JP2024013920A - モータ駆動制御装置およびモータ駆動制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】モータの駆動制御における演算の負荷を低減する。【解決手段】モータ駆動制御装置１０において、駆動回路２は、駆動制御信号Ｓｄに基づいてモータ３のコイルを駆動するインバータ回路２ａと、モータ３のコイルの駆動電流を検出し、検出した駆動電流に応じた電流検出信号Ｖｍを出力する電流検出回路２ｃと、を含み、制御回路１は、モータ３の動作の目標状態を指示する値を含む駆動指令信号Ｓｃを取得する駆動指令取得部１１と、電流検出信号Ｖｍに基づいて検出した前記駆動電流の絶対値の包絡線に基づいて、２相の回転座標系のｄ軸電流値をゼロとしたときのｑ軸電流値を算出するｑ軸電流値算出部１２と、ｑ軸電流値と、駆動指令信号と、モータ３の回転速度と、回転角度とを用いてベクトル制御演算を行うことにより、駆動制御信号Ｓｄを生成する演算部１３と、を含む。【選択図】図２

Description

特許法第３０条第２項適用申請有り （１）２０２２年 一般社団法人電気学会 モータドライブ／家電・民生合同研究会，予稿集，ウェブサイト掲載，２０２２年２月２６日 ｈｔｔｐｓ：／／ｗｗｗ．ｉｅｅ．ｊｐ／ｔｅｃｈ＿ｍｔｇ／ｈｏｓｔ／ｈｏｓｔ＿２０２２／ ｈｔｔｐｓ：／／ｗｗｗ．ｂｏｏｋｐａｒｋ．ｎｅ．ｊｐ／ｃｍ／ｉｅｅｊ／ｄｅｔａｉｌ／ＩＥＥＪ－２０２２０３０１Ｘ０９９０１－０１７－ＰＤＦ／ （２）２０２２年 一般社団法人電気学会 モータドライブ／家電・民生合同研究会，学会発表，ウェブサイト掲載，２０２２年３月１日 ｈｔｔｐｓ：／／ｗｗｗ．ｉｅｅ．ｊｐ／ｔｅｃｈ＿ｍｔｇ／ｈｏｓｔ／ｈｏｓｔ＿２０２２／ ｈｔｔｐｓ：／／ｗｗｗ．ｂｏｏｋｐａｒｋ．ｎｅ．ｊｐ／ｃｍ／ｉｅｅｊ／ｄｅｔａｉｌ／ＩＥＥＪ－２０２２０３０１Ｘ０９９０１－０１７－ＰＤＦ／

本発明は、モータ駆動制御装置及びモータ駆動制御方法に関する。

一般に、ブラシレスＤＣモータとしての永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ：Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ）は、回転子の表面に永久磁石を張り付けた表面磁石型同期モータ（ＳＰＭＳＭ：Ｓｕｒｆａｃｅ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ）と回転子の内部に永久磁石を埋め込んだ埋め込み磁石型同期モータ（ＩＰＭＳＭ：Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ）とに大別される。

従来、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）の駆動制御技術として、ベクトル制御によるモータ駆動制御方法が知られている（例えば、特許文献１参照）。

特開２０１２－１３０１００号公報

しかしながら、ベクトル制御によるモータ駆動制御方法では、固定座標系と回転座標系との間での座標変換や除算等の複雑な演算を行う必要があり、モータ駆動制御装置としてのマイクロコントローラ等のプログラム処理装置による演算の負荷が大きくなる。そのため、大容量のメモリを搭載し、複雑な演算を高速で処理可能な高性能なマイクロコントローラ等が必要となり、モータ駆動制御装置のコストの増大を招いている。

本発明は、上述した課題を解消するためのものであり、モータの駆動制御における演算の負荷を低減することを目的とする。

本発明の代表的な実施の形態に係るモータ駆動制御装置は、モータを駆動させるための駆動制御信号を出力する制御回路と、前記制御回路から出力された前記駆動制御信号に基づいて前記モータを駆動する駆動回路と、を備え、前記駆動回路は、前記駆動制御信号に基づいて前記モータのコイルを駆動するインバータ回路と、前記コイルの駆動電流を検出し、検出した前記駆動電流に応じた電流検出信号を出力する電流検出回路と、を含み、前記制御回路は、前記モータの動作の目標状態を指示する値を含む駆動指令信号を取得する駆動指令取得部と、前記電流検出信号に基づいて検出した前記駆動電流の絶対値の包絡線に基づいて、２相の回転座標系のｄ軸電流値をゼロとしたときのｑ軸電流値を算出するｑ軸電流値算出部と、前記ｑ軸電流値算出部によって算出した前記ｑ軸電流値と、前記駆動指令信号と、前記モータのロータの回転速度と、前記ロータの回転角度とを用いてベクトル制御演算を行うことにより、前記駆動制御信号を生成する演算部と、を含むことを特徴とする。

本発明の一態様によれば、モータ駆動制御における演算の負荷を低減することが可能となる。

実施の形態１に係るモータ駆動制御装置を備えたモータユニットの構成を示す図である。 実施の形態１に係るモータ駆動制御装置における制御回路の機能ブロック構成を示す図である。 ３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の固定座標系と２相（ｄ，ｑ）の回転座標系との関係を示す図である。 モータの各相の駆動電流およびｑ軸電流を示す図である。 モータの各相の駆動電流の絶対値の包絡線とｑ軸電流を示す図である。 モータのコイルの印加電圧に対する電流の遅れを説明するための図である。 進角値の算出方法を説明するための図である。 対応関係情報としての、回転速度ωとｑ軸電流値ｉｑの組み合わせ毎に進角値δを対応付けたテーブルの一例を示す図である。 実施の形態１に係るモータ駆動制御装置による駆動制御信号の生成処理の流れの一例を示すフローチャートである。 実施の形態２に係るモータ駆動制御装置を備えたモータユニットの構成を示す図である。 実施の形態２に係るモータ駆動制御装置における制御回路の機能ブロック構成を示す図である。 実施の形態２に係る制御回路の推定部における演算処理の一例を示すブロック線図である。 実施の形態２に係るモータ駆動制御装置による駆動制御信号の生成処理の流れの一例を示すフローチャートである。 ｑ軸電流値算出部の別の構成例を示す図である。

１．実施の形態の概要
先ず、本願において開示される発明の代表的な実施の形態について概要を説明する。なお、以下の説明では、一例として、発明の構成要素に対応する図面上の参照符号を、括弧を付して記載している。

〔１〕本発明の代表的な実施の形態に係るモータ駆動制御装置（１０，１０Ａ）は、モータ（３）を駆動させるための駆動制御信号（Ｓｄ）を出力する制御回路（１，１Ａ）と、前記制御回路から出力された前記駆動制御信号に基づいて前記モータを駆動する駆動回路（２）と、を備え、前記駆動回路は、前記駆動制御信号に基づいて前記モータのコイルを駆動するインバータ回路（２ａ）と、前記コイルの駆動電流を検出し、検出した前記駆動電流に応じた電流検出信号（Ｖｍ）を出力する電流検出回路（２ｃ）と、を含み、前記制御回路は、前記モータの動作の目標状態を指示する値を含む駆動指令信号（Ｓｃ，Ｓｃ１）を取得する駆動指令取得部（１１）と、前記電流検出信号に基づいて検出した前記駆動電流の絶対値の包絡線に基づいて、２相の回転座標系のｄ軸電流値をゼロとしたときのｑ軸電流値を算出するｑ軸電流値算出部（１２）と、前記ｑ軸電流値算出部によって算出した前記ｑ軸電流値と、前記駆動指令信号と、前記モータのロータの回転速度と、前記ロータの回転角度とを用いてベクトル制御演算を行うことにより、前記駆動制御信号を生成する演算部（１３，１３Ａ）と、を含むことを特徴とする。

〔２〕上記〔１〕に記載のモータ駆動制御装置において、前記ｑ軸電流値算出部は、前記電流検出信号の絶対値を検出し、検出した絶対値を表す信号を出力する絶対値出力部（１２１）と、前記絶対値を表す信号のピーク値を検出し、検出したピーク値を表す信号（ｉｐ）を出力するピーク値出力部（１２２）と、前記ピーク値を表す信号が入力されるローパスフィルタ（１２３）と、前記ローパスフィルタから出力された値にπ／３を乗算し、前記ｑ軸電流値として出力する乗算部（１２４）と、を含んでいてもよい。

〔３〕上記〔１〕に記載のモータ駆動制御装置において、前記電流検出回路は、前記インバータ回路に直列に接続され、前記電流検出信号として前記駆動電流を示す単一の信号を出力し、前記ｑ軸電流値算出部は、前記電流検出信号のピーク値を検出し、前記ｑ軸電流値として出力するピークホールド回路（１２５）を含んでいてもよい。

〔４〕上記〔１〕乃至〔３〕の何れかに記載のモータ駆動制御装置において、前記演算部は、前記駆動指令信号に基づいて、前記２相の回転座標系のｑ軸電流の指令値を算出するｑ軸電流指令値算出部（１７）と、前記ｑ軸電流値と前記ｑ軸電流の指令値との差が小さくなるように、前記２相の回転座標系の電圧指令値（ｖｒｅｆ）を算出する電圧指令値算出部（１９）と、前記ｑ軸電流値と、前記ロータの回転速度とに基づいて、前記２相の回転座標系のｄ軸電流値がゼロになる進角値を算出する進角制御部（２０）と、前記進角値と前記ロータの回転角度とを加算した角度と、前記電圧指令値とに基づいて、空間ベクトル変換を行って、前記駆動制御信号を生成する駆動制御信号生成部（２２）と、を有していてもよい。

〔５〕上記〔４〕に記載のモータ駆動制御装置において、前記２相の回転座標系のｄ軸電流値がゼロになる進角値は、前記電圧指令値のベクトルのｄ軸方向の成分が前記ｄ軸電流値がゼロであるときのｄ軸電圧値に一致するときの、前記電圧指令値のベクトルのｑ軸に対する角度に基づく値であってもよい。

