JP6424786B2 - 電動車両の電源システム - Google Patents

Description

この発明は、電動車両の電源システムに関し、より特定的には、電源システム内の平滑コンデンサの残留電荷を放電するための制御に関する。

電動車両駆動用電動機を搭載した電動車両の電源システムでは、蓄電装置からの直流電圧と、電動機の交流電圧との間での電力変換が実行される。したがって、電源システム内には、直流電圧を平滑化するためのコンデンサが配置されている。

特開２００４−２０１４３９号公報（特許文献１）には、コンバータのスイッチング制御によって、平滑コンデンサの残留電荷を放電するための制御が記載されている。具体的には、昇圧チョッパで構成されたコンバータの入力側および出力側にそれぞれ接続された２個の平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を、スイッチング素子のオンオフによって形成される電流経路上で徐々に消費する制御（以下、残留電荷放電制御とも称する）が記載されている。

特開２００４−２０１４３９号公報

特許文献１では、昇圧チョッパの下アーム素子をオン（上アーム素子をオフ）することにより入力側の平滑コンデンサＣ１の残留電荷を消費する昇圧動作と、昇圧チョッパの上アーム素子をオン（下アーム素子をオフ）することにより出力側の平滑コンデンサＣ２の残留電荷を消費する降圧動作とを交互に行うことによって、残留電荷放電制御が実行される。特許文献１による残留電荷放電制御によれば、平滑コンデンサに対して放電抵抗を設けることなく残留電荷を消費することができる。

一方で、残留電荷放電制御については、残留電荷をなるべく短時間で放電することが好ましい。このため、特許文献１に記載された残留電荷放電制御においても、放電所要時間をさらに短縮することが望ましい。

この発明はこのような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、昇圧チョッパで構成されたコンバータのスイッチング制御による平滑コンデンサの残留電荷の放電所要時間を短縮することである。

この発明のある局面に従えば、車両駆動用の電動機を搭載した電動車両の電源システムは、第１から第３の電力線と、蓄電装置と、第１および第２の平滑コンデンサと、コンバータと、開閉器と、制御装置とを備える。電動機を含む電気負荷は、高電圧側の第１電力線および低電圧側の第２の電力線と接続される。蓄電装置は、第３の電力線および第２の電力線の間に接続される。第１の平滑コンデンサは、蓄電装置と並列に第３および第２の電力線と接続される。第２の平滑コンデンサは、電気負荷と並列に第１および第２の電力線と接続される。コンバータは、第１および第２の平滑コンデンサの間に接続される。コンバータは、第１および第２のスイッチング素子と、リアクトルとを含む。第１および第２のスイッチング素子は、第１および第２の電力線の間に直列に接続される。リアクトルは、第１および第２のスイッチング素子の接続ノードと第２の電力線との間に、第２の平滑コンデンサと直列に電気的に接続される。開閉器は、第３および第２の電力線に介挿接続される。制御装置は、開閉器の遮断時において、第１のスイッチング素子をオフするとともに第２のスイッチング素子をオンする第１の期間と、第２のスイッチング素子をオフするとともに第１のスイッチング素子をオンする第２の期間とを交互に設けることによって、第１および第２の平滑コンデンサの残留電荷を消費するようにコンバータを制御する。さらに、制御装置は、開閉器の遮断時におけるコンバータの制御において、第１および第２の期間の長さの比であるデューティ比を規定するデューティ比を、前記コンバータにおける電力損失を最大化するように制御する。

上記電動車両の電源システムによれば、開閉器の遮断時において、第１および／または第２の平滑コンデンサとリアクトルとによって形成されるＬＣ回路に電流（リアクトル電流）を生じさせることで、コンバータのスイッチング制御によって第１および第２の平滑コンデンサの残留電荷を消費できる。特に、コンバータのスイッチング制御において、コンバータの電力損失を最大化するようにデューティ比を制御することによって、第１および第２のコンデンサの残留電荷を早期に消費して、放電所要時間を短縮することができる。

たとえば、デューティ比は、（１）連続する昇圧動作期間および降圧動作期間での構成される１周期内でのリアクトル電流の変化幅（直流電流の電流リップル、または、交流電流のピーク−ピーク値）が最大化されることでリアクトルでの電力損失が増加するように、または、（２）予め定められた損失特性に従って、現在の第１および第２の平滑コンデンサの電圧および現在のリアクトル電流の下で、スイッチング素子およびリアクトルの電力損失が最大化されるように設定することができる。

この発明によれば、昇圧チョッパで構成されたコンバータのスイッチング制御による平滑コンデンサの残留電荷の放電所要時間を短縮することができる。

本実施の形態に従う電動車両の全体構成図である。 残留電荷放電制御における電気的な等価回路図である。 昇圧動作時における電流経路を示す等価回路図である。 降圧動作時における電流経路を示す等価回路図である。 実施の形態１に従う残留電荷放電制御の動作を説明するための波形図である。 実施の形態２に従う残留電荷放電制御を説明する機能ブロック図である。 実施の形態２に従う残留電荷放電制御におけるデューティ比の制御を説明する概念図である。 実施の形態２に従う残留電荷放電制御のための制御処理を説明するフローチャートである。 実施の形態３に従う残留電荷放電制御を説明する機能ブロック図である。 図９に示された損失マップ３７０の特性を示す概略図である。 図９に示されたデューティ比制御部によるデューティ比の設定を説明する概念図である。 実施の形態４に従う残留電荷放電制御でのリアクトル電流の概念的な波形図である。 実施の形態４に従う残留電荷放電制御のための制御処理を説明するフローチャートである。

以下において、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では、図中の同一または相当部分について同一符号を付し、その説明は原則的に繰り返さないものとする。

［実施の形態１］
（車両構成）
図１には、本実施の形態に従う電動車両１００の全体構成図が示される。本実施の形態１においては、電動車両１００としてエンジンおよびモータジェネレータを搭載したハイブリッド電動車両を例として説明するが、電動車両１００の構成はこれに限定されるものではなく、蓄電装置からの電力によって走行可能な電動車両であれば適用可能である。電動車両１００としては、ハイブリッド電動車両以外にたとえば電気自動車や燃料電池自動車などが含まれる。また、蓄電装置からの電力によって走行可能でなくとも、電力変換装置を備える電動車両においても適用可能である。

