JP2002084749A - 電源制御回路、電源装置及び電源制御方法 - Google Patents
電源制御回路、電源装置及び電源制御方法Info
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Abstract
に接続される携帯端末などの負荷の要求する電力が、電
源装置の許容範囲を超えることとなる。この結果、電源
装置への入力電流は増加し、ヒューズの溶断が誘発され
ることとなってしまう。 【解決手段】従来の電源装置の構成に加えて、新たに電
源装置への入力電力を監視する構成を追加することとし
た。これにより、本願発明にかかる電源装置では、入力
電圧の変動にかかわわらず、入力電流を常に一定値以下
に保つ制御が可能となる。本願発明にかかる電源装置で
は、外部電源からの過電流が出力されることを抑制する
ことができる。
Description
れる外部電力を、所定の定格電力に変換する電源装置に
関するものである。
使用される電源制御回路及び電源制御方法に関するもの
についても合わせて開示する。
においては、装置用の外部電源としてACアダプタやC
ARバッテリ・アダプタ等が使用されている。CARバ
ッテリ・アダプタは、車のバッテリから出力される電力
を、装置が必要とする電力に調整して出力する電源装置
である。
は最大出力電圧と最大出力電流とが決められている。こ
の最大出力電圧と最大出力電流とを定格出力という。電
源装置は、入力電力の変動があっても、常に定格出力を
補償するように動作する。このため、入力電圧が高いと
きには入力電流は少ない。一方、入力電圧が低いときに
は入力電流が大きくなる。一般的な電源装置は、このよ
うな特性を持っている。
したものである。図の回路は、ノイズ除去用のフィルタ
部10と、入力電力を出力電力に変換する電圧変換部2
0と、二次側の出力を整流するための整流部30と、二
次側の出力を監視するための出力検出部40と、二次側
の出力検出回路の状態を一次側の電圧変換回路に伝える
ためのカプラー50で構成される。
ンサC1で構成されている。フィルタ部10は、電圧変
換部20で発生するノイズが入力側に伝播することを防
止するための回路である。
T1と、トランスT1に流れる電流を継断するトランジ
スタTr1と、トランジスタTr1を制御する制御回路
60とで構成される。
る電流を整流するための整流ダイオードD1と、整流さ
れた電流を平滑するためのコンデンサC2とで構成され
る。
を検出するためのセンス抵抗R0と、センス抵抗R0の
両端の電圧値を検出するためのセンス回路70とで構成
される。
制御回路60に伝達する回路である。カプラー50に
は、一次側と二次側とを電気的に絶縁するために一般的
にフォトカプラーが使用される。
のときに、入力電流がトランスT1の一次側コイルに流
れる。トランジスタTr1がオフのときに、出力電流が
トランスT1の二次側コイルに流れる。このような回路
を、RCC型のスイッチングレギュレータという。
いて、出力電圧値をVout、入力電圧値をVin、トラン
ジスタTr1がオンの時間をTon、トランジスタTr1
がオフの時間をToffとすると、
側コイルの巻き数と二次側コイルの巻き数とが同じであ
ると仮定している。この式を変形すると、
をTと置き換えれば、
ながら、トランジスタTr1のオン時間を制御すること
によって、入力電流を調節することができる。また、電
源装置の出力端に接続される負荷の容量が変動した場合
であっても、出力電圧Voutを監視してトランジスタT
r1のオン時間を制御するフィードバック制御により、
Voutを一定に保つことが可能である。
別の一例を示したものである。なお、以下、図中同一の
符号が付されているものは、同一の機構を示すものとす
る。
流部30とを別々に備える替わりに、両者が一体となっ
た電圧変換整流部80を備えている点が、RCC型スイ
ッチングレギュレータと異なる。
1がオンのときに、入力電流がトランスT1の一次側コ
イルに流れる。これと同時に、出力電流がトランスT1
の二次側コイルにも流れる。このような回路を、FOR
WARD型のスイッチングレギュレータという。
回路として動作する。トランスT1は電圧変換回路とし
ては動作しない。このため、トランスT1とは別に、電
圧変換用のチョークコイルL2とフライホイールダイオ
ードD0を必要とする。図7の回路では、
入力端から出力端に流れる。また、L2に流れる電流
は、Tr1がオフの間はD1を通して供給される。従っ
て、この電源回路への平均入力電流Iinは、出力電流I
outとTr1のオン時間との積に等しくなる。したがっ
て、
ては、トランジスタTr1のオン時間を制御することに
より対応できる。また、電源装置の出力端に接続される
負荷容量が変動した場合であっても、出力電圧Voutを
監視してトランジスタTr1のオン時間を制御するフィ
ードバック制御により、Voutを一定に保つことが可能
である。
いて出力電力を監視する、センス回路70と制御回路6
0との詳細を示した図である。
と二つの誤差増幅器ERA11、ERA12、及び基準
電圧源e11、e12とで構成される。
M比較器62、及びドライブ回路63とで構成される。
めの基準電圧である。基準電圧源e12は出力電圧値を
決めるための基準電圧である。電圧増幅器AMP11
は、センス抵抗R0を流れる電流によって生じる電圧降
下を測定する。電圧増幅器AMP11は、センス抵抗R
0を流れる電流値に比例する電圧を出力する。誤差増幅
器ERA11は、電圧増幅器AMP11の出力電圧値と
基準電圧値e11とを比較する。誤差増幅器ERA11
は、センス抵抗R0を流れる電流が多ければ低レベルを
出力し、センス抵抗R0を流れる電流が少なければ高レ
ベルを出力する。
置の出力電圧値と基準電圧値e12とを比較する。誤差
増幅器ERA11は、電源装置の出力電圧値が高ければ
低レベルを出力し、電源装置の出力電圧値が低ければ高
レベルを出力する。
数の非反転入力とを持つ電圧比較器である。PWM比較
器62は、複数の非反転入力中の最低電圧値と、反転入
力の電圧値とを比較する。PWM比較器62は、反転入
力の電圧値の方が低いときに出力を出す。つまり、図の
PWM比較器62は、入力電圧値に応じて出力パルスの