〔６〕上記〔５〕に記載のモータ駆動制御装置において、前記進角制御部は、前記ロータの回転速度と、前記ｑ軸電流値と、前記進角値との対応関係を示す対応関係情報（２０１）を有し、前記対応関係情報に基づいて前記進角値を算出してもよい。

〔７〕上記〔６〕に記載のモータ駆動制御装置において、前記対応関係情報は、前記ロータの回転速度と前記ｑ軸電流値の組み合わせ毎に前記進角値を対応付けたテーブルであってもよい。

〔８〕上記〔４〕乃至〔７〕の何れかに記載のモータ駆動制御装置において、前記進角制御部は、前記電圧指令値のベクトルのｑ軸に対する角度にπ／２を加算して前記進角値を算出してもよい。

〔９〕上記〔４〕に記載のモータ駆動制御装置（１０Ａ）において、前記演算部（１３Ａ）は、前記ｑ軸電流値算出部によって算出された前記ｑ軸電流値と、ｑ軸電圧の指令値としての前記電圧指令値算出部によって算出した前記電圧指令値とを入力とし、前記回転角度の推定値と前記回転速度の推定値とを出力とする線形カルマンフィルタに基づく演算を行う推定部（２４）を更に有し、前記線形カルマンフィルタは、線形且つ時不変で表される予測ステップと、更新ステップとを含んでいてもよい。

〔１０〕上記〔９〕に記載のモータ駆動制御装置において、前記モータは、ｄ軸電流値がゼロ、且つ前記回転速度が一定とした場合の前記モータのｑ軸電圧の方程式から導かれる状態空間モデルで表され、少なくとも前記ｑ軸電流値、前記回転角度、および前記回転速度を状態変数としてもよい。

〔１１〕上記〔４〕乃至〔８〕のいずれかに記載のモータ駆動制御装置（１０）において、前記ロータの位置に応じた信号を出力する位置センサ（４ｕ，４ｖ，４ｗ）を更に備え、前記演算部（１３）は、前記位置センサから出力された信号に基づいて、前記ロータの回転角度を取得する回転角度取得部（１４）と、前記位置センサから出力された信号に基づいて、前記ロータの回転速度を取得する回転速度取得部（１５）と、を更に有し、前記ｑ軸電流指令値算出部は、前記モータの回転速度の目標値と前記回転速度取得部によって取得した前記ロータの回転速度との差が小さくなるように、前記ｑ軸電流の指令値を算出してもよい。

本発明の代表的な実施の形態に係るモータ駆動制御方法は、モータ（３）の動作の目標状態を指示する値を含む駆動指令信号（Ｓｃ，Ｓｃ１）を取得する第１ステップ（Ｓ１）と、前記モータのコイルの駆動電流を検出する第２ステップ（Ｓ４）と、前記第２ステップにおいて検出した前記駆動電流の絶対値の包絡線に基づいて、２相の回転座標系のｄ軸電流値をゼロとしたときのｑ軸電流値を算出する第３ステップ（Ｓ５）と、前記第１ステップにおいて取得した前記駆動指令信号と、前記第３ステップにおいて算出した前記ｑ軸電流値と、前記モータのロータの回転速度と、前記ロータの回転角度とを用いてベクトル制御演算を行うことにより、前記モータを駆動させるための駆動制御信号を生成する第４ステップ（Ｓ９）と、を含むことを特徴とする。

２．実施の形態の具体例
以下、本発明の実施の形態の具体例について図を参照して説明する。なお、以下の説明において、各実施の形態において共通する構成要素には同一の参照符号を付し、繰り返しの説明を省略する。

≪実施の形態１≫
図１は、実施の形態１に係るモータ駆動制御装置１０を備えたモータユニット１００の構成を示す図である。

図１に示すように、モータユニット１００は、モータ３と、モータ３の回転を制御するモータ駆動制御装置１０と、を備えている。モータユニット１００は、例えばファン等の、モータを駆動源として用いる種々の機器に適用することができる。

モータ３は、例えば、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）である。本実施の形態において、モータ３は、例えば、３相のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗを有する表面磁石型同期モータ（ＳＰＭＳＭ）である。コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗは、例えば、互いにＹ結線されている。

モータ駆動制御装置１０は、例えば、モータ３に正弦波駆動信号を与えることにより、モータ３の３相のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに周期的に正弦波状の駆動電流を流してモータ３のロータ３１を回転させる（図３参照）。

モータ駆動制御装置１０は、制御回路１と駆動回路２とを有している。
なお、図１に示されているモータ駆動制御装置１０の構成要素は、全体の一部であり、モータ駆動制御装置１０は、図１に示されたものに加えて、他の構成要素を有していてもよい。

駆動回路２は、後述する制御回路１から出力された駆動制御信号Ｓｄに基づいてモータ３を駆動する。駆動回路２は、例えば、インバータ回路２ａ、プリドライブ回路２ｂ、および電流検出回路２ｃを有する。

インバータ回路２ａは、直流電源Ｖｃｃとグラウンド電位との間に配置され、入力された駆動制御信号Ｓｄに基づいて、負荷としてのモータ３のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗを駆動する回路である。具体的には、実施の形態１において、インバータ回路２ａは、直列に接続された２つの駆動用トランジスタを含むスイッチングレグを３つ有し、入力された駆動制御信号Ｓｄに基づいて、２つの駆動用トランジスタが交互にオン・オフ動作（スイッチング動作）を行うことにより、負荷としてのモータ３を駆動する。

より具体的には、インバータ回路２ａは、モータ３のＵ相、Ｖ相、およびＷ相にそれぞれ対応するスイッチングレグを有する。図１に示すように、各相に対応するスイッチングレグは、直流電源Ｖｃｃとグラウンド電位との間に電流検出回路２ｃを介して直列に接続された２つの駆動用トランジスタＱ１とＱ２，Ｑ３とＱ４，Ｑ５とＱ６を有している。

ここで、駆動用トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５は、例えば、Ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、駆動用トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６は、例えば、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴである。なお、駆動用トランジスタＱ１～Ｑ６は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の他の種類のトランジスタであってもよい。

例えば、Ｕ相に対応するスイッチングレグは、互いに直列に接続された駆動用トランジスタＱ１，Ｑ２を有する。駆動用トランジスタＱ１と駆動用トランジスタＱ２とが共通に接続される点は、負荷としてのコイルＬｕの一端に接続されている。Ｖ相に対応するスイッチングレグは、互いに直列に接続された駆動用トランジスタＱ３，Ｑ４を有する。駆動用トランジスタＱ３と駆動用トランジスタＱ４とが共通に接続される点は、負荷としてのコイルＬｖの一端に接続されている。Ｗ相に対応するスイッチングレグは、互いに直列に接続された駆動用トランジスタＱ５，Ｑ６を有する。駆動用トランジスタＱ５と駆動用トランジスタＱ６とが共通に接続される点は、負荷としてのコイルＬｗの一端に接続されている。

プリドライブ回路２ｂは、制御回路１から出力された駆動制御信号Ｓｄに基づいて、インバータ回路２ａを駆動するための駆動信号を生成する。

駆動制御信号Ｓｄは、モータ３の駆動を制御するための信号であり、例えばＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号である。具体的には、駆動制御信号Ｓｄは、インバータ回路２ａを構成する各スイッチ素子のオン／オフの状態によって定まるモータ３のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの通電パターンを切り替えるための信号である。より具体的には、駆動制御信号Ｓｄは、インバータ回路２ａの各駆動用トランジスタＱ１～Ｑ６に対応する６種類のＰＷＭ信号を含む。

プリドライブ回路２ｂは、制御回路１から供給された駆動制御信号Ｓｄとしての６種類のＰＷＭ信号に基づいて、インバータ回路２ａの各駆動用トランジスタＱ１～Ｑ６の制御電極（ゲート電極）を駆動するのに十分な電力を供給可能な６種類の駆動信号Ｖｕｈ，Ｖｕｌ，Ｖｖｈ，Ｖｖｌ，Ｖｗｈ，Ｖｗｌを生成する。

これらの駆動信号Ｖｕｈ，Ｖｕｌ，Ｖｖｈ，Ｖｖｌ，Ｖｗｈ，Ｖｗｌがインバータ回路２ａの各駆動用トランジスタＱ１～Ｑ６の制御電極（ゲート電極）に入力されることにより、各駆動用トランジスタＱ１～Ｑ６がオン・オフ動作（スイッチング動作）を行う。例えば、各相に対応するスイッチングレグの上側アームの駆動用トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５と下側アームの駆動用トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６は、交互にオン・オフ動作を行う。これにより、モータ３の各相に直流電源Ｖｃｃから電力が供給され、モータ３が回転する。

なお、制御回路１が駆動信号Ｖｕｈ，Ｖｕｌ，Ｖｖｈ，Ｖｖｌ，Ｖｗｈ，Ｖｗｌを生成できる場合には、駆動回路２は、プリドライブ回路２ｂを有していなくてもよい。

電流検出回路２ｃは、モータ３のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの駆動電流（相電流）ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出するための回路である。電流検出回路２ｃは、駆動電流（相電流）ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに応じた電流検出信号Ｖｍを出力する。電流検出回路２ｃは、例えば、インバータ回路２ａと直列に接続され、電流検出信号Ｖｍとして、コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの駆動電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを示す信号を出力する。

具体的には、電流検出回路２ｃは、例えば、電流検出素子としての少なくとも一つの抵抗（シャント抵抗）を含む。抵抗は、例えば、直流電源Ｖｃｃとグラウンド電位との間にインバータ回路２ａと直列に接続されている。実施の形態１において、電流検出回路２ｃとしての抵抗は、例えば、図１に示すように、インバータ回路２ａの負側（グラウンド側）に接続されている。電流検出回路２ｃは、モータ３のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの駆動電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを上記抵抗によって電圧に変換し、その電圧を電流検出信号Ｖｍとして制御回路１に入力する。これにより、電流検出信号Ｖｍは、コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの駆動電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを示す信号となる。

