JP5459036B2 - 車両および車両の制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、車両およびその制御に関し、特に、コンバータを備えた車両およびその制御に関する。

パルス幅変調（Pulse Width Modulation、以下、「ＰＷＭ」ともいう）制御を行なう電力変換器において、ＰＷＭ制御に用いる搬送波の周波数（キャリア周波数）を可変制御する構成が知られている。たとえば、特開２００９−１１０２８号公報（特許文献１）には、ＰＷＭ制御に従って制御されるモータ電流のリプル電流幅を適正レベルに維持するようにキャリア周波数をフィードバック制御する構成が開示されている。

特開２００９−１１０２８号公報 特開２００３−１１６２８０号公報 特開２００２−１７１７６６号公報

しかしながら、上記の特許文献１では、リプル電流幅を適正レベルに維持するためにキャリア周波数の最適化などの複雑な制御が必要となる。

本発明は、上述の課題を解決するためになされたものであって、その目的は、コンバータを構成するスイッチング素子のターンオン時に生じる損失を低減することである。

この発明に係る車両は、直流電源と、電気負荷装置と、直流電源と電気負荷装置との間で電圧変換を行なうコンバータと、コンバータまたは電気負荷装置を制御する制御装置とを備える。コンバータは、直流電源の正極と電気負荷装置との間に設けられたリアクトルと、リアクトルと電気負荷装置との間に設けられた第１スイッチング素子と、第１スイッチング素子に並列に接続され、電気負荷装置へ向かう方向を順方向とする第１ダイオードと、リアクトルおよび第１スイッチング素子の接続点と直流電源の負極との間に設けられた第２スイッチング素子と、第２スイッチング素子に並列に接続され、リアクトルへ向かう方向を順方向とする第２ダイオードとを含む。リアクトルを流れる電流には、直流成分に加えて、第１スイッチング素子および第２スイッチング素子のスイッチング動作に起因するリプル成分が含まれる。制御装置は、所定条件が成立した場合、リプル成分によってリアクトルを流れる電流が電気負荷装置へ向かう第１方向に流れる状態と直流電源へ向かう第２方向に流れる状態との間で交互に入れ替わるゼロクロス状態となるように、コンバータまたは電気負荷装置を制御する。

好ましくは、制御装置は、所定条件が成立した場合、リプル成分の振幅を増加させるようにコンバータを制御することによって、リアクトルを流れる電流をゼロクロス状態にさせる。

好ましくは、第１スイッチング素子および第２スイッチング素子は、搬送波と指令値とを比較した結果に基づいてオンオフが制御される。制御装置は、所定条件が成立した場合、リプル成分の振幅を増加させるように搬送波の周波数を設定することによって、リアクトルを流れる電流をゼロクロス状態にさせる。

好ましくは、所定条件は、リアクトルを流れる電流がゼロクロス状態でないという条件である。

好ましくは、所定条件は、直流成分の第１方向の大きさが第１値と第１値よりも大きい第２値との間に含まれるという条件である。

好ましくは、制御装置は、所定条件が成立していない場合において、直流成分の第１方向の大きさが第１値よりも小さいときは、リアクトルを流れる電流がゼロクロス状態となる範囲でリプル成分の振幅を低下させるように搬送波の周波数を設定し、直流成分の第１方向の大きさが第２値よりも大きいときは、コンバータの損失が最小となるように予め定められた値に搬送波の周波数を設定する。

好ましくは、電気負荷装置は、車両の駆動源であるモータと、モータに供給される電流を制御するインバータとを有する。制御装置は、所定条件が成立した場合、モータに供給される電流を低下させるようにインバータを制御することによって、直流成分の第１方向の大きさを低下させてリアクトルを流れる電流をゼロクロス状態にさせる。

好ましくは、車両は、駆動源としてエンジンをさらに備える。制御装置は、所定条件が成立した場合、モータに供給される電流を低下させるようにインバータを制御することによってリアクトルを流れる電流をゼロクロス状態にさせつつ、エンジンの出力を増加させて車両の駆動力の低下を抑制する。

好ましくは、リアクトルを流れる電流は、第２スイッチング素子をオフからオンに変化させた時に極小となる。リアクトルを流れる電流がゼロクロス状態でなく第１方向に流れている場合に第２スイッチング素子をオフからオンに変化させた時には電流は第２スイッチング素子を流れ、リアクトルを流れる電流がゼロクロス状態である場合に第２スイッチング素子をオフからオンに変化させた時には電流は第２スイッチング素子を流れずに第２ダイオードを流れる。

この発明の別の局面に係る制御方法は、直流電源と、電気負荷装置と、直流電源と電気負荷装置との間で電圧変換を行なうコンバータとを備えた車両の制御装置が行なう制御方法である。コンバータは、直流電源の正極と電気負荷装置との間に設けられたリアクトルと、リアクトルと電気負荷装置との間に設けられた、オン状態でリアクトルへ向かう方向に電流を通過させることが可能な第１スイッチング素子と、第１スイッチング素子に並列に接続され、電気負荷装置へ向かう方向を順方向とする第１ダイオードと、リアクトルおよび第１スイッチング素子の接続点と直流電源の負極との間に設けられ、オン状態で直流電源へ向かう方向に電流を通過させることが可能な第２スイッチング素子と、第２スイッチング素子に並列に接続され、リアクトルへ向かう方向を順方向とする第２ダイオードとを有する。リアクトルを流れる電流には、直流成分に加えて、第１スイッチング素子および第２スイッチング素子のスイッチング動作に起因するリプル成分が含まれる。制御方法は、所定条件が成立したか否かを判断するステップと、所定条件が成立した場合、リプル成分によってリアクトルを流れる電流が電気負荷装置へ向かう第１方向に流れる状態と直流電源へ向かう第２方向に流れる状態との間で交互に入れ替わるゼロクロス状態となるように、コンバータまたは電気負荷装置を制御するステップとを含む。

本発明によれば、リアクトルを流れる電流をゼロクロス状態にさせるため、第２スイッチング素子のターンオン時に第２スイッチング素子ではなく第２ダイオードに電流が流れるようになる。これにより、第２スイッチング素子のターンオン時に損失はほとんど発生しなくなる。そのため、コンバータを構成するスイッチング素子のターンオン時に生じる損失を低減することができる。