オン時間を制御する電圧パルス幅変換器である。PWM
比較器62の反転入力には、三角波発振器61からの出
力信号が入力される。非反転入力には誤差増幅器ERA
11からの出力とERA12からの出力とが入力され
る。
が、誤差増幅器ERA11の出力電圧値よりも低くかつ
誤差増幅器ERA12の出力電圧値よりも低い期間、P
WM比較器62からの出力がドライブ回路63に入力さ
れる。この入力によりドライブ回路63が駆動され、電
源装置のスイッチング用のトランジスタTr1が駆動さ
れる。また、三角波発振器61からの三角波の電圧値が
誤差増幅器ERA11の出力電圧値より高いか、あるい
は三角波発振器61からの三角波の電圧値が誤差増幅器
ERA12の出力電圧値一方より高い期間は、PWM比
較器62からドライブ回路63への出力がなくなる。こ
れにより、ドライブ回路63の駆動が停止する。電源装
置のスイッチング用のトランジスタTr1がオフとな
る。
される電源装置の出力電圧値に応じて、スイッチング用
のトランジスタTr1を継断させる。電源制御回路は、
以上のような構成で電源装置の出力電圧及び出力電流の
制御を行う。
電流を監視するセンス回路70からの出力を、直接制御
回路60のPWM回路62に入力する構成となってい
る。しかし、センス回路70と制御回路60との間で電
気的な分離が必要であれば、PWM回路62の入力端の
各々にフォトカプラを接続する。センス回路60の出力
を、このフォトカプラを経由して入力することで、回路
の電気的な分離(アイソレーション)が可能となる。
が、誤差増幅器ERA11とERA12との出力のう
ち、電圧値の低い方を選択している。しかし、センス回
路60で、誤差増幅器ERA11とERA12との出力
電圧を合成し、低い方の電圧値のみを送出することとし
ても差し支えない。
ここで示した回路は、誤差増幅器ERA11とERA1
2との出力のうち、低い方の電圧値を送出するためのア
ナログ回路である。
Tr11のベース電位が高くなり、ベース電流が減る。
したがって、Tr11のコレクタ抵抗は大きくなる。T
r11のコレクタには定電流源iから定電流が供給され
ている。このため、Tr11のコレクタ抵抗が大きくな
るのに比例してTr11のコレクタ電圧は高くなる。
Tr11のベース電位が低くなる。このため、ベース電
流が増加するのでTr11のコレクタ抵抗は小さくな
る。Tr11のコレクタには定電流源iから定電流が供
給されているから、Tr11のコレクタ抵抗が小さくな
るのに比例してTr11のコレクタ電圧は低くなる。
くなるとTr12のベース電位が高くなる。これによ
り、ベース電流が減るのでTr12のコレクタ抵抗は大
きくなる。Tr12のコレクタには定電流源iから定電
流が供給されている。したがって、Tr12のコレクタ
抵抗が大きくなるのに比例してTr12のコレクタ電圧
は高くなる。
Tr12のベース電位が低くなる。そうすると、ベース
電流が増加するのでTr12のコレクタ抵抗は小さくな
る。Tr12のコレクタには定電流源iから定電流が供
給されているのでTr12のコレクタ抵抗が小さくなる
のに比例してTr12のコレクタ電圧は低くなる。
電流源iに接続されている。このため、Tr11とTr
12とのコレクタ電圧は、低い方の電圧に固定される。
従って、誤差増幅器ERA11の出力電圧、あるいは誤
差増幅器ERA12の出力電圧のうち、低い方の電圧が
Tr11とTr12とのコレクタ電圧として出力され
る。
装置の出力特性を示した図である。
Aである。出力電圧16Vはセンス回路60の基準電圧
e12によって調整される。出力電流3.5Aはセンス
回路60の基準電圧e11によって調整される。
3.5A以上の出力電流を要求する過負荷状態になった
場合を仮定する。そのような場合であっても、アダプタ
の定格出力は16V/3.5Aであるから、理想的に
は、このアダプタの出力電流は3.5Aを越えてはなら
ない。
電圧との関係を示した図である。電源装置の電圧変換効
率を80%と仮定する。図は、定格出力3.5Aを出力
しているときの入力電流値と入力電圧値とを示してい
る。車のバッテリ電圧が12V以上あるときは、入力電
流は6.0A以下である。しかし、車のバッテリ電圧が
9V迄低下すると入力電流は8.0Aとなる。
アダプタとして車のバッテリに接続する場合、車のシガ
ーライタ端子等に接続するのが一般的である。車のシガ
ーライタのコンセント回路には、バッテリの短絡保護を
目的として10A程度のヒューズが挿入されている。一
般に、ヒューズは定格で使用した場合、ほぼ2時間で溶
断することが知られている。ヒューズの溶断を避けるた
めには、ヒューズに流れる電流を、定格電流の80%以
下にしなければならないとされている。したがって、図
10で仮定したヒューズを使用する場合、このヒューズ
の溶断を防ぐためには、シガーライタのコンセントから
取り出す電流を8A以下に抑える必要がある。
も、内部回路の短絡による車のヒューズ溶断を避けるた
めに、内部に保護ヒューズを入れる必要がある。つま
り、CARバッテリ・アダプタの内部回路の短絡等が発
生しても、車のヒューズよりも先にCARバッテリ・ア
ダプタ内部のヒューズを溶断させる必要がある。このた
めの条件を考えると、CARバッテリ・アダプタ内ヒュ
ーズの容量は8A程度とする必要があるということにな
る。
格容量で電流を流し続けると、一般的には約2時間程度
で溶断する。そうすると、CARバッテリ・アダプタを
連続運転させた状態でCARバッテリ・アダプタ内のヒ
ューズが溶断させないようにするためには、CARバッ
テリ・アダプタの入力電流を6Aに制限する必要があ
る。
場合や充電不足である場合は、バッテリの出力電圧は9
V程度まで低下することがある。9V程度の電圧値はエ
ンジン始動に要求されるバッテリ出力電圧値の限界値に
近い値である。
も乏しい場合を考えると、CARバッテリ・アダプタに
入力される入力電力は9V/6A(6A×9V=54
W)となる。CARバッテリ・アダプタの変換効率を一
般的な80%と仮定すれば、CARバッテリ・アダプタ
からの出力電力は54W×0.8=43.2Wとなる。
近年は、電子機器の消費電力が上昇している。例えば携
帯移動端末等では最大70Wの入力を要求するものも存
