JP2011223701A - コンバータの電圧推定装置および電圧推定方法 - Google Patents

Abstract

【課題】コンバータの出力側電圧を精度よく推定する。
【解決手段】 制御装置３０は、リアクトルと２つのスイッチング素子（以下、２つのスイッチング素子をそれぞれ「Ｑ１」、「Ｑ２」という）とで構成されるコンバータを制御する。制御装置３０は、変化率演算部１３０と、推定部１４０とを含む。変化率演算部１３０は、リアクトルを流れる電流を検出する電流センサの出力からＱ１オン時の電流ＩＬの変化率ΔＩＬｑ１を取得する。推定部１４０は、コンバータの入力側の電圧ＶＬを検出する電圧センサの出力からＱ１オン時の電圧ＶＬの検出値ＶＬ１を取得（サンプリング）する。そして、推定部１４０は、Ｑ１オン時の変化率ΔＩＬｑ１、Ｑ１オン時の検出値ＶＬ１を、電圧ＶＨの推定値＝（検出値ＶＬ１）−（インダクタンス値Ｌ）×（変化率ΔＩＬｑ１）で算出する。
【選択図】図６

Description

本発明は、コンバータの電圧を推定する装置および方法に関する。

近年、モータを１つの駆動源とする電動車両が広く普及しつつある。通常、電動車両は、バッテリを備え、そのバッテリから供給される電力を用いてモータを回転させることによって駆動力を得ている。通常、電動車両は、バッテリから入力される電圧を昇圧してモータに出力する昇圧コンバータを備える。

特開２００３−１８９５９９号公報（特許文献１）には、２つのスイッチング素子とリアクトルとから成るいわゆるチョッパ型の昇圧コンバータにおいて、昇圧コンバータのデューティ指令値を用いて、（入力側電圧ＶＬ）＝（出力側電圧ＶＨ）×（デューティ指令値）の関係式から昇圧コンバータの入力側電圧ＶＬあるいは出力側電圧ＶＨを推定する方法が開示されている。

特開２００３−１８９５９９号公報 特開２００４−１１２９０４号公報 特開２０００−３０８３８４号公報

ところが、実際には、一般的に、２つのスイッチング素子が同時にオン状態（導通状態）になるのを防止するために、両スイッチング素子を一時的にオフとするデッドタイムが設けられている。このデッドタイムの影響により、（入力側電圧ＶＬ）＝（出力側電圧ＶＨ）×（デューティ指令値）の関係式が成立しない場合があり、推定誤差が大きくなることがある。

本発明は、上述の課題を解決するためになされたものであって、その目的は、デッドタイムが設けられている場合であってもコンバータの入力電圧あるいは出力電圧を精度よく推定することである。

この発明に係る電圧推定装置は、直流電源と電気負荷装置との間で電圧変換を行なうコンバータの電圧推定装置である。コンバータは、直流電源の正極に一端が結合されるリアクトルと、リアクトルの他端と電気負荷装置との間に設けられる第１スイッチング素子と、リアクトルの他端と直流電源の負極との間に設けられる第２スイッチング素子とを含む。電圧推定装置は、リアクトルの電流を検出する電流センサと、直流電源からコンバータへ入力される入力電圧を検出する電圧センサと、コンバータを制御する制御装置とを備える。制御装置は、電流センサの出力を用いて、第１スイッチング素子がオン状態である時の電流の変化率を示す第１変化率を取得し、電圧センサの出力を用いて、第１スイッチング素子がオン状態である時の入力電圧の値を示す第１入力電圧値を取得し、第１変化率および第１入力電圧値を用いて、コンバータから電気負荷装置へ出力される出力電圧の推定値を算出する。

好ましくは、制御装置は、第１変化率、第１入力電圧値、リアクトルのインダクタンス値を用いて、出力電圧の推定値を算出する。

好ましくは、制御装置は、第１スイッチング素子がオン状態である時の電流の変化率、入力電圧、インダクタンス値、出力電圧の関係を予め定めた式に第１変化率、第１入力電圧値、インダクタンス値を代入することによって、出力電圧の推定値を算出する。

好ましくは、制御装置は、電流センサの出力を用いて、第２スイッチング素子がオン状態である時の電流の変化率を示す第２変化率をさらに取得し、電圧センサの出力を用いて、第２スイッチング素子がオン状態である時の入力電圧の値を示す第２入力電圧値をさらに取得し、第１変化率、第１入力電圧値、第２変化率、第２入力電圧値を用いて、出力電圧の推定値を算出する。

好ましくは、制御装置は、第１スイッチング素子がオン状態である時の電流の変化率、入力電圧、リアクトルのインダクタンス値、出力電圧の関係を予め定めた式に第１変化率および第１入力電圧値を代入してインダクタンス値と出力電圧との関係を示す第１式を取得し、第２スイッチング素子がオン状態である時の電流の変化率、入力電圧、インダクタンス値の関係を予め定めた式に第２変化率および第２入力電圧値を代入してインダクタンス値と出力電圧との関係を示す第２式を取得し、第１式と第２式とからインダクタンス値を消去するように演算した結果で、出力電圧の推定値を算出する。

この発明の別の局面に係る電圧推定装置は、直流電源と電気負荷装置との間で電圧変換を行なうコンバータの電圧推定装置である。コンバータは、直流電源の正極に一端が結合されるリアクトルと、リアクトルの他端と電気負荷装置との間に設けられる第１スイッチング素子と、リアクトルの他端と直流電源の負極との間に設けられる第２スイッチング素子とを含む。電圧推定装置は、リアクトルの電流を検出する電流センサと、コンバータを制御する制御装置とを備える。制御装置は、電流センサの出力を用いて、第２スイッチング素子がオン状態である時の電流の変化率を示す第２変化率を取得し、第２変化率を用いて直流電源からコンバータへ入力される入力電圧の推定値を算出する。