位置センサ４は、モータ３のロータ３１の回転位置を検出するための装置である。位置センサ４は、ロータ３１の回転位置に応じた信号を出力する。位置センサ４は、例えば、ホール素子である。図１には、一例として、モータ３のＵ相、Ｖ相、およびＷ相毎に、位置センサ４ｕ，４ｖ，４ｗとしてのホール素子が設けられた場合が示されている。以下、位置センサ４ｕ，４ｖ，４ｗを「ホール素子４ｕ，４ｖ，４ｗ」とも称する。

ホール素子４ｕ，４ｖ，４ｗは、例えば、互いに略等間隔（例えば、隣り合うものと１２０度の間隔）にモータ３のロータ（回転子）３１の周囲に配置されている。ホール素子４ｕ，４ｖ，４ｗは、それぞれ、ロータ３１の磁極を検出し、ロータ３１の回転に応じて電圧が変化するホール信号を回転位置検出信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗとして出力する。回転位置検出信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗは、制御回路１に入力される。

なお、制御回路１には、このようなホール信号に代えて、モータ３のロータ３１の回転位置に対応する他の信号が回転位置検出信号として入力されるように構成されていてもよい。例えば、エンコーダやレゾルバ等を設け、その検出信号が制御回路１に入力されるようにしてもよい。

制御回路１は、例えば、外部から入力される、モータ３の動作の目標状態を指示する駆動指令信号Ｓｃに基づいて、モータ３を駆動させるための駆動制御信号Ｓｄを生成し、モータ３の駆動を制御する。具体的には、制御回路１は、電流検出回路２ｃからの電流検出信号Ｖｍ、および位置センサ４ｕ，４ｖ，４ｗからの回転位置検出信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗに基づいて、モータ３のロータ３１の回転速度やトルク等の情報を得ることでモータ３の回転状態を監視するとともに、モータ３が駆動指令信号Ｓｃによって指定された動作状態となるように駆動制御信号Ｓｄを生成して、駆動回路２に与える。

実施の形態１において、制御回路１は、例えば、ＣＰＵ等のプロセッサと、ＲＡＭ，ＲＯＭ等の各種記憶装置と、カウンタ（タイマ）、Ａ／Ｄ変換回路、Ｄ／Ａ変換回路、クロック発生回路、および入出力Ｉ／Ｆ回路等の周辺回路とが、バスや専用線を介して互いに接続された構成を有するプログラム処理装置（例えばマイクロコントローラ）である。

なお、モータ駆動制御装置１０は、制御回路１の少なくとも一部と駆動回路２の少なくとも一部とが一つの集積回路装置（ＩＣ）としてパッケージ化された構成であってもよいし、制御回路１と駆動回路２がそれぞれ個別の集積回路装置として夫々パッケージ化された構成であってもよい。

制御回路１は、従来のモータのベクトル制御における演算負荷を低減するために、簡易的な手法によってｑ軸電流値を算出し、駆動制御信号Ｓｄを生成する。以下、制御回路１による駆動制御信号Ｓｄの生成手法について詳細に説明する。

図２は、実施の形態１に係るモータ駆動制御装置１０における制御回路１の機能ブロック構成を示す図である。

図２に示すように、制御回路１は、駆動制御信号Ｓｄを生成するための機能ブロックとして、駆動指令取得部１１、ｑ軸電流値算出部１２、および演算部１３を有する。

これらの機能ブロックは、例えば、制御回路１としてのプログラム処理装置において、プロセッサが、メモリに記憶されたプログラムに従って各種演算処理を実行するとともに、カウンタやＡ／Ｄ変換回路等の周辺回路を制御することによって実現される。

駆動指令取得部１１は、外部から駆動指令信号Ｓｃを受信し、受信した駆動指令信号Ｓｃを解析することにより、駆動指令信号Ｓｃで指定されたモータ３の目標となる動作状態を指定する値を取得する。

駆動指令信号Ｓｃは、モータ３の動作の目標状態を指示する値を含む。駆動指令信号Ｓｃは、例えば、モータ駆動制御装置１０の外部に設けられた、モータユニット１００を制御するための上位装置から出力される信号である。

実施の形態１において、駆動指令信号Ｓｃは、例えば、モータ３のロータの回転速度を指定する速度指令信号Ｓｃ１である。駆動指令信号Ｓｃは、モータ３のロータの目標となる回転速度（目標回転速度）の値ωｒｅｆを含んでいる。以下、実施の形態１では、駆動指令信号Ｓｃが速度指令信号Ｓｃ１であるとして説明する。

速度指令信号Ｓｃ１は、例えば、指定する目標回転速度ωｒｅｆに応じたデューティ比を有するＰＷＭ信号である。駆動指令取得部１１は、例えば、速度指令信号Ｓｃ１としてのＰＷＭ信号のデューティ比を計測し、計測したデューティ比に応じた回転速度を目標回転速度ωｒｅｆとして出力する。

ｑ軸電流値算出部１２は、モータ３のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの駆動電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの絶対値（振幅）に基づいて、２相の回転座標系のｑ軸電流値を算出する機能部である。以下、実施の形態１におけるｑ軸電流値の算出方法について説明する。

先ず、実施の形態１に係るモータ駆動制御装置１０によるベクトル制御における座標系について説明する。なお、実施の形態１に係るモータ駆動制御装置１０は、座標変換を行わないが、便宜上、３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の固定座標系とベクトル制御における２相（ｄ，ｑ）の回転座標系とを対応付けて説明する。

図３は、３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の固定座標系と２相（ｄ，ｑ）の回転座標系との関係を示す図である。

図３に示すように、Ｕ－Ｖ－Ｗ軸は３相の固定座標系であり、ｄ－ｑ軸は２相の回転座標系である。一般に、ベクトル制御において、２相（ｄ，ｑ）の回転座標系におけるｄ軸をモータ３のロータ（回転子）３１の磁石（永久磁石）の磁束（Ｎ極）方向とし、ｑ軸をｄ軸から正方向に９０度進んだ方向とする。この場合、回転角度取得部１４によって計測されるロータ３１の回転角度θは、ｄ軸の回転角度となり、例えば、３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の固定座標系におけるｕ軸とｄ軸とのなす角となる。

一般に、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）のトルクは、以下の式で表されることが知られている。

上記式（１）において、Ｔｅは発生トルク、Ｐは極対数、Ψは永久磁石（ロータ）の磁束、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、ｉｄはｄ軸電流値、ｉｑはｑ軸電流値、ΨＩｑはマグネットトルク、“（Ｌｄ－Ｌｑ）ｉｄｉｑ”はリラクタンストルクである。

ここで、モータ３が表面磁石型同期モータ（ＳＰＭＳＭ）である場合、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとが等しい（Ｌｄ＝Ｌｑ）ため、リラクタンストルクが発生しない。したがって、式（１）から理解されるように、ｄ軸電流値ｉｄをゼロにしたときに、モータ３の効率を最大にすることができる。

次に、モータ３の各相の駆動電流と２相の回転座標系のｑ軸電流値との関係について説明する。

図４Ａは、モータ３の各相の駆動電流およびｑ軸電流を示す図である。
図４Ａにおいて、横軸は時間、縦軸は電流をそれぞれ表している。

図４Ａに示すように、モータ３を正弦波駆動したとき、モータ３の各相のコイルの駆動電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、例えば、互いに位相が１２０度ずれた正弦波状の波形となる。

上述したように、モータの効率を最大にするためには、ｄ軸電流値ｉｄをゼロにする。ｄ軸電流値ｉｄがゼロのとき、ｑ軸電流値ｉｑは、モータ３の各相のコイルの駆動電流（相電流）ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの振幅と一致する。

図４Ｂは、駆動電流（相電流）ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの絶対値の包絡線およびｑ軸電流を示す図である。
図４Ｂにおいて、横軸は時間、縦軸は電流をそれぞれ表している。

図４Ｂに示すように、図４Ａに示した各駆動電流（相電流）ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの絶対値をプロットした波形の包絡線を描いた場合、その包絡線は、参照符号４００に示す波形となる。すなわち、各駆動電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの絶対値の包絡線（以下、「ピーク電流ｉｐ」とも称する。）は、ｄ軸電流値ｉｄをゼロとしたときのｑ軸電流値ｉｑ（波形４０１）の下側をなぞるように振動する波形４００となる。そして、図４Ｂから理解されるように、ピーク電流ｉｐ（波形４００）のピーク値は、ｄ軸電流値ｉｄをゼロとしたときのｑ軸電流値ｉｑと一致する。

そこで、実施の形態１に係るモータ駆動制御装置１０では、ｑ軸電流値算出部１２が、モータ３の各駆動電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの絶対値に基づいて、ｄ軸電流値ｉｄをゼロとしたときのｑ軸電流値を算出する。

具体的には、ｑ軸電流値算出部１２は、電流検出回路２ｃから出力された電流検出信号Ｖｍに基づいて検出した各駆動電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの絶対値の包絡線（ピーク電流ｉｐ）に基づいて、２相の回転座標系のｑ軸電流値を算出する。

例えば、図２に示すように、ｑ軸電流値算出部１２は、絶対値出力部１２１と、ピーク値出力部１２２と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１２３と、乗算部１２４と、を含んでいてもよい。絶対値出力部１２１、ピーク値出力部１２２、ローパスフィルタ１２３、および乗算部１２４の一部または全部は、制御回路１としてのプログラム処理装置によるプログラム処理によって実現されていてもよいし、ＯＰアンプ等の専用回路によって実現されていてもよい。

上述したように、電流検出信号Ｖｍは、モータ３の各相のコイルの駆動電流（相電流）ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを示す信号となっている。そこで、絶対値出力部１２１に電流検出信号Ｖｍを入力する。絶対値出力部１２１は、入力された電流検出信号Ｖｍの絶対値を検出し、検出した絶対値を表す信号を出力する。例えば、絶対値出力部１２１は、モータ３の各相のコイルの駆動電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの絶対値を夫々検出し、各駆動電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの絶対値を表す信号をそれぞれ出力する。

ピーク値出力部１２２は、絶対値出力部１２１から出力された絶対値を表す信号のピーク値を検出し、検出したピーク値を表す信号を出力する。例えば、ピーク値出力部１２２は、モータ３の各相のコイルの駆動電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの絶対値を表す３つの信号のうち最も振幅の大きい信号の最大値をピーク値として検出し、検出したピーク値を表す信号を出力する。これにより、ピーク値出力部１２２から出力されるピーク値を表す信号は、各駆動電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの絶対値の包絡線（ピーク電流ｉｐ）となる。

