JP2001314089A - インバータ制御回路 - Google Patents
インバータ制御回路Info
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- JP2001314089A JP2001314089A JP2000127496A JP2000127496A JP2001314089A JP 2001314089 A JP2001314089 A JP 2001314089A JP 2000127496 A JP2000127496 A JP 2000127496A JP 2000127496 A JP2000127496 A JP 2000127496A JP 2001314089 A JP2001314089 A JP 2001314089A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 パルス幅変調を用い精度の良い正弦波波形で
モータを駆動する場合、上下アームの双方がＯＦＦにな
る期間が存在するため、ＯＮデューティを調整するため
の電流センサの使用が不可欠であった。 【解決手段】 三相ブリッジ回路５の一方のアームでパ
ルス幅変調を行い、残りのアームはＯＦＦに制御し、三
相のうち最も低い電圧となる相は下アームのみＯＮし、
その他の相はＯＮした相との電位差が所定の値になるよ
う一方のアームで、スイッチング素子のＯＮとＯＦＦの
応答時間差を差し引いた値を指令とするパルス幅変調を
行い、電流極性検出回路３でモータ１の端子電圧と変調
信号に基づき電流方向を検出し、電流方向の反転が検出
された時には、一定期間、上下の双方のアームを相補的
にスイッチングさせ、その後、元々パルス幅変調をして
いたアームをＯＦＦとし逆のアームでパルス幅変調を行
い、電圧位相のゼロクロスタイミングと電流方向の反転
検出タイミングとを一定の位相関係となるように電圧振
幅もしくは電圧位相を調整する。
モータを駆動する場合、上下アームの双方がＯＦＦにな
る期間が存在するため、ＯＮデューティを調整するため
の電流センサの使用が不可欠であった。 【解決手段】 三相ブリッジ回路５の一方のアームでパ
ルス幅変調を行い、残りのアームはＯＦＦに制御し、三
相のうち最も低い電圧となる相は下アームのみＯＮし、
その他の相はＯＮした相との電位差が所定の値になるよ
う一方のアームで、スイッチング素子のＯＮとＯＦＦの
応答時間差を差し引いた値を指令とするパルス幅変調を
行い、電流極性検出回路３でモータ１の端子電圧と変調
信号に基づき電流方向を検出し、電流方向の反転が検出
された時には、一定期間、上下の双方のアームを相補的
にスイッチングさせ、その後、元々パルス幅変調をして
いたアームをＯＦＦとし逆のアームでパルス幅変調を行
い、電圧位相のゼロクロスタイミングと電流方向の反転
検出タイミングとを一定の位相関係となるように電圧振
幅もしくは電圧位相を調整する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、誘導性の負荷を駆
動するインバータ制御回路、特にインダクションモータ
や、ブラシレスモータの駆動回路に関するものであり、
特にモータ電流を正弦波状にしてトルク変動を少なくす
るインダクションモータやブラシレスモータを高効率で
駆動する駆動回路に関するものである。
動するインバータ制御回路、特にインダクションモータ
や、ブラシレスモータの駆動回路に関するものであり、
特にモータ電流を正弦波状にしてトルク変動を少なくす
るインダクションモータやブラシレスモータを高効率で
駆動する駆動回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、モータに正弦波電圧を印加して高
効率駆動すべく、高電圧をパルス幅変調（以下，ＰＷＭ
と略す）を用いて擬似正弦波電圧を発生せしめ、モータ
に印加する方法が広く採用されている。図１１は、三相
モータを駆動するための回路を示している。整流回路あ
るいは電池などによる直流電源４に対して、ＳＵＡ，Ｓ
ＵＢ、ＳＶＡ、ＳＶＢ、ＳＷＡ、ＳＷＢのスイッチとそ
れらスイッチのそれぞれに並列に設けられたダイオード
ＤＵＡ，ＤＵＢ、ＤＶＡ、ＤＶＢ、ＤＷＡ、ＤＷＢとに
より構成される三相ブリッジ回路５により、モータ１を
駆動する構成になっている。ここで、ＳＵＡ，ＳＶＡ，
ＳＷＡ側を上アーム、ＳＵＢ，ＳＶＢ，ＳＷＢ側を下ア
ームと呼ぶ。
効率駆動すべく、高電圧をパルス幅変調（以下，ＰＷＭ
と略す）を用いて擬似正弦波電圧を発生せしめ、モータ
に印加する方法が広く採用されている。図１１は、三相
モータを駆動するための回路を示している。整流回路あ
るいは電池などによる直流電源４に対して、ＳＵＡ，Ｓ
ＵＢ、ＳＶＡ、ＳＶＢ、ＳＷＡ、ＳＷＢのスイッチとそ
れらスイッチのそれぞれに並列に設けられたダイオード
ＤＵＡ，ＤＵＢ、ＤＶＡ、ＤＶＢ、ＤＷＡ、ＤＷＢとに
より構成される三相ブリッジ回路５により、モータ１を
駆動する構成になっている。ここで、ＳＵＡ，ＳＶＡ，
ＳＷＡ側を上アーム、ＳＵＢ，ＳＶＢ，ＳＷＢ側を下ア
ームと呼ぶ。
【０００３】制御手段としての三相ＰＷＭパルス発生用
の制御回路１２２では、同一周波数による三相正弦波通
電用パルス（Ｕ上、Ｖ上、Ｗ上、Ｕ下、Ｖ下、Ｗ下の各
信号）を発生する。三相ＰＷＭパルス発生用の制御回路
１２２は例えばマイクロコンピュータなどで実現され
る。Ｕ上信号は、三相ブリッジ回路５のスイッチＳＵＡ
を制御し、Ｕ下信号はスイッチＳＵＢを制御する。同様
に、Ｖ上信号はＳＶＡを、Ｖ下信号はＳＶＢを、Ｗ上信
号はＳＷＡを、Ｗ下信号はＳＷＢを制御する。また、モ
ータ１への三本の電力線には電流センサＣＴＵ、ＣＴ
Ｖ、ＣＴＷが設けられており、計測した電流情報は、三
相ＰＷＭパルス発生用の制御回路１２２へ供給される。
電流センサの用途についてはあとで説明する。三相正弦
波電圧を発生するためには、３つのモータ端子に対し
て、ＰＷＭにより直流電源の中間の値を擬似的に発生さ
せる。
の制御回路１２２では、同一周波数による三相正弦波通
電用パルス（Ｕ上、Ｖ上、Ｗ上、Ｕ下、Ｖ下、Ｗ下の各
信号）を発生する。三相ＰＷＭパルス発生用の制御回路
１２２は例えばマイクロコンピュータなどで実現され
る。Ｕ上信号は、三相ブリッジ回路５のスイッチＳＵＡ
を制御し、Ｕ下信号はスイッチＳＵＢを制御する。同様
に、Ｖ上信号はＳＶＡを、Ｖ下信号はＳＶＢを、Ｗ上信
号はＳＷＡを、Ｗ下信号はＳＷＢを制御する。また、モ
ータ１への三本の電力線には電流センサＣＴＵ、ＣＴ
Ｖ、ＣＴＷが設けられており、計測した電流情報は、三
相ＰＷＭパルス発生用の制御回路１２２へ供給される。
電流センサの用途についてはあとで説明する。三相正弦
波電圧を発生するためには、３つのモータ端子に対し
て、ＰＷＭにより直流電源の中間の値を擬似的に発生さ
せる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、一般に
擬似正弦波を発生するためのスイッチング素子は、電流
の制御が単一方向にのみ可能であり、半導体プロセスの
制約上、素子にバイポーラトランジスタを用いる場合に
は、ＮＰＮ型トランジスタが用いられ、ＭＯＳ−ＦＥＴ
を用いる場合には、Ｎチャンネル型が用いられる。ま
た、これらの素子は、ＯＮ制御指令を受けてから実際に
ＯＮするまでの時間と、ＯＦＦ制御指令を受けてから実