車両の全体ブロック図（その１）である。 制御装置の機能ブロック図（その１）である。 キャリア信号ＣＲと、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の状態と、電流ＩＬの波形との関係を示す図である。 スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の状態と、電流ＩＬの波形とを示す図である。 コンバータを流れる電流の変化を示す図（その１）である。 コンバータを流れる電流の変化を示す図（その２）である。 キャリア周波数の設定手法を示す図（その１）である。 キャリア周波数の設定手法を示す図（その２）である。 車両の全体ブロック図（その２）である。 動力分割装置の共線図を示す図である。 制御装置の機能ブロック図（その２）である。 エンジン動作ラインを示すマップである。 エンジントルク増加前の各トルクと電流ＩＬとの関係を示す。 エンジントルク増加後の各トルクと電流ＩＬとの関係を示す。 制御装置の処理手順を示すフローチャート（その１）である。 制御装置の機能ブロック図（その３）である。 キャリア周波数の設定手法を示す図（その３）である。 制御装置の処理手順を示すフローチャート（その２）である。 ＩＧＢＴのターンオン時の電流と損失との関係を示す図である。 ＩＧＢＴのターンオフ時の電流と損失との関係を示す図である。 ＩＧＢＴのターンオフ時の電流と電圧との時間変化を示す図である。 コンバータを流れる電流の変化を示す図（その３）である。 キャリア周波数が低い場合と高い場合とでトータル損失を比較するための図である。 損失を最小にするキャリア周波数の設定手法を説明するための図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
［実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１に従う制御装置を備えた車両の全体ブロック図である。図１を参照して、車両は、電源システム１と、駆動力発生部２と、制御装置１００とを含む。なお、この発明に従う制御装置を適用可能な車両は、以下に示す車両に限定されるものではなく、少なくとも電力を用いて駆動力を得ることが可能な電動車両全般に適用可能である。

駆動力発生部２は、インバータ３０と、モータジェネレータ（ＭＧ）３２とを含む。ＭＧは、交流回転電機であり、たとえば、永久磁石が埋設されたロータを備える三相交流回転電機から成る。車両は、ＭＧ３２の駆動力によって走行する。

ＭＧ３２は、電源システム１から供給される電力を用いて駆動力を発生する。そして、ＭＧ３２の駆動力は、駆動輪（図示せず）に伝達される。なお、車両の制動時等には、駆動輪によりＭＧ３２が駆動され、ＭＧ３２が発電機として作動する。これにより、ＭＧ３２は、制動エネルギを電力に変換する回生ブレーキとして作動する。そして、ＭＧ３２により発電された電力は、電源システム１へ供給される。

インバータ３０は、たとえば、三相分のスイッチング素子を含むブリッジ回路から成る。インバータ３０は、制御装置１００からの駆動信号ＰＷＶに応じてスイッチング動作を行なうことにより、ＭＧ３２を駆動させる。インバータ３０は、主正極線ＭＰＬおよび主負極線ＭＮＬに接続される。そして、インバータ３０は、電源システム１から供給される直流電力を交流電力に変換してＭＧ３２へ出力する。また、インバータ３０は、ＭＧ３２が発電する交流電力を直流電力に変換して電源システム１へ出力する。

電源システム１は、主正極線ＭＰＬおよび主負極線ＭＮＬによってインバータ３０に接続される。電源システム１は、蓄電装置１０と、コンバータ１２と、平滑コンデンサＣ２とを含む。

平滑コンデンサＣ２は、主正極線ＭＰＬと主負極線ＭＮＬとの間に接続され、主正極線ＭＰＬおよび主負極線ＭＮＬに含まれる電力変動成分を低減する。

蓄電装置１０は、たとえばニッケル水素やリチウムイオン等の二次電池で構成される直流電源である。蓄電装置１０の出力電圧は、たとえば２００ボルトを超える高い電圧である。

コンバータ１２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２と、リアクトルＬ１と、平滑コンデンサＣ１とを含む。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、主正極線ＭＰＬと主負極線ＭＮＬとの間に互いに直列に接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２として、たとえばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いることができる。

リアクトルＬ１は、環状のコア部と、コア部の外周に巻き付けられたコイルとによって構成される。リアクトルＬ１のコイルの一方端は、正極線ＰＬ１を介して蓄電装置１０の正極端子に接続される。リアクトルＬ１のコイルの他方端は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との間の点に接続される。

ダイオードＤ１は、スイッチング素子Ｑ１に逆並列に接続される。すなわち、ダイオードＤ１は、主正極線ＭＰＬへ向かう方向を順方向として、スイッチング素子Ｑ１に並列に接続される。

ダイオードＤ２は、スイッチング素子Ｑ２に逆並列に接続される。すなわち、ダイオードＤ２は、リアクトルＬ１へ向かう方向を順方向として、スイッチング素子Ｑ２に並列に接続される。

コンバータ１２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、制御装置１００からの駆動信号ＰＷＣに基づいて、互いに逆の状態（すなわち、Ｑ１オンのときはＱ２オフ、Ｑ１オフのときはＱ２オン）となるように制御される。Ｑ１オン期間（Ｑ２オフ期間）とＱ２オン期間（Ｑ１オフ期間）とが交互に繰り返されることによって、主正極線ＭＰＬおよび主負極線ＭＮＬの間の電圧ＶＨが蓄電装置１０の出力電圧以上の電圧に制御される。

平滑コンデンサＣ１は、正極線ＰＬと負極線ＮＬとの間に接続され、正極線ＰＬおよび負極線ＮＬの間の直流電圧に含まれる交流成分を低減する。

さらに、車両は、電流センサ２４と、電圧センサ２５，２６とを備える。
電流センサ２４は、リアクトルＬ１を流れる電流ＩＬを検出する。電圧センサ２５は、コンバータ１２の入力電圧である、正極線ＰＬ１および負極線ＮＬ１の間の電圧ＶＬを検出する。電圧センサ２６は、コンバータ１２の出力電圧である、主正極線ＭＰＬおよび主負極線ＭＮＬの間の電圧ＶＨを検出する。これらの各センサは、検出結果を制御装置１００へ出力する。

制御装置１００は、図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）およびメモリを内蔵した電子制御ユニット（ＥＣＵ；Electronic Control Unit）である。制御装置１００は、メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、所定の演算処理を実行するように構成される。

制御装置１００は、運転者によるアクセル操作量、車速などに基づいて車両全体に要求される車両要求パワーＰｒｅｑを算出し、車両要求パワーＰｒｅｑに基づいて、コンバータ１２を駆動するための駆動信号ＰＷＣ、インバータ３０を駆動するための駆動信号ＰＷＶを生成する。そして、制御装置１００は、駆動信号ＰＷＣ，ＰＷＶをそれぞれコンバータ１２、インバータ３０へ出力する。

図２は、制御装置１００の、コンバータ１２の制御に関する部分の機能ブロック図である。なお、図２に示した各機能ブロックについては、当該機能を有するハードウェア（電子回路等）を制御装置１００に設けることによって実現してもよいし、当該機能に相当するソフトウェア処理（プログラムの実行等）を制御装置１００に行なわせることよって実現してもよい。

制御装置１００は、電圧指令生成部１０２と、減算部１０４，１０８と、電圧制御演算部１０６と、電流制御演算部１１０と、駆動信号生成部１１２と、キャリア生成部１１４とを含む。

電圧指令生成部１０２は、コンバータ１２の出力電圧である電圧ＶＨの目標値を示す電圧指令値ＶＲを生成する。

減算部１０４は、電圧ＶＨの検出値を電圧指令値ＶＲから減算し、その演算結果を電圧制御演算部１０６へ出力する。

電圧制御演算部１０６は、電圧ＶＬの検出値と電圧指令値ＶＲから電圧ＶＨの推定値を減算した値とを用いて、電圧ＶＨを電圧指令値ＶＲに一致させるための制御演算（たとえば比例積分制御）を実行する。そして、電圧制御演算部１０６は、算出された制御量を電流指令値ＩＲとして出力する。

