検出値に基づいて、前記第２相に対応する第２相電流演算値を演算し、
    前記制御器は、
    前記第１相電流検出値を、前記タイミングＢで前記電流検出器からさらに取得し、前記タイミングＡおよび前記タイミングＢの各タイミングで取得した前記第１相電流検出値に基づいて、前記第１相電流演算値を演算し、
    前記第２相電流検出値を、前記タイミングＡで前記電流検出器からさらに取得し、前記タイミングＡおよび前記タイミングＢの各タイミングで取得した前記第２相電流検出値に基づいて、前記第２相電流演算値を演算する
    電力変換装置。
  3. 前記制御器は、
    前記第１相電流検出値を、前記タイミングＢで前記電流検出器からさらに取得し、前記タイミングＡおよび前記タイミングＢの各タイミングで取得した前記第１相電流検出値に基づいて、前記第１相電流演算値を演算し、
    前記第２相電流検出値を、前記タイミングＡで前記電流検出器からさらに取得し、前記タイミングＡおよび前記タイミングＢの各タイミングで取得した前記第２相電流検出値に基づいて、前記第２相電流演算値を演算する
    請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 前記制御器は、
    前記タイミングＡで取得した前記第１相電流検出値から、前記タイミングＢで取得した前記第１相電流検出値と等価であるオフセット電流値を減算することで、前記第１相電流演算値を演算し、
    前記タイミングＢで取得した前記第２相電流検出値から、前記タイミングＡで取得した前記第２相電流検出値と等価であるオフセット電流値を減算することで、前記第２相電流演算値を演算する
    請求項２または３に記載の電力変換装置。
  5. 前記タイミングＢは、前記タイミングＡに対して前記搬送波周期の１／２周期分だけずれている
    請求項１から４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  6. 前記タイミングＡでは、前記第１搬送波信号が最大値となり、
    前記タイミングＢでは、前記第１搬送波信号が最小値となる
    請求項５に記載の電力変換装置。
  7. 前記制御器は、
    前記三相の相電圧指令の演算を、前記搬送波周期の２以上の自然数倍の周期で実施する
    請求項１から６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  8. 前記制御器は、
    前記第１相電流演算値を演算する際、最新のタイミングＡで取得した前記第１相電流検出値と、前記最新のタイミングＡよりも前の前回のタイミングＡで取得した前記第１相電流検出値との平均値を用いる
    請求項１から７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  9. 前記制御器は、
    前記第２相電流演算値を演算する際、最新のタイミングＢで取得した前記第２相電流検出値と、前記最新のタイミングＢよりも前の前回のタイミングＢで取得した前記第２相電流検出値との平均値を用いる
    請求項１から８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  10. 三相の各相に対応して設けられる高電位側スイッチング素子および低電位側スイッチング素子を有しており、各スイッチング素子がオンとオフとにスイッチングされることで、直流電源によって出力される直流電圧を交流電圧に変換し、前記交流電圧を出力するインバータと、
    前記直流電源から前記インバータに入力される母線電流の値を、母線電流検出値として検出する電流検出器と、
    前記三相の相電圧指令を演算し、演算した前記三相の相電圧指令に従って前記インバータを制御する制御器と、
    を備え、
    前記制御器は、前記三相の相電圧指令について、値の大きい順に、最大相電圧指令、中間相電圧指令および最小相電圧指令としたとき、
    前記最大相電圧指令が第１搬送波信号の最大値と一致するように前記三相の相電圧指令のそれぞれを等しくシフトする第１電圧シフト方式、または、前記最小相電圧指令が前記第１搬送波信号の最小値と一致するように前記三相の相電圧指令のそれぞれを等しくシフトする第２電圧シフト方式を適用し、