在する。したがって、43W程度の電力しか出力できな
いCARバッテリ・アダプタは容量不足である。このよ
うなCARバッテリ・アダプタ(電源装置)を使用し
て、近年の形態移動端末等を使用することを考えると、
CARバッテリ・アダプタ(電源装置)への入力電圧が
低い場合には、出力端に接続される携帯端末などの負荷
の要求する電力が、電源装置の許容範囲を超えることと
なる。この結果、電源装置への入力電流は増加し、外部
電源である車のシガーライタのコンセント回路に備えら
れたヒューズの溶断が誘発されることとなってしまう。
示して述べたが、入力電力が不安定な環境では、CAR
バッテリ・アダプタに限らず、入力電流超過による電気
回路の損傷の発生が問題となる。
な問題を解決するために、従来の電源制御回路の構成に
加えて、新たに電源装置への入力電力値を監視する構成
を追加することとした。これにより、本願発明に係る電
源制御回路では、入力電圧の変動にかかわわらず、入力
電流を常に一定値以下に保つ制御が可能となる。このた
め、本願発明に係る電源制御回路を備えた電源装置で
は、外部電源に過電流を出力させる事態を防止すること
ができる。
源からの入力電圧が正常のときは定格電力を出力する。
しかし、外部電源の出力電圧が低いときは電源装置から
出力する電力を減らす。このため、本願発明に係る電源
装置は、外部電源からの過大な電流の入力を抑えること
が可能となる。
一定時間定格電力を出力した後、外部電源からの入力電
圧値が低いときは出力電力を下げることを指示する。こ
のため、本願発明に係る電源制御回路を備えた電源装置
は、外部電源からの過大な電流の入力を抑えることがで
きる。
たな負荷が接続された場合でも、外部電力を効率よく使
用することができる。
に基づいて詳細に説明する。
たものである。本願発明の電源装置の回路は、電圧変換
部25の構成が従来のものと異なる。本願発明の電源装
置では、従来の電源装置の回路に加えて、更に入力電流
値を測定するための電流センス抵抗R1が追加されてい
る。センス抵抗R1の両端は、制御回路65に接続され
ている。図6と同一の記号で表わされているものは同一
の動作をするものであるため、説明は省略する。
路70と、電圧変換部25の制御回路65との詳細を示
したものである。図2のセンス回路70の部分は、従来
のものと同様であるため説明は省略する。
力電流値を決定するための基準電圧である。AMP21
は電流センス抵抗R1を流れる電流によって生じる電圧
降下を測定する。AMP21は、センス抵抗R1を流れ
る電流値に比例する電圧を出力する。ERA21は電圧
増幅器AMP11の出力電圧値と基準電圧値e21とを
比較する。センス抵抗R1を流れる電流が大きければ誤
差増幅器ERA21は低レベルを出力する。センス抵抗
R1を流れる電流が小さければ誤差増幅器ERA21は
高レベルを出力する。
非反転入力に加えられている。したがって、三角波発振
器66から出力される三角波の電圧値が、誤差増幅器E
RA21の出力電圧値とセンス回路70からの出力電圧
値とのいずれか低い方よりも低い期間に、ドライブ回路
68を駆動する。これにより、スイッチング用のトラン
ジスタTr1がオンとなる。また、三角波発振器からの
三角波の電圧値が、センス回路70の出力電圧値又は誤
差増幅器ERA21の出力電圧値のいずれか一方よりも
高い期間に、ドライブ回路68を駆動する。これによ
り、スイッチング用のトランジスタTr1がオフにな
る。
流の様子は図12に示したようになる。図で示すよう
に、本願発明の電源装置においては、電源装置への入力
電圧が低下しても、出力電流値が一定値以上になること
がない。したがって、本願発明に係る電源装置は、過電
流による回路の破損を防止することができる。
置の出力を図13に示す。図で示すように、本願発明に
係る電源装置は、入力電圧値が高く入力電流値が規定値
以下であるときには、定格の電圧及び電流の出力を可能
とする。しかし、電源装置への入力電圧値が低く入力電
流値が規定値以上になると出力電流を低下させる。
れる負荷が要求する電力を十分に供給できないように見
えるため、意味のない制御のようも感じられる。しか
し、出力端に接続される負荷が、常に定格電力を要求す
る訳ではない。また、要求された電力を十分に供給しな
かったからといって、必ずしも動作に支障を生じさせる
とも限らない。更に、後述するように、本願発明者が新
たに解析したヒューズ特性に基づき、外部電源からの入
力電力を2段階に切り替える電源制御回路、及び電源装
置を実現するためには欠かせない制御となる。
を用いることで、抵抗R1を流れる電流によって生じる
電圧降下を測定して出力を制御するものであった。図3
に示す回路は、これに代わって、入力電圧値を測定して
出力を制御する構成を示した図である。
抗R1と電圧増幅器AMP21の代わりに、入力電圧測
定用の電圧分割抵抗R21とR22とが備えられてい
る。電圧分割抵抗R21の出力は誤差増幅器ERA12
1に入力さる。これにより、電圧分割抵抗R21の出力
が基準電圧値e21と比較される。誤差増幅器ERA1
21からは電圧分割抵抗R21の出力電圧値に応じた電
圧が出力される。
によって測定される入力電圧値が高ければ、誤差増幅器
ERA121は高レベルを出力する。電圧分割抵抗セン
ス抵抗R21とR22とによって測定される入力電圧値
が低ければ、誤差増幅器ERA121は低レベルを出力
する。
7の非反転入力に加えられている。このため、三角波発
振器169からの三角波の電圧値が、センス回路70か
らの出力電圧値よりも低く、かつ誤差増幅器ERA12
1からの出力電圧値よりも低い期間、ドライブ回路16
8が駆動される。これにより、スイッチング用のトラン
ジスタTr1がオンとなる。また、三角波発振器169
からの三角波の電圧値がセンス回路70からの出力電圧
値よりも高い期間、又は三角波の電圧値が誤差増幅器E
RA121の出力電圧値よりも高い期間に、ドライブ回
路168の駆動が停止される。これにより、スイッチン
グ用のトランジスタTr1がオフになる。
に、本願発明者が計測したヒューズの特性について説明
する。
格電流で使用した場合には、ほぼ2時間で溶断すること
が知られている。そして、慣習的に、ヒューズには定格