減算部１０８は、電圧制御演算部１０６から出力される電流指令値ＩＲから電流ＩＬの検出値を減算し、その演算結果を電流制御演算部１１０へ出力する。

電流制御演算部１１０は、電流指令値ＩＲから電流ＩＬの検出値を減算した値を減算部１０８から受け、電流ＩＬを電流指令値ＩＲに一致させるための制御演算（たとえば比例積分制御）を実行する。なお、電流制御演算部１１０の演算周期は、電圧制御演算部１０６の演算周期よりも短く設定される。そして、電流制御演算部１１０は、算出された制御量をデューティ指令値ｄとして駆動信号生成部１１２へ出力する。

キャリア生成部１１４は、後述の駆動信号生成部１１２においてＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を生成するための、三角波から成るキャリア信号ＣＲを生成し、その生成したキャリア信号ＣＲを駆動信号生成部１１２へ出力する。

なお、後述するように、キャリア生成部１１４は、電流ＩＬが０を跨いで正負が入れ替わる状態（以下、「０クロス状態」という）となるように、キャリア信号ＣＲの周波数（以下、「キャリア周波数」という）ｆを設定する。キャリア生成部１１４によるキャリア周波数ｆの設定手法については後に詳細に説明する。

駆動信号生成部１１２は、電流制御演算部１１０から受けるデューティ指令値ｄを、キャリア生成部１１４から受けるキャリア信号ＣＲと大小比較し、その比較結果に応じてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフを制御するための駆動信号ＰＷＣを生成する。たとえば、駆動信号生成部１１２は、キャリア信号ＣＲがデューティ指令値ｄよりも小さい場合にＱ１オン（かつＱ２オフ）させ、そうでない場合にＱ２オン（かつＱ１オフ）させるように駆動信号ＰＷＣを生成する。駆動信号生成部１１２は、生成した駆動信号ＰＷＣをコンバータ１２に出力する。なお、駆動信号ＰＷＣにデッドタイム（Ｑ１，Ｑ２の双方を一時的にオフする期間）を設けてもよい。

この制御装置１００においては、電圧ＶＨを電圧指令値ＶＲに一致させるための制御演算が電圧制御演算部１０６により実行される（電圧制御）。そして、電圧制御演算部１０６の制御出力を電流ＩＬの電流指令値ＩＲとして、電流ＩＬを電流指令値ＩＲに一致させるための制御演算が電流制御演算部１１０により実行される（電流制御）。これにより、電圧指令値ＶＲに対する電圧ＶＨの偏差が発生すると、その偏差をなくすように電流指令値ＩＲが修正され、電流ＩＬが電流指令値ＩＲに一致するように電流制御が実行される。

なお、減算部１０４、電圧制御演算部１０６、減算部１０８および電流制御演算部１１０は、電圧ＶＨを電圧指令値ＶＲに一致させるためのメインループ１１８を形成し、減算部１０８および電流制御演算部１１０は、電流ＩＬを電流指令値ＩＲに一致させるためのマイナーループ１２０を形成する。

図３は、キャリア信号ＣＲと、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の状態と、電流ＩＬの波形との関係を示す。図３に示すように、電流ＩＬは、直流成分に、Ｑ１，Ｑ２のスイッチングに起因するリプル成分が重畳した波形となる。電流ＩＬの波形は、Ｑ２オンからＱ１オンに変化する時点で山となり、Ｑ１オンからＱ２オンに変化する時点で谷となる。この山と谷との間の電流差であるリプル幅Ｉｐ（リプル成分の振幅の２倍に相当）は、キャリア周波数ｆに反比例する。この点について以下に説明する。

キャリア信号ＣＲの周期をＴｃ、周期Ｔｃに対するＱ２オン期間の比率をデューティ比ｄｕｔｙとすると、電流ＩＬの増加期間ｄｔは次式（１）で表わすことができる。さらに、Ｔｃ＝１／ｆであるから、式（１）は式（２）に変形することができる。

ｄｔ＝Ｔｃ×ｄｕｔｙ ・・・（１）
ｄｔ＝（１／ｆ）×ｄｕｔｙ ・・・（２）
ここで、リアクトルＬ１のインダクタス値をＬとすると、電流ＩＬの増加傾きはＶＬ／Ｌとなることが知られており、リプル幅Ｉｐは次式（３−１）で表わされる。この式（３−１）を式（２）を用いて変形すると、次式（３−２）となる。この式（３−２）より、リプル幅Ｉｐはキャリア周波数ｆに反比例することがわかる。

Ｉｐ＝（ＶＬ／Ｌ）×ｄｔ ・・・（３−１）
Ｉｐ＝（ＶＬ／Ｌ）×（１／ｆ）×ｄｕｔｙ ・・・（３−２）
このように、リプル幅Ｉｐはキャリア周波数ｆに反比例する。この特性を利用すれば、キャリア周波数ｆを変更することによって電流ＩＬのリプル幅Ｉｐを調整することができることがわかる。

ところで、Ｑ１またはＱ２のオフからオンへの変化（ターンオン）およびオンからオフへの変化（ターンオフ）といったスイッチング動作は、コンバータ１２が機能する上で必ず必要であるが、このスイッチング動作に伴なって損失が発生する。コンバータ１２で生じる全損失のうち、ターンオンの瞬間に生じる損失（以下「ターンオン損失」という）およびターンオフの瞬間に生じる損失（以下「ターンオフ損失」という）が占める割合は、定常時の損失（Ｑ１またはＱ２がオンまたはオフの状態で生じる損失）が占める割合よりも大きい。

図４は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の状態と、電流ＩＬの波形とを示す図である。以下に、図４に示すような電流ＩＬが流れた場合のターンオン損失の発生原理について説明する。なお、図４に示す例では、電流ＩＬは、谷となる時刻ｔ１においては正であるが、その後の時刻ｔ２にて正から負となり、時刻ｔ３で谷となった後、時刻ｔ４で再び負から正となる。つまり、範囲αはＩＬ＞０となる区間であるが、範囲βは電流ＩＬが０クロス状態となる区間である。

図５は、図４の範囲αにおける、コンバータ１２を流れる電流の変化を示す図である。図５に示すように、範囲α（ＩＬ＞０の区間）においては、時刻ｔ１より前の区間においては、Ｑ１オン定常状態であり電流はダイオードＤ１を流れる。そして、Ｑ２ターンオン時の時刻ｔ１では、ダイオードＤ１を流れていた電流がスイッチング素子Ｑ２を流れ始め、スイッチング素子Ｑ２を流れる電流Ｉｑ２は電流ＩＬの値まで増加するとともに、スイッチング素子Ｑ２の両端の電圧Ｖは０まで低下する。電流Ｉｑ２と電圧Ｖｑ２とで囲まれる範囲Ｒ１の面積が、ＩＬ＞０時のＱ２ターンオン損失の大きさに相当する。