際にＯＦＦするまでの時間が異なっており、ＯＦＦする
までの時間の方が遅くなっている。
擬似正弦波を発生するためのスイッチング素子は、電流
の制御が単一方向にのみ可能であり、半導体プロセスの
制約上、素子にバイポーラトランジスタを用いる場合に
は、ＮＰＮ型トランジスタが用いられ、ＭＯＳ−ＦＥＴ
を用いる場合には、Ｎチャンネル型が用いられる。ま
た、これらの素子は、ＯＮ制御指令を受けてから実際に
ＯＮするまでの時間と、ＯＦＦ制御指令を受けてから実
際にＯＦＦするまでの時間が異なっており、ＯＦＦする
までの時間の方が遅くなっている。
【０００５】このため、１つの相を形成する上下のアー
ムの制御に同じ信号を用いると、前述のようにＯＦＦの
方が遅くなってしまうことにより、双方のアームが同時
にＯＮしてしまい、直流電源を短絡してしまう。これを
回避するために、上アームをＯＮさせる制御指令が出て
いる期間と下アームをＯＮさせる制御指令が出ている期
間以外に、双方のアームを同時にＯＦＦさせる制御指令
を出す期間を設けている。この双方のアームをＯＦＦし
ておく制御指令は、スイッチング素子が実際にＯＦＦす
るまでの時間が種々変動しても、直流電源を短絡させな
いようにする必要があり、通常動作においては、最もＯ
ＦＦするのが遅いスイッチング素子でも同時にＯＦＦし
てしまうように設定している。
ムの制御に同じ信号を用いると、前述のようにＯＦＦの
方が遅くなってしまうことにより、双方のアームが同時
にＯＮしてしまい、直流電源を短絡してしまう。これを
回避するために、上アームをＯＮさせる制御指令が出て
いる期間と下アームをＯＮさせる制御指令が出ている期
間以外に、双方のアームを同時にＯＦＦさせる制御指令
を出す期間を設けている。この双方のアームをＯＦＦし
ておく制御指令は、スイッチング素子が実際にＯＦＦす
るまでの時間が種々変動しても、直流電源を短絡させな
いようにする必要があり、通常動作においては、最もＯ
ＦＦするのが遅いスイッチング素子でも同時にＯＦＦし
てしまうように設定している。
【０００６】しかしながら、モータはインダクタンスを
有する誘導負荷であり、パルス幅変調を用いてこのよう
な上下のスイッチング素子がともにＯＦＦになる期間が
ある場合には、予め設定した電圧とは異なる電圧がモー
タに印加されてしまう。モータに印加する電圧の位相に
対して、電流の位相は完全に一致しているわけではな
い。このときの様子を図１２に示す。
有する誘導負荷であり、パルス幅変調を用いてこのよう
な上下のスイッチング素子がともにＯＦＦになる期間が
ある場合には、予め設定した電圧とは異なる電圧がモー
タに印加されてしまう。モータに印加する電圧の位相に
対して、電流の位相は完全に一致しているわけではな
い。このときの様子を図１２に示す。
【０００７】図１２では、電圧の平均値はパルス幅変調
を行なっている端子出力が高い場合を示しており、図１
２の（ａ）に示すように電圧が高い方から低い方へと電
流が流れている場合には、スイッチング素子ＳＡがＯＮ
の時には、実線のように電流が流れる。また、スイッチ
ング素子ＳＡがＯＦＦの時には、スイッチング素子ＳＡ
のＯＮ／ＯＦＦにかかわらず、破線のように電流が流れ
る。したがって、モータ端子における端子電圧は、スイ
ッチング素子ＳＡがＯＮの時にはＶdcになり、スイッチ
ング素子ＳＡがＯＦＦのときには、０になる。したがっ
て平均印加電圧は、スイッチング周期におけるスイッチ
ング素子ＳＡがＯＮの期間の比率と電源電圧をかけたも
のになる。
を行なっている端子出力が高い場合を示しており、図１
２の（ａ）に示すように電圧が高い方から低い方へと電
流が流れている場合には、スイッチング素子ＳＡがＯＮ
の時には、実線のように電流が流れる。また、スイッチ
ング素子ＳＡがＯＦＦの時には、スイッチング素子ＳＡ
のＯＮ／ＯＦＦにかかわらず、破線のように電流が流れ
る。したがって、モータ端子における端子電圧は、スイ
ッチング素子ＳＡがＯＮの時にはＶdcになり、スイッチ
ング素子ＳＡがＯＦＦのときには、０になる。したがっ
て平均印加電圧は、スイッチング周期におけるスイッチ
ング素子ＳＡがＯＮの期間の比率と電源電圧をかけたも
のになる。
【０００８】ところが、電流が逆方向に流れているとき
には、図１２の（ｂ）に示すように、スイッチング素子
ＳＡがＯＮの時には、実線のようにダイオードＤＡに電
流が流れ、スイッチング素子ＳＡがＯＦＦになり、もう
一つのスイッチング素子ＳＢがＯＮになると破線のよう
に電流が流れる。また、スイッチング素子が２つともＯ
ＦＦの時には、電流が実線のように流れる。したがっ
て、モータ端子における端子電圧は、スイッチング素子
ＳＡがＯＮの時および２つのスイッチング素子がＯＦＦ
の時にはＶｄｃになり、スイッチング素子ＳＢがＯＮの
ときには、０になる。したがって平均印加電圧は、スイ
ッチング周期におけるスイッチング素子ＳＡがＯＮの期
間と２つのスイッチング素子がＯＦＦである期間の和の
比率と電源電圧をかけたものになる。すなわち、電流方
向により実際の印加電圧が変わってしまう。
には、図１２の（ｂ）に示すように、スイッチング素子
ＳＡがＯＮの時には、実線のようにダイオードＤＡに電
流が流れ、スイッチング素子ＳＡがＯＦＦになり、もう
一つのスイッチング素子ＳＢがＯＮになると破線のよう
に電流が流れる。また、スイッチング素子が２つともＯ
ＦＦの時には、電流が実線のように流れる。したがっ
て、モータ端子における端子電圧は、スイッチング素子
ＳＡがＯＮの時および２つのスイッチング素子がＯＦＦ
の時にはＶｄｃになり、スイッチング素子ＳＢがＯＮの
ときには、０になる。したがって平均印加電圧は、スイ
ッチング周期におけるスイッチング素子ＳＡがＯＮの期
間と２つのスイッチング素子がＯＦＦである期間の和の
比率と電源電圧をかけたものになる。すなわち、電流方
向により実際の印加電圧が変わってしまう。
【０００９】この現象を回避するために従来用いられて
いた方法は、モータの電流を検出し、電流方向により、
印加電圧を一定値だけ加減算するものである。すなわ
ち、図１１において電流センサＣＴＵ、ＣＴＶ、ＣＴＷ
を用いて、対応する電流方向が電圧極性と同じ場合に
は、一定値だけ電圧を加算しておき、電流方向が電圧の
極性と異なる場合には、一定値だけ電圧を差し引いてお
くべく、パルス幅変調のＯＮデュティを調整するもので
ある。しかしこのような電流センサを用いるとなると部
品点数が増加し、かつ回路構成も複雑となった。
いた方法は、モータの電流を検出し、電流方向により、
印加電圧を一定値だけ加減算するものである。すなわ
ち、図１１において電流センサＣＴＵ、ＣＴＶ、ＣＴＷ
を用いて、対応する電流方向が電圧極性と同じ場合に
は、一定値だけ電圧を加算しておき、電流方向が電圧の
極性と異なる場合には、一定値だけ電圧を差し引いてお
くべく、パルス幅変調のＯＮデュティを調整するもので
ある。しかしこのような電流センサを用いるとなると部
品点数が増加し、かつ回路構成も複雑となった。
【００１０】本発明は、上記の課題を解決するためにな
されたものであり、電流センサを用いることなく、スイ
ッチング素子の同時ＯＮによる短絡をなくし、かつ、歪
みの少ない正弦波駆動を実現できるインバータ制御回路
を提供することを目的とする。
されたものであり、電流センサを用いることなく、スイ
ッチング素子の同時ＯＮによる短絡をなくし、かつ、歪