の80%を超える電流が流れないような設計をするもの
となっていた。しかし、本願発明者がヒューズの特性を
詳細に調査した結果、今回始めて、次のような計測結果
を得ることができた。
て、8Aの電流を54分間連続で流す。その後、このヒ
ューズに対して、6Aの電流を6分間流す。このような
制御を繰り返すと、1000時間の連続動作でもヒュー
ズが溶断することは無かった。また、ヒューズ自身の抵
抗値にも変化が見られなかった。
続動作時間を90%以内にし、定格容量の80%以下で
の動作時間を10%以上にすることで、半永久的に溶断
を防ぐ事ができる、とうものである。
した制御回路は、以上の結果を踏まえて、本願が開示す
る更なる発明である。この回路を備えた電源装置でも、
バッテリからの入力電流が8Aを超えないようにするた
めに8Aのヒューズを備える。しかし、使用時間の90
%の時間は、8Aの電流を流すことができるので、この
間72Wの出力を確保できることとなる。このため、本
願発明に係る電源装置は、今後登場するであろう消費電
力の大きな携帯情報端末など、幅広く多種の電子機器の
接続を可能とする。
増幅器ERA21、PWM比較器等67は、図2に記載
した回路と同一のものであり、同一の動作をする。
為の誤差増幅器ERA21の基準電圧値は一種類であっ
た。しかし、図14に示す回路では、スイッチ回路SW
31を介して、e31及びe32の二種類を切り換える
構成になっている。このため、電源装置に入力される電
流値は2つの値のいずれかに維持することが可能であ
る。
の電圧値は入力電圧を6Aに保つ値であり、e32の電
圧値は入力電圧を8Aに保つ値である。
抗R1に流れる電流が、第一の基準電圧値e31に対応
する値以上であることを検出する。電圧比較器COMP
31は、入力電流値が第一の基準電圧値に対応する値以
上であるとき高レベルを出力する。電圧比較器COMP
31は、入力電流値が第一の基準電圧値に対応する値以
下であるとき低レベルを出力する。FET31は、電圧
比較器COMP31の出力により、継断が制御されるス
イッチ回路である。iはコンデンサC31を充電するた
めの定電流源である。抵抗R33は,コンデンサC31
に蓄えられた電荷を放電させるための放電用抵抗器であ
る。電圧比較器COMP32は、コンデンサC31の電
圧値を基準電圧値e33と比較する。電圧比較器COM
P32は、C31の電圧値が基準電圧値e33より高い
ときに高レベルを出力する。電圧比較器COMP32か
らの出力は、SW31を介して誤差増幅器ERA31に
対し、基準電圧値e31を選択させる。C31の電圧値
が基準電圧値e33より低いときには、電圧比較器CO
MP22は低レベルを出力する。電圧比較器COMP3
2からの出力は、SW31を介して、誤差増幅器ERA
31に基準電圧値e32を選択させる。
電流値が第一の基準電圧値e31に対応する値以下の場
合は、電圧比較器COMP31が低レベルを出力し続け
る。このため、コンデンサC31の電圧値は低く保たれ
る。したがって、電圧比較器COMP32も低レベルを
出力し続ける。結局、誤差増幅器ERA31の基準電圧
値は、第二の基準電圧値e32に設定される。電源装置
へ入力電流は、第二の基準電圧値に対応する電流値まで
許可される。
準電圧値e31に対応する電流値以上になると電圧比較
器COMP31は高レベルを出力する。電圧比較器CO
MP31の出力は、FET31をオンにしてコンデンサ
C31の充電を行う。コンデンサC31の充電は、電源
装置の入力電流値が第一の基準値に対応する電流値以上
の場合にのみ行われる。電源装置の入力電流値が第一の
基準値に対応する電流値以下の時は、コンデンサC31
の充電は行われない。
装置の入力電流値が第一の基準電圧値に対応する電流値
以上であった時間に比例して上昇する。電圧比較器CO
MP32は、コンデンサC31の電圧値と基準電圧値e
33とを比較している。このため、電源装置への入力電
流値が第一の基準電圧値に対応する電流値以上であった
時間の総和が、基準電圧値e33で指定される時間以上
になると、電圧比較器COMP32は高レベルを出力す
る。電圧比較器COMP32の出力は、誤差増幅器ER
A31の基準電圧値を、第一の基準電圧値e31に設定
する。誤差増幅器ERA31の基準電圧値が第一の基準
電圧値に変更されることで、CARアダプタの入力電流
が第一の基準電圧値に対応する電流値以下に制限され
る。
33より高い間は、電圧比較器COMP32は高レベル
を出力し続ける。しかし、出力コンデンサC31の電圧
値は放電用抵抗器R33を介して放電される。このた
め、コンデンサC31の容量と放電用抵抗器R33の値
によって決定される一定の時間後には、コンデンサC3
1の電圧値が基準電圧値e33より低くなる。電圧比較
器COMP32は低レベルを出力して、誤差増幅器ER
A31の基準電圧値を第二の基準電圧値e32に設定す
る。
御回路は2つの電流値を選択的に使用するものとした。
しかし、現実には、電流値を、この二つの値の間で連続
的に変化させることとしてもよい。この場合には、電流
値と経過時間との関係をより詳細に設定する必要があ
る。そのような回路は、公知の回路を本願発明に組み合
わせることにより、容易に構成することが可能である。
いずれにしても、ヒューズに定格容量の電流が連続して
流れる時間を最大でも108分(二時間の90%)以内
とし、また、二時間の間の残り12分間は、ヒューズに
流れる電流を定格容量の80%にすればよい。理想的に
は、ヒューズに定格容量の電流が連続して流れる時間を
54分(一時間の90%)以内とし、一時間の間の残り
6分間は、ヒューズに流れる電流を定格容量の80%に
することが望ましい。
力値を想定して電源装置を設計したとしても、外部電源
と電源装置との間に、別の負荷が接続される場合も考え
られる。図15は、電源装置が内蔵された電子装置に、
外部電源が接続されている状態を示す構成図である。図
では、外部電源100と電子装置110との間に、新た
な負荷として、ドッキング・ステーション130が接続
されている。
た電力は、電子機器110の電源として供給される。更
に、電子機器110内部に二次電池111があるときは
二次電池111の充電電力としても提供される。電子機