ローパスフィルタ１２３には、ピーク値出力部１２２から出力されたピーク値を表す信号（ピーク電流ｉｐ）が入力される。ローパスフィルタ１２３は、入力されたピーク値を表す信号（ピーク電流ｉｐ）の高周波成分を除去した信号を出力する。例えば、ローパスフィルタ１２３は、図４Ｂに示したピーク電流ｉｐを平滑化した信号を出力する。

乗算部１２４は、ローパスフィルタ１２３から出力された信号（値）に所定値を乗算する。例えば、乗算部１２４は、ローパスフィルタ１２３から出力された値に“π／３”を乗算する。これにより、ｄ軸電流値ｉｄをゼロとしたときのｑ軸電流値の近似値を得ることができる（図４Ｂ参照）。乗算部１２４は、上述のように算出したｑ軸電流値の近似値を“ｑ軸電流値ｉｑ”として出力する。

なお、乗算部１２４がローパスフィルタ１２３から出力された値に乗算する“所定値”は、上述の“π／３”に限定されず、ローパスフィルタ１２３から出力された値から適切なｑ軸電流値が算出できるように適宜設定すればよい。

演算部１３は、ｑ軸電流値算出部１２によって算出したｑ軸電流値ｉｑと、駆動指令取得部１１によって取得した駆動指令信号Ｓｃ（速度指令信号Ｓｃ１）と、モータ３のロータ３１の回転速度と、ロータ３１の回転角度とを用いてベクトル制御演算を行うことにより、駆動制御信号Ｓｄを生成する。

例えば、演算部１３は、回転角度取得部１４、回転速度取得部１５、誤差算出部１６，１８、ｑ軸電流指令値算出部１７、電圧指令値算出部１９、進角制御部２０、加算部２１、および駆動制御信号生成部２２を有する。

回転角度取得部１４は、モータ３のロータ３１の回転角度の計測値を取得する機能部である。回転角度取得部１４は、例えば、位置センサ４ｕ，４ｖ，４ｗから出力された回転位置検出信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗに基づいて、公知の計算手法により、モータ３のロータ３１の回転角度（回転位置）θを算出する。

回転速度取得部１５は、モータ３のロータ３１の回転速度の計測値を取得する機能部である。回転速度取得部１５は、位置センサ４ｕ，４ｖ，４ｗから出力された回転位置検出信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗに基づいて、公知の計算手法により、モータ３のロータ３１の回転速度ωを算出する。実施の形態では、例えば、回転速度取得部１５は、回転角度取得部１４によって算出された回転角度θに基づいて、モータ３のロータ３１の回転速度ωを算出する。

誤差算出部１６は、駆動指令取得部１１から出力された目標回転速度ωｒｅｆと回転速度取得部１５によって取得したモータ３の実際の回転速度ωとの差（ωｒｅｆ‐ω）を算出する機能部である。

ｑ軸電流指令値算出部１７は、モータ３の目標回転速度ωｒｅｆと回転速度ωとの差が小さくなるように、ｑ軸電流の指令値ｉｑｒｅｆを算出する機能部である。ｑ軸電流指令値算出部１７は、例えば、ＰＩ制御演算により、誤差算出部１６によって算出した誤差（ωｒｅｆ‐ω）がゼロになるように、モータ３の制御量としてのｑ軸電流の指令値ｉｑｒｅｆを算出する。

誤差算出部１８は、ｑ軸電流指令値算出部１７によって算出したｑ軸電流の指令値ｉｑｒｅｆとｑ軸電流値算出部１２によって算出したｑ軸電流値ｉｑとの差（ｉｑｒｅｆ‐ｉｑ）を算出する機能部である。

電圧指令値算出部１９は、ｑ軸電流指令値算出部１７によって算出したｑ軸電流の指令値ｉｑｒｅｆとｑ軸電流値算出部１２によって算出したｑ軸電流値ｉｑとの差が小さくなるように、回転座標系（ｄ，ｑ）の電圧指令値ｖｒｅｆを算出する機能部である。電圧指令値算出部１９は、例えば、ＰＩ制御演算により、誤差算出部１８によって算出した誤差（ｉｑｒｅｆ‐ｉｑ）がゼロになるように、モータ３の制御量としての電圧指令値ｖｒｅｆを算出する。

進角制御部２０は、モータ３の進角制御を行う機能部である。
進角制御部２０は、ｑ軸電流値算出部１２によって算出したｑ軸電流値ｉｑと、回転速度取得部１５によって取得したロータ３１の回転速度ωとに基づいて、各コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの印加電圧（相印加電圧）の位相進み角度（進角値φ）を算出する。具体的には、進角制御部２０は、回転座標系（ｄ，ｑ）のｄ軸電流値ｉｄがゼロになる進角値δを算出する。以下、実施の形態１に係る進角値δの算出方法について、詳細に説明する。

図５は、モータのコイルの印加電圧に対する電流の遅れを説明するための図である。
一般に、モータのコイルに電圧を印加した場合、コイルのインダクタンスにより、コイルの電流は印加電圧に対して位相が遅れる。そこで、一般的な進角制御では、コイルの電流の印加電圧に対する位相の遅れ分φだけ、印加電圧の位相を進めて、電流が所望の位相となるよう制御する。この場合の印加電圧の位相の進み角度を進角値φと称する。

上述したように、表面磁石型同期モータ（ＳＰＭＳＭ）では、ｄ軸インダクタンスとｑ軸インダクタンスとが等しいため、ｄ軸電流値ｉｄをゼロにしたとき、モータの効率が最大となる。ｄ軸電流値ｉｄをゼロ、すなわち、電流をｑ軸成分のみとするためには、印加電圧の位相をｑ軸に対して進角値φだけ進ませればよい。

そこで、実施の形態１に係るモータ駆動制御装置１０は、回転座標系のｄ軸電流値ｉｄがゼロになる進角値φを算出し、その進角値φと回転座標系の電圧指令値ｖｒｅｆとで表される極座標の情報に基づいて空間ベクトル変換を行うことにより、駆動制御信号Ｓｄを生成する。

図６は、進角値の算出方法を説明するための図である。
同図には、横軸をｄ軸、縦軸をｑ軸としたときの電圧指令値ｖｒｅｆ（ベクトル）が示されている。

一般に、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）の２相（ｄ，ｑ）の回転座標系におけるｄ軸電圧値ｖｄは、下記式（２）によって表される。

ここで、ｄ軸電流値ｉｄ＝０としたときのｄ軸電圧値ｖｄは、上記式（２）より、下記式（３）で表すことができる。

したがって、電圧指令値ｖｒｅｆのベクトルのｄ軸方向成分が“‐ωＬｑｉｑ”となるように進角値φを決定する進角制御を行うことにより、ｄ軸電流値ｉｄがゼロになるようにモータ３の駆動を制御することができる。

図６に示すように、電圧指令値ｖｒｅｆのベクトルとｑ軸とのなす角をφとしたとき、式（３）より、下記式（４）が成り立つ。

上記式（４）より、ｄ軸電流値ｉｄをゼロにするときの進角値φは、下記式（５）で表される。

本実施の形態に係るモータ駆動制御装置１０において、進角制御部２０は、ｑ軸電流値算出部１２によって算出したｑ軸電流値ｉｑと、回転速度取得部１５によって取得したロータ３１の回転速度ωとに基づいて、２相（ｄ，ｑ）の回転座標系のｄ軸電流値ｉｄがゼロになる進角値φを算出する。

具体的には、進角制御部２０は、電圧指令値ｖｒｅｆのベクトルのｄ軸方向の成分が、ｄ軸電流値ｉｄがゼロであるときのｄ軸電圧値ｖｄに一致するときの、電圧指令値ｖｒｅｆのベクトルのｑ軸に対する角度（進角値）φを算出する。

ここで、モータ３のロータ３１の回転角度θは、ｄ軸の回転角度である。一方、図６に示すように、進角値φは、電圧指令値ｖｒｅｆのベクトルのｑ軸に対する角度である。したがって、ｄ軸を基準とした進角値δは、“φ＋π／２”となる。進角制御部２０は、進角値δ（＝φ＋π／２）を算出して出力する。

具体的には、進角制御部２０は、ロータ３１の回転速度ωと、ｑ軸電流値ｉｑと、進角値δ（φ）との対応関係を示す対応関係情報２０１を用いて、進角値δを算出する。対応関係情報２０１を用いた進角値δの算出方法としては、以下の手法を例示することができる。

第１の手法として、進角制御部２０は、対応関係情報２０１として、式（５）で表される進角値φの関数を有し、式（５）に基づいて進角値φを算出してもよい。例えば、式（５）で表される角度φの関数を対応関係情報２０１として、制御回路１内のメモリに予め記憶しておく。進角制御部２０は、対応関係情報２０１としての式（５）をメモリから読み出して、ｑ軸電流値算出部１２によって算出したｑ軸電流値ｉｑと回転速度取得部１５によって取得したロータ３１の回転速度ωとを式（５）に代入することにより、ｄ軸電流値ｉｄがゼロになる角度φを算出する。そして、進角制御部２０は、算出した角度φにπ／２を加算した値を、ｄ軸を基準とした進角値δとして出力する。

式（５）において、ｑ軸インダクタンスＬｑは固定値である。したがって、進角制御部２０は、上記式（５）を用いた演算において、ｑ軸インダクタンスＬｑとして、例えば、制御回路１内のメモリに予め記憶しておいた値を用いることができる。また、進角制御部２０は、上記（５）を用いた演算において、電圧指令値ｖｒｅｆとして、電圧指令値算出部１９によって算出された値を用いることができる。

なお、電圧指令値ｖｒｅｆは、ｑ軸電流値ｉｑと回転速度ωとから算出することができるので、進角制御部２０は、電圧指令値算出部１９から電圧指令値ｖｒｅｆの値を取得せず、ｑ軸電流値ｉｑと回転速度ωとを用いて電圧指令値ｖｒｅｆの値を算出してもよい。