みの少ない正弦波駆動を実現できるインバータ制御回路
を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明の第１は、上記の
課題を解決するために、直流電源に接続され、パルス幅
変調によりモータの各相に電圧を供給する単相もしくは
複数相のブリッジ回路と、そのブリッジ回路の各相の上
アームもしくは下アームの一方で所定のパルス幅変調を
行い、残りのアームはＯＦＦ状態に保つように制御する
ものであって、各相の端子電圧のうち、もっとも電圧の
低い端子を有する相は下アームのみをＯＮし、そのＯＮ
した相以外の相は前記ＯＮした相との平均電位差が所定
の値になるように前記一方のアームで、アームを構成す
るスイッチング素子のＯＮに要する時間とＯＦＦに要す
る時間との差に相当するＯＮデュティを差し引いた値を
制御手段からのデュティ指令としてパルス幅変調を行う
制御手段と、前記モータの端子電圧及び前記制御手段か
ら出力されるパルス幅変調信号に基づいて電流の方向を
検出し、その検出結果を前記制御手段に入力する電流極
性検出手段とを備え、前記制御手段は、前記電流極性検
出手段により電流方向の反転が検出された時には、前記
パルス幅変調を行っていたアームとは逆のアームで変調
率が逆になるようにパルス幅変調を行い、いままでパル
ス幅変調を行っていたアームをＯＦＦとして、前記ブリ
ッジ回路よりの電圧を発生させる。
課題を解決するために、直流電源に接続され、パルス幅
変調によりモータの各相に電圧を供給する単相もしくは
複数相のブリッジ回路と、そのブリッジ回路の各相の上
アームもしくは下アームの一方で所定のパルス幅変調を
行い、残りのアームはＯＦＦ状態に保つように制御する
ものであって、各相の端子電圧のうち、もっとも電圧の
低い端子を有する相は下アームのみをＯＮし、そのＯＮ
した相以外の相は前記ＯＮした相との平均電位差が所定
の値になるように前記一方のアームで、アームを構成す
るスイッチング素子のＯＮに要する時間とＯＦＦに要す
る時間との差に相当するＯＮデュティを差し引いた値を
制御手段からのデュティ指令としてパルス幅変調を行う
制御手段と、前記モータの端子電圧及び前記制御手段か
ら出力されるパルス幅変調信号に基づいて電流の方向を
検出し、その検出結果を前記制御手段に入力する電流極
性検出手段とを備え、前記制御手段は、前記電流極性検
出手段により電流方向の反転が検出された時には、前記
パルス幅変調を行っていたアームとは逆のアームで変調
率が逆になるようにパルス幅変調を行い、いままでパル
ス幅変調を行っていたアームをＯＦＦとして、前記ブリ
ッジ回路よりの電圧を発生させる。
【００１２】また、本発明の第２は、第１の発明を基本
に、位置センサおよび電流センサを用いることなく、永
久磁石回転子のブラシレスモータの適正駆動を行えるも
のであり、電流位相の反転時期と対応する相の電圧との
位相差の進み遅れに応じて、電圧位相を調整する。
に、位置センサおよび電流センサを用いることなく、永
久磁石回転子のブラシレスモータの適正駆動を行えるも
のであり、電流位相の反転時期と対応する相の電圧との
位相差の進み遅れに応じて、電圧位相を調整する。
【００１３】また、本発明の第３は、第１の発明を基本
に、電流センサを用いることなく、インダクションモー
タの適正駆動を行えるものであり、電流位相の反転時期
と対応する相の電圧との位相差の進み遅れに応じて、印
加している電圧振幅を調整する。
に、電流センサを用いることなく、インダクションモー
タの適正駆動を行えるものであり、電流位相の反転時期
と対応する相の電圧との位相差の進み遅れに応じて、印
加している電圧振幅を調整する。
【００１４】さらに、本発明の第４は、負荷の極めて軽
い場合には、瞬時電流がゼロになりやすく、電流ゼロク
ロスポイントを何度も連続して検出して誤動作すること
がないように、電流ゼロクロスを検出してから、短い期
間は、従来のモータインバータと同様に上アームと下ア
ームとを相補的に交互にＯＮする。
い場合には、瞬時電流がゼロになりやすく、電流ゼロク
ロスポイントを何度も連続して検出して誤動作すること
がないように、電流ゼロクロスを検出してから、短い期
間は、従来のモータインバータと同様に上アームと下ア
ームとを相補的に交互にＯＮする。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下に、本発明をその実施の形態
を示す図面に基づいて説明する。図１は、本発明の一実
施形態による三相モータ駆動回路構成を示す回路ブロッ
ク図である。以下、本実施の形態による三相インダクシ
ョンモータ駆動回路またはブラシレスモータ駆動回路の
構成について、図を参照しながら説明する。
を示す図面に基づいて説明する。図１は、本発明の一実
施形態による三相モータ駆動回路構成を示す回路ブロッ
ク図である。以下、本実施の形態による三相インダクシ
ョンモータ駆動回路またはブラシレスモータ駆動回路の
構成について、図を参照しながら説明する。
【００１６】直流電源４の出力にＳＵＡ，ＳＵＢ、ＳＶ
Ａ、ＳＶＢ、ＳＷＡ、ＳＷＢのスイッチとそれらスイッ
チのそれぞれに並列に設けられたダイオードＤＵＡ、Ｄ
ＵＢ、ＤＶＡ、ＤＶＢ、ＤＷＡ、ＤＷＢとにより構成さ
れる三相ブリッジ回路５によりモータ１を駆動する従来
例と同じ構成になっている。また、従来例と同じく、こ
こで、ＳＵＡ，ＳＶＡ，ＳＷＡ側を上アーム、ＳＵＢ，
ＳＶＢ，ＳＷＢ側を下アームと呼ぶ。制御手段としての
三相ＰＷＭパルス発生用の制御回路２では、従来例と同
じく、同一周波数による三相正弦波通電用パルス（Ｕ
上、Ｖ上、Ｗ上、Ｕ下、Ｖ下、Ｗ下の各信号）を発生す
る。
Ａ、ＳＶＢ、ＳＷＡ、ＳＷＢのスイッチとそれらスイッ
チのそれぞれに並列に設けられたダイオードＤＵＡ、Ｄ
ＵＢ、ＤＶＡ、ＤＶＢ、ＤＷＡ、ＤＷＢとにより構成さ
れる三相ブリッジ回路５によりモータ１を駆動する従来
例と同じ構成になっている。また、従来例と同じく、こ
こで、ＳＵＡ，ＳＶＡ，ＳＷＡ側を上アーム、ＳＵＢ，
ＳＶＢ，ＳＷＢ側を下アームと呼ぶ。制御手段としての
三相ＰＷＭパルス発生用の制御回路２では、従来例と同
じく、同一周波数による三相正弦波通電用パルス（Ｕ
上、Ｖ上、Ｗ上、Ｕ下、Ｖ下、Ｗ下の各信号）を発生す
る。
【００１７】三相ＰＷＭパルス発生用の制御回路２は例
えばマイクロコンピュータなどで実現される。Ｕ上信号
は、三相ブリッジ回路５のスイッチＳＵＡを制御し、Ｕ
下信号はスイッチＳＵＢを制御する。同様に、Ｖ上信号
はＳＶＡを、Ｖ下信号はＳＶＢを、Ｗ上信号はＳＷＡ
を、Ｗ下信号はＳＷＢを制御する。ここまでは従来例と
同じである。モータ１への端子は電流極性検出回路３に
も入力されている。この電流極性検出回路３ｕ、３ｖ、
３ｗでは、モータ端子電圧と前述のスイッチ制御用パル
ス幅変調信号パルス（Ｕ上、Ｕ下など）と、選択信号
（ＳＥＬＵ、ＳＥＬＶ、ＳＥＬＷ）から電流の方向を検
出し、その結果を三相ＰＷＭパルス発生用の制御回路２
に送る。
えばマイクロコンピュータなどで実現される。Ｕ上信号
は、三相ブリッジ回路５のスイッチＳＵＡを制御し、Ｕ
下信号はスイッチＳＵＢを制御する。同様に、Ｖ上信号
はＳＶＡを、Ｖ下信号はＳＶＢを、Ｗ上信号はＳＷＡ
を、Ｗ下信号はＳＷＢを制御する。ここまでは従来例と
同じである。モータ１への端子は電流極性検出回路３に
も入力されている。この電流極性検出回路３ｕ、３ｖ、