図１を参照して、電動車両１００は、リレーＳＲ１，ＳＲ２と、蓄電装置１５０と、と、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２と、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２と、動力分割機構２５０と、エンジン２２０と、駆動輪２６０と、ＥＣＵ（Electronic Control Unit）３００と備える。

蓄電装置１５０は、充放電可能に構成された電力貯蔵要素である。蓄電装置１５０は、たとえば、リチウムイオン電池、ニッケル水素電池あるいは鉛蓄電池などの二次電池、電気二重層キャパシタなどの蓄電素子によって構成することができる。

蓄電装置１５０は、電力線ＰＬ１および電力線ＮＬ１によって電力変換装置１１５に接続される。そして、蓄電装置１５０は、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２を駆動するための直流電力を電力変換装置１１５へ供給する。また、蓄電装置１５０は、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２によって発生され、電力変換装置１１５を介して供給される電力を蓄電する。蓄電装置１５０から供給される電圧は、たとえば２００Ｖ程度である。

リレーＳＲ１，ＳＲ２は、蓄電装置１５０と電力変換装置１１５（コンバータ１１０）とを接続する電力線ＰＬ１および電力線ＮＬ１の途中に介挿接続される。リレーＳＲ１，ＳＲ２は、蓄電装置１５０から電力変換装置１１５へ電力の供給と遮断とを切替える。

電力変換装置１１５は、蓄電装置１５０からの直流電圧を交流電圧に変換して、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２に供給する。また、電力変換装置１１５は、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２によって発生した交流電圧を、直流電圧に変換して蓄電装置１５０を充電する。

モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２は、たとえば、永久磁石が埋設されたロータと中性点でＹ結線された三相コイルを有するステータとを備える三相交流電動発電機で構成される。モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２は、電力変換装置１１５から供給される交流電圧を受けて電動車両推進のための回転駆動力を発生する。また、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２は、外部から回転力を受けて交流電力を発電するとともに、ＥＣＵ３００からの回生トルク指令によって回生制動力を電動車両１００に発生する。

また、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２は、動力分割機構２５０を介してエンジン２２０にも連結される。そして、エンジン２２０の発生する駆動力とモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の発生する駆動力とが最適な比率となるように制御される。また、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２のいずれか一方を専ら電動機として機能させ、他方のモータジェネレータを専ら発電機として機能させてもよい。

動力分割機構２５０には、エンジン２２０の動力を、駆動輪２６０とモータジェネレータＭＧ１との両方に振り分けるために、遊星歯車機構（プラネタリーギヤ）が使用される。

電力変換装置１１５は、コンバータ１１０およびインバータ１２０を含む。また、インバータ１２０は、モータジェネレータＭＧ１を駆動するためのインバータ１２１およびモータジェネレータＭＧ２を駆動するためのインバータ１２２を含む。

コンバータ１１０は、電力線ＰＬ１およびＨＰＬの間に接続される。コンバータ１１０は、いわゆる昇圧チョッパ回路の構成を有しており、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する。）Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。

インバータ１２１は、いわゆる三相インバータの回路構成を有し、コンバータ１１０およびモータジェネレータＭＧ１の間に接続される。インバータ１２１は、Ｕ相アーム１２３と、Ｖ相アーム１２４と、Ｗ相アーム１２５とを含む。Ｕ相アーム１２３、Ｖ相アーム１２４およびＷ相アーム１２５は、電力線ＨＰＬおよび電力線ＮＬ１の間に並列に接続される。Ｕ相アーム１２３は、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を含む。Ｖ相アーム１２４は、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６を含む。Ｗ相アーム１２５は、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８を含む。各相アームの中間点は、モータジェネレータＭＧ１のステータコア（図示せず）に巻回されたＵ相、Ｖ相およびＷ相のコイルの一方端にそれぞれ接続されている。Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のコイルの他方端は、中性点で相互接続されている。

インバータ１２１は、コンバータ１１０から昇圧された電圧を受けて、たとえばエンジン２２０を始動させるためにモータジェネレータＭＧ１を駆動する。また、インバータ１２１は、エンジン２２０から伝達される機械的動力によってモータジェネレータＭＧ１で発電された回生電力をコンバータ１１０に出力する。このときコンバータ１１０は、ＡＣ／ＤＣ変換器として動作するようにＭＧ−ＥＣＵ３００によって制御される。インバータ１２１は、ＭＧ−ＥＣＵ３００から出力される制御信号ＰＷＩ１に従ってスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のゲート信号をオンまたはオフさせることによって、コンバータ１１０から供給される直流電圧を所望の交流電圧に変換することができる。

インバータ１２２は、コンバータ１１０およびモータジェネレータＭＧ２の間に接続される。インバータ１２２の回路構成は、インバータ１２１と同様であるので詳細な説明は繰り返さない。インバータ１２２は、ＭＧ−ＥＣＵ３００から出力される制御信号ＰＷＩ２に従って制御される。

インバータ１２２は駆動輪２６０を駆動するモータジェネレータＭＧ２に対してコンバータ１１０の出力する直流電圧を三相交流に変換して出力する。またインバータ１２２は、回生制動に伴い、モータジェネレータＭＧ２において発電された回生電力をＡＣ／ＤＣ変換してコンバータ１１０に出力する。

図１の構成例において、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２は、「電動機」の一実施例に対応する。インバータ１２１および１２２は、電力線ＨＰＬ上の直流電圧を、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２を駆動するための交流電圧に変換することができる。すなわち、電力線ＨＰＬは「第１の電力線」に対応し、電力線ＮＬ１は「第２の電力線」に対応し、電力線ＰＬ１は「第３の電力線」に対応する。また、インバータ１２０以降の構成要素によって、「電動機」を含む「電気負荷」が構成される。

平滑コンデンサＣ１は、コンバータ１１０の低圧側（すなわち、蓄電装置１５０側）の電力線ＰＬ１と電力線ＮＬ１間に接続されて、直流電圧の交流成分を除去する。これにより、電力線ＰＬ１上の直流電圧から、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング時のリップル電圧を吸収することができる。