第２の手法として、進角制御部２０は、対応関係情報２０１として、回転速度ωとｑ軸電流値ｉｑの組み合わせ毎に進角値δを対応付けたテーブルを有し、そのテーブルに基づいて進角値φを算出してもよい。

図７は、対応関係情報２０１としての、回転速度ωとｑ軸電流値ｉｑの組み合わせ毎に進角値δを対応付けたテーブルの一例を示す図である。

上述したように、ｑ軸インダクタンスＬｑは固定値であり、電圧指令値ｖｒｅｆは、ｑ軸電流値ｉｑと回転速度ωから算出することができる。そこで、ロータ３１の回転速度ωとｑ軸電流値ｉｑを変数として、予め、最適となる進角値δを実測しておく。或いは、予め、上記式（５）を用いて進角値δを算出しておく。そして、変数としての回転速度ωとｑ軸電流値ｉｑの組み合わせ毎に進角値δを対応付けたテーブルを作成し、対応関係情報２０１として、制御回路１内のメモリに予め記憶しておく。

進角制御部２０は、ｑ軸電流値算出部１２によって算出したｑ軸電流値ｉｑと、回転速度取得部１５によって取得したロータ３１の回転速度ωとを引数として、対応関係情報２０１としてのテーブルを参照し、その引数に対応する進角値δをテーブルから読み出して出力する。

上述の手法によって算出された進角値δは、加算部２１に入力される。加算部２１は、進角制御部２０から出力された進角値δと回転角度取得部１４によって取得したロータ３１の回転角度θとを加算し、加算した値を電圧指令値ｖｒｅｆのベクトルの角度σ（＝θ＋δ）の情報として出力する。

駆動制御信号生成部２２は、進角値δとロータ３１の回転角度θとを加算した角度σと、電圧指令値ｖｒｅｆとに基づいて、駆動制御信号Ｓｄを生成する機能部である。駆動制御信号生成部２２は、電圧指令値算出部１９から出力された電圧指令値ｖｒｅｆと、加算部２１から出力された角度σ（＝θ＋δ）とによって表される極座標の情報に基づいて、空間ベクトル変換を行う。すなわち、駆動制御信号生成部２２は、公知の空間ベクトル変換の演算手法により、電圧指令値ｖｒｅｆと角度σ（＝θ＋δ）の極座標値によって表される電圧ベクトルを３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の固定座標系の電圧信号（ＰＷＭ信号）に変換し、駆動制御信号Ｓｄとして出力する。

次に、実施の形態１に係るモータ駆動制御装置１０による駆動制御信号Ｓｄの生成処理の流れについて説明する。

図８は、実施の形態１に係るモータ駆動制御装置１０による駆動制御信号Ｓｄの生成処理の流れの一例を示すフローチャートである。

先ず、制御回路１は、例えば、上位装置から速度指令信号Ｓｃ１が入力されると、速度指令信号Ｓｃ１を解析することにより、速度指令信号Ｓｃ１によって指定されたモータ３の目標回転速度ωｒｅｆの情報を取得する（ステップＳ１）。

次に、制御回路１は、モータ３のロータ３１の回転角度θを取得する（ステップＳ２）。具体的には、上述したように、回転角度取得部１４が、位置センサとしてのホール素子４ｕ，４ｖ，４ｗから出力された回転位置検出信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗに基づいてモータ３のロータ３１の回転角度θを算出する。

制御回路１は、モータ３の回転速度ωを取得する（ステップＳ３）。具体的には、上述したように、回転速度取得部１５が、ステップＳ２で算出したロータ３１の回転角度θに基づいて、モータ３のロータ３１の回転速度ωを算出する。

制御回路１は、モータ３の各相のコイルの駆動電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する（ステップＳ４）。具体的には、電流検出回路２ｃが、上述した手法により、コイルの各駆動電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに応じた電流検出信号Ｖｍを出力し、ｑ軸電流値算出部１２が電流検出信号Ｖｍを取得する。

次に、制御回路１は、ｑ軸電流値ｉｑを算出する（ステップＳ５）。具体的には、ｑ軸電流値算出部１２が、ステップＳ４で取得した電流検出信号Ｖｍに基づいて、上述した手法により、ｑ軸電流値ｉｑを算出する。

次に、制御回路１は、モータ３の目標回転速度ωｒｅｆとステップＳ３で取得したロータ３１の回転速度ωとの差が小さくなるように、ｑ軸電流の指令値ｉｑｒｅｆを算出する（ステップＳ６）。具体的には、上述したように、誤差算出部１６によって目標回転速度ωｒｅｆとモータ３の実際の回転速度ωとの差を算出し、ｑ軸電流指令値算出部１７が誤差算出部１６によって算出した差がゼロになるようにＰＩ制御演算を行うことにより、ｑ軸電流の指令値ｉｑｒｅｆを算出する。

次に、制御回路１は、ステップＳ６で算出したｑ軸電流の指令値ｉｑｒｅｆとステップＳ５で算出したｑ軸電流値ｉｑとの差が小さくなるように、２相（ｄ，ｑ）の回転座標系の電圧指令値ｖｒｅｆを算出する（ステップＳ７）。具体的には、上述したように、誤差算出部１８が、ｑ軸電流の指令値ｉｑｒｅｆとモータ３の実際のｑ軸電流値ｉｑとの差を算出し、電圧指令値算出部１９が、誤差算出部１８によって算出した差がゼロになるようにＰＩ制御演算を行うことにより、電圧指令値ｖｒｅｆを算出する。

次に、制御回路１は、ステップＳ５で算出したｑ軸電流値ｉｑと、ステップＳ３で取得したロータ３１の回転速度ωとに基づいて、ｄ軸電流値ｉｄがゼロになる進角値δを算出する（ステップＳ８）。具体的には、進角制御部２０が、対応関係情報２０１を用いた上述の手法により、進角値δを算出する。

次に、制御回路１は、ステップＳ８で算出した進角値δとロータ３１の回転角度θとを加算した角度σと、ステップＳ７で算出した電圧指令値ｖｒｅｆとに基づいて、駆動制御信号Ｓｄを生成する（ステップＳ９）。具体的には、上述したように、駆動制御信号生成部２２が、公知の空間ベクトル変換の演算手法により、電圧指令値ｖｒｅｆと角度σ（＝θ＋δ）の極座標値によって表される電圧ベクトルを３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の固定座標系の電圧信号（ＰＷＭ信号）に変換し、駆動制御信号Ｓｄとして出力する。

以上の処理手順で生成された駆動制御信号Ｓｄは、駆動回路２に供給される。駆動回路２は、入力された駆動制御信号Ｓｄに基づいて、上述した手法により、モータ３のコイルの通電を制御する。これにより、モータ３は、速度指令信号Ｓｃ１によって指定された目標回転速度ωｒｅｆで回転するように制御される。

以上、実施の形態１に係るモータ駆動制御装置１０において、制御回路１は、モータ３の各相のコイルを駆動する駆動電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの絶対値を検出し、当該絶対値の包絡線に基づいて、２相の回転座標系のｄ軸電流値をゼロとしたときのｑ軸電流値を算出し、ベクトル制御演算を行うことにより、駆動制御信号Ｓｄを生成する。

これによれば、ｑ軸電流を算出するために従来の座標変換を行う必要がないので、モータの駆動制御における演算の負荷を低減することが可能となる。これにより、制御回路１としてのマイクロコントローラ等のプログラム処理装置として必要な処理能力を低く抑えることできるので、コストを抑えたモータ駆動制御装置１０を提供することが可能となる。

また、制御回路１において、ｑ軸電流値算出部１２は、電流検出信号Ｖｍの絶対値を検出し、検出した絶対値を表す信号を出力する絶対値出力部１２１と、上記絶対値を表す信号のピーク値を検出し、検出したピーク値を表す信号を出力するピーク値出力部１２２と、上記ピーク値を表す信号が入力されるローパスフィルタ１２３と、ローパスフィルタ１２３から出力された値に所定値（例えば、π／３）を乗算し、ｑ軸電流値ｉｑとして出力する乗算部１２４と、を含んでいてもよい。
これによれば、モータ３の駆動電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの絶対値（振幅）からｑ軸電流値ｉｑの推定値を簡単且つ高精度に算出することが可能となる。

また、制御回路１は、モータ３の効率を最大化するために、ｄ軸電流値ｉｄがゼロになるように進角制御を行うことにより、モータ３を駆動する。これによれば、座標変換によってｄ軸電流値ｉｄを算出し、算出したｄ軸電流値ｉｄがゼロになるようにベクトル制御演算を行う従来手法に比べて、演算の負荷を低減することが可能となる。これにより、制御回路１としてのプログラム処理装置に必要な処理能力を更に低く抑えることが可能となるので、よりコストを抑えたモータ駆動制御装置１０を提供することが可能となる。

また、制御回路１は、ｄ軸電流値ｉｄをゼロにするための進角値δ（φ）を算出する際に、ロータ３１の回転速度ωと、ｑ軸電流値ｉｑと、進角値δとの対応関係を示す対応関係情報２０１を用いる。これにより、制御回路１による演算の負荷を更に減らすことが可能となる。例えば、上述したように、ロータ３１の回転速度ωとｑ軸電流値ｉｑの組み合わせ毎に進角値δを対応付けたテーブルを対応関係情報２０１として制御回路１のメモリに予め記憶しておく。これによれば、複雑な計算を行うことなく、進角値δを算出することができるので、制御回路１による演算の負荷を更に減らすことが可能となる。

≪実施の形態２≫
図９は、実施の形態２に係るモータ駆動制御装置１０Ａを備えたモータユニット１００Ａの構成を示す図である。

実施の形態２に係るモータユニット１００Ａは、モータ駆動制御装置１０Ａが位置センサを用いないセンサレスベクトル制御によってモータ３を駆動することが可能である点において、実施の形態１に係るモータユニット１００と相違し、その他の点においては、実施の形態１に係るモータユニット１００と同様である。