３ｗでは、モータ端子電圧と前述のスイッチ制御用パル
ス幅変調信号パルス（Ｕ上、Ｕ下など）と、選択信号
（ＳＥＬＵ、ＳＥＬＶ、ＳＥＬＷ）から電流の方向を検
出し、その結果を三相ＰＷＭパルス発生用の制御回路２
に送る。
【００１８】図２は、電流方向検出回路３ｕ、３ｖ、３
ｗの内部構成例を示したブロック図である。図２では１
つの相に対応する部分のみを示している。この図２にお
いて、三相ＰＷＭの上アーム用信号「上」および下アー
ム用信号「下」は選択回路４１に供給される。選択回路
４１ではどちらの信号のＯＦＦタイミングを用いるかを
選択指令信号「ＳＥＬ」として入力する。選択指令信号
は通電電圧の位相に基づき予め設定されている。この詳
細は後述する。選択された制御信号は、遅延回路４２を
経由してサンプルホールド回路(Ｓ＆Ｈ)４４の制御信号
として入力される。遅延回路４２はＰＷＭの制御信号と
実際のスイッチそのものの応答のずれを吸収するための
ものである。サンプルホールド回路４４では、モータ１
の端子電圧を抵抗分圧回路４３を経由して得られた値を
サンプルホールドする。このサンプルホールドした結果
が電流方向の検出結果になる。
ｗの内部構成例を示したブロック図である。図２では１
つの相に対応する部分のみを示している。この図２にお
いて、三相ＰＷＭの上アーム用信号「上」および下アー
ム用信号「下」は選択回路４１に供給される。選択回路
４１ではどちらの信号のＯＦＦタイミングを用いるかを
選択指令信号「ＳＥＬ」として入力する。選択指令信号
は通電電圧の位相に基づき予め設定されている。この詳
細は後述する。選択された制御信号は、遅延回路４２を
経由してサンプルホールド回路(Ｓ＆Ｈ)４４の制御信号
として入力される。遅延回路４２はＰＷＭの制御信号と
実際のスイッチそのものの応答のずれを吸収するための
ものである。サンプルホールド回路４４では、モータ１
の端子電圧を抵抗分圧回路４３を経由して得られた値を
サンプルホールドする。このサンプルホールドした結果
が電流方向の検出結果になる。
【００１９】図３は、図２の回路構成で電流方向を検出
できる原理を示したものである。１つのアームに着目
し、モータ１などの誘導負荷をインダクタンスＬで代表
させている。図３（ａ）は、アームからプラスの電圧が
出ているときの動作を示したものである。上アームのス
イッチＳＡをチョッピング（ＯＮ／ＯＦＦ）することに
よりプラスの中間電圧が負荷に印加される。スイッチＳ
ＡがＯＮのときの電流の流れは実線のようになってい
る。一方スイッチＳＡがＯＦＦになったときは、電流の
流れは破線のように下アーム側のダイオードＤＢを経由
して、負荷側に供給されている。このとき、下アーム側
のスイッチのＯＮ／ＯＦＦ動作は関係ない。このとき、
アーム出力の端子電圧波形は（ａ）の右に示すような波
形になる。すなわち上アームのＯＮ／ＯＦＦタイミング
とほぼ同じ波形である。
できる原理を示したものである。１つのアームに着目
し、モータ１などの誘導負荷をインダクタンスＬで代表
させている。図３（ａ）は、アームからプラスの電圧が
出ているときの動作を示したものである。上アームのス
イッチＳＡをチョッピング（ＯＮ／ＯＦＦ）することに
よりプラスの中間電圧が負荷に印加される。スイッチＳ
ＡがＯＮのときの電流の流れは実線のようになってい
る。一方スイッチＳＡがＯＦＦになったときは、電流の
流れは破線のように下アーム側のダイオードＤＢを経由
して、負荷側に供給されている。このとき、下アーム側
のスイッチのＯＮ／ＯＦＦ動作は関係ない。このとき、
アーム出力の端子電圧波形は（ａ）の右に示すような波
形になる。すなわち上アームのＯＮ／ＯＦＦタイミング
とほぼ同じ波形である。
【００２０】次に、下アームをＯＦＦとして、同じく上
アームのみをＯＮ／ＯＦＦする場合で、電流方向が逆に
なった場合を考えると、図３（ｂ）に示すように、ＯＮ
／ＯＦＦのどちらでも、上アームのダイオードＤＡを通
って電流が流れる。ところがこのときの端子電圧波形を
考えてみると、（ｂ）の右側の波形図に示すように、常
にプラスにスイッチングされていることになり、所定の
電圧を供給することができなくなっている。このため、
このままでは、モータを駆動することができなくなる。
そこで、図３（ｃ）に示すように、下アームのスイッチ
ＳＢをこれまでのＯＮ／ＯＦＦの逆比率で制御し、上ア
ームは常にＯＦＦ状態にすると、スイッチＳＢがＯＮの
時には、実線のように電流が流れ、スイッチＳＢがＯＦ
Ｆの時には、波線のように電流が流れる。このときの端
子電圧波形は同図（ｃ）の右の波形図のようになり、
（ａ）と同じ波形となり、所定の電圧を発生することが
できる。
アームのみをＯＮ／ＯＦＦする場合で、電流方向が逆に
なった場合を考えると、図３（ｂ）に示すように、ＯＮ
／ＯＦＦのどちらでも、上アームのダイオードＤＡを通
って電流が流れる。ところがこのときの端子電圧波形を
考えてみると、（ｂ）の右側の波形図に示すように、常
にプラスにスイッチングされていることになり、所定の
電圧を供給することができなくなっている。このため、
このままでは、モータを駆動することができなくなる。
そこで、図３（ｃ）に示すように、下アームのスイッチ
ＳＢをこれまでのＯＮ／ＯＦＦの逆比率で制御し、上ア
ームは常にＯＦＦ状態にすると、スイッチＳＢがＯＮの
時には、実線のように電流が流れ、スイッチＳＢがＯＦ
Ｆの時には、波線のように電流が流れる。このときの端
子電圧波形は同図（ｃ）の右の波形図のようになり、
（ａ）と同じ波形となり、所定の電圧を発生することが
できる。
【００２１】すなわち、スイッチがＯＦＦになった時点
の端子電圧がＯＮ時と同じ電圧になった場合にＯＮ／Ｏ
ＦＦするスイッチを入れ替えればよいことになる。ま
た、電流方向が逆になったかどうかは、各ＰＷＭの周期
において、上または下アームの指令がＯＦＦになったと
きの電圧をみればよい。
の端子電圧がＯＮ時と同じ電圧になった場合にＯＮ／Ｏ
ＦＦするスイッチを入れ替えればよいことになる。ま
た、電流方向が逆になったかどうかは、各ＰＷＭの周期
において、上または下アームの指令がＯＦＦになったと
きの電圧をみればよい。
【００２２】図４は、図２の回路を用いて電流方向の変
化を検出したときの処理手順を示すフローチャートであ
る。本発明の制御をマイクロコンピュータのソフトウェ
アで実現するときには、電流方向の変化は割り込み処理
としてマイクロコンピュータに割込み信号として入力す
るのが適切である。ここでは電流方向が電圧と同じ方向
から逆に変化した場合を示すが、電流方向が逆の場合に
は、マイクロコンピュータでは割り込み処理の概要は、
スイッチングを行なう素子を入れ替えることである。
化を検出したときの処理手順を示すフローチャートであ
る。本発明の制御をマイクロコンピュータのソフトウェ
アで実現するときには、電流方向の変化は割り込み処理
としてマイクロコンピュータに割込み信号として入力す
るのが適切である。ここでは電流方向が電圧と同じ方向
から逆に変化した場合を示すが、電流方向が逆の場合に
は、マイクロコンピュータでは割り込み処理の概要は、
スイッチングを行なう素子を入れ替えることである。
【００２３】処理Ｓ１１では変化に対応したアームのス
イッチング方法を変更する。それまでは、上側のみをス
イッチングしていたところを、上と下を相補的にスイッ
チングするモードに変更する。このとき下側のスイッチ