図６は、図４の範囲βにおける、コンバータ１２を流れる電流の変化を示す図である。図６に示すように、時刻ｔ２よりも前の区間においては、ＩＬ＞０であり電流はダイオードＤ１を流れるが、時刻ｔ２で０クロスすると、ＩＬ＜０となり電流の流れる素子がダイオードＤ１からスイッチング素子Ｑ１に変化する。そして、Ｑ２ターンオン時の時刻ｔ３では、スイッチング素子Ｑ１を流れていた電流がダイオードＤ２を流れ始め、ダイオードＤ２を流れる電流Ｉｄ２は電流ＩＬの値まで増加するとともに、ダイオードＤ２の両端の電圧Ｖは０まで低下する。この際、電流Ｉｄ２の増加がリアクトルＬ１のインダクタンスによって妨げられるので、電流Ｉｄ２は電圧Ｖの低下よりも遅れて増加する。この影響で、電流Ｉｄ２と電圧Ｖｄ２とで囲まれる範囲Ｒ２の面積は非常に小さくなる。すなわち、ＩＬ＜０時のＱ２ターンオン損失はほとんど発生しない。

このように、電流ＩＬを０クロス状態とすれば、Ｑ２ターンオン時にＩＬ＜０となり、Ｑ２ターンオン損失を大幅に低減することが可能である。

本実施の形態におけるキャリア生成部１１４は、この点に着目し、電流ＩＬが０クロス状態であるか否かを判断し、電流ＩＬが０クロス状態でない場合には、上記式（３−２）で示した特性を利用して電流ＩＬが０クロス状態となるようにキャリア周波数ｆを設定する。この点が本実施の形態１の最も特徴的な点である。

図７、８は、キャリア生成部１１４によるキャリア周波数ｆの設定手法を示す図である。キャリア周波数ｆが所定値ｆ０、リプル幅Ｉｐが所定幅Ｉｐ０のときに電流ＩＬが０クロスしないと判断した場合には、キャリア生成部１１４は、キャリア周波数ｆを所定値ｆ０から所定値ｆ１に低下させてリプル幅Ｉｐを所定幅Ｉｐ０から所定幅Ｉｐ１に拡げることによって、意図的に電流ＩＬを０クロス状態に変化させる。

なお、所定値ｆ１の値の選定手法としては、たとえば、電流センサ２４の出力から電流ＩＬの平均値ＩＬａｖｅ（電流ＩＬの直流成分に相当）を求め、図８に示すように、平均値ＩＬａｖｅがリプル幅Ｉｐの半分（電流ＩＬの振幅）よりも小さくなるキャリア周波数ｆを逐次計算し、そのキャリア周波数ｆを所定値ｆ１に選定すればよい。つまり、ＩＬａｖｅ＜Ｉｐ／２を上記式（３−２）を用いて変形すると次式（４）となり、この式（４）を変形すると次式（５）となる。したがって、式（５）を満たすキャリア周波数ｆを所定値ｆ１に選定すればよい。

ＩＬａｖｅ＜（ＶＬ／Ｌ）×（１／ｆ）×ｄｕｔｙ／２ ・・・（４）
ｆ＜（ＶＬ／Ｌ）×（１／ＩＬａｖｅ）×ｄｕｔｙ／２ ・・・（５）
以上のように、本実施の形態１に従う制御装置１００（キャリア生成部１１４）は、電流ＩＬが０クロス状態でない場合には、キャリア周波数ｆを低下させてリプル幅Ｉｐを大きくすることによって、意図的に電流ＩＬを０クロス状態に変化させる。これにより、Ｑ２ターンオン時に電流ＩＬが負となり、Ｑ２ターンオン損失がほとんど発生しなくなる（図６参照）。そのため、コンバータ１２で生じる損失を大幅に低減することができる。
［実施の形態２］
実施の形態１においては、キャリア周波数ｆを低下させて電流ＩＬのリプル幅Ｉｐを大きくすることによって電流ＩＬを０クロス状態に変化させた。

これに対し、実施の形態２においては、電流ＩＬの大きさ（電流ＩＬの平均値ＩＬａｖｅ）を低下させることによって電流ＩＬを０クロス状態に変化させる。

図９は、実施の形態２に従う制御装置１００ａを備えた車両の全体ブロック図である。この車両は、電源システム１と、駆動力発生部２ａと、制御装置１００ａとを含む。電源システム１は、前述の第１の実施の形態と同じであるため、ここでの詳細な説明は繰返さない。

駆動力発生部２ａは、第１インバータ３０−１と、第２インバータ３０−２と、第１ＭＧ３２−１と、第２ＭＧ３２−２と、動力分割装置３４と、エンジン３６と、駆動輪３８とを含む。なお、第１インバータ３０−１および第２インバータ３０−２は、実施の形態１で説明したインバータ３０と同様の構成である。第１ＭＧ３２−１および第２ＭＧ３２−２は、実施の形態１で説明したＭＧ３２と同様の構成である。

第１ＭＧ３２−１、第２ＭＧ３２−２およびエンジン３６は、動力分割装置３４に連結される。車両は、エンジン３６および第２ＭＧ３２−２の少なくとも一方からの駆動力によって走行するハイブリッド車両である。

エンジン３６が発生する動力は、動力分割装置３４によって、駆動輪３８へ伝達される経路と、第１ＭＧ３２−１へ伝達される経路とに分割される。動力分割装置３４によって分割されたエンジン３６の動力を用いて第１ＭＧ３２−１による発電が行なわれる。第１ＭＧ３２−１によって発電された電力は電源システム１へ供給される。

第２ＭＧ３２−２は、電源システム１から供給される電力および第１ＭＧ３２−１により発電された電力の少なくとも一方を用いて駆動力を発生する。そして、第２ＭＧ３２−２の駆動力は、駆動輪３８に伝達される。なお、車両の制動時等には、駆動輪３８により第２ＭＧ３２−２が駆動され、第２ＭＧ３２−２が発電機として作動する。これにより、第２ＭＧ３２−２は、制動エネルギを電力に変換する回生ブレーキとして作動する。そして、第２ＭＧ３２−２により発電された電力は、電源システム１へ供給される。

動力分割装置３４は、サンギヤと、ピニオンギヤと、キャリアと、リングギヤとを含む遊星歯車から成る。ピニオンギヤは、サンギヤおよびリングギヤと係合する。キャリアは、ピニオンギヤを自転可能に支持するとともに、エンジン３６のクランクシャフトに連結される。サンギヤは、第１ＭＧ３２−１の回転軸に連結される。リングギヤは第２ＭＧ３２−２の回転軸に連結される。

そして、エンジン３６、第１ＭＧ３２−１および第２ＭＧ３２−２が、動力分割装置３４を介して連結されることによって、図１０に示すように、エンジン３６の回転速度Ｎｅ、第１ＭＧ３２−１の回転速度Ｎｍ１、第２ＭＧ３２−２の回転速度Ｎｍ２は、共線図において直線で結ばれる関係になる。第２ＭＧ３２−２の回転速度Ｎｍ２は、駆動輪３８の回転速度（車速）に対応した値である。なお、図１０において、「Ｔｍ１」は第１ＭＧ３２−１のトルクを示し、「Ｔｍ２」は第２ＭＧ３２−２のトルクを示し、「Ｔｅ」はエンジン３６のトルクを示す。また、「Ｔｅｐ」はエンジン３６のトルクＴｅが動力分割装置３４のリングギヤに伝達されるトルク（以下、「エンジン直達トルク」という）を示す。なお、動力分割装置３４のギヤ比をρとすると、エンジントルクＴｅとエンジン直達トルクＴｅｐとの間には次式（６）の関係が成り立つ。