図１０は、実施の形態２に係るモータ駆動制御装置１０Ａにおける制御回路１Ａの機能ブロック構成を示す図である。

図１０に示すように、制御回路１Ａは、駆動制御信号Ｓｄを生成するための機能ブロックとして、駆動指令取得部１１、ｑ軸電流値算出部１２、および演算部１３Ａを有する。

これらの機能ブロックは、例えば、実施の形態１に係る制御回路１と同様に、制御回路１Ａとしてのプログラム処理装置において、プロセッサが、メモリに記憶されたプログラムに従って各種演算処理を実行するとともに、カウンタやＡ／Ｄ変換回路等の周辺回路を制御することによって実現される。

演算部１３Ａは、ｑ軸電流値算出部１２によって算出したｑ軸電流値ｉｑと、駆動指令取得部１１によって取得した駆動指令信号（速度指令信号Ｓｃ１）と、モータ３のロータ３１の回転速度と、ロータ３１の回転角度とを用いてベクトル制御演算を行うことにより、駆動制御信号Ｓｄを生成する。

例えば、演算部１３Ａは、実施の形態１に係る演算部１３と同様に、誤差算出部１６，１８、ｑ軸電流指令値算出部１７、電圧指令値算出部１９、進角制御部２０、加算部２１、および駆動制御信号生成部２２を有する。演算部１３Ａは、回転角度取得部１４および回転速度取得部１５に代えて、推定部２４および記憶部２３を有する。

推定部２４は、モータ３のロータの回転角度（回転位置）θとロータの回転速度ωを推定する機能部である。記憶部２３は、推定部２４による演算に必要な各種データを記憶するための機能部である。

以下、推定部２４によるモータ３のロータの回転角度θおよび回転速度ωの推定手法について具体的に説明する。

制御回路１Ａは、駆動制御信号Ｓｄを生成するとき、モータ３の駆動電流の検出結果に基づいて算出した２相（ｄ，ｑ）の回転座標系のｑ軸電流値ｉｑと、２相の回転座標系のｑ軸電圧の指令値ｖｒｅｆとを入力値とする線形カルマンフィルタを用いて、モータ３の回転角度θおよび回転速度ω（電気角速度ωｅ）を推定する。

具体的には、推定部２４が、ｑ軸電流値算出部１２によって算出したｑ軸電流値ｉｑと、ｑ軸電圧の指令値としての電圧指令値算出部１９によって算出した電圧指令値ｖｒｅｆとを入力とし、ロータの回転角度θの推定値とロータの回転速度ωの推定値とを出力とする線形カルマンフィルタに基づく演算を行う。

実施の形態２における線形カルマンフィルタは、予測ステップと更新ステップを含み、予測ステップが、線形且つ時不変で表される定常カルマンフィルタである。

以下、実施の形態２に係る線形カルマンフィルタについて説明する。

先ず、一般的なカルマンフィルタについて説明する。
カルマンフィルタは、状態空間モデルにおいて、内部の見えない「状態」を効率的に推定するための計算手法である。推定すべき状態変数の正規性を仮定し、その平均値（推定値）と分散（共分散行列）を逐次的に推定する。カルマンフィルタは、一つ前の状態の推定値から現在の状態を予測する予測ステップと、予測ステップで予測した状態を現在の観測値を用いて修正する更新ステップ（フィルタリングステップ）とから構成される。

ここで、予測ステップは、下記式（６）によって表され、更新ステップは、下記式（７）によってそれぞれ表される。

式（６）および式（７）において、ｕは入力を表し、Ｇ，ｇはゲインを表している。

ここで、予測ステップが線形で表せるとき、すなわち、予測ステップが下記式（８）で表されるとき、そのカルマンフィルタは線形カルマンフィルタとなる。

更に、予測ステップを表す上記式（８）における係数Ａ，Ｂが時不変である場合、その線形カルマンフィルタは、定常カルマンフィルタとなる。この場合、共分散行列が一定値となり、且つ、カルマンゲインも一定値となる。すなわち、カルマンフィルタが線形且つ時不変の場合、共分散行列とカルマンゲインの値は、予測ステップおよび予測ステップの演算ステップ毎に変化せず、一定となる。

従来のモータのセンサレスベクトル制御に用いられていた拡張カルマンフィルタは、予測ステップが線形・時不変で表されていないため、予測ステップおよび予測ステップの演算を行う毎に、共分散行列とカルマンゲインを算出する必要があった。

これに対し、実施の形態２に係るモータ駆動制御装置１０Ａによるセンサレスベクトル制御では、予測ステップを線形且つ時不変で表した定常カルマンフィルタ（線形カルマンフィルタ）を用いることにより、共分散行列とカルマンゲインの値が固定値となるので、予測ステップおよび予測ステップの演算を行う毎にこれらの値を算出する必要がなく、事前に算出しておくことが可能となる。

次に、実施の形態２に係るモータ駆動制御装置１０Ａによるセンサレスベクトル制御で用いる線形カルマンフィルタについて説明する。

一般に、２相（ｄ，ｑ）の回転座標系における永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）の電圧方程式は、下記式（９）によって表される。

上記式（９）において、ｖｄはｄ軸電圧、ｖｑはｑ軸電圧、Ｒａはモータのコイルの巻線抵抗、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、ωｅは電気角速度、Ψａはロータの磁石のｄ軸方向の磁束、ｓは微分演算子である。
上記式（９）より、ｑ軸電圧ｖｑの方程式は、下記式（１０）で表すことができる。

ここで、ｑ軸電流値ｉｑ、回転角度θ、および電気角速度ωｅを状態変数とし、状態ベクトルを下記式（１１）で定義する。

更に、下記式（１２）に示すように、ｄ軸電流値ｉｄがゼロ、且つ回転速度（電気角速度ωｅ）が一定であると定義する。

このとき、上記式（１０），式（１１），および式（１２）より、実施の形態２に係るモータ３の状態空間モデルは、下記式（１３）および式（１４）で表される。

ただし、Ａｃ，Ｂｃ，ｃは、それぞれ下記式（１５）によって定義される。

このように、ｄ軸電流値ｉｄがゼロ、且つ回転速度（電気角速度ωｅ）が一定と定義することによって、モータ３の状態空間モデルは、上記式（１３）乃至（１５）に示す線形・時不変で表すことができる。

次に、上述した線形カルマンフィルタを用いた、モータ３の回転角度θおよび回転速度ω（電気角速度ωｅ）の推定方法について説明する。

ここで、Ｑは３×３行列のチューニングパラメータ、Ｒはスカラーのチューニングパラメータである。また、Ａｄ，Ｂｄは、Ａｃ，Ｂｃおよび制御周期（サンプル周期）Ｔｓを用いて下記式（２１）および式（２２）で表すことができる。

Ａｄ，Ｂｄは、上記式（２１）および（２２）において、所望の次数まで考慮した近似式で表すことにより、固定値として予め算出することができる。

上述したように、モータ３の状態空間モデルは、上記式（１３）乃至（１５）に示す線形時不変で表すことができる。

この線形・時不変の状態空間モデルでは、式（１７）および式（２０）で表される誤差共分散行列が一定値に収束するので、式（１８）に示されるように、誤差共分散行列に基づいて算出されるカルマンゲインｇ（ｋ）も一定値に収束する。

したがって、本実施の形態に係る線形カルマンフィルタでは、予め、推定誤差共分散行列とカルマンゲインｇ（ｋ）を算出しておくことができる。そこで、本実施の形態に係る制御回路１は、予め算出しておいたカルマンゲインｇ（ｋ）の値を制御回路１内部の記憶装置に記憶しておくことにより、推定誤差共分散行列およびカルマンゲインｇ（ｋ）を算出する処理を省くことができる。

ここで、ｇはカルマンゲインであり、上記式（１５）、式（１７）、式（１８）、式（２０）、および式（２１）を用いて事前に算出した値である。

推定部２４は、上記式（２３）および式（２４）に基づく演算を実行することにより、モータ３のロータの回転角度θおよび回転速度ωを算出する。推定部２４が実行する演算は、図１１に示すブロック線図によって表すことができる。

図１１は、実施の形態２に係る制御回路１Ａの推定部２４における演算処理の一例を示すブロック線図である。

例えば、制御回路１Ａの記憶部２３に、演算式情報２３１と係数情報２３２とを予め記憶しておく。演算式情報２３１は、上述した式（２３）および式（２４）で示される関数の情報である。係数情報２３２は、上記式（２３）および式（２４）による演算で用いる係数（固定値）の情報であり、例えば、Ａｄ，Ｂｄ、カルマンゲインｇ等の値である。上述したようにＡｄ，Ｂｄ、カルマンゲインｇ等は事前に算出しておくことができるので、固定値として記憶部２３に記憶させておく。

なお、上記線形カルマンフィルタによって算出されるモータ３のロータの回転速度は電気角速度ωｅである。したがって、推定部２４は、算出した電気角速度ωｅを機械的な回転速度（角速度）ωに変換して誤差算出部１６に供給してもよいし、算出した電気角速度ωｅをそのまま出力し、駆動指令取得部１１が目標回転速度ωｒｅｆを電気角速度に変換して誤差算出部１６に供給してもよい。

以上のように、推定部２４を上述の線形カルマンフィルタ（図１１参照）によって実現することにより、従来の拡張カルマンフィルタにおいて行われる推定誤差共分散行列およびカルマンゲインを算出するための演算を省略することができるので、推定部２４の演算負荷を抑えることが可能となる。

推定部２４が上述の演算手法によって算出した回転角度θおよび回転速度ωの推定値は、誤差算出部１６、進角制御部２０、および加算部２１に供給されることにより、制御回路１Ａは、実施の形態１に係る制御回路１と同様に、ベクトル制御演算を実行して駆動制御信号Ｓｄを生成することができる。

次に、実施の形態２に係るモータ駆動制御装置１０Ａによる駆動制御信号Ｓｄの生成処理の流れについて説明する。

図１２は、実施の形態２に係るモータ駆動制御装置１０Ａによる駆動制御信号Ｓｄの生成処理の流れの一例を示すフローチャートである。

一般に、カルマンフィルタによる演算を開始するためには、状態変数（ｉｑ，ωｅ，θ）の初期値が必要である。例えば、モータ３が停止している状態から回転させる場合、状態変数としてのｑ軸電流値ｉｑおよびモータ３の回転速度（電気角速度ωｅ）の初期値はともにゼロである。その一方で、モータ３の回転角度θは不明であることが多い。