ングデュティ指令は、それまで上側がスイッチングして
いた指令デュティ「上ＯＮduty」にＯＮとＯＦＦとの
「応答時間差」の半分を加算したものを「１」から差し
引いた値である。図４では「下ＯＮduty_上下」で示し
ている。また、上アームの指令デュティ「上ＯＮduty_
上下」は、これまでの指令デュティ「上ＯＮduty」にＯ
ＮとＯＦＦとの「応答時間差」の半分を加算したもの加
えたものである。
イッチング方法を変更する。それまでは、上側のみをス
イッチングしていたところを、上と下を相補的にスイッ
チングするモードに変更する。このとき下側のスイッチ
ングデュティ指令は、それまで上側がスイッチングして
いた指令デュティ「上ＯＮduty」にＯＮとＯＦＦとの
「応答時間差」の半分を加算したものを「１」から差し
引いた値である。図４では「下ＯＮduty_上下」で示し
ている。また、上アームの指令デュティ「上ＯＮduty_
上下」は、これまでの指令デュティ「上ＯＮduty」にＯ
ＮとＯＦＦとの「応答時間差」の半分を加算したもの加
えたものである。
【００２４】次に処理Ｓ１２で、そのときの電圧位相θ
を読み込む。すなわち、電流がゼロになったときの電圧
位相θzcがわかるので、電圧と電流の位相差を知ること
ができる。次に処理Ｓ１３に示すようにこの状態をしば
らく継続する。継続する理由は後で説明する。
を読み込む。すなわち、電流がゼロになったときの電圧
位相θzcがわかるので、電圧と電流の位相差を知ること
ができる。次に処理Ｓ１３に示すようにこの状態をしば
らく継続する。継続する理由は後で説明する。
【００２５】処理Ｓ１３での時間待ちが終了すると、処
理Ｓ１４へと進み、下のみのスイッチングモードに切り
替える。下アームのスイッチングデュティ「下ＯＮdut
y」は、１から上アームスイッチングデュティ「上ＯＮd
uty」を差し引いたものである。これにより、上アーム
だけのスイッチング動作から下アームだけのスイッチン
グ動作への切り替わりが完了する。
理Ｓ１４へと進み、下のみのスイッチングモードに切り
替える。下アームのスイッチングデュティ「下ＯＮdut
y」は、１から上アームスイッチングデュティ「上ＯＮd
uty」を差し引いたものである。これにより、上アーム
だけのスイッチング動作から下アームだけのスイッチン
グ動作への切り替わりが完了する。
【００２６】ところで、切り替わりの途中に相補的に上
下のアームをスイッチングする動作を必要としているの
は、図５に示すような場合に対応させるためである。す
なわち、図５においては、スイッチングにより電流には
リップルが含まれている状態を示している。この電流リ
ップルが大きい場合には、図５に示すように、電流符号
の反転が何回か連続して発生するチャタリングに似たこ
とが発生する。この時に相補的に上下アームでスイッチ
ングする従来のような方法を設けておけば、チャタリン
グによる誤動作をする必要もない。なお、当然ながら、
電流リップルが大きくなくチャタリングが発生しない場
合には、図４の処理Ｓ１１とＳ１３は不要である。
下のアームをスイッチングする動作を必要としているの
は、図５に示すような場合に対応させるためである。す
なわち、図５においては、スイッチングにより電流には
リップルが含まれている状態を示している。この電流リ
ップルが大きい場合には、図５に示すように、電流符号
の反転が何回か連続して発生するチャタリングに似たこ
とが発生する。この時に相補的に上下アームでスイッチ
ングする従来のような方法を設けておけば、チャタリン
グによる誤動作をする必要もない。なお、当然ながら、
電流リップルが大きくなくチャタリングが発生しない場
合には、図４の処理Ｓ１１とＳ１３は不要である。
【００２７】つぎに、どのアームの上下の制御を入れ替
えるかについて説明する。これまで述べたように、電流
の方向を検出するにはＰＷＭのＯＦＦ期間が存在する必
要があり、以降に詳しく述べる。
えるかについて説明する。これまで述べたように、電流
の方向を検出するにはＰＷＭのＯＦＦ期間が存在する必
要があり、以降に詳しく述べる。
【００２８】図６および図７は、本発明で用いるパルス
幅変調による三相交流電圧の発生方法を説明する波形図
である。図６は、三相交流波形の相電圧Ｖｕ、Ｖv、Ｖ
ｗを示したものである。ここで、Ｕ相電圧に着目する
と、Ｕ相の位相（ωｔの値）で、（７／６）πラジアン
から（１１／６）πラジアンまでは最も低い電圧になっ
ている。同様にＶ相では、（１１／６）πラジアンから
（１／２）πラジアンまで、Ｗ相では（１／２）πラジ
アンから（７／６）πラジアンまでがそれに相当する。
幅変調による三相交流電圧の発生方法を説明する波形図
である。図６は、三相交流波形の相電圧Ｖｕ、Ｖv、Ｖ
ｗを示したものである。ここで、Ｕ相電圧に着目する
と、Ｕ相の位相（ωｔの値）で、（７／６）πラジアン
から（１１／６）πラジアンまでは最も低い電圧になっ
ている。同様にＶ相では、（１１／６）πラジアンから
（１／２）πラジアンまで、Ｗ相では（１／２）πラジ
アンから（７／６）πラジアンまでがそれに相当する。
【００２９】したがって三相ＰＷＭ作成方法としては、
最も低い電位の相を基準にして作成すると、図７のよう
な波形を発生することで三相正弦波電圧を発生できる。
ここで、各相で「０」は下アームが常にＯＮしている状
態である。また、出力電圧が少ない場合には図７におい
ては点線で示すような波形になる。
最も低い電位の相を基準にして作成すると、図７のよう
な波形を発生することで三相正弦波電圧を発生できる。
ここで、各相で「０」は下アームが常にＯＮしている状
態である。また、出力電圧が少ない場合には図７におい
ては点線で示すような波形になる。
【００３０】一方、相の電流を考えてみると、インダク
ションモータでは印加電圧が一定のまま負荷が大きくな
ると力率が１に近づく。したがってモータの電流の方向
が変わるのは相電圧がゼロ近傍になる。しかしながら図
６に示すように、例えば、πラジアンでＵ相の相電圧が
ゼロになるが、図７に示すように端子電圧は「−Ｖ」に
はなっていない。
ションモータでは印加電圧が一定のまま負荷が大きくな
ると力率が１に近づく。したがってモータの電流の方向
が変わるのは相電圧がゼロ近傍になる。しかしながら図
６に示すように、例えば、πラジアンでＵ相の相電圧が
ゼロになるが、図７に示すように端子電圧は「−Ｖ」に
はなっていない。
【００３１】以上のように３つの相を１２０°ごとに下
アームをＯＮ状態にしていき、電流がモータのインダク
タンス特性により少し遅れている場合を考えると、下表
のようにチョッピング方法(chop)を割り付けることがで
きる。
アームをＯＮ状態にしていき、電流がモータのインダク
タンス特性により少し遅れている場合を考えると、下表
のようにチョッピング方法(chop)を割り付けることがで
きる。
【００３２】
【表１】
【００３３】マイクロコンピュータは６０°経過毎に、
現在の電圧位相をもとに上表に示したように３つのアー
ムの状態を切り替える処理を行う。また、正弦波を発生
するには、よく知られているように、ＰＷＭ周期毎など
の一定時間毎に電圧位相を更新し、正弦波テーブルを読
み出して、出力電圧（rms値など）を乗じて、ＰＷＭ発
生手段（マイクロコンピュータに内蔵）に設定する処理
を行う。
現在の電圧位相をもとに上表に示したように３つのアー