器110に供給された電力は、電圧変換回路112によ
り、装置が必要とする電圧値に変換される。
電力供給が断たれた場合に、電子機器110に電力を供
給するための内蔵電池である。電源装置150は電子機
器に内蔵される二次電池111を充電するための電力を
提供する。マイコン113は、二次電池111の充電を
行う際に、充電開始や充電完了の検出を行う。マイコン
113は、充電器からの電力供給の継断制御等、電源周
りの制御を行う。
ら電力が供給されていること検出する。COMP101
は、電圧分割抵抗R103とR104とにより測定され
る電圧値が、基準電圧値e1より高いときに、高レベル
をマイコンに送出する。AMP101は、電源装置15
0から二次電池111に供給される電流値を測定する。
ダイオードD101は二次電池111の電力が外部回路
に漏洩するのを防止する。ダイオードD102は外部電
源から電力が供給されている場合に、外部電源からの電
力が二次電池111に直接印可されるのを防止する。
又は定電圧定電流を作成するDC−DCコンバータであ
る。電源装置150は、外部電源からの入力電流値を測
定するためのセンス抵抗R101、二次電池111の充
電電流値を測定するためのセンス抵抗R102、メイン
スイッチトランジスタFET101、チョークコイルL
101、フライホイールダイオードD103、平滑用コ
ンデンサC101と制御回路とから構成される。なお、
電源装置150の詳細な動作は、前述したものと同様で
あるので、詳細は省略する。
機器110の機能を拡張するための機器である。ドッキ
ング・ステーション130は、電子機器110と接続す
ることで電子機器の機能を拡張することができる。
性を重視する。このため、ノートパソコンの基本部は、
極力軽量化して必要最小限の機能に押さえる必要があ
る。そこで、ノートパソコン本体には携帯時には使用で
きないLANとの接続機構や、使用頻度の低いCDドラ
イブやDVDドライブといった機器は搭載しない。一
方、ノートパソコンであっても、机上で使用するときに
はできる限り高機能である方が便利である。したがっ
て、ドッキング・ステーションに高機能を備えるここと
している。ノートパソコンをドッキング・ステーション
に接続することで、拡張機器が使用できる。
機器110とドッキング・ステーション130との両方
に電力を供給する。電子機器110側で二次電池111
の充電を行うと、電源装置150は、設計時に規定され
た最大電流を外部電源100から引き出そうとする。し
かし、外部電源100の電力は、ドッキング・ステーシ
ョン130にも供給される。このために、外部電源10
0は過負荷状態とに陥る。外部電源100の出力遮断が
生じる。
30用の外部電源100は、電子機器110の消費電力
に、ドッキング・ステーション130で使用する最大電
流を加えた容量のものを使用しなければならない。
・ステーション130の負荷電流が動作状況に応じて減
少したとしても、余分な電力を電子機器110側の二次
電池の充電電力として使用することは出来ない。
部電源の出力電圧値を監視することで、外部電源の出力
電圧を一定に保ち、充電電流を制御する充電制御回路
(動的充電制御:特願平10−286586)がある。
しかし、この回路では、外部電源100の出力電力値が
理論値に則っていない場合には、期待通りの結果を得る
ことができない。
に、新たな負荷が接続された場合における、本願発明の
第二の実施例を示した回路図である。
来の回路と比較して、マイコン213から制御部215
に対する入力電流値通知線及び入力電力値通知線が新た
に追加されている。制御部215からマイコン213に
対する入力電流値通知線及びMASK信号線も新たに追
加されている。これらの信号の内容や扱いについては後
述する。
であるマイコン213は、電源装置250と接続されて
いる。マイコン213は、電源装置250からのMAS
K1信号とMASK2信号及び、電源装置250への入
力電流値を知る事ができる。
ある。制御部215には、センス抵抗R201を流れる
電流値の上限設定用の基準電圧源e211、外部電源が
過負荷で電圧垂下或いは電圧低下するときの監視電圧用
基準電圧源e221である。
に入力される外部電源100の電圧値を測定するための
分圧抵抗である。e212は、電源装置250の入力電
圧値を比較するための基準電圧である。ERA212
は、分割抵抗R211及びR212により得られる電源
装置250の入力電圧値と基準電圧値e212との差を
増幅してPWM比較器に出力する。電源装置250の入
力電圧値が低くなると基準電圧値e212との差が小さ
くなる。すると、誤差増幅器ERA12は低レベルを出
力し、充電電力を少なくする。これにより、外部電源1
00の負荷が減る。電源装置250の入力電圧値が高く
なるとなると基準電圧値e212との差が大きくなる。
すると誤差増幅器ERA212は高レベルを出力する。
100の出力電流値を測定する電流測定用誤差増幅器E
RA211の出力電圧値と基準電圧値e31とを比較す
るための回路である。基準電圧値e231は、三角波発
信回路220の出力電圧値の最大値と同じ電圧値であ
る。同様に、電圧比較器COMP202は、外部電源1
00の出力電圧値を測定する電圧測定用誤差増幅器ER
A12の出力電圧値と基準電圧値e231とを比較する
ための回路である。
2との出力信号は、論理和回路OR201により論理和
される。MASK1信号は、電圧比較器COMP201
が高レベルを出力しているとき又は、電圧比較器COM
P202が高レベルを出力しているときに、高レベルと
なる。MASK1信号は、電圧比較器COMP201と
電圧比較器COMP202との両方が低レベルを出力し
ているときには低レベルとなる。
流測定用誤差増幅器ERA211の出力は、制御部21
5の外部に出力される。このため、マイコン213が外
部電源の出力電流値を読み出すことができる。
反転入力と複数の非反転入力を持つ電圧比較器である。
PWM比較器は、複数の非反転入力の中で最低の電圧値
と反転入力の電圧値とを比較する。PWM比較器は、反
転入力の電圧値が低いときに出力を行い、入力電圧値に
応じて電源装置の出力のオン時間を制御する電圧パルス
幅変換器である。
の出力が入力される。PWM比較器の非反転入力には誤