同様に、平滑コンデンサＣ２は、コンバータ１１０の高圧側（すなわち、インバータ１２０側）の電力線ＨＰＬと電力線ＮＬ１間に接続されて、直流電圧の交流成分を除去する。これにより、コンバータ１１０およびインバータ１２０でスイッチング時に発生するリップル電圧を吸収することができる。平滑コンデンサＣ１およびＣ２は、コンバータ１１０の入力側および出力側にそれぞれ接続されている。このように、平滑コンデンサＣ１は「第１の平滑コンデンサ」に対応し、平滑コンデンサＣ２は「第２のコンデンサ」に対応する。

電圧センサ１７０は、平滑コンデンサＣ１の両端間の直流電圧ＶＬを検出し、その検出した電圧ＶＬをＥＣＵ３００へ出力する。また、電圧センサ１８０は、平滑コンデンサＣ２の両端間の直流電圧ＶＨ、すなわち、コンバータ１１０の出力電圧（インバータ１２０の入力電圧に相当）を検出し、その検出した電圧ＶＬをＥＣＵ３００へ出力する。

ＥＣＵ３００は、各種センサの出力に基づいて、電動車両１００をドライバ操作に従って走行するように、車載各機器の動作を制御する。代表的には、ＨＶ−ＥＣＵ４００には、イグニッションスイッチ（ＩＧスイッチ）４１０の操作信号、アクセルペダル４２０の開度（アクセル開度ＡＣＣ）およびブレーキペダル４３０の操作量（ブレーキ操作量ＢＲＫ）、および、車速センサ４４０よって検出される車速Ｖｓが入力される。ＥＣＵ３００は、車速Ｖｓおよびアクセル開度ＡＣＣ、ブレーキ操作量ＢＲＫに基づいて、エンジン２２０およびモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の動作指令を生成する。

また、ＥＣＵ３００は、イグニッションスイッチ４１０がオンされたＩＧオン時にはリレーＳＲ１，ＳＲ２をオンする。リレーＳＲ１，ＳＲ２のオンにより、蓄電装置１５０の電力をモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２で使用可能な状態が形成される。一方で、ＨＶ−ＥＣＵ４００は、ＩＧオフ時には、リレーＳＲ１，ＳＲ２をオフする。これにより、蓄電装置１５０とモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２との間は、電気的に切り離される。

ＥＣＵ３００は、電圧センサ１７０，１８０から直流電圧ＶＬ，ＶＨの検出値を受けるとともに、図示しない電流センサからモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の電流検出値（相電流）を受ける。そして、ＥＣＵ４００は、設定した動作指令（代表的にはトルク指令値）に従ってモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の出力が制御されるように、コンバータ１１０およびインバータ１２０における電力変換を制御する制御信号ＰＷＣ，ＰＷＩ１，ＰＷＩ２を生成する。

コンバータ１１０およびインバータ１２０は、制御信号ＰＷＣ，ＰＷＩ１，ＰＷＩ２に従って電力変換を実行する。また、エンジン２２０では、ＥＣＵ３００からの動作指令（たとえば、目標エンジン回転数および目標エンジントルク）に従って、エンジン２２０での燃料噴射量、点火タイミング、バルブタイミング等が制御される。この結果、ドライバによるアクセルペダル４２０およびブレーキペダル４３０の操作に応じた、車両駆動力または車両制動力が、エンジン２２０およびモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２からの出力によって確保される。

（残留電荷放電制御）
ドライバによるＩＧスイッチ４１０のオフ、または、図示しないＧセンサ等による電動車両１００の衝突件数に応じて、ＥＣＵ３００は、リレーＳＲ１，ＳＲ２をオフする。これにより、電動車両１００は、電気システムへの蓄電装置１５０からの給電が停止されて、走行不能な状態（Ｒｅａｄｙ−ＯＦＦ状態）となる。

Ｒｅａｄｙ−ＯＦＦ状態では、ＳＲ１，ＳＲ２がオフされた時点において平滑コンデンサＣ１，Ｃ２に蓄積された残留電荷は、特許文献１と同様にコンバータ１１０のスイッチング制御によって放電される。

図２には、残留電荷放電制御における電気的な等価回路図が示される。
図２を参照して、コンバータ１１０は、ノードＮ１を介して、電力線ＨＰＬおよびＮＬ１の間に直列接続されたスイッチング素子Ｑ１およびＱ２を有する。スイッチング素子Ｑ１は「上アーム素子」、スイッチング素子Ｑ２は「下アーム素子」とも称される。

さらに、リアクトルＬ１は、ノードＮ１と電力線ＮＬ１との間に、平滑コンデンサＣ１と直列に接続される。以下では、リアクトルＬ１を流れる電流を、リアクトル電流ＩＬとも称する。リアクトル電流ＩＬは、平滑コンデンサＣ１からノードＮ１へ向かう方向（図中での左から右へ向かう方向）を正電流（ＩＬ＞０）とする。リアクトルＬ１は、通常、磁性材料で形成されたコア（図示せず）に、リアクトル電流ＩＬが通過するコイル（図示せず）を巻回することで構成される。

残留電荷放電制御の実行時には、平滑コンデンサＣ１は蓄電装置１５０（図１）から電気的に切離されている。コンバータ１１０の入力側の電圧ＶＬは、平滑コンデンサＣ１の残留電荷量に応じた電圧となる。同様に、コンバータ１１０の出力側の電圧ＶＨは、平滑コンデンサＣ２の残留電荷量に応じた電圧となる。

残留電荷放電制御は、特許文献１と同様に、コンバータ１１０が昇圧動作および降圧動作を交互に繰返すことによって実行される。

図３は、昇圧動作時における電流経路を示す等価回路図であり、図４は降圧動作時における電流経路を示す等価回路図である。

図３を参照して、昇圧動作時には下アーム素子（スイッチング素子Ｑ２）がオンされる一方で、上アーム素子（スイッチング素子Ｑ１）がオフされる。これにより、平滑コンデンサＣ１およびリアクトルＬ１が直列接続されたＬＣ回路によって、平滑コンデンサＣ１の残留電荷による電流経路３１０が形成される。この際のスイッチング素子Ｑ１による電力損失（スイッチング損失および導通損失）と、リアクトルＬ１における電力損失によって、平滑コンデンサＣ１の電荷を消費することができる。