好ましくは、制御装置は、第２変化率およびリアクトルのインダクタンス値を用いて、入力電圧の推定値を算出する。

好ましくは、制御装置は、第２スイッチング素子がオン状態である時の電流の変化率、入力電圧、リアクトルのインダクタンス値の関係を予め定めた式に第２変化率およびインダクタンス値を代入することによって、入力電圧の推定値を算出する。

好ましくは、電圧推定装置は、コンバータから電気負荷装置への出力電圧を検出する電圧センサをさらに備える。制御装置は、電流センサの出力を用いて、第１スイッチング素子がオン状態である時の電流の変化率を示す第１変化率をさらに取得し、電圧センサの出力を用いて、第１スイッチング素子がオン状態である時の出力電圧の値を示す第１出力電圧値をさらに取得し、第１変化率、第１出力電圧値、第２変化率を用いて、入力電圧を推定する。

好ましくは、制御装置は、第１スイッチング素子がオン状態である時の電流の変化率、入力電圧、リアクトルのインダクタンス値、出力電圧の関係を予め定めた式に第１変化率および第１出力電圧値を代入してインダクタンス値と入力電圧との関係を示す第１式を取得し、第２スイッチング素子がオン状態である時の電流の変化率、入力電圧、リアクトルのインダクタンス値の関係を予め定めた式に第２変化率を代入してインダクタンス値と入力電圧との関係を示す第２式を取得し、第１式と第２式とからインダクタンス値を消去するように演算した結果で、入力電圧の推定値を算出する。

好ましくは、制御装置は、第１および第２のスイッチング素子の動作を制御するための制御信号に、第１および第２のスイッチング素子が同時に導通状態になるのを防止するためのデッドタイムを設ける。

この発明の別の局面に係る電圧推定方法は、直流電源と電気負荷装置との間で電圧変換を行なうコンバータの制御装置が行なう電圧推定方法である。コンバータは、直流電源の正極に一端が結合されるリアクトルと、リアクトルの他端と電気負荷装置との間に設けられる第１スイッチング素子と、リアクトルの他端と直流電源の負極との間に設けられる第２スイッチング素子とを含む。制御装置には、リアクトルの電流を検出する電流センサと、直流電源からコンバータへ入力される入力電圧を検出する電圧センサとが接続される。電圧推定方法は、電流センサの出力を用いて、第１スイッチング素子がオン状態である時の電流の変化率を示す第１変化率を取得するステップと、電圧センサの出力を用いて、第１スイッチング素子がオン状態である時の入力電圧の値を示す第１入力電圧値を取得するステップと、第１変化率および第１入力電圧値を用いて、コンバータから電気負荷装置へ出力される出力電圧の推定値を算出するステップとを含む。

この発明の別の局面に係る電圧推定方法は、直流電源と電気負荷装置との間で電圧変換を行なうコンバータの制御装置が行なう電圧推定方法である。コンバータは、直流電源の正極に一端が結合されるリアクトルと、リアクトルの他端と電気負荷装置との間に設けられる第１スイッチング素子と、リアクトルの他端と直流電源の負極との間に設けられる第２スイッチング素子とを含む。制御装置には、リアクトルの電流を検出する電流センサが接続される。電圧推定方法は、電流センサの出力を用いて、第２スイッチング素子がオン状態である時の電流の変化率を示す第２変化率を取得するステップと、第２変化率を用いて直流電源からコンバータへ入力される入力電圧の推定値を算出するステップとを含む。

本発明によれば、デッドタイムが設けられている場合であってもコンバータの入力電圧あるいは出力電圧を精度よく推定することができる。

モータ駆動装置の回路図（その１）である。 キャリア信号、デューティ指令値、ゲート信号、デッドタイムの関係を示す図である。 スイッチング素子Ｑ１のオン時およびデッドタイム時の電流ＩＬの流れを示す図である。 スイッチング素子Ｑ２のオン時の電流ＩＬの流れを示す図である。 キャリア信号、ゲート信号、電圧Ｖｍ、および、ＩＬ波形の関係を示す図である。 制御装置の機能ブロック図（その１）である。 制御装置の処理手順を示すフローチャート（その１）である。 モータ駆動装置の回路図（その２）である。 制御装置の機能ブロック図（その２）である。 制御装置の処理手順を示すフローチャート（その２）である。 リアクトル電流とインダクタンス値との関係を示した図である。 制御装置の処理手順を示すフローチャート（その３）である。 制御装置の処理手順を示すフローチャート（その４）である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。

［実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１による制御装置が適用されるモータ駆動装置の回路図である。図１を参照して、モータ駆動装置１００は、直流電源Ｂと、コンバータ１０と、インバータ２０と、正極線ＰＬ１，ＰＬ２と、負極線ＮＬと、電流センサ５２と、電圧センサ５４，５６と、フィルタコンデンサＣ１と、平滑コンデンサＣ２と、制御装置３０とを備える。

このモータ駆動装置１００は、ハイブリッド自動車や電気自動車などの電動車両に搭載される。そして、交流モータＭ１は、図示されない駆動輪に機械的に連結され、車両を駆動するためのトルクを発生する。あるいは、交流モータＭ１は、図示されないエンジンに機械的に連結され、エンジンの動力を用いて発電する発電機として動作し、かつ、エンジンの始動を行なう電動機としてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。

直流電源Ｂは、再充電可能な蓄電装置であり、たとえばニッケル水素やリチウムイオン等の二次電池である。なお、直流電源Ｂとして、二次電池に代えて大容量のキャパシタを用いてもよい。

コンバータ１０は、リアクトルＬ１と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２と（以下、Ｑ１、Ｑ２、Ｄ１、Ｄ２を合わせて「ＩＰＭ（Intelligent Power Module）」とも記載する）を含む。リアクトルＬ１の一方端は、直流電源Ｂの正極端子に接続される正極線ＰＬ１に接続され、他方端は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との中間点、すなわち、スイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタとの接続点に接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間に直列に接続される。そして、スイッチング素子Ｑ１のコレクタは正極線ＰＬ２に接続され、スイッチング素子Ｑ２のエミッタは負極線ＮＬに接続される。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ接続される。