Ｔｅ＝（１＋ρ）×Ｔｅｐ ・・・（６）
再び図９に戻って、第１インバータ３０−１および第２インバータ３０−２は、電源システム１に対して互いに並列に接続される。そして、第１インバータ３０−１および第２インバータ３０−２は、電源システム１から供給される直流電力を交流電力に変換してそれぞれ第１ＭＧ３２−１および第２ＭＧ３２−２へ出力する。また、第１インバータ３０−１および第２インバータ３０−２は、それぞれ第１ＭＧ３２−１および第２ＭＧ３２−２が発電する交流電力を直流電力に変換して電源システム１へ出力する。

第１インバータ３０−１および第２インバータ３０−２は、それぞれ制御装置１００ａからの駆動信号ＰＷＶ１，ＰＷＶ２に応じてスイッチング動作を行なうことにより、第１ＭＧ３２−１および第２ＭＧ３２−２を駆動する。

制御装置１００ａは、実施の形態１で説明した制御装置１００と同様、ＣＰＵおよびメモリを内蔵したＥＣＵであり、メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、所定の演算処理を実行する。

図１１は、制御装置１００ａの駆動力制御に関する部分の機能ブロック図である。なお、図１１に示した各機能ブロックについては、当該機能を有するハードウェア（電子回路等）を制御装置１００ａに設けることによって実現してもよいし、当該機能に相当するソフトウェア処理（プログラムの実行等）を制御装置１００ａに行なわせることよって実現してもよい。

制御装置１００ａは、Ｐｒｅｑ算出部１３０と、エンジン制御部１４０と、ＭＧ制御部１５０とを含む。

Ｐｒｅｑ算出部１３０は、運転者によるアクセル操作量、車速などに基づいて車両の全体に要求される車両要求パワーＰｒｅｑを算出し、エンジン制御部１４０およびＭＧ制御部１５０に出力する。

エンジン制御部１４０は、要求値算出部１４１と、指令値設定部１４２と、指令部１４３とを含む。

要求値算出部１４１は、車両要求パワーＰｒｅｑに基づいて、要求エンジン回転速度Ｎｅｒｅｑおよび要求エンジントルクＴｅｒｅｑを算出する。

図１２は、要求値算出部１４１が要求エンジン回転速度Ｎｅｒｅｑおよび要求エンジントルクＴｅｒｅｑを算出する際に用いるエンジン動作ラインを示すマップである。図１２に示すように、エンジン動作ラインは、エンジン回転速度ＮｅおよびエンジントルクＴｅをパラメータとして設定されている。エンジン制御部１４０は、図１２のマップ上において、エンジン動作ラインと、車両パワーＰ＝Ｐｒｅｑ（一定）とする曲線との交点から、要求エンジン回転速度Ｎｅｒｅｑおよび要求エンジントルクＴｅｒｅｑを設定する。なお、図１２に示すマップを用いた要求エンジン回転速度Ｎｅｒｅｑおよび要求エンジントルクＴｅｒｅｑの設定手法は、あくまで一例であってこれに限定されるものではない。

図１１に戻って、指令値設定部１４２は、電流ＩＬの検出値、要求エンジントルクＴｅｒｅｑに基づいてエンジントルク指令値Ｔｅｃｏｍを設定する。

指令値設定部１４２は、電流ＩＬが０クロス状態である場合、要求エンジントルクＴｅｒｅｑをそのままエンジントルク指令値Ｔｅｃｏｍとする。

指令値設定部１４２は、電流ＩＬが０クロス状態でない場合、意図的に電流ＩＬを０クロス状態に変化させるために、エンジン最大トルクＴｅｍａｘを超えない範囲で、エンジントルク指令値Ｔｅｃｏｍを要求エンジントルクＴｅｒｅｑよりも増加させる。具体的には、指令値設定部１４２は、要求エンジントルクＴｅｒｅｑに所定トルクαを加えた値（＜Ｔｅｍａｘ）を、エンジントルク指令値Ｔｅｃｏｍとする。図１２に示すマップを用いて説明すれば、エンジン動作点をＴｅｍａｘラインを越えない範囲で高トルク側にシフトさせる。

指令値設定部１４２は、Ｔｅｃｏｍ＝Ｔｅｒｅｑ＋αとしても電流ＩＬが０クロス状態とならない場合、さらにＴｅｃｏｍをＴｅｍａｘまで増加させる。図１２に示すマップを用いて説明すれば、エンジン動作点をＴｅｍａｘラインまでシフトさせる。指令値設定部１４２は、Ｔｅｃｏｍ＝Ｔｅｍａｘとしてもなお電流ＩＬが０クロス状態とならない場合には、エンジントルク指令値Ｔｅｃｏｍを要求エンジントルクＴｅｒｅｑに戻す。

指令部１４３は、実際のエンジントルクＴｅを指令値設定部１４２が設定したエンジントルク指令値Ｔｅｃｏｍに一致させるための駆動信号ＰＷＥを生成し、エンジン３６に出力する。

ＭＧ制御部１５０は、実際の車両の駆動力が車両要求パワーＰｒｅｑとなるように第１ＭＧ３２−１および第２ＭＧ３２−２を制御する。具体的には、ＭＧ制御部１５０は、車両要求パワーＰｒｅｑに基づいて車両要求トルクＴｒｅｑを求め、車両要求トルクＴｒｅｑからエンジントルク指令値Ｔｅｃｏｍのエンジン直達トルク換算値を減じた値を、第２ＭＧ３２−２のトルク指令値Ｔｍ２ｃｏｍに設定する。また、ＭＧ制御部１５０は、図１０に示した関係を考慮してエンジン回転速度Ｎｅが要求エンジン回転速度Ｎｅｒｅｑとなるように、第１ＭＧ３２−１のトルク指令値Ｔｍ１ｃｏｍを設定する。

そして、ＭＧ制御部１５０は、設定したトルク指令値Ｔｍ１ｃｏｍ，Ｔｍ２ｃｏｍに基づいて駆動信号ＰＷＶ１，ＰＷＶ２を生成し、第１インバータ３０−１および第２インバータ３０−２に出力する。

図１３は、エンジン制御部１４０がエンジントルク指令値Ｔｅｃｏｍを増加させる前の各トルクと電流ＩＬとの関係を示す。この状態では、エンジントルクＴｅが小さくエンジン直達トルクＴｅｐも小さい分、第２ＭＧ３２−２のトルクＴｍ２が大きくなる。そのため、蓄電装置１０からの放電電流が大きくなって電流ＩＬの平均値ＩＬａｖｅも大きくなるため、電流ＩＬは０クロス状態とはならない。

そこで、エンジン制御部１４０は、電流ＩＬが０クロス状態でない場合には、エンジントルク指令値Ｔｅｃｏｍを増加させることによりエンジントルクＴｅを増加させる。

図１４は、エンジン制御部１４０がエンジントルク指令値Ｔｅｃｏｍを増加させた後の各トルクと電流ＩＬとの関係を示す。この状態では、エンジントルクＴｅが増加されてエンジン直達トルクＴｅｐが増加した分、第２ＭＧ３２−２のトルクＴｍ２が小さくなる。そのため、蓄電装置１０からの放電電流が小さくなって電流ＩＬの平均値ＩＬａｖｅも低下するため、０クロス状態となる。