図４を参照して、降圧動作時には上アーム素子（スイッチング素子Ｑ１）がオンされる一方で、下アーム素子（スイッチング素子Ｑ２）がオフされる。これにより、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２およびリアクトルＬ１が直列接続されたＬＣ回路によって、平滑コンデンサＣ２の残留電荷による電流経路３２０が形成される。この際のスイッチング素子Ｑ２による電力損失（スイッチング損失および導通損失）と、リアクトルＬ１における電力損失によって、平滑コンデンサＣ２の電荷を消費することができる。

なお、図３および図４の回路状態をそれぞれ継続すると、直列ＬＣ回路での電荷の移動に伴って交流電流（振動電流）が発生し、当該交流電流の周期は、リアクトルＬ１のリアクタンス値および平滑コンデンサＣ１，Ｃ２のキャパシタンス値から決まる。ただし、実施の形態１による残留電荷放電制御では、スイッチング周期Ｔを、上記交流電流の周期よりも短く設定することで、リアクトル電流ＩＬは、電流リップルを含む直流電流とされる。スイッチング周期は、一般には、スイッチング周波数ｆ（ｆ＝１／Ｔ）が可聴周波数帯から外れるように、かつ、リアクトルＬ１のインピーダンス（ω・Ｌ１）が想定通り得られるように考慮して、予め設定される。

図５は、実施の形態１に従う残留電荷放電制御の動作を説明するための波形図である。
図５を参照して、図３に示した昇圧動作と、図４に示した降圧動作とを交互に実行することによって本発明の実施の形態に従う残留電荷放電制御が実行される。図５の例では、時刻ｔ１以前およびｔ２〜ｔ３間において昇圧動作が実行され、時刻ｔ１〜ｔ２間およびｔ４以降において降圧動作が実行されている。以下では、連続する１回ずつの昇圧動作および降圧動作の期間長の和は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周期Ｔに相当する。スイッチング周期Ｔの逆数が、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数ｆ（ｆ＝１／Ｔ）に相当する。

昇圧動作期間では、図３の等価回路図から理解されるように、リアクトル電流ＩＬは上昇する。このときの傾き（ｄＩＬ／ｄｔ）をｋ１とすると、ｋ１＝ＶＬ／Ｌ１で表わすことができる。

一方で、降圧動作期間では、図４の等価回路図から理解されるように、リアクトル電流ＩＬは低下する。このときの傾き（ｄＩＬ／ｄｔ）をｋ２とすると、ｋ２＝（ＶＬ−ＶＨ）／Ｌ１で表わすことができる。

昇圧動作から降圧動作への切換タイミング（時刻ｔ１，ｔ３）において、リアクトル電流ＩＬは、上昇から低下に転じることにより極大点を取る。同様に、昇圧動作から降圧動作への切換タイミング（時刻ｔ２，ｔ４）において、リアクトル電流ＩＬは、低下から上昇に転じることにより極小点を取る。

リアクトル電流ＩＬが上昇する昇圧動作期間と、リアクトル電流ＩＬが低下する降圧動作間とを交互に設けることにより、各スイッチング周期において、リアクトル電流ＩＬには極大点および極小点が生じる。この結果、リアクトル電流ＩＬには、スイッチング周期内の電流変化幅に相当する電流リップルＩＬｒｐが生じる。

電流リップルＩＬｒｐは、リアクトル電流ＩＬの交流成分に相当する。したがって、電流リップルＩＬｒｐが大きくなる程、リアクトルＬ１での電力損失（主に、コアによる鉄損）が増加する。

実施の形態１に従う残留電荷放電制御では、スイッチング周期Ｔにおける昇圧動作期間および降圧動作期間の長さの比を、電流リップルＩＬｒｐが最大となるように設定することによって、コンバータでの電力損失の最大化が図られる。なお、以下では、スイッチング周期Ｔに対する降圧動作期間（上アームオン期間）の比をデューティ比Ｄと定義する。したがって、スイッチング周期Ｔに対する昇圧動作期間（下アームオン期間）の比は、（１−Ｄ）で示される。このように、デューティ比Ｄによって、昇圧動作期間および降圧動作期間の長さの比が規定される。なお、昇圧チョッパ回路における理論電圧変換比として、入力電圧（ＶＬ）および出力電圧（ＶＨ）とデューティ比Ｄとの間には、Ｄ＝ＶＬ／ＶＨの関係が成立することが知られている。

実施の形態１では、電流リップルＩＬｒｐが最大となる理論デューティ比に従って、各スイッチング周期におけるデューティ比Ｄを設定する。

昇圧動作期間のデューティ比（１−Ｄ）を用いると、電流リップルＩＬｒｐは、下記の式（１）で示される。

ＩＬｒｐ＝ｋ１×Ｔ×（１−Ｄ）
＝ＶＬ／Ｌ１×Ｔ×（１−ＶＬ／ＶＨ）
＝Ｔ／（Ｌ１×ＶＨ）×（ＶＬ／ＶＨ−ＶＬ²） …（１）
式（１）をＶＬの２次関数として変形すると、下記（２）式が得られる。

ＩＬｒｐ＝−Ｔ／（Ｌ１×ＶＨ）×{（ＶＬ−ＶＨ／２）²−ＶＨ²／４} …（２）
式（２）より、ＶＬ＝ＶＨ／２のとき、すなわち、Ｄ＝ＶＬ／ＶＨ＝０．５のときに、電流リップルＩＬｒｐが最大となることが理解される。

一方で、降圧動作期間のデューティ比Ｄを用いると、電流リップルＩＬｒｐは、下記の式（３）で示される。

ＩＬｒｐ＝ｋ２×Ｔ×Ｄ
＝（ＶＬ−ＶＨ）／Ｌ１×Ｔ×（ＶＬ／ＶＨ）
＝Ｔ／（Ｌ１×ＶＨ）×（ＶＬ／ＶＨ−ＶＬ²） …（３）
式（３）および式（１）とは同一であるので、降圧動作期間の電流変化からも、ＶＬ＝ＶＨ／２のとき、すなわち、Ｄ＝ＶＬ／ＶＨ＝０．５のときに、電流リップルＩＬｒｐが最大となることが理解される。