なお、上記のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびインバータ２０に含まれる後述のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８として、たとえば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）や電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ等を用いること
ができる。

コンバータ１０は、制御装置３０からの信号ＰＷＣに基づいて、正極線ＰＬ２および負極線ＮＬ間の電圧を直流電源Ｂの出力電圧以上の電圧に昇圧する。信号ＰＷＣには、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティを制御するためのゲート信号Ｓｑ１と、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティを制御するためのゲート信号Ｓｑ２とが含まれる。ゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が互いに逆の状態（すなわち、Ｑ１オンのときはＱ２オフ、Ｑ１オフのときはＱ２オン）となるように関連付けられている。

電流センサ５２は、リアクトルＬ１を流れる電流ＩＬを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。なお、電流センサ５２は、直流電源ＢからリアクトルＬ１へ流れる電流を正値として検出し、リアクトルＬ１から直流電源Ｂへ流れる電流を負値として検出する。

フィルタコンデンサＣ１は、正極線ＰＬ１と負極線ＮＬとの間に接続される。電圧センサ５４は、フィルタコンデンサＣ１の両端の電圧ＶＬをコンバータ１０の入力電圧として検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。

平滑コンデンサＣ２は、正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間に接続される。平滑コンデンサＣ２は、コンバータ１０からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ２０へ供給する。

回転角センサ５８は、交流モータＭ１のロータの回転角θを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。

インバータ２０は、Ｕ相アーム２２と、Ｖ相アーム２４と、Ｗ相アーム２６とを含む。Ｕ相アーム２２、Ｖ相アーム２４およびＷ相アーム２６は、正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間に並列に接続される。Ｕ相アーム２２は、直列接続されたスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を含む。Ｖ相アーム２４は、直列接続されたスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６を含む。Ｗ相アーム２６は、直列接続されたスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８を含む。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続される。そして、各相アームの中間点は、交流モータＭ１の各相コイルにそれぞれ接続されている。

インバータ２０は、制御装置３０からの信号ＰＷＩに基づいて、正極線ＰＬ２および負極線ＮＬから供給される直流電力を三相交流に変換して交流モータＭ１へ出力し、交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値ＴＲ１によって指定されたトルクを発生するように駆動される。また、インバータ２０は、モータ駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の制動時、交流モータＭ１により発電された三相交流電力を信号ＰＷＩに基づいて直流に変換し、正極線ＰＬ２および負極線ＮＬへ出力する。

制御装置３０は、図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）およびメモリを内蔵した電子制御ユニット（ＥＣＵ：Electronic Control Unit）により構成される。制御装置３０は、当該メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、所定の演算処理を実行するように構成される。あるいは、ＥＣＵの少なくとも一部は、電子回路等のハードウェアにより所定の数値・論理演算処理を実行するように構成されてもよい。

制御装置３０は、パルス幅変調法を用いて、コンバータ１０を駆動するためのＰＷＭ信号を生成し、その生成したＰＷＭ信号を信号ＰＷＣとしてコンバータ１０へ出力する。

また、制御装置３０は、図示されない外部のＥＣＵから受ける交流モータＭ１のトルク指令値ＴＲ１およびモータ回転数ＭＲＮ１に基づいて、交流モータＭ１を駆動するためのＰＷＭ信号を生成し、その生成したＰＷＭ信号を信号ＰＷＩとしてインバータ２０へ出力する。

図２に、制御装置３０によって設定される、コンバータ１０のキャリア信号ＣＲ、デューティ指令値ｄ、ゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２、デッドタイムＴｄの関係を示す。基本的には、キャリア信号ＣＲがデューティ指令値ｄよりも小さい場合にゲート信号Ｓｑ１（スイッチング素子Ｑ１）がオンされ、そうでない場合にゲート信号Ｓｑ２（スイッチング素子Ｑ２）がオンされる。しかし、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が同時にオンとなるのを防止するために、制御装置３０は、ゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がが同時にオフとなるデッドタイムＴｄを設けている。図２に示すように、制御装置３０は、キャリア信号ＣＲとデューティ指令値ｄとの大小関係が変化した場合に、一方のゲート信号のオンからオフへの変化を優先させ、他方のゲート信号のオフからオンへの変化をデッドタイム分だけ遅らせる。

コンバータ１０の動作中は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチングによって、スイッチング素子Ｑ１またはダイオードＤ１に電流ＩＬが流れる状態と、スイッチング素子Ｑ２またはダイオードＤ２に電流ＩＬが流れる状態との２つの状態が交互に起こる。

スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の状態と電流ＩＬの波形との関係について説明する。なお、以下では電流ＩＬが正の場合を例に説明する。

図３は、電流ＩＬが正の場合の、スイッチング素子Ｑ１のオン時およびデッドタイム時の電流ＩＬの流れを示す。この場合、図３に示すように、電流ＩＬがダイオードＤ１を流れる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と負極線ＮＬとの間の電圧をＶｍ、リアクトルＬ１のインダクタンス値をＬ、電流ＩＬの傾き（単位時間当たりの変化量）をｄＩＬ／ｄｔとすると、この状態での電圧方程式は、下記の式（１ａ）となる。

ＶＬ−Ｌ（ｄＩＬ／ｄｔ）−Ｖｍ＝０ ・・・（１ａ）
平滑コンデンサＣ２の両端の電圧をＶＨとすると、電流ＩＬがダイオードＤ１を流れている間は電圧Ｖｍ＝ＶＨとなるため、これを式（１ａ）に代入して変形すると下記の式（１ｂ）となり、さらに式（１ｂ）を変形すると式（１ｃ）となる。

ＶＬ−Ｌ（ｄＩＬ／ｄｔ）−ＶＨ＝０ ・・・（１ｂ）
ｄＩＬ／ｄｔ＝（ＶＬ−ＶＨ）／Ｌ ・・・（１ｃ）
この式（１ｃ）より、電流ＩＬが正の場合、スイッチング素子Ｑ１のオン時およびデッドタイム時は、電流ＩＬの傾きｄＩＬ／ｄｔが（ＶＬ−ＶＨ）／Ｌとなることが分かる。通常、ＶＬ＜ＶＨであるので電流ＩＬの傾きｄＩＬ／ｄｔは負である。