図１５は、上述のエンジン制御部１４０の機能を実現するための制御装置１００ａの処理手順を示すフローチャートである。

Ｓ１０にて、制御装置１００ａは、車両要求パワーＰｒｅｑと図１２に示したエンジン動作ラインとに基づいて、要求エンジン回転速度Ｎｅｒｅｑおよび要求エンジントルクＴｅｒｅｑを算出する。

Ｓ１１にて、制御装置１００ａは、電流ＩＬが０クロス状態でないか否かを判断する。なお、この処理で、制御装置１００ａは、キャリア信号ＣＲの１周期前の時点の電流ＩＬの検出値が正である場合に、電流ＩＬが０クロス状態でないと判断する。なお、電流ＩＬが０クロス状態でないか否かの判断手法はこれに限定されない。電流ＩＬが０クロス状態でないと（Ｓ１１にてＹＥＳ）、処理はＳ１２に移される。そうでないと（Ｓ１１にてＮＯ）、処理はＳ１７に移される。

Ｓ１２にて、制御装置１００ａは、要求エンジントルクＴｅｒｅｑがエンジン最大トルクＴｅｍａｘよりも小さいか否かを判断する。Ｔｅｒｅｑ＜Ｔｅｍａｘであると（Ｓ１２にてＹＥＳ）、処理はＳ１３に移される。そうでないと（Ｓ１２にてＮＯ）、処理はＳ１７に移される。

Ｓ１３にて、制御装置１００ａは、要求エンジントルクＴｅｒｅｑに所定トルクαを加えた値（＜エンジン最大トルクＴｅｍａｘ）を、エンジントルク指令値Ｔｅｃｏｍに設定する。つまり、エンジントルク指令値Ｔｅｃｏｍをエンジン最大トルクＴｅｍａｘを越えない範囲で増加させる。

Ｓ１４にて、制御装置１００ａは、Ｓ１３にてエンジントルク指令値Ｔｅｃｏｍを増加させたことに応じて電流ＩＬが０クロス状態となったか否かを判断する。電流ＩＬが０クロス状態となっていない場合（Ｓ１４にてＮＯ）、処理はＳ１５に移される。電流ＩＬが０クロス状態となった場合（Ｓ１４にてＹＥＳ）、処理は終了する。

Ｓ１５にて、制御装置１００ａは、エンジン最大トルクＴｅｍａｘを、エンジントルク指令値Ｔｅｃｏｍに設定する。

Ｓ１６にて、制御装置１００ａは、Ｓ１５にてエンジントルク指令値Ｔｅｃｏｍをエンジン最大トルクＴｅｍａｘまで増加させたことに応じて電流ＩＬが０クロス状態となったか否かを判断する。電流ＩＬが０クロス状態となっていない場合（Ｓ１６にてＮＯ）、処理はＳ１７に移される。電流ＩＬが０クロス状態となった場合（Ｓ１６にてＹＥＳ）、処理は終了する。

Ｓ１７にて、制御装置１００ａは、要求エンジントルクＴｅｒｅｑを、エンジントルク指令値Ｔｅｃｏｍに設定する。

以上のように、実施の形態２に従う制御装置１００ａ（エンジン制御部１４０）は、電流ＩＬが０クロス状態でない場合には、エンジントルクＴｅを増加させて電流ＩＬの平均値ＩＬａｖｅを低下させることによって、意図的に電流ＩＬを０クロス状態に変化させる。これにより、実施の形態１と同様、Ｑ２ターンオン時に電流ＩＬが負となりＱ２ターンオン損失がほとんど発生しなくなるため、コンバータ１２で生じる損失を大幅に低減することができる。
［実施の形態３］
実施の形態１においては、キャリア周波数ｆを低下させて電流ＩＬを０クロス状態に変化させることによって、Ｑ２ターンオン損失を低減させた。

実施の形態３においては、実施の形態１で示したキャリア周波数ｆの設定手法を活用すると同時に、電流ＩＬの大きさ（電流ＩＬの平均値ＩＬａｖｅ）に応じてキャリア周波数ｆを適宜変化させることで、コンバータ全体としての損失をより効果的に低減させる。

実施の形態３に従う制御装置１００ｂを備えた車両は、図１に示す車両と同じ構成である。そのため、車両構成についてのここでの詳細な説明は繰り返さない。

図１６は、実施の形態３に従う制御装置１００ｂの、コンバータ１２の制御に関する部分の機能ブロック図である。なお、図１６に示した各機能ブロックのうち、キャリア生成部１１４ｂ以外の機能ブロックについては、図２に示す機能ブロックと同じであるため、ここでの詳細な説明は繰り返さない。

キャリア生成部１１４ｂには、制御装置１００ｂの図示しない機能ブロックから電流ＩＬの平均値ＩＬａｖｅが入力される。なお、平均値ＩＬａｖｅは、たとえば電流センサ２４による電流ＩＬの検出値を所定のタイミング（電流ＩＬの山と谷の中間となるタイミング）でサンプリングすることによって取得することができる。

キャリア生成部１１４ｂは、コンバータ１２全体としての損失を効果的に低減させるように、平均値ＩＬａｖｅに応じてキャリア周波数ｆを設定する。

図１７は、キャリア生成部１１４ｂによるキャリア周波数ｆの設定手法を示す図である。

電流ＩＬの平均値ＩＬａｖｅが所定値Ｉ０よりも小さい区間Ａでは、リプル幅Ｉｐが小さくても０クロス状態となりやすく、逆にリプル幅Ｉｐが大きいとリアクトル損失が大きくなってしまう。そこで、キャリア生成部１１４ｂは、区間Ａでは、キャリア周波数ｆを比較的大きい周波数ｆａに設定してリプル幅Ｉｐを小さくし、僅かに０クロスさせる。これにより、Ｑ２ターンオン損失だけでなくリアクトル損失も低減される。

平均値ＩＬａｖｅが所定値Ｉ０よりも大きく所定値Ｉ１（＞Ｉ０）よりも小さい区間Ｂでは、平均値ＩＬａｖｅが０と乖離するため、リプル幅Ｉｐが小さいと電流ＩＬは０クロス状態とならない。そこで、キャリア生成部１１４ｂは、区間Ｂでは、実施の形態１で示したキャリア周波数ｆの設定手法を活用し、キャリア周波数ｆを周波数ｆａよりも小さい周波数ｆｂに設定することでリプル幅Ｉｐを拡げて意図的に電流ＩＬを０クロス状態にさせる。これにより、Ｑ２ターンオン損失が低減される。

平均値ＩＬａｖｅが所定値Ｉ１よりも大きい区間Ｃでは、平均値ＩＬａｖｅが０と大きく乖離するため、０クロスするほどにリプル幅Ｉｐを拡げると、Ｑ２ターンオン損失は低減されるがリアクトル損失が膨大となり、トータル損失を悪化させてしまうことになる。そこで、キャリア生成部１１４ｂは、区間Ｃでは、０クロスさせることを考慮せず、コンバータ１２の各部品で生じる損失の合計が最小となる周波数ｆｃをキャリア周波数ｆに設定する。なお、周波数ｆｃの選定手法については後に詳述する。