したがって、実施の形態１に従う残留電荷放電制御では、交互に繰り返される昇圧動作と降圧動作とのデューティ比Ｄ＝０．５、すなわち、昇圧動作および降圧動作の期間長が等しくなるようにすることで、電流リップルＩＬｒｐを最大化するようにデューティ比を制御することができる。これにより、リアクトルＬ１での電力損失を増大させることにより、コンバータ１１０での電力損失を最大化することができる。この結果、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を早期に消費して、放電所要時間を短縮することができる。

［実施の形態２］
実施の形態１では、電流リップルＩＬｒｐを最大化するための理論値に従って残留電荷放電制御におけるデューティ比Ｄを固定的に制御した。しかしながら、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフ制御には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフ切換時に設けられるデッドタイム（スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方をオフする期間）や、デューティ比Ｄに従った制御に対する実際のオンオフの遅れが存在する。これらの原因によって、デューティ比Ｄ＝０．５としても、実際には電流リップルＩＬｒｐが最大化されないことが懸念される。

したがって、実施の形態２では、リアクトル電流ＩＬの検出値に基づいて、実際の電流リップルＩＬｒｐが最大となるようにデューティ比Ｄを制御する。

図６は、実施の形態２に従う残留電荷放電制御を説明する機能ブロック図である。なお、図６を始めとする各ブロック図中の各機能ブロックの機能は、ＥＣＵ３００が予め記憶されたプログラムを実行するソフトウェア処理および／または内蔵する電子回路によるハードウェア処理によって実現することができる。

図６を参照して、デューティ制御部３５０は、リアクトル電流ＩＬの検出値に基づいて、デューティ比Ｄを制御する。駆動部３５５は、デューティ制御部３５０で設定されたデューティ比Ｄに従って、デットタイム等を付与した上でスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフ制御するための制御信号ＰＷＣを生成する。図１に示したように制御信号ＰＷＣに応じて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオンオフされる。

デューティ制御部３５０は、各スイッチング周期において、昇圧動作から降圧動作への切換わり点（図５での時刻ｔ１，ｔ３）における電流センサ１７５の検出値と、降圧動作から昇圧動作への切換わり点（図５での時刻ｔ２，ｔ４）における電流センサ１７５の検出値との差から、各制御周期での電流リップルＩＬｒｐを算出する。

そして、デューティ制御部３５０は、検出された電流リップルＩＬｒｐの実績値に基づいて、実際に電流リップルＩＬｒｐが最大となるようなデューティ比Ｄを探索するように、デューティ比Ｄを制御する。

図７は、実施の形態２に従う残留電荷放電制御におけるデューティ比の制御を説明する概念図である。

図７には電流リップルＩＬｒｐが最大となるデューティ比が、Ｄ＝０．５からずれている例が示される。このようなケースでは、実施の形態１のように、理論値に従ってＤ＝０．５に固定しても、電流リップルＩＬｒｐを最大化することができない。

したがって、実施の形態２に従う残留電荷放電制御では、デューティ比Ｄを、所定の制御周期毎に増加または減少することによって、電流リップルＩＬｒｐが最大値をとるデューティ比を探索する。

なお、デューティ比の制御周期は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周期のＮ周期分（Ｎ：自然数）とすることができる。以下では、Ｎ＝１、すなわち、スイッチング周期毎にデューティ比Ｄの増減制御を行う例について説明する。実施の形態２に従う残留電荷放電制御では、前回の制御周期において、デューティ比Ｄを増加および減少のいずれのアクションとしたかのフラグＦＬＧが導入される。たとえば、前回の制御周期においてデューティ比Ｄを増加した場合にはＦＬＧ＝１に設定される一方で、デューティ比Ｄを減少した場合にはＦＬＧ＝０に設定される。

図８は、実施の形態２に従う残留電荷放電制御の制御処理を説明するフローチャートである。図８に示された制御処理は、ＥＣＵ３００（デューティ制御部３５０）によって、制御周期毎に実行される。

図８を参照して、ＥＣＵ３００は、ステップＳ１００により、今回（第ｉ回目）の制御周期における電流リップルＩＬｒｐ（ｉ）を算出する（ｉ：自然数）。たとえば、各スイッチング周期における、昇圧動作および降圧動作の切換タイミング（図５における時刻ｔ１〜ｔ４の各々）におけるリアクトル電流ＩＬの検出値に基づいて、電流リップルＩＬｒｐ（ｉ）は算出される。

ＥＣＵ３００は、ステップＳ１１０により、ステップＳ１００で算出された電流リップルＩＬｒｐ（ｉ）と、前回の制御周期における電流リップルＩＬｒｐ（ｉ−１）とを比較する。

ＥＣＵ３００は、電流リップルＩＬｒｐが前回の制御周期よりも増加したとき（Ｓ１１０のＹＥＳ判定時）には、前回の制御周期でのアクションを継続するように、ステップＳ１２０，Ｓ１４０，Ｓ１５０の処理を実行する。すなわち、ＥＣＵ３００は、ＦＬＧ＝１のとき（Ｓ１２０のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ１４０により、デューティ比Ｄを所定値α増加する。これにより、デューティ比Ｄは、前回の制御周期に続いて、今回の制御周期でさらに増加される。一方で、ＥＣＵ３００は、ＦＬＧ＝０のとき（Ｓ１２０のＮＯ判定時）には、ステップＳ１５０により、デューティ比Ｄを所定値α減少する。これにより、デューティ比Ｄは、前回の制御周期に続いて、今回の制御周期でさらに減少される。

これに対して、ＥＣＵ３００は、電流リップルＩＬｒｐが前回の制御周期よりも減少したとき（Ｓ１１０のＮＯ判定時）には、前回の制御周期とは逆のアクションとするように、ステップＳ１３０，Ｓ１４０，Ｓ１５０の処理を実行する。すなわち、ＥＣＵ３００は、ＦＬＧ＝１のとき（Ｓ１３０のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ１５０により、デューティ比Ｄを所定値α減少する。これにより、デューティ比Ｄは、前回の制御周期とは異なり、今回の制御周期では減少される。一方で、ＥＣＵ３００は、ＦＬＧ＝１のとき（Ｓ１３０のＮＯ判定時）には、ステップＳ１４０により、デューティ比Ｄを所定値α増加する。これにより、デューティ比Ｄは、前回の制御周期とは反対に、今回の制御周期では増加される。