ムの状態を切り替える処理を行う。また、正弦波を発生
するには、よく知られているように、ＰＷＭ周期毎など
の一定時間毎に電圧位相を更新し、正弦波テーブルを読
み出して、出力電圧（rms値など）を乗じて、ＰＷＭ発
生手段（マイクロコンピュータに内蔵）に設定する処理
を行う。
【００３４】図８はその計算手順を示すフローチャート
である。この処理群はＰＷＭ周期毎に実行され、まず処
理Ｓ２１において、前回の位相θと速度に基づく一回当
たりの位相増分「Δθ」と増分の調整値「Δθerr」を
加算して今回の位相「θ」を算出する。ここで、増分の
調整値「Δθerr」は、永久磁石ブラシレスモータの制
御に用いる変数であり、三相インダクションモータの制
御の場合には常にゼロになる。
である。この処理群はＰＷＭ周期毎に実行され、まず処
理Ｓ２１において、前回の位相θと速度に基づく一回当
たりの位相増分「Δθ」と増分の調整値「Δθerr」を
加算して今回の位相「θ」を算出する。ここで、増分の
調整値「Δθerr」は、永久磁石ブラシレスモータの制
御に用いる変数であり、三相インダクションモータの制
御の場合には常にゼロになる。
【００３５】次に、処理Ｓ２２へ進み、位相に対応する
正弦波をテーブルより読み出し、かつ出力電圧を乗じ
て、上アームがＯＮするデュティを求める。ここで、実
際のデュティはスイッチング素子のＯＮとＯＦＦとの応
答の時間差の影響を受けるので、処理Ｓ２３にて、ずれ
の補正を行なう。すなわち、一旦求めた上アームがＯＮ
するデュティ「上ＯＮduty」から「応答時間差」を差し
引き、実際の「上ＯＮduty」とする。
正弦波をテーブルより読み出し、かつ出力電圧を乗じ
て、上アームがＯＮするデュティを求める。ここで、実
際のデュティはスイッチング素子のＯＮとＯＦＦとの応
答の時間差の影響を受けるので、処理Ｓ２３にて、ずれ
の補正を行なう。すなわち、一旦求めた上アームがＯＮ
するデュティ「上ＯＮduty」から「応答時間差」を差し
引き、実際の「上ＯＮduty」とする。
【００３６】次に、図９での処理を説明する。図９は、
永久磁石ブラシレスモータ（ＰＭモータ）の駆動用の処
理である。ブラシレスモータは、永久磁石により発生す
る誘起電圧と流れる電流の位相が合っていると高効率に
駆動でき、またそのときには電圧の位相は電流の位相よ
りもわずかに進んだところにあり、誘起電圧に対して電
流位相が少し進むと、電圧も進み、誘起電圧に対して電
流位相が少し遅れると、電圧は大きく遅れる。逆に、印
加電圧が誘起電圧よりも進んでいると電流は大きく進
み、印加電圧が誘起電圧よりも遅れているときには、電
流は大きく遅れている。
永久磁石ブラシレスモータ（ＰＭモータ）の駆動用の処
理である。ブラシレスモータは、永久磁石により発生す
る誘起電圧と流れる電流の位相が合っていると高効率に
駆動でき、またそのときには電圧の位相は電流の位相よ
りもわずかに進んだところにあり、誘起電圧に対して電
流位相が少し進むと、電圧も進み、誘起電圧に対して電
流位相が少し遅れると、電圧は大きく遅れる。逆に、印
加電圧が誘起電圧よりも進んでいると電流は大きく進
み、印加電圧が誘起電圧よりも遅れているときには、電
流は大きく遅れている。
【００３７】処理Ｓ３１にで図４のフローで検出した位
相差「θzc」と所定の位相差「θzcref」との比較を行
い位相差のずれ「θzc err」を得る。次に処理Ｓ３２
で、位相差のずれに比例した値をもとにＰＩ制御などの
安定補償演算を行って、モータ印加電圧の位相を変調す
る。位相を変調する為には、パルス幅変調の１回毎に位
相を進めるための変化量Δθに対して調整量「Δθer
r」を調整する。
相差「θzc」と所定の位相差「θzcref」との比較を行
い位相差のずれ「θzc err」を得る。次に処理Ｓ３２
で、位相差のずれに比例した値をもとにＰＩ制御などの
安定補償演算を行って、モータ印加電圧の位相を変調す
る。位相を変調する為には、パルス幅変調の１回毎に位
相を進めるための変化量Δθに対して調整量「Δθer
r」を調整する。
【００３８】すなわち、図４のフロー処理で検出した位
相差「θzc」が所定の位相差「θzcref」よりも多い場
合には、位相差のずれ「θzc err」に比例した値をもと
に、印加電圧の位相を進相させる。逆に位相差「θzc」
が少ない場合は、印加電圧の位相を遅らせる。このよう
な処理によって、ブラシレスモータの電圧と電流の位相
関係が所定の関係に保たれ、効率のよい駆動が可能にな
る。
相差「θzc」が所定の位相差「θzcref」よりも多い場
合には、位相差のずれ「θzc err」に比例した値をもと
に、印加電圧の位相を進相させる。逆に位相差「θzc」
が少ない場合は、印加電圧の位相を遅らせる。このよう
な処理によって、ブラシレスモータの電圧と電流の位相
関係が所定の関係に保たれ、効率のよい駆動が可能にな
る。
【００３９】以上のように、三相ブリッジ回路に接続さ
れて３６０°期間常に電流を流すべく通電される方式に
よりブラシレスモータを駆動する場合には、上アームも
しくは下アームの一方で所定のパルス幅変調を行い、残
りのアームはＯＦＦ状態に保つよう構成し、三相の相電
圧のうち、もっとも電圧の低い電圧となる相は下アーム
のみをＯＮし、そのＯＮした相以外の相はそのＯＮした
相との電位差が所定の値になるように片方のアームでパ
ルス幅変調を行って電圧を発生し、検出された電圧が前
回のパルスの検出時から反転したことを検出して電流方
向を検出し、電流方向の反転を検出した時にはパルス幅
変調をそれまでとは逆のアームで行い、もう一方のアー
ムをＯＦＦとして、電圧位相のゼロクロスタイミングと
電流方向の反転検出タイミングとを一定の位相関係に保
つよう電圧位相を調整する。
れて３６０°期間常に電流を流すべく通電される方式に
よりブラシレスモータを駆動する場合には、上アームも
しくは下アームの一方で所定のパルス幅変調を行い、残
りのアームはＯＦＦ状態に保つよう構成し、三相の相電
圧のうち、もっとも電圧の低い電圧となる相は下アーム
のみをＯＮし、そのＯＮした相以外の相はそのＯＮした
相との電位差が所定の値になるように片方のアームでパ
ルス幅変調を行って電圧を発生し、検出された電圧が前
回のパルスの検出時から反転したことを検出して電流方
向を検出し、電流方向の反転を検出した時にはパルス幅
変調をそれまでとは逆のアームで行い、もう一方のアー
ムをＯＦＦとして、電圧位相のゼロクロスタイミングと
電流方向の反転検出タイミングとを一定の位相関係に保
つよう電圧位相を調整する。
【００４０】次に、図１０での処理を説明する。図１０
は、三相インダクションモータの駆動用の処理である。
処理Ｓ４１では図４のフローで検出した位相差「θzc」
と所定の位相差「θzc ref」との比較を行い位相差のず
れ「θzc err」を得る。次に処理Ｓ４２で、位相差のず
れ「θzc err」に比例した値をもとにＰＩ制御などの安
定補償演算を行って、モータ印加電圧を変調する。
は、三相インダクションモータの駆動用の処理である。
処理Ｓ４１では図４のフローで検出した位相差「θzc」
と所定の位相差「θzc ref」との比較を行い位相差のず
れ「θzc err」を得る。次に処理Ｓ４２で、位相差のず
れ「θzc err」に比例した値をもとにＰＩ制御などの安
定補償演算を行って、モータ印加電圧を変調する。
【００４１】位相差「θzc」が所定の位相差「θzc re