図１８は、上述のキャリア生成部１１４ｂの機能を実現するための制御装置１００ｂの処理手順を示すフローチャートである。

Ｓ２０にて、制御装置１００ｂは、平均値ＩＬａｖｅが所定値Ｉ０よりも小さいか否かを判断する。ＩＬａｖｅ＜Ｉ０の場合（Ｓ２０にてＹＥＳ）、処理はＳ２１に移される。ＩＬａｖｅ＞Ｉ０の場合（Ｓ２０にてＮＯ）、処理はＳ２２に移される。

Ｓ２１にて、制御装置１００ｂは、キャリア周波数ｆを上述した周波数ｆａに設定する。これにより、電流ＩＬのリプル幅Ｉｐが僅かに０クロスする程度に小さくなるので、Ｑ２ターンオン損失およびリアクトル損失が低減される。

Ｓ２２にて、制御装置１００ｂは、平均値ＩＬａｖｅが所定値Ｉ１（＞Ｉ０）よりも小さいか否かを判断する。ＩＬａｖｅ＜Ｉ１の場合（Ｓ２２にてＹＥＳ）、処理はＳ２３に移される。ＩＬａｖｅ＞Ｉ１の場合（Ｓ２２にてＮＯ）、処理はＳ２４に移される。

Ｓ２３にて、制御装置１００ｂは、キャリア周波数ｆを上述した周波数ｆｂに設定する。これにより、電流ＩＬのリプル幅Ｉｐが０クロスするように拡げられるので、Ｑ２ターンオン損失が低減される。

Ｓ２４にて、制御装置１００ｂは、キャリア周波数ｆを上述した周波数ｆｃに設定する。これにより、コンバータ１２の各部品で生じる損失の合計が最小となる。

以下、コンバータ１２の各部品で生じる損失の合計が最小となる周波数ｆｃの選定手法について詳細に説明する。

上述したように、ＩＧＢＴのスイッチング動作時には損失が発生するが、ターンオフ時の損失はターンオン時の損失よりも大きくなる傾向にある。

図１９は、ＩＧＢＴを流れる電流とＩＧＢＴのターンオン時のスイッチング（ＳＷ）損失との関係を示す図である。図２０は、ＩＧＢＴを流れる電流とＩＧＢＴのターンオフ時のスイッチング損失との関係を示す図である。ターンオン時には、図１９に示すように、電流に応じたスイッチング損失が生じる。一方、図２０に示すように、ターンオフ時には、スイッチング損失に加えてテイル損失が発生する。

図２１は、Ｑ２ターンオフ時にＱ２を流れる電流Ｉｑ２とＱ２の両端の電圧Ｖｑ２との時間変化を示す図である。図２１に示すように、Ｑ２ターンオフ時には電圧Ｖｑ２が増加するとともに電流Ｉｑ２が０に向けて低下するが０付近では緩やかに減少するテイル電流が流れる。このテイル電流により発生する損失がテイル損失である。図２１において、範囲Ｒ３の面積がスイッチング損失の大きさに相当し、範囲Ｒ４の面積がテイル損失の大きさに相当する。

このように、ＩＧＢＴのターンオフ時にはテイル損失が生じるため、ＩＧＢＴのターンオフ時の損失はターンオン時の損失に比べて大きくなる傾向にある。

図２２は、コンバータを流れる電流の変化を、キャリア周波数ｆが低い場合と高い場合とに分けて示した図である。

図２２において、期間ＴＡ、時刻ｔａ、期間ＴＢ、時刻ｔｂは、それぞれキャリア周波数ｆが低い場合のＱ２オン定常期間、Ｑ２ターンオフ時刻、Ｑ２オフ定常期間、Ｑ２ターンオン時刻を示す。期間ＴＣ、時刻ｔｃ、期間ＴＤ、時刻ｔｄは、それぞれキャリア周波数ｆが高い場合のＱ２オン定常期間、Ｑ２ターンオフ時刻、Ｑ２オフ定常期間、Ｑ２ターンオン時刻を示す。

図２２に示すように、キャリア周波数ｆが低い場合、Ｑ２オン定常期間ＴＡでは電流がＱ２を流れ、Ｑ２ターンオフ時刻ｔａで電流が流れる素子がＱ２からＤ１に変化し、Ｑ２オフ定常期間ＴＢで電流がＤ１を流れ、Ｑ２ターンオン時刻ｔｂで電流が流れる素子がＤ１からＱ２に変化する。

同様に、キャリア周波数ｆが高い場合、Ｑ２オン定常期間ＴＣでは電流がＱ２を流れ、Ｑ２ターンオフ時刻ｔｃで電流が流れる素子がＱ２からＤ１に変化し、Ｑ２オフ定常期間ＴＤで電流がＤ１を流れ、Ｑ２ターンオン時刻ｔｄで電流が流れる素子がＤ１からＱ２に変化する。

ここで、Ｑ２ターンオフ時刻ｔａの直前にＱ２を流れていた電流Ｉ１はＩＬａｖｅ＋（Ｉｐ１）／２であり、同様にＱ２ターンオフ時刻ｔｃの直前にＱ２を流れていた電流Ｉ２はＩＬａｖｅ＋（Ｉｐ２）／２である。ところが、Ｉｐ１＞Ｉｐ２であるため、電流Ｉ１は電流Ｉ２よりも大きくなる。

一方、Ｑ２ターンオン時刻ｔｂの直後にＱ２を流れる電流Ｉ３はＩＬａｖｅ−（Ｉｐ１）／２であり、同様にＱ２ターンオン時刻ｔｄの直後にＱ２を流れる電流Ｉ４はＩＬａｖｅ−（Ｉｐ２）／２である。ところが、Ｉｐ１＞Ｉｐ２であるため、電流Ｉ３は電流Ｉ４よりも小さくなる。

図２３は、キャリア周波数ｆが低い場合のコンバータのトータル損失とキャリア周波数ｆが高い場合のコンバータのトータル損失を比較するための図である。図２３に示すように、キャリア周波数ｆが高い場合のターンオフ損失の低下量（図２３の「ａ」参照）は、ターンオン損失の増加量（図２３の「ｂ」参照）を上回る。つまり、キャリア周波数ｆが高い方が損失低減効果が大きい。なお、この傾向は電流ＩＬが負の場合も同様の傾向がある。以上の内容から、キャリア周波数ｆを高い値に設定してリプル幅Ｉｐを低減することにより、キャリア１周期のスイッチング損失は減少する。

しかしながら、キャリア周波数ｆを高い値に設定すると、図２４に示すようにリプル幅Ｉｐは小さくなるがスイッチング回数そのものが増加するため、キャリア周波数ｆを高くし過ぎるとかえって損失が悪化するという背反がある。