    シフトされた前記三相の相電圧指令のうちの少なくとも一相の相電圧指令と、前記第１搬送波信号とを比較するとともに、シフトされた前記三相の相電圧指令のうちの残りの相の相電圧指令と、前記第１搬送波信号に対して前記第１搬送波信号の搬送波周期の１／２周期分だけ位相が異なっている第２搬送波信号とを比較することによって、前記インバータの各スイッチング素子をオンとオフとにスイッチング制御し、
    前記母線電流検出値を、タイミングＡおよびタイミングＢの各タイミングで前記電流検出器から取得し、各タイミングで取得した前記母線電流検出値に基づいて、前記第１搬送波信号と比較される前記相電圧指令に対応する相である第１相に対応する第１相電流演算値と、前記第２搬送波信号と比較される前記相電圧指令に対応する相である第２相に対応する第２相電流演算値とを演算し、
    前記タイミングＡおよび前記タイミングＢは、それぞれ異なっているタイミングであって、前記直流電源から前記インバータに前記母線電流が流れているタイミングであり、
    前記タイミングＢは、前記タイミングＡに対して前記搬送波周期の１／２周期分だけずれている
    電力変換装置。
  11. 三相の各相に対応して設けられる高電位側スイッチング素子および低電位側スイッチング素子を有しており、各スイッチング素子がオンとオフとにスイッチングされることで、直流電源によって出力される直流電圧を交流電圧に変換し、前記交流電圧を出力するインバータと、
    前記直流電源から前記インバータに入力される母線電流の値を、母線電流検出値として検出する電流検出器と、
    前記三相の相電圧指令を演算し、演算した前記三相の相電圧指令に従って前記インバータを制御する制御器と、
    を備え、
    前記制御器は、前記三相の相電圧指令について、値の大きい順に、最大相電圧指令、中間相電圧指令および最小相電圧指令としたとき、
    前記最大相電圧指令が第１搬送波信号の最大値と一致するように前記三相の相電圧指令のそれぞれを等しくシフトする第１電圧シフト方式、または、前記最小相電圧指令が前記第１搬送波信号の最小値と一致するように前記三相の相電圧指令のそれぞれを等しくシフトする第２電圧シフト方式を適用し、
    シフトされた前記三相の相電圧指令のうちの少なくとも一相の相電圧指令と、前記第１搬送波信号とを比較するとともに、シフトされた前記三相の相電圧指令のうちの残りの相の相電圧指令と、前記第１搬送波信号に対して前記第１搬送波信号の搬送波周期の１／２周期分だけ位相が異なっている第２搬送波信号とを比較することによって、前記インバータの各スイッチング素子をオンとオフとにスイッチング制御し、
    前記母線電流検出値を、タイミングＡおよびタイミングＢの各タイミングで前記電流検出器から取得し、各タイミングで取得した前記母線電流検出値に基づいて、前記第１搬送波信号と比較される前記相電圧指令に対応する相である第１相に対応する第１相電流演算値と、前記第２搬送波信号と比較される前記相電圧指令に対応する相である第２相に対応する第２相電流演算値とを演算し、
    前記タイミングＡおよび前記タイミングＢは、それぞれ異なっているタイミングであって、前記直流電源から前記インバータに前記母線電流が流れているタイミングであり、
    前記制御器は、
    前記タイミングＡと前記タイミングＢとの間のタイミングであって、前記直流電源から前記インバータへの前記母線電流が遮断されているタイミングＣで、前記母線電流検出値を、前記電流検出器からさらに取得し、
    前記タイミングＡで取得した前記母線電流検出値と、前記タイミングＢで取得した前記母線電流検出値と、前記タイミングＣで取得した前記母線電流検出値と等価であるオフセット電流値とに基づいて、前記第１相電流演算値および前記第２相電流演算値を演算する
    電力変換装置。
  12. 三相の各相に対応して設けられる高電位側スイッチング素子および低電位側スイッチング素子を有しており、各スイッチング素子がオンとオフとにスイッチングされることで、直流電源によって出力される直流電圧を交流電圧に変換し、前記交流電圧を出力するインバータと、
    前記直流電源から前記インバータに入力される母線電流の値を、母線電流検出値として検出する電流検出器と、
    前記三相の相電圧指令を演算し、演算した前記三相の相電圧指令に従って前記インバータを制御する制御器と、
    を備え、
    前記制御器は、前記三相の相電圧指令について、値の大きい順に、最大相電圧指令、中間相電圧指令および最小相電圧指令としたとき、
    前記最大相電圧指令が第１搬送波信号の最大値と一致するように前記三相の相電圧指令のそれぞれを等しくシフトする第１電圧シフト方式、または、前記最小相電圧指令が前記第１搬送波信号の最小値と一致するように前記三相の相電圧指令のそれぞれを等しくシフトする第２電圧シフト方式を適用し、