ＥＣＵ３００は、ステップＳ１４０により今回の制御周期でデューティ比Ｄを増加したときには、ステップＳ１６０によりＦＬＧ＝１に設定する。一方で、ＥＣＵ３００は、ステップＳ１５０により今回の制御周期でデューティ比Ｄを減少したときには、ステップＳ１７０によりＦＬＧ＝０に設定する。これにより、次回の制御周期において、デューティ比Ｄを増加および減少のいずれとしたかの履歴を確認できる。

実施の形態２による残留電荷放電制御によれば、制御周期間での電流リップルＩＬｒｐの増／減の実績に従ってデューティ比Ｄを増加または減少するアクションにより、デューティ比を、実際に電流リップルＩＬｒｐが最大値となる値に収束させることができる。この結果、電流リップルＩＬｒｐを最大化するように、電流実績に応じてデューティ比を動的に制御することができる。この結果、リアクトルＬ１での電力損失を増大することによりコンバータ１１０の電力損失を最大化することにより、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を早期に消費して、放電所要時間を短縮することができる。

［実施の形態３］
図９は、実施の形態３に従う残留電荷放電制御を説明する機能ブロック図である。

図９を参照して、実施の形態３に従う残留電荷放電制御では、デューティ比制御部３６０は、損失マップ３７０を参照したコンバータ１１０での電力損失推定によって、デューティ比Ｄを設定する。デューティ比制御部３６０によるデューティ比の制御周期は、実施の形態２と同様に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周期のＮ周期分（Ｎ：自然数）とすることができる。

図１０は、損失マップ３７０の特性を示す概略図である。
図１０を参照して、コンバータ１１０での電力損失は、主に、リアクトルＬ１での損失（リアクトル損失）Ｐｌ１およびスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２での損失（スイッチング損失）Ｐｌ２に分類される。

実施の形態１および２で説明したように、リアクトル損失Ｐｌ１は、電流リップルＩＬｒｐの増加に応じて増加する。したがって、デューティ比Ｄ＝０．５近傍で最大値となる特性を有する。

一方で、スイッチング損失Ｐｌ２は、デューティ比Ｄが大きくなって、降圧動作期間が長くなる程低下する傾向にある。このように、リアクトル損失Ｐｌ１およびスイッチング損失Ｐｌ２は、デューティ比Ｄに依存して変化する。このため、実機実験またはシミュレーション等によって、デューティ比Ｄに対するリアクトル損失Ｐｌ１およびスイッチング損失Ｐｌ２を定めた損失マップを予め作成することができる。

リアクトル損失Ｐｌ１およびスイッチング損失Ｐｌ２は、電圧ＶＨ，ＶＬおよびリアクトル電流ＩＬが変化すると異なる値となるので、損失マップは、電圧ＶＨ，ＶＬおよびリアクトル電流ＩＬで層別した、複数のマップが用意される。

再び図９を参照して、デューティ比制御部３６０は、電圧センサ１７０，１８０および電流センサ１７５によって検出された、電圧ＶＨ，ＶＬおよびリアクトル電流ＩＬを用いて損失マップ３７０を参照する。

さらに、デューティ比制御部３６０は、損失マップ３７０の参照によって得られるリアクトル損失Ｐｌ１およびスイッチング損失Ｐｌ２で示されるコンバータ損失Ｐｔｌが最小となるように、今回の制御周期におけるデューティ比Ｄを設定する。

図１１は、デューティ比制御部３６０によるデューティ比の制御例を説明する概念図である。

図１１を参照して、デューティ比制御部３６０は、前回の制御周期におけるデューティ比Ｄ０を含む、複数の候補デューティ比を設定する。図１１の例では、Ｄ０と、Ｄ０より大きいＤ１ａ〜Ｄ４ａと、Ｄ０より小さいＤ１ｂ〜Ｄ４ｂとが、候補デューティ比に設定される。このように、候補デューティ比は、Ｄ０より大きい任意個数のデューティ比と、Ｄ０より小さい任意個数のデューティ比とを含むように構成される。なお、候補デューティ比間の差は、等間隔であってもよく、不均等であってもよい。たとえば、隣接する候補デューティ比の間隔について、Ｄ０から遠ざかる程広く設定することができる。

デューティ比制御部３６０は、複数の候補デューティ比のそれぞれにおけるコンバータ損失Ｐｔｌを、損失マップ３７０の参照によって推定する。さらに、推定されたコンバータ損失Ｐｔｌが最大となる候補デューティ比に従って、今回の制御周期におけるデューティ比Ｄを設定する。たとえば、図１１の例では、候補デューティ比Ｄ１ａにおいてコンバータ損失Ｐｔｌが最大となるので、デューティ比Ｄは、Ｄ０からＤ１ａに変更される。

このように、実施の形態３に従う残留電荷放電制御によれば、デューティ比の変化に対する、リアクトル損失Ｐｌ１およびスイッチング損失Ｐｌ２の変化特性を示す損失マップを予め作成することにより、現在の動作状態（ＶＨ，ＶＬ，ＩＬ）において、コンバータ１１０での電力損失が最大となるようにデューティ比を制御することができる。この結果、コンバータ１１０全体での電力損失を増大することにより、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を早期に消費して、放電所要時間を短縮することができる。

なお、デューティ比制御部３６０によるコンバータ損失Ｐｔｌが最大となるデューティ比の設定は、図１１の例によらず、任意の手法で実行することができる。たとえば、山登り法等の最大値探索のための任意の制御アルゴリズムに従って、デューティ比制御部３６０の機能を実現することができる。

［実施の形態４］
実施の形態１〜３では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周期Ｔが所定値に固定された下でのデューティ比Ｄの制御について説明した。実施の形態４では、リアクトル電流ＩＬの実効値が最大となるようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフ期間を設定することによってデューティ比が制御される例を説明する。