f」よりも大きいときには印加電圧すなわち印加正弦波
電圧の振幅を増加させる方向にする。すなわち印加正弦
波電圧の振幅を増大させる。これは位相差が多いときに
は、印加電圧不足で励磁不足となりモータのすべりが大
きくなっている状態であるからである。また検出位相差
「θzc」が所定の位相差「θzc ref」よりも少ない場合
は前述と同様の演算を行ってモータ印加電圧を減少させ
る。この処理によりインダクションモータの力率が適正
に保たれ、負荷変動があっても効率のよい駆動が可能に
なる。
f」よりも大きいときには印加電圧すなわち印加正弦波
電圧の振幅を増加させる方向にする。すなわち印加正弦
波電圧の振幅を増大させる。これは位相差が多いときに
は、印加電圧不足で励磁不足となりモータのすべりが大
きくなっている状態であるからである。また検出位相差
「θzc」が所定の位相差「θzc ref」よりも少ない場合
は前述と同様の演算を行ってモータ印加電圧を減少させ
る。この処理によりインダクションモータの力率が適正
に保たれ、負荷変動があっても効率のよい駆動が可能に
なる。
【００４２】以上のように、三相ブリッジ回路に接続さ
れて３６０°期間常に電流を流すべく通電される方式に
より三相インダクションモータを駆動する場合には、上
アームもしくは下アームの一方で所定のパルス幅変調を
行い、残りのアームはＯＦＦ状態に保つよう構成し、三
相の相電圧のうち、もっとも電圧の低い電圧となる相は
下アームのみをＯＮし、そのＯＮした相以外の相はその
ＯＮした相との電位差が所定の値になるように片方のア
ームでパルス幅変調を行って電圧を発生し、検出された
電圧が前回のパルスの検出時から反転したことを検出し
て電流方向を検出し、電流方向の反転を検出した時には
パルス幅変調をそれまでとは逆のアームで行い、そして
もう一方のアームをＯＦＦとして、電圧位相のゼロクロ
スタイミングと電流方向の反転検出タイミングとを一定
の位相関係に保つように電圧振幅を調整する。
れて３６０°期間常に電流を流すべく通電される方式に
より三相インダクションモータを駆動する場合には、上
アームもしくは下アームの一方で所定のパルス幅変調を
行い、残りのアームはＯＦＦ状態に保つよう構成し、三
相の相電圧のうち、もっとも電圧の低い電圧となる相は
下アームのみをＯＮし、そのＯＮした相以外の相はその
ＯＮした相との電位差が所定の値になるように片方のア
ームでパルス幅変調を行って電圧を発生し、検出された
電圧が前回のパルスの検出時から反転したことを検出し
て電流方向を検出し、電流方向の反転を検出した時には
パルス幅変調をそれまでとは逆のアームで行い、そして
もう一方のアームをＯＦＦとして、電圧位相のゼロクロ
スタイミングと電流方向の反転検出タイミングとを一定
の位相関係に保つように電圧振幅を調整する。
【００４３】なお、上記実施の形態では、三相ＰＷＭパ
ルス発生回路をマイクロコンピュータ等を用いてソフト
ウエア的に構成したが、これに代えて、同様の機能を有
する専用のハードウェアにより実現しても良い。また、
実施例を含む本発明の説明においては、最も電圧の低い
相に着目して説明したが、同様のことは、最も電圧の高
い相に着目しても実現できることは明白である。
ルス発生回路をマイクロコンピュータ等を用いてソフト
ウエア的に構成したが、これに代えて、同様の機能を有
する専用のハードウェアにより実現しても良い。また、
実施例を含む本発明の説明においては、最も電圧の低い
相に着目して説明したが、同様のことは、最も電圧の高
い相に着目しても実現できることは明白である。
【００４４】
【発明の効果】以上述べたところから明らかなように本
発明は、ブリッジ回路において、上下のアームを同時に
チョッピングしないので、スイッチの応答時間ずれによ
る上下アームの短絡もおこらないので、スイッチに同時
ＯＦＦ時間、いわゆるデッドタイムを設ける必要がなく
なり、波形発生の精度の向上が実現できる。また、イン
ダクションモータあるいはブラシレスモータを電流セン
サを用いずに適正な力率で駆動することができるという
長所も有する。従って、適正な力率で駆動することによ
り、インダクションモータおよびブラシレスモータを適
正な効率で駆動することも可能になる。さらに、ブラシ
レスモータにおいては、従来用いられていた１２０°通
電位矩形電流による位置センサレス駆動ではなく、トル
クリップルの少ない正弦波駆動が位置センサレスで実現
できるという利点も有している。
発明は、ブリッジ回路において、上下のアームを同時に
チョッピングしないので、スイッチの応答時間ずれによ
る上下アームの短絡もおこらないので、スイッチに同時
ＯＦＦ時間、いわゆるデッドタイムを設ける必要がなく
なり、波形発生の精度の向上が実現できる。また、イン
ダクションモータあるいはブラシレスモータを電流セン
サを用いずに適正な力率で駆動することができるという
長所も有する。従って、適正な力率で駆動することによ
り、インダクションモータおよびブラシレスモータを適
正な効率で駆動することも可能になる。さらに、ブラシ
レスモータにおいては、従来用いられていた１２０°通
電位矩形電流による位置センサレス駆動ではなく、トル
クリップルの少ない正弦波駆動が位置センサレスで実現
できるという利点も有している。
【図１】 本発明の一実施の形態による三相インダクシ
ョンモータ駆動回路またはブラシレスモータ駆動回路の
回路ブロック図
ョンモータ駆動回路またはブラシレスモータ駆動回路の
回路ブロック図
【図２】 同実施の形態における電流方向検出回路の回
路ブロック図
路ブロック図
【図３】 同実施の形態における電流検出の動作原理を
示す回路ブロック図および波形
示す回路ブロック図および波形
【図４】 上記実施の形態における電流方向反転検出時
の処理を示すフローチャート
の処理を示すフローチャート
【図５】 実施の形態における電流波形と制御方法の切
り替わりの一例を示す波形図
り替わりの一例を示す波形図
【図６】 三相正弦波の相電圧の関係を示す波形図
【図７】 同実施の形態における三相正弦波の端子電圧
の波形図
の波形図
【図８】 同実施の形態における、パルス幅変調のデュ
ティの演算手順を示すフローチャート
ティの演算手順を示すフローチャート
【図９】 実施の形態におけるブラシレスモータ駆動制
御処理を示すフローチャート
御処理を示すフローチャート
【図１０】 実施の形態における三相インダクションモ
ータ駆動制御処理を示すフローチャート
ータ駆動制御処理を示すフローチャート
【図１１】 従来の三相モータ駆動回路の回路ブロック
図
図
【図１２】 従来のモータ駆動回路による電流の流れか
たを示す回路ブロック図
たを示す回路ブロック図
１ モータ ２、１２２ 制御回路 ３ 電流方向検出回路 ５ 三相ブリッジ回路 ４１ 選択回路 ４２ 遅延回路 ４４ サンプル・ホールド回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H007 BB06 CA01 CB02 CB05 CC23 DB07 DC05 EA02 EA05 EA06 5H560 BB04 BB12 DC13 EB01 EB07 EC01 GG04 UA02 XA12 5H576 BB02 CC01 DD02 DD04 DD07 EE14 GG04 GG06 HA02 HA03 HB02 JJ03 JJ08 JJ17 JJ24 JJ25 LL22 LL39