図４は、電流ＩＬが正の場合の、スイッチング素子Ｑ２のオン時の電流ＩＬの流れを示す。この場合、図４に示すように、電流ＩＬがスイッチング素子Ｑ２を流れる。この状態での電圧方程式は、下記の式（２ａ）となる。

ＶＬ−Ｌ（ｄＩＬ／ｄｔ）−Ｖｍ＝０ ・・・（２ａ）
式（２ａ）そのものは上記の式（１ａ）と同じであるが、電流ＩＬがスイッチング素子Ｑ２を流れている間は、電圧Ｖｍは、ＶＨではなく０となるため、これを式（２ａ）に代入して変形すると下記の式（２ｂ）となり、さらに式（２ｂ）を変形すると式（２ｃ）となる。

ＶＬ−Ｌ（ｄＩＬ／ｄｔ）−０＝０ ・・・（２ｂ）
ｄＩＬ／ｄｔ＝ＶＬ／Ｌ ・・・（２ｃ）
この式（２ｃ）より、電流ＩＬが正の場合、スイッチング素子Ｑ２のオン時は、電流ＩＬの傾きｄＩＬ／ｄｔがＶＬ／Ｌとなることが分かる。通常、ＶＬ＞０であるので電流ＩＬの傾きｄＩＬ／ｄｔは正である。

このように、電流ＩＬが正の場合、スイッチング素子Ｑ１のオン時およびデッドタイム時の電流ＩＬは傾き（ＶＬ−ＶＨ）／Ｌで減少し、スイッチング素子Ｑ２のオン時の電流ＩＬは傾きｄＩＬ／ｄｔがＶＬ／Ｌで増加することがわかる。

図５は、電流ＩＬが正の場合の、キャリア信号ＣＲ、ゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２、電圧Ｖｍ、および、ＩＬ波形の関係を示す。

電圧ＶＨを指令通りに昇圧させる場合、デッドタイムＴｄがない理想的なスイッチング状態においては、キャリア信号ＣＲの周期をＴｃ、キャリア信号ＣＲがデューティ指令値ｄよりも小さい期間をＴ１とすると、デューティ指令値ｄ＝Ｔ１／Ｔｃとなる。この場合、デューティ指令値ｄは下記の式（３ａ）で表わすことができる。したがって、電圧ＶＬ、電圧ＶＨは、式（３ａ）を変形して得られる下記の式（３ｂ）、式（３ｃ）を用いて推定することができる。

ｄ＝ＶＬ／ＶＨ ・・・（３ａ）
ＶＬ＝ＶＨ×ｄ ・・・（３ｂ）
ＶＨ＝ＶＬ／ｄ ・・・（３ｃ）
ところが、デッドタイムＴｄがある場合、実際の電圧ＶＬあるいは電圧ＶＨは上記（３ｂ）、（３ｃ）によって推定する値からデッドタイムＴｄの影響分だけずれてしまう。すなわち、デッドタイム期間中は、たとえば電流ＩＬが正の場合には、スイッチング素子Ｑ１のオン時と同等な状態（図３参照）となり、電圧Ｖｍ＝ＶＨとなる時間は（Ｔ１＋Ｔｄ）でデッドタイムＴｄ分だけ増えることになる。そのため、実際のデューティは、デューティ指令値ｄよりもデッドタイム影響分（Ｔｄ／Ｔｃ）だけ増加することになる。

つまり、デッドタイムＴｄがある場合に電圧ＶＨを指令通りに昇圧させるためには、デッドタイム分を考慮して、デューティ指令値ｄを下記の式（４ａ）で求まる値とする必要がある。式（４ａ）を変形すると、電圧ＶＬ、電圧ＶＨはそれぞれ下記の式（３ｂ）、式（３ｃ）となる。

ｄ＝ＶＬ／ＶＨ−（Ｔｄ／Ｔｃ） ・・・（４ａ）
ＶＬ＝ＶＨ×ｄ＋ＶＨ×（Ｔｄ／Ｔｃ） ・・・（４ｃ）
ＶＨ＝ＶＬ／｛ｄ＋（Ｔｄ／Ｔｃ）｝ ・・・（４ｄ）
このように、デッドタイムＴｄがある場合、実際の電圧ＶＬ、電圧ＶＨは、上記（３ｂ）、（３ｃ）によって推定される値からデッドタイムＴｄの影響分だけずれてしまう。

そこで、本実施の形態においては、電圧ＶＨを検出する電圧センサを設ける代わりに、電圧ＶＨをデッドタイムの影響を考慮して精度よく推定する。そして、推定した電圧ＶＨを用いてコンバータ１０を制御する。

図６は、制御装置３０の、コンバータ１０の制御に関する部分の機能ブロック図である。図６を参照して、制御装置３０は、電圧指令生成部１０２と、減算部１０４，１０８と、電圧制御演算部１０６と、電流制御演算部１１０と、駆動信号生成部１１２と、キャリア生成部１１４と、変化率演算部１３０と、推定部１４０とを含む。

電圧指令生成部１０２は、コンバータ１０の出力電圧である電圧ＶＨの目標値を示す電圧指令値ＶＲを生成する。たとえば、電圧指令生成部１０２は、交流モータＭ１のトルク指令値ＴＲ１およびモータ回転数ＭＲＮ１から算出される交流モータＭ１のパワーに基づいて電圧指令値ＶＲを生成する。

変化率演算部１３０は、電流センサ５２の出力からスイッチング素子Ｑ１のオン時（以下、「Ｑ１オン時」という）の電流ＩＬの変化率ΔＩＬｑ１を取得する。具体的な取得手法としては、Ｑ１オン時に電流ＩＬを２点以上サンプリングした結果で変化率ΔＩＬｑ１を算出するようにしてもよい。また、電流センサ５２に微分回路を追加し、その微分回路の出力を変化率ΔＩＬｑ１としてもよい。なお、通常、このような微分回路を追加する場合のコストは、電圧ＶＨを検出する電圧センサを追加する場合のコスト以下である。