図１２には、実施の形態４に従う残留電荷放電制御におけるリアクトル電流ＩＬの概念的な波形図が示される。

図１２を参照して、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオフされて、ＩＬ＝０の状態から、まず、スイッチング素子Ｑ２のオンによる昇圧動作を実行することで、残留電荷放電制御が開始される。

図３の等価回路から理解されるように、スイッチング素子Ｑ２をオンすると、平滑コンデンサＣ１の残留電荷により、平滑コンデンサＣ１およびリアクトルＬ１によるＬＣ回路に電流が流れる。この状態でスイッチング素子Ｑ２のオンを維持すると、リアクトル電流ＩＬは、徐々に減衰する振動電流（交流電流）となることが理解される。

再び図１２を参照して、昇圧動作により交流状に増加するリアクトル電流ＩＬは、時刻ｔａにおいて、接線の傾き（ｄＩＬ／ｄｔ）が正から負に転じる極大点を有する。この時刻ｔａにおいて、スイッチング素子Ｑ２がオフされるとともに、スイッチング素子Ｑ１がオンされて、昇圧動作から降圧動作への切換えが実行される。

時刻ｔｂからは、リアクトル電流ＩＬは、図４に示されたＬＣ回路を流れる。平滑コンデンサＣ２からの放電により、リアクトル電流ＩＬの接線の傾きは負（ｄＩＬ／ｄｔ＜０）となるので、リアクトル電流ＩＬは時刻ｔａから徐々に減少し、負方向（ＩＬ＜０）に流れるようになる。その後、平滑コンデンサＣ２からの放電が進行すると、時刻ｔｂにおいて、リアクトル電流ＩＬの接線の傾き（ｄＩＬ／ｄｔ）が負から正に転じる極小点を有する。

この時刻ｔｂにおいて、スイッチング素子Ｑ１がオフされるとともに、スイッチング素子Ｑ２がオンされて、降圧動作から昇圧動作への切換えが実行される。時刻ｔｂ以降では、リアクトル電流ＩＬの初期値が負（ＩＬ＜０）の状態から、図３に示されたＬＣ回路が形成されるので、リアクトル電流ＩＬの接線の傾きが再び正（ｄＩＬ／ｄｔ＞０）になって、リアクトル電流ＩＬが上昇する。この後、平滑コンデンサＣ１からの放電が進行すると、時刻ｔｃにおいて、リアクトル電流ＩＬは再び極大点を有する。

図１３には、実施の形態４に従う残留電荷放電制御のためのＥＣＵ３００による制御処理を説明するフローチャートが示される。図１３に示した制御処理は、所定周期で繰り返し実行される。

図１３を参照して、ＥＣＵ３００は、ステップＳ２００により、リアクトル電流ＩＬをサンプリングする。そして、ＥＣＵ３００は、ステップＳ２１０により、これまでのリアクトル電流ＩＬのサンプリング結果に基づき、リアクトル電流の傾き（ｄＩＬ／ｄｔ）を算出する。たとえば、ローパスフィルタ処理等を組合せて、複数個のサンプリング値の推移に基づいて、ステップＳ２００による演算を実行することができる。

さらに、ＥＣＵ３００は、ステップＳ２２０により、昇圧動作中および降圧動作中のいずれであるかを判定する。ＥＣＵ３００は、昇圧動作中（Ｓ２２０のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ２３０により、リアクトル電流ＩＬの極大点を検知するための判定を実行する。たとえばＳ２３０は、ｄＩＬ／ｄｔ＞０、かつ、ｄＩＬ／ｄｔ＞≒０のときにＹＥＳ判定とされ、そうでないときにＮＯ判定とされる。なお、ｄＩＬ／ｄｔ＞≒０であるか否かについては、ｄＩＬ／ｄｔ＜ε（ε：所定の微小値）の判定によって検知できる。

ＥＣＵ３００は、昇圧動作中にリアクトル電流ＩＬの極大点が検知されると（Ｓ２３０のＹＥＳ判定時）、ステップＳ２４０に処理を進めて、昇圧動作から降圧動作への切換えを実行する。これにより、スイッチング素子Ｑ１がオフからオンに変化するとともに、スイッチング素子Ｑ２がオンからオフに変化する。

一方で、ＥＣＵ３００は、昇圧動作中にリアクトル電流ＩＬの極大点が検知されないときには（Ｓ２３０のＮＯ判定時）、ステップＳ２５０に処理を進めて、昇圧動作を維持する。これにより、スイッチング素子Ｑ２がオンに維持されるとともに、スイッチング素子Ｑ１がオフに維持される。

ＥＣＵ３００は、降圧動作中（Ｓ２２０のＮＯ判定時）には、ステップＳ２６０により、リアクトル電流ＩＬの極小点を検知するための判定を実行する。たとえばＳ２６０は、ｄＩＬ／ｄｔ＜０、かつ、ｄＩＬ／ｄｔ＞≒０のときにＹＥＳ判定とされ、そうでないときにＮＯ判定とされる。なお、ｄＩＬ／ｄｔ＞≒０であるか否かの判定は、ステップＳ２３０と同様に実行することができる。

ＥＣＵ３００は、降圧動作中にリアクトル電流ＩＬの極小点が検知されると（Ｓ２６０のＹＥＳ判定時）、ステップＳ２７０に処理を進めて、降圧動作から昇圧動作への切換えを実行する。これにより、スイッチング素子Ｑ２がオフからオンに変化するとともに、スイッチング素子Ｑ１がオンからオフに変化する。

一方で、ＥＣＵ３００は、降圧動作中にリアクトル電流ＩＬの極小点が検知されないときには（Ｓ２６０のＮＯ判定時）、ステップＳ２８０に処理を進めて、昇圧動作を維持する。これにより、スイッチング素子Ｑ１がオンに維持されるとともに、スイッチング素子Ｑ２がオフに維持される。

図１３に示された制御処理によって、図１２に示されたように、リアクトル電流ＩＬの変曲点（極大点または極小点）が到来するタイミングで、昇圧動作および降圧動作の切換えが実行される。この結果、実施の形態４に従う残留電荷放電制御では、ＬＣ回路の減衰電流（交流電流）となるリアクトル電流ＩＬについて、ピーク−ピーク値を最大化することができる。これにより、交流電流の実効値についても最大化できる。