そこで、実施の形態２に係るモータ駆動制御装置１０Ａは、線形カルマンフィルタによる演算を実行する前に、モータ３のロータの予め設定された初期位置を特定する。例えば、モータ駆動制御装置１０Ａは、モータ３の回転角度θが特定できる位置までロータを回転させる。例えば、モータユニット１００Ａが起動したとき、制御回路１Ａは、先ず、モータ３のロータを予め設定された初期位置θ０（例えば、０°）まで回転移動させてロックする（ステップＳ１１）。より具体的には、制御回路１Ａは、起動後、所定の大きさの電圧指令値ｖｒｅｆに応じた駆動制御信号Ｓｄを生成して駆動回路２を制御する。これにより、モータ３のステータが励磁され、ロータが初期位置θ０で固定される。

なお、モータ３のロータの予め設定された初期位置を特定する方法としては、上述したロータを回転させる方法に限られず、例えば、モータ３に高周波電圧を印加したときの応答を検出する方法等、種々の方法を採用することができる。

次に、制御回路１Ａは、推定部２４による線形カルマンフィルタの状態変数の初期値ｘ（０）を設定する（ステップＳ１２）。例えば、推定部２４は、状態変数（ｉｑ，ωｅ，θ）の初期値ｘ（０）を（０，０，０）に設定する。

なお、ロータの初期位置θ０は、回転角度＝０°の位置である必要はなく、予め回転角度の値が決まった回転位置であればよい。また、起動時などの速度変化時は、ｄωｅ／ｄｔ＝０という前提条件が成立しないが、チューニングパラメータである行列Ｑを最適に設定することで対応可能である。

次に、例えば、上位装置から速度指令信号Ｓｃ１が入力された場合、制御回路１Ａは、速度指令信号Ｓｃ１を解析することにより、速度指令信号Ｓｃ１によって指定されたモータ３の目標回転速度ωｒｅｆの情報を取得する（ステップＳ１３）。

制御回路１Ａは、モータ３を目標回転速度ωｒｅｆで回転させるための駆動制御信号Ｓｄの生成処理を開始する（ステップＳ１４）。

先ず、制御回路１Ａは、モータ３の各相のコイルの駆動電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの絶対値を検出する（ステップＳ４）。具体的には、ｑ軸電流値算出部１２が、実施の形態１において説明した手法により、電流検出信号Ｖｍに基づいて駆動電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの絶対値を検出する。

次に、制御回路１Ａは、ｑ軸電流値ｉｑを算出する（ステップＳ５）。具体的には、ｑ軸電流値算出部１２が、実施の形態１において説明した手法により、ステップＳ４で検出した駆動電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの絶対値に基づいて、ｑ軸電流値ｉｑを算出する。

次に、制御回路１Ａは、モータ３の目標回転速度ωｒｅｆと推定部２４から出力されたロータ３１の回転速度ωの推定値との差が小さくなるように、ｑ軸電流の指令値ｉｑｒｅｆを算出する（ステップＳ６）。具体的には、上述したように、誤差算出部１６が、目標回転速度ωｒｅｆとモータ３の実際の回転速度ωの推定値との差を算出し、ｑ軸電流指令値算出部１７が、誤差算出部１６によって算出した差がゼロになるようにＰＩ制御演算を行うことにより、ｑ軸電流の指令値ｉｑｒｅｆを算出する。なお、起動直後の最初の演算ステップでは、推定部２４から回転速度ω（ωｅ）の初期値（例えば、ゼロ）が誤差算出部１６に与えられる。

次に、制御回路１Ａは、ステップＳ５で算出したｑ軸電流値ｉｑとステップＳ６で算出したｑ軸電流の指令値ｉｑｒｅｆとの差が小さくなるように、ｑ軸電圧の指令値ｖｒｅｆを算出する（ステップＳ７）。具体的には、上述したように、誤差算出部１８が、ｑ軸電流の指令値ｉｑｒｅｆとモータ３の実際のｑ軸電流値ｉｑとの差を算出し、電圧指令値算出部１９が、誤差算出部１８によって算出した差がゼロになるようにＰＩ制御演算を行うことにより、ｑ軸電圧の指令値ｖｒｅｆを算出する。

次に、制御回路１Ａは、モータ３の回転角度θおよび回転速度ωの推定値を更新する（ステップＳ１５）。具体的には、上述したように、推定部２４が、記憶部２３から読み出した演算式情報２３１（式（２３），式（２４））および係数情報２３２（カルマンゲインｇ等）と、ステップＳ５で算出したｑ軸電流値ｉｑと、ステップＳ７で算出したｑ軸電圧の指令値ｖｒｅｆとに基づいて、所定のサンプル周期Ｔｓごとに、予測ステップの演算と更新ステップ（フィルタリングステップ）の演算を逐次実行することにより、回転角度θおよび回転速度ωの推定値を更新する。

次に、制御回路１Ａは、ステップＳ５で算出したｑ軸電流値ｉｑと、ステップＳ１５で更新したロータ３１の回転速度ωとに基づいて、ｄ軸電流値ｉｄがゼロになる進角値δを算出する（ステップＳ８）。具体的には、進角制御部２０が、対応関係情報２０１を用いた上述の手法により、進角値δを算出する。なお、起動直後の最初の演算ステップでは、推定部２４から回転速度ω（ωｅ）の初期値（例えば、ゼロ）が進角制御部２０に与えられる。

次に、制御回路１Ａは、ステップＳ８で算出した進角値δとステップＳ１５で推定したロータ３１の回転角度θとを加算した角度σと、ステップＳ７で算出した電圧指令値ｖｒｅｆとに基づいて、駆動制御信号Ｓｄを生成する（ステップＳ９）。具体的には、上述したように、駆動制御信号生成部２２が、公知の空間ベクトル変換の演算手法により、電圧指令値ｖｒｅｆと角度σ（＝θ＋δ）の極座標値によって表される電圧ベクトルを３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の固定座標系の電圧信号（ＰＷＭ信号）に変換し、駆動制御信号Ｓｄとして出力する。

以上の処理手順で生成された駆動制御信号Ｓｄは、駆動回路２に供給される。駆動回路２は、入力された駆動制御信号Ｓｄに基づいて、上述した手法により、モータ３のコイルの通電を制御する。これにより、モータ３は、速度指令信号Ｓｃ１によって指定された目標回転速度ωｒｅｆで回転するように制御される。

以上、実施の形態２に係るモータ駆動制御装置１０Ａの制御回路１Ａは、実施の形態１に係る制御回路１と同様に、ｑ軸電流値算出部１２によって、モータ３の各相のコイルの駆動電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの絶対値の包絡線に基づいて２相の回転座標系のｄ軸電流値をゼロとしたときのｑ軸電流値を算出し、演算部１３によってベクトル制御演算を行うことにより、駆動制御信号Ｓｄを生成する。
これによれば、実施の形態１に係る制御回路１と同様に、制御回路１Ａは、ｑ軸電流を算出するために従来の座標変換を行う必要がないので、モータのセンサレスベクトル制御における演算の負荷を低減することが可能となる。

また、実施の形態２に係るモータ駆動制御装置１０Ａにおいて、制御回路１Ａは、センサレスベクトル制御において、予測ステップが線形且つ時不変で表される線形カルマンフィルタを用いて、モータ３の各相のコイルの駆動電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの絶対値の包絡線に基づいて算出したｑ軸電流値ｉｑとｑ軸電圧の指令値ｖｒｅｆとから、モータ３の回転角度θおよび回転速度ωを推定する。

これによれば、従来の拡張カルマンフィルタを用いたセンサレスベクトル制御に比べて、制御回路１Ａの演算負荷を低減することが可能となる。
具体的には、実施の形態２において、モータ３は、ｄ軸電流値ｉｄがゼロ、且つ回転速度が一定（ｄωｅ／ｄｔ＝０）とした場合のモータのｑ軸電圧の方程式（式（１０））から導かれる状態空間モデル（式（１３），（１４））で表され、少なくともｑ軸電流値ｉｑ、回転角度θ、および回転速度ω（電気角速度ωｅ）を状態変数（式（１１））とする。

この線形カルマンフィルタによれば、従来の拡張カルマンフィルタと比べて、推定誤差共分散行列およびカルマンゲインを算出するための演算を省略することができるので、制御回路１Ａによる演算の負荷を削減することができる。これにより、制御回路１Ａとしてのプログラム処理装置（例えば、マイクロコントローラ）に必要な処理能力を更に低く抑えることが可能となり、モータ駆動制御装置１０の更なるコスト削減が可能となる。

また、実施の形態２に係る制御回路１Ａは、予測ステップの演算のための関数（式（２３））と更新ステップ（フィルタリングステップ）の演算のための関数（式（２４））とを演算式情報２３１として記憶部２３に記憶しておくとともに、予め算出しておいたカルマンゲインの値等を係数情報２３２として記憶部２３に記憶しておく。

これによれば、制御回路１Ａは、所定のサンプル周期Ｔｓ毎の予測ステップおよび更新ステップにおいて、記憶部２３に記憶された値を用いて、式（２３）および式（２４）の演算を実行すればよいので、容易に演算の負荷を減らすことが可能となり、モータ駆動制御装置１０の更なるコスト削減が可能となる。

≪実施の形態の拡張≫
以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。

例えば、実施の形態１，２において、ｑ軸電流値算出部１２が絶対値出力部１２１と、ピーク値出力部１２２と、ローパスフィルタ１２３および乗算部１２４を含む場合を例示したが、これに限られない。例えば、図１３に示すように、ｑ軸電流値算出部１２は、ピークホールド回路（ＰＨＣ）１２５を含んでいてもよい。例えば、ピークホールド回路１２５は、モータ３の各相のコイルの駆動電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを示す信号である単一の電流検出信号Ｖｍのピーク値を検出するとともに保持し、ｑ軸電流値ｉｑとして出力する。これによれば、上述の絶対値出力部１２１、ピーク値出力部１２２、ローパスフィルタ１２３、および乗算部１２４、を含む構成と同様に、モータ３の駆動電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗからｑ軸電流値ｉｑの推定値を簡単且つ高精度に算出することが可能となる。なお、この場合、電流検出回路２ｃとしてインバータ回路２ａに直列に接続された１つのシャント抵抗によって駆動電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが同時に検出される。電流検出回路２ｃは所謂１シャント方式で構成される。すなわち、駆動電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを示す信号である単一の電流検出信号Ｖｍがピークホールド回路１２５に入力される。