推定部１４０は、電圧センサ５４の出力からＱ１オン時の電圧ＶＬの検出値ＶＬ１を取得（サンプリング）する。そして、推定部１４０は、Ｑ１オン時の変化率ΔＩＬｑ１を上述した式（１ｂ）の「ｄＩＬ／ｄｔ」に代入し、Ｑ１オン時の検出値ＶＬ１を上述した式（１ｂ）の「ＶＬ」に代入することによって、電圧ＶＨの推定値を算出する。すなわち、下記の式（５）によって電圧ＶＨの推定値を算出する。

電圧ＶＨの推定値＝ＶＬ１−Ｌ×ΔＩＬｑ１ ・・・（５）
なお、インダクタンス値Ｌの取得方法としては、たとえば既知として予めメモリに記憶された固定値を読み出すようにしてもよいし、メモリから読み出した固定値を電流ＩＬをパラメータとして補正するようにしてもよい。

減算部１０４は、推定部１４０から受けた電圧ＶＨの推定値を電圧指令値ＶＲから減算し、その演算結果を電圧制御演算部１０６へ出力する。

電圧制御演算部１０６は、電圧ＶＬの検出値と電圧指令値ＶＲから電圧ＶＨの推定値を減算した値とを用いて、電圧ＶＨを電圧指令値ＶＲに一致させるための制御演算（たとえば比例積分制御）を実行する。そして、電圧制御演算部１０６は、算出された制御量を電流指令値ＩＲとして出力する。

減算部１０８は、電圧制御演算部１０６から出力される電流指令値ＩＲから電流ＩＬの検出値を減算し、その演算結果を電流制御演算部１１０へ出力する。

電流制御演算部１１０は、電流指令値ＩＲから電流ＩＬの検出値を減算した値を減算部１０８から受け、電流ＩＬを電流指令値ＩＲに一致させるための制御演算（たとえば比例積分制御）を実行する。なお、電流制御演算部１１０の演算周期は、電圧制御演算部１０６の演算周期よりも短く設定される。そして、電流制御演算部１１０は、算出された制御量をデューティ指令値ｄとして駆動信号生成部１１２へ出力する。

キャリア生成部１１４は、後述の駆動信号生成部１１２においてＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を生成するための、三角波から成るキャリア信号を生成し、その生成したキャリア信号を駆動信号生成部１１２へ出力する。

駆動信号生成部１１２は、電流制御演算部１１０から受けるデューティ指令値ｄを、キャリア生成部１０３から受けるキャリア信号ＣＲと大小比較し、その比較結果に応じてゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２を生成する。たとえば、駆動信号生成部１１２は、キャリア信号ＣＲがデューティ指令値ｄよりも小さい場合にゲート信号Ｓｑ１をオン（かつゲート信号Ｓｑ２をオフ）とし、そうでない場合にゲート信号Ｓｑ２をオン（かつゲート信号Ｓｑ１をオフ）とする。

さらに、駆動信号生成部１１２は、生成したゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２に対して上述した手法によってデッドタイムＴｄを設定し、デッドタイム設定後のゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２をスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に出力する。

この制御装置３０においては、電圧ＶＨを電圧指令値ＶＲに一致させるための制御演算が電圧制御演算部１０６により実行される（電圧制御）。そして、電圧制御演算部１０６の制御出力を電流ＩＬの電流指令値ＩＲとして、電流ＩＬを電流指令値ＩＲに一致させるための制御演算が電流制御演算部１１０により実行される（電流制御）。これにより、電圧指令値ＶＲに対する電圧ＶＨの偏差が発生すると、その偏差をなくすように電流指令値ＩＲが修正され、電流ＩＬが電流指令値ＩＲに一致するように電流制御が実行されるので、リアクトル電流（電流ＩＬ）がデッドタイム時に値０で停滞する現象の発生を抑制できる。その結果、電圧ＶＨの変動が抑制される。

なお、減算部１０４、電圧制御演算部１０６、減算部１０８および電流制御演算部１１０は、電圧ＶＨを電圧指令値ＶＲに一致させるためのメインループ１１８を形成し、減算部１０８および電流制御演算部１１０は、電流ＩＬを電流指令値ＩＲに一致させるためのマイナーループ１２０を形成する。

図７は、上述した電圧ＶＨを推定する機能（変化率演算部１３０および推定部１４０の機能）を実現するための制御装置３０の処理手順を示すフローチャートである。以下に示すフローチャートの各ステップ（以下、ステップを「Ｓ」と略す）は、基本的には制御装置３０によるソフトウェア処理によって実現されるが、制御装置３０に設けられた電子回路等によるハードウェア処理によって実現されてもよい。

Ｓ１０にて、制御装置３０は、Ｑ１オン時の電流ＩＬの変化率ΔＩＬｑ１を、上述した演算によって取得する。

Ｓ１１にて、制御装置３０は、Ｑ１オン時の電圧ＶＬの検出値ＶＬ１を取得する。Ｓ１２にて、制御装置３０は、インダクタンス値Ｌを取得する。

Ｓ１３にて、制御装置３０は、Ｑ１オン時の電流ＩＬ、Ｑ１オン時の電圧ＶＬ、インダクタンス値Ｌを上述の式（５）に代入して、電圧ＶＨの推定値を算出する。

以上のように、本実施の形態においては、電圧ＶＬ、電流ＩＬの検出値に基づいて電圧ＶＨをデッドタイムの影響を考慮して精度よく推定することができる。さらに、電圧ＶＨを検出する電圧センサを設ける必要がないためコスト低減が可能である。

また、たとえば電圧ＶＨを検出する電圧センサを設ける場合であっても、その電圧センサが故障した場合などに、本実施の形態に示した手法で精度よく推定した電圧ＶＨでコンバータを制御することが可能となる。