差増幅器ERA221とERA222とERA11とE
RA12とからの出力が入力される。したがって、三角
波発信器220からの三角波の電圧値が、誤差増幅器E
RA221の出力電圧値、誤差増幅器ERA222の出
力電圧値、誤差増幅器ERA211の出力電圧値、誤差
増幅器ERA212の出力電圧値、のいずれかの電圧値
よりも低い期間中ドライブ回路240を駆動させる。ド
ライブ回路240は、メイン・スイッチング用のFET
1を駆動する。また、三角波発振器220からの三角波
の電圧値が、誤差増幅器ERA221の出力電圧値、誤
差増幅器ERA222の出力電圧値、誤差増幅器ERA
211の出力電圧値、誤差増幅器ERA212の出力電
圧値、のいずれかの電圧値よりも高い期間中ドライブ回
路240の駆動を停止する。ドライブ回路240は、メ
イン・スイッチ用のFET1をオフさせる。
って測定される。測定された入力電圧値は、誤差増幅器
ERA222により増幅されてPWM比較器へ入力され
る。PWM比較器には三角波発振器220から三角波が
加えられている。誤差増幅器ERA222の出力電圧値
が大きくなると、PWM比較器の出力パルス幅も大きく
なる。誤差増幅器ERA212の出力電圧値が小さくな
ると、PWM比較器の出力パルス幅も小さくなる。従っ
て、入力電圧値が低くなると基準電圧値e222との差
が小さくなる。誤差増幅器ERA222の出力電圧も低
くなる。このためPWM比較器の出力パルス幅が広くな
る。入力電圧値が高くなると基準電圧値e222との差
が大きくなる。誤差増幅器ERA222の出力電圧も高
くなる。このためPWM比較器の出力パルス幅は狭くな
る。
は、メイン・スイッチング用FET1のオン/オフ比(T
onとToffの比)を制御することにより、出力電圧を制御
することが可能となる。その様子を示したグラフのが、
図16である。
の図では、誤差増幅器ERA221の出力電圧値は、常
に誤差増幅器ERA222の出力電圧値より低い値とな
っている。したがって、PWM比較器の出力を考える場
合は、誤差増幅器ERA222の出力電圧値と三角波の
電圧値との関係を考慮すればよい。結局、PWM比較器
は、誤差増幅器ERA222の出力電圧値が、三角波の
電圧値よりも高い場合にONとなり、それ以外の場合に
はOFFとなっている。このように、PWM比較器は、
出力時間を調整することにより出力電圧を調整する。
流値を測定するセンス抵抗R101には、電子機器の負
荷側で消費する電流と電源装置の消費する電流との合計
の電流が流れる。センス抵抗R101を流れる電流によ
り生じる電圧降下を、増幅器AMP211により電圧に
変換する。電圧値は、誤差増幅器ERA211により増
幅されてPWM比較器へと入力される。PWM比較器に
は、三角波発振器より三角波が加えられており、誤差増
幅器ERA211の出力電圧値が大きくなるとPWM比
較器の出力パルス幅も大きくなる。誤差増幅器ERA2
11の出力電圧値が小さくなるとPWM比較器の出力パ
ルス幅も小さくなる。従って、電子機器の負荷側で消費
する電流と充電器で消費する電流との合計の入力電流が
少ないと、センス抵抗R101の両端の電位差が小さく
なる。すると、センス抵抗R101の両端の電位差と基
準電圧値e11との差が大きくなる。誤差増幅器ERA
211の出力電圧は高くなる。このため、PWM比較器
の出力パルス幅が広くなる。
で消費する電流と合計の入力電流が大きくなると、セン
ス抵抗R101による電圧降下が大きくなる。すると、
センス抵抗R101により生じる電圧降下と基準電圧値
e211との差が小さくなる。誤差増幅器ERA211
の出力電圧は低くなる。PWM比較器の出力パルス幅は
狭くなる。
置では、メイン・スイッチング用FET1のオン/オフ
比(TonとToffの比)を制御することにより、出力電流を
制御することが可能となる。その様子を示したのが、図
17である。
いては、電子機器の負荷が軽いか或いは外部電源の出力
が充分に大きく余力があり二次電池への充電電力が十分
であるとき、PWM比較器は充電器の出力を制御する誤
差増幅器ERA221の出力電圧値か誤差増幅器ERA
222の出力電圧値かのいずれかにより制御される。外
部電源の入力をセンスする誤差増幅器ERA211の出
力電圧値及び誤差増幅器ERA212の出力電圧値は制
御に関与しない。
電圧値及び誤差増幅器ERA212の出力電圧値は三角
波の電圧値の最大値より大きくなり、電圧比較器COM
P201及びCOMP202は両方とも低レベルを出力
する。このため、MASK1及びMASK2信号は低レ
ベルのままであるので、外部電源の出力に余力があるこ
とを示す。
費電流値を測定するセンス抵抗R101に流れる電流が
増加し、予め設定されている電流値(基準電圧源e21
1で設定される値)に到達すると、センス抵抗R101
により生じる電圧降下が大きくなる。センス抵抗R10
1により生じる電圧降下と基準電圧値e211との差は
小さくなる。誤差増幅器ERA211の出力電圧は低く
なる。誤差増幅器ERA211の出力電圧が低くなると
PWM比較器の出力パルス幅が狭くなる。このような状
態になると、誤差増幅器ERA211の出力電圧値は基
準電圧値e231より低くなる。その結果、電圧比較器
COMP201の出力は高レベルとなる。論理和回路2
01は高レベルを出力する。一方、外部電源の出力電圧
は低下していないので、電源装置の出力の制御に関与し
ない。誤差増幅器ERA212の出力電圧値は高く、三
角波の電圧値の最大値より大きい。このためCOMP2
02は低レベルを出力する。その結果、MASK1信号
が高レベルとなる。MASK2信号は低レベルのままで
ある。したがって、外部電源の出力電流の制限により、
二次電池の充電電流が制限されていることを示す。
ンに接続された状態で同一の外部電源が接続される場合
を説明する。外部電源の負荷はドッキング・ステーショ
ンの消費電力、電子機器の消費電力及び二次電池の消費
電力の合計電力となる。この状態で電子機器側の消費電
力が増加していくと、電子機器側の消費電流値を測定す
るセンス抵抗R101に流れる電流も増加していく。し
かし、ドッキング・ステーション側の負荷電流はセンス
抵抗R101には流れない。