そのため、図２４に示すように、スイッチング損失とリアクトル損失との合計値が最小となるキャリア周波数を実験等によって予め求めておき、そのキャリア周波数をコンバータ１２の各部品で生じる損失の合計が最小となる周波数ｆｃに選定すればよい。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ 電源システム、２，２ａ 駆動力発生部、１０ 蓄電装置、１２ コンバータ、２４ 電流センサ、２５，２６ 電圧センサ、３０ インバータ、３０−１ 第１インバータ、３０−２ 第２インバータ、３２ ＭＧ（モータジェネレータ）、３２−１ 第１ＭＧ、３２−２ 第２ＭＧ、３４ 動力分割装置、３６ エンジン、３８ 駆動輪、１００，１００ａ，１００ｂ 制御装置、１０２ 電圧指令生成部、１１４，１１４ｂ キャリア生成部、１０４，１０８ 減算部、１０６ 電圧制御演算部、１１０ 電流制御演算部、１１２ 駆動信号生成部、１３０ Ｐｒｅｑ算出部、１４０ エンジン制御部、１４１ 要求値算出部、１４２ 指令値設定部、１４３ 指令部、１５０ ＭＧ制御部、Ｃ１，Ｃ２ 平滑コンデンサ、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ１，Ｄ２ ダイオード、Ｌ１ リアクトル、Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子。

Claims (6)

1. 直流電源と、
   電気負荷装置と、
   前記直流電源と前記電気負荷装置との間で電圧変換を行なうコンバータと、
   前記コンバータまたは前記電気負荷装置を制御する制御装置とを備え、
   前記コンバータは、
   前記直流電源の正極と前記電気負荷装置との間に設けられたリアクトルと、
   前記リアクトルと前記電気負荷装置との間に設けられた第１スイッチング素子と、
   前記第１スイッチング素子に並列に接続され、前記電気負荷装置へ向かう方向を順方向とする第１ダイオードと、
   前記リアクトルおよび前記第１スイッチング素子の接続点と前記直流電源の負極との間に設けられた第２スイッチング素子と、
   前記第２スイッチング素子に並列に接続され、前記リアクトルへ向かう方向を順方向とする第２ダイオードとを含み、
   前記リアクトルを流れる電流には、直流成分に加えて、前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子のスイッチング動作に起因するリプル成分が含まれ、
   前記制御装置は、所定条件が成立した場合、前記リプル成分によって前記リアクトルを流れる電流が前記電気負荷装置へ向かう第１方向に流れる状態と前記直流電源へ向かう第２方向に流れる状態との間で交互に入れ替わるゼロクロス状態となるように、前記コンバータまたは前記電気負荷装置を制御し、
   前記制御装置は、前記所定条件が成立した場合、前記リプル成分の振幅を増加させるように前記コンバータを制御することによって、前記リアクトルを流れる電流を前記ゼロクロス状態にさせ、
   前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子は、搬送波と指令値とを比較した結果に基づいてオンオフが制御され、
   前記制御装置は、前記所定条件が成立した場合、前記リプル成分の振幅を増加させるように前記搬送波の周波数を設定することによって、前記リアクトルを流れる電流を前記ゼロクロス状態にさせ、
   前記所定条件は、前記直流成分の前記第１方向の大きさが第１値と前記第１値よりも大きい第２値との間に含まれるという条件である、車両。
2. 前記制御装置は、前記所定条件が成立していない場合において、前記直流成分の前記第１方向の大きさが前記第１値よりも小さいときは、前記リアクトルを流れる電流が前記ゼロクロス状態となる範囲で前記リプル成分の振幅を低下させるように前記搬送波の周波数を設定し、前記直流成分の前記第１方向の大きさが前記第２値よりも大きいときは、前記コンバータの損失が最小となるように予め定められた値に前記搬送波の周波数を設定する、請求項１に記載の車両。
3. 前記電気負荷装置は、前記車両の駆動源であるモータと、前記モータに供給される電流を制御するインバータとを有し、
   前記制御装置は、前記所定条件が成立した場合、前記モータに供給される電流を低下させるように前記インバータを制御することによって、前記直流成分の前記第１方向の大きさを低下させて前記リアクトルを流れる電流を前記ゼロクロス状態にさせる、請求項１に記載の車両。
4. 前記車両は、駆動源としてエンジンをさらに備え、
   前記制御装置は、前記所定条件が成立した場合、前記モータに供給される電流を低下させるように前記インバータを制御することによって前記リアクトルを流れる電流を前記ゼロクロス状態にさせつつ、前記エンジンの出力を増加させて前記車両の駆動力の低下を抑制する、請求項３に記載の車両。
5. 前記リアクトルを流れる電流は、前記第２スイッチング素子をオフからオンに変化させた時に極小となり、
   前記リアクトルを流れる電流が前記ゼロクロス状態でなく前記第１方向に流れている場合に前記第２スイッチング素子をオフからオンに変化させた時には電流は前記第２スイッチング素子を流れ、前記リアクトルを流れる電流が前記ゼロクロス状態である場合に前記第２スイッチング素子をオフからオンに変化させた時には電流は前記第２スイッチング素子を流れずに前記第２ダイオードを流れる、請求項１に記載の車両。
6. 直流電源と、電気負荷装置と、前記直流電源と前記電気負荷装置との間で電圧変換を行なうコンバータとを備えた車両の制御装置が行なう制御方法であって、
   前記コンバータは、
   前記直流電源の正極と前記電気負荷装置との間に設けられたリアクトルと、
   前記リアクトルと前記電気負荷装置との間に設けられた、オン状態で前記リアクトルへ向かう方向に電流を通過させることが可能な第１スイッチング素子と、
   前記第１スイッチング素子に並列に接続され、前記電気負荷装置へ向かう方向を順方向とする第１ダイオードと、
   前記リアクトルおよび前記第１スイッチング素子の接続点と前記直流電源の負極との間に設けられ、オン状態で前記直流電源へ向かう方向に電流を通過させることが可能な第２スイッチング素子と、
   前記第２スイッチング素子に並列に接続され、前記リアクトルへ向かう方向を順方向とする第２ダイオードとを有し、
   前記リアクトルを流れる電流には、直流成分に加えて、前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子のスイッチング動作に起因するリプル成分が含まれ、
   前記制御方法は、
   所定条件が成立したか否かを判断するステップと、
   前記所定条件が成立した場合、前記リプル成分によって前記リアクトルを流れる電流が前記電気負荷装置へ向かう第１方向に流れる状態と前記直流電源へ向かう第２方向に流れる状態との間で交互に入れ替わるゼロクロス状態となるように、前記コンバータまたは前記電気負荷装置を制御するステップとを含み、
   前記コンバータまたは前記電気負荷装置を制御するステップは、前記所定条件が成立した場合、前記リプル成分の振幅を増加させるように前記コンバータを制御することによって、前記リアクトルを流れる電流を前記ゼロクロス状態にさせるステップを含み、
   前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子は、搬送波と指令値とを比較した結果に基づいてオンオフが制御され、
   前記コンバータまたは前記電気負荷装置を制御するステップは、前記所定条件が成立した場合、前記リプル成分の振幅を増加させるように前記搬送波の周波数を設定することによって、前記リアクトルを流れる電流を前記ゼロクロス状態にさせるステップを含み、
   前記所定条件は、前記直流成分の前記第１方向の大きさが第１値と前記第１値よりも大きい第２値との間に含まれるという条件である、車両の制御方法。

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