［実施の形態１の変形例］
上述の実施の形態１では、電圧ＶＬ、電流ＩＬの検出値に基づいて電圧ＶＨを推定した。これに対し、本変形例では、電圧ＶＬに代えて電圧ＶＨを検出し、電圧ＶＨ、電流ＩＬの検出値に基づいて電圧ＶＬを推定する。

図８は、本変形例に従うモータ駆動装置１００ａの回路図である。モータ駆動装置１００ａは、前述の第１の実施の形態に係るモータ駆動装置１００と比較すると、電圧ＶＬを検出する電圧センサ５４に代えて電圧ＶＨを検出する電圧センサ５６を備えている点、制御装置３０に代えて制御装置３０ａを備える点が異なる。その他の構造は前述の第１の実施の形態と同じであるためここでの詳細な説明は繰返さない。

図９は、本変形例に従う制御装置３０ａの、コンバータ１０の制御に関する部分の機能ブロック図である。制御装置３０ａは、前述の第１の実施の形態に係る制御装置３０と比較すると、変化率演算部１３０および推定部１４０に代えて変化率演算部１５０および推定部１６０を備える点、電圧センサ５６による電圧ＶＨの検出値および推定部１６０による電圧ＶＬの推定値を用いてコンバータ１０を制御する点が異なる。その他の機能は前述の第１の実施の形態と同じであるためここでの詳細な説明は繰返さない。

変化率演算部１５０は、スイッチング素子Ｑ２のオン時（以下、「Ｑ２オン時」ともいう）の電流ＩＬの変化率ΔＩＬｑ２を取得する。具体的な取得方法は、上述の実施の形態１と同様の手法を用いればよい。

推定部１６０は、スイッチング素子Ｑ２のオン時に、変化率演算部１５０から受けた変化率ΔＩＬｑ２を上述した式（２ｂ）の「ｄＩＬ／ｄｔ」に代入することによって、電圧ＶＬの推定値を算出する。すなわち、下記の式（６）によって電圧ＶＨの推定値を算出する。

電圧ＶＬの推定値＝Ｌ×ΔＩＬｑ２ ・・・（６）
なお、インダクタンス値Ｌは、上述の実施の形態１と同様、既知の固定値として予め記憶された値を読み出してもよいし、電流ＩＬをパラメータとして算出するようにしてもよい。

推定部１６０は、電圧ＶＬの推定値を電圧制御演算部１０６に出力する。電圧制御演算部１０６は、電圧ＶＬの推定値と、電圧指令値ＶＲから電圧ＶＨの検出値を減算した値とを用いて、電流指令値ＩＲを算出する。

図１０は、上述した電圧ＶＬを推定する機能（変化率演算部１５０および推定部１６０の機能）を実現するための制御装置３０ａの処理手順を示すフローチャートである。

Ｓ２０にて、制御装置３０ａは、Ｑ２オン時の電流ＩＬの変化率ΔＩＬｑ２を、上述した演算によって取得する。Ｓ２１にて、制御装置３０ａは、インダクタンス値Ｌを取得する。

Ｓ２２にて、制御装置３０は、Ｑ２オン時の電流ＩＬの変化率ΔＩＬｑ２およびインダクタンス値Ｌを上述の式（６）に代入して、電圧ＶＬの推定値を算出する。

このようにすると、電圧ＶＨ、電流ＩＬの検出値に基づいて電圧ＶＬをデッドタイムの影響を考慮して精度よく推定することができる。さらに、電圧ＶＬを検出する電圧センサを設ける必要がないためコスト低減が可能である。

なお、Ｑ１オン時に、電流センサ５２の出力を用いてＱ１オン時の変化率ΔＩＬｑ１を取得するとともに、電圧センサ５６の出力を用いてＱ１オン時の電圧ＶＨの検出値ＶＨ１を取得し、変化率ΔＩＬｑ１を式（１ｂ）の「ｄＩＬ／ｄｔ」に代入し、検出値ＶＨ１を式（１ｂ）の「ＶＨ」に代入することによって電圧ＶＬの推定値を算出するようにすることも可能である。

［実施の形態２］
実施の形態１では、上記式（５）に示すように、インダクタンス値Ｌを用いて電圧ＶＨの推定値を算出していた。すなわち、実施の形態１では、基本的にはインダクタンス値Ｌが実験等によって既知である場合に可能な推定手法である。しかしながら、実際には、インダクタンス値Ｌが電流ＩＬに応じて大きく変動する特性を有するリアクトルも存在する。

図１１は、リアクトル電流とインダクタンス値との関係を、特性の異なるリアクトルＡとリアクトルＢとに分けて示した図である。リアクトルＡは、図１１に示すように、電流ＩＬに対してインダクタンス値がほぼ一定となる特性を有する。しかし、構造などを簡素化したリアクトルＢは、電流ＩＬに対してインダクタンス値が大きく変動する特性を有する。

そこで、実施の形態２では、インダクタンス値Ｌの変動の影響を受けることなく、電圧ＶＨの推定値を算出する。

図１２は、実施の形態２に従う制御装置３０の処理手順を示すフローチャートである。
Ｓ３０にて、制御装置３０は、Ｑ１オン時の電流ＩＬの変化率ΔＩＬｑ１を取得する。

Ｓ３１にて、制御装置３０は、Ｑ１オン時の電圧ＶＬの検出値ＶＬ１を取得する。
Ｓ３２にて、制御装置３０は、Ｑ２オン時の電流ＩＬの変化率ΔＩＬｑ２を取得する。

Ｓ３３にて、制御装置３０は、Ｑ２オン時の電圧ＶＬの検出値ＶＬ２を取得する。
Ｓ３４にて、制御装置３０は、Ｓ３０〜Ｓ３４で取得した値を用いて、電圧ＶＨの推定値を算出する。

具体的には、制御装置３０は、変化率ΔＩＬｑ１、検出値ＶＬ１を上記の式（１ｂ）に代入して下記の式（７ａ）を得るとともに、変化率ΔＩＬｑ２、検出値ＶＬ２を上記の式（２ｂ）に代入して下記の式（７ｂ）を得る。なお、式（７ａ）、式（７ｂ）はどちらを先に求めてもよい。