これにより、リアクトル電流ＩＬの通過によるリアクトルＬ１およびスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２での電力損失を最大化することができる。これにより、コンバータ１１０の電力損失の最大化によって、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を早期に消費して、放電所要時間を短縮することができる。

なお、実施の形態４に従う残留電荷制御においても、昇圧動作期間および降圧動作期間の長さの比、すなわち、デューティ比が、連続する昇圧動作期間および降圧動作期間におけるリアクトル電流ＩＬの電流変化幅を最大化するように制御される点では、実施の形態１および２における電流リップル最大化のためのデューティ比制御と共通する。

ただし、実施の形態１および２では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周期Ｔは所定値に固定されるのに対し、実施の形態４では、スイッチング周期Ｔは、リアクトル電流ＩＬの挙動に応じて調整されることになる。

なお、本実施の形態において、電動車両の構成は図１の例示に限定されるものではない。すなわち、直流電圧変換のためのコンバータ１１０を含み、その入力側および出力側に平滑コンデンサが接続された構成であれば、コンバータ１１０の出力側（電気負荷）の構成を限定することなく、実施の形態１〜４に従う残留電荷放電制御の適用が可能である。したがって、エンジンを搭載しない電気自動車や、図１とはパワートレーン構成が異なるハイブリッド自動車（シリーズハイブリッド車またはパラレルハイブリッド車等）についても、本発明の適用が可能である点について、確認的に記載する。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１００ 電動車両、１１０ コンバータ、１１５ 電力変換装置、１２０，１２１，１２２ インバータ、１２３，１２４，１２５ アーム、１５０ 蓄電装置、１７０，１８０ 電圧センサ、１７５ 電流センサ、２２０ エンジン、２５０ 動力分割機構、２６０ 駆動輪、３００ ＥＣＵ、３１０，３２０ 電流経路、３５０ デューティ制御部、３５５ 駆動部、３６０ デューティ比制御部、３７０ 損失マップ、４１０ イグニッションスイッチ、４２０ アクセルペダル、４３０ ブレーキペダル、４４０ 車速センサ、ＡＣＣ アクセル開度、ＢＲＫ ブレーキ操作量、Ｃ１，Ｃ２ 平滑コンデンサ、Ｄ１，Ｄ２ ダイオード、Ｄ０，Ｄ１ａ〜Ｄ４ａ，Ｄ１ｂ〜Ｄ４ｂ 候補デューティ比、ＦＬＧ フラグ、ＨＰＬ，ＮＬ１，ＰＬ１ 電力線、ＩＬ リアクトル電流、ＩＬｒｐ 電流リップル、Ｌ１ リアクトル、ＭＧ１，ＭＧ２ モータジェネレータ、Ｎ１ ノード、ＰＷＣ，ＰＷＩ１，ＰＷＩ２ 制御信号、Ｐｌ１ リアクトル損失、Ｐｌ２ スイッチング損失、Ｐｔｌ コンバータ損失、Ｑ１〜Ｑ８ スイッチング素子、ＳＲ１，ＳＲ２ リレー、Ｔ，ｆ スイッチング周期、ＶＨ 直流電圧（平滑コンデンサＣ２）、ＶＬ 直流電圧（平滑コンデンサＣ１）、Ｖｓ 車速。

Claims (4)

1. 車両駆動用の電動機を搭載した電動車両の電源システムであって、
   前記電動機を含む電気負荷と接続された、高電圧側の第１の電力線および低電圧側の第２の電力線と、
   第３の電力線および前記第２の電力線の間に接続された蓄電装置と、
   前記蓄電装置と並列に前記第３および第２の電力線と接続された第１の平滑コンデンサと、
   前記電気負荷と並列に前記第１および第２の電力線と接続された第２の平滑コンデンサと、
   前記第１および第２の平滑コンデンサの間に接続されたコンバータと、
   前記コンバータは、
   前記第１の電力線および前記第２の電力線間に直列接続された第１および第２のスイッチング素子と、
   前記第１および第２のスイッチング素子の接続ノードと前記第２の電力線との間に、前記第２の平滑コンデンサと直列に電気的に接続されたリアクトルとを含み、
   前記第３および第２の電力線に介挿接続された開閉器と、
   前記開閉器の遮断時において、前記第１のスイッチング素子をオフするとともに前記第２のスイッチング素子をオンする第１の期間と、前記第２のスイッチング素子をオフするとともに前記第１のスイッチング素子をオンする第２の期間とを交互に設けることによって、前記第１および第２の平滑コンデンサの残留電荷を消費するように前記コンバータを制御する制御装置とをさらに備え、
   前記制御装置は、前記開閉器の遮断時における前記コンバータの制御において、前記第１および第２の期間の長さの比を規定するデューティ比を、前記コンバータにおける電力損失を最大化するように時間経過に伴って変化させる、電動車両の電源システム。
2. 前記制御装置は、前記第１および第２のスイッチング素子のスイッチング周期が固定された下で、前記スイッチング周期のＮ周期（Ｎ：自然数）毎に、前記リアクトルの電流検出値に基づいて、前記リアクトルの電流リプルが最大となるように、前記デューティ比を増減制御する、請求項１記載の電動車両の電源システム。
3. 前記制御装置は、前記第１および第２のスイッチング素子のスイッチング周期が固定された下で、前記スイッチング周期のＮ周期（Ｎ：自然数）毎に、前記第１の平滑コンデンサの電圧検出値、前記第２の平滑コンデンサの電圧検出値、および、前記リアクトルの電圧検出値に基づき、前記第１および第２のスイッチング素子での電力損失と、前記リアクトルでの電力損失との和が最大となるように、予め用意された損失マップの参照によって前記デューティ比を決定する、請求項１記載の電動車両の電源システム。
4. 前記制御装置は、前記第１のスイッチング素子のオン期間中に前記リアクトルの電流検出値に極大点が生じると前記第１のスイッチング素子をオフする一方で前記第２のスイッチング素子をオンし、かつ、前記第２のスイッチング素子のオン期間中に前記リアクトルの電流検出値に極小点が生じると前記第２のスイッチング素子をオフする一方で前記第１のスイッチング素子をオンすることによって、前記デューティ比を変化させる、請求項１記載の電動車両の電源システム。

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