流値が予め設定されている電流値(基準電圧源e211
で設定される値)に到達する以前に外部電源の容量以上
になることがある。外部電源は過負荷状態となる。外部
電源は過負荷状態となると出力電圧が低下するので、誤
差増幅器ERA212の出力電圧が低くなる、PWM比
較器の出力パルス幅は狭くなる。誤差増幅器ERA21
2の出力電圧値によりPWM比較器の制御が行われる状
態では、誤差増幅器ERA212の出力電圧値は基準電
圧値e231より低くなる。その結果、電圧比較器CO
MP202の出力は高レベルとなる。しかし、センス抵
抗R101に流れる電流値は予め設定されている電流値
に達していない。誤差増幅器ERA211の出力電圧値
は基準電圧値e231よりも高いままである。電圧比較
器COMP201の出力は低レベルを出力する。従っ
て、MASK1信号は低レベルのままであるが、MAS
K2信号は高レベルとなる。この状態は、外部電源の出
力電庄の制限により、二次電池の充電電流が制限されて
いることを示す。
ないように充電器の出力電圧を制御することできる。電
源制御回路は、外部電源の容量に応じて動的に充電電流
を制御できる。
量の制限で二次電池の充電電流が制限されていることは
MASK1信号とMASK2信号とにより知ることがで
きる。更に、外部電源の出力容量の制限が、出力電流に
よる制限なのか出力電圧による制限なのかも識別可能で
ある。
R101を流れるので電圧増幅器AMP211の出力か
ら知ることができる。センス抵抗R101を流れる電流
値の上限値設定は、基準電圧源e211で設定できる。
更に、電子機器に内蔵する二次電池の充電電流の上限値
も基準電圧源e212で設定できる。外部電源が過負荷
で電圧垂下或いは電圧低下するときの監視電圧値も基準
電圧源e221で設定できる。 (付記1)電源装置に入力される電力値を監視する入力電
力監視手段と、電源装置から出力される電力値を監視す
る出力電力監視手段と、電源装置から出力される電力値
を変更する出力電力変更手段と、に接続される電源制御
回路であって、前記入力電力監視手段から通知される入
力電力値に応じて電源装置の出力電力値を決定する出力
電力決定部と、前記出力電力変更手段に対して出力電力
値を指示することにより、前記出力電力監視手段から通
知される出力電力値と前記決定された出力電力値とを同
一に維持する電力調整部と、を有する制御部を備える電
源制御回路(請求項1)。
圧値を使用することを特徴とする付記1記載の電源制御
回路。
流値を使用することを特徴とする付記1記載の電源制御
回路。
て、前記出力電力決定部は、入力電流値が第一の値にな
る第一の出力電力値と、入力電流値が該第一の値よりも
小さい第二の値となる第二の出力電力値と、の間のいず
れかを出力電圧値として決定すること、を特徴とする電
源制御回路(請求項2)。
て、前記出力電力決定部は、入力電流値が第一の値にな
る第一の出力電力値と、入力電流値が該第一の値よりも
小さい第二の値となる第二の出力電力値と、のいずれか
一方を出力電圧値として決定すること、を特徴とする電
源制御回路。
て、更に、第一の時間が経過することを計測する第一の
タイマと、前記第一のタイマが第一の時間を計測した後
に、第二の時間が経過することを計測する第二のタイマ
と、前記第一のタイマが第一の時間経過を計測している
間、前記出力電力決定部に対して出力電力値を前記第一
の出力電力値とすることを指示し、前記第二のタイマが
第二の時間経過を計測している間、前記出力電力決定部
に対して出力電力値を前記第二の出力電力値とすること
を指示する出力電力切替手段と、を備えたことを特徴と
する電源制御回路(請求項3)。
の時間の割合は0.9以下であり、前記第一の時間は2
時間を超えず、前記第二の出力電力値は前記第一の出力
電力値の0.8以下であること、を特徴とする付記6記
載の電源制御回路(請求項4)。
電力監視手段と、出力される電力値を監視する出力電力
監視手段と、出力される電力値を変更する出力電力変更
手段と、前記入力電力監視手段から通知される入力電力
値に応じて出力電力値を決定する出力電力決定部と、前
記出力電力変更手段に対して出力電力値を指示すること
により、前記出力電力監視手段から通知される出力電力
値と前記決定された出力電力値とを同一に維持する電力
調整部と、を備えること電源装置(請求項5)。
圧値を使用することを特徴とする付記8記載の電源装
置。
電流値を使用することを特徴とする付記8記載の電源装
置。
て、前記出力電力決定部は、入力電流値が第一の値にな
る第一の出力電力値と、入力電流値が該第一の値よりも
小さい第二の値となる第二の出力電力値と、の間のいず
れかを出力電圧値として決定すること、を特徴とする電
源装置。
て、前記出力電力決定部は、入力電流値が第一の値にな
る第一の出力電力値と、入力電流値が該第一の値よりも
小さい第二の値となる第二の出力電力値と、のいずれか
一方を出力電圧値として決定すること、を特徴とする電
源装置。
て、更に、第一の時間が経過する毎に前記出力電力決定
部に対して出力電力値を前記第一の出力電力値とするこ
とを指示し、前記第一の出力電力値を指示した後に前記
第一の時間よりも短い第二の時間が経過したときに前記
出力電力決定部に対して出力電力値を前記第二の出力電
力値とすることを指示する出力電力切替手段を備えたこ
と、を特徴とする電源装置。
力を電子機器の定格入力電力に変換する電源装置の制御
方法であって、電源装置が、入力電流値が第一の値にな
る出力電力値の出力を開始した後の時間を計測し、前記
計測した時間が第一の時間を経過した後に、電源装置の
出力電力値を入力電流値が前記第一の値よりも小さい第
二の値になるように変更するとともにその後の時間を計
測し、前記計測した時間が第二の時間を経過した後に、
電源装置の出力電力値を入力電流値が前記第一の値にな
る出力電力値に変更すること、を特徴とする電源装置の
制御方法(請求項6)。
って、前記制御部は、更に、出力電力値が所定値を満た
していない場合に、その要因が入力電圧にあるのか入力
電流にあるのかを判断する判断部を備えること、を特徴
とする電源制御回路(請求項7)。
出力電圧の不安定な外部電源に接続された場合であって
も、外部電源の破損を防ぎつつ、最大の出力を得ること