ＶＬ１−Ｌ×ΔＩＬｑ１−ＶＨ＝０ ・・・（７ａ）
ＶＬ２−Ｌ×ΔＩＬｑ２＝０ ・・・（７ｂ）
そして、制御装置３０は、式（７ａ）、式（７ｂ）の連立方程式を解いてインダクタンス値Ｌを消去し、電圧ＶＨの推定値を算出する。具体的には、制御装置３０は、下記の式（７ｃ）によって電圧ＶＨの推定値を算出する。

電圧ＶＨの推定値＝ＶＬ１−ＶＬ２×（ΔＩＬｑ１／ΔＩＬｑ２） ・・・（７ｃ）
なお、推定精度を高めるためには、Ｓ３０、Ｓ３１の処理時（Ｑ１オン時）とＳ３２、Ｓ３３の処理時（Ｑ２オン時）とが可能な限り短い時間である必要がある。

このように、実施の形態２では、インダクタンス値Ｌを用いることなく、電圧ＶＨの推定値を算出する。そのため、インダクタンス値Ｌの変動の影響を受けることなく、電圧ＶＨを精度よく推定することができる。

なお、同様の考え方で、実施の形態１の変形例に示す構成（図８参照）の場合には、インダクタンス値Ｌを用いることなく、電圧ＶＬの推定値を算出することも可能である。この場合の制御装置３０の処理手順を図１３に示す。

図１３に示すように、制御装置３０は、Ｑ１オン時の電流ＩＬの変化率ΔＩＬｑ１を取得し（Ｓ４０）、Ｑ１オン時の電圧ＶＨの検出値ＶＨ１を取得し（Ｓ４１）、Ｑ２オン時の電流ＩＬの変化率ΔＩＬｑ２を取得する（Ｓ４２）。

そして、制御装置３０は、Ｓ４０〜Ｓ４２の処理で取得した値を用いて、電圧ＶＬの推定値を算出する（Ｓ４３）。

具体的には、制御装置３０は、変化率ΔＩＬｑ１、検出値ＶＨ１を上記の式（１ｂ）に代入して下記の式（８ａ）を得るとともに、変化率ΔＩＬｑ２を上記の式（２ｂ）に代入して下記の式（８ｂ）を得る。なお、式（８ａ）、式（８ｂ）はどちらを先に求めてもよい。

ＶＬ−Ｌ×ΔＩＬｑ１−ＶＨ１＝０ ・・・（８ａ）
ＶＬ−Ｌ×ΔＩＬｑ２＝０ ・・・（８ｂ）
短時間であれば電圧ＶＬはほぼ一定とみなせるため、式（８ａ）、式（８ｂ）の連立方程式を解いてインダクタンス値Ｌを消去し、電圧ＶＬの推定値を算出する。具体的には、制御装置３０は、下記の式（８ｃ）によって電圧ＶＬの推定値を算出する。

電圧ＶＬ推定値＝ＶＨ１×｛ΔＩＬｑ１／（ΔＩＬｑ２−ΔＩＬｑ１）｝・・（８ｃ）
このように、実施の形態１の変形例に示す構成の場合には、インダクタンス値Ｌを用いることなく、電圧ＶＬの推定値を算出することができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１０ コンバータ、２０ インバータ、３０，３０ａ 制御装置、５２ 電流センサ、５４，５６ 電圧センサ、５８ 回転角センサ、１００，１００ａ モータ駆動装置、１０２ 電圧指令生成部、１０３，１１４ キャリア生成部、１０４，１０８ 減算部、１０６ 電圧制御演算部、１１０ 電流制御演算部、１１２ 駆動信号生成部、１１８ メインループ、１２０ マイナーループ、１３０，１５０ 変化率演算部、１４０，１６０ 推定部、１５０ 変化率演算部、Ｂ 直流電源、Ｃ１ フィルタコンデンサ、Ｃ２ 平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流モータ、Ｑ１〜Ｑ８ スイッチング素子。

Claims (13)