Claims (6)
- 【請求項１】 直流電源に接続され、パルス幅変調によ
りモータの各相に電圧を供給する単相もしくは複数相の
ブリッジ回路と、そのブリッジ回路の各相の上アームも
しくは下アームの一方で所定のパルス幅変調を行い、残
りのアームはＯＦＦ状態に保つように制御するものであ
って、 各相の端子電圧のうち、もっとも電圧の低い端子を有す
る相は下アームのみをＯＮし、そのＯＮした相以外の相
は前記ＯＮした相との平均電位差が所定の値になるよう
に前記一方のアームで、アームを構成するスイッチング
素子のＯＮに要する時間とＯＦＦに要する時間との差に
相当するＯＮデュティを差し引いた値を制御手段からの
デュティ指令としてパルス幅変調を行うための指令を算
出する制御手段と、 制御手段の出力に基づいて前記アームの一方のスイッチ
ング素子をパルス幅変調し、前記モータの端子電圧及び
前記制御手段から出力されるパルス幅変調信号に基づい
て電流の方向を検出し、その検出結果を前記制御手段に
入力する電流極性検出手段とを備え、 前記制御手段は、前記電流極性検出手段により電流方向
の反転が検出された時には、前記パルス幅変調を行って
いたアームとは逆のアームで変調率が逆になるようにパ
ルス幅変調を行い、いままでパルス幅変調を行っていた
アームをＯＦＦとして、前記ブリッジ回路よりの電圧を
発生することを特長とする誘導性負荷駆動用のインバー
タ制御回路。 - 【請求項２】 直流電源に接続され、パルス幅変調によ
りモータの各相に電圧を供給する単相もしくは複数相の
ブリッジ回路と、そのブリッジ回路の各相の上アームも
しくは下アームの一方で所定のパルス幅変調を行い、残
りのアームはＯＦＦ状態に保つように制御するものであ
って、 各相の端子電圧のうち、もっとも電圧の低い端子を有す
る相は下アームのみをＯＮし、そのＯＮした相以外の相
は前記ＯＮした相との平均電位差が所定の値になるよう
に前記一方のアームで、アームを構成するスイッチング
素子のＯＮに要する時間とＯＦＦに要する時間との差に
相当するＯＮデュティを差し引いた値を制御手段からの
デュティ指令としてパルス幅変調を行うための指令を算
出する制御手段と、 制御手段の出力に基づいて前記アームの一方のスイッチ
ング素子をパルス幅変調し、前記モータの端子電圧及び
前記制御手段から出力されるパルス幅変調信号に基づい
て電流の方向を検出し、その検出結果を前記制御手段に
入力する電流極性検出手段とを備え、 前記制御手段は、前記電流極性検出手段により電流方向
の反転が検出された時には、前記パルス幅変調を行って
いたアームとは逆のアームで変調率が逆になるようにパ
ルス幅変調を行い、いままでパルス幅変調を行っていた
アームをＯＦＦとして、前記ブリッジ回路よりの電圧を
発生して、前記ブリッジ回路の電圧位相のゼロクロスタ
イミングと前記電流方向の反転検出タイミングとを一定
の位相関係となるように前記電圧位相を位相差が解消さ
れる方向に調整することを特徴とする永久磁石ブラシレ
スモータ駆動用のインバータ制御回路。 - 【請求項３】 直流電源に接続され、パルス幅変調によ
りモータの各相に電圧を供給する単相もしくは複数相の
ブリッジ回路と、そのブリッジ回路の各相の上アームも
しくは下アームの一方で所定のパルス幅変調を行い、残
りのアームはＯＦＦ状態に保つように制御するものであ
って、 各相の端子電圧のうち、もっとも電圧の低い端子を有す
る相は下アームのみをＯＮし、そのＯＮした相以外の相
は前記ＯＮした相との平均電位差が所定の値になるよう
に前記一方のアームで、アームを構成するスイッチング
素子のＯＮに要する時間とＯＦＦに要する時間との差に
相当するＯＮデュティを差し引いた値を制御手段からの
デュティ指令としてパルス幅変調を行うための指令を算
出する制御手段と、 制御手段の出力に基づいて前記アームの一方のスイッチ
ング素子をパルス幅変調し、前記モータの端子電圧及び
前記制御手段から出力されるパルス幅変調信号に基づい
て電流の方向を検出し、その検出結果を前記制御手段に
入力する電流極性検出手段とを備え、 前記制御手段は、前記電流極性検出手段により電流方向
の反転が検出された時には、前記パルス幅変調を行って
いたアームとは逆のアームで変調率が逆になるようにパ
ルス幅変調を行い、いままでパルス幅変調を行っていた
アームをＯＦＦとして、前記ブリッジ回路よりの電圧を
発生して、前記ブリッジ回路の電圧位相のゼロクロスタ
イミングと前記電流方向の反転検出タイミングとを一定
の位相関係となるように前記電圧振幅を位相差が解消さ
れる方向に調整することを特徴とするインダクションモ
ータ駆動用のインバータ制御回路。 - 【請求項４】 前記パルス幅変調によりスイッチング素
子より発生する電圧の平均値がＯＦＦ期間を有せずに変
化することを特長とする、請求項２もしくは請求項３記
載のモータ駆動用のインバータ制御回路。 - 【請求項５】 前記パルス幅変調によりスイッチング素
子より発生する電圧の平均値が正弦波状に変化すること
を特長とする、請求項４記載のモータ駆動用のインバー
タ制御回路。 - 【請求項６】 電流極性反転を検出してから一定期間
は、上アームと下アームとを相補的に交互にＯＮするこ
とを特長とする請求項１〜５記載のインバータ制御回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000127496A JP2001314089A (ja) | 2000-04-27 | 2000-04-27 | インバータ制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000127496A JP2001314089A (ja) | 2000-04-27 | 2000-04-27 | インバータ制御回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001314089A true JP2001314089A (ja) | 2001-11-09 |
Family
ID=18637083
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000127496A Pending JP2001314089A (ja) | 2000-04-27 | 2000-04-27 | インバータ制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001314089A (ja) |
Cited By (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2377097A (en) * | 2001-03-16 | 2002-12-31 | Bosch Gmbh Robert | Electrical induction machine with multi-phase converter |
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-
2000
- 2000-04-27 JP JP2000127496A patent/JP2001314089A/ja active Pending
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