ができる。このため、消費電力が増大傾向にある携帯電
子端末に対しても十分な出力を提供できる。
な負荷が接続されたような場合であっても、安全で効率
的に電力を消費する手段を提供できる。
すように、過負荷に対して電圧を垂下させ、過負荷状態
でも外部電源の出力特性が保護されている。しかし、例
えば図18に示すような特性を示す信頼性の低い電源で
は、過負荷に対しては電圧を低下させるが、一方出力電
流は過電流状態になるものもある。このような状態が長
時間続くと外部電源がカロ熱する可能性がある。
圧値及び入力電流値)を監視する機構を備えたことによ
り、外部電源が二次電池に充電電力を供給出来ない状態
にある場合、その原因が、入力電流量による制限なの
か、あるいは入力電圧値による制限なのかを判断するこ
とが出来る。このため、外部電源を過負荷状態にするこ
とがなく、最適な充電を実現することが出来る。
ことで充電完了を検出するLi+電池等を使用した場合
であっても、入力電力の不足を原因とする充電完了の誤
認を回避することも出来る。
等を例示して本願発明の内容を説明したが、これは、本
願発明の理解を容易にするためである。本願発明がCA
Rバッテリ・アダプタに限定して使用されるものではな
いことは明らかである。本願発明は、外部電源からの入
力電圧を所定の電力に変換する電源回路一般に使用する
ことが可能である。特に、入力となる外部電源の電圧が
不安定な状況において格別な効果を奏するものである。
例えば、商用電源に接続されるアダプタであっても、地
域によっては、本願発明よって、十分な恩恵を受けるこ
とができると考えられる。
られるバッテリの充電回路としての使用も可能である。
特に、携帯性と機能性を兼ね備えた、昨今の携帯電子機
器にとっては、格別の効果を奏するものである。例え
ば、机上で使用する場合には、リムーバブルドライブな
どを備えた、いわゆるドッキングステーション等と接続
して使用する一方、携帯する場合には、必要最小限の機
能のみを備えた本体本体端末のみを、ドッキングステー
ションから切り離して使用する携帯端末は、本願発明に
よって、十分な恩恵を受けることができると考えられ
る。
である。
御回路の一例を示す構成図である。
御回路の別の一例を示す構成図である。
る。
る。
路の一例を示す構成図である。
路の別の一例を示す構成図である。
ある。
グラフである。
グラフである。
グラフである。
制御回路の別の一例を示す構成図である。
の、従来の電源構成を示した図である。
示すグラフである。
示すグラフである。
ラフである。
Claims (7)
- 【請求項1】電源装置に入力される電力値を監視する入
力電力監視手段と、 電源装置から出力される電力値を監視する出力電力監視
手段と、 電源装置から出力される電力値を変更する出力電力変更
手段と、に接続される電源制御回路であって、 前記入力電力監視手段から通知される入力電力値に応じ
て電源装置の出力電力値を決定する出力電力決定部と、 前記出力電力変更手段に対して出力電力値を指示するこ
とにより、前記出力電力監視手段から通知される出力電
力値と前記決定された出力電力値とを同一に維持する電
力調整部と、を有する制御部を備える電源制御回路。 - 【請求項2】請求項1記載の電源制御回路であって、 前記出力電力決定部は、 入力電流値が第一の値になる第一の出力電力値と、入力
電流値が該第一の値よりも小さい第二の値となる第二の
出力電力値と、の間のいずれかを出力電圧値として決定
すること、 を特徴とする電源制御回路。 - 【請求項3】請求項2記載の電源制御回路であって、更
に、 第一の時間が経過することを計測する第一のタイマと、 前記第一のタイマが第一の時間を計測した後に、第二の
時間が経過することを計測する第二のタイマと、 前記第一のタイマが第一の時間経過を計測している間、
前記出力電力決定部に対して出力電力値を前記第一の出
力電力値とすることを指示し、前記第二のタイマが第二
の時間経過を計測している間、前記出力電力決定部に対
して出力電力値を前記第二の出力電力値とすることを指
示する出力電力切替手段と、を備えたことを特徴とする
電源制御回路。 - 【請求項4】前記第一の時間に対する前記第二の時間の
割合は0.9以下であり、 前記第一の時間は2時間を超えず、 前記第二の出力電力値は前記第一の出力電力値の0.8
以下であること、 を特徴とする請求項3記載の電源制御回路。 - 【請求項5】入力される電力値を監視する入力電力監視
手段と、 出力される電力値を監視する出力電力監視手段と、 出力される電力値を変更する出力電力変更手段と、 前記入力電力監視手段から通知される入力電力値に応じ
て出力電力値を決定する出力電力決定部と、 前記出力電力変更手段に対して出力電力値を指示するこ
とにより、前記出力電力監視手段から通知される出力電
力値と前記決定された出力電力値とを同一に維持する電
力調整部と、 を備えること電源装置。 - 【請求項6】外部電源から入力される外部電力を電子機
器の定格入力電力に変換する電源装置の制御方法であっ
て、 電源装置が、入力電流値が第一の値になる出力電力値の
出力を開始した後の時間を計測し、 前記計測した時間が第一の時間を経過した後に、電源装
置の出力電力を入力電流値が前記第一の値よりも小さい
第二の値になるように変更するとともにその後の時間を
計測し、 前記計測した時間が第二の時間を経過した後に、電源装
置の出力電力を入力電流値が前記第一の値になる出力電
力に変更すること、 を特徴とする電源装置の制御方法。 - 【請求項7】請求項1記載の電源制御回路であって、 前記制御部は、更に、 出力電力値が所定値を満たしていない場合に、その要因
が入力電圧にあるのか入力電流 にあるのかを判断する
判断部を備えること、 を特徴とする電源制御回路。
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---|---|---|---|
JP2000270728A JP3509725B2 (ja) | 2000-09-06 | 2000-09-06 | 電源制御回路、電源装置、電源制御方法及び電子機器 |
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