1. 直流電源と電気負荷装置との間で電圧変換を行なうコンバータの電圧推定装置であって、
   前記コンバータは、前記直流電源の正極に一端が結合されるリアクトルと、前記リアクトルの他端と前記電気負荷装置との間に設けられる第１スイッチング素子と、前記リアクトルの他端と前記直流電源の負極との間に設けられる第２スイッチング素子とを含み、
   前記電圧推定装置は、
   前記リアクトルの電流を検出する電流センサと、
   前記直流電源から前記コンバータへ入力される入力電圧を検出する電圧センサと、
   前記コンバータを制御する制御装置とを備え、
   前記制御装置は、
   前記電流センサの出力を用いて、前記第１スイッチング素子がオン状態である時の前記電流の変化率を示す第１変化率を取得し、
   前記電圧センサの出力を用いて、前記第１スイッチング素子がオン状態である時の前記入力電圧の値を示す第１入力電圧値を取得し、
   前記第１変化率および前記第１入力電圧値を用いて、前記コンバータから前記電気負荷装置へ出力される出力電圧の推定値を算出する、コンバータの電圧推定装置。
2. 前記制御装置は、前記第１変化率、前記第１入力電圧値、前記リアクトルのインダクタンス値を用いて、前記出力電圧の推定値を算出する、請求項１に記載のコンバータの電圧推定装置。
3. 前記制御装置は、前記第１スイッチング素子がオン状態である時の前記電流の変化率、前記入力電圧、前記インダクタンス値、前記出力電圧の関係を予め定めた式に前記第１変化率、前記第１入力電圧値、前記インダクタンス値を代入することによって、前記出力電圧の推定値を算出する、請求項２に記載のコンバータの電圧推定装置。
4. 前記制御装置は、
   前記電流センサの出力を用いて、前記第２スイッチング素子がオン状態である時の前記電流の変化率を示す第２変化率をさらに取得し、
   前記電圧センサの出力を用いて、前記第２スイッチング素子がオン状態である時の前記入力電圧の値を示す第２入力電圧値をさらに取得し、
   前記第１変化率、前記第１入力電圧値、前記第２変化率、前記第２入力電圧値を用いて、前記出力電圧の推定値を算出する、請求項１に記載のコンバータの電圧推定装置。
5. 前記制御装置は、
   前記第１スイッチング素子がオン状態である時の前記電流の変化率、前記入力電圧、前記リアクトルのインダクタンス値、前記出力電圧の関係を予め定めた式に前記第１変化率および前記第１入力電圧値を代入して前記インダクタンス値と前記出力電圧との関係を示す第１式を取得し、
   前記第２スイッチング素子がオン状態である時の前記電流の変化率、前記入力電圧、前記インダクタンス値の関係を予め定めた式に前記第２変化率および前記第２入力電圧値を代入して前記インダクタンス値と前記出力電圧との関係を示す第２式を取得し、
   前記第１式と前記第２式とから前記インダクタンス値を消去するように演算した結果で、前記出力電圧の推定値を算出する、請求項４に記載のコンバータの電圧推定装置。
6. 直流電源と電気負荷装置との間で電圧変換を行なうコンバータの電圧推定装置であって、
   前記コンバータは、前記直流電源の正極に一端が結合されるリアクトルと、前記リアクトルの他端と前記電気負荷装置との間に設けられる第１スイッチング素子と、前記リアクトルの他端と前記直流電源の負極との間に設けられる第２スイッチング素子とを含み、
   前記電圧推定装置は、
   前記リアクトルの電流を検出する電流センサと、
   前記コンバータを制御する制御装置とを備え、
   前記制御装置は、
   前記電流センサの出力を用いて、前記第２スイッチング素子がオン状態である時の前記電流の変化率を示す第２変化率を取得し、
   前記第２変化率を用いて前記直流電源から前記コンバータへ入力される入力電圧の推定値を算出する、コンバータの電圧推定装置。
7. 前記制御装置は、前記第２変化率および前記リアクトルのインダクタンス値を用いて、前記入力電圧の推定値を算出する、請求項６に記載のコンバータの電圧推定装置。
8. 前記制御装置は、前記第２スイッチング素子がオン状態である時の前記電流の変化率、前記入力電圧、前記リアクトルのインダクタンス値の関係を予め定めた式に前記第２変化率および前記インダクタンス値を代入することによって、前記入力電圧の推定値を算出する、請求項７に記載のコンバータの電圧推定装置。
9. 前記電圧推定装置は、前記コンバータから前記電気負荷装置への出力電圧を検出する電圧センサをさらに備え、
   前記制御装置は、
   前記電流センサの出力を用いて、前記第１スイッチング素子がオン状態である時の前記電流の変化率を示す第１変化率をさらに取得し、
   前記電圧センサの出力を用いて、前記第１スイッチング素子がオン状態である時の前記出力電圧の値を示す第１出力電圧値をさらに取得し、
   前記第１変化率、前記第１出力電圧値、前記第２変化率を用いて、前記入力電圧を推定する、請求項６に記載のコンバータの電圧推定装置。
10. 前記制御装置は、
    前記第１スイッチング素子がオン状態である時の前記電流の変化率、前記入力電圧、前記リアクトルのインダクタンス値、前記出力電圧の関係を予め定めた式に前記第１変化率および前記第１出力電圧値を代入して前記インダクタンス値と前記入力電圧との関係を示す第１式を取得し、
    前記第２スイッチング素子がオン状態である時の前記電流の変化率、前記入力電圧、前記リアクトルのインダクタンス値の関係を予め定めた式に前記第２変化率を代入して前記インダクタンス値と前記入力電圧との関係を示す第２式を取得し、
    前記第１式と前記第２式とから前記インダクタンス値を消去するように演算した結果で、前記入力電圧の推定値を算出する、請求項９に記載のコンバータの電圧推定装置。
11. 前記制御装置は、前記第１および第２のスイッチング素子の動作を制御するための制御信号に、前記第１および第２のスイッチング素子が同時に導通状態になるのを防止するためのデッドタイムを設ける、請求項１に記載のコンバータの電圧推定装置。
12. 直流電源と電気負荷装置との間で電圧変換を行なうコンバータの制御装置が行なう電圧推定方法であって、
    前記コンバータは、前記直流電源の正極に一端が結合されるリアクトルと、前記リアクトルの他端と前記電気負荷装置との間に設けられる第１スイッチング素子と、前記リアクトルの他端と前記直流電源の負極との間に設けられる第２スイッチング素子とを含み、
    前記制御装置には、前記リアクトルの電流を検出する電流センサと、前記直流電源から前記コンバータへ入力される入力電圧を検出する電圧センサとが接続され、
    前記電圧推定方法は、
    前記電流センサの出力を用いて、前記第１スイッチング素子がオン状態である時の前記電流の変化率を示す第１変化率を取得するステップと、
    前記電圧センサの出力を用いて、前記第１スイッチング素子がオン状態である時の前記入力電圧の値を示す第１入力電圧値を取得するステップと、
    前記第１変化率および前記第１入力電圧値を用いて、前記コンバータから前記電気負荷装置へ出力される出力電圧の推定値を算出するステップとを含む、コンバータの電圧推定方法。
13. 直流電源と電気負荷装置との間で電圧変換を行なうコンバータの制御装置が行なう電圧推定方法であって、
    前記コンバータは、前記直流電源の正極に一端が結合されるリアクトルと、前記リアクトルの他端と前記電気負荷装置との間に設けられる第１スイッチング素子と、前記リアクトルの他端と前記直流電源の負極との間に設けられる第２スイッチング素子とを含み、
    前記制御装置には、前記リアクトルの電流を検出する電流センサが接続され、
    前記電圧推定方法は、
    前記電流センサの出力を用いて、前記第２スイッチング素子がオン状態である時の前記電流の変化率を示す第２変化率を取得するステップと、
    前記第２変化率を用いて前記直流電源から前記コンバータへ入力される入力電圧の推定値を算出するステップとを含む、コンバータの電圧推定方法。

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