    シフトされた前記三相の相電圧指令のうちの少なくとも一相の相電圧指令と、前記第１搬送波信号とを比較するとともに、シフトされた前記三相の相電圧指令のうちの残りの相の相電圧指令と、前記第１搬送波信号に対して前記第１搬送波信号の搬送波周期の１／２周期分だけ位相が異なっている第２搬送波信号とを比較することによって、前記インバータの各スイッチング素子をオンとオフとにスイッチング制御し、
    前記母線電流検出値を、タイミングＡおよびタイミングＢの各タイミングで前記電流検出器から取得し、各タイミングで取得した前記母線電流検出値に基づいて、前記第１搬送波信号と比較される前記相電圧指令に対応する相である第１相に対応する第１相電流演算値と、前記第２搬送波信号と比較される前記相電圧指令に対応する相である第２相に対応する第２相電流演算値とを演算し、
    前記タイミングＡおよび前記タイミングＢは、それぞれ異なっているタイミングであって、前記直流電源から前記インバータに前記母線電流が流れているタイミングであり、
    前記制御器は、
    前記タイミングＡと前記タイミングＢとの間のタイミングであって、前記直流電源から前記インバータへの前記母線電流が遮断されているタイミングＣで、前記母線電流検出値を、前記電流検出器からさらに取得し、
    前記直流電源から前記インバータへの前記母線電流が遮断されているタイミングであって、当該タイミングと前記タイミングＣとの間に前記タイミングＡがあるタイミングＤで、前記母線電流検出値を、前記電流検出器からさらに取得し、
    前記タイミングＡで取得した前記母線電流検出値と、前記タイミングＢで取得した前記母線電流検出値と、前記タイミングＣで取得した前記母線電流検出値および前記タイミングＤで取得した前記母線電流検出値の平均値と等価であるオフセット電流値とに基づいて、前記第１相電流演算値および前記第２相電流演算値を演算する
    電力変換装置。
  13. 前記タイミングＣは、前記タイミングＡから前記タイミングＢまでの期間の中間にある
    請求項１１または１２に記載の電力変換装置。
  14. 前記タイミングＣは、前記タイミングＡから前記タイミングＢまでの期間の中間に対して、前記制御器が前記母線電流検出値を取得するのに要する時間の１／２だけ後ろにある
    請求項１１または１２に記載の電力変換装置。
  15. 前記タイミングＢは、前記タイミングＡに対して前記搬送波周期の１／２周期分だけずれている
    請求項１１から１４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  16. 前記タイミングＡでは、前記第１搬送波信号が最大値となり、
    前記タイミングＢでは、前記第１搬送波信号が最小値となる
    請求項１０または１５に記載の電力変換装置。
  17. 前記制御器は、前記第１電圧シフト方式を適用した場合、
    前記タイミングＡで取得した前記母線電流検出値に基づいて、前記第１相電流演算値を演算し、前記タイミングＢで取得した前記母線電流検出値に基づいて、前記第２相電流演算値を演算する
    請求項１０から１６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  18. 前記制御器は、前記第２電圧シフト方式を適用した場合、
    前記タイミングＡで取得した前記母線電流検出値に基づいて、前記第２相電流演算値を演算し、前記タイミングＢで取得した前記母線電流検出値に基づいて、前記第１相電流演算値を演算する
    請求項１０から１７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  19. 前記制御器は、
    位置推定用電圧指令が重畳されている前記三相の相電圧指令に従って前記インバータを制御し、
    演算した前記第１相電流演算値および前記第２相電流演算値に基づいて、前記インバータの出力側に接続される交流回転機の回転位置を推定する
    請求項１から１８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  20. 請求項１から１９のいずれか１項に記載の電力変換装置を備えた
    電動パワーステアリング装置。
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