また、実施の形態１，２において、電流検出回路２ｃとしてインバータ回路２ａに直列に接続されたシャント抵抗によって駆動電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する手法を例示したが、公知の他の電流検出技術によって駆動電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出してもよい。例えば、各相のコイルとそれらに接続されるインバータ回路２ａの各駆動用トランジスタが共通に接続される点との間に設けられたシャント抵抗によって駆動電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出してもよい。すなわち、駆動電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの検出方法は、上述の例に限定されない。

また、実施の形態１，２において、駆動指令信号Ｓｃが、モータ３の回転速度の目標値（目標回転速度）を含む速度指令信号Ｓｃ１である場合を例示したが、これに限られない。例えば、駆動指令信号Ｓｃは、モータ３のトルクを指定するトルク指令信号であってもよい。

また、実施の形態１，２において、モータ３が表面磁石型同期モータ（ＳＰＭＳＭ）である場合を説明したが、これに限られない。例えば、モータ３が表面磁石型同期モータ（ＳＰＭＳＭ）でない場合（例えば、モータ３がＩＰＭＳＭの場合）であっても、リラクタンストルクを利用せず、ｄ軸電流の指令値を常にゼロとするベクトル制御を行う場合には、本実施の形態に係るモータ駆動制御装置１０，１０Ａを用いることができる。

また、実施の形態１，２において、制御回路１，１Ａは、上述した回路構成に限定されない。制御回路１，１Ａは、本発明の目的にあうように構成された、様々な回路構成を適用することができる。

実施の形態１、２においてモータ駆動制御装置１０，１０Ａにより駆動されるモータ３の相数は、３相に限られない。

上述のフローチャートは具体例であって、このフローチャートに限定されるものではなく、例えば、各ステップ間に他の処理が挿入されていてもよいし、処理が並列化されていてもよい。

１，１Ａ…制御回路、２…駆動回路、２ａ…インバータ回路、２ｂ…プリドライブ回路、２ｃ…電流検出回路、３…モータ、１０，１０Ａ…モータ駆動制御装置、１１…駆動指令取得部、１２…ｑ軸電流値算出部、１３，１３Ａ…演算部、１４…回転角度取得部、１５…回転速度取得部、１６，１８…誤差算出部、１７…ｑ軸電流指令値算出部、１９…電圧指令値算出部、２０…進角制御部、２１…加算部、２２…駆動制御信号生成部、２３…記憶部、２４…推定部、１００，１００Ａ…モータユニット、１２１…絶対値出力部、１２２…ピーク値出力部、１２３…ローパスフィルタ、１２４…乗算部、１２５…ピークホールド回路、２０１…対応関係情報、２３１…演算式情報、２３２…係数情報、Ｑ１～Ｑ６…駆動用トランジスタ、Ｓｃ…駆動指令信号、Ｓｃ１…速度指令信号、Ｓｄ…駆動制御信号、θ…回転角度、ω…回転速度、ωｅ…電気角速度、ｉｑ…ｑ軸電流値、ｉｑｒｅｆ…ｑ軸電流の指令値、ｖｒｅｆ…電圧指令値、Ｖｃｃ…直流電源、Ｖｕｕ，Ｖｕｌ，Ｖｖｕ，Ｖｖｌ，Ｖｗｕ，Ｖｗｌ…駆動信号、Ｖｍ…電流検出信号、ωｒｅｆ…目標回転速度。

Claims (12)

1. モータを駆動させるための駆動制御信号を出力する制御回路と、
   前記制御回路から出力された前記駆動制御信号に基づいて前記モータを駆動する駆動回路と、を備え、
   前記駆動回路は、
   前記駆動制御信号に基づいて前記モータのコイルを駆動するインバータ回路と、
   前記コイルの駆動電流を検出し、検出した前記駆動電流に応じた電流検出信号を出力する電流検出回路と、を含み、
   前記制御回路は、
   前記モータの動作の目標状態を指示する値を含む駆動指令信号を取得する駆動指令取得部と、
   前記電流検出信号に基づいて前記駆動電流の絶対値を検出し、当該絶対値の包絡線に基づいて、２相の回転座標系のｄ軸電流値をゼロとしたときのｑ軸電流値を算出するｑ軸電流値算出部と、
   前記ｑ軸電流値算出部によって算出した前記ｑ軸電流値と、前記駆動指令信号と、前記モータのロータの回転速度と、前記ロータの回転角度とを用いてベクトル制御演算を行うことにより、前記駆動制御信号を生成する演算部と、を含む
   モータ駆動制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ駆動制御装置において、
   前記ｑ軸電流値算出部は、
   前記電流検出信号の絶対値を検出し、検出した絶対値を表す信号を出力する絶対値出力部と、
   前記絶対値を表す信号のピーク値を検出し、検出したピーク値を表す信号を出力するピーク値出力部と、
   前記ピーク値を表す信号が入力されるローパスフィルタと、
   前記ローパスフィルタから出力された値にπ／３を乗算し、前記ｑ軸電流値として出力する乗算部と、を含む
   モータ駆動制御装置。
3. 請求項１に記載のモータ駆動制御装置において、
   前記電流検出回路は、前記インバータ回路に直列に接続され、前記電流検出信号として前記駆動電流を示す単一の信号を出力し、
   前記ｑ軸電流値算出部は、
   前記電流検出信号のピーク値を検出し、前記ｑ軸電流値として出力するピークホールド回路を含む
   モータ駆動制御装置。
4. 請求項１に記載のモータ駆動制御装置において、
   前記演算部は、
   前記駆動指令信号に基づいて、前記２相の回転座標系のｑ軸電流の指令値を算出するｑ軸電流指令値算出部と、
   前記ｑ軸電流値と前記ｑ軸電流の指令値との差が小さくなるように、前記２相の回転座標系の電圧指令値を算出する電圧指令値算出部と、
   前記ｑ軸電流値と、前記ロータの回転速度とに基づいて、前記２相の回転座標系のｄ軸電流値がゼロになる進角値を算出する進角制御部と、
   前記進角値と前記ロータの回転角度とを加算した角度と、前記電圧指令値とに基づいて、空間ベクトル変換を行って、前記駆動制御信号を生成する駆動制御信号生成部と、を有する
   モータ駆動制御装置。
5. 請求項４に記載のモータ駆動制御装置において、
   前記２相の回転座標系のｄ軸電流値がゼロになる進角値は、前記電圧指令値のベクトルのｄ軸方向の成分が前記ｄ軸電流値がゼロであるときのｄ軸電圧値に一致するときの、前記電圧指令値のベクトルのｑ軸に対する角度に基づく値である
   モータ駆動制御装置。
6. 請求項５に記載のモータ駆動制御装置において、
   前記進角制御部は、前記ロータの回転速度と、前記ｑ軸電流値と、前記進角値との対応関係を示す対応関係情報を有し、前記対応関係情報に基づいて前記進角値を算出する
   モータ駆動制御装置。
7. 請求項６に記載のモータ駆動制御装置において、
   前記対応関係情報は、前記ロータの回転速度と前記ｑ軸電流値の組み合わせ毎に前記進角値を対応付けたテーブルである
   モータ駆動制御装置。
8. 請求項４に記載のモータ駆動制御装置において、
   前記進角制御部は、前記電圧指令値のベクトルのｑ軸に対する角度にπ／２を加算して前記進角値を算出する
   モータ駆動制御装置。
9. 請求項４に記載のモータ駆動制御装置において、
   前記演算部は、
   前記ｑ軸電流値算出部によって算出された前記ｑ軸電流値と、ｑ軸電圧の指令値としての前記電圧指令値算出部によって算出した前記電圧指令値とを入力とし、前記回転角度の推定値と前記回転速度の推定値とを出力とする線形カルマンフィルタに基づく演算を行う推定部を更に有し、
   前記線形カルマンフィルタは、線形且つ時不変で表される予測ステップと、更新ステップとを含む
   モータ駆動制御装置。
10. 請求項９に記載のモータ駆動制御装置において、
    前記モータは、ｄ軸電流値がゼロ、且つ前記回転速度が一定とした場合の前記モータのｑ軸電圧の方程式から導かれる状態空間モデルで表され、少なくとも前記ｑ軸電流値、前記回転角度、および前記回転速度を状態変数とする
    モータ駆動制御装置。
11. 請求項４に記載のモータ駆動制御装置において、
    前記ロータの位置に応じた信号を出力する位置センサを更に備え、
    前記演算部は、
    前記位置センサから出力された信号に基づいて、前記ロータの回転角度を取得する回転角度取得部と、前記位置センサから出力された信号に基づいて、前記ロータの回転速度を取得する回転速度取得部と、を更に有し、
    前記ｑ軸電流指令値算出部は、前記モータの回転速度の目標値と前記回転速度取得部によって取得した前記ロータの回転速度との差が小さくなるように、前記ｑ軸電流の指令値を算出する
    モータ駆動制御装置。
12. モータの動作の目標状態を指示する値を含む駆動指令信号を取得する第１ステップと、
    モータのコイルの駆動電流を検出する第２ステップと、
    前記第２ステップにおいて検出した前記駆動電流の絶対値の包絡線に基づいて、２相の回転座標系のｄ軸電流値をゼロとしたときのｑ軸電流値を算出する第３ステップと、
    前記第１ステップにおいて取得した前記駆動指令信号と、前記第３ステップにおいて算出した前記ｑ軸電流値と、前記モータのロータの回転速度と、前記ロータの回転角度とを用いてベクトル制御演算を行うことにより、前記モータを駆動させるための駆動制御信号を生成する第４ステップと、を含む
    モータ駆動制御方法。
    
    

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